KR100708188B1 - 위상 이동된 저 오버헤드 프리앰블을 이용한ｍｉｍｏ-ｏｆｄｍ의 채널 추정 방법 - Google Patents

위상 이동된 저 오버헤드 프리앰블을 이용한ｍｉｍｏ-ｏｆｄｍ의 채널 추정 방법 Download PDF

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Abstract

현재의 802.11a 시스템들과 백워드 호환 가능한 MIMO-OFDM 시스템들에 대한 로(low) 오버헤드 롱(long) 프리앰블 및 해당 채널 추정기가 제공된다. 프리앰블은 제1트레이닝 시퀀스 및, 제1트레이닝 시퀀스의 위상 이동을 포함하는 제2트레이닝 시퀀스를 포함한다. 제1트레이닝 시퀀스는 802.11a 트레이닝 시퀀스를 포함한다. 프리앰블은 다중 트레이닝 시퀀스들을 더 포함할 수 있고, 이때 각 트레이닝 시퀀스는 제1트레이닝 시퀀스의 서로 다른 위상 이동된 값이다.

Description

위상 이동된 저 오버헤드 프리앰블을 이용한 ＭＩＭＯ-ＯＦＤＭ의 채널 추정 방법{Method of channel estimation for MIMO-OFDM using phase rotated low overhead preamble}
도 1은 시간 다중화를 이용한 통상적 프리앰블 설계를 보인다.
도 2는 주파수 다중화를 이용한 통상적 프리앰블 설계를 보인다.
도 3은 본 발명의 일실시예에 따라, MIMO-OFDM 송신기 및 수신기를 포함하는 무선 전송 시스템의 한 예에 대한 블록도를 도시한 것이다.
도 4는 도 3의 시스템에서 구현된 선형 필터 뱅크를 이용한 채널 추정의 한 예에 대한 블록도를 도시한 것이다.
도 5는 802.11n 채널 모델 B를 통한 2 개의 전송 안테나들에서의 서로 다른 프리앰블 설계의 MSE 비교의 예를 도시한 것이다.
본 발명은 일반적 데이터 통신에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 다중 안테나 채널들에서의 직교 주파수 분할 다중화(OFDM)를 이용해 전송 다이버시티(diversity)를 갖는 데이터 통신에 관한 것이다.
무선 통신 시스템에서, 안테나 다이버시티는 시스템 링크 견고성을 향상시키는데 중요한 역할을 한다. OFDM은 라디오 주파수 신호(RF)들을 이용해 디지털 데이터를 전송하기 위한 변조 기술로서 사용된다. OFDM에서, 라디오 신호는 서로 다른 주파수대로 동시에 수신기로 전송되는 여러 서브 신호들로 나눠진다. 각각의 서브 신호는 자체 고유 주파수 범위 (서브 채널) 안에서 전파되고, 데이터에 의해 변조된다. OFDM은 상이한 주파수대에 있고 서로 떨어져 있는 여러 채널들을 통해 데이터를 분배한다. 리치 스캐터링(rich scattering) 무선 채널들에서의 다중 입력 다중 출력(MIMO) OFDM 시스템들은 어마어마한 용량을 가진 것으로 나타났었고 높은 처리 효율 WLAN 표준을 위한 것으로 고찰된다.
예를 들어, 통상의 MIMO 시스템은 Nt 개의 송신기 안테나들 및 Nr 개의 수신기 안테나들을 가질 수 있고, NtNr 개의 채널들의 추정을 필요로 한다. MIMO-OFDM 시스템에서의 코히어런트(가간섭성) 검파는 검파 성능에 필수적인 채널 상태 정보(CSI)를 필요로 한다. CSI의 양호한 추정은 롱 프리앰블(preamble) (긴 트레이닝 시퀀스)의 주의 깊은 설계를 통해 얻어질 수 있다.
최적의 프리앰블 설계 기준이, 2001년 11월 IEEE 신호 처리 회보 제8권 11호 285-288 페이지, E.G. Larsson 및 J. Li의 "무효한 서브 캐리어들을 갖는 WLAN에 기반한 다중 안테나 OFDM의 프리앰블 설계"에서 주어진다. 도 1의 예를 참조하면, 그러한 최적 프리앰블 설계는 4 안테나 (Nt=4) MIMO-OFDM 시스템에 대한 시간 다중화(시간 직교화)를 이용하여 구현될 수 있다(즉, 다른 세 안테나들이 아이들(idle) 인 동안, 첫번째 안테나가 802.11a 프리앰블을 전송한다). 각 프리앰블 A1-A4은 레거시(legacy) 802.11a 프리앰블이다. 그러나, 그러한 방법의 단점이, 큰 오버헤드를 유발하고 전력 증폭기 비선형성과 같은 실제적 문제들을 보인다는 데 있다.
주파수 다중화 (주파수 직교화)를 이용한 저 오버헤드 설계가 빅토리아 대학의 I. Tolochko와 M. Faulkner에 의해 IEEE 802.11-04-0020-00-000n에 수록된 "저 오버헤드 파일럿 구조들"에 의해 주어진다(이것은 이 명세서에서 참고용으로 포함된다). 도 2는 4 안테나 MIMO-OFDM 시스템을 위한 상기 주파수 직교 방법의 실시예를 보인다. 그러나, 저 오버헤드 설계는 여러 단점들을 포함하는데, 주파수 도메인 상에서 MMSE (minimum mean-squared error) 보간을 요한다는 것; 축소될 수 없다는 것(즉, 새 안테나 하나를 추가하는 것이 모든 송신기 안테나에 대한 프리앰블 변화를 요한다); 파인 캐리어 주파수 오프셋(CFO) 추정에 대한 추가 조사를 요한다는 것 등이 그러한 단점이다.
본 발명의 목적은 상기 단점들을 극복하기 위해, 현재의 802.11a 시스템들과 백워드 호환되는 MIMO-OFDM 시스템들을 위한 저 오버헤드 장 프리앰블 및 해당 채널 추정기를 제공하는 데 있다.
일실시예를 통해 본 발명은 현재의 802.11a 시스템들과 백워드 호환되는 MIMO-OFDM 시스템들을 위한 저 오버헤드 장 프리앰블 및 해당 채널 추정기를 제공한다.
일실시예를 통해, 본 발명은 무선 통신 시스템을 위한 프리앰블을 제공하며, 상기 프리앰블은, 제1트레이닝 시퀀스; 및 제2트레이닝 시퀀스를 포함하고, 상기 제2트레이닝 시퀀스는 제1트레이닝 시퀀스의 위상 이동을 포함한다. 제1트레이닝 시퀀스는 802.11a 트레이닝 시퀀스를 포함한다. 프리앰블은 여러 트레이닝 시퀀스들을 더 포함하며, 이때 각각의 트레이닝 시퀀스는 제1트레이닝 시퀀스의 서로 다른 위상 이동을 포함한다.
무선 통신 시스템은 다중 안테나들을 가진 송신기를 포함하는 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 다중 입력 다중 출력(MIMO) 시스템을 포함함이 바람직하고, 그에 따라 프리앰블은 다중 전송 안테나들에 의한 복수의 서브 캐리어들을 통해 전송되고, 이때 프리앰블의 각 트레이닝 시퀀스는 다중 안테나들의 서로 다른 하나를 통해 전송된다.
또 다른 양태로서, 본 발명은 무선 통신 시스템을 통해 데이터 신호를 전송하는 방법을 제공하며, 이 방법은, 데이터 신호에, 제1트레이닝 시퀀스와 제1트레이닝 시퀀스의 위상 이동을 포함하는 제2트레이닝 시퀀스를 포함하는 프리앰블을 제공하는 단계; 다중 전송 안테나들에 의해 복수의 서브 캐리어들을 통한 전송을 위해 상기 프리앰블을 편성하는(configuring) 단계; 및 상기 다중 송신기 안테나들을 통해 상기 프리앰블을 전송하는 단계를 포함한다.
또 다른 양태에서, 본 발명은 무선 OFDM-MIMO 수신기에서의 채널 추정 방법을 제공하며, 이 방법은, 송신기로부터 제1트레이닝 시퀀스와 제1트레이닝 시퀀스의 위상 이동을 포함하는 제2트레이닝 시퀀스를 포함하는 하나 이상의 프리앰블들 을 포함하는 데이터 신호를 수신하는 단계; 및 선형 필터들의 뱅크를 이용해 상기 수신된 프리앰블들로부터 채널을 추정하는 단계를 포함한다.
이와 같이, 본 발명은 현재의 802.11a 시스템들과 백워드 호환되는 MIMO-OFDM 시스템들을 위한 저 오버헤드 긴(long) 프리앰블 및 해당 채널 추정기를 제공한다. 본 발명은 다중 전송 안테나들(가령 4 안테나들)에 대한 간단한 축척성(scalability)을 제공한다. 또, 802.11a에서와 같은 간단한 파인(fine) 동기화가 사용될 수 있다.
본 발명의 상기 특징들 및 그 외 다른 특징들, 양태들, 이점들은 첨부된 청구항들과 첨부된 도면들을 참조한 이하의 상세 설명으로부터 이해될 수 있을 것이다.
리치 스캐터링 무선 채널들의 다중 입력 다중 출력(MIMO) 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 시스템들은 어마어마한 용량을 가진 것으로 드러났으며 높은 처리 효율 WLAN 표준을 위해 고려되고 있다. MIMO-OFDM 시스템에서의 코히어런트(coherent) 검파는 그 검파 성능에 필수적인 채널 상태 정보(CSI)를 필요로 한다. CSI의 양호한 추정은 롱 프리앰블에 대한 주의 깊은 설계를 통해 얻어질 수 있다. 일실시예에서, 본 발명은 현재의 802.11a 시스템들과 백워드(backward) 호환되는 MIMO-OFDM 시스템들에 대한 저 오버헤드 롱 프리앰블 및 해당 채널 추정기를 제공한다.
일반적으로, OFDM 시스템은 송신기(TX) 및 수신기(RX)를 포함한다. 송신기는 서브 채널 변조기, IFFT 입력 패커(packer), 다이버시티(diversity) 인코더, IFFT 블록, 필터/디지털-아날로그 변환기들(필터/DAC), RF 변조기 블록 및 안테나를 구비한다. "필터/DAC"의 필터는 보간(오버 샘플링)을 위한 것인 반면, "ADC/필터"의 필터는 데시메이션(decimation)(언샘플링, unsampling)을 위한 것이다.
일반적으로, OFDM 수신기는 안테나, RF 복조기, 아날로그-디지털 변환기/필터(ADC/필터), FFT 블록, 다이버시티 결합기/디코더, 및 서브 채널 복조기를 포함한다. 수신된 OFDM 신호들은 FFT 블록들에 의해, 주파수 도메인 데이터로부터 시간 도메인 데이터로 변환되고, 이때 주파수 도메인을 시간 도메인으로 변환하기 위해 각 심볼에 대해 FFT가 수행된다. 그리고 나서, 시간 도메인 데이터가, 서브 채널들의 위상 및 크기를 검사하는 다이버시티 결합기/디코더에 의해 디코딩된다. FFT 과정은 수신된 샘플들로부터 수신된 각 서브 채널의 위상 및 크기를 추출하며, 다이버시티 결합기는 주파수 도메인에 수신 다이버시티를 제공한다.
OFDM-MIMO 시스템은 다중 IFFT 블록들, 필터들/DAC들, RF 블록들 및 안테나들을 포함한다. OFDM-MIMO 시스템에서, OFDM 심볼들은 다중 안테나를 사용해 전송되는데, 그 심볼들은 동일한 서브 캐리어들을 통해 다중 수신기 안테나들로 동시에 전송된다. 신호들이 다중 안테나들에 의해 검출될 때, 이들은 에러를 피하기 위해 동기 및 적절히 프레임화(framed) 되어야 한다. 하나 이상의 프리앰블들이 시간 도메인의 OFDM 프레임들 내 OFDM 데이터 심볼들 사이에 삽입된다. 프리앰블은 서로 다른 안테나들마다 하나의 트레이닝 시퀀스를 포함하는 트레이닝 심볼들(파일럿 캐리어 심볼들이라고도 알려짐)을 포함한다. 신호는 복수의 프레임들로서 포맷되고, 각 프레임은 다중 슬롯들을 구비하며, 이때 각 프레임 내 첫 번째 슬롯이 프리 앰블을 포함하고 이어지는 슬롯들은 데이터/파일럿 심볼들을 포함한다. 프리앰블은 두 개의 트레이닝 심볼들(시퀀스들)을 포함한다. 타이밍 검출, 자동 이득 제어(AGC), 및 대충의 주파수 오프셋 추정 등을 위해 짧은 트레이닝 시퀀스가 사용된다. 정교한 동기 및 채널 추정을 위해서는 긴 트레이닝 시퀀스가 사용된다. 한 양태를 통해, 본 발명은 긴 트레이닝 시퀀스 디자인을 제공한다.
프리앰블은 다중 안테나(가령, 2 안테나)를 갖는 송신기에 의해 브로드캐스트되고, 여기서 각 안테나는 한 서브 캐리어 주파수로 동일한 트레이닝 심볼들의 개개 쌍들을 전송한다. 서브 캐리어 주파수들은, 각각이 개개의 송신기 안테나에 할당되어 있는 그룹들로 나눠진다. 각 안테나에 대한 트레이닝 시퀀스들은 주파수 도메인 상에서 비월(interlaced) 전송 패턴으로 직교하며, 이 트레이닝 시퀀스들은 시간 도메인 상에서 수퍼임포즈(superimpose)된다(가령, 도 2).
OFDM 패킷 기반 수신기는, 심볼 타이밍과 주파수 오프셋 추정을 포함하여, 기저 대역 OFDM 신호를 수신하고 들어오는 패킷의 프리앰블을 이용해 동기를 수행하는 동기 기능을 포함한다.
위상 이동된 저 오버헤드 프리앰블
도 3을 참조하면, 본 발명에 따른 송신기(Tx)(102) 및 수신기(Rx)(104)를 포함하는 패킷 기반 MIMO-OFDM 시스템(100)의 실시예에 대한 블록도의 예가 도시되고 있다. 송신기(102)는 코딩 변조기(106), IFFT Add CP 프로세서(IFFT/ADD CP)(108), 프리앰블 발생기(110), 프레임화 프로세서(112) 및 다중 전송 안테나들 (114)(가령, 1부터 Nt까지의)을 구비한다.
코딩/변조기(106)는 정보 비트들을 입력하고, 그런 다음 그 정보 비트들을 컨벌루션 코드들, 터보 코드들, 저밀도 패리티 체크 코드들 등을 포함하는 특정 에러 정정 코드들에 의해 코딩하고, 그 코딩된 비트들을 QAM 심볼들로 매핑하고, QAM 심볼들을 출력한다. IFFT/ADD CP(108)는 변조된 QAM 심볼들을 입력하여, QAM 심볼들의 벡터로부터 OFDM 심볼을 형성하고, IFFT를 적용하여 주파수 도메인 OFDM 심볼을 시간 도메인으로 전환하고, 전송할 시간 도메인 OFDM 심볼에 주기적 프리픽스(prefix, 접두어)를 부가하여 시간 도메인 OFDM 심볼들을 출력한다. 프리앰블 발생기(110)는 미리 디자인된 프리앰블 시퀀스를 출력한다. 프레임화 프로세서(112)는 시간 도메인 OFDM 심볼들과 프리앰블 시퀀스를 입력하고, 최초의 몇몇 슬롯들이 프리앰블 시퀀스를 포함하고 나머지 슬롯들은 OFDM 슬롯들을 포함하고 있는 다중 시간 슬롯들을 구비하는 패킷을 형성하여, 전송할 데이터 패킷을 출력한다.
수신기(104)는 타이밍 동기 프로세서(116), 제거 CP FFT 프로세서(118), MIMO 검출 Demod 디코딩 프로세서(120), 채널 추정기(122) 및 다중 수신 안테나들(124)(가령, 1부터 Nr까지의)을 구비한다.
타이밍 싱크 프로세서(116)는 기저 대역 OFDM 신호를 수신하고, 입력되는 패킷의 프리앰블을 이용해 심볼 타이밍 및 주파수 오프셋 추정을 포함하는 동기화를 수행한다. 특히, 타이밍 싱크 프로세서(116)는 수신된 시간 도메인 신호를 입력하고, 타이밍 검출, 대략적, 그리고 정교한 주파수 오프셋 추정 및 보상을 수행한 후 시간 도메인 OFDM 심볼들을 출력한다. 제거 CP/FFT (104)는 시간 도메인 OFDM 심볼들을 입력하여, 주기적 프리픽스를 제거하고, 계속적인 처리를 위해 시간 도메인 OFDM 심볼들을 다시 주파수 도메인 OFDM 심볼로 전환하기 위해 FFT를 수행하여, 주파수 도메인의 수신 OFDM 심볼들을 출력한다. MIMO 검출 Demod 디코딩(120)은 주파수 도메인 OFDM 심볼들과, 추정된 CSI를 입력하여, 서로 다른 안테나들로부터 전송된 서로 다른 데이터 스트림들을 분리하는, 각 서브 채널에 대한 MIMO 검출을 수행하고, 코딩된 비트들의 정보를 얻기 위해 그 신호들을 디매핑(de-mapping)하고, 그 코딩된 비트들을 디코딩하여 전송된 정보 비트들을 얻어, 그 정보 비트들을 출력한다. 채널 추정기(122)는 주파수 도메인의 수신 프리앰블 시퀀스를 입력하여, 그 수신 프리앰블에 선형 필터 뱅크를 적용한 후, 추정된 CSI를 출력한다.
도 3의 MIMO-OFDM 시스템(100)에서, FFT 연산 후에 주파수 도메인에서 채널 추정이 수행된다. 주파수 도메인의 채널 추정은 시간 도메인에서 보다 덜 복잡하다. 주파수 도메인에서, 수신 프리앰블은 전송 프리앰블 및 채널의 곱인 반면, 시간 도메인에서는 컨벌루션이다. 상술한 바와 같이, 도 3의 시스템(100)은 (채널 매트릭스 H를 갖는) Nt의 송신기 안테나들 및 Nr의 수신기 안테나들을 구비하며, NtNr 채널들의 추정을 필요로 한다.
본 발명에 따르면, 위상 이동된 802.11a 시퀀스가, 시스템(100)과 같은 MIMO-OFDM 시스템들에 대한 롱 프리앰블 디자인을 위해 사용된다. 본 발명에 의한 전형적인 실시예가 2 안테나 송신기/수신기(Nt=2, Nr=2)에 대해 이하에서 설명될 것 이다. 이 예에서, 제1안테나(114)(Tx1)로부터 전송된 긴 트레이닝 시퀀스 X1는 레거시 802.11a 프리앰블이고, 제2트레이닝 시퀀스는
Figure 112005057728682-pat00001
이며, 여기서 제2트레이닝 시퀀스 X2는 본 발명에 따른 X1의 위상 이동의 결과이다. 본 발명에 따른 값 X1, X2 등은 도 1-2에서 도시된 종래의 프리앰블 값들인 A1, A2, 등의 것들과는 다르다.
다른 위상 이동 역시 가능하다. 예를 들어 두 송신기 안테나 시스템에서, 위상 이동은 π/2에서 3π/2 (즉 90도에서 270도) 사이의 어느 값이라도 될 수 있다. 다른 예들도 있을 수 있다.
따라서, 전형적 송신기 트레이닝 시퀀스들은:
제1안테나(114)(Tx1):
X1=[1 1 -1 -1 1 1 -1 1 -1 1 1 1 1 1 1 -1 -1 1 1 -1 1 -1 1 1 1 1 1 -1 -1 1 1 -1 1 -1 1 -1 -1 -1 -1 -1 1 1 -1 -1 1 -1 1 -1 1 1 1 1]
X2=[-1 1 1 -1 -1 1 1 1 1 1 -1 1 -1 1 -1 -1 1 1 -1 -1 -1 -1 -1 1 -1 1 -1 -1 1 1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 1 -1 1 -1 -1 1 1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 1 -1 1]
X1은 백워드(backward) 호환성을 제공하기 위해 802.11a에서와 같다. 예를 들어, 본 발명에 따른 2 안테나 MIMO-OFDM 시스템에서, X2는 X1의 위상(주파수) 이 동한 값이다(즉,
Figure 112005057728682-pat00002
,
Figure 112005057728682-pat00003
).
본 발명에 따른 프리앰블 디자인은 가령 Nt=4 안테나까지 용이하게 확장될 수 있고, 이때
Figure 112005057728682-pat00004
이고
Figure 112005057728682-pat00005
이다. 상대 위상 이동은 90도이다. 예를 들어, 4 전송기 안테나 시스템에서, 각 안테나에 대해 균형있게 분포된 위상 이동 (즉, 0, 90, 180, 270)이 최고의 성능을 제공한다. 채널 딜레이 스프레드(delay spread)가 짧으면 더 작은 위상 이동도 가능하다. 모든 시퀀스들은 1/Nt 전력을 가진 모든 안테나들로부터 동시에 전송된다. 본 발명에 따른 4 안테나 MIMO-OFDM 시스템의 예에서, X3, X4는 X1이 위상 이동한 것이다(즉,
Figure 112005057728682-pat00006
이고
Figure 112005057728682-pat00007
). 이 기술 분야의 당업자라면 알 수 있다시피, 본 발명에 의한 위상 이동은 시간 직교, 주파수 직교, 및 코드 직교, 등등과 같은 다른 직교 디자인들을 결합함으로써 5 안테나 이상을 가진 MIMO-OFDM 시스템들과 함께 활용될 수 있다. 이와 같이, 본 발명은 여기 제공된 실시예들에 국한되지 않는다.
본 발명에 따른 위상 이동은 적어도 다음과 같은 이유에서 정확한 채널 추정을 제공한다. 주파수 도메인 관점으로부터, 원래의 802.11a 긴 트레이닝 시퀀스의 채널 응답은 로 패스(low pass) 시퀀스이다. 본 발명에 따른 위상 이동을 적용함으로써, 제2안테나 상에 전송되는 위상 이동된 시퀀스의 채널 응답은 하이 패스 시 퀀스가 된다. 따라서, 로우 패스 필터 뱅크를 적용할 때, CSI가 제1안테나와 제2안테나로부터 알맞게 분리될 수 있다. 시간 도메인 관점에서 볼 때, 주파수 도메인 위상 이동은 시간 도메인 딜레이를 파생한다. 그 딜레이가 시간 도메인 채널 응답 보다 길 때, 본 발명에 따른 위상 이동은 제1 및 제2안테나 CSI를 적절히 필터링 아웃하는 것을 허용한다.
채널 추정
X1에 대한 위상 이동을 이용하는 새로운 트레이닝 시퀀스들과 연계하여, 본 발명은 가령, 수신기(104)의 채널 추정기(122)(도 3)에서 새로운 채널 추정 방법을 더 제공한다. 도 4의 예에 도시된 바와 같이, NtNr 채널들이 채널 추정기(122)의 선형 필터들(202)의 뱅크(200)를 이용해, 수신된 프리앰블 신호들로부터 추정될 수 있다. 도 4의 필터(200)에서, Ki는 필터 계수들을 나타내며, 수신된 심볼들 Yi는 필터(200)를 통과하여 계수 Ki에 따라 채널 추정치가 획득된다.
도 4에서 예로 든 필터 뱅크(200)의 시스템 모델은 다음의 수학식 1에 따르게 된다.
Figure 112005057728682-pat00008
Xi는 N이 OFDM 데이터 서브 캐리어들의 개수일 때 i 번째 송신기 안테나로부 터의 Nx1 프리앰블 벡터이고, Yj는 j 번째 수신기 안테나에서 수신된 Nx1 벡터이고, Hij는 i 번째 송신기 안테나에서 j 번째 수신기 안테나까지 주파수 도메인 상의 채널 응답이며, Wj는 부가되는 백색 가우스 잡음(AWGN) 벡터이다.
Hij 채널 응답은 선형 필터 Kij(202), 즉
Figure 112005057728682-pat00009
를 이용해, Yj로부터 추정된다. 선형 최소 평균 제곱 에러(LMMSE) 추정기 Kij는 다음의 수학식 2에 따른 잘 알려진 직교 원리로부터 도출될 수 있다.
Figure 112005057728682-pat00010
Figure 112005057728682-pat00011
는 자기상관 매트릭스이고
Figure 112005057728682-pat00012
는 상호 상관 매트릭스이며, E[]는 기대치(expectation) 연산을 수행한다.
채널이 상관될 때, 자기상관 매트릭스
Figure 112005057728682-pat00013
및 상호 상관 매트릭스
Figure 112005057728682-pat00014
의 계산은 복잡한 필터 디자인을 야기한다. 보다 간단한 LMMSE 필터를 얻기 위해서는, 채널이 공간적으로 상관되어 있지 않을 것을 전제로 한다. 이 경우, 선형 MMSE 필터 계수들은 이하의 수학식 3에 따른다.
Figure 112005057728682-pat00015
Kij=Ki, (j=1,...N_r )는 i 번째 송신기 안테나에 대한 필터 계수이고,
Figure 112005057728682-pat00016
는 잡음 분산치이고, W는 가우스 잡음 벡터, I는 단위 행렬,
Figure 112005057728682-pat00017
는 i 번째 안테나로부터의 채널 응답 벡터 Hi의 자동 상관이며,
Figure 112005057728682-pat00018
은 l 번째 안테나로부터의 채널 응답 벡터 Hl의 자동 상관이다. 상기 수학식 3은 선형 필터 계수들을 나타내며, 수학식 2로부터 본 발명에 따라 도출(근사)된다.
도 5는 공간상에서 상관된 페이딩(fading) 채널에서, 본 발명 및 종래의 시간 직교 및 주파수 직교 방법에 따라 위상 이동된 로 오버헤드 프리앰블 기술 (위상 이동된)간의 성능 비교를 보인 예이다. 본 발명은 같은 성능을 유지하면서 종래 기술에 비해 보다 많은 융통성을 제공한다. 시간 다중화 방법과 비교할 때, 본 발명에 따른 위상 이동 방법은 보다 짧은 프리앰블을 이용한다. 또, 주파수 직교 방법과 비교할 때, 본 발명에 따른 위상 이동 방법은 정교한(fine) 주파수 동기를 가능하게 한다. 또, 본 발명의 비 상관된 스캐터링 근사(scattering approximation)로 인한 성능 손실은 무시할 수 있는 수준이다.
본 발명에 따른 로 오버헤드 프리앰블 방식은, 송신 안테나 수가 4 개 이하임이 바람직할 때, 실질적으로 최적의 추정 성능을 제공한다. 보다 많은 수의 송 신기 안테나가 사용될 때, 이 분야의 당업자라면 본 발명에 따른 위상 이동된 프리앰블 방식이 채널 추정을 위해 시간 다중화와 결합될 수 있음을 알 수 있을 것이다. 예를 들어, 8 개의 송신기 안테나 시스템에서, 안테나 1-4로의 전송은 첫 번째 타임 슬롯에서 위상 이동된 프리앰블을 이용하고, 그런 다음 두 번째 타임 슬롯에서 (각각 안테나 1-4와 동일한) 위상 이동된 프리앰블을 이용하여 안테나 5-8로 전송한다. 이런 방식으로, 8 개의 송신 안테나 모두로부터 CSI를 추정할 수 있다.
이와 같이, 본 발명은 로(low) 오버헤드 롱(long) 프리앰블 및 현재의 802.11a 시스템들과 백워드 호환 가능한 MIMO-OFDM 시스템들의 해당 채널 추정기를 제공한다. 본 발명은 다중 송신 안테나 (가령, 4 안테나)로의 간단한 확장성을 제공한다. 또, 802.11a에서와 같은 간단하고 정교한 동기화가 사용될 수 있다.
본 발명은 소정의 바람직한 버전들을 참조해 상세히 설명되었으나, 다른 버전들 역시 가능하다. 따라서, 첨부된 청구항들의 개념 및 범위는 여기 포함된 바람직한 버전들에만 국한되어서는 아니 된다.
본 발명에 따른 로 오버헤드 롱 프리앰블 및 현재의 802.11a 시스템들과 백워드 호환 가능한 MIMO-OFDM 시스템들의 해당 채널 추정기를 제공함으로써, 다중 송신 안테나로의 간단한 확장성이 허용되고, 간단하고 정교한 동기화가 사용될 수 있다.

Claims (35)

  1. 제1트레이닝 시퀀스; 및
    상기 제1트레이닝 시퀀스의 위상 이동을 포함하는 제2트레이닝 시퀀스를 포함함을 특징으로 하는 무선 통신 시스템의 프리앰블(preamble).
  2. 제1항에 있어서, 상기 제1트레이닝 시퀀스는 802.11a 트레이닝 시퀀스를 포함함을 특징으로 하는 무선 통신 시스템의 프리앰블.
  3. 제1항에 있어서, 상기 제2트레이닝 시퀀스(X2)는
    Figure 112005057728682-pat00019
    의 관계에 따른 제1트레이닝 시퀀스(X1)의 위상 이동을 포함함을 특징으로 하는 무선 통신 시스템의 프리앰블.
  4. 제1항에 있어서,
    각각이 제1트레이닝 시퀀스의 서로 다른 위상 이동을 포함하는 다중 트레이닝 시퀀스들을 더 포함함을 특징으로 하는 무선 통신 시스템의 프리앰블.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 제2트레이닝 시퀀스(X2)는
    Figure 112005057728682-pat00020
    의 관계에 따른 제1트레이닝 시퀀스(X1)의 위상 이동을 포함하고;
    제3트레이닝 시퀀스(X3)는
    Figure 112005057728682-pat00021
    의 관계에 따른 제1트레이닝 시퀀스(X1)의 위상 이동을 포함하고;
    제4트레이닝 시퀀스(X4)는
    Figure 112005057728682-pat00022
    의 관계에 따른 제1트레이닝 시퀀스(X1)의 위상 이동을 포함함을 특징으로 하는 무선 통신 시스템의 프리앰블.
  6. 제1항에 있어서, 상기 무선 통신 시스템은 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 시스템을 포함함을 특징으로 하는 무선 통신 시스템의 프리앰블.
  7. 제1항에 있어서, 상기 무선 통신 시스템은, 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 다중 입력 다중 출력(MIMO) 시스템을 포함함을 특징으로 하는 무선 통신 시스템의 프리앰블.
  8. 제1항에 있어서, 상기 무선 통신 시스템은, 프리앰블이 다중 송신기 안테나들에 의해 복수의 서브 캐리어들을 통해 전송되게 하는 송신기를 포함함을 특징으 로 하는 무선 통신 시스템의 프리앰블.
  9. 제8항에 있어서, 상기 제1트레이닝 시퀀스는 제1안테나를 통해 전송되고, 제2트레이닝 시퀀스는 제2안테나를 통해 전송됨을 특징으로 하는 무선 통신 시스템의 프리앰블.
  10. 제1항에 있어서, 상기 무선 통신 시스템은, 프리앰블이 다중 송신기 안테나들에 의해 복수의 서브 캐리어들을 통해 전송되게 하는 다중 안테나들을 갖는 송신기를 포함하는 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 다중 입력 다중 출력(MIMO) 시스템을 구비하고,
    상기 프리앰블의 각 트레이닝 시퀀스는 서로 다른 상기 다중 안테나들 중 하나를 통해 전송됨을 특징으로 하는 무선 통신 시스템의 프리앰블.
  11. 무선 통신 시스템을 통해 데이터 신호를 전송하는 방법에 있어서,
    제1트레이닝 시퀀스 및 제1트레이닝 시퀀스의 위상 이동을 포함하는 제2트레이닝 시퀀스를 포함하는, 데이터 신호의 프리앰블을 제공하는 단계;
    다중 송신기 안테나들에 의한 복수의 버스 캐리어들을 통해 전송할 프리앰블을 배열하는(configuring) 단계; 및
    상기 다중 전송기 안테나들을 통해 상기 프리앰블을 전송하는 단계를 포함함을 특징으로 하는 신호 전송 방법.
  12. 제11항에 있어서, 상기 데이터 신호는 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 신호를 포함함을 특징으로 하는 신호 전송 방법.
  13. 제11항에 있어서, 상기 데이터 신호는, 각각이 복수의 타임 슬롯들을 포함하는 복수의 프레임들을 구비하고, 상기 각 타임 슬롯은 복수의 심볼들을 포함하고, 상기 하나 이상의 프리앰블들이 시간 도메인 상의 프레임들 내 심볼들 사이에 삽입됨을 특징으로 하는 신호 전송 방법.
  14. 제11항에 있어서, 상기 제1트레이닝 시퀀스는 802.11a 트레이닝 시퀀스를 포함함을 특징으로 하는 신호 전송 방법.
  15. 제11항에 있어서, 상기 제2트레이닝 시퀀스(X2)는
    Figure 112005057728682-pat00023
    의 관계에 따른 제1트레이닝 시퀀스(X1)의 위상 이동을 포함함을 특징으로 하는 신호 전송 방법.
  16. 제11항에 있어서, 상기 프리앰블은, 다중 트레이닝 시퀀스들을 더 포함하고,
    상기 각각의 트레이닝 시퀀스는 제1트레이닝 시퀀스의 서로 다른 위상 이동을 포함함을 특징으로 하는 신호 전송 방법.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 제2트레이닝 시퀀스(X2)는
    Figure 112005057728682-pat00024
    의 관계에 따른 제1트레이닝 시퀀스(X1)의 위상 이동을 포함하고;
    제3트레이닝 시퀀스(X3)는
    Figure 112005057728682-pat00025
    의 관계에 따른 제1트레이닝 시퀀스(X1)의 위상 이동을 포함하고;
    제4트레이닝 시퀀스(X4)는
    Figure 112005057728682-pat00026
    의 관계에 따른 제1트레이닝 시퀀스(X1)의 위상 이동을 포함함을 특징으로 하는 신호 전송 방법.
  18. 제11항에 있어서, 상기 무선 통신 시스템은 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 다중 입력 다중 출력(MIMO) 시스템을 포함함을 특징으로 하는 신호 전송 방법.
  19. 제18항에 있어서, 상기 제1트레이닝 시퀀스는 제1안테나를 통해 전송되고, 제2트레이닝 시퀀스는 제2안테나를 통해 전송됨을 특징으로 하는 신호 전송 방법.
  20. 제11항에 있어서, 상기 무선 통신 시스템은, 프리앰블이 다중 송신기 안테나 들에 의해 복수의 서브 캐리어들을 통해 전송되게 하는 다중 안테나들을 갖는 송신기를 포함하는 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 다중 입력 다중 출력(MIMO) 시스템을 구비하고,
    상기 프리앰블의 각 트레이닝 시퀀스는 서로 다른 상기 다중 안테나들 중 하나를 통해 전송됨을 특징으로 하는 신호 전송 방법.
  21. 무선 OFDM-MIMO 수신기에서의 채널 추정 방법에 있어서,
    각각이 제1트레이닝 시퀀스 및 제1트레이닝 시퀀스의 위상 이동을 포함하는 제2트레이닝 시퀀스를 포함하는 하나 이상의 프리앰블들을 포함하는 데이터 신호를 송신기로부터 수신하는 단계; 및
    선형 필터들의 뱅크를 이용하여 상기 수신된 프리앰블들로부터 채널을 추정하는 단계를 포함함을 특징으로 하는 채널 추정 방법.
  22. 제21항에 있어서, 상기 송신기는 Nt 개의 안테나들을 포함하고, 상기 수신기는 Nr 개의 안테나들을 포함하여, NtNr 채널들이 형성됨을 특징으로 하는 채널 추정 방법.
  23. 제22항에 있어서, 상기 필터들의 선형 뱅크에 대한 필터링 모델은
    Figure 112005057728682-pat00027
    식에 따르며, 이 식에서, Xi는 i 번째 송신기 안테나로부터의 Nx1 프리앰블 벡터이고, N은 OFDM 데이터 서브 캐리어들의 개수이고, Yj는 j 번째 수신기 안테나에서 수신된 Nx1 벡터이고, Hij는 i 번째 송신기 안테나에서 j 번째 수신기 안테나까지 주파수 도메인 상의 채널 응답이며, Wj는 부가되는 백색 가우스 잡음(AWGN) 벡터임을 특징으로 하는 채널 추정 방법.
  24. 제23항에 있어서, 상기 Hij 채널 응답이 선형 필터 계수들 Kij를 이용하여 Yj로부터 추정되어, 추정 채널 응답이
    Figure 112005057728682-pat00028
    이 됨을 특징으로 하는 채널 추정 방법.
  25. 제24항에 있어서, 상기 채널은 공간적으로 상관되지 않음(uncorrelated)을 특징으로 하는 채널 추정 방법.
  26. 제25항에 있어서, 상기 필터 계수들 Kij은
    Figure 112005057728682-pat00029
    식에 따르고, 이 식에서, Kij=Ki, (j=1,...N_r )는 i 번째 송신기 안테나에 대한 필터 계수이고,
    Figure 112005057728682-pat00030
    는 자동 상관 매트릭스이고,
    Figure 112005057728682-pat00031
    는 상호 상관 매트릭스임을 특징으로 하는 채널 추정 방법.
  27. 무선 MIMO 통신 시스템에 있어서,
    제1트레이닝 시퀀스 및 제1트레이닝 시퀀스의 위상 이동을 포함하는 제2트레이닝 시퀀스를 포함하는 적어도 하나의 프리앰블을 구비하는 데이터 신호를, 다중 송신기 안테나들에 의해 복수의 서브 캐리어들을 통해 전송하는 송신기; 및
    하나 이상의 프리앰블들을 구비하는 상기 전송 신호를 수신하고, 선형 필터들의 뱅크를 이용해 상기 수신된 프리앰블들로부터 채널을 추정하는 추정기를 구비하는 수신기를 포함함을 특징으로 하는 무선 MIMO 통신 시스템.
  28. 제27항에 있어서, 상기 데이터 신호는 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 신호를 포함함을 특징으로 하는 무선 MIMO 통신 시스템.
  29. 제27항에 있어서, 상기 데이터 신호는 복수의 프레임들을 포함하고, 상기 각각의 프레임은 복수의 타임 슬롯들을 포함하고, 상기 각각의 타임 슬롯은 복수의 심볼들을 포함하고,
    상기 하나 이상의 프리앰블들이 시간 도메인 상의 프레임들 내 상기 심볼들 사이에 삽입됨을 특징으로 하는 무선 MIMO 통신 시스템.
  30. 제27항에 있어서, 상기 제1트레이닝 시퀀스는 802.11a 트레이닝 시퀀스를 포함함을 특징으로 하는 무선 MIMO 통신 시스템.
  31. 제27항에 있어서, ㅍ상기 제2트레이닝 시퀀스(X2)는
    Figure 112005057728682-pat00032
    의 관계에 따른 제1트레이닝 시퀀스(X1)의 위상 이동을 포함함을 특징으로 하는 무선 MIMO 통신 시스템.
  32. 제27항에 있어서, 상기 프리앰블에는 각각이 제1트레이닝 시퀀스의 서로 다른 위상 이동을 포함하는 다중 트레이닝 시퀀스들이 더 포함됨을 특징으로 하는 무선 MIMO 통신 시스템.
  33. 제27항에 있어서, 상기 송신기는 Nt 개의 안테나들을 포함하고, 상기 수신기는 Nr 개의 안테나들을 포함하여, NtNr 채널들이 형성됨을 특징으로 하는 무선 MIMO 통신 시스템.
  34. 제33항에 있어서, 상기 필터들의 선형 뱅크에 대한 필터링 모델은
    Figure 112005057728682-pat00033
    식에 따르며, 이 식에서, Xi는 i 번째 송신기 안테나로부터의 Nx1 프리앰블 벡터이고, N은 OFDM 데이터 서브 캐리어들의 개수이고, Yj는 j 번째 수신기 안테나에서 수신된 Nx1 벡터이고, Hij는 i 번째 송신기 안테나에서 j 번째 수신기 안테나까지 주파수 도메인 상의 채널 응답이며, Wj는 부가되는 백색 가우스 잡음(AWGN) 벡터임을 특징으로 하는 무선 MIMO 통신 시스템.
  35. 제34항에 있어서, 상기 Hij 채널 응답이 선형 필터 계수들 Kij를 이용하여 Yj로부터 추정되어, 추정 채널 응답이
    Figure 112005057728682-pat00034
    이 됨을 특징으로 하는 무선 MIMO 통신 시스템.
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