JP2010022056A - 受信装置 - Google Patents
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Abstract
【構成】所定のFFTウィンドウサイズに対応する受信信号についてFFT処理を施すことで直交周波数分割多重方式が適用された送信信号の受信を行なう受信装置であり、第1の受信信号に対して、時間的に前に受信した第2の受信信号を、該第1の受信信号に対して時間的に後の受信信号の位置にシフトして、前記所定のFFTサイズに対応する受信信号を得るシフトユニットと、該シフトユニットによるシフトにより得られた前記受信信号についてFFT処理を施すFFT処理部とを備えている。
を備え
【選択図】図1
Description
図12(a)はマルチキャリア伝送方式の説明図であり、シリアルパラレル変換部1は直列データを並列データに変換し、各ローパスフィルタ2a〜2dを介して直交変調部3a〜3dに入力する。図では4シンボルよりなる並列データに変換する。各シンボルは同相成分(In−Phase成分)及び直交成分(Quadrature成分)を含んでいる。直交変調部3a〜3dは各シンボルを図12(b)に示す周波数f1〜f4を有するサブキャリアで直交変調し、合成部4は各直交変調信号を合成し、図示しない送信部は合成信号を高周波数信号にアップコンバージョンして送信する。マルチキャリア伝送方式では、サブキャリア間の直交性を満足するために、スペクトルが重ならないように(b)に示すように周波数が配置される。
直交周波数分割多重方式では、マルチキャリア伝送のn番目のサブキャリアによって伝送される変調波帯域信号と(n+1)番目のサブキャリアによって伝送される変調波帯域信号の相関が零となるように周波数間隔が配置される。図13(a)は直交周波数分割多重方式による送信装置の構成図であり、シリアルパラレル変換部5は直列データを複数のシンボル(I+jQ,複素数)よりなる並列データに変換する。IDFT(InverseDiscrete Fourier Transform)6は各シンボルを図13(b)に示す間隔の周波数を有するサブキャリアで伝送するものとして周波数データに逆離散フーリエ変換を施して時間データに変換し、実数部、虚数部をローパスフィルタ7a,7bを通して直交変調部8に入力する。直交変調部8は入力データに直交変調を施し、図示しない送信部で変調信号を高周波数信号にアップコンバージョンして送信する。直交周波数分割多重方式によれば、図13(b)に示す周波数配置が可能となり周波数利用効率を向上することができる。
また、近年ではマルチキャリアCDMA方式(MC−CDMA)の研究が盛んに行われており、次世代の広帯域移動通信方式への適用が検討されている。MC−CDMAでは、送信データのシリアルパラレル変換および周波数領域の直交コード拡散を行うことにより、複数のサブキャリアに分割する。周波数選択性フェージングにより、周波数間隔が離れたサブキャリアは、それぞれ独立したフェージングを受ける。したがって,コード拡散したサブキャリア信号を、周波数インタリーブにより周波数軸上に分散させることにより、逆拡散した信号は周波数ダイバーシチ利得を得ることができる。
さらに,OFDMとMC−CDMAを組み合わせた,直交周波数・符号分割多元接続(OFDM/CDMA)方式の検討も行われている。これは,MC−CDMAによりサブキャリアに分割された信号を,直交周波数多重することにより周波数利用効率を高めた方式である。
CDMA(Code Division MultipleAccess)方式は、図14に示すようにビット周期Tsの送信データにチップ周期Tcの拡散コードC1〜CN、を乗算器9で乗算し、乗算結果を変調して送信する。上記の乗算により、図15に示すように2/Tsの狭帯域信号NMを2/Tcの広帯域信号DSに拡散変調して伝送することができる。Ts/Tcは拡散率であり、図の例では拡散コードの符号長Nである。このCDMA伝送方式によれば、干渉信号を1/Nに減少できる利点がある。
マルチキャリアCDMA方式の原理は、図16に示すように1つの送信データDよりN個のコピーデータを作成し、拡散コード(直交コード)を構成する各コードC1〜CNを個別に前記各コピーデータに乗算器91〜9Nで乗算し、各乗算結果DC1〜DCNを図17(a)に示す周波数f1〜fNのN個のサブキャリアでマルチキャリア伝送する。以上は1シンボルデータをマルチキャリア伝送する場合であるが、実際には後述するように、送信データをMシンボルの並列データに変換し、M個の各シンボルに図16示す処理を施し、M×N個の全乗算結果を周波数f1〜fNMのM×N個のサブキャリアを用いてマルチキャリア伝送する。又、図17(b)に示す周波数配置のサブキャリアを用いることにより直交周波数・符号分割多元接続方式が実現できる。
図18はMC−CDMAの送信側(基地局)の構成図である。データ変調部11はユーザの送信データを変調し,同相成分と直交成分を有する複素ベースバンド信号(シンボル)に変換する。時間多重部12は複数シンボルのパイロットを送信データの前に時間多重する。シリアルパラレル変換部13は入力データをMシンボルの並列データに変換し、各シンボルはそれぞれN分岐して拡散部14に入力する。拡散部14はM個の乗算部141〜14Mを備えており、各乗算部141〜14Mはそれぞれ直交コードを構成するコード(符号)C1,C2,..CNを個別に分岐シンボルに乗算して出力する。この結果、N×M個のサブキャリアでマルチキャリア伝送するためのサブキャリア信号S1〜SMNが拡散部14より出力する。すなわち、拡散部14は直交コードを各パラレル系列毎のシンボルに乗算することにより周波数方向に拡散する。拡散において使用する直交コードとしてユーザ毎に異なるコード(ウォルシュコード)C1,C2,..CNが示されているが、実際には局識別コード(ゴールドコード)G1〜GMNが更にサブキャリア信号S1〜SMNに乗算される。
コード多重部15は以上のようにして生成されたサブキャリア信号を、同様な方法で生成された他ユーザのサブキャリア信号とコード多重する。すなわち、コード多重部15は、サブキャリア毎に該サブキャリア応じた複数ユーザのサブキャリア信号を合成して出力する。周波数インタリーブ部16は、周波数ダイバーシチ利得を得るために、コード多重されたサブキャリア信号を周波数インタリーブにより並び替えて周波数軸上に分散する。IFFT(InverseFast Fourier Transform)部17は並列入力するサブキャリア信号にIFFT(逆フーリエ変換)処理を施して時間軸上のOFDM信号(実数部信号、虚数部信号)に変換する。ガードインターバル挿入部18は、OFDM信号にガードインターバルを挿入し、直交変調部はガードインターバルが挿入されたOFDM信号に直交変調を施し、無線送信部20は無線周波数にアップコンバージョンすると共に高周波増幅してアンテナより送信する。
サブキャリアの総数は、(拡散率N)×(パラレル系列数M)である。又、伝搬路ではサブキャリア毎に異なるフェージングを受けるため、パイロットを全てのサブキャリアに時間多重し、受信側ではサブキャリア毎にフェージングの補償を行えるようにする。ここで時間多重されるパイロットは、全てのユーザがチャネル推定に使用する共通パイロットである。
図19はシリアルパラレル変換説明図であり、1フレームの送信データの前方に共通パイロットPが時間多重されている。尚、後述するように共通パイロットPはフレーム内で分散することもできる。1フレーム当たり共通パイロットがたとえば4×Mシンボル、送信データが28×Mシンボルであるとすると、シリアルパラレル変換部13より並列データとして最初の4回までパイロットのMシンボルが出力し、以後、並列データとして28回送信データのMシンボルが出力する。この結果、1フレーム期間においてパイロットを全てのサブキャリアに時間多重して4回伝送でき、受信側で該パイロットを用いてはサブキャリア毎にチャネルを推定してチャネル補償(フェージング補償)が可能となる。
図20はガードインターバル挿入説明図である。ガードインターバル挿入とは、M×N個のサブキャリアサンプル(=1OFDMシンボル)に応じたIFFT出力信号を1単位とするとき、その先頭部に末尾部分をコピーすることである。ガードインターバルGIを挿入することによりマルチパスによる符号間干渉の影響を無くすことが可能になる。
図21はMC−CDMAの受信側の構成図である。無線受信部21は受信したマルチキャリア信号に周波数変換処理を施し、直交復調部は受信信号に直交復調処理を施す。タイミング同期・ガードインターバル除去部23は、受信信号のタイミング同期を取った後、該受信信号よりガードインターバルGIを除去してFFT(Fast Fourier Transform)部24に入力する。FFT部24はFFTウインドウタイミングでFFT演算処理を行って時間領域の信号をN×M個のサブキャリア信号(サブキャリアサンプル)に変換し、周波数デインタリーブ部25は送信側と逆の並び替えを行い、サブキャリアの周波数順に並べて出力する。
チャネル補償部26はデインタリーブ後、送信側で時間多重されたパイロットを用いてサブキャリア毎にチャネル推定を行い、フェージングの補償を行う。図では1つのサブキャリアについてのみチャネル推定部26a1が示されているが、サブキャリア毎にこのチャネル推定部が設けられている。すなわち、チャネル推定部26a1は、パイロット信号を用いてフェージングによる位相の影響exp(jφ)を推定し、乗算器26b1は送信シンボルのサブキャリア信号にexp(−jφ)を乗算してフェージングを補償する。
逆拡散部27はM個の乗算部271〜27Mを備えており、乗算部271はユーザに割り当てられた直交コード(ウォルシュコード)を構成する各コードC1,C2,...CNを個別にN個のサブキャリアに乗算して出力し、他の乗算部も同様の演算処理を行う。この結果、フェージング補償された信号は、各ユーザに割り当てられた拡散コードにより逆拡散され、この逆拡散によりコード多重された信号の中から所望ユーザの信号が抽出される。尚、実際には、ウォルシュコードが乗算される前に局識別コード(ゴールドコード)が乗算される。
合成部281〜28Mはそれぞれ乗算部271〜27Mから出力するN個の乗算結果を加算してM個のシンボルよりなる並列データを作成し、パラレルシリアル変換部29は該並列データを直列データに変換し、データ復調部30は送信データを復調する。
図22はチャネル推定部の動作説明図であり、32OFDMシンボルで構成された1フレーム中に4つのパイロットシンボル(4OFDMパイロットシンボル)が分散して多重されている。1つのパイロットシンボルはサブキャリア数(M×N個、例えば1024個)のサブキャリアサンプルで構成されているから、受信側でパイロット受信タイミングにおいてFFT出力を監視することによりサブキャリア毎のチャネル(振幅特性、位相特性)の推定が可能になる。すなわち、チャネル推定は、図22のPG1で示すように周波数方向における8個のサブキャリアサンプルを時間方向に4つ集めてトータル32サブキャリアサンプルで1グループを構成し、該グループにおけるFFT出力の平均値を中央のサブキャリアのチャネル値(受信パイロット信号の振幅、位相)とし、このチャネル値と既知のチャネル値(既知パイロット信号の振幅、位相)とを比較して該サブキャリアのチャネルを推定する。又、次のサブキャリアのチャネル推定値は、PG2で示すように周波数方向に1サブキャリア分ずらした8個のサブキャリアサンプルを時間方向に4つ集めてトータル32サブキャリアサンプルで1グループを構成し、該グループPG2における平均値を用いて同様に算出する。以上のようにチャネル値を平均して求める理由は、それぞれのシンボルにノイズが乗っているため、平均することで該ノイズの影響を無くしてS/N比を向上するためである。周波数が近いサブキャリアではあれば、殆どチャネル値は同じであるから、平均しても何ら問題はない。
図23は2パス(2波)の場合のFFTウインドウタイミング説明図であり、Aは直接波、Bは遅延波(反射波)である。FFTウインドウを直接波のOFDMシンボルD1の先頭より1OFDM期間幅Waに決定すれば、このFFTウインドウ幅Waにおいて直接波のOFDMシンボルD1は、遅延波のガードインターバルGI1とD1シンボル部分とに重なるだけであるため、マルチパス遅延波によるシンボル間干渉(Inter−SymbolInterference,ISI)を受けない。しかし、FFTウインドウを遅延波のOFDMシンボルD1の先頭より1OFDM期間幅Wbに決定すれば、遅延波のD1シンボル部分と直接波のD2シンボルのガードインターバルGI2が重なりシンボル間干渉ISIを受ける。FFTウインドウはシンボル間干渉ISIを受けないように決定すべきであり、最大遅延波がガードインターバル期間以上遅延しなければFFTウインドウを図23のWaとなるように決定すればシンボル間干渉ISIを受けない。
ところで、関数f(t)のフーリエ変換をF[f(t)]と表現すれば、時間遅れ関数f(t−t0)のフーリエ変換はexp(−2πjft0)F[f(t)]となる。exp(−2πjft0)=cos2πft0−jsin2πft0を考慮すると、時間遅れ関数f(t−t0)のフーリエ変換は、周波数の変化に応じて回転する。例えば、図24(a)に示すように時刻t=0におけるインパルスδ(t)のフーリエ変換は任意の周波数で1(=一定)となるが、δ(t−t0)のフーリエ変換は図24(b)に示すようにI−jQ複素平面への投影が単位円になるように周波数に応じて回転する。
以上より、図25に示すように直接波の受信電力が大きく、遅延波の受信電力が小さい場合、直接波のOFDMシンボルを基準にしてFFTウインドウを決定してFFT演算すると、FFT変換の平均値が大きく、回転振幅が小さくなる。このように変動部分が小さいため、32個のサブキャリアサンプルを平均することにより正しいチャネル値を得ることができ、正しくチャネルを推定することができる。又、シンボル間干渉ISIを受けない。
しかし、図26に示すように直接波の受信電力が小さく、遅延波の受信電力が大きい場合、直接波のOFDMシンボルを基準にしてFFTウインドウを決定してFFT演算すると、FFT変換の平均値が小さく、回転振幅が大きくなる。このように変動部分が大きくなると、32個のサブキャリアサンプルを平均することにより得られるチャネル値に誤差が含まれ、正しくチャネルを推定することができなくなる。
本発明の別の目的は、遅延波の受信電力が直接波の受信電力より大きい場合であっても、シンボル間干渉ISIを受けないようにし、かつ、チャネル推定を正しく行えるようにすることである。
図1(a)に示すように、直接波Aの受信電力が小さく、遅延波Bの受信電力が大きい場合、直接波のOFDMシンボルD0を基準にしてFFTウインドウWaを決定するとシンボル間干渉ISIはないが、図1(b)に示すようにFFT変換の平均値が小さく、回転振幅が大きくなり、チャネル推定を正しく行えなくなる。一方、遅延波のOFDMシンボルD0を基準にしてFFTウインドウWbを決定すると図1(c)に示すようにFFT変換の平均値が大きく、回転振幅が小さくなるが、シンボル間干渉ISIが発生する。
そこで、本発明では、直接波のOFDMシンボルD0の先頭(時刻Ta)を基準にして入力データ列より1OFDMシンボルを取り込み、遅延波のOFDMシンボルD0の先頭(時刻Tb)をFFT演算開始位置とする。具体的には、時刻Ta〜Tb間のデータを後にシフトしてFFT演算を実行する。すなわち、図1(d)に示すように、Ta〜Tb間の直接波部分D01及び遅延波部分GI0′を最後尾にシフトし、シフト後の1OFDMシンボルに対して先頭よりFFT演算を実行する。最後尾にシフトしてもデータの連続性は維持されるから何ら問題は生じない。以上のようにすれば、シンボル間干渉ISIをなくせ、かつ、FFT変換の平均値を大きく、回転振幅を小さくでき、チャネル推定を正しく行うことができるようになる。
以上では、遅延波の受信電力が大きいとした場合であるが、直接波の受信電力が大きい場合もある。このため、上記時刻Tbは受信電力が最大となる波(直接波または遅延波)のOFDMシンボルの先頭時刻であり、この先頭時刻はチャネル推定値をIFFTして得られる遅延プロファイルより決定することができる。
又、前述のようにシフトしてFFT演算を行うには、時刻Taのタイミングで入力データ列より1OFDMシンボルを取り込んでバッファに記憶し、時刻Tbに応じたバッファ記憶位置から順にデータを読み出してFFT演算部に入力し、バッファの最後まで読み出せば、以後、バッファの先頭から時刻Tbに応じたバッファ記憶位置まで読み出してFFT演算部に入力することにより行う。
(B)OFDM受信装置
(a)全体の構成
図2は本発明のOFDM受信装置の要部構成図、図3はOFDM受信装置の一部詳細図である。タイミング同期/OFDMシンボル取り出し部51は、直接波のOFDMシンボルの先頭タイミングTa(図1参照)を検出し、該タイミングに基づいてガードインターバルを含まない1OFDMシンボルを取り出して出力する。このタイミング同期/OFDMシンボル取出部51は図21におけるタイミング同期/ガードインターバル除去部23に相当する部分である。
FFT演算位置シフト部52は、後述する遅延ブロファイルに基づいて受信電力が最大となる波の直接波からの遅延時間(Tb−Ta)(実際にはFFTウインドウ開始タイミングからの遅延時間)を決定し、タイミング同期/OFDMシンボル取出部51で取り出したOFDMシンボルに対するFFT演算開始位置を(Tb−Ta)分ずらすと共に、先頭の(Tb−Ta)部分を最後尾にシフトする。
FFT演算部53はFFT演算位置シフト部52から入力するOFDMシンボルデータ(時間領域の信号)にFFT演算処理を施し、サブキャリア数Nの信号SC0〜SCN−1(周波数領域の信号)に変換する。チャネル推定部54は図22で説明した方法によりサブキャリア毎にチャネルを推定し、チャネル推定値C0〜CN−1を出力する。チャネル補償部55の乗算部550〜55N−1はそれぞれ、サブキャリア毎のチャネル推定値C0〜CN−1をFFT演算部53から出力するN個のサブキャリア信号SC0〜SCN−1に乗算してチャネル補償(フェージング補償)を施し、これらチャネル補償されたN個のサブキャリア信号を図示しない後段の逆拡散部に入力する。
IFFT演算部56はチャネル推定部54から出力するサブキャリア数Nのチャネル推定値C0〜CN−1にIFFT(InverseFast Fourier Transform)演算を施し、図4(a)に示す1シンボル期間当たりN個のサンプルからなる遅延プロファイルを出力する。各サンプルは直接波、遅延波の各波の強さを示し、FFTウインドウ位置(=0)から最大遅延時間Mを越える遅延プロファイルの各サンプル値は設定レベル以下の小さな値になる。尚、FFTウインドウタイミング(=0)より前に到来する波に応じたサンプル値は図4(b)に示すように遅延プロファイルの後尾に現れる。
(b)タイミング同期/OFDMシンボル取り出し部
タイミング同期/OFDMシンボル取り出し部51において、AD変換部51aは図示しない直交復調部から出力するベースバンド信号(複素数のI成分、Q成分)をディジタルデータに変換し、FFTウインドウタイミングリカバリ部51bは相関演算により直接波のガードインターバルの先頭位置を検出してOFDMシンボル切り出し部51cに入力する。OFDMシンボル切り出し部51cは、ガードインターバルの先頭位置よりガードインターバル期間が経過したタイミングTaで1OFDMシンボルデータを入力データ列より取り出し、FFT演算位置シフト部52に入力する。
図5はFFTウインドウタイミングリカバリ部51bの構成図、図6はFFTウインドウタイミングリカバリ部の動作説明図である。ガードインターバルGIは、図6(a)に示すようにサンプル数N個の1OFDMシンボルの先頭部にサンプル数NG個の末尾部分をコピーして作成しているから、1OFDMシンボル前の受信信号と現受信信号との相関を演算することにより図6(b)に示すようにガードインターバルGI部分で相関値が最大となり、最大となる時刻t0よりFFTウインドウタイミングを検出できる。すなわち、相関演算部61の遅延部61aは、受信信号を1OFDMシンボル(サンプル数N)分遅延し、共役複素数演算部61bは遅延部61aで遅延した受信信号の複素共役を演算し、乗算部61cは共役複素数演算部61bから出力する1OFDMシンボル前の受信信号の複素共役と現受信信号とを乗算し、乗算結果(相関値)を出力する。
シフトレジスタ62はガードインターバルのサンプル数NG分の長さを有し、最新のNG摘の乗算結果(相関値)を記憶し、加算部63はNG個の相関値を加算して出力する。ガードインターバル期間において1OFDMシンボル前の受信信号と現受信信号(I+jQ)は理想的には同じであるから、ガードインターバル期間では乗算部61cよりI2+Q2が得られる。従って、シフトレジスタに62に記憶されるガードインターバル期間の相関値の数が多くなるに従って図6(b)に示すように加算値が漸増し、ガードインターバル期間におけるNG個の全ての相関値がシフトレジスタ62に記憶されたとき加算値は最大となり、以後、シフトレジスタに62に記憶されるガードインターバル期間の相関値の数が減少してゆき加算値は漸減する。従って、加算値のピークタイミングミングを検出することにより直接波のガードインターバルGIの先頭タイミングを検出できる。しかし、マルチパス環境では加算部63の加算値は、図6(c)に示すように直接波の加算値CR1(一点鎖線)と遅延波の加算値CR2(点線)の和CRとなり、ピーク位置は直接波のピーク位置からΔt分ずれる。
ピークタイミング検出部64は加算値のピーク位置を検出し、該ピーク位置t0をガードインターバルの先頭位置としてOFDMシンボル切り出し部51cに入力する。
OFDMシンボル切り出し部51cは、ガードインターバルの先頭位置よりガードインターバル期間が経過してから1OFDMシンボルデータを入力データ列より取り出し、FFT演算位置シフト部52に入力する。
(c)FFT演算位置シフト部
バッファメモリ52aはOFDMシンボル切り出し部51cから入力する1OFDMシンボル分のN個のサンプルを記憶する。シフトタイミング検出部52bはIFFT演算部56から入力する遅延プロファイルより受信電力が最大となる波の直接波(FFTウインドウ位置)からの遅れ時間をサンプル数で換算したシフト量S(図4参照)として求める。タイミングシフト部52cは、タイミング同期/OFDMシンボル取出部51で取り出したOFDMシンボルに対するFFT演算開始位置を上記Sサンプル分ずらすと共に、OFDMシンボルの先頭Sサンプル分を最後尾にシフトする。具体的には、タイミングシフト部52cはバッファメモリ52aのj番目に読み出すデータのアドレスiを次式
により求め、このアドレスiよりデータを読み出してFFT演算部53に入力する。ただし、バッファメモリ52aにはOFDMシンボル長と同じN個の複素データxiが蓄えられ、i=0,…,(N−1)であり、S=シフト量である。又、modはモジュロ演算を現し、(j+S)をNで割った時の余りに相当する。
すなわち、タイミングシフト部52cはバッファメモリ52aからの読み出し時、jを0から(N−1)まで変化させながら、式(1)で計算したアドレスiのサンプルデータxiを順次読み出す。これにより、Sサンプル分シフトさせたサンプルデータをFFT演算部53に入力し、かつ、先頭Sサンプル分のデータを最後尾にシフトすることができる。
(d)動作
以上より、タイミング同期/OFDMシンボル取り出し部51は、FFTウインドウタイミング、理想的には直接波のOFDMシンボルの先頭時刻を基準にして、入力データ列よりNサンプルで構成された1OFDMシンボルを取り出してFFT演算位置シフト部52に入力する。このOFDMシンボルを用いてFFT演算することによりシンボル間干渉ISIの発生を防止できる。
FFT演算位置シフト部52は、入力されたNサンプル分の1OFDMシンボルデータをバッファメモリ52aに格納すると共に、IFFT演算部56から入力する遅延プロファイルに基づいてFFTウインドウタイミングから受信電力最大の波までの遅延時間をサンプル数で換算したシフト量Sを求め、(1)式が示すバッファメモリ52aのアドレスiから順次サンプルデータを読み出してFFT演算部53に入力する。FFT演算部53はFFT演算位置シフト部52から入力するSサンプル分シフトしたOFDMシンボルデータにFFT演算処理を施し、サブキャリア数Nの信号SC0〜SCN−1を出力する。Sサンプル分シフトさせることにより、FFT変換の回転変動分を小さくできる。
チャネル推定部54はサブキャリア毎にチャネルを推定し、チャネル補償部55はサブキャリア毎のチャネル推定値C0〜CN−1をFFT演算部53から出力するN個のサブキャリア信号SC0〜SCN−1に乗算してチャネル補償を施す。又、IFFT演算部56はチャネル推定部54から出力するサブキャリア数Nのチャネル推定値C0〜CN−1にIFFT演算を施し、遅延プロファイルを出力する。
以後、上記動作をOFDMシンボル毎に行うことにより、シンボル間干渉ISIの発生を防止でき、且つ、FFT出力の回転変動部の振幅を小さくでき、正確にチャネルを推定することが可能になる。
(C)シフトタイミング検出部の実施例
図7はFFT演算位置シフト部52におけるシフトタイミング検出部52bの各種実施例説明図である。尚、以下の説明において、sは求めるシフト量、Nはサブキャリア数、ciはi番目のサブキャリアのチャネル推定値(複素数値)、piはチャネル推定値ciをIFFTして得られる遅延プロファイル(複素数値)であり、i=0,…,(N−1)である。
(a)最大電力に基づいた算出法
図7(a)は電力|pi|2を最大にするiをシフト量sとする実施例である。
電力計算部71は遅延プロファイルの各サンプル値piの電力|pi|2を計算し、最大電力検出部72はN個のサンプルpi(i=0,…,(N−1))の電力のうち最大電力psを検出し、シフト量決定部73は該最大電力psを示すサンプル位置sをシフト量として決定する。すなわち、任意のpiに対して|ps|2≧|pi|2となるシフト量sを求める。
(b)電力重み付けに基づいた算出法
図7(b)は電力|pi|2で重み付け平均したiをシフト量とする実施例であり、次式
で求まるsをシフト量とする。すなわち、電力計算部71は遅延プロファイルの各サンプル値piの電力|pi|2を計算し、第1演算部74aは(2)式の分子P1を算出する。分子P1は電力|pi|2で重み付けしたiの合計値である。又、第2演算部74bは(2)式の分母P2、すなわち電力の総和を演算し、シフト量決定部75はP1/P2により電力|pi|2で重み付けしたiの重み付け平均を演算し、得られた平均値をシフト量sとして出力する。ただし、このままではsは実数となるので、シフト量決定部75は四捨五入や切捨てなどにより整数に丸める。
(c)振幅重み付けに基づいた算出法
図7(c)は振幅|pi|で重み付け平均したiをシフト量とする実施例であり、次式
で求まるsをシフト量とする。すなわち、絶対値化部76は遅延プロファイルの各サンプル値piの振幅|pi|を計算し、第1演算部77aは(3)式の分子A1を算出する。分子A1は振幅|pi|で重み付けしたiの合計値である。又、第2演算部77bは(3)式の分母A2、すなわち振幅の総和を演算し、シフト量決定部78はA1/A2により振幅|pi|で重み付けしたiの重み付け平均を演算し、得られた平均値をシフト量sとして出力する。ただし、このままではsは実数となるので、シフト量決定部78は四捨五入や切捨てなどにより整数に丸める。
(d)重み付け関数を用いた重み付け平均に基づいた算出法
図7(d)はpiを引数とする重み付け関数f()で重み付け平均したiをシフト量とする実施例であり、次式
で求まるsをシフト量とする。すなわち、重み付け関数算出部79は重み付け関数値f(pi)を算出し、第1演算部80aは(4)式の分子F1を算出する。分子F1は重み付け関数値f(pi)で重み付けしたiの合計値である。又、第2演算部80bは(4)式の分母F2、すなわち重み付け関数値f(pi)の総和を演算し、シフト量決定部81はF1/F2により重み付け関数値f(pi)で重み付けしたiの重み付け平均を演算し、得られた平均値をシフト量sとして出力する。ただし、このままではsは実数となるので、シフト量決定部81は四捨五入や切捨てなどにより整数に丸める。
この一般化した方式は、以下の(5),(6)式のように重み付け関数f()を定めると上記(a)の最大電力に基づいた算出法と同じになる。
f(pi)=1 (i=sのとき) (5)
f(pi)=0 (i≠sのとき) (6)
また、以下の(7)式のように重み付け関数f()を定めると上記(b)の電力重み付けに基づいた算出法と同じになる。
f(pi)=|pi|2 (7)
更に、以下の(8)式のように重み付け関数f()を定めると上記(c)の振幅重み付けに基づいた算出法と同じになる。
f(pi)=|pi| (8)
(e)足きりによるシフト量の算出法
遅延プロファイル(複素数値)piは足切りをしてからシフト量の検出に使用する。このようにすれば雑音を除去でき、シフト量の計算精度を向上できる。図8は足きり部91を備えたシフトタイミング検出部の構成図であり、図7(a)〜(d)のいずれかのシフトタイミング検出部92の前段に足きり部91を設けた構成になっている。足きり部91は適当なしきい値Tを決め、Tよりも小さければqi=0、大きければqi=piとする。すなわち、
qi=pi (|pi|2≧Tのとき) (9)
qi=0 (|pi|2<Tのとき) (10)
にしたがってqiを決定し、シフトタイミング検出部92はこのqiを用いて上記(a)〜(d)と同じ操作をしてシフト量sを求める。
足切りレベルTの決定法は各種考えられるが、例として、次式
に従って、|pi|2の平均値の4倍を足切りレベルTとする。あるいは、次式
T=|Pmax|2/4 (|Pmax|2はpiの最大値) (12)
にしたがって、|pi|2の最大値の4分の1を足切りレベルTとする。図9は図8の構成に加えて足きりレベル決定部93を備えたシフトタイミング検出部の構成図であり、足きりレベル決定部93は(11)または(12)式に従って足切りレベルTを決定して足きり部91に入力する。足きり部91はしきい値Tよりも小さければqi=0、大きければqi=piとし、シフトタイミング検出部92はこのqiを用いて上記(a)〜(d)と同じ操作をしてシフト量sを求める。
(f)足きりの変形例
足切り方式における(9),(10)式を以下のように、
qi=1 (|pi|2≧Tのとき) (13)
qi=0 (|pi|2<Tのとき) (14)
変形し、得られたqiを用いて次式
に従ってシフト量sを求める。このように変形して足切りすると、マルチパスの単純な平均遅延時間(シフト量)が求まる。例えば2パスの場合において、それぞれの遅延プロファイルのタイミングをt1とt2とすると、変形方式によればパスの大小関係に関わらず、2パスの丁度まん中のタイミング(t1+t2)/2がパスの平均遅延時間(シフト量s)として得られる。
(g)遅延プロファイルのシフト操作
FFTウインドウタイミングよりも前にパスが存在すると、すなわち、FFTウインドウタイミングよりも前に到来する波が存在すると、該パスに応じた遅延プロファイルは図4(b)に示すように後尾に現れる。かかる場合、正しい位置に遅延プロファイルが存在しないため、正確にシフト量を検出することができなくなる。図10に従って説明する。例えば図10(a)に示すような2パスのとき、FFTウインドウタイミングの開始タイミングWrが2つのパスA,Bのちょうど中間に有った場合、パスA,Bの遅延プロファイルPA,PBは図10(b)の実線位置に現れる。このため、重み付けによりシフト量sを求めるとsは図10(b)の様に遅延プロファイル範囲の中央付近になる。所望のシフト量sは0付近なので、これは好ましくない。そこで、図10(c)に示すように、予めspだけパスA,Bの遅延プロファイルPA,PBをシフトさせてPA′,PB′としてからsを求め、その後で、s=s−spとして元に戻すことで正確なシフト量sを求める。
図11は遅延プロファイルをシフトする手段を備えたシフトタイミング検出部の構成図である。遅延プロファイルシフト部95は遅延プロファイルpi(i=0,…,(N−1))をspだけ次式
qi=pk
但し、k=(i+sp)mod N (i=0,……,(N-1)) (16)
によりシフトしてqiとし、しかる後、図7(a)〜(d)及び図8〜図9のいずれかのシフトタイミング検出部92は、このqiを用いて仮のシフト量sを求める。仮のシフト量sが求まった後、シフト量補正部96は次式
s=s−sp (17)
によりシフト量sからspを減じて本来のsを算出して出力する。シフト量spは遅延プロファイルの広がり(最大遅延時間)よりも十分に大きければよいので、カードインターバル長の2倍程度でよいと思われる。
以上本発明によれば、シンボル間干渉ISIをなくせ、かつ、FFT変換の平均値を大きく、回転振幅を小さくでき、チャネル推定を正しく行うことができる。
B 遅延波(第1の受信信号)
Claims (2)
- 所定のFFTウィンドウサイズに対応する受信信号についてFFT処理を施すことで直交周波数分割多重方式が適用された送信信号の受信を行なう受信装置において、
第1の受信信号に対して、時間的に前に受信した第2の受信信号を、該第1の受信信号に対して時間的に後の受信信号の位置にシフトして、前記所定のFFTサイズに対応する受信信号を得るシフトユニットと、
該シフトユニットによるシフトにより得られた前記受信信号についてFFT処理を施すFFT処理部と、
を備えたことを特徴とする受信装置。 - 前記第1の受信信号は、ガードインターバルを除く、遅延波の先頭タイミングから、該遅延波の先行波の次のシンボルのガードインターバルが開始するタイミング前の時間幅に収まる受信信号である、
ことを特徴とする請求項1記載の受信装置。
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2009243072A JP4640870B2 (ja) | 2009-10-22 | 2009-10-22 | 受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2003535380A Division JP4640754B2 (ja) | 2001-09-28 | 2001-09-28 | Ofdm受信方法及びofdm受信装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
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JP2010022056A true JP2010022056A (ja) | 2010-01-28 |
JP4640870B2 JP4640870B2 (ja) | 2011-03-02 |
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Country Status (1)
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JP (1) | JP4640870B2 (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPWO2003032541A1 (ja) * | 2001-09-28 | 2005-01-27 | 富士通株式会社 | Ofdm受信方法及びofdm受信装置 |
WO2013035146A1 (ja) * | 2011-09-05 | 2013-03-14 | 三菱電機株式会社 | 受信装置および受信方法 |
US10723851B2 (en) | 2015-09-18 | 2020-07-28 | Dow Global Technologies Llc | High performance anti-dripping agent used in greenhouse film |
Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH1075229A (ja) * | 1996-05-20 | 1998-03-17 | Sharp Corp | 直交周波数分割多重方式の復調器 |
JPH10224319A (ja) * | 1997-01-31 | 1998-08-21 | Jisedai Digital Television Hoso Syst Kenkyusho:Kk | Dft回路とofdm同期復調装置 |
JP2000022657A (ja) * | 1998-07-06 | 2000-01-21 | Jisedai Digital Television Hoso System Kenkyusho:Kk | 直交周波数分割多重方式受信装置 |
JP2000115087A (ja) * | 1998-09-30 | 2000-04-21 | Jisedai Digital Television Hoso System Kenkyusho:Kk | 遅延プロファイル測定装置 |
JP2003535380A (ja) * | 1998-11-16 | 2003-11-25 | インフィネオン・テクノロジーズ・アーゲー | メモリ要求の再順序付けによりバス稼働率を向上させるメモリコントローラ |
-
2009
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Patent Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH1075229A (ja) * | 1996-05-20 | 1998-03-17 | Sharp Corp | 直交周波数分割多重方式の復調器 |
JPH10224319A (ja) * | 1997-01-31 | 1998-08-21 | Jisedai Digital Television Hoso Syst Kenkyusho:Kk | Dft回路とofdm同期復調装置 |
JP2000022657A (ja) * | 1998-07-06 | 2000-01-21 | Jisedai Digital Television Hoso System Kenkyusho:Kk | 直交周波数分割多重方式受信装置 |
JP2000115087A (ja) * | 1998-09-30 | 2000-04-21 | Jisedai Digital Television Hoso System Kenkyusho:Kk | 遅延プロファイル測定装置 |
JP2003535380A (ja) * | 1998-11-16 | 2003-11-25 | インフィネオン・テクノロジーズ・アーゲー | メモリ要求の再順序付けによりバス稼働率を向上させるメモリコントローラ |
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPWO2003032541A1 (ja) * | 2001-09-28 | 2005-01-27 | 富士通株式会社 | Ofdm受信方法及びofdm受信装置 |
JP4640754B2 (ja) * | 2001-09-28 | 2011-03-02 | 富士通株式会社 | Ofdm受信方法及びofdm受信装置 |
WO2013035146A1 (ja) * | 2011-09-05 | 2013-03-14 | 三菱電機株式会社 | 受信装置および受信方法 |
US9014285B2 (en) | 2011-09-05 | 2015-04-21 | Mitsubishi Electric Corporation | Receiving apparatus and receiving method |
US10723851B2 (en) | 2015-09-18 | 2020-07-28 | Dow Global Technologies Llc | High performance anti-dripping agent used in greenhouse film |
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JP4640870B2 (ja) | 2011-03-02 |
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