JP4762708B2

JP4762708B2 - シンボルタイミング推定方法、シンボルタイミング推定装置及びプログラム

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Publication number: JP4762708B2
Application number: JP2005361970A
Authority: JP
Inventors: アデンアワッドヤシン
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2004-12-16
Filing date: 2005-12-15
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Description

本発明は例えば直交周波数分割多重システムのような通信システムでのシンボルタイミング推定に関する。

直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）はマルチパス環境での高ビットレート無線アプリケーションに使用するように提案されている。ＯＦＤＭは高度に複雑な受信機でなくともそのようなアプリケーションに適用可能にする。ＯＦＤＭは無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）、ディジタル映像ブロードキャスティング（ＤＶＢ）及びブロードバンド無線アクセス（ＢＷＡ）スタンダードで必要とされ、いくつかの４Ｇ無線技術についての重要な候補である。

ＯＦＤＭはマルチキャリアブロック伝送システムである。Ｎシンボルのブロックが共にグループ化され、並列的に送信される。ブロック中の送信されたデータシンボルの間では一切干渉はない。送信機ではデータシンボルの逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を用いてマルチキャリア信号のサンプルを得ることができる。そのデータシンボルを得るために受信機で高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を使用することができる。Ｎ個の送信機やフィルタ等は必要とされない。

ＯＦＤＭの人気は送信機及び受信機でそれぞれＩＦＦＴ／ＦＦＴを利用することに由来し、それらは効率的な実現性をもたらす。

図１（Ａ）はＯＦＤＭシステムの送信機から送信される信号の例を示す。送信される信号は連続的な時間領域信号ＯＳ１，ＯＳ２及びＯＳ３から構成される。マルチパス環境では、送信された信号は受信機に達する前にいくつもの障害物で反射し、遅延した複数の同一信号が受信機に到着する結果となる。図１（Ｂ）に示されるようにこの遅延スプレッドはシンボル間干渉（ＩＳＩ）として知られる送信信号の歪を引き起こす。

このシンボル間干渉を防ぐために、送信信号の中で連続するシンボルの間にガードインターバルを挿入することが提案されている。ＩＳＩ問題を緩和するためにガードインターバルにゼロを挿入することが可能であるが、マルチパスチャネルが含まれる場合にはキャリアの直交性が失われてしまう。そこで直交性を取り戻するために図２に示されるようにガードインターバルにサイクリックプレフィックス（ＣＰ）又はサイクリックプレフィックス延長（ＣＰＥ）を含めることが提案されている。

図２に示されるように当初のＯＦＤＭシンボルＯＳはＮ個のシンボルサンプルより成り、有効シンボル期間Ｔｕを有する。このシンボルの最後のＬ個のシンボルサンプルが、このシンボルの始めのガードインターバルに複製される。このように各シンボルについて同じ系列のＬ個のシンボルサンプルがガードインターバルの当初に表れ、その最初の出現の後にシンボルの末尾に再びＬ個のシンボルサンプルが表れる。例えばＴｕは１３．０５μｓであり、Ｎは１０２４であり、Ｌは２００でもよく、ガードインターバルは２．５５μｓになる。

図３にはマルチパス環境でのサイクリックプレフィックス延長の挿入効果が示されている。図３に示されるように２つの連続的なシンボルＯＳ１及びＯＳ２（それぞれＣＰＥを有する）を有する信号が送信機から送信される。図３は送信信号の４つの個々のバージョンが様々な遅延と共に受信機に到着する様子を示す。ＣＰＥが最大のチャネル遅延プロファイルより長いとすると、シンボル間干渉を効果的に防ぐことができる。ＣＰＥの効果は直線的な畳み込みチャネルを巡回的な（円形的な）畳み込みチャネルに変換することであり、受信機における直交性を取り戻せる。しかしながらエネルギはサイクリックプレフィックスサンプルにて浪費される。

図４はシンボル間干渉を減らすためにサイクリックプレフィックス拡張を利用するＯＦＤＭシステム例を示す。システムは送信機１、受信機２及びマルチパス無線チャネル３より成り、マルチパス無線チャネルは送信機１を受信機２に接続する。

送信機１では送信されるデータ１０は例えば１／２や３／４のような符号化率を使用するターボ符号器のような符号化ブロック１２で符号化され、そして符号化された送信データは変調器１４で例えば直交位相シフトキーイングＱＰＳＫのような所定の変調がなされ、一連のデータシンボルＤＳが得られる。パイロットシンボル挿入部１６はデータシンボルＤＳと共に受信機に送信されるパイロットシンボルを時々生成する。マルチプレクサ１８はデータシンボルＤＳ及びパイロットシンボルＰＳを受信し、スペクトルを変調するために使用される１つのシンボルストリームにそれらを合成する。この１つのシンボルストリームは直並列変換部２０で直列−並列変換され、結果の並列的なデータブロックはＩＦＦＴ部２２で逆高速フーリエ変換される。ＩＦＦＴ部２２の出力は一連の時間領域シンボルＴＤＳを構成する。

更に、時間領域シンボルＴＤＳの各々はＣＰＥ挿入部２４によりシンボルの先頭に挿入されたサイクリックプレフィックス拡張部を有する。各自のＣＰＥを有する時間領域シンボルは、ディジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）２６によりアナログ信号に変換され、ＲＦ部２７で無線周波数（ＲＦ）信号にアップコンバートされる。ＲＦ信号はチャネル３を通じて受信機に伝送される。

受信機２では、送信機から送信されたＲＦ信号はＲＦ部２８でベースバンド信号にダウンコンバートされる。ベースバンドアナログ信号はアナログディジタル変換器（ＡＤＣ）３０により対応するディジタル信号に変換される。このディジタル信号は連続的な時間領域シンボルＴＤＳより成る。これらの時間領域シンボルＴＤＳはＣＰＥ除去部３４とシンボルタイミング及び周波数の同期部３６とに供給される。シンボルタイミング及び周波数同期部３６は、時間領域シンボルＴＤＳ各々についてシンボルタイミングポイントＳＴＰを判別し、このシンボルタイミングポイントＳＴＰをＣＰＥ除去部３４に与える。そしてＣＰＥ除去部３４は各ＴＤＳからそのＣＰＥを除去する。ＣＰＥの除去された一連の時間領域シンボルＴＤＳはその後にシンボルにＦＦＴ処理を施すＦＦＴブロック３８に適用され、ＴＤＳからオリジナルのデータシンボルＤＳ及びパイロットシンボルＰＳを導出する。

これらのデータシンボル及びパイロットシンボルは並列−直列変換部４０で並列−直列変換される。その後にデータシンボルＤＳはデマルチプレクサ４２によりパイロットシンボルＰＳから分離される。パイロットシンボルＰＳはチャネル推定部４４に与えられ、チャネル推定部はパイロットシンボルに基づいてチャネル推定を実行する。チャネル推定部４４により得られたチャネル推定値ＣＥは復調器４６に与えられ、復調器はデータシンボルＤＳも受信する。復調器４６は、データシンボルＤＳを復調し、そして復調されたシンボルをデコード部４８に与え、デコード部は復調シンボルを復号し、受信機からの出力である再構成されたデータ５０を生成する。

図５は図４の受信機におけるシンボルタイミング及び周波数同期部３６の従来の実現例を示す。この実現例では受信した時間領域シンボルＴＤＳの連続的なシンボルサンプルｒ_ｋが入力Ｉに印加される。サンプルｒ_ｋは複素乗算部３６２の第1入力に適用される。サンプルｒ_ｋは遅延部３６４の入力にも印加され、遅延部はサンプルをＮサンプルだけ遅延させ、遅延したサンプルのストリームｒ_ｋ＋Ｎを生成する。ここで、上述したようにＮはＣＰＥ挿入前のＯＦＤＭシンボル当たりのサンプル数である。遅延させられたサンプルｒ_ｋ＋Ｎは複素共役サンプルｒ^＊ _ｋ＋Ｎを作成するために共役部３６６で複素共役がとられ、複素共役サンプルは複素乗算部３６２の入力に更に印加される。乗算部３６２の出力ｒ_ｋｒ^＊ _ｋ＋Ｎは移動加算部３６８の入力に印加され、移動加算部は乗算器３６２の出力のＬサンプルの移動和(moving sum)を生成する。ここで、上述したようにＬはＣＰＥ中のサンプル数である。この移動和γ（ｄ）は相関関数であり、この相関関数はサンプルｄから始まってサンプルｄ＋Ｌ−１で終わるＬサンプルの第１列とサンプルｄ＋Ｎから始まってサンプルｄ＋Ｎ＋Ｌ−１で終わるＬサンプルの第２列との自己相関を表す。ここで、ｄはサンプルインデックスである。言い換えれば、

である。この相関関数γ（ｄ）は、Ｌサンプルの第１列がＣＰＥに一致し且つサンプルの第２列がシンボルの末尾Ｌサンプルに一致する場合にピーク値を有する。このように相関関数γ（ｄ）のピーク値はシンボルタイミングを検出するのに使用できる。

ピーク値を信頼性高く見分けるため、相関値γ（ｄ）には規格化が施され、シンボルタイミング推定値に対して規格化された測定値Ｍ_ＣＰ（ｄ）が得られる。この規格化を実行するため、サイクリックプレフィックス部のエネルギＲ（ｄ）が次式に従って算出される。

図５では各サンプルのエネルギ｜ｒ_ｋ｜^２は第1の二乗器３７０で計算され、遅延サンプルｒ_ｋ＋Ｎ各々のエネルギ｜ｒ_ｋ＋Ｎ｜^２は第２の二乗器３７２で計算される。第1及び第２の二乗器３７０，３７２の出力は加算器３７４で加算され、サンプルエネルギの和｜ｒ_ｋ｜^２＋｜ｒ_ｋ＋Ｎ｜^２は移動加算部３７６による移動加算に委ねられる。移動加算部３６８の場合のように、移動加算はＬ個の連続的なサンプルｒ_ｋ及びＬ個の連続的な遅延サンプルｒ_ｋ＋Ｎから成る。移動加算部３７６で生成された移動和はエネルギＲ（ｄ）を生成するために乗算部３７８で半分にされる。エネルギＲ（ｄ）はその後に二乗器３８０で二乗され、結果のＲ^２（ｄ）はディバイダ３８２の一方の入力に印加される。

相関関数γ（ｄ）は別の二乗器３８４によって二乗され、結果の｜γ（ｄ）｜^２はディバイダ３８２の他方の入力に与えられる。従ってディバイダ３８２はその出力でシンボルタイミング推定値に関する規格化された測定値Ｍ_ＣＰ（ｄ）を生成し、ここで

である。シンボルタイミング推定値（図４でのＳＴＰ）は、Ｍ_ＣＰ（ｄ）がそのシンボル期間中にピーク値を有する時点であるように算出される。

規格化された測定値Ｍ_ＣＰ（ｄ）のピーク値を検出すると、トリガ回路３８６も動機付けられる（トリガが与えられる）。この時点で、相関関数γ（ｄ）が位相検出器３８８に与えられ、位相検出器は相関関数の位相角を検出する。この位相角は、周波数オフセット推定値のための測定値

を生成するために乗算器３９０によって（−２π）で除算される。ここで、

である。

シンボルタイミング推定及び周波数オフセット測定の精度はＯＦＤＭシステムのパフォーマンスにかなりの影響を与え得る。例えば周波数オフセットはサブキャリアの直交性に影響を与えることがあり、直交性の乱れはキャリア間干渉を招く。

図５の例では、マルチパス環境での第1パスの電力が最大である場合に、測定値Ｍ_ＣＰ（ｄ）が良好なタイミング推定値を与える。しかしながら遅延パスが最初の有意のパスより大きな電力を有する場合には、その測定値はシンボルタイミングについての良好な推定値を与えない。この場合、測定値Ｍ_ＣＰ（ｄ）は最強の遅延パスについてピークを有し、それをシンボルタイミング時点として設定してしまうであろう。

図６Ａ乃至６Ｄはサンプル期間におけるサンプルインデックスに対する測定値Ｍ_ＣＰ（ｄ）の変化の概略を示す。図６Ａ及び６Ｂ双方は見通し（LO: line-of-sight）状態での変化を示す。図６Ａでは１つの支配的なパスのあることが想定されている。この場合、測定値Ｍ_ＣＰ（ｄ）は１つのピークを有し、そのピークからシンボルタイミングが算出される。図６Ｂの場合には２つのパスが存在し、第1のパスが第２の（遅延した）パスより高いエネルギを有する。この場合、測定値Ｍ_ＣＰ（ｄ）は双方のパスの重ね合わせに対応する。しかしながら第1のパスは第２のパスより大きいので、測定値Ｍ_ＣＰ（ｄ）のピークは依然として適切なシンボルタイミング時点を定める。

図６Ｃ及び６Ｄは非見通し（ＮＬＯ）状態でのＭ_ＣＰ（ｄ）の変化を示す。図６Ｃでは第1のパスが第２の（遅延した）パスより小さなエネルギを有するが、第1のパスが依然として有意である。測定値Ｍ_ＣＰ（ｄ）は図６Ｂと同様に双方のパスの重ね合わせで表現される。しかしながらこの場合Ｍ_ＣＰ（ｄ）のピークは第２パスのタイミングに対応し、そのピークは不適切なシンボルタイミングをもたらす。同様な状況が図６Ｄでも適用される。この場合、第１及び第２の（遅延した）パスは同じエネルギを有し、これは測定値Ｍ_ＣＰ（ｄ）が横ばいの領域を有することを引き起こす。この横ばいの領域から信頼性高くシンボルタイミングポイントを判定することは困難である、なぜならその横ばい領域が完全に平坦にはならないようなかなりのノイズが測定値には通常存在するからである。

従って、広範なチャネル状態にわたって機能できるシンボルタイミング推定値を求める改善された方法及び装置を提供することが望まれる。特に、マルチパス環境の中で第１の有意のパスを、たとえ遅延パスがより高いエネルギを有していたとしても信頼性高く検出することが望まれる。

本発明の第１形態によれば、信号中でシンボルが連続的に伝送される通信システムで使用するシンボルタイミング推定方法が使用され、各シンボルは所定数のシンボルサンプルから構成され、一連のＬ個のシンボルサンプルは最初の出現後に反復されるＮ個のシンボルサンプルであり、Ｌ及びＮは整数であり、当該方法は：前記信号を受信し、受信した信号中のシンボルサンプルをＮ及びＬを用いて処理し、最初に現れる列と反復された列についての相関関数を求め；得られた相関関数に基づいてシンボルタイミング推定用の基準測定値を生成し；前記基準測定値の二次微分に基づいてシンボルタイミング推定用の二次微分測定値を生成し；及び前記基準及び二次微分測定値に基づいてシンボルタイミングを推定する方法である。

本発明の第２形態によれば、信号中でシンボルが連続的に伝送される通信システムで使用するシンボルタイミング推定装置が使用され、各シンボルは所定数のシンボルサンプルから構成され、一連のＬ個のシンボルサンプルは最初の出現後に反復されるＮ個のシンボルサンプルであり、Ｌ及びＮは整数であり、当該装置は：前記信号を受信し、受信した信号中のシンボルサンプルをＮ及びＬを用いて処理し、最初に現れる列と反復された列についての相関関数を求める相関手段；得られた相関関数に基づいてシンボルタイミング推定用の基準測定値を生成する基準測定値生成手段；前記基準測定値の二次微分に基づいてシンボルタイミング推定用の二次微分測定値を生成する二次微分測定値生成手段；及び前記基準及び二次微分測定値に基づいてシンボルタイミングを推定するシンボルタイミング推定手段；を有する装置である。

本発明の第３形態によれば、本発明の上記の第２形態を使用する装置を有する、通信システムで使用するための受信機が使用される。

本発明の第４形態によれば、本発明の上記の第２形態を使用する装置を有する、セルラ通信システムで使用するためのユーザ装置（移動局）が使用される。

実際には本発明を使用するシンボルタイミング推定方法は、オペレーティングプログラムを走らせる受信機中のプロセッサによって少なくとも一部が実現されるであろう。従って本発明の第５形態によれば、信号中でシンボルが連続的に伝送される通信システムの受信機のプロセッサで動作するオペレーティングプログラムが使用され、各シンボルは所定数のシンボルサンプルから構成され、一連のＬ個のシンボルサンプルは最初の出現後に反復されるＮ個のシンボルサンプルであり、Ｌ及びＮは整数であり、当該プログラムは受信機に以下のステップ：前記信号を受信し、受信した信号中のシンボルサンプルをＮ及びＬを用いて処理し、最初に現れる列と反復された列についての相関関数を求めるステップ；得られた相関関数に基づいてシンボルタイミング推定用の基準測定値を生成するステップ；前記基準測定値の二次微分に基づいてシンボルタイミング推定用の二次微分測定値を生成するステップ；及び前記基準及び二次微分測定値に基づいてシンボルタイミングを推定するステップを実行させる。

本発明を使用するそのようなオペレーティングプログラムは自ら用意していてもよいし、キャリア媒体で搬送されてもよい。キャリア媒体はディスクやＣＤＲＯＭのような記憶媒体でもよい。或いはキャリア媒体は信号のような伝送媒体でもよい。

本発明の更なる形態は、受信機で使用する制御回路をもたらすこともでき、制御回路は第５形態のステップを実行する手段を有する。

以下、添付図面を参照しながらに本発明の実施形態が説明される。

図７は本発明の好適実施例によるシンボルタイミング推定装置１３６を示す。図７では図５の従来装置で示される部分と同じ部分は、同じ参照番号で示され、更には説明されない。

図５の装置と比較して、図７の装置は第１微分ブロック３９２を更に有し、微分ブロックは規格化された相関関数γ（ｄ）を表す基準測定値Ｍ_ＣＰ（ｄ）を受信する。この第１微分ブロック３９２は第１の微分演算を実行し、基準測定値Ｍ_ＣＰ（ｄ）の第１微分に基づいて第１微分測定値M_{CP_diff1}(d)を生成する。本装置は第１微分測定値M_{CP_diff1}(d)を受信する第２微分ブロック３９４も有し、一次微分測定値について第２の微分演算を行うことで二次微分測定値M_{CP_diff2}(d)を生成する。従ってブロック３９４で生成される第２微分測定値は基準測定値M_CP(d)の二次微分に基づいている。

サンプル期間は短いので（例えば、１２．７５ｎｓ）、各サンプルとその次との間の差分を単に計算することでブロック３９２，３９４各々での微分演算が実行可能である（これは微分の充分に正確な推定値を生成する。）。しかしながらノイズは微分の推定を乱すかもしれないので、信号を平滑化するためにブロック３９２，３９４各々の出力に平均化フィルタを適用することが好ましい。シミュレーションによれば、ガードインターバル（ＣＰＥ長）が２００サンプルである場合に、ブロック３９２の出力での（即ち、一次微分後の）好ましい平均化長は４０サンプルであり、ブロック３９４の出力での（即ち、二次微分後の）好ましい平均化長は５０サンプルであることが見出されている。第１及び第２微分後の平均化長として、ＣＰＥ長の４分の１乃至２分の１の範囲内の値が実用的に使用されるかもしれない。

基準測定値、一次微分測定値及び二次微分測定値はシンボルタイミング推定ブロック３９６に供給され、そのブロックは測定値を分析してシンボルタイミングを推定する。本実施例ではブロック３９６は基準測定値M_CP(d)中の及び二次微分測定値M_{CP_diff2}(d)中のピークを探す。

信頼性を改善するためにブロック３９６もピークを分析する場合に以下の制限を適用する：
（１）シンボルタイミング推定値は基準測定値M_CP(d)のピークより遅くあるべきでない。

（２）シンボルタイミング推定値はＣＰＥ長より多い分だけ基準測定値M_CP(d)のピークより早くあるべきでない。

（３）シンボルタイミング推定値は二次微分測定値M_{CP_diff2}(d)のピークより早くあるべきでない。

本実施例ではブロック３９６が二次微分測定値M_{CP_diff2}(d)の中で何らのピークも発見しなかった場合、又はその測定値の中で制約（２）に合致する何らのピークも発見しなかった場合、ブロック３９６は基準測定値M_CP(d)中のピークをシンボルタイミング推定値として採用する。別の実施例では、二次微分測定値M_{CP_diff2}(d)の中で何らのピークも又は何らの有効なピークも発見できなかった場合に、シンボルタイミング推定値は一次微分測定値M_{CP_diff1}(d)のピークから採用されてもよい。

本発明の実施例によるシンボルタイミング推定機能の全部又は一部を実現するために実際上マイクロプロセッサ又はディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）が使用されてもよいことを当業者は理解するであろう。そのようなプロセッサは様々な機能を実行するオペレーティングプログラムに従って動作する。

図７の装置のパフォーマンスは様々なチャネル状態についてのシミュレーションによって評価された。以下の表１はシミュレーションで使用されたリンクレベルシミュレーション想定例を示す。

シミュレーションでは８０Ｈｚ及び９６０Ｈｚの遅い及び速いフェージング速度が考察された。低いフェージング速度は１７ｋｍ／ｈの速度で移動する受信機に対応し、速いフェージング速度は２０７ｋｍ／ｈの速度で移動する受信機に対応する。ブロック３９２，３９４での平均長さは上述したような４０，５０サンプルにそれぞれ設定された。

図８（Ａ）は一連の４つのシンボル期間にわたる基準測定値M_CP(d)の変化を示す。図８（Ｂ）は同じ４つのシンボル期間にわたる一次微分測定値M_{CP_diff1}(d)の変化を示す。図８（Ｃ）は４つのシンボル期間にわたる二次微分測定値M_{CP_diff1}(d)の変化を示す。図８（Ａ）乃至（Ｃ）で想定されているマルチパス状態は上述の図６Ｄのような２つの等しいパスである。

図８（Ａ）に示されるように、基準測定値M_CP(d)のピークは４つのシンボル期間の中でそれぞれt_B1，t_B２，t_B３，t_B４の時間に生じている。一次微分測定値M_{CP_diff1}(d)ではt_B1乃至t_B４のこれらのピークタイミングは図８（Ｂ）でゼロクロス点として見ることができる。これらのゼロクロス点各々の前で一次微分測定値が最大ピークを有すること及び最大ピークの前でグリッチ(glitch)又はサイドローブのあることが図８（Ｂ）から理解できる。図８（Ｃ）に示されるような二次微分測定値M_{CP_diff2}(d)が考察される場合には、シンボル期間ｉの各々で２つの別個のピークＡ_ｉ，Ｂ_ｉが確認でき、第１のピークＡ_ｉは基準測定値のピークタイミングt_Biの前にあり、第２のピークＢ_ｉは基準測定値のピークタイミングt_Biの後にある。シンボルタイミング推定ブロック３９６は２番目のピークＢ_ｉを無視する、なぜならそれは基準測定値のピーク後にあるからである（上記の制約（１））。従って、第１のピークＡ_ｉがＣＰＥ長（Ｌサンプル）より多くの分だけt_Biより先でないと仮定すれば（上記の制約（２））、第１のピークＡ_ｉは有効であると仮定され、そのタイミングt_2Diは適切なシンボルタイミング推定値として採用される。

図９乃至１４は本発明を利用する装置（ａ）と図５を参照しながら説明した従来装置（ｂ）のパフォーマンスを比較するグラフである。これらのグラフは表１に記述される仮定を用いたシミュレーションで作成された。

各グラフでは様々な信号対雑音比の値（ｄＢで表現されたビットエネルギ対雑音電力スペクトル密度の比率に関する様々な値）について（多数のサンプルで測定された）平均タイミング誤差が示される。全図に関して送信機で使用される符号化はハーフレートのターボ符号化であることが想定される。図９及び１０でのパス状態は１パスであるように想定される。図１１及び１２でのパス状態は２つの等しいパスであるように想定される。図１３及び１４でのパス状態は１２パスの指数モデルであるように想定される。更なる詳細は表１に与えられている。図９，１１，１３は低速で移動する受信機（Ｆｄ＝８０Ｈｚ）に関連し、図１０，１２，１４は高速で移動する受信機（Ｆｄ＝９６０Ｈｚ）に関連する。

様々なパス状態及び考察される受信機の様々な移動速度の全てにおいて、本発明を使用する装置（ａ）は図５の従来装置（ｂ）をかなり上回る改善されたパフォーマンスをもたらすことが理解できる。

図１５は本発明の別の好適実施例によるシンボルタイミング推定装置のブロック図である。この例は、受信機が複数のアンテナを有する場合に、例えば受信機で受信ダイバーシチがある場合に使用するように意図される。この例では図１５に示されるように別個の基準測定値M_CP1(d)乃至M_CPN(d)が各アンテナ１００_１乃至１００_Ｎについて対応する相関ブロック１１０_１乃至１１０_Ｎによって生成される。例えば相関ブロック１１０_１乃至１１０_Ｎの各々は図７に示されるブロック３６２乃至３８４を有する。別々のアンテナについての各自の基準相関値M_CP1(d)乃至M_CPN(d)は合成器１２０で合成され、合成された基準測定値M_CP(d)を生成する。例えば合成器１２０は相関ブロック１１０_１乃至１１０_Ｎで生成された各自の基準測定値を単に足し合わせてもよい。合成された基準測定値M_CP(d)は上述したようなブロック３９２，３９４により第１微分及び第２微分される。この場合に、二次微分測定値M_{CP_diff2}(d)は全てのアンテナについての１つの信頼性高いシンボルタイミング推定値を与えることができる。

複数のアンテナを備える受信機では、異なるアンテナからの基準測定値を別々に取り扱うこと、即ち各アンテナについて図７の回路を設けることも可能である。

上述の例では、送信される信号は各シンボルについてサイクリックプレフィックス拡張部を有するように仮定されている。しかしながら本発明は如何なるＯＦＤＭシステムにも有効に適用可能であり、そのＯＦＤＭシステムではシンボルが信号中で連続的に送信され、各シンボルは所定数のシンボルサンプルより成り、そのＯＦＤＭシステムでは一連のＬシンボルサンプルはその信号の中での最初の出現後に反復されたＮシンボルサンプルである。例えばサイクリックプレフィックスの代替例として、各シンボルにサイクリックポストフィックスを適用することも提案されている。この場合、サイクリックポストフィックスは、有効シンボルの末尾に現れ、有効シンボルの最初のＬサンプルのコピーである。プレフィックス及びポストフィックス双方を有する信号に本発明を適用することも可能である。如何なるサイクリックプレフィックスも又はポストフィックスも使用しないＯＦＤＭシステムに本発明を適用することも可能である。例えばあるＯＦＤＭシステムでは同じパイロットシンボルが２つの連続するシンボル期間で送信される。この場合、たとえパイロットシンボルが如何なるサイクリックプレフィックスも又はポストフィックスも有しなかったとしても、受信機は相関関数を用いてシンボルタイミングを検出できる、なぜなら同じ系列のシンボルサンプルがその最初の出現後に所定数のサンプル（１パイロットシンボルのサンプル数）で反復されるからである。

上述したように本発明の実施例はシンボルタイミングを推定するために相関関数を使用するＯＦＤＭシステムに適用可能であり、例えばＷＬＡＮ、非同期ディジタル加入者回線（ＡＤＳＬ）、マルチキャリア符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）及び新たに登場した直交周波数符号拡散分割多重化（ＯＦＣＤＭ）システムに適用可能である。そのような実施例はマルチパスチャネル状態でのＯＦＤＭシンボルタイミング同期のパフォーマンスを改善できる。

しかしながら本発明は唯一ＯＦＤＭシステムで使用することに限定されず、ＯＦＤＭを使用しない他の通信システムに適用することができる。更に言うと、本発明の実施例はシンボルタイミングを推定するために相関関数を利用する如何なる通信システムにも適用可能であり、例えば移動通信用グローバルシステム（ＧＳＭ）やユニバーサル移動通信システム（ＵＭＴＳ）による通信システムに適用可能である。本発明の実施例は、マルチパス環境で最初の有意のパスを信頼性高く検出することが望ましい如何なるシステムでも有用な結果をもたらすことができる。

以下、本発明により教示される手段を例示的に列挙する。

（付記１）
信号中でシンボルが連続的に伝送される通信システムで使用するシンボルタイミング推定方法であって、各シンボルは所定数のシンボルサンプルから構成され、一連のＬ個のシンボルサンプルは最初の出現後に反復されるＮ個のシンボルサンプルであり、Ｌ及びＮは整数であり、当該方法は：
前記信号を受信し、受信した信号中のシンボルサンプルをＮ及びＬを用いて処理し、最初に現れる列と反復された列についての相関関数を求め；
得られた相関関数に基づいてシンボルタイミング推定用の基準測定値を生成し；
前記基準測定値の二次微分に基づいてシンボルタイミング推定用の二次微分測定値を生成し；及び
前記基準及び二次微分測定値に基づいてシンボルタイミングを推定する；
ことを特徴とする方法。

（付記２）
前記シンボルの各々がＮ個のシンボルサンプルから構成され、前記最初に現れる列はサイクリックプレフィックスであり、サイクリックプレフィックスは前記シンボル各々の先頭に挿入され且つ関連する前記シンボルの末尾Ｌ個のシンボルサンプルの複製である
ことを特徴とする付記１記載の方法。

（付記３）
前記シンボルが連続的な第１及び第２シンボルから構成され、前記第１及び第２シンボル双方でＬ個のシンボルサンプルの同じ列が現れ、前記第２シンボル中の列は前記第１シンボルの列の後のＮ（Ｌ＜Ｎ）個のシンボルサンプルで生じる
ことを特徴とする付記１又は２に記載の方法。

（付記４）
前記第１及び第２シンボルがパイロットシンボルである
ことを特徴とする付記３記載の方法。

（付記５）
前記最初に現れる列及び前記反復された列の一方又は双方の受信信号のエネルギに基づいて前記相関関数を規格化する
ことを更なる特徴とする付記１乃至４の何れか１項に記載の方法。

（付記６）
前記基準測定は一次微分測定値を生成するために一度微分され、前記一次微分測定値は前記二次微分測定値を生成するために二度目の微分処理を受ける
ことを特徴とする付記１乃至５の何れか１項に記載の方法。

（付記７）
前記一次微分測定値が、二次微分に先立って平均化フィルタで処理される
ことを特徴とする付記６記載の方法。

（付記８）
前記二次微分測定値が、平均化フィルタで処理される
ことを特徴とする付記７又は７に記載の方法。

（付記９）
基準測定値がピーク値を有する場合に、該ピーク値が時間期限の所定のウインドウ内で生じているならば、シンボルタイミング推定値は二次微分測定値のピーク値のタイミングに設定される
ことを特徴とする付記１乃至８の何れか１項に記載の方法。

（付記１０）
（ａ）シンボルタイミング推定値は前記基準測定値のピークのタイミングより遅くないこと；
（ｂ）シンボルタイミング推定値はＬサンプルより多い分だけ前記基準測定値のピークより先行しないこと；及び
（ｃ）シンボルタイミング推定値は前記二次微分測定値のピークより先行しないこと；
の制約を利用して前記シンボルタイミングが推定される
ことを特徴とする付記１乃至９の何れか１項に記載の方法。

（付記１１）
前記二次微分測定値の中で何らのピークも又は何らの有意のピークも検出されない場合に、シンボルタイミング推定値を前記基準測定値のピーク値のタイミングに設定する
ことを更なる特徴とする付記１乃至１０の何れか１項に記載の方法。

（付記１２）
シンボルタイミングを推定するために前記基準測定値及び前記二次微分測定値に加えて前記一次微分測定値を使用する
ことを更なる特徴とする付記６記載の方法。

（付記１３）
前記二次微分測定値の中で何らのピークも又は何らの有意のピークも検出されない場合に、シンボルタイミング推定値を前記一次微分測定値のピーク値のタイミングに設定する
ことを更なる特徴とする付記６記載の方法。

（付記１４）
複数のアンテナを通じて前記信号を受信し、前記アンテナの各々について基準測定値を生成し；及び
各々の基準測定値を合成し、合成された基準測定値を生成し、合成された基準測定値から前記二次微分測定値が生成される；
ことを更なる特徴とする付記１乃至１３の何れか１項に記載の方法。

（付記１５）
信号中でシンボルが連続的に伝送される通信システムで使用するシンボルタイミング推定装置であって、各シンボルは所定数のシンボルサンプルから構成され、一連のＬ個のシンボルサンプルは最初の出現後に反復されるＮ個のシンボルサンプルであり、Ｌ及びＮは整数であり、当該装置は：
前記信号を受信し、受信した信号中のシンボルサンプルをＮ及びＬを用いて処理し、最初に現れる列と反復された列についての相関関数を求める相関手段；
得られた相関関数に基づいてシンボルタイミング推定用の基準測定値を生成する基準測定値生成手段；
前記基準測定値の二次微分に基づいてシンボルタイミング推定用の二次微分測定値を生成する二次微分測定値生成手段；及び
前記基準及び二次微分測定値に基づいてシンボルタイミングを推定するシンボルタイミング推定手段；
を有する特徴とする装置。

（付記１６）
信号中でシンボルが連続的に伝送される通信システムの受信機のプロセッサで実行されるオペレーティングプログラムであって、各シンボルは所定数のシンボルサンプルから構成され、一連のＬ個のシンボルサンプルは最初の出現後に反復されるＮ個のシンボルサンプルであり、Ｌ及びＮは整数であり、当該オペレーティングプログラムは：
前記信号を受信し、受信した信号中のシンボルサンプルをＮ及びＬを用いて処理し、最初に現れる列と反復された列についての相関関数を求めるステップ；
得られた相関関数に基づいてシンボルタイミング推定用の基準測定値を生成するステップ；
前記基準測定値の二次微分に基づいてシンボルタイミング推定用の二次微分測定値を生成するステップ；及び
前記基準及び二次微分測定値に基づいてシンボルタイミングを推定するステップ；
を前記プロセッサに実行させることを特徴とするオペレーティングプログラム。

ＯＦＤＭシンボル間の干渉を説明するのに使用されるタイミング図である。ＯＦＤＭシンボルの先頭に付加できるサイクリックプレフィックス拡張部を説明するための概略図である。マルチパス環境の中で受信機に到達する送信信号の遅延バージョンを示す概略図である。ＯＦＤＭシステムの一例に関するブロック図である。図４に示されるＯＦＤＭシステムの一部に関する従来例を示すブロック図である。図５の実現例での様々な状況の下でシンボルタイミング推定値に使用される測定値の変化をサンプルインデックスと共に示すグラフである。本発明の好適実施例によるシンボルタイミング推定装置のブロック図を示す。図７の装置でシンボルタイミング推定値に使用される測定値の変化例を示す図（測定値は２つの等しいパスがマルチパス状態に想定されている場合にシミュレーションによって生成されている）である。（ａ）装置が本発明を使用する場合及び（ｂ）図５の従来装置の場合についての様々なパス状態の下で、受信信号の信号対雑音比に関して平均タイミングエラーの変動を比較するのに使用するグラフである。（ａ）装置が本発明を使用する場合及び（ｂ）図５の従来装置の場合についての様々なパス状態の下で、受信信号の信号対雑音比に関して平均タイミングエラーの変動を比較するのに使用するグラフである。（ａ）装置が本発明を使用する場合及び（ｂ）図５の従来装置の場合についての様々なパス状態の下で、受信信号の信号対雑音比に関して平均タイミングエラーの変動を比較するのに使用するグラフである。（ａ）装置が本発明を使用する場合及び（ｂ）図５の従来装置の場合についての様々なパス状態の下で、受信信号の信号対雑音比に関して平均タイミングエラーの変動を比較するのに使用するグラフである。（ａ）装置が本発明を使用する場合及び（ｂ）図５の従来装置の場合についての様々なパス状態の下で、受信信号の信号対雑音比に関して平均タイミングエラーの変動を比較するのに使用するグラフである。（ａ）装置が本発明を使用する場合及び（ｂ）図５の従来装置の場合についての様々なパス状態の下で、受信信号の信号対雑音比に関して平均タイミングエラーの変動を比較するのに使用するグラフである。本発明の別の好適実施例によるシンボルタイミング推定装置のブロック図である。

符号の説明

ＯＳ１，ＯＳ２，ＯＳ３時間領域シンボル
ＩＳＩシンボル間干渉
ＣＰサイクリックプレフィックス
ＣＰＥサイクリックプレフィックス拡張部
Ｔｕ有効シンボル期間
１送信機
２受信機
３無線チャネル
１２符号器
１４変調器
１６パイロット挿入部
１８マルチプレクサ
２０直並列変換器
２２高速逆フーリエ変換部
２４ＣＰＥ挿入部
２６ディジタルアナログ変換器
２７ＲＦ部
２８ＲＦ部
３０アナログディジタル変換器
３４ＣＰＥ除去部
３６シンボルタイミング及び周波数同期部
３８高速フーリエ変換部
４０並直列変換器
４２デマルチプレクサ
４４チャネル推定部
４６復調器
４８復号器
３６２乗算器
３６４遅延部
３６６複素共役部
３６８移動加算器
３７０，３７２二乗器
３７４加算器
３７６移動加算器
３７８乗算器
３８０，３８４二乗器
３８２除算器
３８６トリガ回路
３８８位相検出器
３９０乗算器
３９２一次微分器
３９４二次微分器
３９６シンボルタイミング推定部
１００アンテナ
１１０相関器
１２０合成器

Claims

信号中でシンボルが連続的に伝送される通信システムで使用するシンボルタイミング推定方法であって、各シンボルは所定数のシンボルサンプルから構成され、Ｌ個のシンボルサンプルはシンボルの最初に出現するとともに、続くＮ個のシンボルサンプル中にも出現し、Ｌ及びＮは整数であり、
当該方法は：
前記信号を受信し、受信した信号中のシンボルサンプルをＮ及びＬを用いて処理し、最初に現れる列と反復された列についての相関関数を求め；
得られた相関関数に基づいてシンボルタイミング推定用の基準測定値を生成し；
前記基準測定値の二次微分に基づいてシンボルタイミング推定用の二次微分測定値を生成し；及び
前記基準及び二次微分測定値に基づいてシンボルタイミングを推定し；
前記二次微分測定値が何らのピークも示さない場合は、前記基準測定値又は前記一次微分測定値に基づいて前記シンボルタイミングを推定する；
ことを特徴とする方法。
前記シンボルの各々がＮ＋Ｌ個のシンボルサンプルから構成され、前記最初に現れる列はサイクリックプレフィックスであり、サイクリックプレフィックスは前記シンボル各々の先頭に挿入され且つ関連する前記シンボルの末尾Ｌ個のシンボルサンプルの複製である
ことを特徴とする請求項１記載の方法。
前記シンボルが連続的な第１及び第２シンボルから構成され、前記第１及び第２シンボル双方でＬ個のシンボルサンプルの同じ列が現れ、前記第２シンボル中の列は前記第１シンボルの列の後のＮ（Ｌ＜Ｎ）個のシンボルサンプルで生じる
ことを特徴とする請求項１又は２に記載の方法。
基準測定値がピーク値を有する場合に、該ピーク値が時間期限の所定のウインドウ内で生じているならば、シンボルタイミング推定値は二次微分測定値のピーク値のタイミングに設定される
ことを特徴とする請求項１乃至３の何れか１項に記載の方法。
（ａ）シンボルタイミング推定値は前記基準測定値のピークのタイミングより遅くないこと；
（ｂ）シンボルタイミング推定値はＬサンプルより多い分だけ前記基準測定値のピークより先行しないこと；及び
（ｃ）シンボルタイミング推定値は前記二次微分測定値のピークより先行しないこと；
の制約を利用して前記シンボルタイミングが推定される
ことを特徴とする請求項１乃至４の何れか１項に記載の方法。
複数のアンテナを通じて前記信号を受信し、前記アンテナの各々について基準測定値を生成し；及び
各々の基準測定値を合成し、合成された基準測定値を生成し、合成された基準測定値から前記二次微分測定値が生成される；
ことを更なる特徴とする請求項１乃至５の何れか１項に記載の方法。
信号中でシンボルが連続的に伝送される通信システムで使用するシンボルタイミング推定装置であって、各シンボルは所定数のシンボルサンプルから構成され、Ｌ個のシンボルサンプルはシンボルの最初に出現するとともに、続くＮ個のシンボルサンプル中にも出現し、Ｌ及びＮは整数であり、当該装置は：
前記信号を受信し、受信した信号中のシンボルサンプルをＮ及びＬを用いて処理し、最初に現れる列と反復された列についての相関関数を求める相関手段；
得られた相関関数に基づいてシンボルタイミング推定用の基準測定値を生成する基準測定値生成手段；
前記基準測定値の二次微分に基づいてシンボルタイミング推定用の二次微分測定値を生成する二次微分測定値生成手段；及び
前記基準及び二次微分測定値に基づいてシンボルタイミングを推定するシンボルタイミング推定手段；
を有し、
前記シンボルタイミング推定手段は、前記二次微分測定値が何らのピークも示さない場合は、前記基準測定値又は前記一次微分測定値に基づいて前記シンボルタイミングを推定する；
ことを特徴とする装置。
信号中でシンボルが連続的に伝送される通信システムの受信機のプロセッサで実行されるオペレーティングプログラムであって、各シンボルは所定数のシンボルサンプルから構成され、Ｌ個のシンボルサンプルはシンボルの最初に出現するとともに、続くＮ個のシンボルサンプル中にも出現し、Ｌ及びＮは整数であり、当該オペレーティングプログラムは：
前記信号を受信し、受信した信号中のシンボルサンプルをＮ及びＬを用いて処理し、最初に現れる列と反復された列についての相関関数を求めるステップ；
得られた相関関数に基づいてシンボルタイミング推定用の基準測定値を生成するステップ；
前記基準測定値の二次微分に基づいてシンボルタイミング推定用の二次微分測定値を生成するステップ；及び
前記基準及び二次微分測定値に基づいてシンボルタイミングを推定するステップ；
前記二次微分測定値が何らのピークも示さない場合は、前記基準測定値又は前記一次微分測定値に基づいて前記シンボルタイミングを推定するステップ；
を前記プロセッサに実行させることを特徴とするオペレーティングプログラム。