CN101142760A - 宽带无线通信系统中的天线选择分集装置和方法 - Google Patents

Abstract

提供了一种利用多个天线在宽带无线通信系统的接收器中改进天线分集的装置和方法。具有分集装置的接收器利用多模拟前端的结构，用于利用单模拟前端在快速傅立叶变换(FFT)之后测量逐天线的接收功率值/载波－干扰加噪声比(CINR)的结构，以及基于单模拟前端的、用于在模数(A/D)转换之后测量逐天线的接收功率值而无需使用FFT的结构。当选择了接收天线时，使用所测量的接收功率值/CINR。在以定期模式发射具有前同步码数据的导频信号的系统中，与传统的天线选择分集相比，接收器通过合适的频率调制处理能改进性能并能以较低的成本来实现。

Description

宽带无线通信系统中的天线选择分集装置和方法

技术领域

本发明通常涉及在宽带无线通信系统中的分集装置和方法。更具体地，本发明涉及能利用多天线来改善宽带无线通信系统接收器中的天线分集的分集装置和方法。

背景技术

无线通信系统的典型示例是移动通信系统。移动通信系统对于声音通信已经得到了发展。根据用户的需求和技术的快速进步，移动通信系统已经到了不仅提供传统声音服务而且提供能够发送大量的数字数据(如电子邮件)以及静态或动态图像的宽带数据服务的地步。提供宽带数据服务的典型宽带无线通信系统是正交频分多路复用(OFDM)系统。

利用OFDM系统的发送方案将串行输入码元流转换成并行，并接着将转换结果通过多个正交子载波进行调制和发射。随着超大规模集成电路(VLSI)在二十世纪九十年代的研发，OFDM发射方案开始得到更大的关注。通常，OFDM发射方案利用多个子载波来调制数据，保持子载波之间的正交性，并且，与传统的单载波调制方案相比，具有对频率选择多径衰落信道的鲁棒性的特征。

OFDM发射方案发射被添加到每个OFDM码元的首端的循环前缀(CP)，由此去除了来自前一码元的码元间干扰(ISI)和信道间干扰。由于对干扰的鲁棒性的特征，OFDM发射方案适于宽带高速通信。这样，OFDM发射方案作为能够在诸如无线互联网等的宽带服务中保证高接收质量和高速发射和接收的发射技术正得到人们的注意。

已经提出了一种正交频分多址(OFDMA)方案作为基于OFDM的典型多址方案。OFDMA方案将OFDM码元分割并加载到多个子载波上，并将多个子载波组合和发射到一个子信道中。将OFDMA方案应用到宽带无线通信系统的例子是电气和电子工程师协会(IEEE)802.16a、802.16e或WiBro系统。在下文中，将宽带无线通信系统解释为利用IEEE 802.16a、802.16e、WiBro、OFDM和/或OFDMA系统的无线通信系统的含义。

为了满足不断增加的高速数据发射的要求，已经提出了多种利用基站和终端内的多个天线的通信技术。作为利用多个天线的示例，用于执行码分多址(CDMA)系统的最大比组合的一致性组合方法通过利用每个天线的信道信息为每个天线所接收的信号改变相位并分配权重，而使信噪比最大。该方法在改进接收性能方面是卓越的，但它增加了接收器的复杂性，因为在接收器中需要进行诸如信道信息测量和权重计算的附加处理。

作为利用多天线的另一示例，还存在一种选择接收器中的天线的天线选择分集方法。该方法从接收器所提供的多个天线中选择具有最大接收信号功率的天线，并通过所选的天线执行诸如调制的信号处理。因为该方法在天线选择后仅利用所选的天线来接收信号，因此与组合多个天线的输出的一致性组合方法的接收器实现方式相比，它的接收器实现方式是简单的。

图1示出了将传统天线选择分集技术应用到接收器中的宽带无线通信系统的结构。在图1中，发射器100a和接收器100b可以是基站或终端。在下文中，为了便于解释，假设发射器100a和接收器100b分别对应基站和终端，并且所应用的无线通信系统是OFDM系统。

首先，为了误差校正，通过编码器(未显示)对将要从基站的发射器100a发射到终端的信息位进行编码，并给调制器101输入经编码的信息位。调制器101以预定的调制方案来调制该编码信息位，如正交相移键控(QPSK)、16-正交调幅(16QAM)、64-正交调幅(64QAM)等，并将该编码信息位输出给码元映射器103。码元映射器103根据频率轴子载波索引和时间轴OFDM码元索引来排列输入数据，将输入数据映射到OFDM码元的子载波，并将映射的输入数据输出给逆快速傅里叶逆变换(IFFT)处理器105。

虽然没有在图1中示出，但是串行调制码元在被输出给IFFT处理器105之前转换成并行调制码元，并插入导频码元。IFFT处理器105对并行调制码元执行N点IFFT操作。循环前缀(CP)插入器107将CP插入到每个预定的保护间隔中以防止码元间和/或信道间干扰，并将插入结果输出给数字-模拟转换器(DAC)109。射频(RF)模块111对从DAC 109转换成模拟信号的码元流执行RF处理，并将该RF信号通过天线113发射给无线网络。

终端的接收器100b通过在第一和第二天线115和117之间所选的一个天线来接收从基站发射的OFDM码元流。在图1中，假设通过第一天线115接收OFDM码元流。在RF模块121对所接收OFDM码元流的执行RF处理之后，在乘法器123中，将RF模块121的输出乘以正弦信号cos(2πf_ct)，并解调为f_c，此处，f_c指代子载波的中心频率。模拟-数字转换器(ADC)125将解调的OFDM码元流转换成数字信号，接着将该数字信号输出给CP去除器127。CP去除器127去除插入到保护间隔中的CP。将已经去除CP的OFDM码元流转换成并行信号。将该并行OFDM码元流输入到快速傅立叶变换(FFT)处理器129。

FFT处理器129将并行OFDM码元流转换成频域信号。解调器131根据诸如QPSK、16QAM、64QAM等的调制方案来解调该频域信号，然后输出编码信息位。将编码信息位恢复为初始信号。另一方面，将图1的ADC125的输出传送给功率计算器133。如图2所示，该功率计算器133在前同步码间隔内切换第一和第二天线115和117。

图2示出了应用了传统天线选择分集技术的接收器中的天线切换时间。参考图2，在前同步码间隔21内的切换时间0中执行第一天线(ANT1)115的接收功率计算23，并在前同步码间隔21内的切换时间1中执行第二天线(ANT2)117的接收功率计算25。将天线(ANT1和ANT2)的接收功率值传送给天线选择器135。天线选择器135控制切换器119使得在这些天线中选择具有相对较大的接收功率值的天线作为接收天线。

通常，在OFDM和/或OFDMA系统中的前同步码广泛地用于同步和信道估计，诸如时偏估计、载波频率估计等。然而，传统天线选择分集技术具有这样一个问题，即在执行切换器119的切换操作时终端不能使用前同步码数据，因为在测量天线115和117的接收功率值时分割了图2的前同步码间隔21。

因此，需要一种改进的天线选择方法和使用该方法的宽带无线通信系统。

发明内容

本发明的典型实施例至少解决了上述问题和/或缺陷并至少提供了下面所述的优势。因此本发明的一个示范目的是在宽带无线通信系统中提供一种接收装置和方法，以在采用前同步码数据的同时执行天线选择分集。

本发明另一示范目的是在宽带无线通信系统中提供一种应用于利用多模拟前端(multiple analog front ends)的接收器的接收装置和方法。

本发明再一示范目的是在宽带无线通信系统中提供一种应用于利用单模拟前端(single analog front ends)的接收器的接收装置和方法。

根据本发明一个示例方面，提供了一种在宽带无线通信系统中执行天线选择分集的接收装置，包括：用于接收定期发射的导频信号(pilot signal)的多个天线；用于将通过多个天线接收的导频信号转换成数字信号的多个模拟前端；用于从多个模拟前端的输出信号计算逐天线(antenna-by-antenna)的接收功率值的功率计算器；以及用于从多个天线中选择具有最大接收功率值的天线作为接收天线的天线选择器。

根据本发明另一示例方面，提供了一种在宽带无线通信系统中执行天线选择分集的接收装置，包括：用于接收定期发射的导频信号的多个天线；用于根据通过其发射导频信号的子载波之间的距离来解调逐天线的接收信号的多个解调器；用于对逐天线的接收信号执行FFT处理的快速傅立叶变换(FFT)处理器；用于从FFT处理器的输出信号中测量逐天线的接收功率值的功率计算器；以及用于从多个天线中选择具有最大接收功率值的天线作为接收天线的天线选择器。

根据本发明另一示例方面，提供了一种用于在宽带无线通信系统中执行天线选择分集的接收装置，包括：用于接收定期发射的导频信号的多个天线；用于根据通过其发射导频信号的子载波间的距离来解调逐天线的接收信号的多个解调器；用于将逐天线的接收信号转换成数字信号的单模拟前端；用于从单模拟前端的输出信号中测量逐天线的接收功率值的功率计算器；以及用于从多个天线中选择具有最大接收功率值的天线作为接收天线的天线选择器。

根据本发明另一示例方面，提供了一种宽带无线通信系统中的接收器的天线选择分集方法，包括步骤：通过多个天线接收定期发射的导频信号；将通过多个天线接收的导频信号转换成数字信号；从被转换成数字信号的逐天线的输出信号测量逐天线的接收功率值；以及从多个天线中选择具有最大接收功率值的天线作为接收天线。

根据本发明另一示例方面，提供了一种宽带无线通信系统中的接收器的天线选择分集方法，包括步骤：通过多个天线接收定期发射的导频信号；根据通过其发射导频信号的子载波间的距离将逐天线的接收信号解调为不同的频率；对逐天线的、解调的接收信号执行快速傅立叶变换(FFT)处理；从在FFT处理中转换的接收信号中测量逐天线的接收功率值；以及从多个天线中选择具有最大接收功率值的天线作为接收天线。

根据本发明又一示例方面，提供了一种宽带无线通信系统中的接收器的天线选择分集方法，包括步骤：通过多个天线接收定期发射的导频信号；根据通过其发射导频信号的子载波间的距离将逐天线的接收信号解调为不同的频率；将由多个天线所接收的导频信号通过单模拟前端转换数字信号；从单模拟前端的输出信号中测量逐天线的接收功率值；以及从多个天线中选择具有最大接收功率值的天线作为接收天线。

附图说明

从下面结合附图的详细描述中将更清晰地理解本发明的上述和其他目的，其中：

图1示出了在接收器中应用了传统天线选择分集技术的传统宽带无线通信系统的结构；

图2示出了在应用了传统天线选择分集技术的接收器中的传统天线切换时间；

图3示出了在应用根据本发明示范实施例的天线选择分集技术的接收器中的天线切换时间；

图4示出了在应用根据本发明示范方面的天线选择分集方法的前同步码导频模式；

图5示出了在应用根据本发明另一示范方面的天线选择分集方法的前同步码导频模式；

图6是示出了具有根据本发明第一示范实施例的天线选择分集装置的接收器的结构的方框图；

图7是示出了根据本发明第一示范实施例的天线选择分集处理的流程图；

图8是示出了具有根据本发明第二示范实施例的天线选择分集装置的接收器的结构的方框图；

图9是示出了根据本发明第二示范实施例的天线选择分集处理的流程图；

图10是示出了具有根据本发明第三示范实施例的天线选择分集装置的接收器的结构的方框图；

图11是示出了根据本发明第三示范实施例的天线选择分集处理的流程图；

图12是示出了根据本发明示范实施例、用于估计偶数子载波的功率的滤波器系数的示例的波形；以及

图13是示出了根据本发明示范实施例、用于估计基于电气和电子工程师(IEEE)802.16e的前同步码的功率的滤波器系数示例的波形。

在整个附图中，相同的附图标记可理解为指代相同的元件、特征和结构。

具体实施方式

在本说明书中提供了所限定的事物，诸如详细的结构和元件，以帮助全面理解本发明的实施例，并且它们仅是代表性的。因此，本领域的普通技术人员将会意识到在不脱离本发明精神和范围内可对此处所描述的实施例进行多种改动和修正。同样，为了清楚和简明，省略了对公知性能和结构的描述。下面将参考附图详细描述本发明的示范实施例。在下面的描述中，为了清楚和简明，省略了结合于此的本领域技术人员公知的性能和结构的详细描述。

在描述本发明示范的实施例之前，将参考图3到5描述本发明的基本概念。以下，为了便于解释，假设天线的数量是两个。天线的总数可以设定为三个或更多。

图3示出了在应用了根据本发明示范实施例的天线选择分集技术的接收器中的天线切换时间。参考图3，第一天线(ANT1)的接收功率计算33和第二天线(ANT2)的接收功率计算35在前同步码间隔31的同一切换时间1中同时执行。因此，本发明可计算相同前同步码间隔内各个天线的接收功率值，而不考虑天线切换，并可接收被映射到所选的天线的前同步码数据。

图4示出了在应用了根据本发明示范方面的天线选择分集方法的前同步码导频模式。

正交频分多路复用(OFDM)或正交频分多址(OFDMA)系统是在给定的频率波段内利用多个子载波的多子载波信号发射系统的其中一种。通过逆快速傅立叶变换(IFFT)、快速傅立叶变换(FFT)等可有效地应用OFDM和/或OFDMA系统，因为如图4中所示，使用等间隔f_d的子载波f₀、f₁、f₂、...、f_N-1。在OFDM和/或OFDMA通信中，在将在用于同步和信道估计的前同步码插入到数据帧的首端之后，发射每个数据帧。

此时，前同步码利用一些等间隔的子载波来代替用于同步的所有子载波。在这种情况下，因为在时间域上重复一种模式，所以易于获得时间和频率上的同步。图4示出了对前同步码利用偶数子载波f₀、f₂、f₄...的示例。

图5示出了应用了根据本发明另一示范方面的天线选择分集方法的前同步码导频模式。

因为如图5中所示，使用了等间隔f_d的子载波f₀、f₁、f₂、...f_N-1，所以通过IFFT、FFT等有效地实现了OFDM和/或OFDMA系统，。图5示出了基于电气和电子工程师协会(IEEE)802.16e的前同步码导频模式。基站发射在子载波之间距离为3(3f_d)的前同步码，而终端利用第一到第三天线(ANT1、ANT2和ANT3)测量基站与终端之间的信道信息。

根据如下面描述的本发明第一示范实施例，接收通过图4或图5的前同步码导频模式所发射的前同步码数据。此处，第一示范实施例具有在接收器中采用多模拟前端的结构，而第二示范实施例具有在接收器中采用单模拟前端并在接收器的FFT处理器之后测量每个天线接收功率的结构。最后，第三示范实施例具有在接收器中采用单模拟前端并在ADC之后测量每个天线接收功率而不执行FFT的结构。

将参考图6、图8和图10所提出的结构来描述示范实施例。根据本发明示范实施例的天线选择分集装置可采用基站和终端这两者中的接收器，并且为了方便，将在终端的基础上进行描述。与示范实施例的接收器相关联的发射器是图1的发射器100a。前同步码导频模式是参考图4图或5所述的、基于发射导频信号的子载波之间的距离的模式。为了方便起见，假设天线的数量是2。

图6是示出了具有根据本发明第一示范实施例的天线选择分集装置的接收器的结构的方框图。

在图6中，ADC 607作为第一天线(ANT1)的第一模拟前端进行操作，而ADC 615作为第二天线(ANT2)的第二模拟前端进行操作。此处，模拟前端的数量按天线的数量成比例增加。在图6中，第一和第二模拟前端接收通过相关联的天线接收所传送的前同步码数据，而不考虑天线选择，将所接收的前同步码数据转换成数字信号，并将该数字信号输出给缓冲器617。因此，在如图3所示的前同步码间隔内通过天线选择器627来设定天线(ANT1和ANT2)的切换时间。功率/载波-干扰加噪声比(CINR)计算器625测量通过天线(ANT1和ANT2)以及第一和第二模拟前端接收的信号的功率值，或者从FFT处理器621的输出信号来估计逐天线接收的信号的CINR。以后，将逐天线的接收功率和CINR信息称为天线选择信息。

将由功率/CINR计算器625测量的天线(ANT1和ANT2)的接收功率值传送给天线选择器627。优选地，天线选择器627控制切换器(SW1和SW2)601和609，使得将天线(ANT1和ANT2)中具有相对大的接收功率值或CINR的天线选择为接收天线，并控制将相关联的天线的前同步码数据输出给解调器623的操作。可选择性地将逐天线的接收功率和CINR信息用作天线选择信息。

图7是示出了根据本发明第一示范实施例的天线选择分集处理的流程图。将参考图6的结构描述图7的处理。

首先，在图3所示的前同步码间隔中，图6的接收器设定天线(ANT1和ANT2)的切换时间。在这种情况下，切换器(SW1和SW2)601和609执行切换操作，使得天线(ANT1和ANT2)连接到相关联的模拟前端。在步骤701中，通过天线(ANT1和ANT2)接收包括前同步码数据的导频信号(或码元)。所接收的导频信号通过RF模块603和611进行RF处理。RF模块603或611的输出信号被通过乘法器605或613乘以正弦信号cos(2πf_ct)，使其被解调。此处，f_c指代子载波的中心频率。在步骤703中，将解调的导频信号通过ADC 607和615转换成数字信号。缓冲器617存储该数字信号，作为被映射到相关联的天线的前同步码数据。

在步骤705中，功率/CINR计算器625测量从各个模拟前端输出的信号的功率值，换句话说，天线(ANT1和ANT2)的接收功率值，或者从FFT处理器621的输出信号中估计天线(ANT1和ANT2)的接收信号的CINR。

在步骤707中，选择具有相对大的接收功率值或CINR的一个天线。天线选择器627控制缓冲器617使得将所选的天线前同步码数据传送给解调器623，并选择性地导通与相关联的天线连接的切换器601或609。在步骤709中，接收器仅通过所选的天线来接收数据。即，将在相关联的天线路径的ADC607或615中转换成数字信号的接收信号输出给循环前缀(CP)去除器619。CP去除器619去除被插入到保护间隔中的CP。将已经去除CP的接收信号通过FFT处理器621传送给解调器623。解调器623对步骤709中传送的前同步码数据执行预定的解调操作。

图8是示出了根据本发明第二示范实施例的天线选择分集装置的结构的方框图。

为了有效地实施多天线技术，本示范实施例不会像以前的实施例那样采用按天线的数量成比例增加的多模拟前端。通过单模拟前端，本实施例实现多天线系统，以通过考虑发射导频信号的子载波之间的距离而在RF域中执行不同的解调处理。在图8中，ADC 815配置第一和第二天线801和807的单模拟前端。利用在前同步码中存在未使用的子载波的事实，本示范实施例通过根据子载波间的距离来执行RF域中的解调处理，通过单模拟前端获得与多天线相关联的信息。与天线相关联的信息，换句话说，天线选择信息，包括每个天线的接收信号的幅值，换句话说，信道功率信息和CINR信息中的至少一个。

假设通过偶数子载波从发射器(未示出)发射前同步码数据，如等式(1)所示，定义可用子载波。

$f_n=f_c+(n-\frac{N}{2})f_d$ 等式(1)

在等式(1)中，n表示子载波索引，n＝0，1，...，N-1，N表示子载波的总数，f_c表示中心频率，而f_d表示子载波间的距离。因此，通过偶数子载波f₀，f₂，f₄...传送导频信息，并通过奇数子载波f₁，f₃，f₅...传送空信号“0”。

在图8的结构中，经过第二天线(ANT2)的导频信号经过相关路径的切换器(SW1)801和RF模块803，接着在乘法器805中乘以正弦信号cos(2π(f_c+f_d)t)，使其被解调。在此情况下，因为经过第二天线(ANT2)的导频信号被解调为f_c+f_d，所以在模数(A/D)转换处理之后，其被安排在(-N/2+1)f_d、(-N/2+3)f_d...的位置上，换句话说，如图4所示的基带中的f₁、f₃、f₅...中。因为经过第一天线(ANT1)的导频信号被解调为f_c，所以在模数(A/D)转换处理之后，其被安排在(-N/2)f_d、(-N/2+2)f_d、(-N/2+4)f_d...的位置上，换句话说，如图4所示的基带中的f₀、f₂、f₄...中。

其次，将描述在解调通过第一和第二天线(ANT1和ANT2)接收的导频信号之后输入到ADC 815的信号。如图4所示，经过第一和第二天线(ANT1和ANT2)的信号被分离地安排在奇数和偶数子载波位置上。当如上所述安排的信号经过FFT处理器819使得能在逐频率的(frequency-by-frequency)基础上区分它们时，接收器可完全分离第一和第二天线的接收信号。通过这一处理，可测量第一和第二天线(ANT1和ANT2)的接收功率值。

对于图8结构中的天线选择分集，功率/CINR计算器823从FFT处理器819的输出信号测量逐天线的接收功率值，或估计逐天线的CINR，以用作天线选择信息。天线选择器825选择相对大的接收功率值或CINR，控制导通与相关天线连接的切换器SW1或SW2的操作，并控制缓冲器816使得将所选天线的前同步码数据传送给解调器821。如果选择第二天线(ANT2)，则通过用中心频率f_c代替f_c+f_d用于其后的正常数据接收，来执行解调操作。可选择性地使用逐天线的接收功率或CINR信息。

图9是示出了根据本发明第二示范实施例的天线选择分集处理的流程图。将参考图8的结构描述图9的处理。

首先，在图3所示的前同步码间隔中，图8的接收器设定天线(ANT1和ANT2)的切换时间。在这种情况下，切换器(SW1和SW2)801和807执行切换操作，使得将天线(ANT1和ANT2)连接到单模拟前端。在步骤901中，导频信号(或码元)包括通过天线(ANT1和ANT2)接收的前同步码数据。所接收的导频信号通过RF模块803和809进行RF处理之后，在步骤903中，在乘法器805和811中将RF模块803和809的输出信号分别乘以正弦信号cos(2π(f_c+f_d)t)和cos(2πf_ct)，使其被解调。此处，f_c表示子载波的中心频率而f_d表示子载波间的距离。如上所述，根据发射导频信号的子载波之间的距离将逐天线接收的信号解调为不同的频率。

在步骤905中，加法器813计算根据正弦信号cos(2π(f_c+f_d)t)和cos(2πf_ct)解调的导频信号之和，并且ADC 815将导频信号之和转换成数字信号，然后将该数字信号输出到CP去除器817。CP去除器817去除被插入到保护间隔中的CP。将已经去除CP的导频信号通过FFT处理器819转换成频域信号。该频域信号被分离为第一天线(ANT1)和第二天线(ANT2)的信号。通过并串转换器(未示出)将这些信号转换成串行信号，并将该串行信号传送给解调器821。解调器821对该串行信号进行解调。

在步骤907中，功率/CINR计算器823测量从FFT处理器819输出的逐天线的频率信号的功率值，换句话说，逐天线的接收功率值，或者从FFT处理器819的输出信号中估计逐天线的CINR。在步骤909中，选择具有相对大的接收功率值或CINR的一个天线。此时，天线选择器825选择性地导通与所选天线连接的切换器801或807。在步骤911中，接收器仅通过所选天线接收数据。图8的缓冲器816存储从第一和第二天线(ANT1和ANT2)接收的前同步码数据。在已经完成天线的选择后，在缓冲器816中存储的前同步码数据可用于信道估计等。

图10是示出了具有根据本发明第三示范实施例的天线选择分集装置的结构的方框图。

通过单模拟前端，该示范实施例实现了通过考虑发射导频信号的子载波之间的距离来执行RF域的不同解调处理的多天线系统。本示范实施例提出了从ADC的输出来测量逐天线的接收功率值，而不像之前的示范实施例那样利用FFT处理器的输出来测量逐天线的接收功率值。优点在于本示范实施例能减少由于进行FFT处理的功耗，并且能减少选择天线所需的时间。

在利用N个子载波的OFDM系统中，假设利用如图4所示的偶数子载波发射前同步码数据。当通过从所接收的OFDM码元中去除CP而获得的信号是y[n]时，其中n＝0，1，...，N-1，FFT处理器的输出可被获得为y(k)，其中k＝0，1，...，N-1。

此处，偶数子载波的功率可如等式(2)中所示进行表达。

$P_e=\underset{k=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|y\left(k\right)\right|}^2=\underset{K=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|G\left(k\right)y\left(k\right)\right|}^2=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|z\left(k\right)\right|}^2$ 等式(2)

在等式(2)中，当G(k)＝1时，子载波索引设为k＝0，2，4，...。当G(k)＝0时，子载波索引设为k＝1，3，5，...。

当对应于FFT处理器的输出的G(k)和y(k)的乘积定义为z(k)＝G(k)y(k)时，利用Parseval’s定理可产生等式(3)，其指示了周期信号的功率等于傅立叶分量的功率值之和。

$P_e=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|z\left(k\right)\right|}^2=\underset{K=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|z\right[n\left]\right|}^2$ 等式(3)

在等式(3)中，z[n]是z(k)的IFFT信号。z(k)表达为G(k)和y(k)的乘积，如离散频域中的z(k)＝G(k)y(k)。并且它可表达为时域中的循环卷积 $z\left[n\right]=\underset{l=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}G\left[l\right]y\left[(n-l)N\right]$ 。此处，G[n]是G(k)的IFFT信号。因此，可以看出P_e的估值等于y[n]和G[n]的循环卷积滤波器的输出功率。由G[n]＝δ[n]+δ[n-512]获得G(k)的IFFT信号。

这样，如等式(4)所示，可获得偶数子载波的功率测值的滤波器输出。

z[n]＝0.5(y[n]+y[(n-512)N])               等式(4)

类似地，利用G[n]＝δ[n]+δ[n-512]，可通过等式(5)的滤波器输出来计算奇数子载波的功率测值。

z[n]＝0.5(y[n]-y[(n-512)N])               等式(5)

利用等式(4)和(5)，可测量第一和第二天线(ANT1和ANT2)的接收功率值。在图10的结构中，功率/CINR计算器1025利用等式(4)和(5)对ADC 1015输出信号计算滤波器输出，并从FFT处理器1021的输出信号中测量逐天线的接收功率值或估计逐天线的CINR。天线选择器1027选择相对大的接收功率值或CINR，并控制用于导通与相关天线连接的切换器SW1或SW2的操作。如图在此实施例中选择第二天线(ANT2)，则通过利用中心频率f_c代替f_c+f_d用于正常数据接收，来执行解调操作。可选择性地使用逐天线的接收功率或CINR信息。

图11是示出了根据本发明第三示范实施例的天线选择分集处理的流程图。将参考图10的结构描述图11的处理。

首先，图11的接收器在如图3所示的前同步码间隔中设定天线(ANT1和ANT2)的切换器时间。在这种情况下，切换器(SW1或SW2)1001和1007执行切换操作，使得天线(ANT1和ANT2)连接到单模拟前端。在步骤1101中，通过天线(ANT1和ANT2)接收包括前同步码数据的导频信号(或码元)。在所接收的导频信号通过RF模块1003和1009进行RF处理之后，在步骤1103中，RF模块1003和1009的输出信号在乘法器1005和1011中乘以正弦信号cos(2π(f_c+f_d)t)和cos(2πf_ct)，使得它们被解调。根据发射导频信号的子载波间的距离将逐天线的接收信号解调为不同的频率。

在步骤1105中，加法器1013计算根据正弦信号cos(2π(f_c+f_d)t)和cos(2πf_ct)解调的导频信号之和，并且ADC 1015将导频信号之和转换成数字信号。在步骤1107中，功率/CINR计算器1025基于等式(4)或(5)为ADC 1015输出信号设置滤波器。在步骤1109中，功率/CINR计算器1025基于每个所设的滤波器计算输出，并从FFT处理器1021的输出信号中测量逐天线的接收功率值或估计逐天线的CINR。在步骤1111中，天线选择器1027选择具有相对大的接收功率值或CINR的天线，控制缓冲器1017使得将所选天线的前同步码数据发送给解调器1023，并选择性地导通与相关天线连接的切换器1001或1007。在步骤1113中，接收器仅通过所选天线接收数据。在所接收的数据通过CP去除器1019和FFT处理器1021传送给解调器1023之后，在解调器1023中对其进行解调。

图12示出了对应于G(k)的IFFT信号的G[n]的时间响应，换句话说，关于第三示范实施例的滤波器系数的幅值。参考图12，可以看出，可利用简单的线性滤波器来实现用于测量逐天线接收功率值的滤波器。根据第三示范实施例，可实现天线选择分集装置，而无需对ADC的输出进行FFT。

图13示出了G[n]的时间响应，换句话说，用于利用基于3的倍数的前同步码子载波时的功率估计的滤波器系数。在这一情况下，与利用偶数和奇数子载波的前同步码的滤波器实现方式相比，滤波器实现方式相对复杂。参考图13，当在考虑到滤波器能量集中于大约342和684的采样时间的同时进行近似时，可实现简化的功率/CINR计算器。

为了方便，在示范实施例中假设天线的数量是两个。当选择至少三个天线的其中之一时，在图6、图8和图10的示范结构中进一步包括被映射到相关天线的切换器、RF模块、乘法器或模拟前端。因为在选择了至少三个天线中的一个的情况下的操作类似于上述操作，因此在此省略了它的详细描述。

如上所述，本发明在宽带无线通信系统的接收器中选择性使用多个天线时可使用从发射器发射的前同步码数据，并在利用单或多模拟前端的接收器中提供改进的天线选择分集装置和方法。

虽然已经参考本发明的某些实施例示出和描述了本发明，但是本领域的技术人员将会理解，在不脱离如所附权利要求所限定的本发明精神和范围内，可在形式和细节上进行各种改变。

Claims (18)

1.一种在宽带无线通信系统中执行天线选择分集的接收装置，包括：

多个天线，用于接收定期发射的导频信号；

多个解调器，用于根据子载波间的距离将逐天线的接收信号解调为不同频率，其中通过所述子载波来发射所述导频信号；

快速傅立叶变换(FFT)处理器，用于对所述逐天线的接收信号执行FFT处理；

功率计算器，用于从FFT处理器的输出信号中测量逐天线的接收功率值；以及

天线选择器，用于从所述多个天线中选择具有最大接收功率值的天线作为接收天线。

2.如权利要求1所述的接收装置，其中多个解调器的输出路径连接到单模拟前端。

3.如权利要求1所述的接收装置，其中功率计算器在导频信号的同一前同步码间隔中测量所述多个天线的接收功率值。

4.如权利要求1所述的接收装置，还包括：

载波-干扰加噪声比(CINR)计算器用于从FFT处理器的输出信号中估计逐天线的CINR，

其中天线选择器利用逐天线的接收功率值和逐天线的CINR中的至少一个来选择接收天线。

5.一种在宽带无线通信系统中执行天线选择分集的接收装置，包括：

多个天线，用于接收定期发射的导频信号；

多个解调器，用于根据子载波间的距离将逐天线的接收信号解调为不同频率，其中通过所述子载波来发射所述导频信号；

单模拟前端，用于将逐天线的接收信号转换成数字信号；

功率计算器，用于从所述单模拟前端的输出信号中测量逐天线的接收功率值；以及

天线选择器，用于从所述多个天线中选择具有最大接收功率值的天线作为接收天线。

6.如权利要求5所述的接收装置，其中功率计算器在导频信号的同一前同步码间隔中测量多个天线的接收功率值。

7.如权利要求5所述的接收装置，其中功率计算器利用线性滤波器来测量逐天线的接收功率值。

8.如权利要求5所述的接收装置，其中导频信号是偶数子载波或奇数子载波。

9.如权利要求5所述的接收装置，还包括：

快速傅立叶变换(FFT)处理器，用于对接收信号执行FFT处理；以及

载波-干扰加噪声比(CINR)计算器，用于从FFT处理器的输出信号中估计逐天线的CINR，

其中天线选择器利用逐天线的接收功率值和逐天线的CI NR中的至少一个来选择接收天线。

10.一种宽带无线通信系统中的接收器的天线选择分集方法，包括步骤：

通过多个天线接收定期发射的导频信号；

根据子载波间的距离将逐天线的接收信号解调为不同频率，其中通过所述子载波来发射所述导频信号；

对逐天线的、经解调的接收信号执行快速傅立叶变换(FFT)处理；

从在FFT处理中转换的接收信号中测量逐天线的接收功率值；以及

从所述多个天线中选择具有最大接收功率值的天线作为接收天线。

11.如权利要求10所述的天线选择分集方法，其中将逐天线的解调接收信号通过单模拟前端转换成数字信号。

12.如权利要求10所述的天线选择分集方法，其中测量步骤包括步骤：

在导频信号的同一前同步码间隔中测量逐天线的接收功率值。

13.如权利要求10所述的天线选择分集方法，进一步包括步骤：

从基于FFT的频域的接收信号中估计逐天线的载波-干扰加噪声比(CINR)；以及

利用逐天线的接收功率值和逐天线的CINR中的至少一个来选择接收天线。

14.一种宽带无线通信系统中的接收器的天线选择分集方法，包括步骤：

通过多个天线接收定期发射的导频信号；

根据子载波间的距离将逐天线的接收信号解调为不同频率，其中通过所述子载波来发射所述导频信号；

将由所述多个天线所接收的导频信号通过单模拟前端转换成数字信号；

从单模拟前端的输出信号中测量逐天线的接收功率值；以及

从所述多个天线中选择具有最大接收功率值的天线作为接收天线。

15.如权利要求14所述的天线选择分集方法，其中测量步骤包括步骤：

在导频信号的同一前同步码间隔中测量逐天线的接收功率值。

16.如权利要求14所述的天线选择分集方法，其中测量步骤包括步骤：

利用线性滤波器来测量逐天线的接收功率值。

17.如权利要求14所述的天线选择分集方法，其中导频信号是偶数子载波或奇数子载波。

18.如权利要求14所述的天线选择分集方法，进一步包括步骤：

对被转换成数字信号的接收信号执行快速傅立叶变换(FFT)处理；

从基于FFT的频域的接收信号中估计逐天线的载波-干扰加噪声比(CINR)；以及

利用逐天线的接收功率值和逐天线的CINR中的至少一个来选择接收天线。

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