JP3724940B2 - Ｏｆｄｍダイバーシチ受信装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式により無線伝送を行う無線通信システムの基地局や端末局、またはＯＦＤＭ方式による放送システムの受信局におけるＯＦＤＭ受信装置に係り、特に、劣悪な無線伝搬環境下においても高品質な情報の伝送を実現するＯＦＤＭダイバーシチ受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
現在、地上波テレビ放送はアナログ方式が採用されているが、西暦２０００年を目処にディジタル化への移行が開始される予定である。地上波テレビ放送は、一つの送信局でカバーするエリアが極めて広いため、無線電波伝搬特有の多重反射電波伝搬（マルチパス）の影響により受信画像が劣化する、ゴースト障害という深刻な問題がある。この地上波テレビ放送におけるマルチパスの規模は、携帯・自動車電話などの無線通信システムで対象としているマルチパスの規模よりも遥かに大きく、マルチパス対策に有効である適応自動等化器でも、もはや対応しきれない。
【０００３】
そこで、劣悪なマルチパス伝搬環境においても原理的に耐性を持ち、高品質な情報伝送が可能である直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式が地上波テレビ放送のディジタル伝送方式として採用される予定となっている。ＯＦＤＭ伝送信号には送信波形（シンボル）の一部をコピーしたガード期間が設けられており、このガード期間がガード期間長以下のマルチパス伝搬を吸収し、受像品質の致命的な劣化を防いでいる。
【０００４】
また、このようなＯＦＤＭ伝送方式の耐マルチパス伝送特性は地上波テレビ放送だけでなく、公衆網や構内網で今後展開されるであろうマルチメディア通信等の広帯域無線通信システムでも注目されており、実用化への具体的な技術検討が積極的に進められている。
【０００５】
さらに、ＯＦＤＭ伝送方式は、耐マルチパス伝送特性を生かして、同一の内容を同一の周波数で同時に送信する単一周波数ネットワーク（ＳＦＮ）が構築できるため、従来のような地域毎に送信周波数を変更しなければならないという無駄な周波数利用を改善でき、利用周波数帯の圧縮という点でも非常に有効な伝送方式である。
【０００６】
しかしながら、ＯＦＤＭ伝送方式がいかに耐マルチパス伝送特性に優れていると言えども、マルチパス伝搬により生じる厳しい周波数選択性フェージングの影響や、移動受信の際に生じるドップラシフトや時間フェージングの影響による受信特性の劣化から完全に守られているわけではない。特に、ディジタル地上波テレビ放送や次世代マルチメディア通信で期待される高精細画像の伝送には、音声通信がメインである現存の携帯・自動車電話よりも遥かに高安定かつ高品質の無線伝送技術が要求され、より良好な受信特性を実現する受信方式・装置の実現が早急に求められている。
【０００７】
さらに、高精細画像の伝送には、周波数有効利用の面から大量の情報を有する高精細画像の伝送を狭い無線帯域で伝送する技術が必要となり、移動を考慮した無線伝搬環境下での高効率な多値ＱＡＭ変調方式等の変調方式の採用を検討しなければならない。ところが、ＱＡＭ変調に代表される高効率な変調方式は、耐雑音特性や耐干渉特性の面で劣り、歪みに弱いという欠点がある。
【０００８】
従って、送信局や基地局から離れた遠方の場所で受信する受信装置や移動しながら受信を行う受信装置では、低信号対雑音比状態での受信や電波伝搬歪みを受けた状態で受信するため、いとも簡単に受信特性が劣化し、満足な品質での情報伝送を実現できなくなるという問題が生じる。特に、地上波テレビ放送ではカバーエリアが極めて広いため、深刻な問題となり、有効な品質改善手段の適用が望まれる。
【０００９】
一般に、劣悪な多重電波伝搬環境や移動受信環境下での受信特性の改善手段として、ダイバーシチ受信がある。ダイバーシチ受信方式としては従来、複数の受信アンテナで受信するＲＦ（無線周波数）信号の中から電力が最大となる受信アンテナを選択してディジタル信号系列を復調するアンテナ切替えダイバーシチ受信が主流である。
【００１０】
しかし、ＯＦＤＭ伝送方式では受信信号をベースバンド信号に周波数変換し、シンボル単位で周波数スペクトルに変換した後に、周波数スペクトルを構成する各線スペクトル毎にディジタル信号系列を復調するため、ＯＦＤＭ伝送信号に対しては、ＲＦ信号で切替えるアンテナ切替えダイバーシチ受信では大きな効果が得られないという問題がある。特に、厳しい周波数選択性フェージングが生じると、周波数スペクトルを構成する各線スペクトルによって受信特性が全く異なるため、線スペクトル単位で最適な受信特性が得られる切り替えダイバーシチが望まれていた。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
上述したように、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）によりディジタル信号系列の無線伝送を行う無線通信／放送システムでは、ＯＦＤＭ伝送方式の耐マルチパス伝送特性を有効に利用しつつも、広大なカバーエリア内のすべての場所で高品質かつ高精細な情報の伝送を実現するには、厳しい多重反射電波伝搬環境での受信特性の劣化改善策や、移動受信時の受信特性の劣化改善策の適用が必要となる。
【００１２】
特に、画像情報の伝送が主となる今後のマルチメディア通信やディジタル地上波放送では、多値ＱＡＭ変調等のような高効率な変調方式の適用が必須となり、ＯＦＤＭ伝送方式における受信特性の改善策、とりわけＯＦＤＭ伝送方式採用時に周波数選択性フェージングに対しても良好な受信特性が得られるダイバーシチ受信装置の開発が望まれている。
【００１３】
従って、本発明はＯＦＤＭ伝送方式の無線通信／放送システムにおける多重反射電波伝搬環境や移動受信環境で生じる受信特性の劣化を改善するＯＦＤＭダイバーシチ受信装置を提供することを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
上記した課題を解決するため、本発明はアンテナを介してＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号を受信しＯＦＤＭ受信信号をそれぞれ出力する受信手段と、ＯＦＤＭ受信信号を周波数スペクトルに変換してＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルを出力する第１の変換手段と、このＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルと参照周波数スペクトルとから伝送路周波数応答を算出する伝送路周波数応答算出手段とをそれぞれ含む複数のダイバーシチブランチを構成し、ＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルまたは伝送路周波数応答の振幅もしくは電力が最大となるダイバーシチブランチを選択してダイバーシチ受信を行うことを特徴とする。
【００１５】
より具体的には、本発明に係る第１のＯＦＤＭダイバーシチ受信装置は、個別のアンテナを介してＯＦＤＭ信号を受信しＯＦＤＭ受信信号をそれぞれ出力する複数の受信手段と、ＯＦＤＭ受信信号をそれぞれ周波数スペクトルに変換する複数の第１の変換手段と、ＯＦＤＭ受信信号に対する参照周波数スペクトルを生成する少なくとも一つの参照周波数スペクトル生成手段と、第１の変換手段からそれぞれ出力される周波数スペクトルと参照周波数スペクトルとから複数の伝送路周波数応答を算出する複数の伝送路周波数応答算出手段と、第１の変換手段からそれぞれ出力される周波数スペクトルの歪みを対応する伝送路周波数応答を用いて補償する歪み補償手段と、第１の変換手段からそれぞれ出力される周波数スペクトルを第１の入力信号とし、歪み補償手段からそれぞれ出力される歪み補償後の周波数スペクトルを第２の入力信号として、振幅もしくは電力が最大となる第１の入力信号に対応する第２の入力信号を選択して出力する選択手段と、この選択手段の出力信号からディジタル信号系列を復調する復調手段とを具備することを特徴とする。
【００１６】
本発明に係る第２のＯＦＤＭダイバーシチ受信装置は、個別のアンテナを介してＯＦＤＭ信号を受信しＯＦＤＭ受信信号をそれぞれ出力する複数の受信手段と、ＯＦＤＭ受信信号をそれぞれ周波数スペクトルに変換する複数の第１の変換手段と、ＯＦＤＭ受信信号に対する参照周波数スペクトルを生成する少なくとも一つの参照周波数スペクトル生成手段と、第１の変換手段からそれぞれ出力される周波数スペクトルと参照周波数スペクトルとから複数の伝送路周波数応答を算出する複数の伝送路周波数応答算出手段と、第１の変換手段からそれぞれ出力される周波数スペクトルの歪みを対応する伝送路周波数応答を用いて補償する歪み補償手段と、伝送路周波数応答算出手段によりそれぞれ算出される伝送路周波数応答を第１の入力信号とし、歪み補償手段からそれぞれ出力される歪み補償後の周波数スペクトルを第２の入力信号として、振幅もしくは電力が最大となる第１の入力信号に対応する第２の入力信号を選択して出力する選択手段と、この選択手段の出力信号からディジタル信号系列を復調する復調手段とを具備することを特徴とする。
【００１７】
本発明に係る第３のＯＦＤＭダイバーシチ受信装置は、個別のアンテナを介してＯＦＤＭ信号を受信しＯＦＤＭ受信信号をそれぞれ出力する複数の受信手段と、ＯＦＤＭ受信信号をそれぞれ周波数スペクトルに変換する複数の第１の変換手段と、ＯＦＤＭ受信信号に対する参照周波数スペクトルを生成する少なくとも一つの参照周波数スペクトル生成手段と、第１の変換手段からそれぞれ出力される周波数スペクトルと参照周波数スペクトルとから複数の伝送路周波数応答を算出する複数の伝送路周波数応答算出手段と、第１の変換手段からそれぞれ出力される周波数スペクトルの歪みを対応する伝送路周波数応答を用いて補償する歪み補償手段と、歪み補償手段からそれぞれ出力される歪み補償後の周波数スペクトルを第１の入力信号とし、振幅もしくは電力が最大となる第１の入力信号を選択して出力する選択手段と、この選択手段の出力信号からディジタル信号系列を復調する復調手段とを具備することを特徴とする。
【００１８】
このように本発明に係る第１、第２および第３のＯＦＤＭダイバーシチ受信装置では、ＯＦＤＭ信号を複数のアンテナを含む受信手段で受信して、それぞれのＯＦＤＭ受信信号を周波数スペクトルに変換し、これらのＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルと参照周波数スペクトルから伝送路周波数応答を求め、さらにＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルの歪みを対応する伝送路周波数応答を用いて補償する。
【００１９】
そして、(a) 振幅もしくは電力が最大となるＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルに対応する歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルを選択してディジタル信号系列を復調するか、または(b) 振幅もしくは電力が最大となる伝送路周波数応答に対応する歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルを選択してディジタル信号系列を復調するか、または(c) 振幅もしくは電力が最大となる歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルを選択してディジタル信号系列を復調する。
【００２０】
従って、周波数選択性フェージングにより周波数スペクトルを構成する各線スペクトルによって受信特性が全く異なるような状況でも、線スペクトル単位で最適な受信特性を得るダイバーシチ受信が可能となるため、多重反射伝搬環境や移動受信環境で生じる受信特性の劣化が効果的に改善される。
【００２１】
本発明に係る第４のＯＦＤＭダイバーシチ受信装置は、個別のアンテナを介してＯＦＤＭ信号を受信しＯＦＤＭ受信信号をそれぞれ出力する複数の受信手段と、ＯＦＤＭ受信信号をそれぞれ周波数スペクトルに変換する複数の第１の変換手段と、ＯＦＤＭ受信信号に対する参照周波数スペクトルを生成する少なくとも一つの参照周波数スペクトル生成手段と、第１の変換手段からそれぞれ出力される周波数スペクトルと参照周波数スペクトルとから複数の伝送路周波数応答を算出する複数の伝送路周波数応答算出手段と、第１の変換手段からそれぞれ出力される周波数スペクトルを第１の入力信号とし、伝送路周波数応答算出手段によりそれぞれ算出される伝送路周波数応答を第２の入力信号として、振幅もしくは電力が最大となる第１の入力信号およびそれに対応する第２の入力信号を選択して、それぞれ第１の出力信号および第２の出力信号として出力する選択手段と、この選択手段の第２の出力信号を用いて選択手段の第１の出力信号の歪みを補償する歪み補償手段と、この歪み補償手段の出力信号からディジタル信号系列を復調する復調手段とを具備することを特徴とする。
【００２２】
本発明に係る第５のＯＦＤＭダイバーシチ受信装置は、個別のアンテナを介してＯＦＤＭ信号を受信しＯＦＤＭ受信信号をそれぞれ出力する複数の受信手段と、ＯＦＤＭ受信信号をそれぞれ周波数スペクトルに変換する複数の第１の変換手段と、ＯＦＤＭ受信信号に対する参照周波数スペクトルを生成する少なくとも一つの参照周波数スペクトル生成手段と、第１の変換手段からそれぞれ出力される周波数スペクトルと参照周波数スペクトルとから複数の伝送路周波数応答を算出する複数の伝送路周波数応答算出手段と、これら伝送路周波数応答算出手段によりそれぞれ算出される伝送路周波数応答を第１の入力信号とし、第１の変換手段からそれぞれ出力される周波数スペクトルを第２の入力信号として、振幅もしくは電力が最大となる第１の入力信号およびそれに対応する第２の入力信号を選択して、それぞれ第１の出力信号および第２の出力信号として出力する選択手段と、この選択手段の第１の出力信号を用いて選択手段の第２の出力信号の歪みを補償する歪み補償手段と、この歪み補償手段の出力信号からディジタル信号系列を復調する復調手段とを具備することを特徴とする。
【００２３】
このように本発明に係る第４、第５のＯＦＤＭダイバーシチ受信装置では、ＯＦＤＭ信号を複数のアンテナを含む受信手段で受信して、それぞれのＯＦＤＭ受信信号を周波数スペクトルに変換し、これらのＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルと参照周波数スペクトルから伝送路周波数応答を求めた後、(d) 振幅もしくは電力が最大となるＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルおよびこれに対応する伝送路周波数応答を選択するか、あるいは(e) 振幅もしくは電力が最大となる伝送路周波数応答およびこれに対応するＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルを選択した後、選択した伝送路周波数応答を用いて、選択したＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルの歪みを補償し、この歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトル
からディジタル信号系列を復調する。
【００２４】
従って、周波数選択性フェージングにより周波数スペクトルを構成する各線スペクトルによって受信特性が全く異なるような状況でも、線スペクトル単位で最適な受信特性を得るダイバーシチ受信が可能となるため、多重反射伝搬環境や移動受信環境で生じる受信特性の劣化が効果的に改善されると共に、歪み補償手段が一つで済むという利点がある。
【００２５】
本発明においては、第１、第２または第３のＯＦＤＭダイバーシチ受信装置における伝送路周波数応答算出手段と歪み補償手段との間に、伝送路周波数応答算出手段によりそれぞれ算出された伝送路周波数応答をフィルタリングするフィルタリング手段を挿入したり、あるいは第４または第５のＯＦＤＭダイバーシチ受信装置における伝送路周波数応答算出手段と選択手段との間に、伝送路周波数応答算出手段によりそれぞれ算出された伝送路周波数応答をフィルタリングするフィルタリング手段を挿入してもよい。このようなフィルタリング手段の挿入により、伝送路周波数応答中に含まれる雑音成分が除去されるため、受信特性のさらなる改善が可能となる。
【００２６】
このフィルタリング手段は、具体的には伝送路周波数応答算出手段により算出された伝送路周波数応答を入力とするフィルタリング帯域幅可変のフィルタ手段と、伝送路周波数応答算出手段により算出された伝送路周波数応答を伝送路時間応答に変換する第２の変換手段と、この第２の変換手段により変換された伝送路時間応答を用いて多重反射電波伝搬環境の伝搬遅延時間を測定する伝搬遅延時間測定手段と、この伝搬遅延時間測定手段の測定結果に基づいてフィルタ手段のフィルタリング帯域幅を設定するフィルタリング帯域幅設定手段とにより構成される。このように多重反射伝搬環境の伝搬遅延時間を測定することにより、伝送路周波数応答をフィルタリングするフィルタ手段の帯域幅を伝搬遅延時間に適した大きさに設定でき、伝搬遅延時間伝送路周波数応答中に含まれる雑音成分を効率良く除去することが可能となる。
【００２７】
本発明においては、復調手段により復調されたディジタル信号系列を再変調して再変調周波数スペクトルを生成する再変調手段と、再変調周波数スペクトルと参照周波数スペクトルとを選択的に伝送路周波数応答算出手段へ出力する周波数スペクトル選択手段とをさらに具備してもよい。
【００２８】
周波数スペクトル選択手段は、例えばスロット構成を用いたＯＦＤＭ伝送方式でディジタル信号系列を伝送する通信／放送システムにおいて、スロットの先頭に含まれる既知データ系列のＯＦＤＭ信号を受信する場合には参照周波数スペクトルを選択し、それ以降のデータ系列のＯＦＤＭ信号を受信する場合には再変調周波数スペクトルを選択する。再変調周波数スペクトルを用いて伝送路周波数応答を算出すると、直前の伝送路周波数応答を用いて周波数スペクトルの歪みを補償できるため、伝搬環境が時間的に変動する場合でも受信特性の劣化を改善することが可能となる。
【００２９】
本発明において、第１の入力信号または第１の入力信号と第２の入力信号の選択を行う選択手段は、第１の構成例によると第１の入力信号を構成するそれぞれの線スペクトルの振幅もしくは電力を合成する複数の合成手段と、これら複数の合成手段の出力を比較する比較手段とを有し、この比較手段の比較結果に基づいて選択動作を行うように構成される。このようにすることにより、受信特性の優れたダイバーシチブランチを容易に選択でき、受信特性の劣化が効果的に改善される。
【００３０】
また、第２の構成例による選択手段は、第１の入力信号を構成する線スペクトルの中から同一周波数の線スペクトルどうしの振幅もしくは電力を比較する比較手段を有し、この比較手段の比較結果に基づいて選択動作を行うように構成される。このようにすることにより、線スペクトル毎に受信特性の優れたダイバーシチブランチを容易に選択でき、受信特性の劣化がさらに効果的に改善される。
【００３１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。
（第１の実施形態）
図１は、本発明に係るＯＦＤＭダイバーシチ受信装置の第１の実施形態を示す図である。同図に示すように、ｎ個のダイバーシチブランチ（以下、単にブランチという）＃１〜＃ｎが配置される。各ブランチ＃１〜＃ｎにおいては、受信アンテナ１〜３でＯＦＤＭ信号が受信され、受信部４〜６に入力される。受信部４〜６は、ＲＦ帯のＯＦＤＭ信号をベースバンド信号に周波数変換するために必要な増幅、周波数混合、帯域制限等の基本機能と同期、周波数補正、およびＯＦＤＭ伝送方式に特有のガード期間の除去等の機能を含み、ガード期間が除去されたベースバンド信号をＯＦＤＭ受信信号として出力する。
【００３２】
受信部４〜６からのＯＦＤＭ受信信号は第１の変換部７〜９に入力され、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）に代表されるような変換処理によって周波数スペクトル（以下、ＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルという）に変換される。
【００３３】
参照周波数スペクトル生成部１０〜１２では、第１の変換部７〜９からのＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルに対する参照周波数スペクトルが生成される。伝送路周波数応答算出部１３〜１５では、これらＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルと参照周波数スペクトルとを用いて各ブランチ＃１〜＃ｎに固有の伝送路周波数応答が算出される。
【００３４】
第１の変換部７〜９で生成されたＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルは歪み補償部１６〜１８に入力され、ＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルに含まれる多重反射伝搬環境により生じた歪みが伝送路周波数応答算出部１３〜１５で算出された各ブランチ＃１〜＃ｎの伝送路周波数応答によって補償される。第１の変換部７〜９で生成されたＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルおよび歪み補償部１６〜１８で生成された歪み補償後の周波数スペクトルは、それぞれ選択部１９に第１の入力信号Ａおよび第２の入力信号Ｂとして入力される。
【００３５】
選択部１９は、第１の入力信号Ａであるブランチ＃１〜＃ｎの第１の変換部７〜９で生成されたＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルを比較し、振幅もしくは電力が最大となるＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルが生成されたブランチから第２の入力信号Ｂとして入力される歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルを選択する。選択部１９で選択された歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルは復調部２０に入力され、この復調部２０でディジタル信号系列が復調される。選択部１９については、後ほど詳細に説明する。
【００３６】
本実施形態では、ＯＦＤＭ受信信号の１シンボル毎に、選択部１９が第１の変換部７〜９から出力されるＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルを比較し、ブランチを選択してもよいが、伝搬環境が時間と共に急激に変化しないならば、一定時間前に算出したＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルを用いてブランチを選択してもよい。この場合、選択するブランチを予め設定したり、数シンボル毎に選択するブランチを設定することが可能となる。
【００３７】
このように本実施形態によれば、複数のブランチ＃１〜＃ｎの中から受信電力あるいは振幅が最大のＯＦＤＭ信号周波数スペクトルを生成するブランチを選択し、選択したブランチで得られる歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルからディジタル信号系列を復調することによって、受信特性を改善することができる。
【００３８】
＜選択部１９について＞
次に、図２を用いて選択部１９の第１の構成例を説明する。
図１の複数のブランチ＃１〜＃ｎから選択部１９に入力される第１の入力信号Ａは、合成部４１〜４３にそれぞれ入力される。第１の実施形態の場合、第１の入力信号Ａは第１の変換部７〜９から出力されるＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルであるが、後述する実施形態においては第１の入力信号Ａが伝送路周波数応答算出部１３〜１５からの出力の場合もある。通常、第１の変換部７〜９が高速フーリエ変換を行うことから、第１の変換部７〜９で算出されるＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルは複数の離散的な線スペクトルで構成され、このＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルを用いて算出される伝送路周波数応答もまた離散的な線スペクトルで構成される。
【００３９】
合成部４１〜４３は、第１の入力信号Ａの複数本の線スペクトルの振幅もしくは電力を合成して出力する。この場合、合成部４１〜４３は通常、ＯＦＤＭ受信信号の１シンボル分の周波数スペクトルの線スペクトルの振幅もしくは電力を合成するが、合成範囲は数本程度の線スペクトルでも良いし、数シンボル分の線スペクトルであっても良い。合成部４１〜４３の出力は、比較部４４およびセレクタ部４５に入力される。
【００４０】
比較部４４では、各ブランチ＃１〜＃ｎに対応する合成部４１〜４３の出力を比較して最も出力が大きいブランチを認識し、その認識したブランチの番号をセレクタ部４５に通知する。セレクタ部４５は、比較部４４から通知された番号のブランチに対応する合成部の出力信号を第１の出力信号として出力する。
【００４１】
このように図２に示す選択部１９によれば、図１の各ブランチ＃１〜＃ｎから入力される第１の入力信号Ａの複数の線スペクトルの振幅もしくは電力の合成結果が最大となるブランチを認識して、そのブランチからの第１の入力信号Ａを選択して出力するため、各ブランチ＃１〜＃ｎにおける複数の線スペクトルの平均的な受信特性から各線スペクトル毎に受信特性が最適なブランチを認識して、そのブランチからの第１の入力信号Ａを選択することが可能となり、受信特性がより効果的に改善される。
【００４２】
次に、図３を用いて選択部１９の第２の構成例を説明する。
図３は、ブランチ数を２とする場合の第２の構成例に基づく選択部１９の動作を示す図である。第１の入力信号Ａは、周波数ｆ１〜ｆｍの離散的なｍ本の線スペクトルで構成される。選択部１９は、各ブランチから入力される第１の入力信号Ａの中から、同一の周波数の線スペクトルどうしの振幅もしくは電力を比較する。そして、線スペクトルが存在するｆ１〜ｆｍの周波数毎に、振幅もしくは電力が最大となる線スペクトルが入力されたブランチを選択する。
【００４３】
このように選択部１９の第２の構成例によると、線スペクトルが存在する各周波数毎に、第１の入力信号として入力された線スペクトルの振幅もしくは電力が最大となるブランチを選択することが可能であるため、受信特性を大きく改善することができる。
【００４４】
（第２の実施形態）
図４は、本発明のＯＦＤＭダイバーシチ受信装置の第２の実施形態を示す図である。本実施形態は、図１に示した第１の実施形態における参照周波数スペクトル生成部１０〜１２で生成される参照周波数スペクトルが全て同じであることに着目して、一つの参照周波数スペクトル生成部２１を各ブランチ＃１〜＃ｎで共有する形態を示したものである。従って、第１の実施形態と基本的に同様に受信特性の改善が実現できる。
【００４５】
本実施形態においても、第１の実施形態と同様に、ＯＦＤＭ受信信号の１シンボル毎に、選択部１９が第１の変換部７〜９から出力されるＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルを比較し、ブランチを選択してもよいが、伝搬環境が時間と共に急激に変化しないならば、一定時間前に算出したＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルを用いてブランチを選択してもよい。
【００４６】
（第３の実施形態）
図５は、本発明のＯＦＤＭダイバーシチ受信装置の第３の実施形態を示す図である。ブランチ＃１〜＃ｎでは図１の実施形態と同様に、伝送路周波数応答と歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルが生成される。伝送路周波数応答算出部１３〜１５で生成された伝送路周波数応答と、歪み補償部１６〜１８で生成された歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルは、それぞれ選択部１９に第１の入力信号Ａおよび第２の入力信号Ｂとして入力される。
【００４７】
選択部１９は、第１の入力信号Ａであるブランチ＃１〜＃ｎで生成された伝送路周波数応答を比較し、振幅もしくは電力が最大となる伝送路周波数応答が生成されたブランチを選択する。そして、選択されたブランチからの第２の入力信号Ｂである歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルが選択部１９で選択され、復調部２０によってディジタル信号系列に復調される。
【００４８】
このように本実施形態によれば、複数のブランチ＃１〜＃ｎの中から伝送路周波数応答の電力あるいは振幅が最大のＯＦＤＭ信号周波数スペクトルを生成するブランチを選択することが可能となり、選択したブランチで得られる歪み補償後周波数スペクトルによってディジタル信号系列を復調するため、受信特性が改善される。
【００４９】
なお、本実施形態では図４に示した第２の実施形態と同様に各ブランチ＃１〜＃ｎで共有の参照周波数スペクトル生成部２１が用いられているが、図１に示した第１の実施形態のように各ブランチ＃１〜＃ｎ毎に参照周波数スペクトル生成部が含まれる構成としても構わない。
【００５０】
また、本実施形態においても、図１の実施形態と同様に、伝搬環境が時間と共に急激に変化しないならば、一定時間前に算出した伝送路周波数応答を用いてブランチを選択することが可能となる。従って、ＯＦＤＭ受信信号の１シンボル毎にブランチを選択せずに、予め選択するブランチを設定したり、数シンボル毎に選択するブランチを設定することができる。
【００５１】
（第４の実施形態）
図６は、本発明に係るＯＦＤＭダイバーシチ受信装置の第４の実施形態を示す図である。本実施形態は、図４に示した第２の実施形態における第１の変換部７〜９から出力されるＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルに代えて、歪み補償部１６〜１８から出力される歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルを選択部１９への第１の入力信号Ａとし、各ブランチ＃１〜＃ｎから第１の入力信号Ａのみが選択部１９に入力される構成としたものである。
【００５２】
各ブランチ＃１〜＃ｎにおいて、受信アンテナ１〜３で受信されたＯＦＤＭ信号は、受信部４〜６によってガード期間が除去されたベースバンド信号に変換された後、第１の変換部７〜９に入力され、高速フーリエ変換等の変換処理によってＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルとなる。
【００５３】
第１の変換部７〜９から出力されるＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルは、伝送路周波数応答算出部１３〜１５と歪み補償部１６〜１８に入力される。伝送路周波数応答算出部１３〜１５は、ＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルと参照周波数スペクトル生成部２１によって生成された参照周波数スペクトルとを用いて伝送路周波数応答を算出する。歪み補償部１６〜１８では、この伝送路周波数応答によってＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルの歪みが補償される。
【００５４】
ＱＡＭ等の振幅が変調される信号では通常、歪み補償部１６〜１８は第１の変換部７〜９から出力されるＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルを伝送路周波数応答で除算することによって、多重伝搬環境により生じる周波数選択性フェージングを補償する。しかし、ＱＰＳＫ等の位相変調信号では通常、回路規模が増大する除算器を使わずに、乗算器を用いて位相歪みを補償する。具体的には、歪み補償部１６〜１８では第１の変換部７〜９から出力されるＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルに、伝送路周波数応答の共役複素数信号を乗算することによって位相歪みを補償する。この場合、歪み補償部１６〜１８による歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルの振幅は第１の変換部７〜９から出力されるＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルの振幅成分に比例するため、選択部１９では第１の変換部７〜９から出力されるＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルの代わりに、歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルの振幅もしくは電力を比較してブランチを選択することもできる。
【００５５】
そこで、本実施形態では選択部１９により第１の入力信号Ａとして入力された歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルを比較し、振幅もしくは電力が最大となる歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルが生成されたブランチを選択する。選択されたブランチから第１の入力信号Ａとして入力された歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトル、すなわち振幅もしくは電力が最大となる歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルが選択部１９から出力され、復調部２０によってディジタル信号系列に復調される。
【００５６】
なお、本実施形態において選択部１９はＯＦＤＭ受信信号の１シンボル毎にそれぞれのブランチから入力される歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルを比較し、ブランチを選択してもよいが、伝搬環境が時間と共に急激に変化しないならば、一定時間前に算出した歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルを用いてブランチを選択してもよい。また、図１に示した第１の実施形態のように各ブランチ＃１〜＃ｎに参照周波数スペクトル生成部が含まれる構成にも本実施形態を適用することが可能である。
【００５７】
（第５の実施形態）
図７は、本発明に係るＯＦＤＭダイバーシチ受信装置の第５の実施形態を示す図である。本実施形態は、選択部１９によってブランチを選択した後に、選択部１９で選択されたブランチの伝送路周波数応答を用いて、選択されたブランチのＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルの歪みを補償する構成となっている。
【００５８】
すなわち、ブランチ＃１〜＃ｎにおいて受信アンテナ１〜３で受信されたＯＦＤＭ信号は受信部４〜６によってベースバンド信号に変換され、さらに第１の変換部７〜９によってＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルとなる。伝送路周波数応答算出部１３〜１５は、ＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルと参照周波数スペクトル生成部２１により生成された参照周波数スペクトルとから伝送路周波数応答を算出する。そして、ＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルは第１の入力信号Ａとして、また伝送路周波数応答は第２の入力信号Ｂとしてそれぞれ選択部１９に入力される。
【００５９】
選択部１９は、第１の入力信号Ａであるブランチ＃１〜＃ｎで生成されたＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルを比較し、振幅もしくは電力が最大となるＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルが生成されたブランチを選択して、そのブランチからのＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルおよび伝送路周波数応答が歪み補償部２２に入力される。選択部１９は、図２または図３で説明したと同様に構成することができる。
【００６０】
歪み補償部２２は、選択部１９から出力されたＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルの歪みを選択部１９から出力された伝送路周波数応答を用いて補償する。そして、この歪み補償部２２による歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルから、復調部２０でディジタル信号系列が復調される。
【００６１】
このように本実施形態では、複数のブランチ＃１〜＃ｎの中から電力あるいは振幅が最大となるＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルを生成するブランチを選択し、この選択したブランチで得られる伝送路周波数応答を用いてＯＦＤＭ受信信号のスペクトルの歪みを補償し、歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルによってディジタル信号系列を復調するため、受信特性が改善される。また、本実施形態によれば、歪み補償部が一つで済むため、これまでの実施形態に比べて受信装置が小型化されるという利点を有する。
【００６２】
なお、本実施形態では各＃１〜＃ｎで一つの参照周波数スペクトル生成部２１を共有しているが、図１に示した第１の実施形態のように各ブランチ＃１〜＃ｎ毎に参照周波数スペクトル生成部が含まれる構成としても構わない。
【００６３】
また、本実施形態においても第１〜第４の実施形態と同様に、選択部１９がＯＦＤＭ受信信号の１シンボル毎にＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルもしくは伝送路周波数応答を比較して、ブランチを選択するようにしてもよいし、一定時間前に算出したＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルもしくは伝送路周波数応答を用いてブランチを選択してもよい。
【００６４】
（第６の実施形態）
図８は、本発明に係るＯＦＤＭダイバーシチ受信装置の第６の実施形態を示す図である。本実施形態は、図７に示した第５の実施形態と同様に、選択部１９によってブランチを選択した後、選択したブランチの伝送路周波数応答を用いて、選択したブランチのＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルの歪みを補償することにより、歪み補償部が一つで済むようにしたものである。
【００６５】
すなわち、ブランチ＃１〜＃ｎでは第５の実施形態と同様に、第１の変換部７〜９でＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルが生成され、伝送路周波数応答算出部１３〜１５で伝送路周波数応答が生成される。そして、本実施形態では伝送路周波数応答が第１の入力信号Ａとして、ＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルが第２の入力信号Ｂとしてそれぞれ選択部１９に入力される。
【００６６】
選択部１９は、第１の入力信号Ａとして入力されたブランチ＃１〜＃ｎで生成された伝送路周波数応答を比較し、振幅もしくは電力が最大となる伝送路周波数応答が生成されたブランチを選択する。選択部１９は、図２または図３で説明したと同様に構成することができる。この選択部１９で選択されたブランチのＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルおよび伝送路周波数応答は、歪み補償部２２に入力される。
【００６７】
歪み補償部２２は、選択部１９から出力されたＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルの歪みを選択部１９から出力された伝送路周波数応答を用いて補償する。そして、この歪み補償部２２による歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルから、復調部２０でディジタル信号系列が復調される。
【００６８】
このように本実施形態では、複数のブランチ＃１〜＃ｎの中から電力あるいは振幅が最大となる伝送路周波数応答を生成するブランチを選択し、この選択したブランチで得られる伝送路周波数応答を用いてＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルの歪みを補償し、歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルによってディジタル信号系列を復調するため、受信特性が改善される。また、本実施形態によれば第５の実施形態と同様に、歪み補償部が一つで済むため、受信装置が小型化されるという利点がある。
【００６９】
（第７の実施形態）
図９は、本発明に係るＯＦＤＭダイバーシチ受信装置の第７の実施形態を示す図である。本実施形態は、伝送路応答中に含まれる雑音等の歪みを除去するために、図４に示した第２の実施形態における伝送路周波数応答算出部１３〜１５と歪み補償部１６〜１８との間にそれぞれフィルタリング部２３〜２５を挿入した構成となっている。
【００７０】
本実施形態では、図１と同様の手順でブランチ＃１〜＃ｎにおいて第１の変換部７〜９によりＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトル信号を算出する。伝送路周波数応答算出部１３〜１５は、このＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルと、参照周波数スペクトル生成部２１で生成された、ＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルに対応する参照周波数スペクトルを用いて、各ブランチ＃１〜＃ｎに固有の伝送路周波数応答を算出する。伝送路周波数応答算出部１３〜１５で算出された各ブランチ＃１〜＃ｎの伝送路周波数応答はフィルタリング部２３〜２５に入力され、それぞれの受信部４〜６で付加された雑音等の歪みが除去される。フィルタリング部２３〜２５によって雑音等の歪みが除去された伝送路周波数応答は、それぞれ歪み補償部１６〜１８に入力される。歪み補償部１６〜１８は、フィルタリング後の伝送路周波数応答を用いて第１の変換部７〜９から出力されるＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルに含まれる歪みを補償する。
【００７１】
第１の変換部７〜９で生成されたＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルと、歪み補償部１６〜１８で生成された歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルは、それぞれ第１の入力信号Ａおよび第２の入力信号Ｂとして選択部１９に入力される。選択部１９は図１に示した第１の実施形態と同様の手順でブランチを選択し、選択されたブランチから第２の入力信号として入力される歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルを出力する。復調部２０は、選択部１９から出力された歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルをディジタル信号系列に復調する。
【００７２】
このように本実施形態によると、伝送路周波数応答算出部１３〜１５と歪み補償部１６〜１８の間にフィルタリング部２３〜２５を挿入することによって、各ブランチ＃１〜＃ｎで算出される伝送路周波数応答がより正確となる結果、受信特性の劣化をより的確に改善することが可能となる。
【００７３】
なお、本実施形態は図４に示した第２の実施形態に対してフィルタリング部２３〜２５を追加した構成となっているが、図５および図６に示した第３および第４の実施形態に対して同様にフィルタリング部を追加することも有効である。さらに、図９では各ブランチ＃１〜＃ｎで一つの参照周波数スペクトル生成部２１を共用しているが、図１に示した第１の実施形態のように各ブランチ＃１〜＃ｎ毎に参照周波数スペクトル生成部が含まれる構成としても構わない。
【００７４】
（第８の実施形態）
図１０は、本発明に係るＯＦＤＭダイバーシチ受信装置の第８の実施形態を示す図である。本実施形態は、図９に示した第７の実施形態と同様に、伝送路周波数応答に含まれる雑音などの歪みを除去するために、図７に示した第５の実施形態における伝送路周波数応答算出部１３〜１５と選択部１９との間にそれぞれフィルタリング部２３〜２５を挿入した構成となっている。
【００７５】
本実施形態では、図１と同様の手順で＃１〜＃ｎにおいて第１の変換部７〜９によりＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトル信号を算出する。伝送路周波数応答算出部１３〜１５は、このＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルと、参照周波数スペクトル生成部２１で生成されたＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルに対応する参照周波数スペクトルを用いて、各ブランチ＃１〜＃ｎに固有の伝送路周波数応答を算出する。
【００７６】
各ブランチ＃１〜＃ｎの伝送路周波数応答算出部１３〜１５で算出された伝送路周波数応答はフィルタリング部２３〜２５に入力され、それぞれの受信部４〜６で付加された雑音等の歪みが除去される。ＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルと、フィルタリング部２３〜２５によって雑音などの歪みが除去された歪み除去後の伝送路周波数応答は、それぞれ第１の入力信号および第２の入力信号として選択部１９に入力される。選択部１９は、図７に示した第５の実施形態と同様の手順でブランチを選択し、選択されたブランチから入力されたＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルおよび歪み除去後の伝送路周波数応答を出力する。
【００７７】
歪み補償部２２は、選択部１９から出力されたＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルの歪みを選択部１９から出力された伝送路周波数応答を用いて補償する。復調部２０は、歪み補償部２２から出力される歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルからディジタル信号系列を復調する。
【００７８】
このように本実施形態によると、伝送路周波数応答算出部１３〜１５と選択部１９との間にフィルタリング部２３〜２５を挿入することで、各ブランチ＃１〜＃ｎで算出される伝送路周波数応答がより正確になる結果、受信特性の劣化をより的確に改善することが可能となる。
【００７９】
なお、本実施形態は図７に示した第５の実施形態に対してフィルタリング部２３〜２５を追加した構成となっているが、図８に示した第６の実施形態に対して同様にフィルタリング部を追加することも有効である。さらに、図１０では各ブランチ＃１〜＃ｎで一つの参照周波数スペクトル生成部２１を共用しているが、図１に示した第１の実施形態のように各ブランチ＃１〜＃ｎ毎に参照周波数スペクトル生成部が含まれる構成としても構わない。
【００８０】
＜フィルタリング部について＞
図１１に、第７または第８の実施形態で用いるフィルタリング部の一構成例を示す。図１１のフィルタリング部５０は、図９または図１０において各ブランチ＃１〜＃ｎにおける伝送路周波数応答算出部１３〜１５の後段に接続されるフィルタリング部２３〜２５であり、第２の変換部５１と伝搬遅延時間測定部５２とフィルタリング帯域幅設定部５３および帯域幅が可変のフィルタ部５４から構成される。
【００８１】
各ブランチ＃１〜＃ｎで算出された伝送路周波数応答は、第２の変換部５１とフィルタ部５４に入力される。第２の変換部５１では、入力された伝送路周波数応答が逆フーリエ変換等の変換処理により時間領域の情報、すなわち伝送路時間応答（伝送路インパルス応答）に変換される。この伝送路時間応答は、一般的に遅延プロファイルと呼ばれ、多重電波伝搬環境でのパス数を表す。第２の変換部５１の出力である遅延プロファイルは伝搬遅延時間測定部５２に入力され、ここで遅延プロファイルから最大遅延時間が測定される。この最大遅延時間の測定結果を基にフィルタリング帯域幅設定部５３で帯域幅が決定され、フィルタ部５４の帯域幅が設定される。このフィルタ部５４によって、伝送路周波数応答がフィルタリングされる。
【００８２】
このようなフィルタリング部５０を持つことで、遅延時間が変化するような伝搬環境においても、伝送路周波数応答に付加されている雑音等の歪みを効率良く除去することが可能となり、もって伝送路周波数応答をより正確に求めることによって受信特性の改善を図ることができる。
【００８３】
図１２を用いて、図１１に示したフィルタリング部５０における第２の変換部５１の動作を説明する。図１２（ａ）に、所望波と一つの遅延波が存在する２波モデル環境下において、各ブランチの伝送路周波数応答算出部１３〜１５で算出される伝送路周波数応答の一例を示す。マルチパス伝搬環境では、周波数選択性フェージング現象を起こし、その間隔は決まった周期で変動するため、これを第２の変換部５１で時間領域の情報に変換すると、図１２（ｂ）に示すような遅延プロファイルに変換される。これにより電波伝搬環境が把握でき、所望波と遅延波が信号通過帯域内に含まれ、それ以外の成分が除去されるようなフィルタリング帯域幅の設定を行うことができる。
【００８４】
フィルタリング帯域幅設定部５３は、フィルタ部５４に対してこのようなフィルタリング帯域幅の設定を行い、このフィルタ部５４で伝送路周波数応答がフィルタリングされる。このように必要な成分のみを通し、不必要な成分を抑圧することで、より正確な伝送路周波数応答を算出することができる。
【００８５】
（第９の実施形態）
図１３は、本発明に係るＯＦＤＭダイバーシチ受信装置の第９の実施形態を示す図である。本実施形態は、図１０に示した第８の実施形態に復調部２０から出力されるディジタル信号系列を再変調して再変調周波数スペクトルを生成する再変調部３１と、この再変調部３１から出力される再変調周波数スペクトルと参照周波数スペクトル生成部２１から出力される参照周波数スペクトルのいずれかを選択する周波数スペクトル選択部３２と、遅延部３３〜３５を追加した構成となっている。
【００８６】
すなわち、本実施形態のＯＦＤＭダイバーシチ受信装置では、各ブランチ＃１〜＃ｎにおいて受信アンテナ１〜３で受信されたＯＦＤＭ信号は受信部４〜６に入力され、受信部４〜６からガード期間が除去されたベースバンド信号が出力される。受信部４〜６の出力は第１の変換部７〜９に入力され、高速フーリエ変換等の変換処理によってＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルに変換される。
【００８７】
スロット構成を採用したＯＦＤＭ伝送方式でディジタル信号系列を伝送する通信システムや放送システムにおいて、例えばスロットの先頭に既知データ系列を含むような構成を仮定すると、その既知データ系列のＯＦＤＭ信号を受信するときには、既知データ系列に相当する参照周波数スペクトルが参照周波数スペクトル生成部２１で生成され、生成された参照周波数スペクトル周波数がスペクトル選択部３２を介して各ブランチ＃１〜＃ｎの伝送路周波数応答算出部１３〜１５に入力される。
【００８８】
各ブランチ＃１〜＃ｎの第１の変換部７〜９の出力は遅延部３３〜３５に入力され、一単位時間（シンボル時間）だけ遅延される。遅延部３３〜３５は、復調部２０で復調されたディジタル信号系列を再変調部３１で再変調することによって生じる一単位時間の遅延に同期させるために設けられており、参照周波数スペクトルを用いて伝送路周波数応答を算出する場合には、遅延部３３〜３５の有無は問題とならない。
【００８９】
第１の変換部７〜９から出力されるＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルと、周波数スペクトル選択部３２から出力される参照周波数スペクトルもしくは復調部２０により復調されたディジタル信号系列を再変調した再変調周波数スペクトルによって、伝送路周波数応答算出部１３〜１５において伝送路周波数応答が算出される。各ブランチ＃１〜＃ｎにおいて、伝送路周波数応答算出部１３〜１５で算出された伝送路周波数応答は、受信部４〜６で付加された雑音等の歪みを除去するためのフィルタリング部２３〜２５に入力される。フィルタリング部２３〜２５は、伝送路周波数応答に含まれる歪みを除去し、歪み除去後の伝送路周波数応答を出力する。
【００９０】
フィルタリング部２３〜２５の処理は、図１１や図１２で説明した内容と同一である。第１の変換部７〜９から出力されるＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルは第１の入力信号Ａとして、またフィルタリング部２３〜２５から出力される歪み除去後の伝送路周波数応答は第２の入力信号Ｂとしてそれぞれ選択部１９に入力される。
【００９１】
選択部１９は、第１の入力信号Ａとして入力されたブランチ＃１〜＃ｎで生成されたＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルを比較し、振幅もしくは電力が最大となるＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルが生成されたブランチを選択する。選択されたブランチから入力されたＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルおよび伝送路周波数応答は選択部１９から出力され、歪み補償部２２に入力される。歪み補償部２２は、選択部１９から出力されたＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルの歪みを選択部１９から出力された伝送路周波数応答を用いて補償し、歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルを出力する。復調部２０は、この歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルからディジタル信号系列を復調する。
【００９２】
前述したように、先頭に既知データ系列を含むようなスロット構成で伝送するシステムでは、既知データ系列以降のデータ系列に関して、再度変調処理を再変調部３１で行い、周波数スペクトル選択部３２を介して各ブランチ＃１〜＃ｎの伝送路周波数応答算出部１３〜１５に入力する。この処理は一般に判定帰還処理（デシジョンディレクテッド処理）と呼ばれ、繰り返し行われる。すなわち、時刻ｋに復調したディジタル信号系列の周波数スペクトルと時刻ｋに受信したＯＦＤＭ信号周波数スペクトルから伝送路周波数応答を算出し、この伝送路周波数応答に基づいて、時刻ｋ＋１の第１の変換部の出力に含まれる歪みを補償する。
【００９３】
このように本実施形態によると、動的な伝搬環境においても各ブランチ＃１〜＃ｎでアップデートな伝送路周波数応答を算出することができ、受信特性の改善が可能となる。
【００９４】
図１４に、図１３に示した第９の実施形態に係るＯＦＤＭダイバーシチ受信装置の受信特性であるビット誤り率特性を示す。このビット誤り率特性は、変調方式をＱＰＳＫとし、横軸にＥｂ／Ｎｏ（ｄＢ）、縦軸にビット誤り率ＢＥＲを定義し、独立２波のマルチパス伝搬環境下（固定２波モデル）で評価した結果である。図中のτは２波（所望波と遅延到来波）の到来時間差を示し、Ｄ／Ｕは所望波と不要波（遅延到来波）との電力比を示す。同図では、Ｄ／Ｕが０（ｄＢ）の場合と５（ｄＢ）の場合をそれぞれ示している。いずれのＤ／Ｕでも、本発明のダイバーシチ方式を採用すると、極めて大きな受信特性の改善効果が得られることが判る。
【００９５】
なお、本実施形態では特に移動受信環境での受信を想定して、図１０に示した第８の実施形態に再変調部３１と周波数スペクトル選択部３２および遅延部３３〜３５を追加した構成となっているが、第１〜第６の実施形態に対して再変調部３１と周波数スペクトル選択部３２および遅延部３３〜３５を追加する構成としてもよい。
【００９６】
【発明の効果】
以上詳細に説明したように、本発明によればＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルまたは伝送路周波数応答の電力もしくは振幅が最大となるダイバーシチブランチを選択してダイバーシチ受信を行うことによって、多重反射伝搬環境で生じる受信特性の劣化を改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明に係るＯＦＤＭダイバーシチ受信装置の第１の実施形態を示すブロック図
【図２】 本発明に係るＯＦＤＭダイバーシチ受信装置における選択部の第１の構成例を示すブロック図
【図３】 本発明に係るＯＦＤＭダイバーシチ受信装置における選択部の第２の構成例を説明するための図
【図４】 本発明に係るＯＦＤＭダイバーシチ受信装置の第２の実施形態を示すブロック図
【図５】 本発明に係るＯＦＤＭダイバーシチ受信装置の第３の実施形態を示すブロック図
【図６】 本発明に係るＯＦＤＭダイバーシチ受信装置の第４の実施形態を示すブロック図
【図７】 本発明に係るＯＦＤＭダイバーシチ受信装置の第５の実施形態を示すブロック図
【図８】 本発明に係るＯＦＤＭダイバーシチ受信装置の第６の実施形態を示すブロック図
【図９】 本発明に係るＯＦＤＭダイバーシチ受信装置の第７の実施形態を示すブロック図
【図１０】 本発明に係るＯＦＤＭダイバーシチ受信装置の第８の実施形態を示すブロック図
【図１１】 本発明に係るＯＦＤＭダイバーシチ受信装置におけるフィルタリング部の一構成例を示すブロック図
【図１２】 図１１のフィルタリング部の動作説明図
【図１３】 本発明に係るＯＦＤＭダイバーシチ受信装置の第９の実施形態を示すブロック図
【図１４】 本発明に係るＯＦＤＭダイバーシチ受信装置の効果を説明するための受信特性図
【符号の説明】
１〜３…受信アンテナ
４〜６…受信部
７〜９…第１の変換部
１０〜１２，２１…参照周波数スペクトル生成部
１３〜１５…伝送路周波数応答算出部
１６〜１８，２２…歪み補償部
１９…選択部
２０…復調部
２３〜２５…フィルタリング部
３１…再変調部
３２…周波数スペクトル選択部
３３〜３５…遅延部
４１〜４３…合成部
４４…比較部
４５…セレクタ部
５０…フィルタリング部
５１…第２の変換部
５２…伝搬遅延時間測定部
５３…フィルタリング帯域幅設定部
５４…フィルタ部
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式により無線伝送を行う無線通信システムの基地局や端末局、またはＯＦＤＭ方式による放送システムの受信局におけるＯＦＤＭ受信装置に係り、特に、劣悪な無線伝搬環境下においても高品質な情報の伝送を実現するＯＦＤＭダイバーシチ受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
現在、地上波テレビ放送はアナログ方式が採用されているが、西暦２０００年を目処にディジタル化への移行が開始される予定である。地上波テレビ放送は、一つの送信局でカバーするエリアが極めて広いため、無線電波伝搬特有の多重反射電波伝搬（マルチパス）の影響により受信画像が劣化する、ゴースト障害という深刻な問題がある。この地上波テレビ放送におけるマルチパスの規模は、携帯・自動車電話などの無線通信システムで対象としているマルチパスの規模よりも遥かに大きく、マルチパス対策に有効である適応自動等化器でも、もはや対応しきれない。
【０００３】
そこで、劣悪なマルチパス伝搬環境においても原理的に耐性を持ち、高品質な情報伝送が可能である直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式が地上波テレビ放送のディジタル伝送方式として採用される予定となっている。ＯＦＤＭ伝送信号には送信波形（シンボル）の一部をコピーしたガード期間が設けられており、このガード期間がガード期間長以下のマルチパス伝搬を吸収し、受像品質の致命的な劣化を防いでいる。
【０００４】
また、このようなＯＦＤＭ伝送方式の耐マルチパス伝送特性は地上波テレビ放送だけでなく、公衆網や構内網で今後展開されるであろうマルチメディア通信等の広帯域無線通信システムでも注目されており、実用化への具体的な技術検討が積極的に進められている。
【０００５】
さらに、ＯＦＤＭ伝送方式は、耐マルチパス伝送特性を生かして、同一の内容を同一の周波数で同時に送信する単一周波数ネットワーク（ＳＦＮ）が構築できるため、従来のような地域毎に送信周波数を変更しなければならないという無駄な周波数利用を改善でき、利用周波数帯の圧縮という点でも非常に有効な伝送方式である。
【０００６】
しかしながら、ＯＦＤＭ伝送方式がいかに耐マルチパス伝送特性に優れていると言えども、マルチパス伝搬により生じる厳しい周波数選択性フェージングの影響や、移動受信の際に生じるドップラシフトや時間フェージングの影響による受信特性の劣化から完全に守られているわけではない。特に、ディジタル地上波テレビ放送や次世代マルチメディア通信で期待される高精細画像の伝送には、音声通信がメインである現存の携帯・自動車電話よりも遥かに高安定かつ高品質の無線伝送技術が要求され、より良好な受信特性を実現する受信方式・装置の実現が早急に求められている。
【０００７】
さらに、高精細画像の伝送には、周波数有効利用の面から大量の情報を有する高精細画像の伝送を狭い無線帯域で伝送する技術が必要となり、移動を考慮した無線伝搬環境下での高効率な多値ＱＡＭ変調方式等の変調方式の採用を検討しなければならない。ところが、ＱＡＭ変調に代表される高効率な変調方式は、耐雑音特性や耐干渉特性の面で劣り、歪みに弱いという欠点がある。
【０００８】
従って、送信局や基地局から離れた遠方の場所で受信する受信装置や移動しながら受信を行う受信装置では、低信号対雑音比状態での受信や電波伝搬歪みを受けた状態で受信するため、いとも簡単に受信特性が劣化し、満足な品質での情報伝送を実現できなくなるという問題が生じる。特に、地上波テレビ放送ではカバーエリアが極めて広いため、深刻な問題となり、有効な品質改善手段の適用が望まれる。
【０００９】
一般に、劣悪な多重電波伝搬環境や移動受信環境下での受信特性の改善手段として、ダイバーシチ受信がある。ダイバーシチ受信方式としては従来、複数の受信アンテナで受信するＲＦ（無線周波数）信号の中から電力が最大となる受信アンテナを選択してディジタル信号系列を復調するアンテナ切替えダイバーシチ受信が主流である。
【００１０】
しかし、ＯＦＤＭ伝送方式では受信信号をベースバンド信号に周波数変換し、シンボル単位で周波数スペクトルに変換した後に、周波数スペクトルを構成する各線スペクトル毎にディジタル信号系列を復調するため、ＯＦＤＭ伝送信号に対しては、ＲＦ信号で切替えるアンテナ切替えダイバーシチ受信では大きな効果が得られないという問題がある。特に、厳しい周波数選択性フェージングが生じると、周波数スペクトルを構成する各線スペクトルによって受信特性が全く異なるため、線スペクトル単位で最適な受信特性が得られる切り替えダイバーシチが望まれていた。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
上述したように、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）によりディジタル信号系列の無線伝送を行う無線通信／放送システムでは、ＯＦＤＭ伝送方式の耐マルチパス伝送特性を有効に利用しつつも、広大なカバーエリア内のすべての場所で高品質かつ高精細な情報の伝送を実現するには、厳しい多重反射電波伝搬環境での受信特性の劣化改善策や、移動受信時の受信特性の劣化改善策の適用が必要となる。
【００１２】
特に、画像情報の伝送が主となる今後のマルチメディア通信やディジタル地上波放送では、多値ＱＡＭ変調等のような高効率な変調方式の適用が必須となり、ＯＦＤＭ伝送方式における受信特性の改善策、とりわけＯＦＤＭ伝送方式採用時に周波数選択性フェージングに対しても良好な受信特性が得られるダイバーシチ受信装置の開発が望まれている。
【００１３】
従って、本発明はＯＦＤＭ伝送方式の無線通信／放送システムにおける多重反射電波伝搬環境や移動受信環境で生じる受信特性の劣化を改善するＯＦＤＭダイバーシチ受信装置を提供することを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
上記した課題を解決するため、本発明はアンテナを介してＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号を受信しＯＦＤＭ受信信号をそれぞれ出力する受信手段と、ＯＦＤＭ受信信号を周波数スペクトルに変換してＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルを出力する第１の変換手段と、このＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルと参照周波数スペクトルとから伝送路周波数応答を算出する伝送路周波数応答算出手段とをそれぞれ含む複数のダイバーシチブランチを構成し、ＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルまたは伝送路周波数応答の振幅もしくは電力が最大となるダイバーシチブランチを選択してダイバーシチ受信を行うことを特徴とする。
【００１５】
より具体的には、本発明に係る第１のＯＦＤＭダイバーシチ受信装置は、個別のアンテナを介してＯＦＤＭ信号を受信しＯＦＤＭ受信信号をそれぞれ出力する複数の受信手段と、ＯＦＤＭ受信信号をそれぞれ周波数スペクトルに変換する複数の第１の変換手段と、ＯＦＤＭ受信信号に対する参照周波数スペクトルを生成する少なくとも一つの参照周波数スペクトル生成手段と、第１の変換手段からそれぞれ出力される周波数スペクトルと参照周波数スペクトルとから複数の伝送路周波数応答を算出する複数の伝送路周波数応答算出手段と、第１の変換手段からそれぞれ出力される周波数スペクトルの歪みを対応する伝送路周波数応答を用いて補償する歪み補償手段と、第１の変換手段からそれぞれ出力される周波数スペクトルを第１の入力信号とし、歪み補償手段からそれぞれ出力される歪み補償後の周波数スペクトルを第２の入力信号として、振幅もしくは電力が最大となる第１の入力信号に対応する第２の入力信号を選択して出力する選択手段と、この選択手段の出力信号からディジタル信号系列を復調する復調手段とを具備することを特徴とする。
【００１６】
本発明に係る第２のＯＦＤＭダイバーシチ受信装置は、個別のアンテナを介してＯＦＤＭ信号を受信しＯＦＤＭ受信信号をそれぞれ出力する複数の受信手段と、ＯＦＤＭ受信信号をそれぞれ周波数スペクトルに変換する複数の第１の変換手段と、ＯＦＤＭ受信信号に対する参照周波数スペクトルを生成する少なくとも一つの参照周波数スペクトル生成手段と、第１の変換手段からそれぞれ出力される周波数スペクトルと参照周波数スペクトルとから複数の伝送路周波数応答を算出する複数の伝送路周波数応答算出手段と、第１の変換手段からそれぞれ出力される周波数スペクトルの歪みを対応する伝送路周波数応答を用いて補償する歪み補償手段と、伝送路周波数応答算出手段によりそれぞれ算出される伝送路周波数応答を第１の入力信号とし、歪み補償手段からそれぞれ出力される歪み補償後の周波数スペクトルを第２の入力信号として、振幅もしくは電力が最大となる第１の入力信号に対応する第２の入力信号を選択して出力する選択手段と、この選択手段の出力信号からディジタル信号系列を復調する復調手段とを具備することを特徴とする。
【００１７】
本発明に係る第３のＯＦＤＭダイバーシチ受信装置は、個別のアンテナを介してＯＦＤＭ信号を受信しＯＦＤＭ受信信号をそれぞれ出力する複数の受信手段と、ＯＦＤＭ受信信号をそれぞれ周波数スペクトルに変換する複数の第１の変換手段と、ＯＦＤＭ受信信号に対する参照周波数スペクトルを生成する少なくとも一つの参照周波数スペクトル生成手段と、第１の変換手段からそれぞれ出力される周波数スペクトルと参照周波数スペクトルとから複数の伝送路周波数応答を算出する複数の伝送路周波数応答算出手段と、第１の変換手段からそれぞれ出力される周波数スペクトルの歪みを対応する伝送路周波数応答を用いて補償する歪み補償手段と、歪み補償手段からそれぞれ出力される歪み補償後の周波数スペクトルを第１の入力信号とし、振幅もしくは電力が最大となる第１の入力信号を選択して出力する選択手段と、この選択手段の出力信号からディジタル信号系列を復調する復調手段とを具備することを特徴とする。
【００１８】
このように本発明に係る第１、第２および第３のＯＦＤＭダイバーシチ受信装置では、ＯＦＤＭ信号を複数のアンテナを含む受信手段で受信して、それぞれのＯＦＤＭ受信信号を周波数スペクトルに変換し、これらのＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルと参照周波数スペクトルから伝送路周波数応答を求め、さらにＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルの歪みを対応する伝送路周波数応答を用いて補償する。
【００１９】
そして、(a) 振幅もしくは電力が最大となるＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルに対応する歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルを選択してディジタル信号系列を復調するか、または(b) 振幅もしくは電力が最大となる伝送路周波数応答に対応する歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルを選択してディジタル信号系列を復調するか、または(c) 振幅もしくは電力が最大となる歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルを選択してディジタル信号系列を復調する。
【００２０】
従って、周波数選択性フェージングにより周波数スペクトルを構成する各線スペクトルによって受信特性が全く異なるような状況でも、線スペクトル単位で最適な受信特性を得るダイバーシチ受信が可能となるため、多重反射伝搬環境や移動受信環境で生じる受信特性の劣化が効果的に改善される。
【００２１】
本発明に係る第４のＯＦＤＭダイバーシチ受信装置は、個別のアンテナを介してＯＦＤＭ信号を受信しＯＦＤＭ受信信号をそれぞれ出力する複数の受信手段と、ＯＦＤＭ受信信号をそれぞれ周波数スペクトルに変換する複数の第１の変換手段と、ＯＦＤＭ受信信号に対する参照周波数スペクトルを生成する少なくとも一つの参照周波数スペクトル生成手段と、第１の変換手段からそれぞれ出力される周波数スペクトルと参照周波数スペクトルとから複数の伝送路周波数応答を算出する複数の伝送路周波数応答算出手段と、第１の変換手段からそれぞれ出力される周波数スペクトルを第１の入力信号とし、伝送路周波数応答算出手段によりそれぞれ算出される伝送路周波数応答を第２の入力信号として、振幅もしくは電力が最大となる第１の入力信号およびそれに対応する第２の入力信号を選択して、それぞれ第１の出力信号および第２の出力信号として出力する選択手段と、この選択手段の第２の出力信号を用いて選択手段の第１の出力信号の歪みを補償する歪み補償手段と、この歪み補償手段の出力信号からディジタル信号系列を復調する復調手段とを具備することを特徴とする。
【００２２】
本発明に係る第５のＯＦＤＭダイバーシチ受信装置は、個別のアンテナを介してＯＦＤＭ信号を受信しＯＦＤＭ受信信号をそれぞれ出力する複数の受信手段と、ＯＦＤＭ受信信号をそれぞれ周波数スペクトルに変換する複数の第１の変換手段と、ＯＦＤＭ受信信号に対する参照周波数スペクトルを生成する少なくとも一つの参照周波数スペクトル生成手段と、第１の変換手段からそれぞれ出力される周波数スペクトルと参照周波数スペクトルとから複数の伝送路周波数応答を算出する複数の伝送路周波数応答算出手段と、これら伝送路周波数応答算出手段によりそれぞれ算出される伝送路周波数応答を第１の入力信号とし、第１の変換手段からそれぞれ出力される周波数スペクトルを第２の入力信号として、振幅もしくは電力が最大となる第１の入力信号およびそれに対応する第２の入力信号を選択して、それぞれ第１の出力信号および第２の出力信号として出力する選択手段と、この選択手段の第１の出力信号を用いて選択手段の第２の出力信号の歪みを補償する歪み補償手段と、この歪み補償手段の出力信号からディジタル信号系列を復調する復調手段とを具備することを特徴とする。
【００２３】
このように本発明に係る第４、第５のＯＦＤＭダイバーシチ受信装置では、ＯＦＤＭ信号を複数のアンテナを含む受信手段で受信して、それぞれのＯＦＤＭ受信信号を周波数スペクトルに変換し、これらのＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルと参照周波数スペクトルから伝送路周波数応答を求めた後、(d) 振幅もしくは電力が最大となるＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルおよびこれに対応する伝送路周波数応答を選択するか、あるいは(e) 振幅もしくは電力が最大となる伝送路周波数応答およびこれに対応するＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルを選択した後、選択した伝送路周波数応答を用いて、選択したＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルの歪みを補償し、この歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトル
からディジタル信号系列を復調する。
【００２４】
従って、周波数選択性フェージングにより周波数スペクトルを構成する各線スペクトルによって受信特性が全く異なるような状況でも、線スペクトル単位で最適な受信特性を得るダイバーシチ受信が可能となるため、多重反射伝搬環境や移動受信環境で生じる受信特性の劣化が効果的に改善されると共に、歪み補償手段が一つで済むという利点がある。
【００２５】
本発明においては、第１、第２または第３のＯＦＤＭダイバーシチ受信装置における伝送路周波数応答算出手段と歪み補償手段との間に、伝送路周波数応答算出手段によりそれぞれ算出された伝送路周波数応答をフィルタリングするフィルタリング手段を挿入したり、あるいは第４または第５のＯＦＤＭダイバーシチ受信装置における伝送路周波数応答算出手段と選択手段との間に、伝送路周波数応答算出手段によりそれぞれ算出された伝送路周波数応答をフィルタリングするフィルタリング手段を挿入してもよい。このようなフィルタリング手段の挿入により、伝送路周波数応答中に含まれる雑音成分が除去されるため、受信特性のさらなる改善が可能となる。
【００２６】
このフィルタリング手段は、具体的には伝送路周波数応答算出手段により算出された伝送路周波数応答を入力とするフィルタリング帯域幅可変のフィルタ手段と、伝送路周波数応答算出手段により算出された伝送路周波数応答を伝送路時間応答に変換する第２の変換手段と、この第２の変換手段により変換された伝送路時間応答を用いて多重反射電波伝搬環境の伝搬遅延時間を測定する伝搬遅延時間測定手段と、この伝搬遅延時間測定手段の測定結果に基づいてフィルタ手段のフィルタリング帯域幅を設定するフィルタリング帯域幅設定手段とにより構成される。このように多重反射伝搬環境の伝搬遅延時間を測定することにより、伝送路周波数応答をフィルタリングするフィルタ手段の帯域幅を伝搬遅延時間に適した大きさに設定でき、伝搬遅延時間伝送路周波数応答中に含まれる雑音成分を効率良く除去することが可能となる。
【００２７】
本発明においては、復調手段により復調されたディジタル信号系列を再変調して再変調周波数スペクトルを生成する再変調手段と、再変調周波数スペクトルと参照周波数スペクトルとを選択的に伝送路周波数応答算出手段へ出力する周波数スペクトル選択手段とをさらに具備してもよい。
【００２８】
周波数スペクトル選択手段は、例えばスロット構成を用いたＯＦＤＭ伝送方式でディジタル信号系列を伝送する通信／放送システムにおいて、スロットの先頭に含まれる既知データ系列のＯＦＤＭ信号を受信する場合には参照周波数スペクトルを選択し、それ以降のデータ系列のＯＦＤＭ信号を受信する場合には再変調周波数スペクトルを選択する。再変調周波数スペクトルを用いて伝送路周波数応答を算出すると、直前の伝送路周波数応答を用いて周波数スペクトルの歪みを補償できるため、伝搬環境が時間的に変動する場合でも受信特性の劣化を改善することが可能となる。
【００２９】
本発明において、第１の入力信号または第１の入力信号と第２の入力信号の選択を行う選択手段は、第１の構成例によると第１の入力信号を構成するそれぞれの線スペクトルの振幅もしくは電力を合成する複数の合成手段と、これら複数の合成手段の出力を比較する比較手段とを有し、この比較手段の比較結果に基づいて選択動作を行うように構成される。このようにすることにより、受信特性の優れたダイバーシチブランチを容易に選択でき、受信特性の劣化が効果的に改善される。
【００３０】
また、第２の構成例による選択手段は、第１の入力信号を構成する線スペクトルの中から同一周波数の線スペクトルどうしの振幅もしくは電力を比較する比較手段を有し、この比較手段の比較結果に基づいて選択動作を行うように構成される。このようにすることにより、線スペクトル毎に受信特性の優れたダイバーシチブランチを容易に選択でき、受信特性の劣化がさらに効果的に改善される。
【００３１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。
（第１の実施形態）
図１は、本発明に係るＯＦＤＭダイバーシチ受信装置の第１の実施形態を示す図である。同図に示すように、ｎ個のダイバーシチブランチ（以下、単にブランチという）＃１〜＃ｎが配置される。各ブランチ＃１〜＃ｎにおいては、受信アンテナ１〜３でＯＦＤＭ信号が受信され、受信部４〜６に入力される。受信部４〜６は、ＲＦ帯のＯＦＤＭ信号をベースバンド信号に周波数変換するために必要な増幅、周波数混合、帯域制限等の基本機能と同期、周波数補正、およびＯＦＤＭ伝送方式に特有のガード期間の除去等の機能を含み、ガード期間が除去されたベースバンド信号をＯＦＤＭ受信信号として出力する。
【００３２】
受信部４〜６からのＯＦＤＭ受信信号は第１の変換部７〜９に入力され、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）に代表されるような変換処理によって周波数スペクトル（以下、ＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルという）に変換される。
【００３３】
参照周波数スペクトル生成部１０〜１２では、第１の変換部７〜９からのＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルに対する参照周波数スペクトルが生成される。伝送路周波数応答算出部１３〜１５では、これらＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルと参照周波数スペクトルとを用いて各ブランチ＃１〜＃ｎに固有の伝送路周波数応答が算出される。
【００３４】
第１の変換部７〜９で生成されたＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルは歪み補償部１６〜１８に入力され、ＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルに含まれる多重反射伝搬環境により生じた歪みが伝送路周波数応答算出部１３〜１５で算出された各ブランチ＃１〜＃ｎの伝送路周波数応答によって補償される。第１の変換部７〜９で生成されたＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルおよび歪み補償部１６〜１８で生成された歪み補償後の周波数スペクトルは、それぞれ選択部１９に第１の入力信号Ａおよび第２の入力信号Ｂとして入力される。
【００３５】
選択部１９は、第１の入力信号Ａであるブランチ＃１〜＃ｎの第１の変換部７〜９で生成されたＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルを比較し、振幅もしくは電力が最大となるＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルが生成されたブランチから第２の入力信号Ｂとして入力される歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルを選択する。選択部１９で選択された歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルは復調部２０に入力され、この復調部２０でディジタル信号系列が復調される。選択部１９については、後ほど詳細に説明する。
【００３６】
本実施形態では、ＯＦＤＭ受信信号の１シンボル毎に、選択部１９が第１の変換部７〜９から出力されるＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルを比較し、ブランチを選択してもよいが、伝搬環境が時間と共に急激に変化しないならば、一定時間前に算出したＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルを用いてブランチを選択してもよい。この場合、選択するブランチを予め設定したり、数シンボル毎に選択するブランチを設定することが可能となる。
【００３７】
このように本実施形態によれば、複数のブランチ＃１〜＃ｎの中から受信電力あるいは振幅が最大のＯＦＤＭ信号周波数スペクトルを生成するブランチを選択し、選択したブランチで得られる歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルからディジタル信号系列を復調することによって、受信特性を改善することができる。
【００３８】
＜選択部１９について＞
次に、図２を用いて選択部１９の第１の構成例を説明する。
図１の複数のブランチ＃１〜＃ｎから選択部１９に入力される第１の入力信号Ａは、合成部４１〜４３にそれぞれ入力される。第１の実施形態の場合、第１の入力信号Ａは第１の変換部７〜９から出力されるＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルであるが、後述する実施形態においては第１の入力信号Ａが伝送路周波数応答算出部１３〜１５からの出力の場合もある。通常、第１の変換部７〜９が高速フーリエ変換を行うことから、第１の変換部７〜９で算出されるＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルは複数の離散的な線スペクトルで構成され、このＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルを用いて算出される伝送路周波数応答もまた離散的な線スペクトルで構成される。
【００３９】
合成部４１〜４３は、第１の入力信号Ａの複数本の線スペクトルの振幅もしくは電力を合成して出力する。この場合、合成部４１〜４３は通常、ＯＦＤＭ受信信号の１シンボル分の周波数スペクトルの線スペクトルの振幅もしくは電力を合成するが、合成範囲は数本程度の線スペクトルでも良いし、数シンボル分の線スペクトルであっても良い。合成部４１〜４３の出力は、比較部４４およびセレクタ部４５に入力される。
【００４０】
比較部４４では、各ブランチ＃１〜＃ｎに対応する合成部４１〜４３の出力を比較して最も出力が大きいブランチを認識し、その認識したブランチの番号をセレクタ部４５に通知する。セレクタ部４５は、比較部４４から通知された番号のブランチに対応する合成部の出力信号を第１の出力信号として出力する。
【００４１】
このように図２に示す選択部１９によれば、図１の各ブランチ＃１〜＃ｎから入力される第１の入力信号Ａの複数の線スペクトルの振幅もしくは電力の合成結果が最大となるブランチを認識して、そのブランチからの第１の入力信号Ａを選択して出力するため、各ブランチ＃１〜＃ｎにおける複数の線スペクトルの平均的な受信特性から各線スペクトル毎に受信特性が最適なブランチを認識して、そのブランチからの第１の入力信号Ａを選択することが可能となり、受信特性がより効果的に改善される。
【００４２】
次に、図３を用いて選択部１９の第２の構成例を説明する。
図３は、ブランチ数を２とする場合の第２の構成例に基づく選択部１９の動作を示す図である。第１の入力信号Ａは、周波数ｆ１〜ｆｍの離散的なｍ本の線スペクトルで構成される。選択部１９は、各ブランチから入力される第１の入力信号Ａの中から、同一の周波数の線スペクトルどうしの振幅もしくは電力を比較する。そして、線スペクトルが存在するｆ１〜ｆｍの周波数毎に、振幅もしくは電力が最大となる線スペクトルが入力されたブランチを選択する。
【００４３】
このように選択部１９の第２の構成例によると、線スペクトルが存在する各周波数毎に、第１の入力信号として入力された線スペクトルの振幅もしくは電力が最大となるブランチを選択することが可能であるため、受信特性を大きく改善することができる。
【００４４】
（第２の実施形態）
図４は、本発明のＯＦＤＭダイバーシチ受信装置の第２の実施形態を示す図である。本実施形態は、図１に示した第１の実施形態における参照周波数スペクトル生成部１０〜１２で生成される参照周波数スペクトルが全て同じであることに着目して、一つの参照周波数スペクトル生成部２１を各ブランチ＃１〜＃ｎで共有する形態を示したものである。従って、第１の実施形態と基本的に同様に受信特性の改善が実現できる。
【００４５】
本実施形態においても、第１の実施形態と同様に、ＯＦＤＭ受信信号の１シンボル毎に、選択部１９が第１の変換部７〜９から出力されるＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルを比較し、ブランチを選択してもよいが、伝搬環境が時間と共に急激に変化しないならば、一定時間前に算出したＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルを用いてブランチを選択してもよい。
【００４６】
（第３の実施形態）
図５は、本発明のＯＦＤＭダイバーシチ受信装置の第３の実施形態を示す図である。ブランチ＃１〜＃ｎでは図１の実施形態と同様に、伝送路周波数応答と歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルが生成される。伝送路周波数応答算出部１３〜１５で生成された伝送路周波数応答と、歪み補償部１６〜１８で生成された歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルは、それぞれ選択部１９に第１の入力信号Ａおよび第２の入力信号Ｂとして入力される。
【００４７】
選択部１９は、第１の入力信号Ａであるブランチ＃１〜＃ｎで生成された伝送路周波数応答を比較し、振幅もしくは電力が最大となる伝送路周波数応答が生成されたブランチを選択する。そして、選択されたブランチからの第２の入力信号Ｂである歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルが選択部１９で選択され、復調部２０によってディジタル信号系列に復調される。
【００４８】
このように本実施形態によれば、複数のブランチ＃１〜＃ｎの中から伝送路周波数応答の電力あるいは振幅が最大のＯＦＤＭ信号周波数スペクトルを生成するブランチを選択することが可能となり、選択したブランチで得られる歪み補償後周波数スペクトルによってディジタル信号系列を復調するため、受信特性が改善される。
【００４９】
なお、本実施形態では図４に示した第２の実施形態と同様に各ブランチ＃１〜＃ｎで共有の参照周波数スペクトル生成部２１が用いられているが、図１に示した第１の実施形態のように各ブランチ＃１〜＃ｎ毎に参照周波数スペクトル生成部が含まれる構成としても構わない。
【００５０】
また、本実施形態においても、図１の実施形態と同様に、伝搬環境が時間と共に急激に変化しないならば、一定時間前に算出した伝送路周波数応答を用いてブランチを選択することが可能となる。従って、ＯＦＤＭ受信信号の１シンボル毎にブランチを選択せずに、予め選択するブランチを設定したり、数シンボル毎に選択するブランチを設定することができる。
【００５１】
（第４の実施形態）
図６は、本発明に係るＯＦＤＭダイバーシチ受信装置の第４の実施形態を示す図である。本実施形態は、図４に示した第２の実施形態における第１の変換部７〜９から出力されるＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルに代えて、歪み補償部１６〜１８から出力される歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルを選択部１９への第１の入力信号Ａとし、各ブランチ＃１〜＃ｎから第１の入力信号Ａのみが選択部１９に入力される構成としたものである。
【００５２】
各ブランチ＃１〜＃ｎにおいて、受信アンテナ１〜３で受信されたＯＦＤＭ信号は、受信部４〜６によってガード期間が除去されたベースバンド信号に変換された後、第１の変換部７〜９に入力され、高速フーリエ変換等の変換処理によってＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルとなる。
【００５３】
第１の変換部７〜９から出力されるＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルは、伝送路周波数応答算出部１３〜１５と歪み補償部１６〜１８に入力される。伝送路周波数応答算出部１３〜１５は、ＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルと参照周波数スペクトル生成部２１によって生成された参照周波数スペクトルとを用いて伝送路周波数応答を算出する。歪み補償部１６〜１８では、この伝送路周波数応答によってＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルの歪みが補償される。
【００５４】
ＱＡＭ等の振幅が変調される信号では通常、歪み補償部１６〜１８は第１の変換部７〜９から出力されるＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルを伝送路周波数応答で除算することによって、多重伝搬環境により生じる周波数選択性フェージングを補償する。しかし、ＱＰＳＫ等の位相変調信号では通常、回路規模が増大する除算器を使わずに、乗算器を用いて位相歪みを補償する。具体的には、歪み補償部１６〜１８では第１の変換部７〜９から出力されるＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルに、伝送路周波数応答の共役複素数信号を乗算することによって位相歪みを補償する。この場合、歪み補償部１６〜１８による歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルの振幅は第１の変換部７〜９から出力されるＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルの振幅成分に比例するため、選択部１９では第１の変換部７〜９から出力されるＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルの代わりに、歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルの振幅もしくは電力を比較してブランチを選択することもできる。
【００５５】
そこで、本実施形態では選択部１９により第１の入力信号Ａとして入力された歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルを比較し、振幅もしくは電力が最大となる歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルが生成されたブランチを選択する。選択されたブランチから第１の入力信号Ａとして入力された歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトル、すなわち振幅もしくは電力が最大となる歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルが選択部１９から出力され、復調部２０によってディジタル信号系列に復調される。
【００５６】
なお、本実施形態において選択部１９はＯＦＤＭ受信信号の１シンボル毎にそれぞれのブランチから入力される歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルを比較し、ブランチを選択してもよいが、伝搬環境が時間と共に急激に変化しないならば、一定時間前に算出した歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルを用いてブランチを選択してもよい。また、図１に示した第１の実施形態のように各ブランチ＃１〜＃ｎに参照周波数スペクトル生成部が含まれる構成にも本実施形態を適用することが可能である。
【００５７】
（第５の実施形態）
図７は、本発明に係るＯＦＤＭダイバーシチ受信装置の第５の実施形態を示す図である。本実施形態は、選択部１９によってブランチを選択した後に、選択部１９で選択されたブランチの伝送路周波数応答を用いて、選択されたブランチのＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルの歪みを補償する構成となっている。
【００５８】
すなわち、ブランチ＃１〜＃ｎにおいて受信アンテナ１〜３で受信されたＯＦＤＭ信号は受信部４〜６によってベースバンド信号に変換され、さらに第１の変換部７〜９によってＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルとなる。伝送路周波数応答算出部１３〜１５は、ＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルと参照周波数スペクトル生成部２１により生成された参照周波数スペクトルとから伝送路周波数応答を算出する。そして、ＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルは第１の入力信号Ａとして、また伝送路周波数応答は第２の入力信号Ｂとしてそれぞれ選択部１９に入力される。
【００５９】
選択部１９は、第１の入力信号Ａであるブランチ＃１〜＃ｎで生成されたＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルを比較し、振幅もしくは電力が最大となるＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルが生成されたブランチを選択して、そのブランチからのＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルおよび伝送路周波数応答が歪み補償部２２に入力される。選択部１９は、図２または図３で説明したと同様に構成することができる。
【００６０】
歪み補償部２２は、選択部１９から出力されたＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルの歪みを選択部１９から出力された伝送路周波数応答を用いて補償する。そして、この歪み補償部２２による歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルから、復調部２０でディジタル信号系列が復調される。
【００６１】
このように本実施形態では、複数のブランチ＃１〜＃ｎの中から電力あるいは振幅が最大となるＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルを生成するブランチを選択し、この選択したブランチで得られる伝送路周波数応答を用いてＯＦＤＭ受信信号のスペクトルの歪みを補償し、歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルによってディジタル信号系列を復調するため、受信特性が改善される。また、本実施形態によれば、歪み補償部が一つで済むため、これまでの実施形態に比べて受信装置が小型化されるという利点を有する。
【００６２】
なお、本実施形態では各＃１〜＃ｎで一つの参照周波数スペクトル生成部２１を共有しているが、図１に示した第１の実施形態のように各ブランチ＃１〜＃ｎ毎に参照周波数スペクトル生成部が含まれる構成としても構わない。
【００６３】
また、本実施形態においても第１〜第４の実施形態と同様に、選択部１９がＯＦＤＭ受信信号の１シンボル毎にＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルもしくは伝送路周波数応答を比較して、ブランチを選択するようにしてもよいし、一定時間前に算出したＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルもしくは伝送路周波数応答を用いてブランチを選択してもよい。
【００６４】
（第６の実施形態）
図８は、本発明に係るＯＦＤＭダイバーシチ受信装置の第６の実施形態を示す図である。本実施形態は、図７に示した第５の実施形態と同様に、選択部１９によってブランチを選択した後、選択したブランチの伝送路周波数応答を用いて、選択したブランチのＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルの歪みを補償することにより、歪み補償部が一つで済むようにしたものである。
【００６５】
すなわち、ブランチ＃１〜＃ｎでは第５の実施形態と同様に、第１の変換部７〜９でＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルが生成され、伝送路周波数応答算出部１３〜１５で伝送路周波数応答が生成される。そして、本実施形態では伝送路周波数応答が第１の入力信号Ａとして、ＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルが第２の入力信号Ｂとしてそれぞれ選択部１９に入力される。
【００６６】
選択部１９は、第１の入力信号Ａとして入力されたブランチ＃１〜＃ｎで生成された伝送路周波数応答を比較し、振幅もしくは電力が最大となる伝送路周波数応答が生成されたブランチを選択する。選択部１９は、図２または図３で説明したと同様に構成することができる。この選択部１９で選択されたブランチのＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルおよび伝送路周波数応答は、歪み補償部２２に入力される。
【００６７】
歪み補償部２２は、選択部１９から出力されたＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルの歪みを選択部１９から出力された伝送路周波数応答を用いて補償する。そして、この歪み補償部２２による歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルから、復調部２０でディジタル信号系列が復調される。
【００６８】
このように本実施形態では、複数のブランチ＃１〜＃ｎの中から電力あるいは振幅が最大となる伝送路周波数応答を生成するブランチを選択し、この選択したブランチで得られる伝送路周波数応答を用いてＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルの歪みを補償し、歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルによってディジタル信号系列を復調するため、受信特性が改善される。また、本実施形態によれば第５の実施形態と同様に、歪み補償部が一つで済むため、受信装置が小型化されるという利点がある。
【００６９】
（第７の実施形態）
図９は、本発明に係るＯＦＤＭダイバーシチ受信装置の第７の実施形態を示す図である。本実施形態は、伝送路応答中に含まれる雑音等の歪みを除去するために、図４に示した第２の実施形態における伝送路周波数応答算出部１３〜１５と歪み補償部１６〜１８との間にそれぞれフィルタリング部２３〜２５を挿入した構成となっている。
【００７０】
本実施形態では、図１と同様の手順でブランチ＃１〜＃ｎにおいて第１の変換部７〜９によりＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトル信号を算出する。伝送路周波数応答算出部１３〜１５は、このＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルと、参照周波数スペクトル生成部２１で生成された、ＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルに対応する参照周波数スペクトルを用いて、各ブランチ＃１〜＃ｎに固有の伝送路周波数応答を算出する。伝送路周波数応答算出部１３〜１５で算出された各ブランチ＃１〜＃ｎの伝送路周波数応答はフィルタリング部２３〜２５に入力され、それぞれの受信部４〜６で付加された雑音等の歪みが除去される。フィルタリング部２３〜２５によって雑音等の歪みが除去された伝送路周波数応答は、それぞれ歪み補償部１６〜１８に入力される。歪み補償部１６〜１８は、フィルタリング後の伝送路周波数応答を用いて第１の変換部７〜９から出力されるＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルに含まれる歪みを補償する。
【００７１】
第１の変換部７〜９で生成されたＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルと、歪み補償部１６〜１８で生成された歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルは、それぞれ第１の入力信号Ａおよび第２の入力信号Ｂとして選択部１９に入力される。選択部１９は図１に示した第１の実施形態と同様の手順でブランチを選択し、選択されたブランチから第２の入力信号として入力される歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルを出力する。復調部２０は、選択部１９から出力された歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルをディジタル信号系列に復調する。
【００７２】
このように本実施形態によると、伝送路周波数応答算出部１３〜１５と歪み補償部１６〜１８の間にフィルタリング部２３〜２５を挿入することによって、各ブランチ＃１〜＃ｎで算出される伝送路周波数応答がより正確となる結果、受信特性の劣化をより的確に改善することが可能となる。
【００７３】
なお、本実施形態は図４に示した第２の実施形態に対してフィルタリング部２３〜２５を追加した構成となっているが、図５および図６に示した第３および第４の実施形態に対して同様にフィルタリング部を追加することも有効である。さらに、図９では各ブランチ＃１〜＃ｎで一つの参照周波数スペクトル生成部２１を共用しているが、図１に示した第１の実施形態のように各ブランチ＃１〜＃ｎ毎に参照周波数スペクトル生成部が含まれる構成としても構わない。
【００７４】
（第８の実施形態）
図１０は、本発明に係るＯＦＤＭダイバーシチ受信装置の第８の実施形態を示す図である。本実施形態は、図９に示した第７の実施形態と同様に、伝送路周波数応答に含まれる雑音などの歪みを除去するために、図７に示した第５の実施形態における伝送路周波数応答算出部１３〜１５と選択部１９との間にそれぞれフィルタリング部２３〜２５を挿入した構成となっている。
【００７５】
本実施形態では、図１と同様の手順で＃１〜＃ｎにおいて第１の変換部７〜９によりＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトル信号を算出する。伝送路周波数応答算出部１３〜１５は、このＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルと、参照周波数スペクトル生成部２１で生成されたＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルに対応する参照周波数スペクトルを用いて、各ブランチ＃１〜＃ｎに固有の伝送路周波数応答を算出する。
【００７６】
各ブランチ＃１〜＃ｎの伝送路周波数応答算出部１３〜１５で算出された伝送路周波数応答はフィルタリング部２３〜２５に入力され、それぞれの受信部４〜６で付加された雑音等の歪みが除去される。ＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルと、フィルタリング部２３〜２５によって雑音などの歪みが除去された歪み除去後の伝送路周波数応答は、それぞれ第１の入力信号および第２の入力信号として選択部１９に入力される。選択部１９は、図７に示した第５の実施形態と同様の手順でブランチを選択し、選択されたブランチから入力されたＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルおよび歪み除去後の伝送路周波数応答を出力する。
【００７７】
歪み補償部２２は、選択部１９から出力されたＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルの歪みを選択部１９から出力された伝送路周波数応答を用いて補償する。復調部２０は、歪み補償部２２から出力される歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルからディジタル信号系列を復調する。
【００７８】
このように本実施形態によると、伝送路周波数応答算出部１３〜１５と選択部１９との間にフィルタリング部２３〜２５を挿入することで、各ブランチ＃１〜＃ｎで算出される伝送路周波数応答がより正確になる結果、受信特性の劣化をより的確に改善することが可能となる。
【００７９】
なお、本実施形態は図７に示した第５の実施形態に対してフィルタリング部２３〜２５を追加した構成となっているが、図８に示した第６の実施形態に対して同様にフィルタリング部を追加することも有効である。さらに、図１０では各ブランチ＃１〜＃ｎで一つの参照周波数スペクトル生成部２１を共用しているが、図１に示した第１の実施形態のように各ブランチ＃１〜＃ｎ毎に参照周波数スペクトル生成部が含まれる構成としても構わない。
【００８０】
＜フィルタリング部について＞
図１１に、第７または第８の実施形態で用いるフィルタリング部の一構成例を示す。図１１のフィルタリング部５０は、図９または図１０において各ブランチ＃１〜＃ｎにおける伝送路周波数応答算出部１３〜１５の後段に接続されるフィルタリング部２３〜２５であり、第２の変換部５１と伝搬遅延時間測定部５２とフィルタリング帯域幅設定部５３および帯域幅が可変のフィルタ部５４から構成される。
【００８１】
各ブランチ＃１〜＃ｎで算出された伝送路周波数応答は、第２の変換部５１とフィルタ部５４に入力される。第２の変換部５１では、入力された伝送路周波数応答が逆フーリエ変換等の変換処理により時間領域の情報、すなわち伝送路時間応答（伝送路インパルス応答）に変換される。この伝送路時間応答は、一般的に遅延プロファイルと呼ばれ、多重電波伝搬環境でのパス数を表す。第２の変換部５１の出力である遅延プロファイルは伝搬遅延時間測定部５２に入力され、ここで遅延プロファイルから最大遅延時間が測定される。この最大遅延時間の測定結果を基にフィルタリング帯域幅設定部５３で帯域幅が決定され、フィルタ部５４の帯域幅が設定される。このフィルタ部５４によって、伝送路周波数応答がフィルタリングされる。
【００８２】
このようなフィルタリング部５０を持つことで、遅延時間が変化するような伝搬環境においても、伝送路周波数応答に付加されている雑音等の歪みを効率良く除去することが可能となり、もって伝送路周波数応答をより正確に求めることによって受信特性の改善を図ることができる。
【００８３】
図１２を用いて、図１１に示したフィルタリング部５０における第２の変換部５１の動作を説明する。図１２（ａ）に、所望波と一つの遅延波が存在する２波モデル環境下において、各ブランチの伝送路周波数応答算出部１３〜１５で算出される伝送路周波数応答の一例を示す。マルチパス伝搬環境では、周波数選択性フェージング現象を起こし、その間隔は決まった周期で変動するため、これを第２の変換部５１で時間領域の情報に変換すると、図１２（ｂ）に示すような遅延プロファイルに変換される。これにより電波伝搬環境が把握でき、所望波と遅延波が信号通過帯域内に含まれ、それ以外の成分が除去されるようなフィルタリング帯域幅の設定を行うことができる。
【００８４】
フィルタリング帯域幅設定部５３は、フィルタ部５４に対してこのようなフィルタリング帯域幅の設定を行い、このフィルタ部５４で伝送路周波数応答がフィルタリングされる。このように必要な成分のみを通し、不必要な成分を抑圧することで、より正確な伝送路周波数応答を算出することができる。
【００８５】
（第９の実施形態）
図１３は、本発明に係るＯＦＤＭダイバーシチ受信装置の第９の実施形態を示す図である。本実施形態は、図１０に示した第８の実施形態に復調部２０から出力されるディジタル信号系列を再変調して再変調周波数スペクトルを生成する再変調部３１と、この再変調部３１から出力される再変調周波数スペクトルと参照周波数スペクトル生成部２１から出力される参照周波数スペクトルのいずれかを選択する周波数スペクトル選択部３２と、遅延部３３〜３５を追加した構成となっている。
【００８６】
すなわち、本実施形態のＯＦＤＭダイバーシチ受信装置では、各ブランチ＃１〜＃ｎにおいて受信アンテナ１〜３で受信されたＯＦＤＭ信号は受信部４〜６に入力され、受信部４〜６からガード期間が除去されたベースバンド信号が出力される。受信部４〜６の出力は第１の変換部７〜９に入力され、高速フーリエ変換等の変換処理によってＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルに変換される。
【００８７】
スロット構成を採用したＯＦＤＭ伝送方式でディジタル信号系列を伝送する通信システムや放送システムにおいて、例えばスロットの先頭に既知データ系列を含むような構成を仮定すると、その既知データ系列のＯＦＤＭ信号を受信するときには、既知データ系列に相当する参照周波数スペクトルが参照周波数スペクトル生成部２１で生成され、生成された参照周波数スペクトル周波数がスペクトル選択部３２を介して各ブランチ＃１〜＃ｎの伝送路周波数応答算出部１３〜１５に入力される。
【００８８】
各ブランチ＃１〜＃ｎの第１の変換部７〜９の出力は遅延部３３〜３５に入力され、一単位時間（シンボル時間）だけ遅延される。遅延部３３〜３５は、復調部２０で復調されたディジタル信号系列を再変調部３１で再変調することによって生じる一単位時間の遅延に同期させるために設けられており、参照周波数スペクトルを用いて伝送路周波数応答を算出する場合には、遅延部３３〜３５の有無は問題とならない。
【００８９】
第１の変換部７〜９から出力されるＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルと、周波数スペクトル選択部３２から出力される参照周波数スペクトルもしくは復調部２０により復調されたディジタル信号系列を再変調した再変調周波数スペクトルによって、伝送路周波数応答算出部１３〜１５において伝送路周波数応答が算出される。各ブランチ＃１〜＃ｎにおいて、伝送路周波数応答算出部１３〜１５で算出された伝送路周波数応答は、受信部４〜６で付加された雑音等の歪みを除去するためのフィルタリング部２３〜２５に入力される。フィルタリング部２３〜２５は、伝送路周波数応答に含まれる歪みを除去し、歪み除去後の伝送路周波数応答を出力する。
【００９０】
フィルタリング部２３〜２５の処理は、図１１や図１２で説明した内容と同一である。第１の変換部７〜９から出力されるＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルは第１の入力信号Ａとして、またフィルタリング部２３〜２５から出力される歪み除去後の伝送路周波数応答は第２の入力信号Ｂとしてそれぞれ選択部１９に入力される。
【００９１】
選択部１９は、第１の入力信号Ａとして入力されたブランチ＃１〜＃ｎで生成されたＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルを比較し、振幅もしくは電力が最大となるＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルが生成されたブランチを選択する。選択されたブランチから入力されたＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルおよび伝送路周波数応答は選択部１９から出力され、歪み補償部２２に入力される。歪み補償部２２は、選択部１９から出力されたＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルの歪みを選択部１９から出力された伝送路周波数応答を用いて補償し、歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルを出力する。復調部２０は、この歪み補償後のＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルからディジタル信号系列を復調する。
【００９２】
前述したように、先頭に既知データ系列を含むようなスロット構成で伝送するシステムでは、既知データ系列以降のデータ系列に関して、再度変調処理を再変調部３１で行い、周波数スペクトル選択部３２を介して各ブランチ＃１〜＃ｎの伝送路周波数応答算出部１３〜１５に入力する。この処理は一般に判定帰還処理（デシジョンディレクテッド処理）と呼ばれ、繰り返し行われる。すなわち、時刻ｋに復調したディジタル信号系列の周波数スペクトルと時刻ｋに受信したＯＦＤＭ信号周波数スペクトルから伝送路周波数応答を算出し、この伝送路周波数応答に基づいて、時刻ｋ＋１の第１の変換部の出力に含まれる歪みを補償する。
【００９３】
このように本実施形態によると、動的な伝搬環境においても各ブランチ＃１〜＃ｎでアップデートな伝送路周波数応答を算出することができ、受信特性の改善が可能となる。
【００９４】
図１４に、図１３に示した第９の実施形態に係るＯＦＤＭダイバーシチ受信装置の受信特性であるビット誤り率特性を示す。このビット誤り率特性は、変調方式をＱＰＳＫとし、横軸にＥｂ／Ｎｏ（ｄＢ）、縦軸にビット誤り率ＢＥＲを定義し、独立２波のマルチパス伝搬環境下（固定２波モデル）で評価した結果である。図中のτは２波（所望波と遅延到来波）の到来時間差を示し、Ｄ／Ｕは所望波と不要波（遅延到来波）との電力比を示す。同図では、Ｄ／Ｕが０（ｄＢ）の場合と５（ｄＢ）の場合をそれぞれ示している。いずれのＤ／Ｕでも、本発明のダイバーシチ方式を採用すると、極めて大きな受信特性の改善効果が得られることが判る。
【００９５】
なお、本実施形態では特に移動受信環境での受信を想定して、図１０に示した第８の実施形態に再変調部３１と周波数スペクトル選択部３２および遅延部３３〜３５を追加した構成となっているが、第１〜第６の実施形態に対して再変調部３１と周波数スペクトル選択部３２および遅延部３３〜３５を追加する構成としてもよい。
【００９６】
【発明の効果】
以上詳細に説明したように、本発明によればＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルまたは伝送路周波数応答の電力もしくは振幅が最大となるダイバーシチブランチを選択してダイバーシチ受信を行うことによって、多重反射伝搬環境で生じる受信特性の劣化を改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明に係るＯＦＤＭダイバーシチ受信装置の第１の実施形態を示すブロック図
【図２】 本発明に係るＯＦＤＭダイバーシチ受信装置における選択部の第１の構成例を示すブロック図
【図３】 本発明に係るＯＦＤＭダイバーシチ受信装置における選択部の第２の構成例を説明するための図
【図４】 本発明に係るＯＦＤＭダイバーシチ受信装置の第２の実施形態を示すブロック図
【図５】 本発明に係るＯＦＤＭダイバーシチ受信装置の第３の実施形態を示すブロック図
【図６】 本発明に係るＯＦＤＭダイバーシチ受信装置の第４の実施形態を示すブロック図
【図７】 本発明に係るＯＦＤＭダイバーシチ受信装置の第５の実施形態を示すブロック図
【図８】 本発明に係るＯＦＤＭダイバーシチ受信装置の第６の実施形態を示すブロック図
【図９】 本発明に係るＯＦＤＭダイバーシチ受信装置の第７の実施形態を示すブロック図
【図１０】 本発明に係るＯＦＤＭダイバーシチ受信装置の第８の実施形態を示すブロック図
【図１１】 本発明に係るＯＦＤＭダイバーシチ受信装置におけるフィルタリング部の一構成例を示すブロック図
【図１２】 図１１のフィルタリング部の動作説明図
【図１３】 本発明に係るＯＦＤＭダイバーシチ受信装置の第９の実施形態を示すブロック図
【図１４】 本発明に係るＯＦＤＭダイバーシチ受信装置の効果を説明するための受信特性図
【符号の説明】
１〜３…受信アンテナ
４〜６…受信部
７〜９…第１の変換部
１０〜１２，２１…参照周波数スペクトル生成部
１３〜１５…伝送路周波数応答算出部
１６〜１８，２２…歪み補償部
１９…選択部
２０…復調部
２３〜２５…フィルタリング部
３１…再変調部
３２…周波数スペクトル選択部
３３〜３５…遅延部
４１〜４３…合成部
４４…比較部
４５…セレクタ部
５０…フィルタリング部
５１…第２の変換部
５２…伝搬遅延時間測定部
５３…フィルタリング帯域幅設定部
５４…フィルタ部
Claims (11)
- 個別のアンテナを介してＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号を受信しＯＦＤＭ受信信号をそれぞれ出力する複数の受信手段と、
前記ＯＦＤＭ受信信号をそれぞれ周波数スペクトルに変換する複数の第１の変換手段と、
前記ＯＦＤＭ受信信号に対する参照周波数スペクトルを生成する少なくとも一つの参照周波数スペクトル生成手段と、
前記第１の変換手段からそれぞれ出力される周波数スペクトルと前記参照周波数スペクトルとから複数の伝送路周波数応答を算出する複数の伝送路周波数応答算出手段と、
前記第１の変換手段からそれぞれ出力される周波数スペクトルの歪みを対応する前記伝送路周波数応答を用いて補償する歪み補償手段と、
前記第１の変換手段からそれぞれ出力される周波数スペクトルを第１の入力信号とし、前記歪み補償手段からそれぞれ出力される歪み補償後の周波数スペクトルを第２の入力信号として、振幅もしくは電力が最大となる第１の入力信号に対応する第２の入力信号を選択して出力する選択手段と、
前記選択手段の出力信号からディジタル信号系列を復調する復調手段
とを具備することを特徴とするＯＦＤＭダイバーシチ受信装置。 - 個別のアンテナを介してＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号を受信しＯＦＤＭ受信信号をそれぞれ出力する複数の受信手段と、
前記ＯＦＤＭ受信信号をそれぞれ周波数スペクトルに変換する複数の第１の変換手段と、
前記ＯＦＤＭ受信信号に対する参照周波数スペクトルを生成する少なくとも一つの参照周波数スペクトル生成手段と、
前記第１の変換手段からそれぞれ出力される周波数スペクトルと前記参照周波数スペクトルとから複数の伝送路周波数応答を算出する複数の伝送路周波数応答算出手段と、
前記第１の変換手段からそれぞれ出力される周波数スペクトルの歪みを対応する前記伝送路周波数応答を用いて補償する歪み補償手段と、
前記伝送路周波数応答算出手段によりそれぞれ算出される伝送路周波数応答を第１の入力信号とし、前記歪み補償手段からそれぞれ出力される歪み補償後の周波数スペクトルを第２の入力信号として、振幅もしくは電力が最大となる第１の入力信号に対応する第２の入力信号を選択して出力する選択手段と、
前記選択手段の出力信号からディジタル信号系列を復調する復調手段
とを具備することを特徴とするＯＦＤＭダイバーシチ受信装置。 - 個別のアンテナを介してＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号を受信しＯＦＤＭ受信信号をそれぞれ出力する複数の受信手段と、
前記ＯＦＤＭ受信信号をそれぞれ周波数スペクトルに変換する複数の第１の変換手段と、
前記ＯＦＤＭ受信信号に対する参照周波数スペクトルを生成する少なくとも一つの参照周波数スペクトル生成手段と、
前記第１の変換手段からそれぞれ出力される周波数スペクトルと前記参照周波数スペクトルとから複数の伝送路周波数応答を算出する複数の伝送路周波数応答算出手段と、
前記第１の変換手段からそれぞれ出力される周波数スペクトルの歪みを対応する前記伝送路周波数応答を用いて補償する歪み補償手段と、
前記歪み補償手段からそれぞれ出力される歪み補償後の周波数スペクトルを第１の入力信号とし、振幅もしくは電力が最大となる第１の入力信号を選択して出力する選択手段と、
前記選択手段の出力信号からディジタル信号系列を復調する復調手段
とを具備することを特徴とするＯＦＤＭダイバーシチ受信装置。 - 個別のアンテナを介してＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号を受信しＯＦＤＭ受信信号をそれぞれ出力する複数の受信手段と、
前記ＯＦＤＭ受信信号をそれぞれ周波数スペクトルに変換する複数の第１の変換手段と、
前記ＯＦＤＭ受信信号に対する参照周波数スペクトルを生成する少なくとも一つの参照周波数スペクトル生成手段と、
前記第１の変換手段からそれぞれ出力される周波数スペクトルと前記参照周波数スペクトルとから複数の伝送路周波数応答を算出する複数の伝送路周波数応答算出手段と、
前記第１の変換手段からそれぞれ出力される周波数スペクトルを第１の入力信号とし、前記伝送路周波数応答算出手段によりそれぞれ算出される伝送路周波数応答を第２の入力信号として、振幅もしくは電力が最大となる第１の入力信号およびそれに対応する第２の入力信号を選択して、それぞれ第１の出力信号および第２の出力信号として出力する選択手段と、
前記選択手段の前記第２の出力信号を用いて前記選択手段の前記第１の出力信号の歪みを補償する歪み補償手段と、
前記歪み補償手段の出力信号からディジタル信号系列を復調する復調手段
とを具備することを特徴とするＯＦＤＭダイバーシチ受信装置。 - 個別のアンテナを介してＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号を受信しＯＦＤＭ受信信号をそれぞれ出力する複数の受信手段と、
前記ＯＦＤＭ受信信号をそれぞれ周波数スペクトルに変換する複数の第１の変換手段と、
前記ＯＦＤＭ受信信号に対する参照周波数スペクトルを生成する少なくとも一つの参照周波数スペクトル生成手段と、
前記第１の変換手段からそれぞれ出力される周波数スペクトルと前記参照周波数スペクトルとから複数の伝送路周波数応答を算出する複数の伝送路周波数応答算出手段と、
前記伝送路周波数応答算出手段によりそれぞれ算出される伝送路周波数応答を第１の入力信号とし、前記第１の変換手段からそれぞれ出力される周波数スペクトルを第２の入力信号として、振幅もしくは電力が最大となる第１の入力信号およびそれに対応する第２の入力信号を選択して、それぞれ第１の出力信号および第２の出力信号として出力する選択手段と、
前記選択手段の前記第１の出力信号を用いて前記選択手段の前記第２の出力信号の歪みを補償する歪み補償手段と、
前記歪み補償手段の出力信号からディジタル信号系列を復調する復調手段
とを具備することを特徴とするＯＦＤＭダイバーシチ受信装置。 - 前記伝送路周波数応答算出手段と前記歪み補償手段との間に、前記伝送路周波数応答算出手段によりそれぞれ算出された伝送路周波数応答をフィルタリングするフィルタリング手段を挿入したことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項記載のＯＦＤＭダイバーシチ受信装置。
- 前記伝送路周波数応答算出手段と前記選択手段との間に、前記伝送路周波数応答算出手段によりそれぞれ算出された伝送路周波数応答をフィルタリングするフィルタリング手段を挿入したことを特徴とする請求項４または５記載のＯＦＤＭダイバーシチ受信装置。
- 前記フィルタリング手段は、
前記伝送路周波数応答算出手段により算出された伝送路周波数応答を入力とするフィルタリング帯域幅が可変のフィルタ手段と、
前記伝送路周波数応答算出手段により算出された伝送路周波数応答を伝送路時間応答に変換する第２の変換手段と、
前記第２の変換手段により変換された伝送路時間応答を用いて多重反射伝搬環境の伝搬遅延時間を測定する伝搬遅延時間測定手段と、
前記伝搬遅延時間測定手段の測定結果に基づいて前記フィルタ手段のフィルタリング帯域幅を設定するフィルタリング帯域幅設定手段とを有することを特徴とする請求項６または７記載のＯＦＤＭダイバーシチ受信装置。 - 前記復調手段により復調されたディジタル信号系列を再変調して再変調周波数スペクトルを生成する再変調手段と、
前記再変調周波数スペクトルと前記参照周波数スペクトルとを選択的に前記伝送路周波数応答算出手段へ出力する周波数スペクトル選択手段とをさらに具備することを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項記載のＯＦＤＭダイバーシチ受信装置。 - 前記選択手段は、前記第１の入力信号を構成するそれぞれの線スペクトルの振幅もしくは電力を合成する複数の合成手段と、これら複数の合成手段の出力を比較する比較手段とを有し、この比較手段の比較結果に基づいて選択動作を行うことを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項記載のＯＦＤＭダイバーシチ受信装置。
- 前記選択手段は、前記第１の入力信号を構成する線スペクトルの中から同一周波数の線スペクトルどうしの振幅もしくは電力を比較する比較手段を有し、この比較手段の比較結果に基づいて選択動作を行うことを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項記載のＯＦＤＭダイバーシチ受信装置。
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|---|---|---|---|---|
| JP3724940B2 (ja) * | 1998-01-08 | 2005-12-07 | 株式会社東芝 | Ｏｆｄｍダイバーシチ受信装置 |
| FR2791841B1 (fr) * | 1999-04-02 | 2001-05-11 | Commissariat Energie Atomique | Module recepteur et recepteur compose de plusieurs modules montes en cascade |
| US7952511B1 (en) | 1999-04-07 | 2011-05-31 | Geer James L | Method and apparatus for the detection of objects using electromagnetic wave attenuation patterns |
| JP2003508939A (ja) * | 1999-05-28 | 2003-03-04 | ベーシック・リソーシィズ・インコーポレイテッド | ノード間データメッセージを使用する無線トランシーバネットワーク |
| US7027464B1 (en) * | 1999-07-30 | 2006-04-11 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | OFDM signal transmission scheme, and OFDM signal transmitter/receiver |
| JP3796076B2 (ja) * | 1999-09-07 | 2006-07-12 | 松下電器産業株式会社 | Ｏｆｄｍ通信装置 |
| FR2798542B1 (fr) * | 1999-09-13 | 2002-01-18 | France Telecom | Recepteur a multiplexage par repartition en frequences orthogonales avec estimation iterative de canal et procede correspondant |
| US6795392B1 (en) * | 2000-03-27 | 2004-09-21 | At&T Corp. | Clustered OFDM with channel estimation |
| US7020072B1 (en) * | 2000-05-09 | 2006-03-28 | Lucent Technologies, Inc. | Orthogonal frequency division multiplexing transmit diversity system for frequency-selective fading channels |
| JP3678119B2 (ja) | 2000-06-01 | 2005-08-03 | 株式会社デンソー | Ｏｆｄｍ用通信システムおよびその通信システムに用いられる基地局並びに端末 |
| DE60037583T2 (de) | 2000-08-24 | 2009-01-08 | Sony Deutschland Gmbh | Kommunikationseinrichtung zum Senden und Empfangen von OFDM Signalen in einem Funkkommunikationssystem |
| JP5021114B2 (ja) * | 2000-09-07 | 2012-09-05 | ソニー株式会社 | 無線中継システム及び方法 |
| FI115813B (fi) * | 2001-04-27 | 2005-07-15 | Nokia Corp | Järjestelmä ryhmäviestin lähettämiseksi |
| US20100077022A1 (en) * | 2001-06-27 | 2010-03-25 | John Mikkelsen | Media delivery platform |
| JP3838924B2 (ja) * | 2002-03-05 | 2006-10-25 | 株式会社東芝 | 無線通信装置 |
| EP1502364A4 (en) * | 2002-04-22 | 2010-03-31 | Ipr Licensing Inc | TRANSMITTER-RECEIVER RADIO WITH MULTIPLE INPUTS AND OUTPUTS |
| US6728517B2 (en) * | 2002-04-22 | 2004-04-27 | Cognio, Inc. | Multiple-input multiple-output radio transceiver |
| US7385915B2 (en) * | 2002-07-31 | 2008-06-10 | Nokia Corporation | Apparatus, and associated method, for facilitating communication allocation in a radio communication system |
| US20040081131A1 (en) | 2002-10-25 | 2004-04-29 | Walton Jay Rod | OFDM communication system with multiple OFDM symbol sizes |
| US7986742B2 (en) | 2002-10-25 | 2011-07-26 | Qualcomm Incorporated | Pilots for MIMO communication system |
| TWI341102B (en) * | 2002-10-25 | 2011-04-21 | Qualcomm Inc | Data detection and demodulation for wireless communication systems |
| US7002900B2 (en) | 2002-10-25 | 2006-02-21 | Qualcomm Incorporated | Transmit diversity processing for a multi-antenna communication system |
| US8320301B2 (en) | 2002-10-25 | 2012-11-27 | Qualcomm Incorporated | MIMO WLAN system |
| US8208364B2 (en) | 2002-10-25 | 2012-06-26 | Qualcomm Incorporated | MIMO system with multiple spatial multiplexing modes |
| US8326257B2 (en) * | 2002-10-28 | 2012-12-04 | Qualcomm Incorporated | Utilizing speed and position information to select an operational mode in a wireless communication system |
| JP4157506B2 (ja) * | 2003-07-29 | 2008-10-01 | 株式会社東芝 | 無線受信装置及び無線受信方法 |
| US8761419B2 (en) * | 2003-08-04 | 2014-06-24 | Harman International Industries, Incorporated | System for selecting speaker locations in an audio system |
| US8705755B2 (en) * | 2003-08-04 | 2014-04-22 | Harman International Industries, Inc. | Statistical analysis of potential audio system configurations |
| US8280076B2 (en) * | 2003-08-04 | 2012-10-02 | Harman International Industries, Incorporated | System and method for audio system configuration |
| US8755542B2 (en) * | 2003-08-04 | 2014-06-17 | Harman International Industries, Incorporated | System for selecting correction factors for an audio system |
| US6867625B1 (en) * | 2003-09-24 | 2005-03-15 | Itt Manufacturing Enterprises, Inc. | Method and apparatus for high frequency digital carrier synthesis from plural intermediate carrier waveforms |
| US9473269B2 (en) | 2003-12-01 | 2016-10-18 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for providing an efficient control channel structure in a wireless communication system |
| US7466645B2 (en) * | 2004-12-21 | 2008-12-16 | Panasonic Corporation | OFDM signal receiving apparatus |
| JP4985942B2 (ja) * | 2005-01-11 | 2012-07-25 | 日本電気株式会社 | 基地局装置、無線伝送システム、無線基地局用プログラム、及びタイミング推定方法 |
| US8325826B2 (en) * | 2005-03-09 | 2012-12-04 | Qualcomm Incorporated | Methods and apparatus for transmitting signals facilitating antenna control |
| KR20060104561A (ko) * | 2005-03-30 | 2006-10-09 | 삼성전자주식회사 | 광대역 무선 통신 시스템에서 안테나 선택 다이버시티 장치및 방법 |
| US7466749B2 (en) | 2005-05-12 | 2008-12-16 | Qualcomm Incorporated | Rate selection with margin sharing |
| US20060276149A1 (en) * | 2005-06-03 | 2006-12-07 | Microtune (Texas), L.P. | Multi-band broadcast tuner |
| US7894818B2 (en) * | 2005-06-15 | 2011-02-22 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Apparatus and method for multiplexing broadcast and unicast traffic in a multi-carrier wireless network |
| US20070002724A1 (en) * | 2005-06-15 | 2007-01-04 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Apparatus and method for broadcast superposition and cancellation in a multi-carrier wireless network |
| US7933344B2 (en) * | 2006-04-25 | 2011-04-26 | Mircosoft Corporation | OFDMA based on cognitive radio |
| US7634016B2 (en) * | 2006-04-25 | 2009-12-15 | Microsoft Corporation | Variable OFDM subchannel coding and modulation |
| US8189621B2 (en) | 2006-05-12 | 2012-05-29 | Microsoft Corporation | Stack signaling to application with lack of requested bandwidth |
| US8225186B2 (en) | 2006-07-14 | 2012-07-17 | Qualcomm Incorporated | Ecoding and decoding methods and apparatus for use in a wireless communication system |
| US8144793B2 (en) | 2006-12-12 | 2012-03-27 | Microsoft Corporation | Cognitive multi-user OFDMA |
| US20090252070A1 (en) * | 2007-01-12 | 2009-10-08 | Connors Dennis P | Airlink management in a wireless broadcast system |
| US7912057B2 (en) | 2007-01-12 | 2011-03-22 | Wi-Lan Inc. | Convergence sublayer for use in a wireless broadcasting system |
| US8774229B2 (en) * | 2007-01-12 | 2014-07-08 | Wi-Lan, Inc. | Multidiversity handoff in a wireless broadcast system |
| US7944919B2 (en) * | 2007-01-12 | 2011-05-17 | Wi-Lan, Inc. | Connection identifier for wireless broadcast system |
| US8064444B2 (en) * | 2007-01-12 | 2011-11-22 | Wi-Lan Inc. | Wireless broadcasting system |
| US8548520B2 (en) | 2007-01-26 | 2013-10-01 | Wi-Lan Inc. | Multiple network access system and method |
| US8095099B2 (en) * | 2007-03-09 | 2012-01-10 | Bhaskar Patel | Multiple radio receive chain wireless communication devices |
| US7929623B2 (en) * | 2007-03-30 | 2011-04-19 | Microsoft Corporation | FEC in cognitive multi-user OFDMA |
| US7903604B2 (en) | 2007-04-18 | 2011-03-08 | Wi-Lan Inc. | Method and apparatus for a scheduler for a macro-diversity portion of a transmission |
| WO2008131030A1 (en) * | 2007-04-18 | 2008-10-30 | Nextwave Broadband Inc. | Macro-diversity region rate modification |
| US7970085B2 (en) | 2007-05-08 | 2011-06-28 | Microsoft Corporation | OFDM transmission and reception for non-OFDMA signals |
| US8036658B2 (en) * | 2007-05-17 | 2011-10-11 | Arumugam Govindswamy | Method and apparatus to improve network acquisition |
| US8374130B2 (en) | 2008-01-25 | 2013-02-12 | Microsoft Corporation | Orthogonal frequency division multiple access with carrier sense |
| US8855087B2 (en) * | 2008-12-18 | 2014-10-07 | Microsoft Corporation | Wireless access point supporting control by multiple applications |
| US8416697B2 (en) | 2010-02-05 | 2013-04-09 | Comcast Cable Communications, Llc | Identification of a fault |
| US8971394B2 (en) | 2010-02-05 | 2015-03-03 | Comcast Cable Communications, Llc | Inducing response signatures in a communication network |
| US8477642B2 (en) | 2010-04-21 | 2013-07-02 | Qualcomm Incorporated | Ranging and distance based spectrum selection in cognitive radio |
| US8792326B2 (en) * | 2010-04-26 | 2014-07-29 | Qualcomm Incorporated | Ranging and distance based wireless link spectrum selection |
| GB2484287A (en) * | 2010-10-04 | 2012-04-11 | Vodafone Ip Licensing Ltd | Selecting base station radio systems for receiving and combining OFDM signals from a mobile station |
| US8897274B2 (en) * | 2012-08-08 | 2014-11-25 | St-Ericsson Sa | Successive interference cancellation stacked branch VAMOS receivers |
| US9380475B2 (en) | 2013-03-05 | 2016-06-28 | Comcast Cable Communications, Llc | Network implementation of spectrum analysis |
| US9444719B2 (en) | 2013-03-05 | 2016-09-13 | Comcast Cable Communications, Llc | Remote detection and measurement of data signal leakage |
| CN114710383A (zh) * | 2022-03-31 | 2022-07-05 | 瑞玛思特(深圳)科技有限公司 | 一种利用ofdm信号对仪表射频通道频响进行校准的方法 |
Family Cites Families (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4969207A (en) * | 1987-03-20 | 1990-11-06 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | Radio receiver with reception deterioration compensation |
| JPH03155228A (ja) * | 1989-11-14 | 1991-07-03 | Toshiba Corp | ダイバーシティ受信装置 |
| JP2643614B2 (ja) * | 1991-02-22 | 1997-08-20 | 日本電気株式会社 | ディジタル移動通信端末装置 |
| US5282222A (en) * | 1992-03-31 | 1994-01-25 | Michel Fattouche | Method and apparatus for multiple access between transceivers in wireless communications using OFDM spread spectrum |
| JP3438918B2 (ja) * | 1992-11-27 | 2003-08-18 | コモンウェルス サイエンティフィック アンド インダストリアル リサーチ オーガニゼーション | ワイヤレスｌａｎ |
| JP3662321B2 (ja) | 1995-12-19 | 2005-06-22 | 松下電器産業株式会社 | 移動通信装置 |
| US5914933A (en) * | 1996-03-08 | 1999-06-22 | Lucent Technologies Inc. | Clustered OFDM communication system |
| JP3377361B2 (ja) | 1996-04-12 | 2003-02-17 | 日本放送協会 | ダイバーシチ受信装置 |
| US5949796A (en) * | 1996-06-19 | 1999-09-07 | Kumar; Derek D. | In-band on-channel digital broadcasting method and system |
| JPH10257013A (ja) * | 1997-03-14 | 1998-09-25 | Toshiba Corp | 受信装置 |
| US6188669B1 (en) * | 1997-06-17 | 2001-02-13 | 3Com Corporation | Apparatus for statistical multiplexing and flow control of digital subscriber loop modems |
| US5867478A (en) * | 1997-06-20 | 1999-02-02 | Motorola, Inc. | Synchronous coherent orthogonal frequency division multiplexing system, method, software and device |
| JP3724940B2 (ja) * | 1998-01-08 | 2005-12-07 | 株式会社東芝 | Ｏｆｄｍダイバーシチ受信装置 |
| JP3718337B2 (ja) * | 1998-01-08 | 2005-11-24 | 株式会社東芝 | 適応可変指向性アンテナ |
| US6327314B1 (en) * | 1998-04-01 | 2001-12-04 | At&T Corp. | Method and apparatus for channel estimation for multicarrier systems |
| US6298035B1 (en) * | 1999-12-21 | 2001-10-02 | Nokia Networks Oy | Estimation of two propagation channels in OFDM |
-
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- 1998-01-08 JP JP00250998A patent/JP3724940B2/ja not_active Expired - Fee Related
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