JPH1075229A - 直交周波数分割多重方式の復調器 - Google Patents
直交周波数分割多重方式の復調器Info
- Publication number
- JPH1075229A JPH1075229A JP9128453A JP12845397A JPH1075229A JP H1075229 A JPH1075229 A JP H1075229A JP 9128453 A JP9128453 A JP 9128453A JP 12845397 A JP12845397 A JP 12845397A JP H1075229 A JPH1075229 A JP H1075229A
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- JP
- Japan
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- signal
- data
- fourier transform
- circuit
- digital
- Prior art date
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ガードインターバルを用いる方式や再生デー
タの相関をとる方式に適用し得るシンボルの同期検出手
段を講じて複雑な受信環境に置かれても良好な再生信号
を得ることを可能とするＯＦＤＭシステムにおけるデー
タ復調回路を提供する。 【解決手段】 選択された受信信号は、バンドパスフィ
ルタ２０、周波数変換器２１、ローパスフィルタ２２を
経てベースバンド信号が取り出される。次に、ＡＤ変換
され、ＦＦＴ処理回路２５に渡される。ここで、メモリ
部により有効シンボルのみ取り出して直列並列変換後高
速フーリエ変換される。次に、ＱＡＭデマッピング回路
２７では、振幅と位相情報を検出して出力するが、その
一部は判定・誤差計算回路３０で誤差が計算される。誤
差信号は同期処理回路２４のメモリ部において誤差信号
が最小になるように読み出しメモリアドレス位置を制御
する。
タの相関をとる方式に適用し得るシンボルの同期検出手
段を講じて複雑な受信環境に置かれても良好な再生信号
を得ることを可能とするＯＦＤＭシステムにおけるデー
タ復調回路を提供する。 【解決手段】 選択された受信信号は、バンドパスフィ
ルタ２０、周波数変換器２１、ローパスフィルタ２２を
経てベースバンド信号が取り出される。次に、ＡＤ変換
され、ＦＦＴ処理回路２５に渡される。ここで、メモリ
部により有効シンボルのみ取り出して直列並列変換後高
速フーリエ変換される。次に、ＱＡＭデマッピング回路
２７では、振幅と位相情報を検出して出力するが、その
一部は判定・誤差計算回路３０で誤差が計算される。誤
差信号は同期処理回路２４のメモリ部において誤差信号
が最小になるように読み出しメモリアドレス位置を制御
する。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直交周波数分割多
重方式を使用した通信システムに関するもので、より詳
細には、複雑な受信環境においても良好な再生信号を得
ることができる復調器に関するものである。
重方式を使用した通信システムに関するもので、より詳
細には、複雑な受信環境においても良好な再生信号を得
ることができる復調器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】現在、米国を初め、日本、欧州でデジタ
ル放送の研究開発が活発に行われているが、ＭＰＥＧ２
による画像圧縮技術の進歩によりデジタル化された画像
の情報量が大幅に削減され、無線通信で伝送が可能なレ
ベルにまで進歩した。
ル放送の研究開発が活発に行われているが、ＭＰＥＧ２
による画像圧縮技術の進歩によりデジタル化された画像
の情報量が大幅に削減され、無線通信で伝送が可能なレ
ベルにまで進歩した。
【０００３】一般に、この圧縮された画像データを伝送
する場合、通常の５〜２０Ｍｂｐｓ程度の情報伝送レー
トが必要となる。これらのデータに、さらにデータの誤
りを訂正する誤り訂正方式やエラーに対する耐久性を向
上させることができる符号化変調方式を用いるとさらに
冗長度を増し、より高い伝送レートが要求されることに
なる。
する場合、通常の５〜２０Ｍｂｐｓ程度の情報伝送レー
トが必要となる。これらのデータに、さらにデータの誤
りを訂正する誤り訂正方式やエラーに対する耐久性を向
上させることができる符号化変調方式を用いるとさらに
冗長度を増し、より高い伝送レートが要求されることに
なる。
【０００４】これらの情報を制限された帯域内で伝送す
るためにはより効率の高い伝送方式の開発が必要とな
る。現在、この解決方法として伝送する情報を多値化し
てデジタル量として伝送することが提案されている。
るためにはより効率の高い伝送方式の開発が必要とな
る。現在、この解決方法として伝送する情報を多値化し
てデジタル量として伝送することが提案されている。
【０００５】特に、将来のデジタル地上放送実現に向
け、米国で６ＭＨｚの帯域を用いて８レベルを伝送する
８ＶＳＢ（ｖｅｓｔｉｇｉａｌ Ｓｉｄｅ−Ｂａｎｄ）
方式が検討されている。この８ＶＳＢ方式は１シンボル
で３ビット情報が送れ、６ＭＨｚの帯域で１０．７６Ｍ
ボーのシンボルレートを有している。この方式は帯域利
用効率は高いが、ＳＦＮ（Ｓｉｇｎａｌ Ｆｒｅｑｅｎ
ｃｙ Ｎｅｔｗｏｒｋ）や移動体受信には適応が難しい
という側面を持っている。
け、米国で６ＭＨｚの帯域を用いて８レベルを伝送する
８ＶＳＢ（ｖｅｓｔｉｇｉａｌ Ｓｉｄｅ−Ｂａｎｄ）
方式が検討されている。この８ＶＳＢ方式は１シンボル
で３ビット情報が送れ、６ＭＨｚの帯域で１０．７６Ｍ
ボーのシンボルレートを有している。この方式は帯域利
用効率は高いが、ＳＦＮ（Ｓｉｇｎａｌ Ｆｒｅｑｅｎ
ｃｙ Ｎｅｔｗｏｒｋ）や移動体受信には適応が難しい
という側面を持っている。
【０００６】一方、日本、欧州では直交周波数分割多重
方式が検討されている。この方式は複数のキャリアを同
時に用いて情報を伝送する方式であり、マルチパスに強
くＳＦＮや移動体受信に適応可能であるという特徴を有
している。
方式が検討されている。この方式は複数のキャリアを同
時に用いて情報を伝送する方式であり、マルチパスに強
くＳＦＮや移動体受信に適応可能であるという特徴を有
している。
【０００７】また、地上放送のような限られた電波環境
下では、有効資源の一つである電波を効率的に使用する
ことが重要になりつつあるが、直交周波数分割多重方式
はこの観点からデジタル放送時代のデジタル伝送方式と
して開発されつつある。
下では、有効資源の一つである電波を効率的に使用する
ことが重要になりつつあるが、直交周波数分割多重方式
はこの観点からデジタル放送時代のデジタル伝送方式と
して開発されつつある。
【０００８】直交周波数分割多重方式は、直交する複数
の搬送波を同時に用い情報を伝送する方式であり、この
時用いる搬送波数は約１０００本から８０００本程度で
ある。又、各々の搬送波は多値ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔ
ｕｒｅ ＡｍｐｌｉｔｕｄｅＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）等
で変調されており、帯域の利用効率が高い方式でもあ
る。
の搬送波を同時に用い情報を伝送する方式であり、この
時用いる搬送波数は約１０００本から８０００本程度で
ある。又、各々の搬送波は多値ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔ
ｕｒｅ ＡｍｐｌｉｔｕｄｅＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）等
で変調されており、帯域の利用効率が高い方式でもあ
る。
【０００９】従来、この技術は欧州におけるデジタル音
声ステレオ放送に用いる技術として開発され、特に多数
の搬送波を同時に変調する手段として高速フーリエ変換
（ＦＦＴ）を用いて実現が可能であることが分かってお
り、すでに実用化されつつある。
声ステレオ放送に用いる技術として開発され、特に多数
の搬送波を同時に変調する手段として高速フーリエ変換
（ＦＦＴ）を用いて実現が可能であることが分かってお
り、すでに実用化されつつある。
【００１０】この技術に関しては、例えば、Ｍｉｃｈｅ
ｌ Ａｌａｒｄ，ＲｐｓｅｌｙｎｅＬａｓｓａｌｌｅ
「Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ ｏｆ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ
ａｎｄ ｃｈａｎｎｅｌ ｃｏｄｉｎｇ ｆｏｒ ｄｉ
ｇｉｔａｌ ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ ｆｏｒ ｍｏ
ｂｉｌｅ ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ」 ＥＢＵ ＲＥＶＩＥ
Ｗ−ＴＥＣＨＮＩＣＡＬ １９８７，ｐｐ１６８−１９
０に詳細に記載されている。
ｌ Ａｌａｒｄ，ＲｐｓｅｌｙｎｅＬａｓｓａｌｌｅ
「Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ ｏｆ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ
ａｎｄ ｃｈａｎｎｅｌ ｃｏｄｉｎｇ ｆｏｒ ｄｉ
ｇｉｔａｌ ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ ｆｏｒ ｍｏ
ｂｉｌｅ ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ」 ＥＢＵ ＲＥＶＩＥ
Ｗ−ＴＥＣＨＮＩＣＡＬ １９８７，ｐｐ１６８−１９
０に詳細に記載されている。
【００１１】ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅ
ｑｕｅｎｃｙ ＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉ
ｎｇ）の基本的な原理は以下のとおりである。
ｑｕｅｎｃｙ ＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉ
ｎｇ）の基本的な原理は以下のとおりである。
【００１２】搬送波周波数を｛ｆk｝とすると、 ｆk＝ｆo＋ｋ／Ｔs,k＝０〜Ｎ−１ 基本信号をΨj,k（ｔ）とすると、 Ψj,k（ｔ）＝ｇk（ｔ−ｊＴs） ｋ＝０〜Ｎ−１，ｊ＝−∞＋∞ ｇk＝ｅｘｐ（２ｉπｆkｔ） ０≦ｔ＜Ｔs ｇk＝０ その他 信号ｇk（ｔ）の周波数スペクトルは互いにオーバラッ
プしている。Ψj,k（ｔ）は互いに直交条件を満足して
いる。
プしている。Ψj,k（ｔ）は互いに直交条件を満足して
いる。
【００１３】送信したいデータの複素数列｛Ｃj,k｝と
すると、ＯＦＤＭの伝送信号Ｘ（ｔ）次の様に記述でき
る。
すると、ＯＦＤＭの伝送信号Ｘ（ｔ）次の様に記述でき
る。
【００１４】
【数１】
【００１５】上記信号を伝送路で伝送した場合、伝送路
に起因する歪やマルチパスにより、直交性は損傷を受け
乱される、このため受信された信号の復調信号に符号間
干渉を生じることとなり、誤りを増加する結果となる。
に起因する歪やマルチパスにより、直交性は損傷を受け
乱される、このため受信された信号の復調信号に符号間
干渉を生じることとなり、誤りを増加する結果となる。
【００１６】この問題の一つの解決策として送信エネル
ギーの一部を犠牲にして、各信号Ψj,k（ｔ）の前に符
号間干渉を吸収するためのガードインターバルを設ける
方法が提案されている。
ギーの一部を犠牲にして、各信号Ψj,k（ｔ）の前に符
号間干渉を吸収するためのガードインターバルを設ける
方法が提案されている。
【００１７】この時、送信信号のシンボル期間Ｔ’sは
次式で記述される。
次式で記述される。
【００１８】Ｔ’s＝Ｔs＋Δ ここでは、Ｔsは有効シンボル期間、Δはガードインタ
ーバル期間、有効信号をΨj,k（ｔ）とすると、 Ψj,k（ｔ）＝ｇk（ｔ−ｊＴ’s） この時送信信号は、 Ψ’j,k（ｔ）＝ｇ’k（ｔ−ｊＴ’s） ｇ’k＝ｅｘｐ（２ｉπｆkｔ） −Δ≦ｔ＜Ｔs ｇ’k＝０ その他 この時、ＯＦＤＭの伝送信号Ｘ（ｔ）は次の様に記述で
きる。
ーバル期間、有効信号をΨj,k（ｔ）とすると、 Ψj,k（ｔ）＝ｇk（ｔ−ｊＴ’s） この時送信信号は、 Ψ’j,k（ｔ）＝ｇ’k（ｔ−ｊＴ’s） ｇ’k＝ｅｘｐ（２ｉπｆkｔ） −Δ≦ｔ＜Ｔs ｇ’k＝０ その他 この時、ＯＦＤＭの伝送信号Ｘ（ｔ）は次の様に記述で
きる。
【００１９】
【数２】
【００２０】このような、直交周波数分割多重方式を用
いたデジタル伝送では、伝送路に歪やマルチパスが存在
すると、受信信号の直交性は損傷を受けて乱され、復調
信号に符号間干渉を生じることとなり、誤り率を悪化さ
せる結果となる。
いたデジタル伝送では、伝送路に歪やマルチパスが存在
すると、受信信号の直交性は損傷を受けて乱され、復調
信号に符号間干渉を生じることとなり、誤り率を悪化さ
せる結果となる。
【００２１】この問題の一つの解決策として送信エネル
ギーの一部を犠牲にして、各信号の前に符号間千渉を吸
収するためのガードインターバルを設ける方法が提案さ
れている。ガードインターバルを用いると障害物により
反射された遅延波が直接波のほかに存在しても遅延量が
ガードインターバルより短ければ符号間干渉を生じるこ
となく受信可能であり、良好にＢＥＲ（Ｂｉｔ Ｅｒｒ
ｏｒ Ｒａｔｅ：ビット誤り率）が達成される。
ギーの一部を犠牲にして、各信号の前に符号間千渉を吸
収するためのガードインターバルを設ける方法が提案さ
れている。ガードインターバルを用いると障害物により
反射された遅延波が直接波のほかに存在しても遅延量が
ガードインターバルより短ければ符号間干渉を生じるこ
となく受信可能であり、良好にＢＥＲ（Ｂｉｔ Ｅｒｒ
ｏｒ Ｒａｔｅ：ビット誤り率）が達成される。
【００２２】たとえば、永塚守、都竹愛一郎、福地一
「ＯＦＤＭによる地上デジタル放送−変復調装置の特性
−」（１９９５年テレビジョン学会年次大会１９−７、
ｐｐ２８３−２８４、１９９５）で報告されているよう
に、直接波に対して遅延波が９μ秒遅れて受信機に到達
したとすると、ガードインターバルがない状態では符号
間千渉が生じてしまうが、ガードインターバルを付加す
ると、そのガードインターバル長が上記の遅延波の遅延
量より大きく設定した場合、ＢＥＲはほとんど劣化しな
い。
「ＯＦＤＭによる地上デジタル放送−変復調装置の特性
−」（１９９５年テレビジョン学会年次大会１９−７、
ｐｐ２８３−２８４、１９９５）で報告されているよう
に、直接波に対して遅延波が９μ秒遅れて受信機に到達
したとすると、ガードインターバルがない状態では符号
間千渉が生じてしまうが、ガードインターバルを付加す
ると、そのガードインターバル長が上記の遅延波の遅延
量より大きく設定した場合、ＢＥＲはほとんど劣化しな
い。
【００２３】このようにガードインターバルの付加によ
り単一エコーが存在しても、その遅延量がガードインタ
ーバル以下であれば符号間干渉を引き起こさない。
り単一エコーが存在しても、その遅延量がガードインタ
ーバル以下であれば符号間干渉を引き起こさない。
【００２４】このようにして、ガードインターバルは、
本来伝送したい有効なシンボルの前に緩衝データ部分と
して無効なシンボルを付加することで、チャンネル間千
渉やシンボル間干渉を生じることを防ぐことができ、デ
ジタル伝送において品質の高い情報を送ることができ
る。この時、付加する無効なシンボルは、有効シンボル
の一部を用い、全体の数十分のｌから数分の１の期間に
あたる。
本来伝送したい有効なシンボルの前に緩衝データ部分と
して無効なシンボルを付加することで、チャンネル間千
渉やシンボル間干渉を生じることを防ぐことができ、デ
ジタル伝送において品質の高い情報を送ることができ
る。この時、付加する無効なシンボルは、有効シンボル
の一部を用い、全体の数十分のｌから数分の１の期間に
あたる。
【００２５】直交周波数分割多重方式において、ガード
インターバルを用いることによりエコーやマルチパスに
強い伝送が可能となり、ＳＦＮや移動体受信に適用が可
能である。
インターバルを用いることによりエコーやマルチパスに
強い伝送が可能となり、ＳＦＮや移動体受信に適用が可
能である。
【００２６】図１１は、ＯＦＤＭ方式を用いたデジタル
伝送における従来の受信器の１例の構成を示すブロック
図である。
伝送における従来の受信器の１例の構成を示すブロック
図である。
【００２７】従来の受信器では、入力信号端子３に入力
される受信信号は、バンドパスフィルタ２０、周波数変
換器２１及びローパスフィルタ２２を通りベースバンド
に変換された後に、ＡＤ変換器２３によりＡＤ変換され
てデジタル信号に変換される。
される受信信号は、バンドパスフィルタ２０、周波数変
換器２１及びローパスフィルタ２２を通りベースバンド
に変換された後に、ＡＤ変換器２３によりＡＤ変換され
てデジタル信号に変換される。
【００２８】得られた信号は同期処理回路２４によりシ
ンボルの同期信号を検出し、有効シンボル位置の算出を
おこないガードインターバル信号を除去する。
ンボルの同期信号を検出し、有効シンボル位置の算出を
おこないガードインターバル信号を除去する。
【００２９】このようにして得られた有効シンボル信号
をＦＦＴ処理回路２５で高速フーリエ変換し等化回路２
６、ＱＡＭデマッピング回路２７、トレリス復号回路２
８、誤り訂正回路２９等により所定の処理を行い、復調
データを得ることができる。
をＦＦＴ処理回路２５で高速フーリエ変換し等化回路２
６、ＱＡＭデマッピング回路２７、トレリス復号回路２
８、誤り訂正回路２９等により所定の処理を行い、復調
データを得ることができる。
【００３０】ここで、図１２を用いて通常の同期処理に
ついて簡単に以下に説明する。図１２は、ＯＦＤＭ方式
における従来の伝送信号のフレーム構成を示す図であ
る。一般的に送信信号は複数のシンボルをひとまとめに
し、フレーム構成（Ｍ個のシンボル）とする。受信側で
同期処理が行いやすいように、また復調処理が容易にで
きるようにフレーム構成の中には基準信号として種々の
信号を挿入する。フレームの同期検出を行うために挿入
されたヌルシンボルもその一つである。ヌルシンボルは
無信号期間であり、この信号を用いて、シンボル基準信
号を生成することができる。
ついて簡単に以下に説明する。図１２は、ＯＦＤＭ方式
における従来の伝送信号のフレーム構成を示す図であ
る。一般的に送信信号は複数のシンボルをひとまとめに
し、フレーム構成（Ｍ個のシンボル）とする。受信側で
同期処理が行いやすいように、また復調処理が容易にで
きるようにフレーム構成の中には基準信号として種々の
信号を挿入する。フレームの同期検出を行うために挿入
されたヌルシンボルもその一つである。ヌルシンボルは
無信号期間であり、この信号を用いて、シンボル基準信
号を生成することができる。
【００３１】またほかの方式としてヌルシンボルを用い
なくてデータの相関を用いることでも可能である。
なくてデータの相関を用いることでも可能である。
【００３２】例えば、再生されたシンボルデータを遅延
回路に通し、得られた信号ともとの信号との相関を計算
し、相関ピークが最大となる点を検出する。この点をシ
ンボル同期位置とすることで有効シンボル期間を検出す
ることができる。このような手段を用いて得られた有効
シンボルのみを高速フーリエ変換処理することで、シン
ボル間干渉、チャンネル間干渉のない復調が可能とな
る。
回路に通し、得られた信号ともとの信号との相関を計算
し、相関ピークが最大となる点を検出する。この点をシ
ンボル同期位置とすることで有効シンボル期間を検出す
ることができる。このような手段を用いて得られた有効
シンボルのみを高速フーリエ変換処理することで、シン
ボル間干渉、チャンネル間干渉のない復調が可能とな
る。
【００３３】
【発明が解決しようとする課題】上記したように、ガー
ドインターバルは有効シンボルの前方に付加し、遅れて
到達する遅延波を吸収する役割を持つ。通常の受信環境
は複数の電波が種々の方向から特有の遅延量、レベルを
持ち伝搬し、アンテナに到達する。受信器ではこれらの
受信信号を復調し良好な再生信号を得る必要がある。
ドインターバルは有効シンボルの前方に付加し、遅れて
到達する遅延波を吸収する役割を持つ。通常の受信環境
は複数の電波が種々の方向から特有の遅延量、レベルを
持ち伝搬し、アンテナに到達する。受信器ではこれらの
受信信号を復調し良好な再生信号を得る必要がある。
【００３４】しかし、従来の方法であると、単一の遅延
波に対しては有効に働くが複雑な受信環境に受信器が置
かれると良好な再生信号はえられないことになる。
波に対しては有効に働くが複雑な受信環境に受信器が置
かれると良好な再生信号はえられないことになる。
【００３５】そして、ガードインターバルを挿入すると
本来送信したいデータに無効なデータを付加することに
なり、この結果、電力損失が生じることになる。つま
り、電力の使用効率は悪くなり、ガードインターバルの
ないＯＦＤＭシステムと比較して１０×ｌｏｇＴ’s／
Ｔsの損失になる。
本来送信したいデータに無効なデータを付加することに
なり、この結果、電力損失が生じることになる。つま
り、電力の使用効率は悪くなり、ガードインターバルの
ないＯＦＤＭシステムと比較して１０×ｌｏｇＴ’s／
Ｔsの損失になる。
【００３６】本発明は、上記した従来技術における問題
点に鑑みてなされたもので、ガードインターバルを用い
る方式、或いは、再生データの相関をとる方式に適用し
得るシンボルの同期検出手段を講じて複雑な受信環境に
置かれても良好な再生信号を得ることを可能とするＯＦ
ＤＭシステムにおけるデータ復調回路を提供することを
その解決課題とする。
点に鑑みてなされたもので、ガードインターバルを用い
る方式、或いは、再生データの相関をとる方式に適用し
得るシンボルの同期検出手段を講じて複雑な受信環境に
置かれても良好な再生信号を得ることを可能とするＯＦ
ＤＭシステムにおけるデータ復調回路を提供することを
その解決課題とする。
【００３７】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、互い
に直交する複数の搬送波を同時に用いてデータを伝送す
るデジタル通信方式による該搬送波を受信する受信手段
と、該受信手段の受信信号より所定の周波数を選局する
選局手段と、該選局手段よりの信号を周波数変換する搬
送波再生手段と、該搬送波再生手段により得られた信号
をデジタル信号に変換するアナログ−デジタル変換器
と、前記搬送波に付加されている基準信号にもとづくタ
イミング再生回路と、前記アナログ−デジタル変換器に
より得られたデジタル信号を直列から並列に変換する直
並列変換器と、該直並列変換器の出力を離散フーリエ変
換するＦＦＴ処理手段を備え、該ＦＦＴ処理手段の出力
によって復調データを生成する直交周波数分割多重方式
の復調器において、デジタル信号列への前記離散フーリ
エ変換処理のタイミングを変化させ得るようにし、エコ
ーやマルチパスが存在する伝送路の中を送られて来た信
号でも良好なデータが復調できるようにしたものであ
る。
に直交する複数の搬送波を同時に用いてデータを伝送す
るデジタル通信方式による該搬送波を受信する受信手段
と、該受信手段の受信信号より所定の周波数を選局する
選局手段と、該選局手段よりの信号を周波数変換する搬
送波再生手段と、該搬送波再生手段により得られた信号
をデジタル信号に変換するアナログ−デジタル変換器
と、前記搬送波に付加されている基準信号にもとづくタ
イミング再生回路と、前記アナログ−デジタル変換器に
より得られたデジタル信号を直列から並列に変換する直
並列変換器と、該直並列変換器の出力を離散フーリエ変
換するＦＦＴ処理手段を備え、該ＦＦＴ処理手段の出力
によって復調データを生成する直交周波数分割多重方式
の復調器において、デジタル信号列への前記離散フーリ
エ変換処理のタイミングを変化させ得るようにし、エコ
ーやマルチパスが存在する伝送路の中を送られて来た信
号でも良好なデータが復調できるようにしたものであ
る。
【００３８】請求項２の発明は、請求項１記載の直交周
波数分割多重方式の復調器において、前記ＦＦＴ処理手
段による離散フーリエ変換後の再生データを用いた判定
を行い、その判定結果により決まるとるべき基準データ
と該再生データとから得られる誤差が最小となるように
デジタル信号列への前記離散フーリエ変換処理のタイミ
ングを変える制御を行い、さらにデータの誤りの少ない
復調が可能となるようにしたものである。
波数分割多重方式の復調器において、前記ＦＦＴ処理手
段による離散フーリエ変換後の再生データを用いた判定
を行い、その判定結果により決まるとるべき基準データ
と該再生データとから得られる誤差が最小となるように
デジタル信号列への前記離散フーリエ変換処理のタイミ
ングを変える制御を行い、さらにデータの誤りの少ない
復調が可能となるようにしたものである。
【００３９】請求項３の発明は、請求項２記載の直交周
波数分割多重方式の復調器において、前記直並列変換器
前段にメモリー部を設け、該メモリー部を制御すること
により、前記離散フーリエ変換処理を行うタイミングを
変えるようにして具体化を可能とするものである。
波数分割多重方式の復調器において、前記直並列変換器
前段にメモリー部を設け、該メモリー部を制御すること
により、前記離散フーリエ変換処理を行うタイミングを
変えるようにして具体化を可能とするものである。
【００４０】請求項４の発明は、互いに直交する複数の
搬送波を同時に用いてデータを伝送するデジタル通信方
式において、受信信号より希望の周波数を選局する選局
手段と周波数を変換する搬送波再生手段を備え、得られ
た信号をデジタル信号に変換するアナログ−デジタル変
換器とタイミング再生回路を備え、得られたデジタル信
号を並列に変換する直並列変換器を備え、直並列変換器
の出力を離散フーリエ変換によリデータを変換する変換
部を備え、離散フーリエ変換後の信号を用いて判定し、
その判定した結果において誤差が最小となるように離散
フーリエ変換を行うタイミング位置を制御できるタイミ
ング制御部を備え、このタイミング制御部にあらかじめ
所定の変換位置のオフセットを与えるためのオフセット
制御部を備えたものである。
搬送波を同時に用いてデータを伝送するデジタル通信方
式において、受信信号より希望の周波数を選局する選局
手段と周波数を変換する搬送波再生手段を備え、得られ
た信号をデジタル信号に変換するアナログ−デジタル変
換器とタイミング再生回路を備え、得られたデジタル信
号を並列に変換する直並列変換器を備え、直並列変換器
の出力を離散フーリエ変換によリデータを変換する変換
部を備え、離散フーリエ変換後の信号を用いて判定し、
その判定した結果において誤差が最小となるように離散
フーリエ変換を行うタイミング位置を制御できるタイミ
ング制御部を備え、このタイミング制御部にあらかじめ
所定の変換位置のオフセットを与えるためのオフセット
制御部を備えたものである。
【００４１】請求項５の発明は、請求項４記載の直交周
波数分割多重方式の復調器において、タイミング制御部
よりあらかじめ所定のオフセット信号が与えられ、その
オフセット量に応じて離散フーリエ変換後の信号に所定
の計算を行い、補正ができるようにしたものである。
波数分割多重方式の復調器において、タイミング制御部
よりあらかじめ所定のオフセット信号が与えられ、その
オフセット量に応じて離散フーリエ変換後の信号に所定
の計算を行い、補正ができるようにしたものである。
【００４２】
【発明の実施の形態】以下、本発明に関する一実施形態
を図面を用いて説明する。図２は、ＯＦＤＭ方式を用い
たデジタル伝送における本発明の受信機の１実施形態の
ブロック図である。
を図面を用いて説明する。図２は、ＯＦＤＭ方式を用い
たデジタル伝送における本発明の受信機の１実施形態の
ブロック図である。
【００４３】図２において、受信され選択された受信信
号は、入力信号端子３により入力され、バンドパスフィ
ルタ２０により希望する信号以外の雑音を除去する。
号は、入力信号端子３により入力され、バンドパスフィ
ルタ２０により希望する信号以外の雑音を除去する。
【００４４】除去された信号は、周波数変換器２１によ
り低い周波数に変換され、変換された信号はローパスフ
ィルタ２２によりベースバンド信号を取り出す。得られ
たベースバンド信号はＡＤ変換器２３によりデジタル信
号に変換され、ＦＦＴ処理回路２５に渡される。この
時、同時に送信側で付加された基準信号によりキャリア
の再生、およびクロックの再生を行う。
り低い周波数に変換され、変換された信号はローパスフ
ィルタ２２によりベースバンド信号を取り出す。得られ
たベースバンド信号はＡＤ変換器２３によりデジタル信
号に変換され、ＦＦＴ処理回路２５に渡される。この
時、同時に送信側で付加された基準信号によりキャリア
の再生、およびクロックの再生を行う。
【００４５】ここで、送信側の処理について図１を用い
て簡単にその信号の流れを説明する。図１は、ＯＦＤＭ
方式を用いたデジタル伝送における送信側の処理装置を
示すブロック図である。
て簡単にその信号の流れを説明する。図１は、ＯＦＤＭ
方式を用いたデジタル伝送における送信側の処理装置を
示すブロック図である。
【００４６】送信したい情報、たとえば圧縮された映像
情報や音声情報、データ情報は一つのビットストリーム
情報に多重され、データ入力端子１より入力される。入
力された信号は誤り訂正回路１０において、伝送路で発
生するノイズのためにデータに誤りが発生した場合、そ
の誤りを訂正するための付加情報が付加され情報を分散
させるインターリーブを施し、トレリス符号化回路１１
に渡される。
情報や音声情報、データ情報は一つのビットストリーム
情報に多重され、データ入力端子１より入力される。入
力された信号は誤り訂正回路１０において、伝送路で発
生するノイズのためにデータに誤りが発生した場合、そ
の誤りを訂正するための付加情報が付加され情報を分散
させるインターリーブを施し、トレリス符号化回路１１
に渡される。
【００４７】トレリス符号化回路１１はＣＮＲ（Ｃａｒ
ｒｉｅｒ−ｔｏ−Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）が低くて
も、より誤りの少ないデータの再生を可能とするように
符号化を行い、さらに情報の分散を行うためにインター
リーブをかける。この信号はＱＡＭマッピング回路１２
において情報の多値数に応じてコンスタレーション上の
割り当てを行い、実数に当たる信号Ｓｒと虚数に当たる
信号Ｓｉの２系統の信号を得る。
ｒｉｅｒ−ｔｏ−Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）が低くて
も、より誤りの少ないデータの再生を可能とするように
符号化を行い、さらに情報の分散を行うためにインター
リーブをかける。この信号はＱＡＭマッピング回路１２
において情報の多値数に応じてコンスタレーション上の
割り当てを行い、実数に当たる信号Ｓｒと虚数に当たる
信号Ｓｉの２系統の信号を得る。
【００４８】この信号は、ＩＦＦＴ処理回路１３におい
て周波数軸情報から時間軸情報への変換を行う。ＩＦＦ
Ｔ処理回路１３では、入力された信号は直列並列変換器
により並列信号に変換され、基準信号等が付加され、Ｎ
の逆フーリエ変換が行われる。この時ＮはＮ＝２のＰ乗
になるように選ばれる。Ｎの代表的な値として５１２，
１０２４，２０４８，４０９６，８１９２，１６３８
４，３２７６８等があげられる。
て周波数軸情報から時間軸情報への変換を行う。ＩＦＦ
Ｔ処理回路１３では、入力された信号は直列並列変換器
により並列信号に変換され、基準信号等が付加され、Ｎ
の逆フーリエ変換が行われる。この時ＮはＮ＝２のＰ乗
になるように選ばれる。Ｎの代表的な値として５１２，
１０２４，２０４８，４０９６，８１９２，１６３８
４，３２７６８等があげられる。
【００４９】フーリエ変換された信号は、並列直列変換
器によリシリアル信号に変換され、後段のガードインタ
ーバル付加回路１４によりガードインターバル信号が付
加される。そして得られた信号は、Ｄ／Ａ変換器１５に
よりアナログ信号に変換し、ローパスフィルタ１６によ
り送信データとする。
器によリシリアル信号に変換され、後段のガードインタ
ーバル付加回路１４によりガードインターバル信号が付
加される。そして得られた信号は、Ｄ／Ａ変換器１５に
よりアナログ信号に変換し、ローパスフィルタ１６によ
り送信データとする。
【００５０】この信号は、さらに周波数変換器１７によ
り送信周波数に変換し、バンドパスフィルタ１８を通し
て送信信号として送信信号出カ端子２より出力される。
り送信周波数に変換し、バンドパスフィルタ１８を通し
て送信信号として送信信号出カ端子２より出力される。
【００５１】図３は、本変調方式で生成されるシンボル
およびガードインターバルの関係を示す図である。逆フ
ーリエ変換により生成された信号は並列直列変換されて
送信用の有効シンボル３３、３４が形成される。
およびガードインターバルの関係を示す図である。逆フ
ーリエ変換により生成された信号は並列直列変換されて
送信用の有効シンボル３３、３４が形成される。
【００５２】この有効シンボル３４に有効シンボルの一
部のデータをガードインターバル信号３５として有効シ
ンボル３４に付加する。つまり、送信シンボル長３７は
有効シンボル長３２にガードインターバル長３１を加算
したものとなる。
部のデータをガードインターバル信号３５として有効シ
ンボル３４に付加する。つまり、送信シンボル長３７は
有効シンボル長３２にガードインターバル長３１を加算
したものとなる。
【００５３】この時、加算されるガードインターバル長
３１は有効シンボル長３２の数十分の１から数分の１程
度が用いられ、ガードインターバルを長くするとマルチ
パス等により生じる遅延拡散の遅延量に対し、耐性が向
上する。しかしあまり長くすると全送信データ量に対す
る有効データ量が小さくなってしまい、効率が悪くなる
ことになる。
３１は有効シンボル長３２の数十分の１から数分の１程
度が用いられ、ガードインターバルを長くするとマルチ
パス等により生じる遅延拡散の遅延量に対し、耐性が向
上する。しかしあまり長くすると全送信データ量に対す
る有効データ量が小さくなってしまい、効率が悪くなる
ことになる。
【００５４】本発明の受信部に戻って、続きの説明を行
う。図４は、図２における本発明の受信部のＦＦＴ処理
回路２５周辺の詳細な構成を示すブロック図である。
う。図４は、図２における本発明の受信部のＦＦＴ処理
回路２５周辺の詳細な構成を示すブロック図である。
【００５５】受信された信号は、Ａ／Ｄ変換器２３（図
２参照）によリデジタル信号に変換された後、図４に示
す入力端子５に供給される。入力された信号は、ガード
インターバルを除去するために設けられたメモリ部４０
により有効シンボルのみ取り出す。
２参照）によリデジタル信号に変換された後、図４に示
す入力端子５に供給される。入力された信号は、ガード
インターバルを除去するために設けられたメモリ部４０
により有効シンボルのみ取り出す。
【００５６】得られた信号は、直列並列変換回路４１に
より並列の信号に変換され、高速フーリエ変換器４２に
よリフーリエ変換される。
より並列の信号に変換され、高速フーリエ変換器４２に
よリフーリエ変換される。
【００５７】フーリエ変換された信号は、並列直列変換
器４３により直列信号に変換され、波形等化回路２６等
を経てＱＡＭデマッピング回路２７にわたされる。
器４３により直列信号に変換され、波形等化回路２６等
を経てＱＡＭデマッピング回路２７にわたされる。
【００５８】ＱＡＭデマッピング回路２７では、振幅と
位相情報を検出して出力端子６より出力する。
位相情報を検出して出力端子６より出力する。
【００５９】また、ＱＡＭデマッピング回路２７からの
データの一部は判定・誤差計算回路３０にわたされ、受
信信号と判定した信号の誤差を計算する。
データの一部は判定・誤差計算回路３０にわたされ、受
信信号と判定した信号の誤差を計算する。
【００６０】この誤差信号は同期処理回路２４に入力さ
れ、ガードインターバル除去用のメモリ部４０のメモリ
制御部４４にわたされる。
れ、ガードインターバル除去用のメモリ部４０のメモリ
制御部４４にわたされる。
【００６１】メモリ制御部４４では、判定・誤差計算回
路３０で得られた誤差信号が最小になるように読み出し
メモリアドレス位置を制御し、所定の有効シンボルに当
たる情報を適応的に取り出し後段の直列並列変換回路４
１にわたす。
路３０で得られた誤差信号が最小になるように読み出し
メモリアドレス位置を制御し、所定の有効シンボルに当
たる情報を適応的に取り出し後段の直列並列変換回路４
１にわたす。
【００６２】図５は、図２及び図４における本発明の受
信部の判定・誤差計算回路の一実施形態を示すブロック
図である。
信部の判定・誤差計算回路の一実施形態を示すブロック
図である。
【００６３】ＱＡＭデマッピング回路２７（図２、４参
照）がら図５における入力端子５０に入力された入力信
号Ｘｉは、判定回路５３により判定され、判定結果に応
じてとるべき基準データを表わす判定信号Ｙｉを得る。
得られた信号は減算器５４によりその差分を次式により
針算する。
照）がら図５における入力端子５０に入力された入力信
号Ｘｉは、判定回路５３により判定され、判定結果に応
じてとるべき基準データを表わす判定信号Ｙｉを得る。
得られた信号は減算器５４によりその差分を次式により
針算する。
【００６４】Ｅｉ＝Ｙｉ−Ｘｉ 得られた差分信号は出力端子５２より出力される。
【００６５】図６は、図４に示す本発明の受信部の同期
処理回路２４におけるメモリ制御部４４の構成を示すブ
ロック図である。
処理回路２４におけるメモリ制御部４４の構成を示すブ
ロック図である。
【００６６】上記判定・誤差計算回路３０（図４、参
照）により計算された誤差信号Ｅｉが入力端子６０より
入力され、その信号は２乗回路６１により２乗され、誤
差判定回路６２により誤差量が増大しているか、減少し
ているかを判定する。判定した信号をもとにアドレス発
生回路６３によりアドレス位置を可変し、誤差量が最小
になるように制御する。ここで用いられた２乗回路６１
は絶対値回路でも同様の結果は得られる。
照）により計算された誤差信号Ｅｉが入力端子６０より
入力され、その信号は２乗回路６１により２乗され、誤
差判定回路６２により誤差量が増大しているか、減少し
ているかを判定する。判定した信号をもとにアドレス発
生回路６３によりアドレス位置を可変し、誤差量が最小
になるように制御する。ここで用いられた２乗回路６１
は絶対値回路でも同様の結果は得られる。
【００６７】また、本発明におけるシンボル同期検出は
上記、従来例に見られるようなヌルシンボルを用いる方
式や再生データの相関をとる方式を用いればよく、また
他の方式と組み合わせても同様の結果は得られる。
上記、従来例に見られるようなヌルシンボルを用いる方
式や再生データの相関をとる方式を用いればよく、また
他の方式と組み合わせても同様の結果は得られる。
【００６８】そして、本発明は上記実施の形態に限定さ
れるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない限り、変
形して実施することが可能である。
れるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない限り、変
形して実施することが可能である。
【００６９】以下この発明に関する他の実施の形態を図
７を用いて説明する。受信され選択された信号は入力信
号端子３より入力され、バンドパスフィルター２０によ
り希望する信号以外の雑音を除去する。除去された信号
は周波数変換器２１により低い周波数に変換され、変換
された信号はローパスフィルター２２によリベースバン
ド信号を取り出す。
７を用いて説明する。受信され選択された信号は入力信
号端子３より入力され、バンドパスフィルター２０によ
り希望する信号以外の雑音を除去する。除去された信号
は周波数変換器２１により低い周波数に変換され、変換
された信号はローパスフィルター２２によリベースバン
ド信号を取り出す。
【００７０】得られたベースバンド信号はＡＤ変換器２
３によりディジタル信号に変換され、ＦＦＴ処理部２５
に渡される。
３によりディジタル信号に変換され、ＦＦＴ処理部２５
に渡される。
【００７１】ＦＦＴ処理部２５では高速フーリエ変換に
よリデータ変換が行われる。このとき受信した信号は有
効シンボル期間とガード期間を含んでおり、ＦＦＴ処理
はこのうち有効シンボル期間に対してのみ実施する。
よリデータ変換が行われる。このとき受信した信号は有
効シンボル期間とガード期間を含んでおり、ＦＦＴ処理
はこのうち有効シンボル期間に対してのみ実施する。
【００７２】ＦＦＴ処理を行うシンボル位置は判定回
路、誤差計算回路３０により計算し、データの誤差が最
小となるように最適シンボル位置を計算する。最適シン
ボル位置によりＦＦＴ処理が実施された信号はデータ補
正部１００に渡され、等化回路２６により伝送路の補償
が行われる。補償された信号はＱＡＭデマッピング２
７、トレリス復号回路２８、誤り訂正２９、デ・インタ
ーリーブ等により処理が施され、データが復調される。
路、誤差計算回路３０により計算し、データの誤差が最
小となるように最適シンボル位置を計算する。最適シン
ボル位置によりＦＦＴ処理が実施された信号はデータ補
正部１００に渡され、等化回路２６により伝送路の補償
が行われる。補償された信号はＱＡＭデマッピング２
７、トレリス復号回路２８、誤り訂正２９、デ・インタ
ーリーブ等により処理が施され、データが復調される。
【００７３】通常は遅れて到達する信号が受信電力が小
さく、妨害波と見なされる。しかし受信電力が逆転し
て、遅延した信号が本来の信号より大きい場合、すなわ
ち前ゴーストが存在する様な場合、本来の最適シンボル
位置３２でＦＦＴ処理を実行するとこのゴーストにより
符号間干渉が大きくなってしまう。
さく、妨害波と見なされる。しかし受信電力が逆転し
て、遅延した信号が本来の信号より大きい場合、すなわ
ち前ゴーストが存在する様な場合、本来の最適シンボル
位置３２でＦＦＴ処理を実行するとこのゴーストにより
符号間干渉が大きくなってしまう。
【００７４】この為、ＦＦＴ処理を本来の最適シンボル
位置より前方にずらして処理することで符号間干渉を小
さくできる。このとき前ゴーストの遅延量より大きく、
シンボル位置を前方にずらす。最適シンボル位置より前
方にＦＦＴ処理をずらすために、一定のオフセットをオ
フセット制御部１０１により与え、前ゴーストが存在す
る時においても良好に受信できるようにする。
位置より前方にずらして処理することで符号間干渉を小
さくできる。このとき前ゴーストの遅延量より大きく、
シンボル位置を前方にずらす。最適シンボル位置より前
方にＦＦＴ処理をずらすために、一定のオフセットをオ
フセット制御部１０１により与え、前ゴーストが存在す
る時においても良好に受信できるようにする。
【００７５】このとき与えられたオフセットによりＦＦ
Ｔ処理された複素データに干渉が生じるため、与えられ
たオフセット量に応じてこの干渉を除去する為にデータ
を補償する。つまり、ＦＦＴ処理部２５より得られたデ
ータはデータ補正部３１により補償信号と複素乗算を行
い実部と虚部の干渉を除去する。
Ｔ処理された複素データに干渉が生じるため、与えられ
たオフセット量に応じてこの干渉を除去する為にデータ
を補償する。つまり、ＦＦＴ処理部２５より得られたデ
ータはデータ補正部３１により補償信号と複素乗算を行
い実部と虚部の干渉を除去する。
【００７６】図８は本発明の詳細な受信部のブロック図
を示す。入力のべースバンド信号は入力端子５よりＦＦ
Ｔ処理部２５ヘ入力される。ＦＦＴ処理部ではメモリ部
４０によリガードインターバルを除去し、有効シンボル
期間のデータのみを直列並列変換器４１へ渡す。
を示す。入力のべースバンド信号は入力端子５よりＦＦ
Ｔ処理部２５ヘ入力される。ＦＦＴ処理部ではメモリ部
４０によリガードインターバルを除去し、有効シンボル
期間のデータのみを直列並列変換器４１へ渡す。
【００７７】有効シンボル期間のデータはメモリ制御部
４４から制御信号によりＦＦＴ処理の取り込みタイミン
グを調整する事により生成される。直列並列変換された
信号はフーリエ変換部４２によリフーリエ変換される。
フーリエ変換された信号は並列直列変換器４３により直
列データに変換される。直列データに変換されたデータ
はデータ補正部３１によリデータの修正が加えられる。
４４から制御信号によりＦＦＴ処理の取り込みタイミン
グを調整する事により生成される。直列並列変換された
信号はフーリエ変換部４２によリフーリエ変換される。
フーリエ変換された信号は並列直列変換器４３により直
列データに変換される。直列データに変換されたデータ
はデータ補正部３１によリデータの修正が加えられる。
【００７８】修正されたデータは波形等化回路部２６に
渡され、伝送路特性が補正される。その後、デ・マッピ
ング回路２７にＱＡＭ及びＱＰＳＫ等の復調が行われ
る。復調されたデータは出力端子６よりビットストリー
ム信号として出力される。
渡され、伝送路特性が補正される。その後、デ・マッピ
ング回路２７にＱＡＭ及びＱＰＳＫ等の復調が行われ
る。復調されたデータは出力端子６よりビットストリー
ム信号として出力される。
【００７９】データ補正部３１ではオフセット制御部３
２からの信号によりオフセットによるデータの変化分を
補償する。復調器で行うＦＦＴ処理のＦＦＴ位置にオフ
セットをあらかじめ与え、前ゴーストに対応するとき、
オフセットによる信号の変化が生じる。この信号の変化
はオフセット量によりあらかじめ求めることができるた
め、ＦＦＴ処理後のデータに対してあらかじめ計算した
信号の変化分に相当する値をデータ補正部３１により補
正する。
２からの信号によりオフセットによるデータの変化分を
補償する。復調器で行うＦＦＴ処理のＦＦＴ位置にオフ
セットをあらかじめ与え、前ゴーストに対応するとき、
オフセットによる信号の変化が生じる。この信号の変化
はオフセット量によりあらかじめ求めることができるた
め、ＦＦＴ処理後のデータに対してあらかじめ計算した
信号の変化分に相当する値をデータ補正部３１により補
正する。
【００８０】ここで有効シンボル期間をＴとし、オフセ
ット量をΔとすると、有効シンボル期間に対するオフセ
ット量はΔ／Ｔとなる。オフセット量がガード期間以内
であれば、ＦＦＴ出力のデータは実部と虚部の符号間干
渉は生じない。このオフセットによりデータのコンスタ
レーション上の回転が生じる事になる。すなわちΔ／Ｔ
により回転量を計算し、その逆回転の演算を行えばよ
い。
ット量をΔとすると、有効シンボル期間に対するオフセ
ット量はΔ／Ｔとなる。オフセット量がガード期間以内
であれば、ＦＦＴ出力のデータは実部と虚部の符号間干
渉は生じない。このオフセットによりデータのコンスタ
レーション上の回転が生じる事になる。すなわちΔ／Ｔ
により回転量を計算し、その逆回転の演算を行えばよ
い。
【００８１】
【数３】
【００８２】とすると、逆回転の計算は以下のように求
めることができる。
めることができる。
【００８３】Ｙ＝Ｒ×Ｘ 図９は本変調方式で生成されるシンボルおよびガードイ
ンターバルの関係を示す図である。逆フーリエ変換によ
り生成された信号は並列直列変換されて送信用の有効シ
ンボル３４が形成される。この有効シンボル３４に有効
シンボルの一部のデータをガードインターバル信号３５
として有効シンボル３４に付加する。つまり送信シンボ
ル長３３は有効シンボル長３２にガードインターバル長
３１を加算したものとなる。
ンターバルの関係を示す図である。逆フーリエ変換によ
り生成された信号は並列直列変換されて送信用の有効シ
ンボル３４が形成される。この有効シンボル３４に有効
シンボルの一部のデータをガードインターバル信号３５
として有効シンボル３４に付加する。つまり送信シンボ
ル長３３は有効シンボル長３２にガードインターバル長
３１を加算したものとなる。
【００８４】通常は有効シンボル３２の位置によりＦＦ
Ｔ処理を行うとゴーストによる干渉が最小に押さえられ
るが、前ゴーストが存在する伝送路ではオフセット３７
を与え、３６に示されているＦＦＴ処理位置によりＦＦ
Ｔを実行する。
Ｔ処理を行うとゴーストによる干渉が最小に押さえられ
るが、前ゴーストが存在する伝送路ではオフセット３７
を与え、３６に示されているＦＦＴ処理位置によりＦＦ
Ｔを実行する。
【００８５】図１０は本発明の他の実施の形態における
データ補正部の構成を示すブロック図である。ＦＦＴ処
理出力は複素入力データ１１２として入力される。オフ
セット制御部より発生したオフセット信号１１５に基づ
いてデータ補正量を計算し、複素補正データ１１４とし
て複素乗算器１１０へ入力され複素入力データ１１２と
複素乗算が行われる。得られた結果は複素出力データ１
１３として出力される。複素データ出力は等化回路２６
へ渡され後段の処理が行われる。
データ補正部の構成を示すブロック図である。ＦＦＴ処
理出力は複素入力データ１１２として入力される。オフ
セット制御部より発生したオフセット信号１１５に基づ
いてデータ補正量を計算し、複素補正データ１１４とし
て複素乗算器１１０へ入力され複素入力データ１１２と
複素乗算が行われる。得られた結果は複素出力データ１
１３として出力される。複素データ出力は等化回路２６
へ渡され後段の処理が行われる。
【００８６】
【発明の効果】以上、説明したように本発明によれば、
複雑なマルチパス環境であっても、チャンネル問干渉、
シンボル間干渉を生じることなく、良好なデータの受信
が可能である。移動受信時においても良好なデータの再
生が可能となり、高品質の映像，音声，データの再生が
可能である。
複雑なマルチパス環境であっても、チャンネル問干渉、
シンボル間干渉を生じることなく、良好なデータの受信
が可能である。移動受信時においても良好なデータの再
生が可能となり、高品質の映像，音声，データの再生が
可能である。
【００８７】また本発明によれば、前ゴーストがあるよ
うな複雑なマルチパス環境であっても、チャンネル間干
渉、シンボル間干渉を生じることなく、良好なデータの
受信が可能である。
うな複雑なマルチパス環境であっても、チャンネル間干
渉、シンボル間干渉を生じることなく、良好なデータの
受信が可能である。
【００８８】移動受信時においても良好なデータの再生
が可能となり、高品質の映像、音声、データの再生が可
能である。
が可能となり、高品質の映像、音声、データの再生が可
能である。
【図１】ＯＦＤＭ方式を用いたデジタル伝送における送
信側の処理装置を示すブロック図である。
信側の処理装置を示すブロック図である。
【図２】ＯＦＤＭ方式を用いたデジタル伝送における本
発明の受信機の一実施形態を示すブロック図である。
発明の受信機の一実施形態を示すブロック図である。
【図３】本発明に係る変調方式において生成されるシン
ボルおよびガードインターバルの関係を示す図である。
ボルおよびガードインターバルの関係を示す図である。
【図４】図２における本発明の受信部のＦＦＴ処理回路
周辺の詳細な構成を示すブロック図である。
周辺の詳細な構成を示すブロック図である。
【図５】図２及び図４における本発明の受信部の判定・
誤差計算回路の−実施形態を示すブロック図である。
誤差計算回路の−実施形態を示すブロック図である。
【図６】図４に示す本発明の受信部の同期処理回路２４
におけるメモリ制御部４４の構成を示すブロック図であ
る。
におけるメモリ制御部４４の構成を示すブロック図であ
る。
【図７】本発明の他の実施の形態を含む受信側の信号処
理系統を示すブロック図である。
理系統を示すブロック図である。
【図８】本発明の他の実施の形態を含む受信側の信号処
理系統を示す詳細なブロック図である。
理系統を示す詳細なブロック図である。
【図９】他の実施の形態で具体的な信号の状態を示す図
である。
である。
【図１０】本発明の他の実施の形態のデータ補正部のブ
ロック図である。
ロック図である。
【図１１】ＯＦＤＭ方式を用いたデジタル伝送における
従来の受信器の一例の構成を示すブロック図である。
従来の受信器の一例の構成を示すブロック図である。
【図１２】ＯＦＤＭ方式における従来の伝送信号のフレ
ーム構成を示す図である。
ーム構成を示す図である。
１ データ入力端子 ２ 送信信号出力端子 ３ 受信信号入力端子 ４ 復調データ出力端子 ５ ＦＦＴ処理回路入力端子 ６ ＱＡＭデマッピングデータ出力端子 １０ 誤り訂正付加回路 １１ トレリス符号化回路 １２ ＱＡＭマッピング回路 １３ ＩＦＦＴ処理回路 １４ ガードインターバル付加回路 １５ Ｄ／Ａ変換器 １６ ローパスフィルタ １７ 周波数変換器 １８ バンドパスフィルタ ２０ バンドパスフィルタ ２１ 周波数変換器 ２２ ローパスフィルタ ２３ ＡＤ変換器 ２４ 同期処理回路 ２５ ＦＦＴ処理回路 ２６ 波形等化回路 ２７ ＱＡＭデマッピング回路 ２８ トレリス復号回路 ２９ 誤り訂正回路 ３０ 判定・誤差計算回路 ３１ ガードインターバル期間 ３２ 有効シンボル期間 ３３ １シンボル ３４ 有効シンボル ３５ ガードデータ ３６ ＦＦＴ処理期間 ３７ 送信シンボル期間 ４０ メモリ部 ４１ 直列並列変換器 ４２ 高速フーリエ変換部 ４３ 並列直列変器 ４４ メモリ制御部 ５０ ＱＡＭデマッピング回路 ５１ 判定出力信号 ５２ 誤差信号 ５３ 判定回路 ５４ 減算回路 ６０ 誤差入力信号 ６１ ２乗回路 ６２ 誤差判定回路 ６３ アドレス発生回路 ６４ アドレス信号 １００ データ補正部 １０１ オフセット制御部 １１０ 複素乗算器 １１１ 複素補正値計算部 １１２ 複素入力データ １１３ 複素出力データ １１４ 複素補正データ
Claims (5)
- 【請求項１】 互いに直交する複数の搬送波を同時に用
いてデータを伝送するデジタル通信方式による該搬送波
を受信する受信手段と、該受信手段の受信信号より所定
の周波数を選局する選局手段と、該選局手段よりの信号
を周波数変換する搬送波再生手段と、該搬送波再生手段
により得られた信号をデジタル信号に変換するアナログ
−デジタル変換器と、前記搬送波に付加されている基準
信号にもとづくタイミング再生回路と、前記アナログ−
デジタル変換器により得られたデジタル信号を直列から
並列に変換する直並列変換器と、該直並列変換器の出力
を離散フーリエ変換するＦＦＴ処理手段を備え、該ＦＦ
Ｔ処理手段の出力によって復調データを生成する直交周
波数分割多重方式の復調器において、デジタル信号列へ
の前記離散フーリエ変換処理のタイミングを変化させ得
るようにしたことを特徴とする直交周波数分割多重方式
の復調器。 - 【請求項２】 前記ＦＦＴ処理手段による離散フーリエ
変換後の再生データを用いた判定を行い、その判定結果
により決まるとるべき基準データと該再生データとから
得られる誤差が最小となるようにデジタル信号列への前
記離散フーリエ変換処理のタイミングを変える制御を行
うようにしたことを特徴とする請求項１記載の直交周波
数分割多重方式の復調器。 - 【請求項３】 前記直並列変換器の前段にメモリー部を
設け、該メモリー部を制御することにより、前記離散フ
ーリエ変換処理を行うタイミングを変えるようにしたこ
とを特徴とする請求項２記載の直交周波数分割多重方式
の復調器。 - 【請求項４】 互いに直交する複数の搬送波を同時に用
いてデータを伝送するデジタル通信方式において、受信
信号より希望の周波数を選局する選局手段と周波数を変
換する搬送波再生手段を備え、得られた信号をデジタル
信号に変換するアナログ−デジタル変換器とタイミング
再生回路を備え、得られたデジタル信号を並列に変換す
る直並列変換器を備え、直並列変換器の出力を離散フー
リエ変換によリデータを変換する変換部を備え、離散フ
ーリエ変換後の信号を用いて判定し、その判定した結果
において誤差が最小となるように離散フーリエ変換を行
うタイミング位置を制御できるタイミング制御部を備
え、このタイミング制御部にあらかじめ所定の変換位置
のオフセットを与えるためのオフセット制御部を備えた
ことを特徴とする直交周波数分割多重方式の復調器。 - 【請求項５】 前記請求項４記載の直交周波数分割多重
方式の復調器において、タイミング制御部よりあらかじ
め所定のオフセット信号が与えられ、そのオフセット量
に応じて離散フーリエ変換後の信号に所定の計算を行
い、補正ができることを特徴とする直交周波数分割多重
方式の復調器。
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