JP4808888B2

JP4808888B2 - 直交周波数分割多重化システムにおけるサンプリング周波数オフセットの補正

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Publication number: JP4808888B2
Application number: JP2001547814A
Authority: JP
Inventors: ビー．ベロツエルコフスキーマキシム; ロバートリットウィンジュニアルイス
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Priority date: 1999-12-22
Filing date: 2000-12-20
Publication date: 2011-11-02
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Description

【０００１】
（発明の分野）
本発明は、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）信号の処理に関する。
【０００２】
（発明の背景）
直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）は、データをチャネル上で有効に伝送するための堅固な技法である。この技法は、データを伝送するために、複数のサブキャリア周波数（サブキャリア）をチャネル帯域幅内で使用している。これらのサブキャリアは、周波数分割多重化（ＦＤＭ）など多くの従来の伝送手法と比較すると、帯域幅の効率が最適になるように構成されている。周波数分割多重化（ＦＤＭ）は、サブキャリア周波数スペクトルを分割し、かつ分離することによってキャリア間干渉（ＩＣＩ）を防止するために、チャネル帯域幅の多くの部分を無駄にしている。対照的に、ＯＦＤＭサブキャリアの周波数スペクトルは、ＯＦＤＭチャネル帯域幅内で大きくオーバラップしているが、それにもかかわらずＯＦＤＭは、各サブキャリア上に変調された情報の分解および再生を可能にしている。
【０００３】
ＯＦＤＭ信号を介したチャネルを介したデータの伝送は、多くの従来の伝送技法に対して、いくつかの利点を備えている。その利点の１つは、マルチパス遅延スプレッド（ｍｕｌｔｉｐａｔｈｄｅｌａｙｓｐｒｅａｄ）に対するＯＦＤＭの耐性である。この耐性は、チャネルインパルス応答の典型的な時間持続期間と比較して、シンボルインターバルＴｓが比較的長いことによるものである。シンボルインターバルを長くすることにより、シンボル間干渉（ＩＳＩ）が回避されている。他の利点は、周波数選択性フェージングに対するＯＦＤＭの耐性である。ＯＦＤＭ信号に冗長性を持たせることにより、他のサブキャリアから再生されたデータから、フェージングサブキャリア上に符号化されたデータを復元することができる。さらに他の利点は、ＯＦＤＭの場合、スペクトルを有効に使用することができることである。ＯＦＤＭサブキャリアは、サブキャリア間に未使用の周波数空間を設ける必要なく、互いに極めて接近して置かれているため、ＯＦＤＭは有効にチャネルを満たすことができる。さらに他の利点は、ＯＦＤＭのサブチャネル等化が簡略化されることである。ＯＦＤＭは、時間領域（単一キャリア伝送システムの場合がそうである）から、単純な１タップ等化器バンクが各サブチャネルの位相ひずみおよび振幅ひずみを個別に調整することができる周波数領域へ、チャネル等化をシフトさせる。さらに他の利点は、ＯＦＤＭの良好な干渉特性である。干渉信号のパワーの分布を考慮するために、ＯＦＤＭのスペクトルを修正することができ、また、チャネル帯域幅のエッジ付近のＯＦＤＭサブキャリアの使用を避けることにより、帯域外干渉を緩和することができる。
【０００４】
ＯＦＤＭはこのような利点を有しているが、ＯＦＤＭの従来技術の実施態様には、いくつかの問題点および実践上の制約がある。問題点の１つは、ＯＦＤＭ同期化の主要な一面であるキャリア周波数オフセットの測定および補正の問題である。理想的には、受信キャリア周波数ｆ_crは、正確に送信キャリア周波数ｆ_ctと整合しなければならない。この条件に合致しない場合、不整合により、受信ＯＦＤＭ信号の非ゼロキャリア周波数オフセットΔ（ｄｅｌｔａ）ｆ_cの原因になる。ＯＦＤＭ信号は、このようなキャリア周波数オフセットに極めて敏感であり、そのためにＯＦＤＭサブキャリア間の直交性が損なわれ、キャリア間干渉（ＩＣＩ）および受信機での再生データの誤り率（ＢＥＲ）の著しい増加の原因になっている。
【０００５】
他の問題点は、サンプリングレートオフセットを除去するために、トランスミッタのサンプルレートを受信機のサンプルレートに同期させることである。周波数オフセットが小さい場合、この２つのサンプルレート間のいかなる不整合も、２^m項サブシンボル配列がフレーム中においてシンボルからシンボルへ回転する原因になるが、周波数オフセットが大きい場合、受信信号の周波数スペクトルが収縮するか、あるいは膨張することになる。スペクトルの収縮あるいは膨張は共にＢＥＲの増加の原因になっている。サンプリングレートがオフセットする原因の１つは、サンプリング周波数がオフセットすることにある。サンプリング周波数のオフセットは、受信機が、トランスミッタで使用されたサンプルレートより高いか、あるいは低い周波数で受信信号をサンプルする場合に生じる。サンプリング周波数のオフセットは、受信機の性能に有害であり、受信機を適切に同期させるためにはオフセットを補正しなければならない。本発明は、この問題の是正を対象としたものである。
【０００６】
（発明の概要）
ＯＦＤＭ受信機は、時間領域における入力信号をサンプルし、サンプルデータに所定のサブキャリアのそれぞれの周波数領域スペクトルの副ローブを少なくするための窓関数を掛け合わせることによって所定のサブキャリア間の妨害を緩和し、かつ、十分な振幅（ノイズフロアに対して）のサンプルを主ピークの両側で利用することができるよう主ローブを拡大し、各所定サブキャリアの周波数領域サンプルを解析するためにサンプル信号のＦＦＴ（高速フーリエ変換）を取り、各所定サブキャリアの両側の周波数領域サンプルの振幅の差を検出し、かつ、検出した振幅の差に基づいてサンプリング周波数エラーを生成する。
【０００７】
本発明については、好ましい実施形態の詳細な説明を添付の図面と共に読むことにより、より完全に理解されよう。
【０００８】
（好ましい実施形態の詳細な説明）
本発明の特徴および利点は、例として示す以下の説明からより明らかになるであろう。
【０００９】
ＯＦＤＭ信号伝送の一般原理について、図１〜４に照らして説明する。図１を参照すると、従来のＯＦＤＭトランスミッタ１０のブロック図が示されている。ＯＦＤＭトランスミッタ１０は、入力としてベースバンドデータビットのストリーム１２を受け取っている。これらの入力データビット１２は、符号器１４に送り込まれている。符号器１４は、これらのデータビット１２をＴ_g＋Ｔ_s秒毎にＢビットのセグメント中にもたらしている。Ｔ_sはＯＦＤＭシンボルインターバルであり、Ｔ_gはサイクリックプレフィックスすなわちガードインターバルである。符号器１４は、通常、エラー修正および／またはエラー検出の冗長性をＢビットのセグメントに導入し、符号化されたビットをｍビットの２Ｎ個のサブセグメントに細分するためのブロックおよび／または重畳符号化スキームを使用している。通常、整数ｍの範囲は２から６までである。
【００１０】
典型的なＯＦＤＭ伝送システムには、周波数したがって位相を持たないため、通常はデータ伝送には使用されないゼロ周波数ＤＣサブキャリアを含む２Ｎ＋１個のＯＦＤＭサブキャリアが存在している。したがって符号器１４は、通常、ｍビットのサブセグメントを、２^m項配列中の対応する所定の複素数値化ポイントへマップするために、ｍビットの２Ｎ個のサブセグメントの２^m項直交振幅変調（ＱＡＭ）符号化を実行している。配列中の各複素数値化ポイントは、位相および振幅の離散値を表している。このように、符号器１４は、Ｂデータビットを符号化する周波数領域サブシンボルの列を生成するために、ｍビットの２Ｎ個のサブセグメントのそれぞれに、−Ｎ≦ｋ≦Ｎである、対応する複素数値化された２^m項ＱＡＭサブシンボルｃ_k＝ａ_k＋ｊｂ_kを割り当てている。また、ゼロ周波数サブキャリアは、通常、ｃ₀＝０が割り当てられている。次に、符号器１４は、フィルタリングを単純にするために必要なすべての追加ゼロと共にサブシンボルの列を、逆離散フーリエ変換器（ＩＤＦＴ）、好ましくは逆高速フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）１６に引き渡している。
【００１１】
ＩＦＦＴ１６は、符号器１４からＯＦＤＭ周波数領域サブシンボルの列を受け取ると、サブシンボルの列に対して逆高速フーリエ変換を実行する。つまり、ＩＦＦＴ１６は、複素数値化されたサブシンボルｃ_kのそれぞれを使用して、シンボルインターバルＴｓに渡って、２Ｎ＋１個のサブキャリア周波数のうちの対応する１つの位相および振幅を、シンボルインターバルＴｓに渡って変調する。サブキャリアは、ｅ^-2 ^π ^jfｋ^tで与えられ、したがって、ｋが周波数の数であり、かつ、−Ｎ≦ｋ≦Ｎの範囲の整数である、ｆ_k＝ｋ／Ｔ_sのベースバンド周波数を有している。したがってＩＦＦＴ１６は、０＜ｔ＜Ｔ_sである
【００１２】
【数１】

【００１３】
で与えられる持続期間Ｔｓのディジタル時間領域ＯＦＤＭシンボルを作り出している。
【００１４】
Ｔ_s秒のシンボルインターバルにわたる周波数領域サブシンボルによるＯＦＤＭサブキャリアのこの離散値化変調の結果、ＯＦＤＭサブキャリアは、それぞれ周波数領域におけるシンクｘ＝（ｓｉｎｘ）／ｘスペクトルを示す。周波数領域において、２Ｎ＋１個のサブキャリアのそれぞれを１／Ｔ_sの間隔で隔てることにより、各サブキャリアのシンクｘスペクトルの一次ピークが、すべての他のサブキャリアのスペクトルのヌルに一致する。このように、サブキャリアのスペクトルはオーバラップしても、互いの直交は維持されている。図２は、ＯＦＤＭチャネル帯域幅ＢＷ内における、キャリア周波数ｆ_ctを中心したＯＦＤＭサブキャリアの配列およびその変調スペクトルの包絡線を示したものである。変調サブキャリアがチャネル帯域幅を極めて有効に満たしていることに注目されたい。
【００１５】
図１に戻ると、ＩＦＦＴ１６によって生成されたディジタル時間領域ＯＦＤＭシンボルは、次に、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）１８に渡される。ＤＳＰ１８は、ディジタル時間領域ＯＦＤＭシンボルに対する追加スペクトル整形を実行し、また、各シンボルに長さＴ_gのサイクリックプレフィックスすなわちガードインターバルを追加している。通常、サイクリックプレフィックスは、正にシンボルの繰返し部分である。このサイクリックプレフィックスは、通常、ＯＦＤＭチャネルインパルス応答より長く、したがって連続するシンボル間のシンボル間妨害（ＩＳＩ）を防止する作用をしている。
【００１６】
次に、周期的に拡張され、スペクトル整形されるディジタル時間領域ＯＦＤＭシンボルを構成している実数値化および虚数値化されたディジタル成分が、それぞれディジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）２０および２２に渡される。ＤＡＣ２０および２２は、時間領域ＯＦＤＭシンボルの実数値化および虚数値化されたディジタル成分を、クロック回路２４によって決定される変換速度すなわちサンプリングレートｆ_{ck_t}で、それぞれ同相ＯＦＤＭアナログ信号および直交ＯＦＤＭアナログ信号に変換している。同相ＯＦＤＭ信号および直交ＯＦＤＭ信号は、次に、それぞれミクサー２６および２８に渡される。
【００１７】
ミクサー２６および２８では、それぞれ同相ＩＦＯＦＤＭ信号および直交ＩＦＯＦＤＭ信号を生成するために、ＤＡＣ２０および２２からの同相ＯＦＤＭ信号および直交ＯＦＤＭ信号を使用して、それぞれ同相中間周波数（ＩＦ）信号および９０度位相変移（直交）ＩＦ信号を変調している。ミクサー２６に供給される同相ＩＦ信号は、局部発振器３０によって直接生成され、ミクサー２８に供給される９０°位相変移ＩＦ信号は、ミクサー２８への供給に先立って、局部発振器３０によって生成される同相ＩＦ信号を９０°移相器３２を通過させることによって生成される。この２つの同相ＩＦＯＦＤＭ信号および直交ＩＦＯＦＤＭ信号は、次に、結合器３４で結合され、複合信号が形成される。従来のトランスミッタの中には、ＩＦの結合を、ディジタル／アナログ変換の実行に先立って、ディジタルシンセサイザおよびディジタルミクサーを使用して時間領域で実行しているものもある。
【００１８】
この複合ＩＦＯＦＤＭ信号は、次に、無線周波数（ＲＦ）トランスミッタ４０に渡される。ＲＦトランスミッタ４０には多くの変形形態が存在し、当分野で良く知られているが、典型的にはＲＦトランスミッタ４０は、ＩＦ帯域通過フィルタ４２、ＲＦミクサー４４、ＲＦキャリア周波数局部発振器４６、ＲＦ帯域通過フィルタ４８、ＲＦ電力増幅器５０、およびアンテナ５２を備えている。ＲＦトランスミッタ４０は、チャネル帯域幅ＢＷを占めるＲＦＯＦＤＭ変調キャリアを生成するために、結合器３４からＩＦＯＦＤＭ信号を受け取り、その信号を使用して、ＲＦ局部発振器４６によって生成される周波数ｆ_ctの伝送キャリアを変調している。ＯＦＤＭ信号全体がこのチャネル帯域幅に適合しなければならないため、チャネル帯域幅の幅は、すべての変調ＯＦＤＭサブキャリアに適応するためには少なくとも（１／Ｔ_s）・（２Ｎ＋１）Ｈｚでなければならない。図２は、このＲＦＯＦＤＭ変調キャリアの周波数領域特性を示したものである。このＲＦＯＦＤＭ変調キャリアは、次に、チャネルを介してアンテナ５２から遠隔位置にあるＯＦＤＭ受信機へ伝送される。ＲＦトランスミッタ４０の代替実施形態では、ＯＦＤＭ信号を使用して、周波数変調（ＦＭ）、単側波帯変調（ＳＳＭ）、あるいは他の変調技法を用いて伝送キャリアを変調している。したがって、結果として得られるＲＦＯＦＤＭ変調キャリアは、必ずしも図２に示すＲＦＯＦＤＭ変調キャリアと正確に同じ波形ではない（すなわち、ＲＦＯＦＤＭ変調キャリアは、伝送キャリアを中心とするのではなく、その両側に存在している）。
【００１９】
遠隔位置でＯＦＤＭ信号を受信し、かつ、ＯＦＤＭサブキャリア中に符号化されているベースバンドデータビットを回復するためには、ＯＦＤＭ受信機は、本質的に、上で説明したＯＦＤＭトランスミッタによって実行されるすべてのオペレーションの逆のオペレーションを実行しなければならない。これらのオペレーションについて、従来のＯＦＤＭ受信機のブロック図である図３に照らして説明する。
【００２０】
典型的なＯＦＤＭ受信機６０の第１の構成要素はＲＦ受信機７０である。ＲＦトランスミッタ４０と同様、ＲＦ受信機７０には多くの変形形態が存在し、当分野で良く知られているが、典型的にはＲＦ受信機７０は、アンテナ７２、低雑音増幅器（ＬＮＡ）７４、ＲＦ帯域通過フィルタ７６、自動利得制御（ＡＧＣ）回路７７、ＲＦミクサー７８、ＲＦキャリア周波数局部発振器８０、およびＩＦ帯域通過フィルタ８２を備えている。
【００２１】
アンテナ７２を介して、ＲＦ受信機７０は、ＲＦＯＦＤＭ変調キャリアがチャネルを通過した後、ＲＦＯＦＤＭ変調キャリアと結合している。次に、ＲＦＯＦＤＭ変調キャリアを、ＲＦ局部発振器８０によって生成される、周波数ｆ_crの受信キャリアと結合させることにより、ＲＦ受信機７０は、ＲＦＯＦＤＭ変調キャリアをダウン変換し、受信ＩＦＯＦＤＭ信号を得ている。受信キャリアと伝送キャリアの周波数の差が、キャリア周波数オフセットΔｆ_cに寄与している。
【００２２】
この受信ＩＦＯＦＤＭ信号は、次に、ミクサー８４およびミクサー８６の両方に供給され、それぞれ同相ＩＦ信号および９０°位相変移（直交）ＩＦ信号と結合され、それぞれ同相ＯＦＤＭ信号および直交ＯＦＤＭ信号が生成される。ミクサー８４に供給される同相ＩＦ信号は、ＩＦ局部発振器８８によって生成される。ミクサー８６に供給される９０°位相変移ＩＦ信号は、ミクサー８６への供給に先立って、同相ＩＦ信号を９０°移相器９０を通過させることによって、ＩＦ局部発振器８８の同相ＩＦ信号から引き出される。
【００２３】
同相ＯＦＤＭ信号および直交ＯＦＤＭ信号は、次に、それぞれアナログ／ディジタル変換器（ＡＤＣ）９２および９３に渡され、クロック回路９４によって決定されるサンプリングレートｆ_{ck_r}でディジタル化される。ＡＤＣ９２および９３は、それぞれ同相離散時間ＯＦＤＭ信号および直交離散時間ＯＦＤＭ信号を形成するディジタルサンプルを生成している。受信機のサンプリングレートとトランスミッタのサンプリングレートの差が、サンプリングレートオフセットΔｆ_ck＝ｆ_{ck_r}−ｆ_{ck_t}である。
【００２４】
ＡＤＣ９２および９３からのフィルタリングされない同相離散時間ＯＦＤＭ信号および直交離散時間ＯＦＤＭ信号は、次に、それぞれディジタル低域通過フィルタ９６および９８を通過する。低域通過ディジタルフィルタ９６および９８の出力は、それぞれ受信信号ＯＦＤＭの同相サンプルおよび直交サンプルにフィルタされる。このように、受信ＯＦＤＭ信号は、複素数値化されたＯＦＤＭ信号ｒ_i＝ｑ_i＋ｊｐ_iのそれぞれ実数値化成分および虚数値化成分を表す同相（ｑ_i）サンプルおよび直交（ｐ_i）サンプルに変換される。受信ＯＦＤＭ信号のこれらの同相および直交（実数値化および虚数値化された）サンプルは、次にＤＳＰ１００に引き渡される。受信機６０の従来の実施態様の中には、アナログ／ディジタル変換がＩＦ結合プロセスに先立って実施されるものがあることに留意されたい。このような実施態様では、ディジタルミクサーおよびディジタル周波数シンセサイザを結合プロセスに使用しなければならない。また、受信機６０の多くの従来の実施態様では、ディジタル／アナログ変換がフィルタリングの後に実施されていることに留意されたい。
【００２５】
ＤＳＰ１００は、受信ＯＦＤＭ信号の同相サンプルおよび直交サンプルに対する様々なオペレーションを実行している。これらのオペレーションには、ａ）受信機６０を受信ＯＦＤＭ信号中のシンボルフレームおよびデータフレームのタイミングに同期させる、ｂ）受信ＯＦＤＭ信号からサイクリックプレフィックスを除去する、ｃ）各ＯＦＤＭシンボルインターバルの間、サブキャリアを変調するために使用された周波数領域サブシンボルの列を回復するために、受信ＯＦＤＭ信号の離散フーリエ変換（ＤＦＴ）、または好ましくは高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を計算する、ｄ）サブキャリアに対する必要なすべてのチャネル等化を実行する、およびｅ）ＯＦＤＭ信号のサブキャリアをＦＦＴ計算によって復調することにより、ＯＦＤＭ信号の各シンボルから周波数領域サブシンボルの列ｙ_kを計算するオペレーションが含まれている。ＤＳＰ１００は、次に、これらのサブシンボルの列を復号器１０２に引き渡す。
【００２６】
復号器１０２は、ＤＳＰ１００から復号器１０２に引き渡される周波数領域サブシンボルの列から伝送データビットを回復する。この回復は、理想的にはＯＦＤＭトランスミッタ１０に供給されたデータビットのストリーム１２と整合すべきデータビットのストリーム１０４を得るために、周波数領域サブシンボルを復号化することによって実施される。この復号化プロセスには、例えば、ブロックおよび／または重畳符号化サブシンボルからデータを回復するためのソフトヴィテルビ復号化および／またはリードソロモン復号化を含むことができる。
【００２７】
ディジタルテレビジョンあるいは無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）を実施するためのシステムのような典型的なＯＦＤＭデータ伝送システムでは、データは、ＯＦＤＭ信号中を、フレームとして知られているシンボル群で伝送される。図４はこの概念を示したもので、データフレーム１００はＭ個の連続シンボル１１２ａ、１１２ｂ、．．．、１１２Ｍを含んでおり、そのそれぞれには、ガードインターバルＴ_gおよびＯＦＤＭシンボルインターバルＴｓが含まれている。したがって各シンボルの総持続期間は、Ｔ_g＋Ｔ_s秒である。アプリケーションに応じて、例えばディジタルＴＶの同報通信などの場合、連続的にデータフレームを伝送することができ、あるいは、例えばＷＬＡＮの実施態様などの場合、バーストの形で無作為の時間にデータフレームを伝送することができる。
【００２８】
次に図５〜８を参照すると、本発明による例示的実施形態が示されている。本発明は、図３のＯＦＤＭ受信機の構成要素とは別個に示されているが、当分野の技術者には、本発明とＯＦＤＭ受信機の構成要素の統合を容易に工夫することができよう。例えば、本発明は、ＯＦＤＭ受信機６０のＡＤＣ９２および９３、およびクロック回路９４を兼備することができるが、本発明は、分かり易く、かつ、参照し易くするために、また、本発明の理解を容易にするために、個別サンプリング周波数ループとして示されている。
【００２９】
本発明は、ＥＴＳＩ−ＢＲＡＮＨＩＰＥＲＬＡＮ／２（欧州）、およびＩＥＥＥ８０２．１１ａ（米国）無線ＬＡＮ規格を遵守する受信機の中で動作するものとして説明されているが、当分野の技術者の技術の範囲内において、本発明の教示が他のＯＦＤＭシステムの中で実施されることが考慮されている。
【００３０】
上記の無線ＬＡＮ規格には、ＯＦＤＭ伝送を検出するためのトレーニング列の使用が提案されている。簡潔には、トレーニング列（例えばトレーニング列ＡまたはＢ）には、所定の数のパイロットサブキャリアすなわちビン（例えば１２個のパイロットサブキャリア）を介して伝送される、一連のショートＯＦＤＭトレーニングシンボル（既知の振幅および位相を有する）が含まれている。他のすべてのサブキャリア（例えば５２個のサブキャリア）は、トレーニング列が伝送されている間、ゼロを維持する。上記のＬＡＮ規格のトレーニング列の使用については以下で考察するが、特許請求の範囲の各クレームで定義されているように、代替トレーニング列およびシンボルの使用についても、本発明の範囲内で考慮されている。
【００３１】
より詳細には、ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２ショートトレーニング列Ｂは、１２個の非ゼロパイロットサブキャリアからなり、他のすべてのキャリアはゼロ（合計６４個のサブキャリア）である。時間領域ＯＦＤＭ信号のサンプル時にサンプリング周波数オフセットが存在すると、周波数領域のスペクトルが周波数軸に沿ってスケールされることになる。このようなスケーリングは、１２個の非ゼロパイロットサブキャリアが、もはや基本周波数の倍数の周波数上に存在しないことを意味している。したがってＤＦＴリークが生じることになり、そのために、パイロットサブキャリアに対応するＦＦＴ出力中に単一ピークを有する代わりに、図５に示すように、副ローブ（主ピークの両側のサンプル）を有するピークが存在することになる。ピークの左側のサンプルとピークの右側のサンプルの差を計算することにより、サンプラーの周波数を首尾よく更新するために使用することができ、それによりサンプリング周波数オフセットを除去する重要なエラーを生成することができる。
【００３２】
次に図６を参照すると、サンプリング周波数補正ネットワーク１２０が示されている。ネットワーク１２０は、ソフトウェア、ハードウェア、あるいはそれらのいくつかの組合せの中で具体化することができることに留意すべきである。ネットワーク１２０は、可変クロック回路（例えば図３のクロック回路９４）によって駆動されるアナログ／ディジタル変換器（例えば図３のＡＤＣ９２および９３）を有するサンプラー１２２からサンプル信号を受け取っている。上で考察したように、サンプラー１２２は、トランスミッタのサンプルレートとは異なる周波数で受信信号をサンプルしている。このサンプルレートの相違により、受信機の性能に有害なサンプリング周波数オフセットが生成される。ネットワーク１２０は、受信機が正しく同期化されるよう、周波数オフセットを補正している。
【００３３】
ネットワーク１２０は、サンプラー１２２から受け取ったサンプル時間領域データに、ハミングウィンドウ、ハニングウィンドウ等の窓関数を掛け合わせる時間領域ウィンドウイングモジュール１２４を備えている。サンプルデータに窓関数を適用することによって２つの利点がもたらされる。第１は、サンプルデータを周波数領域で解析する場合、すなわちサンプルデータをＦＦＴモジュール１２６で処理し、エラー計算モジュール１２８で解析する場合、各パイロットビンの主ローブが拡大すなわち広がることである。主ローブが拡大することにより、以下でさらに詳細に考察するように、各パイロットビンに対する周波数領域サンプルの数が増加する。第２は、パイロットビンの副ローブが狭くなり、その結果、隣合うパイロットビンに対する妨害が減少することである。
【００３４】
時間領域ウィンドウイングモジュール１２４は、時間領域サンプルを周波数領域に変換するＦＦＴモジュール１２６にサンプル時間領域データを渡している。上で考察したように、時間領域における窓関数の適用により、各パイロットビンの主ローブに対する周波数サンプルの数が増加する。例えば、図７は、３つの周波数領域サンプル、すなわち、それぞれ主ピークおよび主ピークの両側により小さいピークを有する２つのパイロットビンを示したものである。時間領域において窓関数が適用されていない場合、パイロットビン毎にたった１つの周波数領域サンプルしか存在しないことになる。つまり、時間領域において窓関数が適用されていない場合、主ピークのみが周波数領域に存在することになる。以下でさらに詳細に考察するように、周波数オフセットエラーを生成するためには、周波数領域サンプルを追加しなければならない。
【００３５】
ＦＦＴモジュール１２６は、周波数領域サンプルをエラー計算モジュール１２８に渡している。エラー計算モジュール１２８は、トレーニング列の主ピーク周波数領域サンプルの発生を検出するために、受信サンプルと、記憶されている既知のトレーニング列のパイロットビンインデックスの表１３０とを比較している。トレーニング列の主ピーク周波数領域サンプルが検出されると、エラー計算モジュール１２８は、サンプリング周波数オフセットが存在しているかどうかを決定するために、トレーニング列の各パイロットビンに隣接する周波数ビンを解析する。サンプリング周波数オフセットが存在しない場合、パイロットビンの左右の周波数ビンは、図７に示すように同じ振幅を有することになる。しかしサンプリング周波数オフセットが存在する場合は、パイロットビンの左右の周波数ビンは、図８に示すように異なる振幅を有することになる。
【００３６】
計算モジュール１２８は、サンプリング周波数オフセットエラーを検出すると、各パイロットビンの両側の周波数ビン間の振幅差を計算することによって、各パイロットビンに対するエラー値を計算する。振幅の差は、図５に示すように正または負のいずれかであり、その差の符号には受信機のサンプリング周波数が速すぎるか、あるいは遅すぎるかについての情報が含まれているため、この差の符号は維持しなければならない。所与のサンプリング周波数オフセットに対して、主ピークの左側のサンプルの振幅（このサンプルの振幅は、ＬＥＦＴで示されている）から主ピークの右側のサンプルの値（このサンプルの振幅は、ＲＩＧＨＴで示されている）を減じた値が、ＦＦＴ出力スペクトルの第１の半分に対する所与の符号を有する値を生成し、その差の符号は、ＦＦＴ出力スペクトルの第２の半分では反転されることになる。スペクトル全体に渡って、エラー項に同じ符号を持たせるためには、スペクトルの第１の半分１３６に対するエラー（すなわちＦＦＴからの正の周波数ビン）の定義を、第２の半分１３８に対するエラーと相反するものとして定義しなければならない。つまり、第１の半分に対するエラーをＬＥＦＴ−ＲＩＧＨＴとして定義し、一方、第２の半分に対するエラー（すなわちＦＦＴからの負の周波数ビン）をＲＩＧＨＴ−ＬＥＦＴとして定義することができる。別法としては、相反する定義として、（第１の半分に対してＲＩＧＨＴ−ＬＥＦＴ、また、第２の半分に対してＬＥＦＴ−ＲＩＧＨＴ）を使用することもできる。
【００３７】
図６に戻ると、エラー計算モジュール１２８は、パイロットビンに対する計算エラー値を平均エラーモジュール１３２に出力している。平均エラーモジュール１３２は、計算エラー値の平均を取ることによって平均エラー値を計算している。平均エラーモジュール１３２は、平均エラー値を計算すると、その平均エラー値を利得モジュール１３４に出力する。利得モジュール１３４は、平均エラー値に利得係数を掛け合わせることにより、サンプリング周波数を調整するためにサンプラー１２２に帰還されるスケール化エラー信号を生成している。利得の値は、ＯＦＤＭ受信機のサンプリング周波数の収束速度を制御している。したがって利得モジュール１３４は、第一次ループフィルタとして機能している。
【００３８】
したがって、本発明の原理によれば、ＯＦＤＭ受信機のサンプリング周波数オフセットを補正するための方法が提供される。サンプリング周波数オフセットを補正するための方法には、ＯＦＤＭパイロットサブキャリア上の、トレーニングシンボルを含むＯＦＤＭ信号を受信するステップ、受信ＯＦＤＭ信号をサンプリング周波数でサンプリングするステップ、ＯＦＤＭパイロットサブキャリアの主ローブが広がるよう、サンプルＯＦＤＭ信号に時間領域ウィンドウを適用するステップ、ＯＦＤＭパイロットサブキャリアの複数の周波数領域サンプルが存在するよう、ウィンドウ化ＯＦＤＭ信号の高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を取るステップ、およびＯＦＤＭパイロットサブキャリアの複数の周波数領域サンプルを解析することにより、サンプリング周波数オフセットに比例したエラーを生成するステップが含まれている。
【００３９】
本発明の特徴によれば、パイロットサブキャリア上の、トレーニングシンボルを有するＯＦＤＭ信号を受信するためのＯＦＤＭ受信機が提供される。ＯＦＤＭ受信機は、受信アナログＯＦＤＭ信号をサンプリング周波数でサンプルし、ディジタルＯＦＤＭサンプルを生成するアナログ／ディジタル変換器（ＡＤＣ）、ＡＤＣから出力されるディジタルサンプルに、パイロットサブキャリアの主ローブを広げる窓関数を適用するウィンドウモジュール、パイロットサブキャリアに対する複数の周波数サンプルが存在するよう、ウィンドウモジュールから出力されるウィンドウ化サンプルを高速フーリエ変換するＦＦＴ、およびパイロットサブキャリアの複数の周波数サンプルを解析することによってサンプリング周波数エラーを計算するエラー計算モジュールを備えている。
【００４０】
以上、好ましい実施形態に照らして本発明を説明したが、特許請求の範囲の各クレームによって定義されている本発明の精神および範囲を逸脱することなく、これらの実施形態に様々な変更を加えることができることは明らかである。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来のＯＦＤＭトランスミッタのブロック図である。
【図２】ＯＦＤＭサブキャリアおよびその変調スペクトルの周波数領域の位置付けを示す、ＯＦＤＭチャネル帯域幅内のＯＦＤＭ信号を示す図である。
【図３】従来のＯＦＤＭ受信機のブロック図である。
【図４】データフレーム内におけるＯＦＤＭシンボルおよびその対応するガードインターバルの典型的な配列を示す図である。
【図５】サンプリング周波数オフセットが存在する場合の、トレーニング列の６４個のＦＦＴ出力ビンを示す図である。
【図６】本発明による例示的サンプリング周波数補正ネットワークのブロック図である。
【図７】サンプリング周波数オフセットが存在しない場合のＦＦＴ出力ビンを示す図である。
【図８】サンプリング周波数オフセットが存在する場合のＦＦＴ出力ビンを示す図である。

Claims

直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）受信機のサンプリング周波数オフセットを補正する方法であって、
正の周波数ビン中のＯＦＤＭパイロットサブキャリア上、および負の周波数ビン中のＯＦＤＭパイロットサブキャリア上の、トレーニングシンボルを含むＯＦＤＭ信号を受信するステップと、
前記受信ＯＦＤＭ信号をサンプリング周波数でサンプリングするステップと、
前記正の周波数ビン中の前記ＯＦＤＭパイロットサブキャリアの主ローブ、および前記負の周波数ビン中の前記ＯＦＤＭパイロットサブキャリアの主ローブを拡大するステップと、
前記正の周波数ビン中の前記ＯＦＤＭパイロットサブキャリア、および前記負の周波数ビン中の前記ＯＦＤＭパイロットサブキャリアに対する複数の周波数領域サンプルを獲得するステップと、
前記正の周波数ビン中の前記ＯＦＤＭパイロットサブキャリア、および前記負の周波数ビン中の前記ＯＦＤＭパイロットサブキャリアに対するピーク周波数領域サンプルを検出するステップと、
前記正の周波数ビン中の前記ＯＦＤＭパイロットサブキャリアの前記ピーク周波数領域サンプルの両側に位置する周波数領域サンプル間の第１の振幅差を計算するステップと、
前記負の周波数ビン中の前記ＯＦＤＭパイロットサブキャリアの前記ピーク周波数領域サンプルの両側に位置する周波数領域サンプル間の第２の振幅差を、前記第２の振幅差の符号が前記第１の振幅差の符号と同じ符号になるように計算するステップと、
前記第１の振幅差および前記第２の振幅差から平均振幅差を計算するステップと、
前記平均差の振幅および前記平均差の符号から、サンプリング周波数オフセットに比例したエラーを引き出すステップと、
サンプラーのサンプリング周波数を調整するために、前記引き出されたエラーを帰還させるステップと
を含むことを特徴とする方法。
前記サンプリング周波数オフセットをゼロに向けて収束させるために、前記サンプリング周波数を調整するステップをさらに含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
前記拡大するステップは、前記ＯＦＤＭパイロットサブキャリアの前記主ローブを広げるために、前記サンプルＯＦＤＭ信号に時間領域ウィンドウを適用するステップを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
前記複数の周波数領域サンプルを獲得するステップは、前記サンプルＯＦＤＭ信号を高速フーリエ変換するステップを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
前記ピーク周波数領域サンプルを検出するステップは、
前記周波数領域サンプルのインデックスと、記憶されている既知のパイロットサブキャリアのインデックスとを比較するステップと、
前記周波数領域サンプルのうちの１つのインデックスが、前記記憶されている１つと整合した場合、ピーク周波数領域サンプルが存在することを決定するステップとを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
前記引き出すステップは、
前記サンプリング周波数エラーを生成するために、前記平均振幅差に利得係数を掛けるステップを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
正の周波数ビン中のパイロットサブキャリア上、および負の周波数ビン中のパイロットサブキャリア上の、トレーニングシンボルを含むＯＦＤＭ信号を受信するための直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）受信機であって、
受信アナログＯＦＤＭ信号をサンプリング周波数でサンプルし、ディジタルＯＦＤＭサンプルを生成するアナログ／ディジタル変換器（ＡＤＣ）と、
前記ＡＤＣから出力される前記ディジタルサンプルに、前記正の周波数ビンおよび前記負の周波数ビン中の前記パイロットサブキャリアの主ローブを広げる窓関数を適用するウィンドウモジュールと、
前記正の周波数ビンおよび前記負の周波数ビン中の前記パイロットサブキャリアに対する複数の周波数サンプルが存在するよう、前記ウィンドウモジュールから出力される前記ウィンドウ化サンプルを高速フーリエ変換するＦＦＴと、
前記正の周波数ビン中の前記ＯＦＤＭパイロットサブキャリア、および前記負の周波数ビン中の前記ＯＦＤＭパイロットサブキャリアに対するピーク周波数領域サンプルを検出し、前記正の周波数ビン中の前記ＯＦＤＭパイロットサブキャリアの前記ピーク周波数領域サンプルの両側に位置する周波数領域サンプル間の第１の振幅差を計算し、前記負の周波数ビン中の前記ＯＦＤＭパイロットサブキャリアの前記ピーク周波数領域サンプルの両側に位置する周波数領域サンプル間の第２の振幅差を、前記第２の振幅差の符号が前記第１の振幅差の符号と同じ符号になるように計算し、前記第１の振幅差および前記第２の振幅差から平均振幅差を計算し、前記平均差の振幅および前記平均差の符号から、前記サンプリング周波数オフセットに比例したエラーを引き出し、かつ、前記ＡＤＣの前記サンプリング周波数を調整するために、前記引き出されたエラーを帰還させることによってサンプリング周波数エラーを計算するエラー計算モジュールと
を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ受信機。
前記帰還ループ内に、前記サンプリング周波数エラーの受信に応じてスケール化エラー信号を生成する利得モジュールをさらに備えたことを特徴とする請求項７に記載のＯＦＤＭ受信機。
前記エラー計算モジュールが、前記周波数領域サンプルのインデックスと、記憶されている既知のパイロットサブキャリアのインデックスとを比較し、かつ、前記周波数領域サンプルのうちの１つのインデックスが、前記記憶されているインデックスのうちの１つと整合する場合、ピーク周波数領域サンプルが存在することを決定することによって、前記ピーク周波数領域サンプルを検出することを特徴とする請求項７に記載のＯＦＤＭ受信機。