JP3726857B2

JP3726857B2 - 受信装置および受信方法

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Publication number: JP3726857B2
Application number: JP11471297A
Authority: JP
Inventors: 俊久百代; 康成池田
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1997-05-02
Filing date: 1997-05-02
Publication date: 2005-12-14
Anticipated expiration: 2017-05-02
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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、受信装置および受信方法に関し、特に、ＯＦＤＭ方式に基づく受信装置および受信方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年デジタル信号を伝送する方法として、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）と呼ばれる変調方式が提案されている。このＯＦＤＭ方式は伝送帯域内に多数の直交する副搬送波を設け、それぞれの副搬送波の振幅及び位相にデータを割り当て、ＰＳＫ（Phase Shift Keying）やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）によりディジタル変調する方式である。この方法では、多数の副搬送波で伝送帯域を分割するため、副搬送波１波あたりの帯域は狭くなり、変調速度は遅くなるが、搬送波の数が多数あるので総合の伝送速度は従来の変調方式と変わらない。
【０００３】
このＯＦＤＭ方式では多数の副搬送波が並列に伝送されるためにシンボル速度が遅くなるので、いわゆるマルチパス妨害の存在する伝送路ではシンボルの時間長に対する相対的なマルチパスの時間長を短くすることができ、マルチパス妨害に対して強い方式であることが期待できる。
【０００４】
以上の様な特徴からＯＦＤＭ方式は、マルチパス妨害の影響を強く受ける地上波によるディジタル信号の伝送に対して特に注目されている。このような地上波によるディジタル信号の伝送としては、例えば、ＤＶＢ−Ｔ（Digital Video Broadcasting-Terrestrial）などが有名である。
【０００５】
また最近の半導体技術の進歩により離散的フ−リエ変換（以下ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）と記述する）や離散的フ−リエ逆変換（以下ＩＦＦＴ（Invert Fast Fourier Transform）と記述する）をハ−ドウェアで実現することが可能となり、これらを用いて簡単にＯＦＤＭ方式に基づく変調を行ったり、また逆に復調する事ができる様になった事もＯＦＤＭ方式が注目されてきた理由の一つである。
【０００６】
図１０はＯＦＤＭ受信機の構成例を示すブロック図である。受信アンテナ１０１は、ＲＦ信号を捕捉する。乗算回路１０２は、チューナ１０３から出力される所定の周波数を有する信号とＲＦ信号とを乗算する。バンドパスフィルタ１０４は、乗算回路１０２の出力から所望のＩＦ信号を抽出する。Ａ／Ｄ変換回路１０５は、バンドパスフィルタ１０４により抽出されたＩＦ信号をディジタル信号に変換する。
【０００７】
デマルチプレクサ１０６は、ディジタル化されたＩＦ信号からＩチャンネル信号とＱチャンネル信号とを分離抽出する。ローパスフィルタ１０７，１０８は、それぞれ、Ｉチャンネル信号とＱチャンネル信号に含まれている不要な高域成分を除去して基底帯域（ベースバンド）の信号に変換する。
【０００８】
複素乗算回路１０９は、数値コントロール発振回路１１０より供給される所定の周波数の信号により、基底帯域信号の持つ搬送波周波数誤差を除外した後、高速フーリエ変換回路１１２に供給する。高速フーリエ変換回路１１２はＯＦＤＭ時間信号を周波数分解し、ＩおよびＱチャンネル受信デ−タを生成する。
【０００９】
相関値演算装置１１３は、基底帯域に変換されたＯＦＤＭ時間信号と有効シンボル時間だけ遅延させたＯＦＤＭ信号との相関値を求め、相関値が最大になるタイミングにおいて高速フーリエ変換回路１１２に演算を開始させる。
【００１０】
搬送波周波数誤差演算回路１１４は、周波数パワーの偏りを検出して搬送波周波数の誤差を算出し、加算回路１１１に出力する。加算回路１１１は、搬送波周波数誤差演算回路１１４と相関値演算回路１１３の出力を加算して数値コントロール発振回路１１０に供給する。
【００１１】
クロック周波数再生回路１１５は、ＩチャンネルデータとＱチャンネルデータを参照して制御信号を生成し、クロック発振回路１１６の発振周波数を制御する。クロック発振回路１１６は、クロック周波数再生回路１１５から供給される制御信号に応じてクロック信号を生成し、出力する。
【００１２】
次に、以上の従来例の動作について説明する。
【００１３】
受信アンテナ１０１により捕捉されたＲＦ信号は、乗算回路１０２により、チューナ１０３より供給された所定の周波数の信号と乗算される。乗算回路１０２より出力された信号は、バンドパスフィルタ１０４に供給され、そこで、ＩＦ信号が抽出されることになる。
【００１４】
Ａ／Ｄ変換回路１０５は、バンドパスフィルタ１０４から出力されたＩＦ信号をディジタル信号に変換し、デマルチプレクサ１０６に供給する。デマルチプレクサ１０６は、ディジタル化された信号からＩチャンネル信号とＱチャンネル信号とを分離抽出してローパスフィルタ１０７，１０８にそれぞれ供給する。ローパスフィルタ１０７，１０８は、それぞれ、Ｉチャンネル信号とＱチャンネル信号に含まれている不要な高域成分である折り返し成分を除去して基底帯域の信号に変換する。
【００１５】
複素乗算回路１０９は、数値コントロール発振回路１１０より供給される所定の周波数の信号により、基底帯域信号の持つ搬送波の周波数誤差を除去して高速フーリエ変換回路１１２に供給する。高速フーリエ変換回路１１２はＯＦＤＭ時間信号を周波数分解し、ＩおよびＱチャンネル受信デ−タを生成する。
【００１６】
相関値演算回路１１３は、基底帯域に変換されたＯＦＤＭ時間信号と有効シンボル時間だけ遅延させたＯＦＤＭ信号の相関値を求め、相関値が最大になるタイミングにおいて高速フーリエ変換回路１１２に演算を開始させる。その結果、高速フーリエ変換回路１１２は、送信側から送られてきたＩチャンネル信号とＱチャンネル信号に含まれているデータを正確に抽出することができる。
【００１７】
また、相関値演算回路１１３は、搬送波周波数誤差演算回路１１４と協動して数値コントロール発振回路１１０を制御するようになされている。以下、これらの詳細な構成と動作について説明する。
【００１８】
図１０に示す例では、再生搬送の波周波数誤差は、副搬送波周波数間隔以下の成分と、副搬送波周波数間隔単位の成分に分解されて検出される。即ち、相関値演算回路１１３は、ＯＦＤＭ時間信号波形の周期性を利用して相関値を演算することにより、ＯＦＤＭ信号の副搬送波周波数間隔の±１／２までの搬送波周波数誤差を算出する。また、搬送波周波数誤差演算回路１１４は、高速フーリエ変換回路１１２の出力であるＯＦＤＭ信号の周波数成分の電力を演算することにより副搬送波周波数間隔単位の周波数誤差を算出する。そして、相関値演算回路１１３と搬送波周波数誤差演算回路１１４の出力は、加算回路１１１により加算され、得られた値（誤差値）に応じて、数値コントロール発振回路１１０の発振周波数が制御される。
【００１９】
図１１は、図１０に示す搬送波周波数誤差演算回路１１４の詳細な構成例を示す図である。この図において、２乗回路２０３，２０４は、それぞれ、Ｉチャンネル信号２０１とＱチャンネル信号２０１を入力して２乗し、得られた結果（搬送波の電力に対応する値）を出力する。加算回路２０５は、２乗回路２０３，２０４の出力を加算して出力する。差分演算回路２０６は、加算回路２０５から出力された周波数の電力に対応する信号を２つの領域（領域ＡとＢ）に分割し、それぞれの領域の電力の合計を計算したのち、一方の領域（領域Ａ）の電力から他方の領域（領域Ｂ）の電力を減算して出力する。平均値演算回路２０７は、差分値演算回路２０６から出力された差分値を数シンボルに亘って加算し、得られた値をシンボル数で除算して、差分値の平均値を算出して出力する。
【００２０】
次に、この例の動作について図１２を参照して説明する。
【００２１】
図１２（Ａ）は、数値コントロール発振回路１１０の発振周波数（再生搬送波周波数）が正確に設定されている場合における高速フーリエ変換回路１１２から出力される信号の周波数配置（スペクトラム）を示している。この図に示すように、Ｎポイントの高速フーリエ変換が施されたデータは、０乃至（Ｎ−１）種類の副搬送波により構成されている。いま、Ｎ／２を中心として、その左右の領域をそれぞれＡ，Ｂとすると、各領域には、Ｎ／２種類の搬送波が含まれていることになる。
【００２２】
図１２（Ａ）に示すように、再生搬送波の周波数が正確に制御されている場合には、領域Ａと領域Ｂに配置されている副搬送波の数は同一となるので、領域Ａと領域Ｂのそれぞれに含まれている副搬送波の電力は等しくなる。また、図１２（Ｂ）は、１副搬送波周波数間隔（図３（Ａ）参照）だけ周波数誤差を有する再生搬送波周波数により基底帯域の信号を復調した場合に、高速フーリエ変換回路１１２から出力される信号の周波数配置を示している。この例の場合では、領域Ａと領域Ｂのそれぞれに配置されている副搬送波の数が等しくなくなるので、それぞれの領域の電力は異なることになる。
【００２３】
図１１に示す従来例では、以上のような原理に基づいて、再生搬送波周波数の誤差を検出するようになされている。
【００２４】
即ち、２乗回路２０３，２０４は、それぞれ、Ｉチャンネル信号とＱチャンネル信号を２乗して、それぞれの信号の電力を算出する。加算回路２０５は、２乗回路２０３，２０４の出力を加算し、差分演算回路２０６に出力する。差分演算回路２０６は、加算回路２０５から出力された副搬送波の電力値のうち、領域Ａに属するものを加算した値から、領域Ｂに属するものを加算した値を減算した値（領域ＡとＢの電力差）を出力する。
【００２５】
いま、図１２（Ａ）に示すように、正しい再生搬送波周波数により再生がなされている場合には、領域Ａと領域Ｂに含まれている副搬送波の各電力は等しくなるので、差分演算回路２０６の出力は０となる。一方、図１２（Ｂ）に示すように、再生搬送波周波数が１副搬送波周波数間隔の誤差を持つ場合、領域Ａと領域Ｂに含まれている副搬送波の各電力の差分は、１副搬送波成分に対応する値となる。
【００２６】
平均値回路２０７は、信号に含まれている雑音等の影響を除外するため、差分演算回路２０６の出力の数シンボル分の平均値（電力差の平均値）２０８を求めて出力する。数値コントロール発振回路１１０は、平均値回路２０７の出力に応じて発振周波数を変化させる。その結果、数値コントロール発振回路１１０の発振周波数は、搬送波周波数誤差演算回路１１４および相関値演算回路１１３により形成されるフィードバックループにより、所定の周波数に保持されることになる。
【００２７】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、このように１シンボル期間に属する副搬送波を２つの領域Ａ，Ｂに分割してそれぞれの電力の差分から再生搬送波周波数の誤差を求める方法では、例えば、全周波数帯域に亘って電力が均一である雑音が受信信号に混入している場合であれば、平均値を演算することで雑音の影響を除外することができるが、例えば、図１２（Ｃ）に示すように、マルチパス妨害などによって周波数毎に異なった雑音が混入した場合では、電力のバランスそのものが変化するために、再生搬送波周波数の誤差を検出することができないという課題があった。
【００２８】
本発明は、以上のような状況に鑑みてなされたものであり、マルチパス妨害などの影響下において受信されたＯＦＤＭ信号から、正確な搬送波を再生することを目的とするものである。
【００２９】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載の受信装置は、ＯＦＤＭ信号を離散フーリエ変換する変換手段と、変換手段により得られたデータを記憶する第１の記憶手段と、第１の記憶手段に記憶された少なくとも１シンボル以上前のデータと、変換手段により新たに得られたデータの位相差を算出する第１の算出手段と、第１の算出手段により得られた位相差データを記憶する第２の記憶手段と、第２の記憶手段に記憶された少なくとも１シンボル以上前の位相差データと、第１の算出手段により新たに算出された位相差データの位相差を更に算出する第２の算出手段と、第２の算出手段から出力された位相差データのＩ軸成分を抽出する抽出手段と、抽出手段により抽出されたＩ軸成分に含まれているパイロット信号の元の周波数からのずれを算定する算定手段と、算定手段により算定されたパイロット信号の元の周波数からのずれに応じて再生搬送波の周波数を調節する調節手段とを備えることを特徴とする。
【００３０】
請求項４に記載の受信方法は、ＯＦＤＭ信号を離散フーリエ変換する変換ステップと、変換ステップにより得られたデータを記憶する第１の記憶ステップと、第１の記憶ステップに記憶された少なくとも１シンボル以上前のデータと、変換ステップにより新たに得られたデータの位相差を算出する第１の算出ステップと、第１の算出ステップにより得られた位相差データを記憶する第２の記憶ステップと、第２の記憶ステップに記憶された少なくとも１シンボル以上前の位相差データと、第１の算出ステップにより新たに算出された位相差データの位相差を更に算出する第２の算出ステップと、第２の算出ステップから出力された位相差データのＩ軸成分を抽出する抽出ステップと、抽出ステップにより抽出されたＩ軸成分に含まれているパイロット信号のもとの周波数からのずれを算定する算定ステップと、算定ステップにより算定されたパイロット信号の元の周波数からのずれに応じて搬送波を再生する再生ステップとを備えることを特徴とする。
【００３１】
請求項５に記載の受信装置は、ＯＦＤＭ信号を離散フーリエ変換する変換手段と、変換手段により得られたデータを記憶する第１の記憶手段と、記憶手段に記憶された少なくとも１シンボル以上前のデータと、変換手段により新たに得られたデータの位相差を算出する第１の算出手段と、第１の算出手段により得られた位相差データを記憶する第２の記憶手段と、第２の記憶手段に記憶された少なくとも１シンボル以上前の位相差データと、第１の算出手段により新たに算出された位相差データの位相差を更に算出する第２の算出手段と、第２の算出手段から出力された位相差データのＩ軸成分を抽出する抽出手段と、抽出手段により抽出された位相差データからパイロット信号と想定される位相差データを抽出する第２の抽出手段と、第２の抽出手段により抽出された位相差データを累積加算する加算手段と、加算手段の演算結果が所定の値以上になるように、搬送波の周波数を制御する制御手段とを備えることを特徴とする。
【００３２】
請求項６に記載の受信方法は、ＯＦＤＭ信号を離散フーリエ変換する変換ステップと、変換ステップにより得られたデータを記憶する第１の記憶ステップと、記憶ステップに記憶された少なくとも１シンボル以上前のデータと、変換ステップにより新たに得られたデータの位相差を算出する第１の算出ステップと、第１の算出ステップにより得られた位相差データを記憶する第２の記憶ステップと、第２の記憶ステップに記憶された少なくとも１シンボル以上前の位相差データと、第１の算出ステップにより新たに算出された位相差データとの位相差を更に算出する第２の算出ステップと、第２の算出ステップから出力された位相差データのＩ軸成分を抽出する抽出ステップと、抽出ステップにより抽出された位相差データからパイロット信号と想定される位相差データを抽出する第２の抽出ステップと、第２の抽出ステップにより抽出された位相差データを累積加算する加算ステップと、加算ステップの演算結果が所定の値以上になるように、搬送波の周波数を制御する制御ステップとを備えることを特徴とする。
【００３３】
請求項１に記載の受信装置においては、ＯＦＤＭ信号を変換手段が離散フーリエ変換し、変換手段により得られたデータを第１の記憶手段が記憶し、第１の記憶手段に記憶された少なくとも１シンボル以上前のデータと、変換手段により新たに得られたデータの位相差を第１の算出手段が算出し、第１の算出手段により得られた位相差データを第２の記憶手段が記憶し、第２の記憶手段に記憶された少なくとも１シンボル以上前の位相差データと、第１の算出手段により新たに算出された位相差データの位相差を更に第２の算出手段が算出し、第２の算出手段から出力された位相差データのＩ軸成分を抽出手段が抽出し、抽出手段により抽出されたＩ軸成分に含まれているパイロット信号の元の周波数からのずれを算定手段手段が算定し、算定手段により算定されたパイロット信号の元の周波数からのずれに応じて再生搬送波の周波数を調節手段が調節する。例えば、ＯＦＤＭ信号を変換手段が離散フーリエ変換し、得られた周波数領域のデータを第１の記憶手段が記憶し、第１の記憶手段に記憶された１シンボル前のデータと、変換手段が新たに変換したデータとの位相差を差動変調により第１の算出手段が算出し、第１の算出手段により得られた位相差データを第２の記憶手段が記憶し、第２の記憶手段に記憶された少なくとも１シンボル前の位相差データと、第１の算出手段により新たに算出された位相差データの位相差を差動復調により第２の算出手段が算出し、第２の算出手段から出力された位相差データのＩ軸成分を抽出手段が抽出し、抽出手段により抽出されたＩ軸成分に含まれているパイロット信号の元の周波数からのずれを、元のパイロット信号を所定の周波数だけ適宜ずらせて生成したデータに基づいて算定手段手段が算定し、算定手段により算定されたパイロット信号の元の周波数からのずれに応じて再生搬送波の周波数を調節手段が調節する。
【００３４】
請求項４に記載の受信方法においては、ＯＦＤＭ信号を変換ステップが離散フーリエ変換し、変換ステップにより得られたデータを第１の記憶ステップが記憶し、第１の記憶ステップに記憶された少なくとも１シンボル以上前のデータと、変換ステップにより新たに得られたデータの位相差を第１の算出ステップが算出し、第１の算出ステップにより得られた位相差データを第２の記憶ステップが記憶し、第２の記憶ステップに記憶された少なくとも１シンボル以上前の位相差データと、第１の算出ステップにより新たに算出された位相差データの位相差を更に第２の算出ステップが算出し、第２の算出ステップから出力された位相差データのＩ軸成分を抽出ステップが抽出し、抽出ステップにより抽出されたＩ軸成分に含まれているパイロット信号の元の周波数からのずれを算定ステップステップが算定し、算定ステップにより算定されたパイロット信号の元の周波数からのずれに応じて再生搬送波の周波数を調節ステップが調節する。例えば、ＯＦＤＭ信号を変換ステップが離散フーリエ変換し、得られた周波数領域のデータを第１の記憶ステップが記憶し、第１の記憶ステップに記憶された１シンボル前のデータと、変換ステップが新たに変換したデータとの位相差を差動変調により第１の算出ステップが算出し、第１の算出ステップにより得られた位相差データを第２の記憶ステップが記憶し、第２の記憶ステップに記憶された少なくとも１シンボル前の位相差データと、第１の算出ステップにより新たに算出された位相差データの位相差を差動復調により第２の算出ステップが算出し、第２の算出ステップから出力された位相差データのＩ軸成分を抽出ステップが抽出し、抽出ステップにより抽出されたＩ軸成分に含まれているパイロット信号の元の周波数からのずれを、元のパイロット信号を所定の周波数だけ適宜ずらせて生成したデータに基づいて算定ステップステップが算定し、算定ステップにより算定されたパイロット信号の元の周波数からのずれに応じて再生搬送波の周波数を調節ステップが調節する。
【００３５】
請求項５に記載の受信装置においては、ＯＦＤＭ信号を変換手段が離散フーリエ変換し、変換手段により得られたデータを第１の記憶手段が記憶し、第１の記憶手段に記憶された少なくとも１シンボル以上前のデータと、変換手段により新たに得られたデータの位相差を第１の算出手段が算出し、第１の算出手段により得られた位相差データを第２の記憶手段が記憶し、第２の記憶手段に記憶された少なくとも１シンボル以上前の位相差データと、第１の算出手段により新たに算出された位相差データの位相差を更に第２の算出手段が算出し、第２の算出手段から出力された位相差データのＩ軸成分を抽出手段が抽出し、抽出手段により抽出された位相差データからパイロット信号と想定される位相差データを第２の抽出手段が抽出し、第２の抽出手段により抽出された位相差データを加算手段が累積加算し、加算手段の演算結果が所定の値以上になるように、搬送波の周波数を制御手段が制御する。例えば、ＯＦＤＭ信号を変換手段が離散フーリエ変換し、変換手段により得られたデータを第１の記憶手段が１シンボル単位で記憶し、第１の記憶手段に記憶された１シンボル前のデータと、変換手段により新たに得られたデータの位相差を第１の算出手段が差動復調により算出し、第１の算出手段により得られた位相差データを第２の記憶手段が１シンボル単位で記憶し、第２の記憶手段に記憶された１シンボル前の位相差データと、第１の算出手段により新たに算出された位相差データの位相差を更に第２の算出手段が差動復調によって算出し、第２の算出手段から出力された位相差データのＩ軸成分を抽出手段が抽出し、抽出手段により抽出された位相差データから第２の抽出手段がパイロット信号と想定される位相差データを抽出し、第２の抽出手段により抽出された位相差データを加算手段が累積加算し、加算手段の演算結果が所定の値以上になるように、搬送波の周波数を制御手段が適宜制御する。
【００３６】
請求項６に記載の受信方法においては、ＯＦＤＭ信号を変換ステップが離散フーリエ変換し、変換ステップにより得られたデータを第１の記憶ステップが記憶し、第１の記憶ステップに記憶された少なくとも１シンボル以上前のデータと、変換ステップにより新たに得られたデータの位相差を第１の算出ステップが算出し、第１の算出ステップにより得られた位相差データを第２の記憶ステップが記憶し、第２の記憶ステップに記憶された少なくとも１シンボル以上前の位相差データと、第１の算出ステップにより新たに算出された位相差データの位相差を更に第２の算出ステップが算出し、第２の算出ステップから出力された位相差データのＩ軸成分を抽出ステップが抽出し、抽出ステップにより抽出された位相差データからパイロット信号と想定される位相差データを抽出する第２の抽出ステップと、第２の抽出ステップにより抽出された位相差データを加算ステップが累積加算し、加算ステップの演算結果が所定の値以上になるように、搬送波の周波数を制御ステップが制御する。例えば、ＯＦＤＭ信号を変換ステップが離散フーリエ変換し、変換ステップにより得られたデータを第１の記憶ステップが１シンボル単位で記憶し、第１の記憶ステップに記憶された１シンボル前のデータと、変換ステップにより新たに得られたデータの位相差を第１の算出ステップが差動復調により算出し、第１の算出ステップにより得られた位相差データを第２の記憶ステップが１シンボル単位で記憶し、第２の記憶ステップに記憶された１シンボル前の位相差データと、第１の算出ステップにより新たに算出された位相差データの位相差を更に第２の算出ステップが差動復調によって算出し、第２の算出ステップから出力された位相差データのＩ軸成分を抽出ステップが抽出し、抽出ステップにより抽出された位相差データからパイロット信号と想定される位相差データを第２の抽出ステップが抽出し、第２の抽出ステップにより抽出された位相差データを加算ステップが累積加算し、加算ステップの演算結果が所定の値以上になるように、搬送波の周波数を制御ステップが適宜制御する。
【００３７】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の実施の形態の構成例を示すブロック図である。なお、本発明は、図１０に示す搬送波周波数誤差演算回路１１３に関するものである。
【００３８】
この図において、差動復調回路８０３は、ファーストインファーストアウトメモリ（以下、ＦＩＦＯと略記する）８０４，８２６（第１の記憶手段）、符号反転回路８０５、および、複素乗算回路８０６（第１の算出手段）から構成されており、図１０に示す高速フーリエ変換回路１１２（変換手段）から供給されるＩチャンネルデータとＱチャンネルデータの差動復調を行うようになされている。即ち、遅延されたＩおよびＱチャンネルデータと、新たに入力されたＩおよびＱチャンネルデータの位相差を算出して出力するようになされている。
【００３９】
ＦＩＦＯ８０４，８２６は、それぞれ、ＩチャンネルデータとＱチャンネルデータを１シンボル期間だけ遅延して出力するようになされている。符号反転回路８０５は、ＦＩＦＯ８２６の出力データの符号を反転して出力する。
【００４０】
複素乗算回路８０６は、遅延されていないＩチャンネルデータとＱチャンネルデータをＩ，Ｑと表し、遅延されたＩチャンネルデータとＱチャンネルデータをそれぞれＩ^-1，Ｑ^-1とそれぞれ表すと、以下に示す複素演算を行い、演算結果を実数成分８０７と虚数成分８０８とに分けて出力するようになされている。なお、ここで、ｊは虚数を表す。
【００４１】
（Ｉ＋ｊＱ）（Ｉ^-1−ｊＱ^-1）・・・（１）
【００４２】
差動復調回路８０９は、ＦＩＦＯ８２４，８２７（第２の記憶手段）、符号反転回路８２５、および、複素乗算回路８２８（第２の算出手段、抽出手段）により構成されている。なお、差動復調回路８０９の複素乗算回路８２８は、複素乗算結果のＩ軸成分（実数成分）だけを差動復調データ８２３として出力するようになされている。その他の構成は、差動復調回路８０３の場合と同様であるのでその説明は省略する。
【００４３】
ＲＡＭ（Random Access Memory）８１０（第２の抽出手段）は、複素乗算回路８２８から出力される１シンボル分の差動復調データ８２３を所定の順序で格納するようになされている。パイロット信号選択データ発生回路８１１（算定手段、第３の記憶手段、第２の抽出手段）は、１シンボルを構成する複数の副搬送波の中からパイロット信号を特定するためのデータ（パイロット信号の序数の集合データ）を生成するとともに、制御回路８１２の制御に応じて、そのデータを適宜シフトさせて（データに対して一律に所定の値を加算または減算して）複数のパイロット信号選択データを生成して出力するようになされている（詳細は後述する）。
【００４４】
制御回路８１２は、パイロット信号選択データ発生回路８１１、累積加算回路８１３（算定手段、加算手段）、最大値検出回路８１４、ゲート回路８２０、および、再生搬送波周波数誤差記憶回路８２２（算定手段）を制御するようになされている。
【００４５】
累積加算回路８１３は、新たな１シンボル分のデータが入力される直前に制御回路８１２によりリセットされた後、ＲＡＭ８１０から出力される信号を累積加算するようになされている。
【００４６】
最大値検出回路８１４（算定手段）は、セレクタ８１５、ＲＡＭ８１７、および、比較回路８１９により構成されており、累積加算回路８１３から出力される各パイロット信号選択データにより選択された信号の累積加算値の中で、最大値をとるものを検出するようになされている。
【００４７】
セレクタ８１５は、比較回路８１９の制御に応じて、ＲＡＭ８１７に格納されている値（現在までの最大値）と累積加算回路８１３から新たに出力された累積加算値のうち、大きい方を選択してＲＡＭ８１７に供給するようになされている。ＲＡＭ８１７は、セレクタ８１５から供給された現在までの最大値を格納するようになされている。比較回路８１９は、累積加算回路８１３の出力と、ＲＡＭ８１７に格納されている値を比較し、その結果に応じてセレクタ８１５，８１６に選択信号を出力する。
【００４８】
再生搬送波送信周波数誤差記憶回路８２２は、セレクタ８１６およびＲＡＭ８１８により構成されており、最大値検出回路８１４により検出された最大値に対応するパイロット信号選択データのシフト量を記憶するようになされている。
【００４９】
即ち、セレクタ８１６は、比較回路８１９の制御信号に応じて、制御回路８１２から出力されているパイロット信号選択データのシフト量またはＲＡＭ８１８に記憶されている現在までにおける累積加算値の最大値に対応するパイロット信号選択データのシフト量の何れか一方を選択して、ＲＡＭ８１８に供給するようになされている。ＲＡＭ８１８は、セレクタ８１６から出力されたシフト量を記憶するようになされている。
【００５０】
ゲート回路８２０は、全てのパイロット信号選択データに対する処理が終了した時点で、ＲＡＭ８１８に記憶されている再生搬送波周波数誤差つまりパイロット信号選択データパターンのシフト量を出力するようになされている。
【００５１】
次に、以上の実施の形態の動作について図２乃至図５を参照して説明する。
【００５２】
高速フーリエ変換回路１１２により副搬送波成分に分解されたＩチャンネルデータ８０１およびＱチャンネルデータ８０２は、１段目の差動復調回路８０３に入力される。
【００５３】
１段目の差動復調回路８０３においては、ＦＩＦＯ８０４およびＦＩＦＯ８２６により、ＩチャンネルデータおよびＱチャンネルデータが１シンボル期間だけ遅延されて、複素乗算回路８０６と符号反転回路８０５にそれぞれ出力される。符号反転回路８０５は、ＦＩＦＯ８２６の出力データの符号を反転して複素乗算回路８０６に出力する。
【００５４】
複素乗算回路８０６は、前述の式（１）に従って、１シンボル前と現在のデータの位相差を算出して出力する。
【００５５】
２段目の差動復調回路８０９においても、前述の差動復調回路８０３と同様の処理が行われ、得られたデータのうち、Ｉ軸のデータのみが出力される。
【００５６】
図２は１段目および２段目の差動復調回路８０３，８０９による差動復調処理の結果得られる信号の情報データとパイロット信号との位相変遷を示す図である。ここで情報データはＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）変調されているものとし、また、パイロット信号はＱＰＳＫ変調の４信号点のうちのある特定の信号点が常時伝送されているものとする。
【００５７】
図２（Ａ）は高速フーリエ変換（以下、ＦＦＴという）により各副搬送波周波数成分に分解されたＩチャンネルデータ８０１およびＱチャンネルデータ８０２をシンボル毎に位相平面上に示したものである。ａ_n，ｂ_nは第ｎ番目のＯＦＤＭシンボルのＦＦＴ後の副搬送波周波数がａ，ｂである情報データをそれぞれ示しており、また、ｃａ_n，ｃｂ_nは第ｎ番目のＯＦＤＭシンボルのＦＦＴ後の副搬送波周波数がｃａ，ｃｂであるパイロット信号をそれぞれ示している。なお、パイロット信号は、本来、一定の振幅および位相情報を有しているが、再生搬送波周波数誤差等の影響により、シンボル毎に多少の位相回転を生じている場合がある。
【００５８】
また、図２（ｂ）は、１段目の差動復調回路８０３の出力８０７，８０８をシンボル毎に位相平面上に示したものであり、ｄａ_n，ｄｂ_nはそれぞれ副搬送波周波数がａ，ｂである第（ｎ−１）番目のシンボルと第ｎ番目のシンボルとの差動復調信号である。またｄｃａ_n、ｄｃｂ_nはそれぞれ副搬送波周波数がｃａ，ｃｂである第（ｎ−１）番目のシンボルと第ｎ番目のシンボルと差動復調信号である。
【００５９】
更に、図２（ｃ）は、２段目の差動復調回路８０９の出力を示しており、ｄｄａ，ｄｄｂは、それぞれ副搬送波周波数がａ，ｂである第（ｎ−１）番目のシンボルと第ｎ番目シンボルを差動復調したものと、第ｎ番目のシンボルと第（ｎ＋１）番目のシンボルとを差動復調したものとを、更に、差動復調した結果である。またｄｄｃａ，ｄｄｃｂはそれぞれ副搬送波周波数ｃａ，ｃｂの第（ｎ−１）番目のシンボルと第ｎ番目シンボルを差動復調したものと、第ｎ番目のシンボルと第（ｎ＋１）番目シンボルを差動復調したものとを更に差動復調した結果である。
【００６０】
パイロット信号ｃａ，ｃｂは、パイロット信号が一定位相の信号であることから、１段目の差動復調ではＦＦＴ窓位相誤差、再生搬送波位相誤差が除外され、再生搬送波周波数誤差、及び再生クロック周波数誤差に依存した位相誤差が残る。なお、１段目の差動復調後に残った位相誤差はいずれも時間に依存しないため、差動復調後のデータ間で一定となる。そこで、さらに２段目の差動復調を１段目の差動復調が施されたデータの間で行うことで、１段目の差動復調で残った位相誤差を取り除くことができる。その結果、パイロット信号はＩ軸上の正のある値に収束する（図２（Ｃ）参照）。
【００６１】
一方、情報データａ，ｂはシンボル間でランダムな位相を取るために、差動復調を行った後もその位相はデータ毎にランダムになり、その結果、Ｉ軸データもＩ軸上でランダムに分散する。従って、パイロット信号のみが取り出されたＩ軸データを累積加算した結果は、情報データのみが取り出されたＩ軸データを累積加算した結果に比べて遥かに大きい値となり、この累積加算の最大値がどのパイロット信号選択データにより得られたかを判断することによって再生周波数誤差を推定することが出来る。
【００６２】
図３は再生周波数が副搬送波周波数間隔分だけ高い誤差を持つときのパイロット信号選択データのシフト量と累積加算値との関係を示している。この図に示すように、この例では、パイロット信号を複搬送波周波数分だけ高い方向にシフトさせた場合の累積加算値が最大値となることが分かる。
【００６３】
図１に戻って、差動復調データ８２３は、出力される順番にＲＡＭ８１０に記憶されていく。そして、差動復調データ８２３が１シンボル分ＲＡＭ８１０に記憶されると、以下に述べる再生搬送波周波数誤差推定処理が実行される。
【００６４】
再生搬送波周波数誤差推定処理が実行されると、先ず、累積加算データを記憶しておくＲＡＭ８１７は、制御回路８１２から出力される信号ｃによって初期化され、値０が書き込まれる。また同時に、再生搬送波周波数誤差記憶回路８２２の周波数誤差量を記憶するＲＡＭ８１８も、制御回路８１２の信号ｃによって初期化されて値０が書き込まれる。なお、ＲＡＭ８１７，８１８の初期化は、１シンボルに対する再生搬送波周波数誤差推定処理が実行される直前に繰り返し実行される。
【００６５】
そして、制御回路８１２は、パイロット信号選択データ発生回路８１１を制御し、パイロット信号選択データの発生を開始させる。ここで、パイロット信号選択データ発生回路８１１の詳細な動作について以下に説明する。
【００６６】
図４（Ａ）は送信された元のＯＦＤＭ周波数信号を示し、図４（Ｂ）は副搬送波周波数間隔の誤差を有する再生搬送波周波数によって再生されたＯＦＤＭ周波数信号とそれに対応するＦＦＴの係数番号を示している。また、太線で示されている周波数信号は、送信側で規定されたパイロット信号である。なお、図４（Ａ）においては、ＦＦＴ係数番号２１，３６，８５２，・・・，２０００がパイロット信号に該当する。
【００６７】
再生搬送波が周波数の誤差を含んでいない場合には、ＲＡＭ８１０には、図４（Ａ）に対応する信号が格納されることになる。従って、その場合には、パイロット信号選択データ発生回路８１１が、パイロット信号選択データ（パイロット信号の序数の集合）として、第２１番目、第３６番目、・・・、第２０００番目を選択する情報を出力した場合に、前述した理由により累積加算値８１３の出力が最大となる。
【００６８】
また、図４（Ｂ）に示すように、再生搬送波周波数が１副搬送波周波数間隔分だけ高い場合（誤差を有している場合）には、パイロット信号は、第２２番目、第３７番目、・・・、第２００１番目に配置されることになるので、全ての情報を１搬送波周波数間隔だけ高い方にシフトさせたパイロット信号選択データがパイロット信号選択データ発生回路８１１から出力された場合に、累積加算回路８１３の出力が最大となる。
【００６９】
従って、パイロット信号選択データとしては、送信側において規定されているパターン（図４（Ａ））を、周波数軸上において、高周波側または低周波側にそれぞれ搬送は周波数間隔ずつシフトさせたものを複数用意しておくことが望ましい。
【００７０】
図５は、そのようなパイロット信号選択データの一例を示している。この例では、図５（Ｃ）が送信側において規定されてるパターンと一致している。また、図５（Ｂ）、図５（Ａ）は、規定されているパターンを周波数軸上において、低周波側にそれぞれ１または２搬送波周波数間隔だけシフトさせたものである。また、図５（Ｄ）、図５（Ｅ）は、規定されているパターンを周波数軸上において、高周波側にそれぞれ１または２搬送波周波数間隔だけシフトさせたものである。
【００７１】
パイロット信号選択データ発生回路８１１は、制御回路８１２に制御され、最初のパイロット信号選択データとして図５（Ａ）に示す情報を発生し、ＲＡＭ８１０に供給する。そして、処理の進行に同期して、図５（Ｂ）、図５（Ｃ）、・・・、図５（Ｅ）に示す情報を逐次発生してＲＡＭ８１０に出力する。
【００７２】
ＲＡＭ８１０は、パイロット信号選択データ発生回路８１１から出力されたデータ（パイロット信号選択データ）によって指定されるアドレスに格納されているデータを逐次読み出して、累積加算回路８１３に供給する。
【００７３】
累積加算回路８１３は、新たなパイロット信号が供給される直前に制御回路８１２の信号ｂによってその値が０に初期化される。累積加算回路８１３が初期化されると、パイロット信号選択データ発生回路８１１から出力されるパイロット信号選択データに従ってＲＡＭ８１０からデータが読み出され、累積加算回路８１３により累積加算される。
【００７４】
累積加算回路８１３の演算結果は、最大値検出回路８１４の比較回路８１９とセレクタ８１５に供給される。またセレクタ８１５には同時にＲＡＭ８１７で記憶された値が供給されている。比較回路８１９は、現在出力されているパイロット信号選択データによる累積加算値とＲＡＭ８１７に記憶されているこれまでで最大の累積加算値とを比較し、その大きい方を選択する制御信号をセレクタ８１５に供給する。セレクタ８１５により選択された値はＲＡＭ８１７に供給され、次の比較動作に用いられる。
【００７５】
再生搬送波周波数誤差記憶回路８２２のセレクタ８１６は、制御回路８１２から供給されているその時点におけるパイロット信号選択データのシフト量、または、ＲＡＭ８１８に記憶されているこれまでの最大値に対応するシフト量の何れかを、比較回路８１９からの出力に応じて選択してＲＡＭ８１８に供給する。即ち、累積加算回路８１３から出力されているデータが、ＲＡＭ８１７に記憶されているこれまでの最大値よりも大きい場合には、セレクタ８１６は、制御回路８１２から出力された現在のシフト量を選択してＲＡＭ８１８に供給し、また、ＲＡＭ８１７に記憶されているデータの方が大きい場合には、ＲＡＭ８１８に記憶されているデータをＲＡＭ８１８に再度記憶させる。
【００７６】
制御回路８１２は、最大値検出回路８１４または再生搬送波周波数誤差記憶回路８２２のＲＡＭ８１７，８１８が更新されると、パイロット信号選択データ発生回路８１１を制御して、次のパイロット信号選択データを次々と発生させ、上記の一連の相関値最大値検出動作を繰り返し実行させる。
【００７７】
制御回路８１２は、最後のパイロット信号選択データに対する処理が終了した時点でゲート回路８２０を信号ｄにより制御し、ＲＡＭ８１８に記憶されている再生搬送波周波数誤差つまり最大値に対応するパイロット信号選択データのシフト量を出力する。再生搬送波周波数誤差８２１は、図１の加算回路１１０（再生手段）に供給され、もう一方の再生搬送波周波数誤差１１１とともに数値コントロール発振回路１１０に供給される。その結果、数値コントロール発振回路１１０の発振周波数が正確に制御されることになる。
【００７８】
以上の実施の形態によれば、ＩチャンネルデータおよびＱチャンネルデータに対して２段の差動復調を施した後に、シフトされた複数のパイロット信号選択データを用いて再生搬送波周波数の誤差を検出して補正するようにしたので、再生搬送周波数が副搬送波周波数間隔以上の誤差を有している場合においても、これを適切に較正することが可能となる。また、伝送路がマルチパス妨害などを有する場合においても、搬送波の電力を参照しないため、正確な再生搬送波を再生することが可能となる。
【００７９】
なお、本実施の形態では、図５に示すように、パイロット信号選択データとして、再生搬送波周波数誤差が副搬送波周波数間隔の±２となるパターンを使用したが、それ以外の再生搬送波周波数誤差に対応したパイロット信号選択データを発生させるようにしてもよい。
【００８０】
図９に本発明の第２の実施の形態を示す。なお、この図において、図１と対応する部分には対応する符号を付してあるのでその説明は省略する。
【００８１】
図９に示す実施の形態においては、図１に示す実施の形態の制御回路８１２、累積加算回路８１３、最大値検出回路８１４、ゲート回路８２０、および、再生搬送波周波数誤差記憶回路８２２をＣＰＵ９０１（算定手段、第２の抽出手段、加算手段）に置換したものである。その他の構成は、図１に示す場合と同様である。
【００８２】
ＣＰＵ９０１は、図１の実施の形態において、制御回路８１２、累積加算回路８１３、最大値検出回路８１４、ゲート回路８２０、および、再生搬送波周波数誤差記憶回路８２２が実行しているのと同様の処理を、図示せぬ記憶装置に記憶されているプログラム等に従って実行するようになされている。
【００８３】
なお、この実施の形態の動作は、図１の場合と同様であるので省略する。
【００８４】
図７は、本発明の第３の実施の形態の構成例を示している。なお、この実施の形態において、図１の場合と対応する部分には対応する符号を付してあるので、その説明は省略する。
【００８５】
図７に示す実施の形態においては、図１の場合と比較して、ＲＡＭ８１０がゲート回路９２０（第２の抽出手段）に置換されており、また、最大値検出回路８１４、ゲート回路８２０、および、再生搬送波周波数誤差記憶回路８２２が除外されており、その代わりに、ＲＡＭ９２１（算定手段）と最大値検出回路９２２（算定手段）が新たに付加されている。
【００８６】
ゲート回路９２０は、差動復調回路８０９が差動復調データを出力している場合に、パイロット信号選択データ発生回路８１１から出力されるデータにより指定される特定の成分を抽出して、累積加算回路８１３に出力するようになされている。
【００８７】
ＲＡＭ９２１は、累積加算回路８１３の出力値と、制御回路８１２から供給されるその累積加算値に対応するシフト量（パイロット信号選択データのシフト量）とを記憶するようになされている。
【００８８】
最大値検出回路９２２は、ＲＡＭ９２１に記憶されている累積加算値の中で最大のものを検索し、得られた最大値に対応するシフト量を再生搬送波周波数誤差８２１として出力するようになされている。
【００８９】
次に、以上の実施の形態の動作について簡単に説明する。
【００９０】
ゲート回路９２０は、パイロット信号選択データ発生回路８１１から逐次出力されるデータにより、差動復調回路８０９から出力される差動復調データの特定の成分を選択して、累積加算回路８１３に出力する。
【００９１】
累積加算回路８１３は、ゲート回路９２０の出力データ（所定量だけシフトされたパイロット信号選択データにより選択されたデータ）を全て加算し、演算結果を出力する。
【００９２】
ＲＡＭ９２１は、１シンボル分に対応する累積加算回路８１３の出力値（全てのパイロット信号選択データに対応する累積加算値）を、制御回路８１２から出力されているデータ（パイロット信号選択データのシフト量）とともに格納する。
【００９３】
最大値検出回路９２２は、ＲＡＭ９２１に格納されている１シンボル分の累積加算値の中で最大のものを検索し、得られた最大値と共に記憶されているシフト量を読み出して、再生搬送波周波数誤差８２１として出力する。
【００９４】
その後の処理は、図１に示す実施の形態の場合と同様である。
【００９５】
図１１は本発明の第４の実施の形態の構成例を示している。なお、この図において、図１と対応する部分には同一の符号を付してあるのでその説明は省略する。
【００９６】
図１１に示す実施の形態においては、図１に示す実施の形態から、ＲＡＭ８１０、パイロット信号選択データ発生回路８１１、制御回路８１２、累積加算回路８１３、最大値検出回路８１４、ゲート回路８２０、および、再生搬送波周波数誤差記憶回路８２２が除外され、代わりに、ゲート回路９４０−１乃至９４０−ｎ（第２の抽出手段）、ＲＡＭ９４１（第３の記憶手段）、累積加算回路９５０−１乃至９５０−ｎ（加算手段）、および、最大値検出回路９６０（算定手段）が付加されている。
【００９７】
ＲＡＭ９４１は、探索したい周波数誤差範囲に対応するｎ種類のパイロット信号選択データ（図５参照）を記憶しており、ゲート回路９４０−１乃至９４０−ｎにそれぞれ供給するようになされている。
【００９８】
ゲート回路９４０−１乃至９４０−ｎは、ＲＡＭ９４１から供給されたそれぞれのパイロット信号選択データに応じて、差動復調回路８０９から出力される差動復調データを構成する成分を適宜選択して出力するようになされている。
【００９９】
累積加算回路９５０−１乃至９５０−ｎは、それぞれゲート回路９４０−１乃至９４０−ｎから出力されたデータを累積加算して出力するようになされている。
【０１００】
最大値検出回路９６０は、累積加算回路９５０−１乃至９５０−ｎの出力のなかで最大のものを検出し、その最大値に対応するシフト量（パイロット信号選択データのシフト量）を再生搬送波周波数誤差８２１として出力するようになされている。
【０１０１】
次に、以上の実施の形態の動作について簡単に説明する。
【０１０２】
差動復調回路８０９から出力された差動復調データは、ゲート回路９４０−１乃至９４０−ｎに供給される。ゲート回路９４０−１乃至９４０−ｎには、ＲＡＭ９４１に格納されているｎ種類のパイロット信号選択データが予め供給されているので、各ゲート回路は、それぞれのパイロット信号選択データに応じて差動復調データを選択して累積加算回路９５０−１乃至９５０−ｎにそれぞれ出力する。
【０１０３】
累積加算回路９５０−１乃至９５０−ｎは、ゲート回路９４０−１乃至９４０−ｎにより選択された差動復調データの特定の成分を累積加算して出力する。
【０１０４】
最大値検出回路９６０は、累積加算回路９５０−１乃至９５０−ｎの出力のなかで最大のものを検出し、その最大値に対応するシフト量を再生搬送波周波数誤差８２１として出力する。
【０１０５】
なお、その後の動作は、図１に示す場合と同様である。
【０１０６】
図１２は、本発明の第５の実施の形態の構成例を示している。なお、この図において、図１と対応する部分には、対応する符号を付してあるので、その説明は適宜省略する。
【０１０７】
図１２に示す実施の形態では、図１の実施の形態から、ＲＡＭ８１０、パイロット信号選択データ発生回路８１１、制御回路８１２、累積加算回路８１３、最大値検出回路８１４、ゲート回路８２０、および、再生搬送波周波数誤差記憶回路８２２が除外され、その代わりに、ゲート回路１２０１（第２の抽出手段）、ＲＡＭ１２０２、累積加算回路１２０３（加算手段）、比較回路１２０５（制御手段）、および、制御回路１２０６（制御手段）が付加されている。その他の構成は、図１に示す場合と同様である。
【０１０８】
この図において、ゲート回路１２０１は、ＲＡＭ１２０２に格納されているパイロット信号選択データに応じて、差動復調回路８０９から出力される差動復調データの特定の成分を選択して累積加算回路１２０３に出力するようになされている。
【０１０９】
ＲＡＭ１２０２は、パイロット信号選択データを記憶しており、ゲート回路１２０１に対して記憶しているデータを読み出して供給するようになされている。なお、このデータは、送信側において規定されている、パイロット信号の序数を示すものであり、図５（Ｃ）に対応している（ｆｅ＝０の場合に対応している）。
【０１１０】
累積加算回路１２０３は、ゲート回路１２０１により選択された差動復調データの特定の成分を累積加算して比較回路１２０５に出力するようになされている。
【０１１１】
比較回路１２０５は、累積加算回路１２０３の出力と、基準値１２０４とを比較し、その比較結果を制御回路１２０６に出力する。
【０１１２】
制御回路１２０６は、比較回路１２０５の比較結果に応じて、数値コントロール発振回路１１０の発振周波数を１副搬送波周波数間隔単位でシフトさせるようになされている。
【０１１３】
次に、以上の実施の形態の動作について簡単に説明する。
【０１１４】
差動復調回路８０９から出力された差動復調データは、ゲート回路１２０１に供給される。ゲート回路１２０１は、ＲＡＭ１２０２に記憶されているパイロット信号選択データに応じて差動復調データから特定の成分を抽出し、累積加算回路１２０３に供給する。
【０１１５】
累積加算回路１２０３は、ゲート回路１２０１により抽出された差動復調データの特定の成分を累積加算して得られた結果を比較回路１２０５に出力する。比較回路１２０５は、累積加算回路１２０３の出力値と、所定の基準値１２０４とを比較し、累積加算回路１２０３の出力が所定の基準値１２０４を上回った場合には、制御回路１２０６に対して所定の制御信号を出力する。
【０１１６】
制御回路１２０６は、累積加算回路１２０３の出力が基準値１２０４を上回るまで、数値コントロール発振回路１１０の発振周波数を、例えば、低い周波数から高い周波数へと、副搬送波周波数間隔で順次シフトさせる。その結果、累積加算回路１２０３の出力が基準値１２０４を上回った場合には、その周波数が正しい再生搬送波周波数であるとして、数値コントロール発振回路１１０の発振周波数をその周波数に固定する。
【０１１７】
以上の実施の形態によれば、伝送路がマルチパス妨害などを有する場合においても、正確な再生搬送波を再生することができるとともに、ＯＦＤＭ信号が副搬送波周波数間隔以上の誤差を有する場合においても、再生搬送波を確実に再生することができる。
【０１１８】
【発明の効果】
請求項１に記載の受信装置および請求項４に記載の受信方法によれば、ＯＦＤＭ信号を離散フーリエ変換し、得られたデータを記憶し、記憶された少なくとも１シンボル以上前のデータと、離散フーリエ変換により新たに得られたデータの位相差を算出し、得られた位相差データを記憶し、記憶された少なくとも１シンボル以上前の位相差データと、新たに算出された位相差データの位相差を更に算出し、得られた位相差データのＩ軸成分を抽出し、抽出されたＩ軸成分に含まれているパイロット信号の元の周波数からのずれを算定し、算定されたパイロット信号の元の周波数からのずれに応じて再生搬送波の周波数を調節するようにしたので、伝送路がマルチパス妨害などを有する場合においても再生搬送波を正確に再生することが可能となる。
【０１１９】
請求項５に記載の受信装置および請求項６に記載の受信方法によれば、ＯＦＤＭ信号を離散フーリエ変換し、得られたデータを記憶し、記憶された少なくとも１シンボル以上前のデータと、離散フーリエ変換により新たに得られたデータの位相差を算出し、得られた位相差データを記憶し、記憶された少なくとも１シンボル以上前の位相差データと、新たに算出された位相差データの位相差を更に算出し、得られた位相差データのＩ軸成分を抽出し、抽出されたＩ軸成分の位相差データからパイロット信号と想定される位相差データを抽出し、抽出されたパイロット信号と想定される位相差データを累積加算し、演算結果が所定の値以上になるように搬送波の周波数を制御するようにしたので、ＯＦＤＭ信号がＦＦＴ窓位相誤差、再生搬送波位相誤差、再生搬送波周波数誤差、および、再生クロック周波数誤差を有する場合においても再生搬送波を正確に再生することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態の構成例を示すブロック図である。
【図２】ＦＦＴおよび差動復調後の情報データとパイロット信号の位相の変遷を示す図である。
【図３】パイロット信号選択データのシフト量と累積加算値の関係を示す図である。
【図４】ＯＦＤＭ信号の周波数パターンを示す図である。
【図５】パイロット信号選択データの一例を示す図である。
【図６】本発明の第２の実施の形態の構成例を示すブロック図である。
【図７】本発明の第３の実施の形態の構成例を示すブロック図である。
【図８】本発明の第４の実施の形態の構成例を示すブロック図である。
【図９】本発明の第５の実施の形態の構成例を示すブロック図である。
【図１０】ＯＦＤＭ受信装置の構成例を示すブロック図である。
【図１１】従来における周波数パワーを用いた搬送波周波数誤差演算装置の構成例を示す図である。
【図１２】ＯＦＤＭ信号の周波数パターンを示す図である。
【符号の説明】
１１０加算回路（再生手段），１１２高速フーリエ変換回路（変換手段），８０４，８２６ＦＩＦＯ（第１の記憶手段），８０６複素乗算回路（第１の算出手段），８１０ＲＡＭ（第２の抽出手段），８１１パイロット信号選択データ発生回路（算定手段、第３の記憶手段、第２の抽出手段），８１３累積加算回路（算定手段、加算手段），８１４最大値検出回路（算定手段），８２２再生搬送波周波数誤差記憶回路（算定手段），８２４，８２７ＦＩＦＯ（第２の記憶手段），８２８複素乗算（第２の算出手段、抽出手段），９０１ＣＰＵ（算定手段、第２の抽出手段、加算手段），９２０ゲート回路（第２の抽出手段），９２１ＲＡＭ（算定手段），９２２最大値検出回路（算定手段），９４０−１乃至９４０−ｎゲート回路（算定手段、第２の抽出手段），９４１ＲＡＭ（第３の記憶手段），９５０−１乃至９５０−ｎ累積加算回路（加算手段），９６０最大値検出回路（算定手段），１２０１ゲート回路（第２の抽出手段），１２０３累積加算回路（加算手段），１２０５比較回路（制御手段），１２０６制御回路（制御手段）

Claims

ＯＦＤＭ信号を受信する受信装置において、
ＯＦＤＭ信号を離散フーリエ変換する変換手段と、
前記変換手段により得られたデータを記憶する第１の記憶手段と、
前記第１の記憶手段に記憶された少なくとも１シンボル以上前のデータと、前記変換手段により新たに得られたデータの位相差を算出する第１の算出手段と、
前記第１の算出手段により得られた位相差データを記憶する第２の記憶手段と、
前記第２の記憶手段に記憶された少なくとも１シンボル以上前の位相差データと、前記第１の算出手段により新たに算出された位相差データの位相差を更に算出する第２の算出手段と、
前記第２の算出手段から出力された位相差データのＩ軸成分を抽出する抽出手段と、
前記抽出手段により抽出されたＩ軸成分に含まれているパイロット信号の元の周波数からのずれを算定する算定手段と、
前記算定手段により算定されたパイロット信号の元の周波数からのずれに応じて再生搬送波の周波数を調節する調節手段と
を備えることを特徴とする受信装置。
送信側における前記パイロット信号の周波数軸上の配置パターンを記憶している第３の記憶手段と、
前記抽出手段により抽出されたＩ軸成分のデータの中から、前記第３の記憶手段に記憶されている配置パターンに応じて特定のデータを抽出する第２の抽出手段と、
前記第２の抽出手段により抽出されたデータを累積加算する加算手段とを更に備え、
前記算定手段は、前記加算手段の演算結果に応じて、前記パイロット信号の元の周波数からのずれを算定する
ことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
前記第２の抽出手段が前記配置パターンに応じてデータを抽出する位置を変更する変更手段を更に備え、
前記算定手段は、前記変更手段により前記第２の抽出手段がデータを抽出する位置を変化させたとき、前記加算手段の演算結果が最大となる位置を基準として前記周波数のずれを算定する
ことを特徴とする請求項２に記載の受信装置。
ＯＦＤＭ信号を受信する受信方法において、
ＯＦＤＭ信号を離散フーリエ変換する変換ステップと、
前記変換ステップにより得られたデータを記憶する第１の記憶ステップと、
前記第１の記憶ステップに記憶された少なくとも１シンボル以上前のデータと、前記変換ステップにより新たに得られたデータの位相差を算出する第１の算出ステップと、
前記第１の算出ステップにより得られた位相差データを記憶する第２の記憶ステップと、
前記第２の記憶ステップに記憶された少なくとも１シンボル以上前の位相差データと、前記第１の算出ステップにより新たに算出された位相差データの位相差を更に算出する第２の算出ステップと、
前記第２の算出ステップから出力された位相差データのＩ軸成分を抽出する抽出ステップと、
前記抽出ステップにより抽出されたＩ軸成分に含まれているパイロット信号のもとの周波数からのずれを算定する算定ステップと、
前記算定ステップにより算定されたパイロット信号の元の周波数からのずれに応じて搬送波を再生する再生ステップと
を備えることを特徴とする受信方法。
ＯＦＤＭ信号を受信する受信装置において、
ＯＦＤＭ信号を離散フーリエ変換する変換手段と、
前記変換手段により得られたデータを記憶する第１の記憶手段と、
前記記憶手段に記憶された少なくとも１シンボル以上前のデータと、前記変換手段により新たに得られたデータの位相差を算出する第１の算出手段と、
前記第１の算出手段により得られた位相差データを記憶する第２の記憶手段と、
前記第２の記憶手段に記憶された少なくとも１シンボル以上前の位相差データと、前記第１の算出手段により新たに算出された位相差データの位相差を更に算出する第２の算出手段と、
前記第２の算出手段から出力された位相差データのＩ軸成分を抽出する抽出手段と、
前記抽出手段により抽出されたＩ軸成分からパイロット信号と想定される位相差データを抽出する第２の抽出手段と、
前記第２の抽出手段により抽出された位相差データを累積加算する加算手段と、
前記加算手段の演算結果が所定の値以上になるように、搬送波の周波数を制御する制御手段と
を備えることを特徴とする受信装置。
ＯＦＤＭ信号を受信する受信方法において、
ＯＦＤＭ信号を離散フーリエ変換する変換ステップと、
前記変換ステップにより得られたデータを記憶する第１の記憶ステップと、
前記記憶ステップに記憶された少なくとも１シンボル以上前のデータと、前記変換ステップにより新たに得られたデータの位相差を算出する第１の算出ステップと、
前記第１の算出ステップにより得られた位相差データを記憶する第２の記憶ステップと、
前記第２の記憶ステップに記憶された少なくとも１シンボル以上前の位相差データと、前記第１の算出ステップにより新たに算出された位相差データとの位相差を更に算出する第２の算出ステップと、
前記第２の算出ステップから出力された位相差データのＩ軸成分を抽出する抽出ステップと、
前記抽出ステップにより抽出されたＩ軸成分からパイロット信号と想定される位相差データを抽出する第２の抽出ステップと、
前記第２の抽出ステップにより抽出された位相差データを累積加算する加算ステップと、
前記加算ステップの演算結果が所定の値以上になるように、搬送波の周波数を制御する制御ステップと
を備えることを特徴とする受信方法。