JP2009503944A - Ofdm方式用シンボル同期 - Google Patents
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Abstract
通信システムにおけるシンボル同期を以下のように実行する。送信信号に対応し、ガード区間を含む複数のシンボルを受信する。複数の受信シンボルを使用してピーク相関を取得する。ピーク相関の二次導関数を取得して、二次導関数から対応するガード区間内の1つまたは複数のピークを識別する。ピーク相関の二次導関数に基づいて各受信シンボルのシンボル開始時間を推定する。
Description
本発明は、通信システムに関し、より詳細にはOFDM方式用シンボル同期に関する。
関連出願の相互参照
本願は、2005年7月19日に出願され参照により全体が組み込まれる米国特許仮出願番号60/701,000の利益を請求する。
本願は、2005年7月19日に出願され参照により全体が組み込まれる米国特許仮出願番号60/701,000の利益を請求する。
通信システムでは、情報を伝える信号は、信号歪みを発生させる通信チャネルを介して送信側から受信先に送られる。通信チャネルの特性に応じて適切な信号変調技術が使用される。
OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing:直交周波数分割多重)は、広帯域通信で人気が高まっている。OFDM方式では、データ信号が、多数の均等に離間され互いに直交するサブキャリア間に分散される。OFDM変調は、一般に、送信機内のIDFT(離散逆フーリエ変換(Inverse Discrete Fourier Transformation)。一般にIFFT(逆高速フーリエ変換(Inverse Fast Fourier Transform)としてより効率的に実施される)によって実施され、復調は、通常、DFT(離散フーリエ変換演算(Discrete Fourier Transform)。高速フーリエ変換としてより効率的に実施される)によって実施される。
送信される信号は、DFT記号としてグループ化され、各グループは、1つのIDFTのすべての出力サンプルから成る。符号間干渉(ISI:inter-symbol-interference)を防ぐために、DFTシンボルは、通常、いくつかのガード区間(GI:guard interval)によって分離される。一般に使用されるガード区間の1つのタイプは、サイクリックプレフィクス(CP(syclic prefix))と呼ばれ、このサイクリックプレフィクスは、NuサンプルのDFTサンプルの最後のNgサンプルを複製したものである。図1は、サイクリックプレフィクスを有するOFDMシンボルを示す。ガード区間とDFTシンボルは、OFDMシンボルNS=Nu+Ngサンプルを構成する。
サーチウィンドウNs、FFTサイズNu、及びガード区間長Ngが与えられた場合、初期シンボル開始時間n'0は、次の式1で求めることができる。
絶対値を計算する演算は、振幅二乗などの代替演算と置き換えることができることに注意されたい。サーチウィンドウNsは、Nu+Ngに設定される。n'0がデータの1つのシンボル価値だけから計算されるので、信号対雑音比(SNR)が低いときは値にノイズが多い。次に、シンボル開始時間のより正確な推定値n"0が、式2に示したようなn'0の前後のいくつかのシンボルのデータを平均化することによって計算される。
ここで、ΔとK’は、平均化するためのウィンドウ計算の拡張とシンボルの数であり、rとK’は1以上の整数である。例えば、rは16に設定され、K’は3〜5に設定される。
相関T(n)で使用される信号サンプルは、受信信号である。送信機では、CPのNgサンプルがDFTシンボルの最後のNgサンプルと全く同じであるが、受信機では、チャネル歪みのために、これらのNgサンプルは同じではない。実際に、CP内の最初のL個のサンプルは、前のシンボルによる影響を受け、DFTシンボル内の対応するサンプルは、同じDFTシンボル内のサンプルによる影響を受ける。この結果、この単純なピーク相関技術は、一般に、比較的良好なチャネル条件下では有効であるが、例えばマルチパスやドップラー効果の存在によりチャネル条件が厳しい場合には、シンボル境界を適切に識別することができない。
従って、チャネル条件が厳しい場合でもOFDMシンボル境界を有効かつ正確に識別することができる技術が必要である。
本発明の実施態様により、通信システムにおけるシンボル同期が以下のように実行される。送信された信号に対応しガード区間を含む複数のシンボルを受け取る。複数の受信シンボルを使用してピーク相関を得る。ガード区間内のチャネルインパルス応答にそれぞれ対応する1つまたは複数のピークを識別するために、ピーク相関の二次導関数を得る。ピーク相関の二次導関数に基づいて、各受信シンボルのシンボル開始時間を推定する。
一実施態様では、所定数のサンプルのウィンドウの位置が、1つまたは複数のピークをカバーするように特定される。
別の実施態様では、所定数のサンプルは、ガード区間サンプルと等しいかそれより少ない。
別の実施態様では、ピーク相関の二次導関数を使用して、最大スパイクエネルギーを有する対応するガード区間のウィンドウを識別する。
更に別の実施態様では、複数のシンボルはOFDMシンボルである。
更に別の実施態様では、ピーク相関の一次及び二次導関数は、所定のサンプル数だけ互いに離間されたサンプルを使用して得られる。
別の実施態様では、シンボル開始時間を推定した後でガード区間が複数のシンボルから除去される。
本発明の別の実施態様によれば、通信システムにおけるシンボル同期が以下のように実行される。送信された信号に対応した複数のシンボルを受け取る。複数のシンボルはガード区間を含む。複数の受信シンボルを使用してピーク相関を得る。各ガード区間において、ピーク相関に基づく最大相関エネルギーを有するサンプルのウィンドウを得る。得たサンプルを使用して各受信シンボルのシンボル開始時間を推定する。
一実施態様では、サンプルのウィンドウは、ガード区間サンプルと等しいかそれより小さい。
別の実施態様では、シンボル開始時間を推定した後で複数のシンボルからガード区間が除去される。
本明細書に開示した本発明の本質と利点は、明細書の残りの部分と添付図面を参照して更に理解することができる。
本発明の例示的な実施形態により、図2は、本発明の実施形態を実現するOFDM式無線受信機のブロック図を示す。図4は、図2の受信機の動作を説明するために使用されるフローチャートである。RF同調器100がアンテナにより無線周波数信号を受け取る。所望の信号が、同調器100によって選択され、また既知の技術に従ってダウンコンバータ/フィルタブロック110によってダウンコンバートされフィルタリングされる。ブロック110の出力は、従来技術を使用するアナログデジタル変換器120によってデジタル信号に変換されるアナログベースバンド信号(または、元の無線周波数より低い周波数のパスバンド信号)である。これは、図4に段階402によって示されている。次に、段階404で、デジタル信号は、本発明の技術の1つを使用してシンボル同期ブロック130内で適切に識別されたシンボル境界で、シンボルにグループ化される。段階406で、ブロック140でガード区間(一般に、サイクリックプレフィクス)が除去され、その後グループ化されたシンボルがFFTブロック150に送られる。段階408と410で、FFTブロック150の出力は、更に、従来技術によるデコーダ200によって処理される。シンボルは、符号間干渉(ISI)を防ぐためにガード区間(サイクリックプレフィクス)によって分離される。シンボル境界を適切に識別することが重要であることが明らかである。
図1に示したように、CPのNgサンプルは、DFTシンボル内の最後のNgサンプルを複製することによって作成される。この特性は、シンボル境界の識別に使用される。一実施形態では、シンボル同期ブロック130は、シンボルタイミングの最初の推定値を取得するためにチャネル捕捉の開始時だけアクティブでもよい。別の実施形態では、シンボル同期ブロック130に入る前にNuとNgの値が分かっていなければならない。本発明の技術の1つを使用して得られ識別されたシンボル境界に基づいて、サイクリックプレフィクス除去ブロック140は、FFT処理ブロック150に送る前にその入力からサイクリックプレフィクスサンプルを除去する。
従来技術は、主に上の式2に示したピーク相関T(n)に基づいてOFDMシンボル境界を検出する。送信チャンネルが長さLCIRのインパルス応答CIRを有すると仮定する。受信機で、シンボルの最初のLCIRサンプルは、前のシンボルによる影響を受ける。実際には、前のシンボルの最後のサンプルが、CP内の最初のLCIRサンプルである次のLCIRサンプルに影響を及ぼす。従って、前のシンボル内の最後のサンプルが現在のシンボルに影響を及ぼさないようにすれば、ISIは完全に除去される。LCIR≦Ngである限り、シンボルの最初のNgサンプルは、FFTの前に廃棄されるCP内にあるので、シンボル境界が正確に識別された場合はISIは完全に防止される。現在のシンボルに対する最後のサンプルの影響は、CIRの形状にある。
本発明の実施形態によるシンボル同期の主な目的は、CP内にチャネルインパルス応答(CIR)を配置するか、CP内にできるだけ多くのCIRエネルギーを配置することである。しかしながら、ピーク相関T(n)自体がCIRを示すのは容易ではない。例えば、歪みのない理想的なチャネルを示す図3では、CIRは、単なるインパルスであり、相関T(n)は、三角形の形状を有し、その頂点がシンボル境界の場所を示す。しかしながら、条件が厳しいチャネルでは、相関T(n)自体はシンボル境界の場所を識別しない。図7は、例示的な3パスチャネルの相関T(n)を示し、ここで、Nuは8,192、Ngは2,048、チャネルはNgの90%である。CIRが図7のT(n)から容易に識別できないことが分かる。
本発明の第1の実施形態により、この問題に以下のように取り組む。第1の実施形態の説明で図5のフローチャートを使用する。アナログデジタル変換器ブロック120によって生成されたデジタルサンプルを使用することにより、既知の技術を使用して段階502で1つのn値の相関T(n)を計算し、次に段階504で別のn値の相関T(n)を計算する。計算したT(n)に基づいて、ピークはn”0として求められる。次に、段階506で、n"0の両側のW個のサンプルのウィンドウでn"0の前後のT(n)の一次及び二次導関数を計算する。例えば、WをNgと等しくなるように選択することができる。連続するT(n)個のサンプル間の差はノイズが多い場合があるので、T'(n)とT"(n)は、式3によって示したように、Δだけ離れたサンプルを使用して計算される(n=k・Δ+n"0。ここでΔは1以上の整数であり、一般に2の累乗である)。
各グループの最初に、T(n)の傾きの変化が対応する大きな負スパイクを有することに注意されたい。これらの負スパイクは、図7と図8で点線の矢印によって示されている。これらの負スパイクは、CIRのエネルギースパイクを表わす。最大スパイクエネルギーを有するNgのウィンドウを求めることにより、一般にCP内のCIRエネルギーが最大になる。この特徴を利用して、下の式4を使用してシンボル開始時間n0の最終推定値を得ることができる。
f(n)の最小値は、ほとんどの負スパイクを含むn"0の前後の長さがNgのウィンドウを対象とし、このウィンドウは、最大CIRエネルギーに対応し、チャネルCIRの最も可能性の高い位置を示す。次に、チャネルの開始は、式4にn0の計算で示したように、このウィンドウの始まりである。要素τは、一実施形態によれば、極大値が16サンプルの場合のΔの解よるn0の調整である。
本発明の代替実施形態を、図6にフローチャートで示す。最初に、図5の実施形態の段階502と504と同じように、アナログデジタル変換器ブロック120によって生成されたデジタルサンプルを使用することによって、既知の技術を使用して、段階602で1つのn値の相関T(n)が計算され、次に段階604で別のn値の相関T(n)が計算される。次に、計算したT(n)に基づいてピークがn"0として求められる。段階606で、最大相関エネルギーを有するNgのウィンドウが、式5により計算される。
図7、図8と図9、図10によってそれぞれ示された2つの例は、本発明の特徴のいくつかを伝えるために、図3に示した理想的なチャネルと一緒に使用される。図3に示した理想的なチャネルの場合は、T"(k')は単に負スパイクであり、これは、CIRのはっきりした印である。図7〜図10によって示したマルチパスチャネルの場合は、一般に複数のスパイクがあり、これはCIRのマルチパスを示す。図7から図10の例は、3パスチャネルを示す。図7と図8によって示した例では、チャネルは、3つの独立したフェージンググループを有する単一周波数ネットワーク(single frequency network:SFN。異なる場所の送信機が同じ周波数を使用する)チャネルからなり、各グループは、長さ5μsであり、5.4dB C/Nと150Hzドップラーで単一送信機から放射されるレイリーフェージング信号(Raleigh fading signal)を表わす。グループは、0、0.5*Ng、及び0.9*Ngに離間され、チャネルの最後のタップはNgの90%ポイントである。そのT(n)とT"(k')を図7と8にそれぞれ示す。
SFNチャネルの各グループは、異なる強さで別々にフェージングするので、T(n)のピークは、SFNグループの真中に生じない場合がある。図9は、CIR内に3つのグループがある3パスチャネルのT(n)を示し、最大ピークは3つ目のピークである。シンボルの始まりが、従来の手法と同じようにT(n)のピークだけで決定される場合は、図9に示したT(n)を生成するSFNチャネルの実現により、シンボルの大きなミスアラインメントとISIが生じる。ピークが各グループ位置に同じ確率で生じる場合は、従来のピーク相関手法を使用して大きなタイミングミスアラインメントを生成する確率は2/3である。本発明の実施形態によれば、T"(k')は、図9と図10に点線矢印によって示したように一番最初のグループを含むすべてのグループによって生成される負スパイクを取り込み、従って理想に近いn0を選択することができる。n0のこの推定値の改善により、ISIが大幅に減少し、従ってシステム全体のパフォーマンスが向上する。
表1に、CP内の平均チャネルエネルギー補足(mean channel energy captured)(MCEC)によって測定した例示的なシンボルタイミング推定器(symbol timing estimator)の性能を示す。表1では、図5の第1の実施形態を使用して、SNR=5.4dB、ドップラー=150Hz、キャリアオフセット=1500Hz、BW=8MHz、試行数200のMCEC値を表にした。
各チャネル実現は、2つまたは3つの別々のレイリーフェージンググループを含むSFNチャネルである。グループ間の離間距離は、3グループの場合はLCIRの約50%、2グループの場合はLCIRの約95%である。CIR LCIRの長さは、Ngの90%か50%である。長さNu/4とNu/8のNgがシミュレートされ、この理由は、そのようなSFN動作環境ではこれより短いガード区間が適切でないためである。本発明の実施形態は、従来のピーク相関法の性能よりも、長さがNgの90%であるチャンネルにおいて、最大で3グループでは67%、2グループでは75%の性能を大幅に改善する。
シンボルタイミング推定器の性能を評価するもう1つの方法は、サンプルの平均欠損距離( mean missed distance:MMD)である。欠損距離は、推定シンボル開始時間と「ドントケア(don't care)」ウィンドウの端の間の差として定義される。ウィンドウの右端は正確なシンボル開始時間を表わし、ウィンドウの左端は、ISIを発生させることなくシンボル開始推定値を正確な開始時間とどれだけ早く比較できるかを表す。シンボル開始推定値がこのウィンドウ外にあるとISIが発生する。このウィンドウの長さは、ガード区間の長さNgとチャネルインパルス応答LCIRの長さに依存する。
次の表2は、図5の第1の実施形態を使用して、表1と同じシミュレーション条件下でのシンボルタイミング推定器の性能をMMDによって示す。即ち、表2は、図5の第1の実施形態を使用して、SNR=5.4dB、ドップラー=150Hz、キャリアオフセット=1500Hz、BW=8MHz、試行数200のサンプルのMMDを示す。従来の方法を使用すると、LCIRの長さがNgの90%のチャネル内のMMDは、3ブループと2グループでそれぞれNgの46.7%と45%である。この場合も、本発明の実施形態は、チャネル長LCIRがNgの50%を超えたときに従来の方法よりも大幅な改善を実現する。
次の表3と表4はそれぞれ、図6の代替実施形態を使用して、表1と表2と同じシミュレーション条件下でシミュレートしたMCEC値とMMD値を示す。
次の表5と表6はそれぞれ、相関ピークに基づく従来の方法を使用して、表1〜表4と同じシミュレーション条件下でシミュレートしたMCEC値とMMD値を示す。
表7と表8に示したように、1つのグループしか含まない静的チャネル条件下でのシンボルタイミング推定器の性能も評価する。表7と表8では、図5の第1の実施形態を使用して、SNR=5.4dB、キャリアオフセット=1500Hz、BW=8MHz、単一グループ、試行数200の場合のMCEC値とMMD値を表にしている。グループの長さは約3.3μs、チャネル帯域幅は8MHzである。NgがNuの1/16の場合、チャネル長LCIRは、FFTサイズが2K、4K、8Kの場合にNgがそれぞれ約24%、12%、6%である。NgがNuの1/32の場合は、チャネル長とNgとの比は2倍になる。シンボルタイミング推定器が、これらの条件下でも適切に動作することが分かる。
次の表9と表10はそれぞれ、図6の代替実施形態を使用して、表7と表8と同じシミュレーション条件下でシミュレートしたMCEC値とMMD値を示す。
次の表11と12はそれぞれ、相関ピークに基づく従来の方法を使用して、表7〜表10と同じシミュレーション条件下でシミュレートしたMCEC値とMMD値を示す。
以上の結果から、本発明の実施形態が、特に、厳しい無線チャネルの存在下で、従来技術より大幅に優れていることが分かる。
以上の説明は、本発明の好ましい実施形態の完全な説明を提供しているが、多くの代替、修正及び等価物が可能である。更に、本発明の1つまたは複数の実施形態の特徴は、本発明の範囲を逸脱することなく本発明の他の実施形態の1つまたは複数の特徴と組み合わせることができる。従って、以上その他の理由のために、以上の説明は添付の特許請求の範囲によって定義される本発明の範囲を制限するように解釈されるべきではない。
100 RF同調器、110 ダウンコンバージョンとフィルタリング、120 アナログデジタル変換、130 シンボル同期、140 サイクリックプレフィックス除去、200 デコーダ
Claims (20)
- 通信システムにおけるシンボル同期方法であって、
送信信号に対応し、ガード区間を含む複数のシンボルを受信する段階と、
複数の受信シンボルを使用してピーク相関を取得する段階と、
ピーク相関の二次導関数を取得して、ガード区間内のチャネルインパルス応答にそれぞれ対応する1つまたは複数のピークを識別する段階と、
ピーク相関の二次導関数に基づいて受信シンボルのシンボル開始時間を推定する段階とを含む方法。 - 1つまたは複数のピークをカバーする所定数のサンプルのウィンドウの位置を特定する段階を更に含む請求項1に記載の方法。
- 所定数のサンプルは、ガード区間サンプルと等しいかそれより少ない請求項2に記載の方法。
- ピーク相関の二次導関数を使用して、最大スパイクエネルギーを有する対応するガード区間のウィンドウを識別する段階を更に含む請求項1に記載の方法。
- 複数のシンボルはOFDMシンボルである請求項1に記載の方法。
- 1つまたは複数のピークは負のピークである請求項1に記載の方法。
- ピーク相関の一次及び二次導関数は、所定のサンプル数互いに離れたサンプルを使用して得られる請求項1に記載の方法。
- シンボル開始時間を推定した後で、複数のシンボルからガード区間を除去する段階を更に含む請求項1に記載の方法。
- 通信システムにおいてシンボル同期する方法であって、
送信信号に対応し、ガード区間を含む複数のシンボルを受信する段階と、
複数の受信シンボルを使用してピーク相関を取得する段階と、
ピーク相関の二次導関数を取得して、対応するガード区間内の1つまたは複数のピークを識別する段階と、
ピーク相関の二次導関数に基づいて受信シンボルのシンボル開始時間を推定する段階とを含む方法。 - 1つまたは複数のピークをカバーするように所定数のサンプルのウィンドウの位置を特定する段階を更に含む請求項9に記載の方法。
- 所定数のサンプルが、ガード区間サンプルと等しいかそれより少ない請求項10に記載の方法。
- ピーク相関の二次導関数を使用して、最大スパイクエネルギーを有する対応するガード区間のウィンドウを識別する段階を更に含む請求項9に記載の方法。
- 複数のシンボルはOFDMシンボルである請求項9に記載の方法。
- 1つまたは複数のピークは負のピークである請求項9に記載の方法。
- ピーク相関の一次及び二次導関数は、所定のサンプル数互いに離されたサンプルを使用して得られる請求項9に記載の方法。
- シンボル開始時間を推定した後で、複数のシンボルからガード区間を除去する段階を更に含む請求項9に記載の方法。
- 通信システムにおけるシンボル同期方法であって、
送信信号に対応し、ガード区間を含む複数のシンボルを受信する段階と、
複数の受信シンボルを使用してピーク相関を取得する段階と、
各ガード区間で、ピーク相関に基づく最大相関エネルギーを有するサンプルのウィンドウを取得する段階と、
取得したサンプルを使用して各受信シンボルのシンボル開始時間を推定する段階とを含む方法。 - サンプルのウィンドウは、ガード区間サンプルと等しいかそれよりも小さい請求項17に記載の方法。
- 複数のシンボルはOFDMシンボルである請求項17に記載の方法。
- シンボル開始時間を推定した後で、複数のシンボルからガード区間を除去する段階を更に含む請求項17に記載の方法。
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