JPH10224319A - Ｄｆｔ回路とｏｆｄｍ同期復調装置 - Google Patents
Ｄｆｔ回路とｏｆｄｍ同期復調装置Info
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- JPH10224319A JPH10224319A JP9019409A JP1940997A JPH10224319A JP H10224319 A JPH10224319 A JP H10224319A JP 9019409 A JP9019409 A JP 9019409A JP 1940997 A JP1940997 A JP 1940997A JP H10224319 A JPH10224319 A JP H10224319A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 離散フーリエ変換して得られる各搬送波の位
相回転を防止しつつ、有効シンボルの抽出時間位置を変
化させることができるようにする。 【解決手段】 Ａ／Ｄ変換回路13でクロック発振回路12
からのクロック信号に従ってベースバンドＯＦＤＭ信号
を離散的に標本化し、シンボル抽出回路14で窓信号発生
回路20からのシンボル窓信号に従って標本化データから
有効シンボル期間の信号データを抽出し、ＤＦＴ回路16
でシンボル抽出回路14からの信号データを離散フーリエ
変換して復調データを得る。この際、シンボル窓制御回
路17により、Ａ／Ｄ変換回路13の出力に基づいてシンボ
ル窓信号の窓発生時刻を制御する。一方、計時回路21に
より、シンボル窓信号の発生時刻とは独立にクロック信
号に従ってサンプル時刻を計数し、ＤＦＴ回路16では、
そのサンプル時刻を有効シンボル期間の信号データのサ
ンプル時刻として変換処理を行う。
相回転を防止しつつ、有効シンボルの抽出時間位置を変
化させることができるようにする。 【解決手段】 Ａ／Ｄ変換回路13でクロック発振回路12
からのクロック信号に従ってベースバンドＯＦＤＭ信号
を離散的に標本化し、シンボル抽出回路14で窓信号発生
回路20からのシンボル窓信号に従って標本化データから
有効シンボル期間の信号データを抽出し、ＤＦＴ回路16
でシンボル抽出回路14からの信号データを離散フーリエ
変換して復調データを得る。この際、シンボル窓制御回
路17により、Ａ／Ｄ変換回路13の出力に基づいてシンボ
ル窓信号の窓発生時刻を制御する。一方、計時回路21に
より、シンボル窓信号の発生時刻とは独立にクロック信
号に従ってサンプル時刻を計数し、ＤＦＴ回路16では、
そのサンプル時刻を有効シンボル期間の信号データのサ
ンプル時刻として変換処理を行う。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＯＦＤＭ（直交周
波数分割多重）方式を用いたディジタル伝送における受
信装置に係り、特にディジタル復調処理を行うためのＤ
ＦＴ（離散フーリエ変換）回路と、受信したＯＦＤＭ信
号にサンプリング周波数を同期させ、その受信信号から
シンボルを抽出するためのＯＦＤＭ同期復調装置に関す
る。
波数分割多重）方式を用いたディジタル伝送における受
信装置に係り、特にディジタル復調処理を行うためのＤ
ＦＴ（離散フーリエ変換）回路と、受信したＯＦＤＭ信
号にサンプリング周波数を同期させ、その受信信号から
シンボルを抽出するためのＯＦＤＭ同期復調装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】周知のように、ＯＦＤＭ方式は、多数の
搬送波に伝送データを分割多重して伝送する方式であ
り、次世代のテレビジョン放送のデジタル化技術として
注目されている。
搬送波に伝送データを分割多重して伝送する方式であ
り、次世代のテレビジョン放送のデジタル化技術として
注目されている。
【０００３】一般に、このＯＦＤＭ方式による受信装置
では、多数の搬送波に分割多重された伝送データをシン
ボル毎のＤＦＴ（離散フーリエ変換）処理によって一括
して復調するようになされる。伝送データを正確に復調
するためには、ＤＦＴ処理を行うためのサンプリングク
ロックの周波数及び処理を行うシンボルの単位を正確に
同期させる必要がある。
では、多数の搬送波に分割多重された伝送データをシン
ボル毎のＤＦＴ（離散フーリエ変換）処理によって一括
して復調するようになされる。伝送データを正確に復調
するためには、ＤＦＴ処理を行うためのサンプリングク
ロックの周波数及び処理を行うシンボルの単位を正確に
同期させる必要がある。
【０００４】サンプリング周波数とシンボル単位を同期
させる従来の方法としては、例えば特開平７−９９４８
６「ＯＦＤＭ受信同期回路」にその技術が開示されてい
る。以下に、この公報に開示された同期回路について図
面を参照しながら説明する。
させる従来の方法としては、例えば特開平７−９９４８
６「ＯＦＤＭ受信同期回路」にその技術が開示されてい
る。以下に、この公報に開示された同期回路について図
面を参照しながら説明する。
【０００５】図５はその同期回路のブロック構成を示す
もので、入力端子１０１には基底帯域の複素信号である
ＯＦＤＭ信号が入力される。このＯＦＤＭ信号は、Ａ／
Ｄ変換回路１０３に供給され、クロック発振回路１０２
から出力されるクロックに基づいてディジタルデータに
変換される。
もので、入力端子１０１には基底帯域の複素信号である
ＯＦＤＭ信号が入力される。このＯＦＤＭ信号は、Ａ／
Ｄ変換回路１０３に供給され、クロック発振回路１０２
から出力されるクロックに基づいてディジタルデータに
変換される。
【０００６】このＡ／Ｄ変換回路１０３の出力データ
は、ガード期間除去回路１０４によりガード期間のデー
タが除去されて有効シンボル期間のデータのみとなり、
Ｓ／Ｐ変換回路１０５によりパラレル化される。このパ
ラレル化されたデータは、ＦＦＴ回路１０６により高速
離散フーリエ変換され、これによって各搬送波の振幅及
び位相データが復調される。
は、ガード期間除去回路１０４によりガード期間のデー
タが除去されて有効シンボル期間のデータのみとなり、
Ｓ／Ｐ変換回路１０５によりパラレル化される。このパ
ラレル化されたデータは、ＦＦＴ回路１０６により高速
離散フーリエ変換され、これによって各搬送波の振幅及
び位相データが復調される。
【０００７】一方、Ａ／Ｄ変換回路１０３から出力され
たディジタルデータは、シンボル同期回路１０７に供給
されて同期検出に供される。すなわち、Ａ／Ｄ変換回路
１０３から出力されたディジタルデータは、シフトレジ
スタ等で構成される遅延回路１０８により有効シンボル
期間に相当する時間だけ遅延された後、相関回路１０９
により遅延されたデータと遅延されていないデータとの
相関が求められる。この相関回路１０９で求められた相
関係数は、フライホイール機能を持ったタイミング回路
１１０に供給される。
たディジタルデータは、シンボル同期回路１０７に供給
されて同期検出に供される。すなわち、Ａ／Ｄ変換回路
１０３から出力されたディジタルデータは、シフトレジ
スタ等で構成される遅延回路１０８により有効シンボル
期間に相当する時間だけ遅延された後、相関回路１０９
により遅延されたデータと遅延されていないデータとの
相関が求められる。この相関回路１０９で求められた相
関係数は、フライホイール機能を持ったタイミング回路
１１０に供給される。
【０００８】このタイミング回路１１０は、相関回路１
０９から供給された相関係数を２値化し、２値化された
相関係数に基づいて内蔵するフライホイールタイミング
回路（図示せず）をリセットする。このフライホイール
タイミング回路は、一度リセットされると、それ以降は
リセットしなくても周期的に必要なガード期間または有
効シンボル期間のタイミングを示す信号を出力し続ける
ことができる。
０９から供給された相関係数を２値化し、２値化された
相関係数に基づいて内蔵するフライホイールタイミング
回路（図示せず）をリセットする。このフライホイール
タイミング回路は、一度リセットされると、それ以降は
リセットしなくても周期的に必要なガード期間または有
効シンボル期間のタイミングを示す信号を出力し続ける
ことができる。
【０００９】このフライホイールタイミング回路の発生
するタイミング信号は、タイミング回路１１０の出力と
してガード期間除去回路１０４に供給され、有効シンボ
ル期間のデータ抽出に用いられる。
するタイミング信号は、タイミング回路１１０の出力と
してガード期間除去回路１０４に供給され、有効シンボ
ル期間のデータ抽出に用いられる。
【００１０】また、タイミング回路１１０から出力され
るタイミング信号と相関回路１０９から出力される相関
係数は、共にクロック制御回路１１２に供給され、クロ
ック周波数の制御に用いられる。
るタイミング信号と相関回路１０９から出力される相関
係数は、共にクロック制御回路１１２に供給され、クロ
ック周波数の制御に用いられる。
【００１１】すなわち、クロック制御回路１１２におい
て、タイミング回路１１０から出力されるタイミング信
号と相関回路１０９から出力される相関係数との誤差を
求め、その誤差を平滑用のＬＰＦ１１３を介してＤ／Ａ
変換回路１１４でアナログ化することで周波数制御信号
を生成し、この周波数制御信号でクロック発振回路１０
２の発振周波数を制御する。これにより、タイミング信
号と相関係数との誤差を補正し、サンプリング周波数を
シンボル単位に同期させることができる。
て、タイミング回路１１０から出力されるタイミング信
号と相関回路１０９から出力される相関係数との誤差を
求め、その誤差を平滑用のＬＰＦ１１３を介してＤ／Ａ
変換回路１１４でアナログ化することで周波数制御信号
を生成し、この周波数制御信号でクロック発振回路１０
２の発振周波数を制御する。これにより、タイミング信
号と相関係数との誤差を補正し、サンプリング周波数を
シンボル単位に同期させることができる。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、以上の
ように有効シンボルの抽出を行う従来の同期方式による
ＯＦＤＭ同期復調装置では、相関回路１０９の出力する
相関係数に従ってタイミング回路１１０内のフライホー
ルタイミング回路がリセットされた場合に、それまでフ
ライホイールタイミング回路が発生していたタイミング
信号に時間シフトを発生する場合がある。このようにタ
イミング信号が時間シフトを起こすと、ガード除去回路
１０４で抽出される有効シンボル期間の時間位置がそれ
までのシンボルとは異なる位置になってしまい、ＦＦＴ
回路１０６の出力する位相が搬送波の周波数によっては
急激な回転を受けることになる。
ように有効シンボルの抽出を行う従来の同期方式による
ＯＦＤＭ同期復調装置では、相関回路１０９の出力する
相関係数に従ってタイミング回路１１０内のフライホー
ルタイミング回路がリセットされた場合に、それまでフ
ライホイールタイミング回路が発生していたタイミング
信号に時間シフトを発生する場合がある。このようにタ
イミング信号が時間シフトを起こすと、ガード除去回路
１０４で抽出される有効シンボル期間の時間位置がそれ
までのシンボルとは異なる位置になってしまい、ＦＦＴ
回路１０６の出力する位相が搬送波の周波数によっては
急激な回転を受けることになる。
【００１３】この場合、特に、ＦＦＴ回路１０６の出力
する各搬送波の振幅と位相とから伝送データを識別する
復調回路が、シンボルにまたがって搬送波の位相を再生
する同期検波の手法や、シンボル間での位相の差を識別
して復調する遅延検波の手法などを用いていると、復調
された伝送データに誤りを生じてしまう。
する各搬送波の振幅と位相とから伝送データを識別する
復調回路が、シンボルにまたがって搬送波の位相を再生
する同期検波の手法や、シンボル間での位相の差を識別
して復調する遅延検波の手法などを用いていると、復調
された伝送データに誤りを生じてしまう。
【００１４】また、復調を行っている間はフライホイー
ルタイミング回路にリセットがかからないようにする方
法も考えられるが、この場合は、有効シンボルを抽出す
る時間位置を変化させる際に、クロック発振回路１０２
の発振するクロック周波数を制御した上で行わなければ
ならず、有効シンボルを抽出する時間位置を迅速に変化
させることができない。これは、クロック周波数を大き
くずらすとＦＦＴ回路１０６の出力に搬送波間の干渉を
生じ、復調した伝送データに誤りを生じるためである。
ルタイミング回路にリセットがかからないようにする方
法も考えられるが、この場合は、有効シンボルを抽出す
る時間位置を変化させる際に、クロック発振回路１０２
の発振するクロック周波数を制御した上で行わなければ
ならず、有効シンボルを抽出する時間位置を迅速に変化
させることができない。これは、クロック周波数を大き
くずらすとＦＦＴ回路１０６の出力に搬送波間の干渉を
生じ、復調した伝送データに誤りを生じるためである。
【００１５】これに対し、マルチパスなどが生じている
伝送路を通じて伝送されるＯＦＤＭ信号を受信する場合
には、伝送路の変化に応じて有効シンボルを抽出する時
間位置を適時変化させた方がよい。しかしながら、上記
のようなフライホイールタイミング回路にリセットがか
からないようにする方法は、有効シンボルを抽出する時
間位置を迅速に変化させることができないために不向き
である。
伝送路を通じて伝送されるＯＦＤＭ信号を受信する場合
には、伝送路の変化に応じて有効シンボルを抽出する時
間位置を適時変化させた方がよい。しかしながら、上記
のようなフライホイールタイミング回路にリセットがか
からないようにする方法は、有効シンボルを抽出する時
間位置を迅速に変化させることができないために不向き
である。
【００１６】本発明は、上記の課題に鑑みてなされたも
ので、離散フーリエ変換して得られる各搬送波の位相に
回転を生じさせることなく、有効シンボルを抽出する時
間位置を変化させることができるＯＦＤＭ同期復調装置
を提供すると共に、このＯＦＤＭ同期復調装置に用いて
好適なＤＦＴ回路を提供することを目的とする。
ので、離散フーリエ変換して得られる各搬送波の位相に
回転を生じさせることなく、有効シンボルを抽出する時
間位置を変化させることができるＯＦＤＭ同期復調装置
を提供すると共に、このＯＦＤＭ同期復調装置に用いて
好適なＤＦＴ回路を提供することを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
めに、本発明に係るＤＦＴ回路は以下のように構成され
る。 （１）一定期間毎の信号データを入力し、別途与えられ
るサンプル時刻を該信号データのサンプル時刻として離
散フーリエ変換して出力する機能を有するようにした。
めに、本発明に係るＤＦＴ回路は以下のように構成され
る。 （１）一定期間毎の信号データを入力し、別途与えられ
るサンプル時刻を該信号データのサンプル時刻として離
散フーリエ変換して出力する機能を有するようにした。
【００１８】（２）一定期間毎の信号データを別途与え
られるサンプル時刻に従って巡回的に並べ替える時間シ
フト部と、この時間シフト部で並べ替えられた信号デー
タを離散フーリエ変換する離散フーリエ変換部とを具備
するようにした。
られるサンプル時刻に従って巡回的に並べ替える時間シ
フト部と、この時間シフト部で並べ替えられた信号デー
タを離散フーリエ変換する離散フーリエ変換部とを具備
するようにした。
【００１９】また、本発明に係るＯＦＤＭ同期復調装置
は以下のように構成される。 （３）互いに直交する複数の搬送波に伝送データを分割
多重して伝送するＯＦＤＭ伝送方式の受信装置に用いら
れ、信号処理を行うためのクロック信号を発生するクロ
ック発振手段と、前記クロック信号に基づいてベースバ
ンドＯＦＤＭ信号を離散的に標本化、量子化してＯＦＤ
Ｍ信号データを生成するアナログ・デジタル変換手段
と、前記ＯＦＤＭ信号データの有効シンボル期間を示す
シンボル窓信号を発生する窓信号発生手段と、前記シン
ボル窓信号に従って前記ＯＦＤＭ信号データに含まれる
有効シンボル期間の信号データを抽出するシンボル抽出
手段と、前記アナログ・デジタル変換手段の出力から前
記窓信号発生手段が発生するシンボル窓信号の窓発生時
刻を制御するシンボル窓制御手段と、前記シンボル窓信
号の発生される時刻とは独立に前記クロック信号に従っ
てサンプル時刻を計数する計時手段と、前記シンボル抽
出手段で抽出された有効シンボル期間の信号データを入
力として前記サンプル時刻を該信号データのサンプル時
刻として離散フーリエ変換して出力するＤＦＴ手段とを
具備するようにした。
は以下のように構成される。 （３）互いに直交する複数の搬送波に伝送データを分割
多重して伝送するＯＦＤＭ伝送方式の受信装置に用いら
れ、信号処理を行うためのクロック信号を発生するクロ
ック発振手段と、前記クロック信号に基づいてベースバ
ンドＯＦＤＭ信号を離散的に標本化、量子化してＯＦＤ
Ｍ信号データを生成するアナログ・デジタル変換手段
と、前記ＯＦＤＭ信号データの有効シンボル期間を示す
シンボル窓信号を発生する窓信号発生手段と、前記シン
ボル窓信号に従って前記ＯＦＤＭ信号データに含まれる
有効シンボル期間の信号データを抽出するシンボル抽出
手段と、前記アナログ・デジタル変換手段の出力から前
記窓信号発生手段が発生するシンボル窓信号の窓発生時
刻を制御するシンボル窓制御手段と、前記シンボル窓信
号の発生される時刻とは独立に前記クロック信号に従っ
てサンプル時刻を計数する計時手段と、前記シンボル抽
出手段で抽出された有効シンボル期間の信号データを入
力として前記サンプル時刻を該信号データのサンプル時
刻として離散フーリエ変換して出力するＤＦＴ手段とを
具備するようにした。
【００２０】（４）互いに直交する複数の搬送波に伝送
データを分割多重して伝送するＯＦＤＭ伝送方式の受信
装置に用いられ、信号処理を行うための前記クロック信
号を発生するクロック発振手段と、前記クロック信号に
基づいてベースバンドＯＦＤＭ信号を離散的に標本化、
量子化してＯＦＤＭ信号データを生成するアナログ・デ
ジタル変換手段と、前記ＯＦＤＭ信号データの有効シン
ボル期間を示すシンボル窓信号を発生する窓発生手段
と、前記シンボル窓信号に従って前記ＯＦＤＭ信号デー
タに含まれる有効シンボル期間の信号データを抽出する
シンボル抽出手段と、前記アナログ・デジタル変換手段
の出力から前記窓信号発生手段が発生するシンボル窓信
号の窓発生時刻を制御するシンボル窓制御手段と、前記
シンボル窓信号の発生される時刻とは独立に前記クロッ
ク信号に従ってサンプル時刻を計数する計時手段と、前
記シンボル抽出手段で抽出された有効シンボル期間の信
号データを前記サンプル時刻に従って巡回的に並べ替え
る時間シフト手段と、前記時間シフト手段で並べ替えら
れた有効シンボル期間の信号データを入力として離散フ
ーリエ変換して出力するＤＦＴ手段とを具備するように
した。
データを分割多重して伝送するＯＦＤＭ伝送方式の受信
装置に用いられ、信号処理を行うための前記クロック信
号を発生するクロック発振手段と、前記クロック信号に
基づいてベースバンドＯＦＤＭ信号を離散的に標本化、
量子化してＯＦＤＭ信号データを生成するアナログ・デ
ジタル変換手段と、前記ＯＦＤＭ信号データの有効シン
ボル期間を示すシンボル窓信号を発生する窓発生手段
と、前記シンボル窓信号に従って前記ＯＦＤＭ信号デー
タに含まれる有効シンボル期間の信号データを抽出する
シンボル抽出手段と、前記アナログ・デジタル変換手段
の出力から前記窓信号発生手段が発生するシンボル窓信
号の窓発生時刻を制御するシンボル窓制御手段と、前記
シンボル窓信号の発生される時刻とは独立に前記クロッ
ク信号に従ってサンプル時刻を計数する計時手段と、前
記シンボル抽出手段で抽出された有効シンボル期間の信
号データを前記サンプル時刻に従って巡回的に並べ替え
る時間シフト手段と、前記時間シフト手段で並べ替えら
れた有効シンボル期間の信号データを入力として離散フ
ーリエ変換して出力するＤＦＴ手段とを具備するように
した。
【００２１】（５）（３），（４）の構成において、前
記シンボル窓制御手段は、ＯＦＤＭ信号データを所定の
時間遅延する遅延手段と、遅延されないＯＦＤＭ信号デ
ータと前記遅延手段で遅延されたＯＦＤＭ信号データと
の相関係数を求める相関手段とを備え、窓信号発生手段
は、前記相関係数に基づいてシンボル窓信号を発生する
ようにした。
記シンボル窓制御手段は、ＯＦＤＭ信号データを所定の
時間遅延する遅延手段と、遅延されないＯＦＤＭ信号デ
ータと前記遅延手段で遅延されたＯＦＤＭ信号データと
の相関係数を求める相関手段とを備え、窓信号発生手段
は、前記相関係数に基づいてシンボル窓信号を発生する
ようにした。
【００２２】（６）（３）〜（５）の構成において、さ
らに、前記クロック発振手段が発生するクロック信号の
周波数を制御するクロック制御手段を備えるようにし
た。 （７）（６）の構成において、前記クロック制御手段
は、前記窓信号発生手段の出力するシンボル窓信号と前
記計時手段の出力するサンプル時刻信号とを入力し、前
記シンボル窓信号が平均的に所定のサンプル時刻になる
ように前記クロック発振手段が出力するクロック信号の
周波数を制御するようにした。
らに、前記クロック発振手段が発生するクロック信号の
周波数を制御するクロック制御手段を備えるようにし
た。 （７）（６）の構成において、前記クロック制御手段
は、前記窓信号発生手段の出力するシンボル窓信号と前
記計時手段の出力するサンプル時刻信号とを入力し、前
記シンボル窓信号が平均的に所定のサンプル時刻になる
ように前記クロック発振手段が出力するクロック信号の
周波数を制御するようにした。
【００２３】（８）（６）の構成において、さらに、前
記ＤＦＴ手段の出力する各搬送波の位相情報から群遅延
時間を求める位相分析手段を備え、前記クロック制御手
段は前記位相分析手段で得られた時間誤差に基づいてク
ロック発振手段の出力するクロック信号の周波数を制御
するようにした。
記ＤＦＴ手段の出力する各搬送波の位相情報から群遅延
時間を求める位相分析手段を備え、前記クロック制御手
段は前記位相分析手段で得られた時間誤差に基づいてク
ロック発振手段の出力するクロック信号の周波数を制御
するようにした。
【００２４】
【発明の実施の形態】以下、図１乃至図４を参照して本
発明の実施の形態を詳細に説明する。図１は本発明に係
る第１の実施形態におけるＯＦＤＭ同期復調装置のブロ
ック構成を示すものである。
発明の実施の形態を詳細に説明する。図１は本発明に係
る第１の実施形態におけるＯＦＤＭ同期復調装置のブロ
ック構成を示すものである。
【００２５】図１において、入力端子１１には基底帯域
の複素信号であるＯＦＤＭ信号が入力される。このＯＦ
ＤＭ信号は、Ａ／Ｄ変換回路１３に供給され、クロック
発振回路１２から出力されるクロックに基づいて離散的
に標本化、量子化されてディジタルデータに変換され
る。このＡ／Ｄ変換回路１３から出力されるＯＦＤＭ信
号データは、シンボル抽出回路１４に供給され、有効シ
ンボル期間の信号データのみとなってＤＦＴ回路１６に
供給される。このＤＦＴ回路１６は、入力データについ
て離散フーリエ変換を施すことで各搬送波の振幅及び位
相データを抽出するものである。
の複素信号であるＯＦＤＭ信号が入力される。このＯＦ
ＤＭ信号は、Ａ／Ｄ変換回路１３に供給され、クロック
発振回路１２から出力されるクロックに基づいて離散的
に標本化、量子化されてディジタルデータに変換され
る。このＡ／Ｄ変換回路１３から出力されるＯＦＤＭ信
号データは、シンボル抽出回路１４に供給され、有効シ
ンボル期間の信号データのみとなってＤＦＴ回路１６に
供給される。このＤＦＴ回路１６は、入力データについ
て離散フーリエ変換を施すことで各搬送波の振幅及び位
相データを抽出するものである。
【００２６】一方、Ａ／Ｄ変換回路１３から出力された
ディジタルデータは、シンボル窓制御回路１７に供給さ
れてシンボル同期に供される。すなわち、Ａ／Ｄ変換回
路１３から出力された信号データは、シフトレジスタ等
で構成される遅延回路１８により有効シンボル期間に相
当する時間だけ遅延された後、相関回路１９により遅延
された信号データと遅延されていない信号データとの相
関が求められる。相関回路１９で求められた相関係数
は、窓信号発生回路２０に供給される。この窓信号発生
回路２０は、相関回路１９から供給される相関係数に基
づいて有効シンボル期間を示すシンボル窓信号を発生す
る。この窓信号発生回路２０の出力するシンボル窓信号
は、シンボル抽出回路１４に供給されて有効シンボル期
間の信号データ抽出に用いられる。
ディジタルデータは、シンボル窓制御回路１７に供給さ
れてシンボル同期に供される。すなわち、Ａ／Ｄ変換回
路１３から出力された信号データは、シフトレジスタ等
で構成される遅延回路１８により有効シンボル期間に相
当する時間だけ遅延された後、相関回路１９により遅延
された信号データと遅延されていない信号データとの相
関が求められる。相関回路１９で求められた相関係数
は、窓信号発生回路２０に供給される。この窓信号発生
回路２０は、相関回路１９から供給される相関係数に基
づいて有効シンボル期間を示すシンボル窓信号を発生す
る。この窓信号発生回路２０の出力するシンボル窓信号
は、シンボル抽出回路１４に供給されて有効シンボル期
間の信号データ抽出に用いられる。
【００２７】また、計時回路２１は、クロック発振回路
１２の出力するクロックに基づいてシンボル内の信号デ
ータのサンプル時刻を計時する。この計時回路２１の出
力するサンプル時刻はＤＦＴ回路１６に供給される。こ
のＤＦＴ回路１６は計時回路２１の出力するサンプル時
刻をシンボル抽出回路１４から供給される信号データの
サンプル時刻として用い、その信号データの離散フーリ
エ変換を行う。
１２の出力するクロックに基づいてシンボル内の信号デ
ータのサンプル時刻を計時する。この計時回路２１の出
力するサンプル時刻はＤＦＴ回路１６に供給される。こ
のＤＦＴ回路１６は計時回路２１の出力するサンプル時
刻をシンボル抽出回路１４から供給される信号データの
サンプル時刻として用い、その信号データの離散フーリ
エ変換を行う。
【００２８】また一方、計時回路２１の出力するサンプ
ル時刻と窓信号発生回路２０の出力するシンボル窓信号
はクロック制御回路２２に供給される。このクロック制
御回路２２は窓信号が所定のサンプル時刻に発生するよ
うに制御信号を出力するもので、この該制御信号はＬＰ
Ｆ２３で平滑され、Ｄ／Ａ変換回路２４でアナログ化さ
れてクロック発振回路１２に供給され、発振周波数の制
御に共される。
ル時刻と窓信号発生回路２０の出力するシンボル窓信号
はクロック制御回路２２に供給される。このクロック制
御回路２２は窓信号が所定のサンプル時刻に発生するよ
うに制御信号を出力するもので、この該制御信号はＬＰ
Ｆ２３で平滑され、Ｄ／Ａ変換回路２４でアナログ化さ
れてクロック発振回路１２に供給され、発振周波数の制
御に共される。
【００２９】上記構成において、従来の同期方式と比較
してその処理動作を説明する。まず、従来の同期方式で
は、図２（ａ）に示すようなシンボル（ガードインター
バル期間＋有効シンボル期間）に対し、図２（ｂ）に示
すサンプル時刻０〜ｔｓの範囲で有効シンボル期間を抽
出している状態でサンプル範囲にΔτだけ時間シフトが
生じると、そのサンプル時刻０〜ｔｓの位置が図２
（ｃ）に示すように変化する。このとき、サンプル時刻
の位置変化から、離散フーリエ変換して得られる各搬送
波の位相が急激な回転を受けてしまう。
してその処理動作を説明する。まず、従来の同期方式で
は、図２（ａ）に示すようなシンボル（ガードインター
バル期間＋有効シンボル期間）に対し、図２（ｂ）に示
すサンプル時刻０〜ｔｓの範囲で有効シンボル期間を抽
出している状態でサンプル範囲にΔτだけ時間シフトが
生じると、そのサンプル時刻０〜ｔｓの位置が図２
（ｃ）に示すように変化する。このとき、サンプル時刻
の位置変化から、離散フーリエ変換して得られる各搬送
波の位相が急激な回転を受けてしまう。
【００３０】これに対し、本実施形態では、ＤＦＴ回路
１６に有効シンボル期間として抽出された信号データを
入力し、別途与えられるサンプル時刻を該信号データの
サンプル時刻として離散フーリエ変換する機能を持た
せ、計時回路２１により窓信号発生回路２０の発生する
シンボル窓信号とは独立にサンプル時刻を計時して、こ
のサンプル時刻をＤＦＴ回路１６に送るようにしてい
る。
１６に有効シンボル期間として抽出された信号データを
入力し、別途与えられるサンプル時刻を該信号データの
サンプル時刻として離散フーリエ変換する機能を持た
せ、計時回路２１により窓信号発生回路２０の発生する
シンボル窓信号とは独立にサンプル時刻を計時して、こ
のサンプル時刻をＤＦＴ回路１６に送るようにしてい
る。
【００３１】このため、図２（ｄ）に示すサンプル時刻
０〜ｔｓの範囲で有効シンボル期間を抽出している状態
でサンプル範囲にΔτだけ時間シフトが生じても、その
サンプル時刻は図２（ｅ）に示すように−Δτ〜０〜ｔ
ｓ−Δτとなり、サンプルされた有効シンボルの信号デ
ータを離散フーリエ変換しても各搬送波に位相回転を与
えない。
０〜ｔｓの範囲で有効シンボル期間を抽出している状態
でサンプル範囲にΔτだけ時間シフトが生じても、その
サンプル時刻は図２（ｅ）に示すように−Δτ〜０〜ｔ
ｓ−Δτとなり、サンプルされた有効シンボルの信号デ
ータを離散フーリエ変換しても各搬送波に位相回転を与
えない。
【００３２】このように、本実施形態の構成によれば、
計時回路２１が窓信号発生回路２０の発生する窓信号と
は独立にサンプル時刻を計時しているため、窓信号の発
生する時間位置を適時変更することができ、これによっ
てＤＦＴ回路１６の処理に影響することなく時間シフト
した有効シンボル位置に窓信号を合わせることができ
る。
計時回路２１が窓信号発生回路２０の発生する窓信号と
は独立にサンプル時刻を計時しているため、窓信号の発
生する時間位置を適時変更することができ、これによっ
てＤＦＴ回路１６の処理に影響することなく時間シフト
した有効シンボル位置に窓信号を合わせることができ
る。
【００３３】さらに従来の同期方式の場合との比較につ
いて具体的に説明する。まず、ＯＦＤＭの変調処理Ｆ-1
において、変調信号ｘ（ｔ）は、被変調信号をＸ（ｋ）
とすると、次式のように表せる。
いて具体的に説明する。まず、ＯＦＤＭの変調処理Ｆ-1
において、変調信号ｘ（ｔ）は、被変調信号をＸ（ｋ）
とすると、次式のように表せる。
【００３４】
【数１】 これに対し、ＯＦＤＭの復調処理Ｆでは次式の演算を行
う。
う。
【００３５】
【数２】
【００３６】まず、従来の同期方式では、シンボルを抽
出するサンプル時刻の時間シフト量をΔτとすると、そ
のサンプル範囲は図２（ｂ）に示す状態から図２（ｃ）
に示す状態に変化し、サンプル時刻の位置が変わるた
め、ＯＦＤＭ信号は次式のようになる。
出するサンプル時刻の時間シフト量をΔτとすると、そ
のサンプル範囲は図２（ｂ）に示す状態から図２（ｃ）
に示す状態に変化し、サンプル時刻の位置が変わるた
め、ＯＦＤＭ信号は次式のようになる。
【００３７】
【数３】 このようなＯＦＤＭ信号を従来の同期方式で復調する
と、次式のような結果が得られる。
と、次式のような結果が得られる。
【００３８】
【数４】 上式から明らかなように、復調結果にはΔτによる位相
変化が生じてしまう。
変化が生じてしまう。
【００３９】これに対し、本実施形態の同期方式によれ
ば、シンボルを抽出するサンプル範囲の時間シフト量を
Δτとすると、そのサンプル範囲は図２（ｄ）に示す状
態から図２（ｅ）に示す状態に変化する。このため、Ｏ
ＦＤＭ信号は次式のようになる。
ば、シンボルを抽出するサンプル範囲の時間シフト量を
Δτとすると、そのサンプル範囲は図２（ｄ）に示す状
態から図２（ｅ）に示す状態に変化する。このため、Ｏ
ＦＤＭ信号は次式のようになる。
【００４０】
【数５】 このようなＯＦＤＭ信号を復調すると、
【００４１】
【数６】 となり、復調結果にΔτによる位相変化は生じない。
【００４２】したがって、上記構成によるＯＦＤＭ同期
復調装置では、伝送中にマルチパスなどが生じたＯＦＤ
Ｍ信号を受信する場合でも、伝送路の変化に応じて有効
シンボルを抽出する窓信号の時間位置を迅速に変化させ
ることができる。このため、ＤＦＴ回路１６の出力する
各搬送波に位相回転を生じさせることなく、有効シンボ
ルを抽出する時間位置を変化させることができる。
復調装置では、伝送中にマルチパスなどが生じたＯＦＤ
Ｍ信号を受信する場合でも、伝送路の変化に応じて有効
シンボルを抽出する窓信号の時間位置を迅速に変化させ
ることができる。このため、ＤＦＴ回路１６の出力する
各搬送波に位相回転を生じさせることなく、有効シンボ
ルを抽出する時間位置を変化させることができる。
【００４３】次に、図３を参照して本発明の第２の実施
形態について説明する。図３は本発明に係る第２の実施
形態におけるＯＦＤＭ同期復調装置のブロック構成を示
すものである。尚、図３に示す各構成要素で図１の構成
要素と同一の部分には同一符号を付して示し、ここでは
重複する説明を省略する。
形態について説明する。図３は本発明に係る第２の実施
形態におけるＯＦＤＭ同期復調装置のブロック構成を示
すものである。尚、図３に示す各構成要素で図１の構成
要素と同一の部分には同一符号を付して示し、ここでは
重複する説明を省略する。
【００４４】本実施形態が第１の実施形態と異なる点
は、ＤＦＴ回路１６に前述の機能を有していない通常の
ものを使用し、シンボル抽出回路１４とＤＦＴ回路１６
の間に時間シフト回路１５を配したことにある。この時
間シフト回路１５は、シンボル抽出回路１４の出力する
有効シンボルの信号データと共に計時回路２１の出力す
るサンプル時刻を入力し、そのサンプル時刻に基づいて
有効シンボルの信号データを巡回的に並べ替えた後にＤ
ＦＴ回路１６に供給する。
は、ＤＦＴ回路１６に前述の機能を有していない通常の
ものを使用し、シンボル抽出回路１４とＤＦＴ回路１６
の間に時間シフト回路１５を配したことにある。この時
間シフト回路１５は、シンボル抽出回路１４の出力する
有効シンボルの信号データと共に計時回路２１の出力す
るサンプル時刻を入力し、そのサンプル時刻に基づいて
有効シンボルの信号データを巡回的に並べ替えた後にＤ
ＦＴ回路１６に供給する。
【００４５】すなわち、本実施形態の同期回路部では、
窓信号発生回路２０の発生する窓信号とは独立に計時回
路２１で計時されたサンプル時刻を用いて、時間シフト
回路１５にて該サンプル時刻に基づく有効シンボルの信
号データの並べ替えを行うようにしている。
窓信号発生回路２０の発生する窓信号とは独立に計時回
路２１で計時されたサンプル時刻を用いて、時間シフト
回路１５にて該サンプル時刻に基づく有効シンボルの信
号データの並べ替えを行うようにしている。
【００４６】この場合、図２（ｆ）に示すサンプル時刻
０〜ｔｓの範囲で有効シンボル期間を抽出している状態
でサンプル範囲にΔτだけ時間シフトが生じると、その
サンプル時刻は図２（ｇ）に示すように−Δτ〜０〜ｔ
ｓ−Δτとなるが、さらにガードインターバルが有効シ
ンボルの後部を複写したものであることを利用し、サン
プル時刻−Δτ〜０の信号データをサンプル時刻ｔｓ−
Δτ〜ｔｓに移動させて、図２（ｈ）に示すようにシン
ボル抽出回路１４で任意に抽出された信号データのサン
プル時刻の位置を時間シフトした分だけ補正する。この
ため、サンプルされた有効シンボルの信号データは図２
（ｆ）と同じになるので、離散フーリエ変換しても各搬
送波に位相回転を与えない。
０〜ｔｓの範囲で有効シンボル期間を抽出している状態
でサンプル範囲にΔτだけ時間シフトが生じると、その
サンプル時刻は図２（ｇ）に示すように−Δτ〜０〜ｔ
ｓ−Δτとなるが、さらにガードインターバルが有効シ
ンボルの後部を複写したものであることを利用し、サン
プル時刻−Δτ〜０の信号データをサンプル時刻ｔｓ−
Δτ〜ｔｓに移動させて、図２（ｈ）に示すようにシン
ボル抽出回路１４で任意に抽出された信号データのサン
プル時刻の位置を時間シフトした分だけ補正する。この
ため、サンプルされた有効シンボルの信号データは図２
（ｆ）と同じになるので、離散フーリエ変換しても各搬
送波に位相回転を与えない。
【００４７】すなわち、本実施形態の同期方式によれ
ば、シンボルを抽出するサンプル範囲の時間シフト量を
Δτとすると、そのサンプル範囲は図２（ｆ）に示す状
態から図２（ｇ）に示す状態に変化するが、さらに図２
（ｈ）に示すように補正するため、このときのＯＦＤＭ
信号は次式のようになる。
ば、シンボルを抽出するサンプル範囲の時間シフト量を
Δτとすると、そのサンプル範囲は図２（ｆ）に示す状
態から図２（ｇ）に示す状態に変化するが、さらに図２
（ｈ）に示すように補正するため、このときのＯＦＤＭ
信号は次式のようになる。
【００４８】
【数７】 このようなＯＦＤＭ信号をＤＦＴ回路１６で復調する
と、
と、
【００４９】
【数８】 となり、復調結果にΔτによる位相変化は生じない。
【００５０】また、計時回路２１は、窓信号発生回路２
０の発生する窓信号とは独立にサンプル時刻を計時して
いるため、窓信号の発生する時間位置を適時変更するこ
とができる。このため、伝送路中でマルチパスなどが生
じたＯＦＤＭ信号を受信する場合でも、伝送路の変化に
応じて有効シンボルを抽出する窓信号の時間位置を迅速
に変化させることができる。この場合においても、ＤＦ
Ｔ回路１６の出力する各搬送波に位相回転を生じない。
０の発生する窓信号とは独立にサンプル時刻を計時して
いるため、窓信号の発生する時間位置を適時変更するこ
とができる。このため、伝送路中でマルチパスなどが生
じたＯＦＤＭ信号を受信する場合でも、伝送路の変化に
応じて有効シンボルを抽出する窓信号の時間位置を迅速
に変化させることができる。この場合においても、ＤＦ
Ｔ回路１６の出力する各搬送波に位相回転を生じない。
【００５１】尚、本実施形態の説明では、時間シフト回
路１５とＤＦＴ回路１６が独立しているものとしたが、
集積化により一体化することで、時間シフト機能を持っ
たＤＦＴ回路とすることも可能である。
路１５とＤＦＴ回路１６が独立しているものとしたが、
集積化により一体化することで、時間シフト機能を持っ
たＤＦＴ回路とすることも可能である。
【００５２】次に、図４を参照して本発明の第３の実施
形態について説明する。図４は本発明に係る第３の実施
形態におけるＯＦＤＭ同期復調装置のブロック構成を示
すものである。尚、ここでは、図４に示す各構成要素で
図１の構成要素と同一の部分には同一符号を付して示
し、ここでは重複する説明を省略する。
形態について説明する。図４は本発明に係る第３の実施
形態におけるＯＦＤＭ同期復調装置のブロック構成を示
すものである。尚、ここでは、図４に示す各構成要素で
図１の構成要素と同一の部分には同一符号を付して示
し、ここでは重複する説明を省略する。
【００５３】本実施形態が第１の実施形態と異なる点
は、ＤＦＴ回路１６の出力する各搬送波の振幅と位相を
観測する位相分析回路４１を備え、クロック制御回路２
２が位相分析回路４１が出力する時間誤差信号に基づい
てクロック発振回路１２の発振周波数を制御することで
ある。
は、ＤＦＴ回路１６の出力する各搬送波の振幅と位相を
観測する位相分析回路４１を備え、クロック制御回路２
２が位相分析回路４１が出力する時間誤差信号に基づい
てクロック発振回路１２の発振周波数を制御することで
ある。
【００５４】位相分析回路４１は、ＤＦＴ回路１６の出
力する各搬送波の位相を分析し、信号の群遅延時間を求
めて時間誤差としてクロック制御回路２２に供給する。
クロック制御回路２２は、位相分析回路４１の出力する
時間誤差信号に基づいて群遅延時間が０になるようにク
ロック発振回路１２の発振周波数を制御する。
力する各搬送波の位相を分析し、信号の群遅延時間を求
めて時間誤差としてクロック制御回路２２に供給する。
クロック制御回路２２は、位相分析回路４１の出力する
時間誤差信号に基づいて群遅延時間が０になるようにク
ロック発振回路１２の発振周波数を制御する。
【００５５】本実施形態の同期回路部は、第1 の実施形
態の同期回路部とクロック発振回路１２の発振周波数の
制御の方法が異なるが、計時回路２１がクロック発振回
路１２の出力するクロックに従って窓信号発生回路２０
の発生する窓信号とは独立にサンプル時刻を計時してい
るので、第1 の実施形態の同期回路部と同様の効果を奏
する。すなわち、ＤＦＴ回路１６が計時回路１２の出力
するサンプル時刻に基づいてシンボル抽出回路１４で抽
出された有効シンボルの信号データを離散フーリエ変換
することによって、ＤＦＴ回路１６の出力する各搬送波
の位相回転を防ぐことができる。
態の同期回路部とクロック発振回路１２の発振周波数の
制御の方法が異なるが、計時回路２１がクロック発振回
路１２の出力するクロックに従って窓信号発生回路２０
の発生する窓信号とは独立にサンプル時刻を計時してい
るので、第1 の実施形態の同期回路部と同様の効果を奏
する。すなわち、ＤＦＴ回路１６が計時回路１２の出力
するサンプル時刻に基づいてシンボル抽出回路１４で抽
出された有効シンボルの信号データを離散フーリエ変換
することによって、ＤＦＴ回路１６の出力する各搬送波
の位相回転を防ぐことができる。
【００５６】尚、本実施形態において、第２の実施形態
と同様に、ＤＦＴ回路１６に通常のものを使用し、シン
ボル抽出回路１４とＤＦＴ回路１６との間に時間シフト
回路１５を設けて、シンボル抽出回路１４で得られた有
効シンボルの信号データを計時回路２１から出力される
サンプル時刻に基づいて時間補正を行い、ＤＦＴ回路１
６に入力するようにしても、同様の効果が得られること
はいうまでもない。
と同様に、ＤＦＴ回路１６に通常のものを使用し、シン
ボル抽出回路１４とＤＦＴ回路１６との間に時間シフト
回路１５を設けて、シンボル抽出回路１４で得られた有
効シンボルの信号データを計時回路２１から出力される
サンプル時刻に基づいて時間補正を行い、ＤＦＴ回路１
６に入力するようにしても、同様の効果が得られること
はいうまでもない。
【００５７】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、離散フー
リエ変換して得られる各搬送波の位相に回転を生じさせ
ることなく、有効シンボルを抽出する時間位置を変化さ
せることができるＯＦＤＭ同期復調装置を提供すると共
に、このＯＦＤＭ同期復調装置に用いて好適なＤＦＴ回
路を提供することができる。
リエ変換して得られる各搬送波の位相に回転を生じさせ
ることなく、有効シンボルを抽出する時間位置を変化さ
せることができるＯＦＤＭ同期復調装置を提供すると共
に、このＯＦＤＭ同期復調装置に用いて好適なＤＦＴ回
路を提供することができる。
【図１】 本発明の第1 の実施の形態におけるＯＦＤＭ
同期復調装置の構成を示すブロック回路図である。
同期復調装置の構成を示すブロック回路図である。
【図２】 同実施形態の動作を従来例と比較して説明す
るためのタイミング図である。
るためのタイミング図である。
【図３】 本発明の第２の実施の形態におけるＯＦＤＭ
同期復調装置の構成を示すブロック回路図である。
同期復調装置の構成を示すブロック回路図である。
【図４】 本発明の第３の実施の形態におけるＯＦＤＭ
同期復調装置の構成を示すブロック回路図である。
同期復調装置の構成を示すブロック回路図である。
【図５】 従来例におけるＯＦＤＭ同期復調装置の構成
を示すブロック回路図である。
を示すブロック回路図である。
１１…入力端子、 １２…クロック発振回路、 １３…Ａ／Ｄ変換回路、 １４…シンボル抽出回路、 １５…時間シフト回路、 １６…ＤＦＴ回路、 １７…シンボル窓制御回路、 １８…遅延回路、 １９…相関回路、 ２０…窓信号発生回路、 ２１…計時回路、 ２２…クロック制御回路、 ２３…ＬＰＦ回路、 ２４…Ｄ／Ａ変換回路、 ４１…位相分析回路、 １０１…入力端子、 １０２…クロック発振回路、 １０３…Ａ／Ｄ変換回路、 １０４…ガード期間除去回路、 １０５…Ｓ／Ｐ変換回路、 １０６…ＦＦＴ回路、 １０７…シンボル同期回路、 １０８…遅延回路、 １０９…相関回路、 １１０…タイミング回路、 １１２…クロック制御回路、 １１３…ＬＰＦ回路、 １１４…Ｄ／Ａ変換回路。
フロントページの続き (72)発明者 林 健一郎 東京都港区赤坂５丁目２番８号 株式会社 次世代デジタルテレビジョン放送システム 研究所内 (72)発明者 影山 定司 東京都港区赤坂５丁目２番８号 株式会社 次世代デジタルテレビジョン放送システム 研究所内 (72)発明者 原田 泰男 東京都港区赤坂５丁目２番８号 株式会社 次世代デジタルテレビジョン放送システム 研究所内 (72)発明者 木曽田 晃 東京都港区赤坂５丁目２番８号 株式会社 次世代デジタルテレビジョン放送システム 研究所内 (72)発明者 森 仁 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内
Claims (8)
- 【請求項１】 一定期間毎の信号データを入力し、別途
与えられるサンプル時刻を該信号データのサンプル時刻
として離散フーリエ変換して出力するＤＦＴ回路。 - 【請求項２】 一定期間毎の信号データを別途与えられ
るサンプル時刻に従って巡回的に並べ替える時間シフト
部と、この時間シフト部で並べ替えられた信号データを
離散フーリエ変換する離散フーリエ変換部とを具備する
ＤＦＴ回路。 - 【請求項３】 互いに直交する複数の搬送波に伝送デー
タを分割多重して伝送するＯＦＤＭ伝送方式の受信装置
に用いられ、 信号処理を行うためのクロック信号を発生するクロック
発振手段と、 前記クロック信号に基づいてベースバンドＯＦＤＭ信号
を離散的に標本化、量子化してＯＦＤＭ信号データを生
成するアナログ・デジタル変換手段と、 前記ＯＦＤＭ信号データの有効シンボル期間を示すシン
ボル窓信号を発生する窓信号発生手段と、 前記シンボル窓信号に従って前記ＯＦＤＭ信号データに
含まれる有効シンボル期間の信号データを抽出するシン
ボル抽出手段と、 前記アナログ・デジタル変換手段の出力から前記窓信号
発生手段が発生するシンボル窓信号の窓発生時刻を制御
するシンボル窓制御手段と、 前記シンボル窓信号の発生される時刻とは独立に前記ク
ロック信号に従ってサンプル時刻を計数する計時手段
と、 前記シンボル抽出手段で抽出された有効シンボル期間の
信号データを入力として前記サンプル時刻を該信号デー
タのサンプル時刻として離散フーリエ変換して出力する
ＤＦＴ手段とを具備することを特徴とするＯＦＤＭ同期
復調装置。 - 【請求項４】 互いに直交する複数の搬送波に伝送デー
タを分割多重して伝送するＯＦＤＭ伝送方式の受信装置
に用いられ、 信号処理を行うための前記クロック信号を発生するクロ
ック発振手段と、 前記クロック信号に基づいてベースバンドＯＦＤＭ信号
を離散的に標本化、量子化してＯＦＤＭ信号データを生
成するアナログ・デジタル変換手段と、 前記ＯＦＤＭ信号データの有効シンボル期間を示すシン
ボル窓信号を発生する窓発生手段と、 前記シンボル窓信号に従って前記ＯＦＤＭ信号データに
含まれる有効シンボル期間の信号データを抽出するシン
ボル抽出手段と、 前記アナログ・デジタル変換手段の出力から前記窓信号
発生手段が発生するシンボル窓信号の窓発生時刻を制御
するシンボル窓制御手段と、 前記シンボル窓信号の発生される時刻とは独立に前記ク
ロック信号に従ってサンプル時刻を計数する計時手段
と、 前記シンボル抽出手段で抽出された有効シンボル期間の
信号データを前記サンプル時刻に従って巡回的に並べ替
える時間シフト手段と、 前記時間シフト手段で並べ替えられた有効シンボル期間
の信号データを入力として離散フーリエ変換して出力す
るＤＦＴ手段とを具備することを特徴とするＯＦＤＭ同
期復調装置。 - 【請求項５】 前記シンボル窓制御手段は、ＯＦＤＭ信
号データを所定の時間遅延する遅延手段と、遅延されな
いＯＦＤＭ信号データと前記遅延手段で遅延されたＯＦ
ＤＭ信号データとの相関係数を求める相関手段とを備
え、 窓信号発生手段は、前記相関係数に基づいてシンボル窓
信号を発生することを特徴とする請求項３、４いずれか
記載のＯＦＤＭ同期復調装置。 - 【請求項６】 さらに、前記クロック発振手段が発生す
るクロック信号の周波数を制御するクロック制御手段を
備えることを特徴とする請求項３乃至５いずれか記載の
ＯＦＤＭ同期復調装置。 - 【請求項７】 前記クロック制御手段は、前記窓信号発
生手段の出力するシンボル窓信号と前記計時手段の出力
するサンプル時刻信号とを入力し、前記シンボル窓信号
が平均的に所定のサンプル時刻になるように前記クロッ
ク発振手段が出力するクロック信号の周波数を制御する
ことを特徴とする請求項６記載のＯＦＤＭ同期復調装
置。 - 【請求項８】 さらに、前記ＤＦＴ手段の出力する各搬
送波の位相情報から群遅延時間を求める位相分析手段を
備え、前記クロック制御手段は前記位相分析手段で得ら
れた時間誤差に基づいてクロック発振手段の出力するク
ロック信号の周波数を制御することを特徴とする請求項
６記載のＯＦＤＭ同期復調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9019409A JP2818155B2 (ja) | 1997-01-31 | 1997-01-31 | Ｄｆｔ回路とｏｆｄｍ同期復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9019409A JP2818155B2 (ja) | 1997-01-31 | 1997-01-31 | Ｄｆｔ回路とｏｆｄｍ同期復調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10224319A true JPH10224319A (ja) | 1998-08-21 |
| JP2818155B2 JP2818155B2 (ja) | 1998-10-30 |
Family
ID=11998466
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9019409A Expired - Lifetime JP2818155B2 (ja) | 1997-01-31 | 1997-01-31 | Ｄｆｔ回路とｏｆｄｍ同期復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2818155B2 (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JPWO2003032541A1 (ja) * | 2001-09-28 | 2005-01-27 | 富士通株式会社 | Ｏｆｄｍ受信方法及びｏｆｄｍ受信装置 |
| JP2006157762A (ja) * | 2004-12-01 | 2006-06-15 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 受信装置 |
| JP2010022056A (ja) * | 2009-10-22 | 2010-01-28 | Fujitsu Ltd | 受信装置 |
| WO2013035146A1 (ja) * | 2011-09-05 | 2013-03-14 | 三菱電機株式会社 | 受信装置および受信方法 |
| JP2016082340A (ja) * | 2014-10-15 | 2016-05-16 | 株式会社メガチップス | データ受信装置、プログラムおよび集積回路 |
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| JPH08223132A (ja) * | 1995-02-15 | 1996-08-30 | Hitachi Ltd | ディジタル伝送信号の受信器ならびにディジタル伝送方式 |
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-
1997
- 1997-01-31 JP JP9019409A patent/JP2818155B2/ja not_active Expired - Lifetime
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