KR20020062371A

KR20020062371A - 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 시스템에서의 샘플링 주파수오프셋의 정정

Info

Publication number: KR20020062371A
Application number: KR1020027008070A
Authority: KR
Inventors: 벨로트세르코브스키맥심비.; 리트윈루이스로버트주니어
Original assignee: 톰슨 라이센싱 에스.에이.
Priority date: 1999-12-22
Filing date: 2000-12-20
Publication date: 2002-07-25
Also published as: JP2003518826A; MXPA02006269A; EP1245104A1; US6628735B1; AU2442301A; JP4808888B2; EP1245104B1; CN1435037A; CN1264321C; KR100736062B1; BR0016599A; WO2001047204A8; DE60038047D1; DE60038047T2; WO2001047204A1

Abstract

샘플링된 신호의 샘플링 주파수 오프셋을 검출하여 정정하는 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 수신기(60)가 개시되어 있다. OFDM 수신기는, 시간 도메인에서 인입 신호를 샘플링하고, 미리 결정된 부반송파들의 주파수 도메인 스펙트럼 각각의 주 로브를 확장하기 위해 윈도우 함수를 샘플링된 데이터에 곱하고(124), 각 미리 결정된 부반송파의 주파수 도메인 샘플들을 분석하기 위해 샘플링된 신호의 FFT(fast Fourier transform)(126)를 행하고, 각 미리 결정된 부반송파에 대한 주파수 도메인 샘플들의 크기 차이를 검출하며, 검출된 크기 변경들에 기초하여 샘플링 주파수 에러를 생성(128, 132, 134)한다.

Description

직교 주파수 분할 멀티플렉싱 시스템에서의 샘플링 주파수 오프셋의 정정{Correction of a sampling frequency offset in an orthogonal frequency division multiplexing system}

직교 주파수 분할 멀티플렉싱(OFDM)은 채널을 통해 데이터를 효과적으로 송신하는 강한(robust) 기술이다. 이 기술은 데이터를 송신하기 위해 채널 대역폭 내의 다수의 부반송파 주파수들(부반송파들)을 사용한다. 이 부반송파들은, 부반송파 주파수 스펙트럼들을 분리하고 격리함으로써 반송파간 간섭(ICI, inter-carrier interference)을 회피하기 위하여 채널 대역폭의 많은 부분들을 낭비하는 주파수 분할 멀티플렉싱(FDM)과 같은 더 종래의 송신 방법들에 비해 최적의 대역폭 효율로 배열된다. 대조적으로, OFDM 부반송파들의 주파수 스펙트럼들이 OFDM 채널 대역폭 내에서 충분히 중첩되지만, 그럼에도 불구하고 OFDM은 각 부반송파 상에서 변조된 정보의 분해 및 복원을 허용한다.

OFDM 신호들에 의한 채널을 통한 데이터의 송신은 더 종래의 송신 기술들보다 여러 이점들을 제공한다. 한 이점은 다중 경로 스프레드(multipath delayspread)에 대한 OFDM의 공차이다. 이 공차는 채널 임펄스 응답의 통상의 시간 구간에 비해 비교적 긴 심볼 간격(Ts)으로 인한 것이다. 이 긴 심볼 간격들은 심볼간 간섭(ISI, inter-symbol interference)을 방지한다. 다른 이점은 주파수 선택적 페이딩(frequency selective fading)에 대한 OFDM의 공차이다. OFDM 신호에 리던던시(redundancy)를 포함시킴으로써, 페이딩 부반송파들 상에서 인코딩된 데이터는 다른 부반송파들로부터 복원된 데이터에 의해 재구성될 수 있다. 또다른 이점은 OFDM에서의 효과적인 스펙트럼 사용이다. OFDM 부반송파들은 그들 사이에 사용되지 않은 주파수 공간을 남겨둘 필요없이 서로 매우 근접하게 배치되기 때문에, OFDM은 채널을 효과적으로 채울 수 있다. 또다른 이점은 OFDM의 단순화된 서브-채널 균등화(sub-channel equalization)이다. OFDM은 (단일 반송파 송신 시스템들에서와 같이) 시간 도메인으로부터, 간단한 1-탭 이퀄라이저들의 뱅크(bank)가 각 서브-채널의 위상 및 진폭 왜곡을 개별적으로 조절할 수 있는 주파수 도메인으로 시프트한다. 또다른 이점은 OFDM의 양호한 간섭 속성들이다. 간섭 신호의 전력 왜곡을 고려하기 위해 OFDM 스펙트럼을 수정하는 것이 가능하다. 또한, 채널 대역폭 에지들 부근의 OFDM 부반송파들의 사용을 회피함으로써 대역 외(out-of-band) 간섭을 감소시키는 것이 가능하다.

OFDM이 이러한 이점들을 나타내기는 하지만, OFDM의 종래 기술의 실시들은 또한 여러 곤란한 점들과 실제 한계들을 나타낸다. 한 곤란한 점은 반송파 주파수 오프셋(OFDM 동기화의 주요 특징)을 결정하여 정정하는 점이다. 이상적으로, 수신 반송파 주파수(f_cr)는 송신 반송파 주파수(f_ct)와 정확히 일치해야 한다. 그러나,이 조건이 충족되지 않으면, 이 비-일치(mis-match)는 수신된 OFDM 신호에서 0이 아닌 반송파 주파수 오프셋(델타 f_c)에 기여한다. OFDM 신호들은, OFDM 부반송파들간의 직교 손실을 야기시켜 수신기에서의 복원된 데이터의 비트 에러 레이트(BER, bit error rate)의 심각한 증가 및 반송파간 간섭(ICI)을 발생시키는 이러한 반송파 주파수 오프셋에 매우 영향을 받기 쉽다.

다른 곤란한 점은 송신기의 샘플 레이트를 수신기의 샘플 레이트로 동기화하여 샘플링 레이트 오프셋을 제거하는 것이다. 이러한 두 샘플링 레이트들간의 임의의 비-일치는 더 작은 주파수 오프셋들에 대한 프레임에서 심볼에서 심볼로의 2^m의 서브-심볼 배치의 회전을 발생시킨다. 그러나, 더 큰 주파수 오프셋들에 있어서 그 결과는 수신된 신호의 주파수 스펙트럼의 축소 또는 확장이다. 이 둘은 BER의 증가에 기여할 수 있다. 샘플링 레이트 오프셋의 한 원인은 샘플링 주파수 오프셋의 존재이다. 수신기가 송신기에서 사용된 샘플링 레이트보다 높거나 낮은 주파수 중 한 주파수에서 수신된 신호를 샘플링할 때 샘플링 주파수 오프셋이 발생한다. 샘플링 주파수 오프셋은 수신기의 성능에 불리할 수 있으며, 수신기가 적절히 동기화될 정도로 정정되어야 한다. 본 발명은 이러한 문제점을 정정하는 것에 관한 것이다.

본 발명은 직교 주파수 분할 멀티플렉스된(OFDM, orthogonal frequency division multiplexed) 신호들을 처리하는 것에 관한 것이다.

도 1은 종래의 OFDM 송신기의 블록도.

도 2는 OFDM 부반송파들의 주파수 도메인 위치화를 나타내는 OFDM 채널 대역폭 내의 OFDM 신호 및 그의 변조된 스펙트럼들을 도시하는 도면.

도 3은 종래의 OFDM 수신기의 블록도.

도 4는 데이터 프레임 내의 OFDM 심볼들 및 그의 대응하는 보호 간격들(guard intervals)의 통상의 배치를 도시하는 도면.

도 5는 샘플링 주파수 오프셋이 존재할 때의 트레이닝 시퀀스(training sequence)의 64개의 FFT 출력 빈들(bins)을 도시하는 도면.

도 6은 본 발명의 예시적인 샘플링 주파수 정정 네트워크의 블록도.

도 7은 샘플링 주파수 오프셋이 존재하지 않을 때의 FFT 출력 빈들을 도시하는 도면.

도 8은 샘플링 주파수 오프셋이 존재할 때의 FFT 출력 빈들을 도시하는 도면.

OFDM 수신기는, 시간 도메인에서 인입 신호를 샘플링하고, 미리 결정된 부반송파들간의 간섭을 줄이고 주 로브(main lobe)를 확장하기 위해서 미리 결정된 부반송파들 각각의 주파수 도메인 스펙트럼의 측면 로브들(sidelobes)을 낮추는 윈도우 함수를 샘플링된 데이터에 곱하여 (잡음 플로어(noise floor)에 비해) 충분한 크기의 샘플들이 주 피크의 양쪽에서 이용 가능하게 되도록 하고, 각각의 미리 결정된 부반송파의 주파수 도메인 샘플들을 분석하기 위해 샘플링된 신호의 FFT(fast Fourier transform)를 행하고, 각 미리 결정된 부반송파의 양쪽에서 주파수 도메인 샘플들의 크기의 차이를 검출하며, 검출된 크기 차이들에 기초하여 샘플링 주파수 에러를 생성한다.

본 발명은 첨부 도면과 함께 취해질 때 바람직한 실시예의 상세한 설명의 결과로서 더 완전히 이해될 것이다.

본 발명의 특징들 및 이점들은 예로서 주어진 이하 상세한 설명으로부터 더 명백해질 것이다.

OFDM 신호 송신의 일반적인 원리들이 도 1 내지 도 4를 참조하여 설명될 수 있다. 도 1을 참조하면, 종래의 OFDM 송신기(10)의 블록도가 도시되어 있다. OFDM 송신기(10)는 입력으로서 기저대역 데이터 비트들(12)의 스트림을 수신한다. 이 입력 데이터 비트들(12)은 T_g+T_s초마다 B 비트들의 세그먼트들에서 이 데이터 비트들(12)을 취하는 인코더(14)에 공급되며, 여기서, T_s는 OFDM 심볼 간격이고 T_g는 주기적 프리픽스(cyclic prefix) 또는 보호 간격이다. 인코더(14)는 통상적으로 블록 및/또는 컨벌루션 코딩(convolutional coding) 방법을 사용하여 에러-정정 및/또는 에러-검출 리던던시를 B 비트들의 세그먼트에 삽입한 후, 코딩된 비트들을 m 비트의 2N 서브-세그먼트들로 서브-분할한다. 정수 m은 통상적으로 2 내지 6의 범위에 있다.

통상의 OFDM 송신 시스템에 있어서는, 데이터를 송신하기 위해 일반적으로 사용되지 않는 제로 주파수 DC 부반송파를 포함하는 2N+1 OFDM 부반송파들이 존재하는데, 이는 제로 주파수 DC 부반송파가 어떠한 주파수도 가지고 있지 않고 그에따라 위상도 없기 때문이다. 따라서, 인코더(14)는, m 비트의 서브-세그먼트들을 2^m의 배치에서 미리 결정된 대응 복소수 값의 점들(complex-valued points)에 매핑시키기 위해, m 비트의 2N 서브-세그먼트들의 2^m의 직각 진폭 변조(QAM, quadrature amplitude modulation) 인코딩을 수행한다. 배열에서의 각 복소수 값의 점은 위상 및 진폭의 이산 값들을 나타낸다. 여기서, 인코더(14)는, B 데이터 비트들을 인코딩하는 주파수-도메인 서브-심볼들의 시퀀스를 생성하기 위해서, 대응하는 복소수 값의 2^m의 QAM 서브-심볼 c_k=a_k+jb_k를 m 비트의 2N 서브-세그먼트들 각각에 할당한다(여기서, -N ≤k ≤N). 또한, 제로-주파수 부반송파에는 통상적으로 c₀=0이 할당된다. 이어서, 인코더(14)는 필터링을 간단히 하기 위해 보간법에 필요할 수도 있는 임의의 부가 제로들에 따라 서브-심볼들의 시퀀스를 역 이산 푸리에 트랜스포머(IDFT, inverse discrete Fourier transformer), 또는 바람직하게는 역 고속 푸리에 트랜스포머(IFFT, inverse fast Fourier transformer)(16)로 전달한다.

인코더(14)로부터 OFDM 주파수-도메인 서브-심볼들의 시퀀스를 수신할 때, IFFT(16)는 서브-심볼들의 시퀀스에 대해 역 고속 푸리에 변환을 수행한다. 즉, 심볼 간격(Ts)에 걸쳐 2N+1 부반송파 주파수들 중 대응하는 한 주파수의 위상 및 진폭을 변조하기 위해서 복소수 값의 서브-심볼들(c_k) 각각을 사용한다. 부반송파들은 e^-2πjf _k ^t로 주어지며, 따라서, f_k=k/T_s의 기저대역 주파수들을 갖고, 여기서, k는 주파수 번호이고 -N ≤k ≤N의 범위에 있는 정수이다. 그에 의해, IFFT(16)는 다음과 같이 주어지는 구간 Ts의 디지털 시간-도메인 OFDM 심볼을 생성한다.

u(t) = ∑ck e^2πjf _k ^t

0 < t < T_s

T_s초의 심볼 간격들에 걸친 주파수-도메인 서브-심볼들에 의한 OFDM 부반송파들의 이러한 이산 값의 변조의 결과로서, OFDM 부반송파들 각각은 주파수 도메인에서 sinc x = (sin x)/x 스펙트럼을 디스플레이한다. 주파수 도메인에서 2N+1 부반송파들 각각을 1/T_s의 간격을 두고 위치시킴으로써, 각 부반송파의 sinc x 스펙트럼의 1차 피크는 하나 걸러 하나씩의 부반송파의 스펙트럼의 널(null)과 일치한다. 이 방식에서는, 부반송파들의 스펙트럼들이 중복되지만, 이들은 서로에 대해서는 여전히 직교한다. 도 2는 반송파 주파수(f_ct) 주위에 중심을 둔 OFDM 채널 대역폭(BW) 내의 그 변조된 스펙트럼들의 포락선뿐만 아니라 OFDM 부반송파들의 배치를 도시한다. 변조된 부반송파들은 채널 대역폭을 매우 효과적으로 채운다는 것을 유념해야 한다.

도 1로 돌아가서, IFFT(16)에 의해 생성된 디지털 시간-도메인 OFDM 심볼들은 이어서 디지털 신호 처리기(DSP)(18)로 전달된다. DSP(18)는 디지털 시간-도메인 OFDM 심볼들에 대해 부가적인 스펙트럼 세이핑(additional spectral shaping)을 수행하고, 또한 각 심볼에 길이 T_g의 보호 간격 또는 주기적 프리픽스를 부가한다.주기적 프리픽스는 일반적으로 단지 심볼 일부분의 반복이다. 이 주기적 프리픽스는 통상적으로 OFDM 채널 임펄스 응답보다 더 길며, 따라서, 연속적인 심볼들간의 심볼간 간섭(ISI)을 방지하도록 작용한다.

주기적으로 확장되고 스펙트럼적으로 형상화된 디지털 시간-도메인 OFDM 심볼들로 이루어지는 실수 및 허수 값의 디지털 성분들은 이어서 각각 디지털-아날로그 변환기들(DAC)(20, 22)로 전달된다. DAC들(20, 22)은 시간-도메인 OFDM 심볼들의 실수 및 허수 값의 디지털 성분들을 클럭 회로(24)에 의해 결정된 변환 또는 샘플링 레이트(f_{ck_t})에서 각각 동위상 및 직각 OFDM 아날로그 신호들로 변환한다. 이어서, 동위상 및 직각 OFDM 신호들은 각각 믹서들(26, 28)로 전달된다.

믹서들(26, 28)에 있어서, DAC들(20, 22)로부터의 동위상 및 직각 OFDM 신호들은, 각각 동위상 IF OFDM 신호 및 직각 IF OFDM 신호를 생성하기 위해서, 각각 동위상 중간 주파수(IF) 신호 및 90도 위상 이동된 (직각) IF 신호를 변조하는데 사용된다. 믹서(26)에 공급되는 동위상 IF 신호는 국부 발진기(30)에 의해 직접 생성되지만, 믹서(28)에 공급되는 90도 위상 이동된 IF 신호는 믹서(28)에 공급되기 전에 90도 위상 이동기(32)를 통해 국부 발진기(30)에 의해 생성된 동위상 IF 신호를 통과시킴으로써 생성된다. 이어서, 이 두 동위상 및 직각 IF OFDM 신호들은 합성 IF OFDM 신호를 형성하기 위해 결합기(34)에서 결합된다. 몇몇 종래의 송신기들에 있어서, IF 믹싱은 디지털-아날로그 변환이 수행되기 전에 디지털 합성기 및 디지털 믹서들을 사용하여 디지털 도메인에서 수행된다.

이어서, 이 합성 IF OFDM 신호는 무선 주파수(RF, radio frequency)송신기(40)로 전달된다. RF 송신기(40)의 많은 변형예들이 존재하며 이 기술분야에 공지되어 있지만, 통상적으로 RF 송신기(40)는 IF 대역통과 필터(42), RF 믹서(44), RF 반송파 주파수 국부 발진기(46), RF 대역통과 필터(48), RF 전력 증폭기(50), 및 안테나(52)를 포함한다. 채널 대역폭(BW)을 점유하는 RF OFDM-변조된 반송파를 생성하기 위해서, RF 송신기(40)는 결합기(34)로부터 IF OFDM 신호를 취하여 RF 국부 발진기(46)에 의해 생성된 주파수(f_ct)의 송신 반송파를 변조하는데 사용한다. 전체 OFDM 신호는 이 채널 대역폭 내에서 맞추어져야 하기 때문에, 채널 대역폭은 모든 변조된 OFDM 부반송파들을 수용하기 위해서 적어도 (1/T_s)·(2N+1)㎐로 넓어야 한다. 이 RF OFDM-변조된 반송파의 주파수-도메인 특성들이 도 2에 도시되어 있다. 이 RF OFDM-변조된 반송파는 이어서 안테나(52)로부터 채널을 통해 원격 위치에 있는 OFDM 수신기에 송신된다. RF 송신기(40)의 대안적인 실시예들에 있어서, OFDM 신호는 주파수 변조(FM), 단일-측파대 변조(SSB, single-sideband modulation), 또는 다른 변조 기술들을 사용하여 송신 반송파를 변조하는데 사용된다. 따라서, 결과 RF OFDM-변조된 반송파는 도 2에 도시된 RF OFDM-변조된 반송파의 정확한 모양을 반드시 가질 필요는 없다(즉, RF OFDM-변조된 반송파는 송신 캐리어 주위에 중심을 둘 필요는 없지만, 대신 그의 양쪽에 놓일 수는 있다).

OFDM 신호를 수신하고 원격 위치에서 OFDM 부반송파들로 인코딩된 기저대역 데이터 비트들을 복원하기 위해서, 본질적으로 OFDM 수신기는 상술된 OFDM 송신기에 의해 수행된 모든 동작들의 역(inverse)을 수행해야 한다. 이 동작들은 종래의 OFDM 수신기의 블록도인 도 3을 참조하여 설명될 수 있다.

통상의 OFDM 수신기(60)의 제 1 요소는 RF 수신기(70)이다. RF 송신기(40)와 유사하게, RF 수신기(70)의 다양한 변형예들이 존재하고 이 기술분야에 공지되어 있지만, 통상적으로, RF 수신기(70)는 안테나(72), 저잡음 증폭기(LNA, low noise amplifier)(74), RF 대역통과 필터(76), 자동 이득 제어(AGC, automatic gain control) 회로(77), RF 믹서(78), RF 반송파 주파수 국부 발진기(80), 및 IF 대역통과 필터(82)를 포함한다.

안테나(72)를 통해서, RF 수신기(70)는 채널을 통해 통과된 후의 RF OFDM-변조된 반송파를 연결한다. 이어서, RF 국부 발진기(80)에 의해 발생된 주파수(f_cr)의 수신 반송파와 혼합함으로써, RF 수신기(70)는 수신된 IF OFDM 신호를 얻기 위해 RF OFDM-변조된 반송파를 다운 변환(downconvert)한다. 수신 반송파와 송신 반송파 사이의 주파수 차이는 반송파 주파수 오프셋(델타 f_c)에 기여한다.

이어서, 이 수신된 IF OFDM 신호가 각각 동위상 IF 신호와 90도 위상 이동된 (직각) IF 신호를 혼합할 믹서(84)와 믹서(86) 모두에 공급되어, 각각 동위상 및 직각 OFDM 신호들을 생성한다. 믹서(84)에 공급되는 동위상 IF 신호는 IF 국부 발진기(88)에 의해 생성된다. 믹서(86)에 공급되는 90도 위상 이동된 IF 신호는 믹서(86)에 공급되기 전에 동위상 IF 신호를 90도 위상 이동기(90)에 통과시킴으로써 IF 국부 발진기(88)의 동위상 IF 신호로부터 유도된다.

이어서, 동위상 및 직각 OFDM 신호들은 각각 아날로그-디지털 변환기들(ADC들)(92, 93)에 전달되고, 이 신호들은 클록 회로(94)에 의해 결정된 샘플링 레이트(f_{ck_r})로 디지털화된다. ADC들(92, 93)은 각각 동위상 및 직각 이산-시간 OFDM 신호들을 형성하는 디지털 샘플들을 생성한다. 수신기의 샘플링 레이트들과 송신기의 샘플링 레이트들간의 차이는 샘플링 레이트 오프셋(델타 f_ck= f_{ck_r}- f_{ck_t})이다.

이어서, ADC들(92, 93)로부터의 필터링되지 않은 동위상 및 직각 이산-시간 OFDM 신호들은 각각 디지털 저역 필터들(96, 98)에 전달된다. 저역 디지털 필터들(96, 98)의 출력은 각각 수신된 OFDM 신호의 필터링된 동위상 및 직각 샘플들이다. 여기서, 수신된 OFDM 신호는 각각 복소수 값의 OFDM 신호(r_i=q_i+jp_i)의 실수 및 허수 값의 성분들을 나타내는 동위상(q_i) 및 직각(p_i) 샘플들로 변환된다. 이어서, 수신된 OFDM 신호의 이러한 동위상 및 직각 (실수 값의 및 허수 값의) 샘플들이 DSP(100)로 전달된다. 수신기(60)의 종래의 일부 구현들에 있어서, 아날로그-디지털 변환은 IF 혼합 처리 전에 행해진다는 것을 유념해야 한다. 이러한 구현에 있어서, 혼합 처리는 디지털 믹서들 및 디지털 주파수 합성기의 사용을 수반한다. 또한, 수신기(60)의 많은 종래의 구현들에 있어서, 필터링 후에 디지털-아날로그 변환이 수행된다.

DSP(100)는 수신된 OFDM 신호의 동위상 및 직각 샘플들에 대한 다양한 동작들을 수행한다. 이 동작들은, a) 수신된 OFDM 신호 내에서 심볼들과 데이터 프레임들의 타이밍으로 수신기(60)를 동기화하고, b) 수신된 OFDM 신호로부터 주기적 프리픽스들을 제거하고, c) 각 OFDM 심볼 간격동안 부반송파들을 변조하는데 사용된 주파수-도메인 서브-심볼들의 시퀀스들을 복원하기 위해서, 수신된 OFDM 신호의 이산 푸리에 변환(DFT), 또는 바람직하게는 고속 푸리에 변환(FFT)을 연산하고, d) 부반송파들에 대한 임의의 필요한 채널 균등화를 수행하며, e) FFT 계산에 의해 OFDM 신호의 부반송파들을 복조함으로써 OFDM 신호의 각 심볼로부터 주파수-도메인 서브-심볼들(y_k)의 시퀀스를 연산하는 것을 포함할 수도 있다. 이어서, DSP(100)는 서브-심볼들의 이 시퀀스들을 디코더(102)로 전달한다.

디코더(102)는 DSP(100)로부터 전달되는 주파수-도메인 서브-심볼들의 시퀀스들로부터 송신된 데이터 비트들을 복원한다. 이러한 복원은 주파수-도메인 서브-심볼들을 디코딩함으로써 수행되어 OFDM 송신기(10)에 공급된 데이터 비트들(12)의 스트림과 이상적으로 일치하는 데이터 비트들(104)의 스트림을 얻는다. 이 디코딩 처리는, 예를 들어, 블록 및/또는 컨벌루션 인코딩된 서브-심볼들로부터 데이터를 복원하기 위해서 소프트 비터비 디코딩 및/또는 리드-솔로몬 디코딩을 포함할 수 있다.

디지털 텔레비전 또는 WLAN(wireless local area network)을 실시하기 위한 것과 같은 통상의 OFDM 데이터 송신 시스템에 있어서, 데이터는 데이터 프레임들로서 공지된 심볼들의 그룹들에서 OFDM 신호로 송신된다. 이러한 개념은 도 4에 도시되어 있으며, 데이터 프레임(100)이 M개의 연속하는 심볼들(112a, 112b, ...,112M)(각각은 OFDM 심볼 간격(T_s)뿐만 아니라 보호 간격(T_g)을 포함함)을 포함한다. 따라서, 각 심볼은 T_g+T_s초의 총 구간을 갖는다. 어플리케이션에 따라서, 데이터 프레임들은 디지털 TV의 방송에서와 같이 연속적으로 송신될 수 있거나, 또는 데이터 프레임들은 WLAN의 구현에서와 같이 버스트들로 랜덤한 시간들에서 송신될 수도 있다.

도 5 내지 도 8을 참조하면, 본 발명의 예시적인 실시예가 도시되어 있다. 본 발명이 도 3의 OFDM 수신기의 요소들과 별개의 것으로 도시되어 있지만, 이 기술분야에 숙련된 사람은 본 발명이 OFDM 수신기의 요소들과 일체화될 수도 있다는 것을 쉽게 고안할 것이다. 예를 들어, 본 발명은 OFDM 수신기(60)의 ADC들(92, 93) 및 클럭 회로(94)가 결합될 수도 있다. 그러나, 본 발명은 본 발명의 이해를 명확하게 하고 참조를 쉽고 용이하게 하게 위해서 별개의 샘플링 주파수 정정 루프로서 도시되어 있다.

본 발명은 참조로서 본원에 포함되는 ETSI-BRAN HIPERLAN/2(Europe) 및 IEEE 802.11a(USA) 무선 LAN 표준을 따르는 수신기에서 동작하는 것으로 설명된다. 그러나, 이것은 다른 OFDM 시스템들에서 본 발명의 교시들을 구현하기 위해 이 기술분야에 숙련된 사람들의 기술 내에서 고려된다.

상술된 무선 LAN 표준들은 OFDM 송신들의 검출을 위한 트레이닝 시퀀스의 사용을 제안하고 있다. 간단히, 트레이닝 시퀀스(예를 들어, 트레이닝 시퀀스 A 또는 B)는 미리 결정된 수의 파일럿 부반송파들 또는 빈들(예를 들어, 12개의 파일럿부반송파들)을 통해 송신되는 (공지된 진폭들과 위상들을 갖는) 일련의 짧은 OFDM 트레이닝 심볼들을 포함한다. 모든 다른 부반송파들(예를 들어, 52개의 부반송파들)은 트레이닝 시퀀스의 송신동안 제로로 남아있게 된다. 상술된 LAN 표준들의 트레이닝 시퀀스의 사용이 이하 논의되지만, 첨부된 청구항들에 의해 한정된 바와 같은 본 발명의 범위 내에서 대안적인 트레이닝 시퀀스들 및 심볼들의 사용이 고려된다.

더 상세하게는, 비-제로 파일럿 부반송파들 및 모든 다른 반송파들로 이루어지는 HIPERLAN/2 짧은 트레이닝 시퀀스(B)는 제로이다(64개 부반송파들 모두). 시간-도메인 OFDM 신호가 샘플링될 때 샘플링 주파수 오프셋이 존재하면, 주파수-도메인에서의 결과는 주파수 축을 따라 스케일되는 스펙트럼일 것이다. 이러한 스케일링은 12개의 비-제로 파일럿 부반송파들이 더 이상 기본 주파수의 배수인 주파수들 상에 없다는 것을 의미할 것이다. 따라서, DFT 누설(leakage)이 발생할 것이다. 그 결과는, 파일럿 부반송파에 대응하는 FFT 출력에 신호 피크를 갖는 대신, 도 5에 도시된 바와 같이 사이드 로브들(주 피크 양쪽의 샘플들)을 갖는 피크가 존재한다. 피크의 왼쪽에 있는 샘플과 피크의 오른쪽에 있는 샘플의 차이를 계산함으로써, 샘플러의 주파수를 성공적으로 갱신하고 그에 따라 샘플링 주파수 오프셋을 제거하기 위해 사용될 수 있는 의미있는 에러가 발생될 수 있다.

도 6을 참조하면, 샘플링 주파수 정정 네트워크(120)가 도시되어 있다. 네트워크(120)는 소프트웨어, 하드웨어 또는 그의 어떠한 조합으로 구체화될 수도 있다는 것을 유념해야 한다. 네트워크(120)는 가변 클럭 회로(예를 들어, 도 3의 클럭 회로(94))에 의해 구동되는 아날로그-디지털 변환기들(예를 들어, 도 3의 ADC들(92, 93))을 갖는 샘플러(122)로부터 샘플링된 신호를 수신한다. 상술된 바와 같이, 샘플러(122)는 수신된 신호를 송신기의 샘플 레이트와는 다른 주파수에서 샘플링할 수도 있다. 샘플 레이트의 이러한 차이는 수신기의 성능에 불리할 수 있는 샘플링 주파수 오프셋을 발생시킨다. 네트워크(120)는 주파수 오프셋을 정정하여, 수신기가 적절히 동기화되도록 한다.

네트워크(120)는 샘플러(122)로부터 수신된 샘플링된 시간 도메인 데이터에 해밍 윈도우, 해닝 윈도우 등과 같은 윈도우 함수를 곱하는 시간-도메인 윈도우잉 모듈(time-domain windowing module)(124)을 포함한다. 샘플링된 데이터에 윈도우 함수를 적용하는 것은 두 가지 이점들을 산출한다. 첫 번째로, 샘플링된 데이터가 주파수 도메인에서 분석될 때, 즉, 샘플링된 데이터가 FFT 모듈(126)에 의해 처리되어 에러 계산 모듈(128)에 의해 분석될 때, 각 파일럿 빈의 주 로브는 확장되거나 전개될 것이다. 주 로브를 확장하는 것은 이하 더 논의되는 바와 같이 각 파일럿 빈에 대한 주파수-도메인 샘플들의 수를 증가시킬 것이다. 두 번째로, 파일럿 빈들의 사이드 로브들은 낮아지고, 결과적으로 인접하는 파일럿 빈들에 대해 더 낮은 간섭을 발생시킨다.

시간 도메인 윈도우잉 모듈(124)은 시간-도메인 샘플들을 주파수 도메인으로 변환하는 FFT 모듈(126)에 샘플링된 시간 도메인 데이터를 전달한다. 상술된 바와 같이, 시간 도메인에서의 윈도우잉 함수의 어플리케이션은 각 파일럿 빈의 주 로브에 대한 주파수 샘플들의 수를 증가시킨다. 예를 들어, 도 7은 3개의 주파수-도메인 샘플들을 갖는 2개의 파일럿 빈들을 도시하며, 각 파일럿 빈은 주 피크와 주 피크의 양쪽에 작은 피크를 갖는다. 윈도우잉 함수가 시간 도메인에 적용되지 않았다면, 파일럿 빈 당 단지 하나의 주파수-도메인 샘플이 존재할 수도 있다. 즉, 윈도우잉 함수가 시간 도메인에 적용되지 않은 경우, 주 피크들만이 주파수 도메인에 존재할 것이다. 이하 더 상세히 설명되는 바와 같이, 주파수 오프셋 에러를 발생시키기 위해 부가적인 주파수-도메인 샘플들이 필요하다.

FFT 모듈(126)은 주파수-도메인 샘플들을 에러 계산 모듈(128)에 전달한다. 에러 계산 모듈(128)은 수신된 샘플들과 공지되어 있는 트레이닝 시퀀스의 파일럿 빈 지표들의 저장 테이블(130)을 비교하여 트레이닝 시퀀스의 주 피크 주파수-도메인 샘플들의 발생을 검출한다. 트레이닝 시퀀스의 주 피크 주파수-도메인 샘플들이 검출될 때, 에러 계산 모듈(128)은 샘플링 주파수 오프셋이 존재하는지를 결정하기 위해 트레이닝 시퀀스의 각 파일럿 빈과 인접하는 주파수 빈들을 분석한다. 샘플링 주파수 오프셋이 존재하지 않을 때, 파일럿 빈의 왼쪽 및 오른쪽에 있는 주파수 빈들은 도 7에 도시된 바와 같이 동일한 크기를 가질 것이다. 그러나, 샘플링 주파수 오프셋이 존재하면, 파일럿 빈의 왼쪽 및 오른쪽에 있는 주파수 빈들은 도 8에 도시된 바와 같이 상이한 크기들을 가질 것이다.

샘플링 주파수 오프셋 에러를 검출하면, 계산 모듈(128)은 각 파일럿 빈의 양쪽에 있는 주파수 빈들간의 크기 차이를 계산함으로써 각 파일럿 빈에 대한 에러 값을 계산한다. 크기 차이는 도 5에 도시된 바와 같이 포지티브이거나 네가티브일 수도 있으며, 차이의 부호는, 이 부호가 수신기의 샘플링 주파수가 너무 빠르거나너무 느린지의 여부에 관한 정보를 포함하기 때문에 유지될 필요가 있다. 주어진 샘플링 주파수 오프셋에 있어서, 주 피크의 왼쪽에 있는 샘플의 크기(이 샘플의 크기를 LEFT라고 함)에서 주 피크의 오른쪽에 있는 샘플의 값(이 샘플의 크기를 RIGHT라고 함)을 빼면 FFT 출력 스펙트럼의 첫 번째 절반에 대한 주어진 부호를 갖는 값을 생성할 것이며, 그 차이의 부호는 FFT 출력 스펙트럼의 두 번째 절반과 반대일 것이다. 전체 스펙트럼에 대해 동일한 부호를 갖기 위한 에러 항목에 있어서, 스펙트럼의 첫 번째 절반(136)에 대한 에러(즉, FFT로부터의 포지티브 주파수 빈들)는 두 번째 절반(138)에 대한 에러와 반대로서 정의되어야 한다. 즉, 첫 번째 절반에 대한 에러는 LEFT-RIGHT로서 정의될 수 있지만, 두 번째 절반의 에러(FFT로부터의 네가티브 주파수 빈들)는 RIGHT-LEFT로서 정의될 수 있다. 대안적으로는 그 반대의 정의 또한 사용될 수 있다(첫 번째 절반에 대해서는 RIGHT-LEFT, 두 번째 절반에 대해서는 LEFT-RIGHT).

도 6으로 돌아가서, 에러 계산 모듈(128)은 파일럿 빈들에 대한 계산된 에러 값들을 평균 에러 모듈(132)에 출력한다. 평균 에러 모듈(132)은 계산된 에러 값들의 평균을 취함으로써 평균 에러 값을 계산한다. 그 후에, 평균 에러 모듈(132)은, 샘플링 주파수를 조정하기 위해 샘플러(122)에 다시 공급되는 스케일된 에러 신호를 생성하도록 평균 에러 값에 이득 인자를 곱하는 이득 모듈(134)에 평균 에러 값을 출력한다. 이득 값은 OFDM 수신기의 샘플링 주파수의 수렴 속도(convergence speed)를 제어한다. 따라서, 이득 모듈(134)은 제 1차 루프 필터로서 작용한다.

따라서, 본 발명의 원리에 따라, OFDM 수신기에서 샘플링 주파수 오프셋을 정정하는 방법이 제공된다. 이 방법은, OFDM 파일럿 부반송파에 상에 트레이닝 심볼을 포함하는 OFDM 신호를 수신하고, 수신된 OFDM 신호를 샘플링 주파수에서 샘플링하고, 샘플링된 OFDM 신호에 시간-도메인 윈도우를 적용하여 OFDM 파일럿 부반송파의 주 로브가 확장되도록 하고, 윈도우된 OFDM 신호들의 고속 푸리에 변환(FFT)을 취하여 OFDM 파일럿 부반송파의 다수의 주파수-도메인 샘플들이 존재하도록 하며, OFDM 파일럿 부반송파의 다수의 주파수-도메인 샘플들을 분석함으로써 샘플링 주파수 오프셋에 비례하는 에러를 발생시키는 것을 포함한다.

본 발명의 특징에 따르면, 파일럿 부반송파에 상에 트레이닝 심볼을 갖는 OFDM 신호를 수신하기 위한 OFDM 수신기가 제공된다. OFDM 수신기는, 디지털 OFDM 샘플들을 생성하기 위해 수신된 아날로그 OFDM 신호를 샘플링 주파수에서 샘플링하는 아날로그-디지털 변환기(ADC), ADC에 의해 출력된 디지털 샘플들에 윈도우 함수를 적용하는 윈도우 모듈, 파일럿 부반송파의 주 로브를 확장하는 윈도우 함수, 다수의 주파수 샘플들이 파일럿 부반송파에 대해 존재하도록 윈도우 모듈에 의해 출력된 윈도우된 샘플들을 고속 푸리에 변환하는 FFT, 및 파일럿 부반송파의 다수의 주파수 샘플들을 분석함으로써 샘플링 주파수 에러를 계산하는 에러 계산 모듈을 포함한다.

본 발명이 바람직한 실시예들을 참조하여 설명되었지만, 첨부된 청구항들에 한정된 바와 같이, 본 발명의 정신 및 범위를 벗어나지 않고 실시예들에 있어서 다양한 변형들이 이루어질 수도 있다는 것이 명백하다.

Claims

직교 주파수 분할 멀티플렉싱(OFDM, Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 수신기에서 샘플링 주파수 오프셋을 정정하는 방법에 있어서:

OFDM 파일럿 부반송파 상에 트레이닝 심볼을 포함하는 OFDM 신호를 수신하는 단계;

상기 수신된 OFDM 신호를 샘플링 주파수에서 샘플링하는 단계(122);

상기 OFDM 파일럿 부반송파의 주 로브(main lobe)를 확장하는 단계(124);

상기 OFDM 파일럿 부반송파의 다수의 주파수-도메인 샘플들을 획득하는 단계(126); 및

상기 OFDM 파일럿 부반송파의 상기 다수의 주파수-도메인 샘플들을 분석함으로써 상기 샘플링 주파수 오프셋에 비례하는 에러를 생성하는 단계(128, 132)를 포함하는, 샘플링 주파수 오프셋 정정 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 샘플링 주파수가 제로로 수렴하도록, 상기 생성된 에러에 응답하여 상기 샘플링 주파수를 조정하는 단계(134)를 더 포함하는, 샘플링 주파수 오프셋 정정 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 확장 단계(124)는, 상기 OFDM 파일럿 부반송파의 주 로브가 확장되도록, 상기 샘플링된 OFDM 신호에 시간-도메인 윈도우를 적용하는 단계를 포함하는, 샘플링 주파수 오프셋 정정 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 다수의 주파수-도메인 샘플들을 획득하는 단계(126)는 상기 샘플링된 OFDM 신호를 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transforming)하는 단계를 포함하는, 샘플링 주파수 오프셋 정정 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 에러를 생성하는 단계(128, 132)는:

상기 OFDM 파일럿 부반송파의 상기 다수의 주파수 도메인 샘플들에서 피크 주파수-도메인 샘플을 검출하는 단계;

상기 OFDM 파일럿 부반송파의 상기 피크 주파수-도메인 샘플의 양쪽에 위치된 주파수-도메인 샘플들간의 크기 차이를 계산하는 단계; 및

상기 계산된 차이로부터 상기 샘플링 주파수 오프셋을 유도하는 단계를 더 포함하는, 샘플링 주파수 오프셋 정정 방법.
제 5 항에 있어서,

상기 샘플링 주파수 오프셋에 비례하는 상기 에러를 생성하기 위해 상기 계산된 차이에 이득 인자를 곱하는 단계(134)를 더 포함하는, 샘플링 주파수 오프셋 정정 방법.
제 5 항에 있어서,

상기 피크 주파수-도메인 샘플을 검출하는 단계는:

상기 주파수-도메인 샘플들의 지표들과 공지되어 있는 파일럿 부반송파의 저장된 지표를 비교하는 단계; 및

상기 주파수-도메인 샘플들 중 한 샘플의 지표가 상기 저장된 지표와 일치할 때, 피크 주파수-도메인 샘플이 존재한다는 것을 결정하는 단계를 포함하는, 샘플링 주파수 오프셋 정정 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 OFDM 신호를 수신하는 단계는 다수의 OFDM 파일럿 부반송파들 상의 다수의 트레이닝 심볼들을 수신하는 단계를 포함하고,

상기 샘플링된 OFDM 신호에 상기 시간-도메인 윈도우를 적용하는 단계(124)는 상기 OFDM 파일럿 부반송파들의 주 로브들이 확장되도록 상기 시간-도메인 윈도우를 적용하는 단계를 포함하고,

상기 윈도우된 OFDM 신호를 고속 푸리에 변환하는 단계(126)는 상기 OFDM 파일럿 부반송파들 각각에 대한 다수의 주파수-도메인 샘플들이 존재하도록 고속 푸리에 변환하는 단계를 포함하며,

상기 샘플링 주파수 에러를 생성하는 단계(128, 132)는 상기 OFDM 파일럿 부반송파들 각각의 상기 다수의 주파수-도메인 샘플들을 분석하는 단계를 포함하는, 샘플링 주파수 오프셋 정정 방법.
제 8 항에 있어서,

상기 샘플링 주파수 에러를 생성하는 단계는:

상기 OFDM 파일럿 부반송파들 각각에 대한 피크 주파수-도메인 샘플을 검출하는 단계;

상기 파일럿 OFDM 부반송파들 각각의 각 피크 주파수-도메인 샘플의 양쪽에 위치된 주파수-도메인 샘플들간의 크기 차이를 계산하는 단계; 및

상기 계산된 차이들로부터 상기 샘플링 주파수 에러를 유도하는 단계를 포함하는, 샘플링 주파수 오프셋 정정 방법.
제 9 항에 있어서,

상기 유도 단계는:

상기 계산된 크기 차이들로부터 크기의 평균 차이를 계산하는 단계(132); 및

상기 샘플링 주파수 에러를 생성하기 위해 상기 크기의 평균 차이에 이득 인자를 곱하는 단계(134)를 포함하는, 샘플링 주파수 오프셋 정정 방법.
제 9 항에 있어서,

상기 OFDM 파일럿 부반송파들 각각에 대한 상기 피크 주파수-도메인 샘플을 검출하는 단계는:

상기 주파수-도메인 샘플들의 지표들과 공지되어 있는 파일럿 부반송파들의 저장된 지표들을 비교하는 단계; 및

상기 주파수-도메인 샘플들 중 한 샘플의 지표가 상기 저장된 지표들 중 하나의 지표와 일치할 때, 피크 주파수-도메인 샘플이 존재한다고 결정하는 단계를 포함하는, 샘플링 주파수 오프셋 정정 방법.
파일럿 부반송파 상에 트레이닝 심볼을 갖는 OFDM 신호를 수신하기 위한 직교 주파수 분할 멀티플렉싱(OFDM, Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 수신기에 있어서:

디지털 OFDM 샘플들을 생성하기 위해, 수신된 아날로그 OFDM 신호를 샘플링 주파수로 샘플링하는 아날로그-디지털 변환기(ADC)(122);

상기 ADC에 의해 출력된 상기 디지털 샘플들에 상기 파일럿 부반송파의 주 로브를 확장하는 윈도우 함수를 적용하는 윈도우 모듈(124);

상기 파일럿 부반송파에 대해 다수의 주파수 샘플들이 존재하도록, 상기 윈도우 모듈에 의해 출력된 상기 윈도우된 샘플들을 고속 푸리에 변환하는 FFT(126); 및

상기 파일럿 부반송파의 다수의 주파수 샘플들을 분석함으로써 샘플링 주파수 에러를 계산하는 에러 계산 모듈(128)을 포함하는, 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 수신기.
제 12 항에 있어서,

상기 샘플링 주파수 에러의 수신에 응답하여, 스케일링된 에러 신호를 생성하는 이득 모듈(134)로서, 상기 스케일링된 에러 신호는 상기 ADC로 하여금 상기 샘플링 주파수 에러가 제로로 수렴하도록 상기 샘플링 주파수를 조정하도록 하는, 상기 이득 모듈(134)을 포함하는, 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 수신기.
제 13 항에 있어서,

상기 에러 계산 모듈(128)은, 상기 OFDM 파일럿 부반송파의 다수의 주파수 도메인 샘플들에서 피크 주파수-도메인 샘플을 검출하고, 상기 검출된 피크 주파수-도메인 샘플의 양쪽에 위치된 주파수-도메인 샘플들간의 크기 차이를 계산함으로써 상기 샘플링 주파수 에러를 계산하는, 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 수신기.
제 14 항에 있어서,

상기 에러 계산 모듈(128)은, 상기 주파수-도메인 샘플들의 지표들과 공지되어 있는 파일럿 부반송파의 저장된 지표를 비교하여(130), 상기 주파수-도메인 샘플들 중 한 샘플의 지표가 상기 저장된 지표와 일치할 때(130) 피크 주파수-도메인 샘플이 존재하는 것으로 결정함으로써 상기 피크 주파수-도메인 샘플을 검출하는,직교 주파수 분할 멀티플렉싱 수신기.