CN1264321C

CN1264321C - 在正交频分多路复用系统中采样频率偏移的纠正

Info

Publication number: CN1264321C
Application number: CNB008190267A
Authority: CN
Inventors: 马克西姆·B·贝洛特瑟科夫斯基; 小路易斯·R·利特文
Original assignee: Thomson Licensing SAS
Current assignee: Thomson Licensing SAS
Priority date: 1999-12-22
Filing date: 2000-12-20
Publication date: 2006-07-12
Anticipated expiration: 2020-12-20
Also published as: WO2001047204A1; US6628735B1; JP4808888B2; EP1245104B1; KR20020062371A; DE60038047T2; AU2442301A; JP2003518826A; KR100736062B1; EP1245104A1; DE60038047D1; MXPA02006269A; BR0016599A; WO2001047204A8; CN1435037A

Abstract

一种检测和纠正采样信号的采样频率偏移的OFDM(正交频分多路复用)接收机(60)。OFDM接收机在时域中采样输入信号；将采样数据与窗口函数(124)相乘，加宽每个预定副载波频域谱的主瓣；对采样信号进行FFT(快速付里叶变换)(126)，以便分析每个预定副载波的频域样本；为每个预定载波检测频域样本的幅度差值(128)；和根据检测的幅度变化，得出采样频率误差(128，132，134)。

Description

在正交频分多路复用系统中采样频率偏移的纠正

发明领域

本发明涉及处理正交频分多路复用(OFDM)信号。

背景技术

正交频分多路复用(OFDM)是在信道上有效发送数据的稳健技术。这种技术使用信道带宽内的多个副载频(副载波)来发送数据。与频分多路复用(FDM)之类更传统的发送方法相比，这些副载波是按照最佳带宽效率来安排的，这些传统发送方法浪费了大部分信道带宽，以便使副载波频谱分开和隔离，从而避免载波间干扰(ICI)。相比之下，尽管OFDM副载波的频谱在OFDM信道带宽内显著重叠，但是OFDM仍然使已经调制在每个副载波上的信息得到分辨和还原。

数据在信道上通过OFDM信号的发送提供了几个在更传统发送技术之上的优点。一个优点是OFDM容忍多路径延迟扩展。这种容忍是由于与信道脉冲响应的典型时间间隔相比相对长的码元间隔Ts所造成的。这些长码元间隔防止了码元间干扰(ISI)。另一个优点是OFDM容忍频率有选择衰落。通过使OFDM信号包含冗余量，可以从其它副载波还原的数据中重构被编码到衰落副载波上的数据。还有一个优点是在OFDM中频谱得到有效使用。由于OFDM副载波相互之间无需留无用频率空间，彼此靠得很近，因此，OFDM可以有效地充满整个信道。还有一个优点是OFDM使副载波均衡简单化。OFDM把信道均衡从时域(如在单载波发送系统中那样)移动到频域，在频域上一组简单单抽头均衡器可以个别调整每个子信道的相位和幅度失真。还有一个优点是OFDM具有好的干扰特性。可以把OFDM频谱修改成能解决干扰信号的功率分布问题。此外，通过避免使用靠近信道带宽边缘的OFDM副载波，还可以减少带外干扰。

尽管OFDM呈现出这些优点，但是，在现有技术中OFDM的实现仍然存在几个难点和实际局限性。一个难点是确定和纠正载频偏移，OFDM同步的主要方面，的问题。理论上，接收载频f_cr应该与发送载频f_ct完全相符。但是，如果这个条件不满足，那么，在接收的OFDM信号中，不相符会引起非零的载频偏移Δf_c。OFDM信号非常易受这样的载频偏移影响，这样的载频偏移使OFDM副载波之间失去了正交性，导致载波间干扰(ICI)和接收机上还原数据的位差错率(BER)严重增大。

另一个难点是使发送机的采样速率与接收机的采样速率同步，以消除采样速率偏移的问题。对于较小的频率偏移来说，这两个采样速率之间的任何不相符都会导致2^m阵列子码元星座图从帧中一个码元到另一个码元的旋转。但是，对于较大的频率偏移来说，其结果是接收信号频谱的压缩或扩展。这两种情况都会引起BER增大。采样速率偏移的一种原因是存在采样频率偏移。采样频率偏移出现在接收机以高于或低于用在发送机上的采样速率的频率采样接收信号的时候。采样频率偏移可以损害接收机的性能，必须加以纠正，以便使接收机保持适当的同步。本发明的目的就是解决这个问题。

发明概述

OFDM接收机在时域中采样输入信号；将采样数据与窗口函数相乘，使每个预定副载波的频域谱的旁瓣变窄，以便降低预定载波之间的干扰，并且加宽主瓣，以便在主峰的两侧有足够幅度(相对于噪声本底)的样本可用；对采样信号进行FFT(快速付里叶变换)，以便分析每个预定副载波的频域样本；检测每个预定载波的每一侧上频域样本幅度的差值；和根据检测的幅度差，得出采样频率误差。

附图简述

通过阅读本发明优选实施例与附图相结合的详细描述，可以更充分地理解本发明，在附图中：

图1是传统OFDM发送机的方块图；

图2显示了在显示OFDM副载波和它们调制频谱的频域定位的OFDM信道带宽中的OFDM信号；

图3是传统OFDM接收机的方块图；

图4显示了在数据帧内OFDM码元和它们相应的保护间隔的典型排列；

图5显示了当存在采样频率偏移时训练序列的64个FFT输出包；

图6是本发明的示范性采样频率纠正网络的方块图；

图7显示了不存在采样频率偏移时的FFT输出包；和

图8显示了存在采样频率偏移时的FFT输出包。

优选实施例详述

从如下通过举例给出的描述中可以更清楚地看到本发明的特性和优点。OFDM信号发送的一般原理可以参照图1-4加以描述。现在转到图1，图1显示了传统OFDM发送机10的方块图。OFDM发送机10接收基带数据位流12作为它的输入。这些输入数据位12被馈送到编码器14，编码器14把这些数据位12截取成每T_g+T_s秒的、由B个位组成的段，其中T_s是OFDM码元间隔，和T_g是循环前缀或保护间隔。编码器14通常使用块和/或卷积编码方案，把纠错和/或检错冗余量引入B个位组成的段中，然后，把编码位细分成每个由m个位组成的2N个分段。整数m通常从2到6。

在典型的OFDM发送系统中，存在着包括零频率DC副载波在内的2N+1个OFDM副载波，由于零频率DC副载波不含频率，和因此没有相位，它通常不用于发送数据。然后，编码器14通常对每个由m个位组成的2N个分段进行2^m阵列正交调幅(QAM)编码，以便把m个位组成的分段映射到2^m阵列星座图中的预定相应复数点上。星座图中的每个复数点代表相位和幅度的离散值。这样，编码器14指定给每个由m个位组成的2N个分段的每一个分段一个相应复数化2^m阵列QAM子码元c_k＝a_k+jb_k，此处，-N≤k≤N，以便建立编码B个数据位的一列频域子码元。此外，通常指定零频率副载波为c₀＝0。然后，编码器14让该列子码元以及为了简化滤波而进行内插所需的任何附加零通过逆离散付里叶变换器(IDFT)，或最好，逆快速付里叶变换器(IFFT)16。

一旦从编码器14接收到该列OFDM频域子码元，IFFT16就对该列子码元进行快速付里叶逆变换。换言之，它利用每个复数子码元，c_k，调制码元间隔T_s上2N+1个副载频的相应一个的相位和幅度。这些副载波通过e^-2πjfkt给出，因此，具有f_k＝k/T_s的基带频率，此处，k是频率序号，它是在-N≤k≤N范围内的整数。从而，IFFT 16生成通过下列给出的、持续时间T_s的数字时域OFDM码元：

u (t) = Σ c_{k} e^{2 πj f_{k} t}

0＜f＜T_s

作为在T_s秒的码元间隔上通过频域子码元对OFDM副载波的这种离散值调制的结果，OFDM副载波每一个在频域中都显示为sinc x＝(sinx)/x的频谱。2N+1个副载波在频域中彼此相隔1/T_s，因此，每个副载波的sinc x频谱的主峰正好落在所有其它副载波的频谱的零点上。这样，尽管这些副载波的频谱重叠在一起，但它们彼此之间仍然保持正交。图2显示了OFDM副载波的排列，以及中心在载频f_ct附近的、在OFDM信道带宽BX内的它们调制频谱的包络线。请注意，调制副载波非常有效地充满整个信道带宽。

回到图1，然后，让IFFT 16产生的数字时域OFDM码元通过数字信号处理器(DSP)18。DSP 18对数字时域OFDM码元进行附加频谱整形，并且把长度为T_g的循环前缀或保护间隔加到每个码元中。循环前缀一般只是重复一部分码元。这个循环前缀通常比OFDM信道脉冲响应长，因此，起防止相继码元之间的码元间干扰(ISI)的作用。

然后，让构成循环扩展的、频谱成形的数字时域OFDM码元的实数和虚数数字成分分别通过数字-模拟转换器(DAC)20和22。DAC 20和22在由时钟电路24确定的转换或采样速率f_{ck_t}上，分别把时域OFDM码元的实数和虚数数字成分转换成同相和正交OFDM模拟信号。然后，让同相和正交OFDM信号分别通过混合器26和28。

在混合器26和28中，来自DAC 20和22的同相和正交OFDM信号分别用于调制同相中频(IF)信号和90°相移(正交)IF信号，以便分别生成同相IFOFDM信号和正交IF OFDM信号。馈送到混合器26的同相IF信号由本机振荡器30直接生成，而馈送到混合器28的90°相移IF信号则让本机振荡器30产生的同相IF信号在馈送到混合器28之前通过90°相移器32生成。然后，在组合器34中把这两个同相和正交IF OFDM信号组合在一起，形成复合IFOFDM信号。在一些传统发送机中，IF混合是在进行数字-模拟转换之前，利用数字合成器和数据混合器在数字域中进行的。

然后，让这种复合IF OFDM信号通过射频(RF)发送机40。在现有技术中，已经存在各种各样的RF发送机40，并且是众所周知的，但是，RF发送机40通常都包括IF带通滤波器42、RF混合器44、RF载频本机振荡器46、RF带通滤波器48、RF功率放大器50、和天线52。RF发送机40从组合器34获取IF OFDM信号，利用它调制RF本机振荡器46生成的、频率为f_ct的发送载波，以便生成占据信道带宽BW的RF OFDM调制载波。因为整个OFDM信号必须落在这个信道带宽的范围内，所以信道带宽必须至少是(1/Ts)·(2N+1)Hz的宽度，以容纳所有调制OFDM副载波。这个RF OFDM调制载波的频域特性显示在图2中。然后，把这个RF OFDM调制载波通过信道从天线52发送到远处的OFDM接收机。在RF发送机40的可替换实施例中，OFDM信号用于调制利用频率调制(FM)、单边带调制(SSB)、或其它调制技术的发送载波。因此，所得的RF OFDM调制载波未必具有如图2所示的RF OFDM调制载波的严格形状(即，RF OFDM调制载波的中心可能不在发送载波附近，而是位于它的某一侧)。

为了在遥远的地方接收OFDM信号和接收已经编码成OFDM副载波的基带数据位，OFDM接收机基本上必须进行上述OFDM发送机进行的所有操作的逆操作。这些操作可以参照作为传统OFDM接收机的方块图的图3加以描述。

典型OFDM接收机60的第一个单元是RF接收机70。与RF发送机40一样，在现有技术中，已经存在各种各样的RF接收机70，并且是众所周知的，但是，RF接收机70通常都包括天线72、低噪声放大器(LNA)74、RF带通滤波器76、自动增益控制(AGC)电路77、RF混合器78、RF载频本机振荡器80、和IF带通滤波器82。

通过天线72，RF接收机70接入通过信道之后的RF OFDM调制载波。然后，通过将它与RF本机振荡器80生成的频率为f_cr的接收载波混频，RF接收机70降频转换RF OFDM调制载波，以获得接收IF OFDM信号。接收载波与发送载波之间的频率差引起载频偏移Δf_c。

然后，把这个接收IF OFDM信号馈送到混合器84和混合器86，混合器84和混合器86分别将其与同相IF信号和90°相移(正交)IF信号混频，生成同相和正交OFDM信号。馈送到混合器84的同相IF信号由本机振荡器88生成。馈送到混合器86的90°相移IF信号通过让IF本机振荡器88产生的同相IF信号馈送到混合器86之前通过90°相移器90而生成。

然后，让同相和正交OFDM信号分别通过模拟-数字转换器(ADC)92和93，在ADC92和93上以时钟电路94确定的采样速率f_{ck_r}数字化它们。ADC92和93分别产生形成同相和正交离散时间OFDM信号的数字样本。接收机的采样速率与发送机的采样速率之差是采样速率偏移Δf_ck＝f_{ck_r}-f_{ck_t}。

然后，让来自ADC92和93的未滤波同相和正交离散时间OFDM信号通过低通滤波器96和98。低通滤波器96和98的输出分别是接收OFDM信号的同相和正交样本。这样，接收OFDM信号被转换成同相(q_i)和正交(p_i)样本，同相(q_i)和正交(p_i)样本分别代表复数OFDM信号r_i的实数和虚数成分，r_i＝q_i+jp_i。然后，把接收OFDM信号的这些同相和正交(实数和虚数)样本传送到DSP100。请注意，在接收机60的一些传统实施方式中，在IF混合处理之前进行模拟-数字转换。在这样的实施方式中，混合处理涉及到数字混合器和数字频率合成器的使用。此外，还请注意，在接收机60的许多传统实施方式中，在滤波之前进行数字-模拟转换。

DSP100对接收OFDM信号的同相和正交样本进行各种各样的操作。这些操作可以包括：a)使接收机60与接收OFDM信号内的码元和数据帧的定时同步；b)从接收OFDM信号中移去循环前缀；c)计算接收OFDM信号的离散付里叶变换(DFT)，或最好是快速付里叶变换(FFT)，以便还原成在每个OFDM码元间隔内用于调制副载波的频域子码元序列；d)对副载波进行任何所需的信道均衡；和e)通过FFT计算解调OFDM信号的副载波，从OFDM信号的每个码元中计算频域子码元序列y_k。然后，DSP100把这些子码元序列发送到解码器102。

解码器102从来自DSP100的频域子码元序列中还原发送的数据位。这种还原是通过解码频域子码元进行的，从而获得在理论上应该与馈送到OFDM发送机10的数据位流12相一致的数据位流104。这种解码处理可以包括，例如，从块和/或传统编码子码元中还原数据的软维特比(Viterbi)解码和里德-索洛蒙(Reed-Solomon)解码。

在像用于实现数字电视或无线局域网(WLAN)的发送系统那样的典型OFDM数据发送系统中，数据是在称为数据帧的码元群中的OFDM信号中发送的。这个概念显示在图4中，在图4中，数据帧110包括M个相继的码元112a、112b、......、112M，其中的每一个都包括保护间隔T_g，以及OFDM码元间隔T_s。因此，每个码元拥有T_g+T_s秒的总间隔。取决于实际应用，可以连续地发送数据帧，譬如在数字TV广播中，也可以突发地发送数据帧任意次数，譬如在WLAN的实施方式中。

现在参照图5-8，图5-8显示了本发明的示范性实施例。尽管本发明被显示成与图3所示的OFDM接收机的那些单元区分开，但是本领域的普通技术人员容易想到，本发明可以与OFDM接收机的那些单元结合在一起。例如，可以将本发明与OFDM接收机60的ADC92和93和时钟电路94组合在一起。但是，为了清楚起见，易于参考，和便于理解本发明，可以把本发明显示成区分开的采取频率校正环。

本发明被描述成在遵从ETSI-BRAN HIPERLAN/2(欧洲)和IEEE802.11a(美国)无线LAN标准(把它们列在这里，以供参考)的接收机中的操作。但是，就本领域普通技术人员所掌握的知识而言，也可以在其它OFDM系统中实现本发明的原理。

上述无线LAN标准提出了使用用于检测OFDM发送的训练序列。简要地说，训练序列(例如，训练序列A或B)包括在预定个数的导频副载波或包(bins)(例如，12个导频副载波)上发送的一系列短OFDM训练码元(具有已知的幅度和相位)。在发送训练序列期间，所有其它的副载波(例如，52个副载波)保持为零。虽然下面讨论上述LAN标准的训练序列的使用，但是，其它可替换训练序列和码元的使用也应该被认为是在所附权利要求书规定的本发明的范围之内。

更具体地说，HIPERLAN/2短训练序列B包括12个非零导频副载波，和所有其它副载波均为零(总共64个副载波)。如果在采样时域OFDM信号时，存在采样频率偏移，那么，在频域中的结果将是沿着频率轴按比例缩放的频谱。这样的按比例缩放意味着，12个非零导频副载波将不再处在基频倍数的频率上。因此，将会发生DFT泄漏。其结果是，在与导频副载波相对应的FFT输出中不是含有单峰，而是存在如图5所示的、带有旁瓣(在主峰每一侧上的样本)的峰。通过计算峰左侧的样本与峰右侧的样本之间的差异，可以生成可以用于成功更新采样器的频率，从而消除采样频率偏移的有意义误差。

现在返回到图6，图6显示了采样频率纠错网络120。应该注意到，网络120可以以软件、硬件、或它们的某种组合来具体实现。网络120从受可变时钟电路(例如，图3中的时钟电路94)驱动的、含有模拟-数字转换器(例如，图3中的ADC92和93)的采样器122接收采样信号。正如上述所讨论的，采样器122可以以与发送机的采样速率不同的频率采样接收信号。这种采样速率的差异生成可以损害接收机性能的采样频率偏移。网络120纠正这种频率偏移，从而使接收机保持适当的同步。

网络120包括时域开窗模块124，它将从采样器122接收的采样时域数据与诸如汉明(Hamming)窗、汉宁(Hanning)窗等之类的窗口函数相乘。把窗口函数作用于采样数据有两方面的好处。其一，当在频域中分析采样数据时，即，当采样数据经过FFT模块126处理和经过误差计算模块128分析时，每个导频包(pilot bin)的主瓣将得到加宽或扩展。加宽主瓣将增加每个导频包的频域样本的个数，下面将对此作更详细讨论。其二，导频包的旁瓣变窄了，其结果是，使与相邻导频包的干扰变小了。

时域开窗模块124让采样时域数据通过FFT模块126，FFT模块126把时域样本转换到频域。正如上面所讨论的那样，对于每个导频包的主瓣来说，在时域中窗口函数的应用增加了频率样本的个数。例如，图7显示了各含有三个频域样本的两个导频包，即，每个导频包含有一个主峰和在主峰两侧上的两个较小峰。如果在时域中不应用窗口函数，那么，每个导频包可能只有一个频域样本。换言之，如果在时域中不应用窗口函数，那么，在频域中将只出现主峰。正如下面所更详细的那样，需要附加频域样本得出频率偏移误差。

FFT模块126让频域样本通过误差计算模块128。误差计算模块128将接收样本与已知训练序列的导频包指标的存储表130相比较，检测训练序列的主峰频域样本的出现。当检测到训练序列的主峰频域样本时，误差计算模块128分析与训练序列的每个导频包相邻的频率包，以确定采样频率偏移是否存在。当不存在采样频率偏移时，如图7所示，导频包左侧和右侧的频率包将具有相同的幅度。但是，如果存在采样频率偏移时，那么，如图8所示，导频包左侧和右侧的频率包将具有不同的幅度。

一旦检测到来样频率偏移，误差计算模块128就通过计算每个导频包的两侧上频率包之间的幅度差，计算每个导频包的误差值。如图5所示，幅度差可能是正的，也可能是负的，并且，由于这包含了有关接收机的采样频率是太快还是太慢的信息，需要保持差的符号。对于给定的采样频率偏移，主峰左侧的样本的幅度(用LEFT表示这个样本的幅度)减去主峰右侧的样本的幅度(用RIGHT表示这个样本的幅度)将得出FFT输出频谱的前半部分的、具有给定符号的值，对于FFT输出频谱的后半部分来说，那个差值的符号将是相反的。为了使误差项对于整个频谱来说，具有相同的符号，必须把频谱(即，来自FFT的正频率包)的前半部分136的误差定义得与后半部分138的误差相反。也就是说，可以把前半部分的误差定义成LEFT-RIGHT，而把后半部分(即，来自FFT的负频率包)的误差定义成RIGHT-LEFT。当然，可替换地，也可以反过来定义(对于前半部分，RIGHT-LEFT，对于后半部分，LEFT-RIGHT)。

返回到图6，误差计算模块128把导频包的计算误差值输出到平均误差模块132。平均误差模块132通过求计算误差值的平均值，计算平均误差值。此后，平均误差模块132把平均误差值输出到增益模块134，增益模块134将平均误差模块乘以增益因子，得出按比例缩放的误差信号，将这个按比例缩放的误差信号反馈到采样器122，以调整采样频率。增益的值控制OFDM接收机的采样频率的收敛速度。因此，增益模块134用作第一级环路滤波器。

因此，根据本发明的原理，提供了纠正OFDM接收机中采样频率偏移的方法。该方法包括：接收OFDM导频副载波上包含训练码元的OFDM信号，以采样频率采样接收OFDM信号，把时域窗口应用于采样OFDM信号，以便加宽OFDM导频副载波的主瓣，对开窗OFDM信号进行快速付里叶变换(FFT)，致使存在OFDM导频副载波的数个频域样本，和通过分析OFDM导频副载波的数个频域样本，得出与采样频率偏移成比例的误差。

根据本发明的特征，提供了OFDM接收机，用于接收导频副载波上含有训练码元的OFDM信号。OFDM接收机包括模拟-数字转换器(ADC)，用于以采样频率采样接收模拟OFDM信号，生成数字OFDM样本；开窗模块，用于把窗口函数应用于ADC输出的数字样本，窗口函数加宽了导频副载波的主瓣；FFT模块，用于快速付里叶变换开窗模块输出的开窗样本，致使导频副载波存在数个频率样本；和误差计算模块，用于通过分析导频副载波的数个频率样本，计算采样频率误差。

虽然通过参照优选实施例已经对本发明作了描述，但是，显而易见，可以对这些实施例进行各种各样的修改，而不偏离如所附权利要求书限定的、本发明的精神和范围。

Claims

1.一种纠正正交频分多路复用OFDM接收机中采样频率偏移的方法，该方法包括下列步骤：

接收正频率包中的OFDM导频副载波上和负频率包中的OFDM导频副载波上包含训练码元的OFDM信号；

以采样频率采样接收的OFDM信号；

加宽正频率包中OFDM导频副载波的主瓣和负频率包中OFDM导频副载波的主瓣；

获取正频率包中OFDM导频副载波和负频率包中OFDM导频副载波的数个频域样本；

检测正频率包中OFDM导频副载波和负频率包中OFDM导频副载波的峰值频域样本；

计算位于正频率包中OFDM导频副载波的峰值频域样本两侧的频域样本之间的第一幅度差；

计算位于负频率包中OFDM导频副载波的峰值频域样本两侧的频域样本之间的第二幅度差，致使第二幅度差的符号与第一幅度差的符号相同；

从第一和第二幅度差中计算平均幅度差；

从平均差的幅度和平均差的符号中得出与采样频率偏移成比例的误差；和

反馈所得误差，以便调整采样器的采样频率。

2.根据权利要求1所述的方法，还包括下列步骤：

调整采样频率，以便使采样频率偏移趋向于零。

3.根据权利要求1所述的方法，其中，加宽步骤包括把时域窗口应用于采样OFDM信号，以便加宽OFDM导频副载波的主瓣。

4.根据权利要求1所述的方法，其中，获取数个频域样本的步骤包括快速付里叶变换采样OFDM信号。

5.根据权利要求1所述的方法，其中，检测峰值频域样本的步骤包括下列步骤：

将频域样本的指标与已知导频副载波的存储指标相比较；和

当频域样本之一的指标与存储指标之一相匹配时，确定存在峰值频域样本。

6.根据权利要求1所述的方法，其中，得出步骤包括下列步骤：

将平均幅度差乘以增益因子，以便得出采样频率误差。

7.一种正交频分多路复用OFDM接收机，用于接收正频率包中的导频副载波上和负频率包中的导频副载波上包含训练码元的OFDM信号，该OFDM接收机包括：

模拟-数字转换器ADC，用于以采样频率采样接收的模拟OFDM信号，生成数字OFDM样本；

开窗模块，用于把窗口函数应用于ADC输出的数字样本，该窗口函数加宽正和负频率包中导频副载波的主瓣；

FFT模块，用于快速付里叶变换开窗模块输出的开窗样本，致使正和负频率包中的导频副载波存在数个频率样本；和

误差计算模块，用于通过检测正频率包中OFDM导频副载波和负频率包中OFDM导频副载波的峰值频域样本，计算位于正频率包中OFDM导频副载波的峰值频域样本两侧的频域样本之间的第一幅度差，计算位于负频率包中OFDM导频副载波的峰值频域样本两侧的频域样本之间的第二幅度差，致使第二幅度差的符号与第一幅度差的符号相同，从第一和第二幅度差中计算平均幅度差，从平均差的幅度和平均差的符号中得出与采样频率偏移成比例的误差，和反馈所得误差，以便调整采样器的采样频率，计算采样频率误差。

8.根据权利要求7所述的OFDM接收机，还包括：

在反馈回路中的增益模块，用于响应采样频率误差接收，生成按比例放大的误差信号。

9.根据权利要求7所述的OFDM接收机，其中，误差计算模块通过将频域样本的指标与已知导频副载波的存储指标相比较，和当频域样本之一的指标与存储指标之一相匹配时确定存在峰值频域样本，检测峰值频域样本。