JP3593706B2 - ディジタル復調装置およびディジタル変復調装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は直交周波数多重方式（ＯＦＤＭ）による信号を受信し、この信号が伝送路上で受けたマルチパス等の妨害を除去して復調するディジタル復調装置、および、そのようなディジタル復調装置と該ディジタル復調装置に信号を送出するディジタル変調装置とを含むディジタル変復調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
デジタル形式の信号を伝送する場合、単一周波数の搬送波信号をディジタル信号に基づいて位相変調および振幅変調する方法が一般的に用いられている。
このような変調方式としては、位相のみを変化させる位相変調（ＰＳＫ）が、また、位相と振幅の両方を変化させる直交変調（ＱＡＭ）がよく用いられる。
上述の各変調方式のように、従来は単一周波数の搬送波信号を伝送帯域におさまる程度の占有帯域幅を有するように変調していた。
一方、最近では新たな変調方式として、直交周波数多重方式（ＯＦＤＭ）と呼ばれる変調方式が提案されている。
【０００３】
この直交周波数多重方式は、伝送帯域内に複数の直交する搬送波信号を発生させ、伝送帯域を分割し、それぞれの搬送波信号をディジタル信号により位相変調（ＰＳＫ）や直交変調（ＱＡＭ）する変調方式である。
ＯＦＤＭにおいては、複数の搬送波信号により伝送帯域を分割するので１つの搬送波信号当たりの帯域は狭くなるので、１つの搬送波信号当たりの変調速度は遅くなる。
しかし伝送帯域が同一である場合、ＯＦＤＭを用いても、複数の搬送波信号をそれぞれ変調した結果得られる総合的な伝送速度は従来の変調と変わらない。
このＯＦＤＭ方式では多数の搬送波信号が並列に伝送されるので、シンボル当たりの速度は遅くなるため、いわゆるマルチパス妨害の存在する伝送路では、シンボルの時間長に対する相対的なマルチパス妨害波の遅延時間を小さくすることが可能である。
従って、このＯＦＤＭ方式はマルチパス妨害の影響を受けにくく、この特徴により地上波によるデジタル信号の伝送に対して特に注目されている。
【０００４】
ここで、直交多重周波数多重方式の信号処理には離散的フーリエ変換および離散的逆フーリエ変換を高速に行う必要がある。
しかし、最近の半導体技術の進歩により、従来困難であったハードウェア的な処理による離散的フ−リエ変換や離散的逆フ−リエ変換を実行可能な半導体素子が供給されるようなってきており、従って、このような素子を用いて簡単に直交周波数多重方式の変調を行う、あるいは、この変調方式により変調された信号を復調することができる。
このような半導体技術の進歩もこの直交周波数多重方式が注目されている理由の一つである。
【０００５】
以下、一般的な直交周波数多重方式について説明する。
直交周波数多重方式の特徴は、伝送チャンネル（伝送帯域）を分割した所定の帯域幅ごとに直交する搬送波信号を発生し、変調後の信号がそれぞれの帯域幅に納まる程度の低いデータ速度のディジタル信号で各搬送波信号のそれぞれをディジタル信号で変調するのではなく、全ての搬送波信号の変調を離散的逆フ−リエ変換（ＩＤＦＴ）により一括して行う点にある。
【０００６】
以下、図７を参照して直交周波数多重方式の動作を説明する。
図７は、直交周波数多重方式の各搬送信号による情報伝達を説明する図である。
図７において、＃ｋ（ｋは整数）に示す信号は、それぞれ時間区間（シンボル区間）Ｔs において、周期Ｔs ／ｋの搬送波信号波形を示し、（ａ），（ｂ）はそれぞれ伝送すべき情報の値１，０の場合の搬送波信号波形を示す。
【０００７】
所定のある時間区間Ｔｓ をシンボル時間とする。
図７の＃１〜＃ｎには、それぞれ周期Ｔｓ 〜周期Ｔｓ ／ｎの搬送波信号＃１〜＃ｎの集合が示してある。
このような搬送波信号＃１〜＃ｎが順番に並んでいるとして、これらの各搬送波信号の振幅及び位相を伝送すべき情報で規定すると、シンボルの波形を伝送すべき情報（ディジタル信号）で規定することができる。
例えば図７（ａ）に示す各搬送波信号波形と、（ｂ）に示す搬送波信号波形を定義する。
受信機が図７（ａ）に示す波形の信号を論理値１に対応付け、図７（ｂ）に示す波形の信号を論理値０に対応付けることにより、各搬送波信号ごとに情報（ディジタル信号）を伝送することができる。
【０００８】
図７に示した例においては、各搬送波信号を２つの位相状態で規定したいわゆるＢＰＳＫで変調し、各搬送波信号ごとに１ビットの情報を伝送しているが、各搬送波信号ごとにより多くの位相および振幅を定義し、多値化して伝送することも可能である。
すなわち、各搬送波信号の振幅及び位相を規定することによってその波形を得る。
この波形を得るための処理動作はいわゆる逆フ−リエ変換となる。
従って、直交周波数多重方式においては、離散的逆フ−リエ変換回路を用いて直交周波数多重信号を得ることができる。
【０００９】
以下、図１０を参照して直交周波数多重変調を行う変調装置の構成を説明する。
図１０は、従来の直交周波数多重変調装置８０の構成を示す図である。
直交周波数多重変調装置８０は、シリアル／パラレル変換回路８０３、８０４、離散的逆フ−リエ変換回路（ＩＤＦＴ）８０５、パラレル／シリアル変換回路（Ｐ／Ｓ）８０６、８０６、バッファメモリ（ＢＭ）８０８、８０９、Ｄ／Ａ変換回路（Ｄ／Ａ）８１０、８１１、ロ−パスフィルタ（ＬＰＦ）８１２、８１３、乗算回路８１４、８１５、局部発振器８１６、９０゜移相回路（Ｈ）８１７、加算回路８１８、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）８１９、ＲＦコンバ−タ８２０、および、送信アンテナ８２１から構成される。
また、Ｉチャネル信号８０１およびＱチャネル信号８０２は、それぞれ伝送されるべき直交周波数多重変調されるべきディジタル信号であり、送信信号８２２は、直交周波数多重変調装置８０による処理により生成され、送信アンテナ８２１から送出される電波信号である。
【００１０】
以下、直交周波数多重変調装置８０の動作を説明する。
Ｉチャネル信号８０１およびＱチャネル信号８０２は、それぞれシリアル／パラレル変換回路８０３、８０４に入力される。
シリアル／パラレル変換回路８０３、８０４は、Ｉチャネル信号８０１およびＱチャネル信号８０２をシリアル／パラレル変換してこれらの並列デ−タを生成し、離散的逆フ−リエ変換回路８０５に入力する。
離散的逆フ−リエ変換回路８０５は、並列形式のＩチャネル信号８０１およびＱチャネル信号８０２を離散的逆フ−リエ変換（ＩＤＦＴ）して時間領域の信号に変換する。
【００１１】
離散的逆フ−リエ変換回路８０５において得られた２つの並列形式の時間領域の信号はそれぞれ、パラレル／シリアル変換回路８０６、８０７で時系列に連続する直列の信号に変換され、さらにバッファメモリ８０８、８０９によりいわゆる後述するガ−ドインターバルが付加され、Ｄ／Ａ変換回路８１０、８１１に入力される。
ガードインターバルが付加されたこれらの信号は、Ｄ／Ａ変換回路８１０、８１１によりアナログ形式の信号に変換され、ロ−パスフィルタ８１２、８１３に入力される。
アナログ形式の信号に変換されたこれらの信号は、ロ−パスフィルタ８１２、８１３によりフィルタリングされて、Ｄ／Ａ変換回路８１０、８１１における変換時の折り返し信号成分が除去され、乗算回路８１４、８１５に入力される。
【００１２】
折り返し信号成分が除去されたこれらの信号は、乗算回路８１４、８１５により、それぞれ局部発振器８１６から出力される搬送波信号、および、この搬送波信号が９０°移相回路８１７により９０°移相された搬送波信号と乗算される。 乗算回路８１４、８１５により変調された（周波数変換された）それぞれの搬送波信号は加算回路８１８により加算され、合成される。
加算回路８１８により合成された信号は、バンドパスフィルタ８１９により所定の帯域幅に制限され、ＲＦコンバ−タ８２０に入力される。
バンドパスフィルタ８１９により帯域制限された信号は、ＲＦコンバ−タ８２０により所望の周波数に周波数変換され、送信アンテナ８２１より送信信号８２２として出力される。
【００１３】
以下、図１１を参照して、直交周波数多重方式により変調された信号を受信、復調する従来の直交周波数多重復調装置８５の構成および動作を説明する。
図１１は、従来の直交周波数多重復調装置８５の構成を示す図である。
直交周波数多重復調装置８５は、受信アンテナ８５１は、チュ−ナ（Ｔｕ）８５２、乗算回路８５３、８５４、局部発振器８５５、９０゜移相回路８５６、ロ−パスフィルタ８５７、８５８、Ａ／Ｄ変換回路８６１、８６２、シリアル／パラレル変換回路８５９、８６０、離散的フ−リエ変換回路（ＤＦＴ）８６３、パラレル／シリアル変換回路８６４、８６５、バッファメモリ８６６、８６７、搬送波信号再生回路８６８、および、クロック再生回路（ＢＴＲ）８６９から構成される。
【００１４】
また、図１１において、ＲＦ入力信号８５０は、例えば直交周波数多重変調装置８０により生成され、送出された信号（送信信号８２２）であり、Ｉチャネル信号８７１およびＱチャネル信号８７２は、直交周波数多重復調装置８５が直交周波数多重復調装置８５０を復調した結果として得られるディジタル形式の信号である。
【００１５】
以下、直交周波数多重復調装置８５の動作を説明する。
ＲＦ信号入力８５０は受信アンテナ８５１で捕捉され、チュ−ナ８５２に入力される。
チュ−ナ８５２ではＲＦ入力信号８５０を周波数変換して中間周波数帯の信号とし、増幅して乗算回路８５３、８５４に入力する。
乗算回路８５３、８５４には、それぞれ局部発振器８５５の出力信号、および、局部発振器８５５の出力信号が９０゜移相回路８５６により９０°移相された信号が入力されており、これらの信号とチュ−ナ８５２の出力信号とを乗算し、チュ−ナ８５２から出力される中間周波数帯の信号を基底帯域信号に変換する。
これらの基底帯域信号は、ローパスフィルタ８５７、８５８により、それぞれ不要の高調波成分が除去され、Ａ／Ｄ変換回路８５９、８６０に入力される。
【００１６】
上記基底帯域信号に周波数変換時に発生して重畳された不要な高調波成分が除去された基底帯域信号は、それぞれＡ／Ｄ変換回路８５９、８６０によりディジタル形式の信号に変換され、さらにそれぞれシリアル／パラレル変換回路８６１、８６２により並列（パラレル）形式の信号に変換され、離散的フ−リエ変換回路８６３に入力される。
ディジタル形式の信号に変換されたこれらの信号は、離散的フ−リエ変換回路８６３により離散的フーリエ変換（ＤＦＴ）され、さらにパラレル／シリアル変換回路８６４、８６５により直列（シリアル）形式の信号に変換され、バッファメモリ８６６、８６７に入力される。
【００１７】
シリアル形式の信号に変換されたこれらの信号は、バッファメモリ８６６、８６７により、直交周波数多重変調装置における変調時に付加されたガ−ドインタバルの除去等の処理を受け、ディジタル形式のＩチャネル信号８７１およびＱチャネル信号８７２として出力される。
局部発振器８５５は、パラレル／シリアル変換回路８６４、８６５によるＤＦＴ処理後の信号に基づいて、搬送波再生回路８６８の、例えばコスタスル−プによる制御を受けて搬送波信号を再生する。
【００１８】
ところで、一般に電波を用いた伝送系、特に地上波による伝送を行う伝送系においては、伝送信号がいわゆるマルチパス妨害の影響を受ける。
マルチパス妨害は、電波形式の伝送信号が障害物などによって反射し、反射により遅延が加わった信号（マルチパス成分）が遅延が加わらない主信号に重畳されて発生する妨害である。
従って、マルチパス妨害は、主信号にマルチパス成分として振幅の減衰した遅延信号を加算することによりモデル化して考察することが可能である。
ここで、マルチパス成分の遅延時間をＴｄ とし、また、マルチパス成分の減衰度をαとして、図７に示した搬送波信号＃１と搬送波信号＃２ついてその影響を考える。
搬送波信号＃１の搬送波信号に対しては、主信号に対してマルチパス成分の相対位相は２πＴｄ ／Ｔｓ （ｒａｄ：ラジアン）となるが、搬送波信号＃２に対しては４πＴｄ ／Ｔｓ （ｒａｄ）となり、直交周波数多重方式におけるマルチパス妨害の影響は各搬送波信号＃１〜＃ｎそれぞれでその度合いが異なる。
【００１９】
以下、図１２を参照してマルチパス妨害による各搬送波信号＃１〜＃ｎの受ける影響を説明する。
図１２は、マルチパス妨害による各搬送波信号＃１〜＃ｎの受ける影響を例示する図である。
図１２に示した例では、遅延時間Ｔｄ をＴｓ ／４とした場合、（Ａ）＃１に示す搬送波信号＃１に対応する（Ｂ）＃１に示すマルチパス成分は主信号に対してπ／４の位相差を有するが、（Ａ）＃２に示す搬送波信号＃２の搬送波信号に対しては（Ｂ）＃２に示すマルチパス成分は主信号に対してπ／２の位相位相差となっている。
【００２０】
さらに、図１２を参照してマルチパス妨害の影響について搬送波信号＃１、＃２を例に考察する。
搬送波信号＃１、＃２に上記のマルチパス成分が重畳された場合、搬送波信号＃１、＃２とマルチパス成分の合成信号は、それぞれ図１２（Ｃ）に示した合成信号における（Ｔs −Ｔd ）の期間は送信信号と同じような波形となる。
一方、これらの合成信号の両端の期間においては、波形が歪んでいることが分かる。
これらの歪みが生じるのは、マルチパス成分の遅延時間分だけマルチパス成分の隣接シンボルが主信号のある時点でのシンボルに混入して合成されるからである。
このため、ある時点での受信信号は隣接シンボルの影響を必ず受けることになり、妨害を受けることになる。
上述の理由から、直交周波数多重復調装置８５側でいかなる離散的フ−リエ変換（ＤＦＴ）の時間窓を離散的フ−リエ変換回路８６３に設定しても、ＤＦＴ時間窓の中に隣接シンボルの一部が存在することになるので、離散的フ−リエ変換して復調した時正しい振幅及び位相は得られない。
【００２１】
離散的フ−リエ変換回路８６３に設定するＤＦＴ時間窓が２つのシンボルにまたがるのを避けるため、直交周波数多重方式においては通常、ガ−ドインターバルと呼ばれる信号期間Ｔｇ を設けてシンボルを構成する。
このガードインターバルＴｇ は、直交周波数多重変調装置８０において離散的逆フ−リエ変換回路８０５が、Ｉチャネル信号８０１およびＱチャネル信号８０２をＩＤＦＴして生成した信号の前部を、バッファメモリ８０８、８０９によりシンボルの後部に付加したものであり、ガードインターバルＴｇ が付加されたシンボルはシンボル長が長くなる。
所定の搬送波信号についてのガードインターバルの付加は同時に、その他の各搬送波信号についてのガードインターバルＴｇ の付加でもある。
【００２２】
図１３は、ガ−ドインタバルＴｇ を付加した信号について図７および図１２に示した搬送波信号＃１を例にマルチパス妨害を受けた場合の搬送波信号の波形を示す図である。
図１３において、Ｔｓ はシンボルの時間長であり、ＴＷ は離散的フ−リエ変換回路８６３に設定されるＤＦＴ時間窓の時間長、Ｔｄ はマルチパス妨害波の遅延時間である。
また、図１３（Ａ）はガ−ドインタバルＴｇ が付加された搬送波信号＃１の主信号を、（Ｂ）は搬送波信号＃１のマルチパス成分の波形を、（Ｃ）は受信信号（合成信号）の波形を示す。
図１３（Ｃ）に示したように、受信側のＤＦＴ時間窓を主信号およびマルチパス成分の両方に対してＤＦＴ時間窓の中の全ての領域が同一のシンボルとなるようにＤＦＴ時間窓の搬送波信号の各周期における位相（窓位相）を設定することにより、隣接するシンボルから所定のシンボルの復調信号に与えられる影響を排除することができる。
【００２３】
以上のことから、直交周波数多重変調装置８０側において、マルチパス妨害を回避するために適当な時間幅のガ−ドインタバルＴｇ を付加して信号を形成することが有効であることがわかる。
しかし、ＤＦＴ時間窓の全ての領域を同一のシンボルであるようにする時間窓の与え方は位置ではなく、この時間窓の再生位相によって受信信号の再生位相が異なる。
さらには、マルチパス成分の遅延時間Ｔｄ や希望波対不要波比（Ｄ／Ｕ）によっても主信号との合成信号は送信信号とその振幅や位相が異なる。
この振幅および位相に対応するようにガ−ドインタバルＴｇ を設けることにより、シンボル間にＤＦＴ時間窓がまたがることにより生じる隣接するシンボルからの影響が回避可能である。
しかし、マルチパス成分の遅延時間Ｔｄ 、マルチパス成分の振幅、あるいは、ＤＦＴ時間窓の再生位相により、受信された各搬送波信号＃１〜＃ｎの振幅および位相は通常、送信された時点での各搬送波信号の振幅および位相と異なる。
従って、送信側で付加されたガードインターバルＴｇ が受信側では必ずしも有効ではない可能性がある。
【００２４】
そこで、受信した各搬送波信号の振幅および位相を補正することが必要となる。
この補正は、直交周波数多重変調装置８０側で各搬送波信号＃１〜＃ｎに対する何らかの基準信号を送信信号に付加して送信し、直交周波数多重復調装置８５側でこれらの基準信号を分離して処理を行い、受信信号の振幅および位相を補正ことにより行われる。
従来、上述の各受信搬送波信号に係る補正のための補正回路は、かなり複雑な構成であった。
また、送信側で付加される各搬送波信号に対する基準信号は、伝送中に雑音等の影響を受けることになり、このような基準信号に基づいて受信搬送波信号の補正を行うことは、伝送路における雑音の影響をさらに補正処理において受信搬送波信号に加えることになるため適切ではない。
【００２５】
【発明が解決しようとする課題】
従来技術として上述した直交周波数多重変調装置、および、直交周波数多重復調装置においては、ガードインターバルを設けることにより、ＤＦＴ処理における隣接するシンボルの影響を排除可能である。
しかし、受信された各搬送波信号の振幅および位相は通常、送信時の各搬送波信号の振幅および位相と異なっているため、送信側で付加されたガードインターバルが有効でない場合がある。
このため、受信側で受信された各搬送波信号の振幅および位相を補正する必要がある。
この受信された各搬送波信号に係る補正のためには、送信側で各搬送波信号に対する何らかの基準信号を受信側に送る必要がある。
しかし、上述の受信信号の振幅および位相の補正のための補正回路は複雑な構成であるという問題がある。
また、補正に使用される各搬送波信号に対する基準信号は必然的に伝送路における雑音の影響を受けることとなり、雑音の影響を受けた基準信号に基づいて受信信号の補正を行うことは不適切であるという問題がある。
【００２６】
本発明は上述した従来技術の問題点に鑑みてなされたものであり、簡単な回路構成により、直交周波数多重方式により変調された直交変調信号を受信し、復調して得られる基底帯域信号の補正を行うことができるディジタル復調装置を提供することを目的とする。
また、受信された各搬送波信号の補正に使用される基準信号に対する雑音の影響を排除可能とし、この基準信号に基づいて受信された各搬送波信号の補正を行うことにより、マルチパス妨害等に対する耐性が高いディジタル復調装置を提供することを目的とする。
さらに本発明は上記ディジタル復調装置に好適な信号を送出するディジタル変調装置を含むディジタル変復調装置を提供することにも目的とする。
【００２７】
【課題を解決するための手段】
本発明の第１の観点によれば、それぞれ複数の基底帯域信号により相互に直交する複数の搬送波信号が変調され周波数多重化されると共に、前記複数の基底帯域信号に対応する基準信号が周波数多重化された直交変調信号を受信し、前記各搬送波信号に対応する前記複数の基底帯域信号および前記基準信号を復調する信号復調手段と、該信号復調手段で復調した前記各搬送波信号ごとに、それぞれ対応する前記基底帯域信号から前記基準信号を分離し、該分離された基準信号とその目標値に基づいて前記搬送波信号ごとに補正量をそれぞれ算出する補正量算出手段と、前記基底帯域信号に対応する前記算出された補正量に基づいて、前記各基底帯域信号についてそれぞれ補正演算を行う補正手段とを備え、
前記補正量算出手段は、少なくとも前記基底帯域信号から分離された各基準信号をフィルタリングして前記各基準信号に含まれる雑音を除去するフィルタリング手段と、少なくとも前記フィルタリング手段により雑音が除去された前記基準信号を記憶する記憶手段と、前記目標値が記憶されている目標値記憶手段と、前記フィルタリング手段に記憶されている前記雑音が除去された基準信号と前記目標値記憶手段に記憶されている前記目標値に基づいて前記基底帯域信号に対応する前記補正量を計算する補正量計算手段とを有する、ディジタル復調装置が提供される。
【００２８】
本発明の第２の観点によれば、上記ディジタル復調装置と、伝送路を介して上記ディジタル復調装置に接続され、それぞれ複数の基底帯域信号により相互に直交する複数の搬送波信号を変調して周波数多重化すると共に、前記複数の基底帯域信号に対応する基準信号を周波数多重化して直交変調信号を生成して送出するディジタル変調装置とを有するディジタル変復調装置が提供される。
【００２９】
【作用】
ディジタル変調装置において、各搬送波信号ごとに基準信号を付加して送出する。
ディジタル復調装置において、各搬送波信号ごとに基準信号を復調、および、分離して記憶手段に記憶し、これらの受信された基準信号、および、基準信号の目標値との誤差に基づいて補正量を計算する。
この補正量と復調された基底帯域信号との演算により補正演算処理を行う。
上述のような補正を行うことにより、受信され復調された各搬送波に対応する基底帯域信号に対する適切な補正が可能となり、ディジタル復調装置における復調後の信号から伝送路上で受けるマルチパス妨害等の影響を有効に排除する。
さらに、復調された基準信号、および、メモリに記憶された基準信号を適切な比で平均化することにより、基準信号に対して伝送路上で加わった雑音の影響を排除し、さらに適切な基準信号を得る。
また、受信された基準信号、および、メモリに記憶された基準信号を平均化する際の比（係数）を変更可能とし、この比（係数）の値を適宜変更することにより、補正処理の応答速度を加減する。
【００３０】
【実施例】
実施例の説明に先立ち、直交周波数多重（ＯＦＤＭ）信号を数式を用いて説明する。
直交周波数多重信号は、一般の６４ＱＡＭ等の多値変調が単一の搬送波信号を振幅変調および位相変調して所定の帯域内で情報の伝送を行うのに対し、複数の搬送波信号をそれぞれ、単一の搬送波信号を使用した変調方式に比べて低い情報速度（ビットレート）で変調して所定の帯域内で情報の伝送を行う変調方式である。
直交周波数多重信号の搬送波信号数がＮであって、各搬送波信号についてＱＡＭ変調した場合、直交周波数多重信号のｍ番目のシンボルｆｍ （ｔ）は、次式で表される。
【００３１】
【数１】
【００３２】
式１において、Δφｍｎは、後述するガードインターバルによるシンボルの位相回転を補正する項であり、次式で表される。
【００３３】
【数２】
【００３４】
式１、および、式２より、直交周波数多重信号は次式で定式化される。
【００３５】
【数３】
【００３６】
以下、直交周波数多重信号の電力スペクトラムを定式化する。
式１で表された第ｍ番目のシンボルの時間幅Ｔ’の第ｍ番目のシンボルｆｍ （ｔ）のフーリエ積分は次式のように表される。
【００３７】
【数４】
【００３８】
式４より、この区間におけるエネルギースペクトラムは、次式で表される通りとなる。
【００３９】
【数５】
【００４０】
式５第２項において、
【００４１】
【数６】
【００４２】
は、第ｍ番目と第ｋ番目の搬送波信号の変調波の相関関数であり、情報に相関がないことを仮定すると、式６は０となる。
従って、式３は次式のように変形される。
【００４３】
【数７】
【００４４】
受信側においては、受信した直交多重周波数多重信号をフーリエ変換して復調を行う。
この際、時間窓により直交周波数多重信号を切り出してからフーリエ変換を行う。
この時間窓のタイミングと復調出力との関係を説明する。
以下説明の簡略化のために、上記各式においてｍ＝０である場合について説明する。
従って、式１は次式のようになる。
【００４５】
【数８】
【００４６】
まず、ガードインターバルがない（Ｔ＝Ｔ’）場合を説明する。
時間窓がτｏ だけずれた場合、積分期間〔−Ｔ／２，Ｔ／２〕には、ｍ＝０，−１の２つのシンボルが存在する。
このフーリエ積分Ｆｏ ’（ω）は次式で表される。
【００４７】
【数９】
【００４８】
ここで、式９の第２項は時間窓がずれたために隣接のシンボルから漏れた妨害成分である。
【００４９】
式９から２Ｎ点の離散的フーリエ変換（ＤＦＴ）に対する係数Ｆｏｋ’を求めると次式のようになる。
【００５０】
【数１０】
【００５１】
式１０の〔 〕内の第１項は信号成分、第２項は他の搬送波信号からの漏洩信号成分、第３項は隣接シンボルからの漏洩信号成分を表す。
また係数は、全体の振幅および位相の変化を表す。
【００５２】
以上より、ｋ番目の搬送波信号における信号電力Ｓｋ に対する漏洩信号成分による妨害電力Ｉｋ の比は、次式で表される。
【００５３】
【数１１】
【００５４】
以下、ガードインターバルがある場合を説明する。
まず、時間窓のずれτｏ が小さく、積分期間が同一シンボル内（τｏ ≦Ｔｇ ／２）である場合のフーリエ積分Ｆｏ ”’（ω）は次式で表される。
【００５５】
【数１２】
【００５６】
式１２から、Ｌ点ＤＦＴに対する係数Ｆｏｋ”’を求めて次式を得る。
【００５７】
【数１３】
【００５８】
式１３には信号成分しか存在しない。
従って、式１３より信号位相は搬送波信号によって回転していることがわかる。
【００５９】
次に、時間窓のずれτｏ が大きく、積分区間が隣接シンボルにかかる場合を説明する。
この場合、ガードインターバルがない場合のモデルと同様となるので、フーリエ積分、ＤＦＴ、および、信号電力対妨害電力比Ｓｋ ／Ｉｋ はそれぞれ式９〜式１１と同一となる。
【００６０】
次にガードインターバルとして無信号を割り当てた場合について説明する。
時間窓のずれτｏ に比べてガードインターバルとしての無信号期間が充分長い場合、そのフーリエ積分Ｆｏ ・・・（ω）は次式のように表される。
【００６１】
【数１４】
【００６２】
式１４は、式１０の第１項のみとなる。
この理由は、時間窓のずれτo が無信号期間の積分となるために０となり、ガードインターバルがない場合に生じる隣接シンボルからの信号成分の漏洩がなくなるためである。
【００６３】
式１４から、離散的フーリエ変換を行った場合の係数Ｆok・・・を求めると次式のようになる。
【００６４】
【数１５】
【００６５】
式１５の〔 〕内の第１項は信号成分であり、第２項は他の搬送波信号からの漏洩信号成分を表している。
信号電力対妨害電力比Ｓｋ ／Ｉｋ は、次式の通りとなる。
【００６６】
【数１６】
【００６７】
以下、マルチパス妨害等により発生するゴーストの影響を説明する。
ゴーストｇo （ｔ）として、次式で表される信号がτo だけ遅延し、そのレベルがαo 、その位相がθo だけ回転した信号を仮定する。
【００６８】
【数１７】
【００６９】
式１７において、ｅｘｐ（ｊθｏ ）を仮定したのは、Ｉ軸およびＱ軸の漏洩、すなわち直交ゴーストをも考慮したためである。
また、主信号Ｆｏｋは次式で表される。
【００７０】
【数１８】
【００７１】
ガードインターバルとして無信号を割り当てた場合、ゴースト成分のＤＦＴ係数Ｇｏｋは式１５を参照して次式で表される。
【００７２】
【数１９】
【００７３】
従って、主信号Ｆ 0k にゴーストｇ 0 （ｔ）が加わった受信信号のＤＦＴ結果Ｈokは次式で表される。
【００７４】
【数２０】
【００７５】
式２０において、第１項は信号成分であり、第２項は他の搬送波信号からの漏洩信号成分である。
従って、この場合の信号電力対妨害電力比Ｓｋ ／Ｉｋ は次式の通りとなる。
【００７６】
【数２１】
【００７７】
式２１より、信号電力対妨害電力比Ｓｋ ／Ｉｋ は次式の通りとなる。
【００７８】
【数２２】
【００７９】
【数２３】
【００８０】
式２０〜式２３は、時間窓が主信号に一致していると仮定して計算したものであり、時間窓がずれている場合はさらに信号電力対妨害電力比Ｓｋ ／Ｉｋ は悪化する。
【００８１】
以下本発明のディジタル復調装置の実施例を説明する。
本発明のディジタル復調装置は、直交周波数多重信号として無線伝送される、例えばディジタル映像信号を受信し、復調する装置である。
【００８２】
以下、直交周波数多重復調装置の各部分の構成を説明する。
図１は、本発明の直交周波数多重復調装置１の構成を示す図である。
直交周波数多重復調装置１は、２種類の搬送波信号および２種類の基底帯域信号（Ｉチャネル信号およびＱチャネル信号）を用いた直交周波数多重方式の信号を復調する。
直交周波数多重復調装置１の各部分の内、受信アンテナ１０１は、例えば従来の技術として示した直交周波数多重変調装置８０により直交周波数多重され、電波信号として送出された受信信号を捕捉する。
チューナ１０２は、受信アンテナ１０１により補足された受信信号を所定の中間周波数帯に変換し、増幅して復調回路に入力する。
復調回路１１０は、チューナ１０２から入力される受信信号から２種類の基底帯域信号（信号Ｉ’と信号Ｑ’）を復調して補正回路１４０に入力する。
補正回路１４０は、送信側で付加された基準信号に基づいて復調回路１１０から入力される信号Ｉ’と信号Ｑ’を補正して出力する。
つまり本発明の直交周波数多重復調装置１は、従来の技術として示した直交周波数多重復調装置８５と同等の復調回路１１０により２種類の基底帯域信号（信号Ｉ’および信号Ｑ’）を復調し、復調されたこれらの信号をさらに補正回路１４０で補正するように構成されている。
【００８３】
図２は、図１に示した復調回路１１０の構成を示す図である。
復調回路１１０の各部分の内、乗算回路１１１、１１２は、それぞれチューナ１０２から入力された中間周波数帯域の受信信号と、局部発振器（ＬＯ）１１３の出力信号、および、局部発振器１１３の出力信号を９０゜移相回路１１６により９０°移相した信号とを乗算して基底帯域（ベースバンド）信号に変換して、ローパスフィルター（ＬＦＰ）１１５、１１６に入力する。
ローパスフィルター１１５、１１６は、それぞれ乗算回路１１１、１１２の出力信号の内、所定の高域遮断周波数以下の成分を通過させ、不要な周波数成分を取り除き、アナログ／ディジタル変換回路（Ａ／Ｄ）１１７、１１８、および、クロック再生回路１２７に入力する。
【００８４】
アナログ／ディジタル変換回路１１７、１１８は、それぞれローパスフィルター１１５、１１６から入力されるアナログ形式の信号をディジタル形式の信号に変換する。
シリアル／パラレル変換回路（Ｓ／Ｐ）１１９、１２０は、それぞれアナログ／ディジタル変換回路１１７、１１８から入力される直列（シリアル）形式のディジタル信号を並列（パラレル）形式の信号に変換してＤＦＴ回路１２１に入力する。
ＤＦＴ回路１２１は、シリアル／パラレル変換回路１１９、１２０から入力されるディジタル信号を離散的フ−リエ変換（ＤＦＴ）してパラレル／シリアル変換回路（Ｐ／Ｓ）１２２、１２３に入力する。
ＤＦＴ演算は次式で表される。
【００８５】
【数２４】
【００８６】
パラレル／シリアル変換回路１２２、１２３は、ＤＦＴ回路１２１から入力されたパラレル形式のディジタル信号をシリアル形式の信号に変換し、バッファメモリ（Ｂ／Ｍ）１２４、１２５、および、搬送波信号再生回路１２６に入力する。
【００８７】
バッファメモリ１２４、１２５は、パラレル／シリアル変換回路１２２、１２３から入力される信号についてガードインターバルの除去等の処理を行い、信号Ｉ’および信号Ｑ’として出力する。
搬送波信号再生回路（ＣＲ）１２６は、例えばコスタスループ回路等により構成され、パラレル／シリアル変換回路１２２、１２３の出力信号に基づいて搬送波信号を再生し、再生した搬送波信号により局部発振器１１３を制御して所定の周波数の局部周波数信号を発生させる。
局部発振器１１３は、例えば電圧制御発信回路（ＶＣＯ）であり、搬送波信号再生回路１２６の制御により（搬送波信号再生回路１２６で再生した搬送波信号に応じて）所定の周波数の局部信号を発生する。
９０°位相回路１１４は、局部発振器１１３の出力信号の位相を９０°移相させ、位置制御部１１２に入力する。
クロック再生回路１２７は、ローパスフィルター１１５、１１６から入力される信号に基づいてクロック信号（ＣＫ）を生成し、また、ＤＦＴ時間窓を生成してＤＦＴ回路１２１に入力する。
【００８８】
図３は、図１に示した補正回路１４０の構成を示す図である。
補正回路１４０の各部分の内、レジスタ（Ｒ）１４１、１４２は、それぞれ信号Ｉ’および信号Ｑ’を一時記憶し、ノイズフィルタ部１４３、メモリ部１４６等の補正回路１４０のその他の部分で生じる遅延を補償して補正演算回路１５２に入力する。
ノイズフィルタ部１４３は、それぞれ受信信号に含まれる搬送波信号の数ｎだけ設けられ、復調回路１１０から入力される信号Ｉ’および信号Ｑ’を処理するノイズフィルタ（ＮＦ）１４４ａ〜１４４ｎ、および、ノイズフィルタ１４５ａ〜１４５ｎから構成され、信号Ｉ’および信号Ｑ’をフィルタリングしてメモリ部１４６に入力する。
ノイズフィルタ部１４３のノイズフィルタ１４４ａ〜１４４ｎ、１４５ａ〜１４５ｎは、それぞれ伝送路上で基準信号に混入した雑音を除去するために設けられたものである。
仮に、雑音の混入した基準信号をそのまま用いて補正演算回路１５２における補正演算を行った場合、出力信号Ｉo および出力信号Ｑo の信号電力対雑音電力比が劣化してしまう。
従って、何らかの手法を用いて基準信号に含まれる雑音を除去する必要が生じる。
直交周波数多重復調装置１においては、補正回路１４０のノイズフィルタ部１４３を構成する各フィルタ１４４ａ〜１４４ｎ、１４５ａ〜１４５ｎが基準信号に重畳された雑音を除去する。
ノイズフィルタ１４４ａ〜１４４ｎ、１４５ａ〜１４５ｎそれぞれの構成およびその特性は図４、図５を参照して後述する。
【００８９】
メモリ部１４６は、それぞれノイズフィルタ１４４ａ〜１４４ｎ、１４５ａ〜１４５ｎに対応するメモリ（Ｍ）１４７ａ〜１４７ｎ、１４８ａ〜１４８ｎから構成され、ノイズフィルタ部１４３のフィルタリング出力を記憶する。
マルチプレクサ（ＭＵＸ）１４９は、メモリ部１４６の各メモリ１４７ａ〜１４７ｎ、１４８ａ〜１４８ｎに記憶された信号の内、基準信号（リファレンス信号）を順次選択し、基準信号Ｉｒ および基準信号Ｑｒ として補正量計算回路１５１に入力する。
補正目標値メモリ１５０は、補正目標値Ｉｄ および補正目標値Ｑｄ を記憶し、補正量計算回路１５１に入力する。
補正量計算回路１５１は、基準信号Ｉｒ 、基準信号Ｑｒ 、補正目標値Ｉｄ 、および、補正目標値Ｑｄ に基づいて補正量ＩＣ および補正量ＱＣ を算出し、補正演算回路１５２に入力する。
補正演算回路１５２は、補正量ＩＣ および補正量ＱＣ に基づいて、レジスタ１４１、１４２から入力される信号Ｉｉ 、信号Ｑｉ を補正し、この補正結果を出力信号Ｉｏ および出力信号Ｑｏ として出力する。
【００９０】
図４は、ノイズフィルタ１４４ａ〜１４４ｎ、１４５ａ〜１４５ｎの構成を示す図である。
ノイズフィルタ１４４ａ〜１４４ｎ、１４５ａ〜１４５ｎは、それぞれ同一構成の一般に巡回型フィルタと呼ばれるフィルタであり、それぞれ減算回路１４４１、乗算回路１４４２、加算回路１４４３、および、レジスタ１４４４が図中に示すように接続されて構成されている。
ノイズフィルタ１４４ａ〜１４４ｎ、１４５ａ〜１４５ｎは、それぞれ対応する搬送波信号の基準信号が入力された場合にのみレジスタ１４４４に信号をラッチし、積分動作を行って雑音（ノイズ）成分を除去する。
減算回路１４４１は、復調回路１１０から入力される信号Ｉ’および信号Ｑ’に含まれる基準信号からレジスタ１４４４により１動作周期分の遅延が与えられた加算回路１４４３の出力信号を減算する。
乗算回路１４４２は、加算回路１４４１の加算結果に係数α（０＜α≦１）を乗算して加算回路１４４３に入力する。
加算回路１４４３は、乗算回路１４４２の乗算結果とレジスタ１４４４により１動作周期分の遅延が与えられた加算回路１４４３の出力信号を加算してフィルタリング結果として出力する。
【００９１】
図５は、ノイズフィルタ１４４ａ〜１４４ｎ、１４５ａ〜１４５ｎの伝達特性を示す図である。
図中の特性に付した係数αの値は、乗算回路１１４２の係数αを示し、横軸Ωは周波数、縦軸｜Ｈ（Ω）｜は伝達特性を示す。
図５に示すように、係数αの値が大きい場合（１に近い場合）は通過帯域が広くなり、反対に係数αの値が小さい場合（０に近い場合）は通過帯域が狭くなる。
つまり、係数αの値が大きい場合はノイズ除去特性が良好であるものの伝達特性が大きく追従性が悪くなり、係数αの値が小さい場合はノイズ除去特性が悪くなるものの伝達特性が小さく追従性が良好になる。
【００９２】
ノイズフィルタ１４４ａ〜１４４ｎ、１４５ａ〜１４５ｎのこのような特性を利用して、例えば受信周波数（通信チャネル）の変更時、あるいは、直交周波数多重復調装置１の装置立ち上げ時等には係数αの値を大きくして入力信号に対する追従性を高め、順次係数αの値を次第に小さくすることにより、追従性とノイズ除去特性の両者を満足するトレードオフ点で動作させることができる。
この係数αの調節は、復調された基準信号、および、メモリ１４３に記憶された基準信号を適切な比で平均化することに相当し、さらに適切な基準信号を得ることを可能としている。
【００９３】
このような制御は、マイクロコンピュータを用いた制御により容易に実現可能である。
図６は、係数αを調節するアルゴリズムの例である。
図６において、ステップ０１（Ｓ０１）において、直交周波数多重復調装置１のマイクロプロセッサは、電源が投入（ＯＮ）されたか否かを判断する。
電源が投入された場合Ｓ０２の処理に進み、投入されなかった場合Ｓ０１の処理に留まる。
ステップ０２（Ｓ０２）において、マイクロプロセッサは、係数αを１に設定する。
ステップ０３（Ｓ０３）において、マイクロプロセッサは、再生された搬送波信号、再生されたクロック信号、および、ＤＦＴ時間窓信号の同期を監視する。
これらの各信号の同期が確立した場合Ｓ０４の処理に進み、確立しない場合Ｓ０３の処理に留まる。
ステップ０４（Ｓ０４）において、マイクロプロセッサは係数αを、例えばより小さい値０．５に設定する。
ステップ０５（Ｓ０５）において、マイクロプロセッサは所定の時間のタイマを起動する。
ステップ０６（Ｓ０６）において、マイクロプロセッサは、タイマの経過時間を判断し、所定の時間が経過した場合Ｓ０７の処理に進み、経過しない場合Ｓ０６の処理に留まる。
ステップ０７（Ｓ０７）において、マイクロプロセッサは、所定の時間経過後、より大きな効果を得るために係数αを、例えばより小さい値０．２５に変更する。
ステップ０８（Ｓ０８）において、マイクロプロセッサは上述の各信号の同期が維持されているか否かを判断する。
維持されている場合係数αを０．２５に固定し、維持されない場合Ｓ０２の処理に進む。
【００９４】
以下、直交周波数多重復調装置１の動作を説明する。
受信信号は受信アンテナ１０１で補足され、チュ−ナ１０２に入力される。
チュ−ナ１０２は、受信信号を周波数変換して中間周波数帯の信号として復調回路１１０の乗算回路１１１、１１２に入力する。
乗算回路１１１、１１２には、それぞれ局部発振器１１３の出力信号、および、局部発振器１１３の出力信号が９０゜移相回路１１４により９０°移相された信号が入力されており、これらの信号とチュ−ナ１０２の出力信号とを乗算し、チュ−ナ１０２から出力される中間周波数帯の信号を基底帯域信号に変換する。
これらの基底帯域信号は、ローパスフィルタ１１５、１１６により、それぞれ不要の高調波成分が除去され、Ａ／Ｄ変換回路１１７、１１８に入力される。
【００９５】
不要な高調波成分が除去された基底帯域信号は、それぞれＡ／Ｄ変換回路１１７、１１８によりディジタル形式の信号に変換され、さらにそれぞれシリアル／パラレル変換回路１１９、１２０により並列（パラレル）形式の信号に変換され、ＤＦＴ回路１２１に入力される。
ディジタル形式の信号に変換されたこれらの信号は、ＤＦＴ回路１２１においてクロック再生回路１２７から出力されるＤＦＴ時間窓に基づいて切り取られ、離散的フーリエ変換（ＤＦＴ）され、さらにパラレル／シリアル変換回路１２２、１２３によりシリアル形式の信号に変換され、バッファメモリ１２４、１２５に入力される。
【００９６】
シリアル形式の信号に変換されたこれらの信号は、バッファメモリ１２４、１２５により、変調時に付加されたガ−ドインタバルの除去等の処理を受け、ディジタル形式の信号Ｉ’および信号Ｑ’として補正回路１４０に入力される。
局部発振器１１３は、パラレル／シリアル変換回路１２２、１２３によるＤＦＴ処理後の信号に基づいて、搬送波再生回路１２６の、例えばコスタスル−プによる制御を受けて搬送波信号を再生する。
【００９７】
信号Ｉ’および信号Ｑ’は、それぞれレジスタ１４１、１４２に一時記憶されるとともに、信号Ｉ’および信号Ｑ’の内、それぞれの搬送波信号に対応する基準信号は、ノイズフィルタ部１４３で雑音が除去されてメモリ部１４６に記憶される。
マルチプレクサ１４９は、メモリ部１４６から各搬送波信号ごとの基準信号を順次選択して基準信号Ｉｒ および基準信号Ｑｒ として補正量計算回路１５１に入力する。
補正量計算回路１５１においては、基準信号をＩｒ、基準信号Ｑｒ、補正目標値メモリ１５０から入力される補正目標値Ｉｄ 、および、補正目標値Ｑｄ に基づいて次式に示す演算を行い、補正量ＩＣ および補正量ＱＣ を算出して補正演算回路１５２に入力する。
【００９８】
【数２５】
【００９９】
一方、レジスタ１４１、１４２に一時記憶された信号Ｉ’および信号Ｑ’は、上述の処理による遅延が補償され、補正演算回路１５２に順次入力される。
補正演算回路１５２においては、レジスタ１４１、１４２から出力される信号Ｉｉ および信号Ｑｉ について次式に示す補正演算が行われ、この補正演算結果が出力信号Ｉｏ および出力信号Ｑｏ として出力される。
【０１００】
【数２６】
【０１０１】
以上述べたように、各搬送波信号ごとに、それぞれ対応する基準信号に基づいて補正量を計算し、この補正量を用いて補正演算を行うことにより各搬送波信号の基底帯域信号の有する情報を正確に復調可能である。
【０１０２】
なお、本実施例においては説明の都合上、メモリ部１４６をノイズフィルタ部１４３に後置したが、メモリ部１４６の各メモリ１４７ａ〜１４７ｎ、１４８ａ〜１４８ｎを、図４に示したレジスタ１４４４で代用することが可能である。
つまり、メモリ部１４６を用いずに、ノイズフィルタ１４４ａ〜１４４ｎ、１４５ａ〜１４５ｎそれぞれのレジスタ１４４４の出力信号をマルチプレクサ１４９により選択するように構成することが可能である。
また、ノイズフィルタ１４４ａ〜１４４ｎ、１４５ａ〜１４５ｎは、図４に示した巡回型のフィルタでなくともよく、例えば非巡回型のフィルタにこれらを置換可能である。
上述した実施例に示した他本発明のディジタル復調装置は、例えば変形例に示したように種々の構成をとることができる。
【０１０３】
以下第２の実施例として、上述した本発明の直交周波数復調装置１により受信される基準信号を有する直交周波数多重信号を生成する直交周波数多重変調装置３１を説明する。
図８は、本発明の直交周波数多重変調装置３１の構成を示す図である。
本発明の直交周波数多重変調装置３１は、直交多重周波数多重信号に所定の基準信号（Ｒｅｆ）を挿入して受信側に送出する装置である。
図８において、バッファ（Ｂｕｆ）３２１、３２２は、直交周波数多重変調装置３１に入力されるＩチャネル信号およびＱチャネル信号（Ｉ、Ｑ）をバッファリングして速度変換を行って多重化回路（ＭＵＸ）３２４に入力する。
ＲＯＭ３２３は、基準信号（Ｉｒ 、Ｑｒ ）を記憶しており、この基準信号をＩチャネル信号およびＱチャネル信号に同期して多重化回路３２４に入力する。
多重化回路３２４は、Ｉチャネル信号、Ｑチャネル信号、および、基準信号を所定の形式で多重化して、信号Ｉｏ および信号Ｑｏ としてシリアル／パラレル変換回路３０１、３０２に入力する。
【０１０４】
シリアル／パラレル変換回路３０１、３０２は、入力されるディジタル形式の信号Ｉｏ および信号Ｑｏ をシリアル／パラレル変換して離散的逆フ−リエ変換回路３０３に入力する。
離散的逆フ−リエ変換回路（ＩＤＦＴ）３０３は、シリアル／パラレル変換回路３０１、３０２から入力される信号Ｉｏ および信号Ｑｏ を周波数領域から時間領域に変換（ＩＤＦＴ）し、パラレル／シリアル変換回路３０４、３０５に入力する。
ＩＤＦＴの演算は次式で表される。
【０１０５】
【数２７】
【０１０６】
この際、離散的逆フ−リエ変換回路３０３は、予め直交周波数多重復調装置２との間で取り決められた所定の周波数成分に相当する離散的逆フーリエ変換（ＩＤＦＴ）係数が０になるようにＩＤＦＴを行う。
【０１０７】
パラレル／シリアル変換回路（Ｐ／Ｓ）３０４、３０５は、離散的逆フ−リエ変換回路３０３の出力信号（係数）をパラレル形式の信号に変換し、バッファメモリ３０６、３０７に入力する。
バッファメモリ（ＢＭ）３０６、３０７は、パラレル／シリアル変換回路３０４、３０５から入力される信号にガードインターバルを付加する等の処理を行い、Ｄ／Ａ変換回路３０８、３０９に入力する。
Ｄ／Ａ変換回路３０８、３０９は、バッファメモリ３０６、３０７から入力されるディジタル形式の信号をアナログ形式の信号に変換してローパスフィルタ３１０、３１２に入力する。
乗算回路３１２、３１３は、それぞれ局部発振器３１４から入力される搬送波信号、および、この搬送波信号が９０°移相回路３１５で９０°移相された信号とロ−パスフィルタ３１０、３１１の出力信号を乗算し、加算回路３１６に入力する。
局部発振器３１４は、搬送波信号を生成して、乗算回路３１２および９０°移相回路３１５に入力する。
９０゜移相回路（Ｈ）３１５は、局部発振器３１６から入力される搬送波信号を９０°移相し、乗算回路３１３に入力する。
バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３１７は、加算回路３１６の出力信号を所定の帯域幅に制限してＲＦコンバ−タ３１８に入力する。
ＲＦコンバ−タ３１８は、バンドパスフィルタ３１７の出力信号を送信周波数に変換し、送信アンテナ３１９から送信信号として送出する。
【０１０８】
以下、直交周波数多重変調装置３１の動作を説明する。
Ｉチャネル信号およびＱチャネル信号は、バッファ３２１、３２２により速度変換され、多重化回路３２４において所定の形式で、ＲＯＭ３２３に記憶された基準信号Ｉｒ 、Ｑｒ が挿入され、信号Ｉｏ および信号Ｑｏ としてシリアル／パラレル変換回路３０１、３０２に入力される。
なお、Ｉチャネル信号およびＱチャネル信号には、後述の離散的フーリエ変換（ＤＦＴ）処理に必要な時間窓信号の生成および同期のために使用される同期信号が付加されている。
これらの回路の動作により、直交周波数多重変調装置３１は直交周波数多重信号に基準信号を挿入する。
【０１０９】
図９は、直交周波数多重信号への基準信号の挿入を説明する図である。
図９において、（Ａ）は直交周波数多重信号のシンボル期間を示し、（Ｂ）はＩチャネル信号およびＱチャネル信号を示し、（Ｃ）はＲＯＭ３２３から出力される基準信号Ｉｒ 、Ｑｒ を示し、（Ｄ）は多重化回路３２４の出力信号を示す。
図９（Ａ）、（Ｂ）に示す複数のシンボルからなるシンボル期間に、図９（Ｃ）に示す所定の値の基準信号Ｒｅｆを挿入する。
この基準信号は、図（Ｄ）に示すように、例えば８シンボル期間ごとに１シンボル期間分挿入される。
この基準信号Ｒｅｆの値、および、その挿入位置を受信側および送信側で予め取り決めておけば、この基準信号を利用して補正回路１４０による受信信号の補正を行うことが可能である。
【０１１０】
シリアル／パラレル変換回路３０１、３０２は、上述のように基準信号が挿入された信号Ｉｏ および信号Ｑｏ をシリアル／パラレル変換してこれらの並列デ−タを生成し、離散的逆フ−リエ変換回路３０３に入力する。
離散的逆フ−リエ変換回路３０３は、並列形式の信号Ｉｏ および信号Ｑｏ を離散的逆フ−リエ変換（ＩＤＦＴ）して時間領域の信号に変換する。
【０１１１】
離散的逆フ−リエ変換回路３０３において得られた２つの並列形式の時間領域の信号はそれぞれ、パラレル／シリアル変換回路３０４、３０５で時間的により直列の信号に変換され、さらにバッファメモリ３０６、３０７に上述のガ−ドインターバルが付加され、Ｄ／Ａ変換回路３０８、３０９に入力される。
ガードインターバルが付加されたこれらの信号は、Ｄ／Ａ変換回路３０８、３０９によりアナログ形式の信号に変換され、ロ−パスフィルタ３１０、３１１に入力される。
アナログ形式の信号に変換されたこれらの信号は、ロ−パスフィルタ３１０、３１１によりフィルタリングされて折り返し信号成分が除去され、乗算回路３１２、３１３に入力される。
【０１１２】
折り返し信号成分が除去されたこれらの信号は、乗算回路３１２、３１３により、それぞれ局部発振器３１４から出力される搬送波信号、および、この搬送波信号が９０°移相回路３１５により９０°移相された搬送波信号と乗算される。 乗算回路３１２、３１３により変調されたそれぞれの搬送波信号は加算回路３１６により加算され、合成される。
加算回路３１６により合成された信号は、バンドパスフィルタ３１７により所定の帯域幅に制限され、ＲＦコンバ−タ３１８に入力される。
バンドパスフィルタ３１７により帯域制限された信号は、ＲＦコンバ−タ３１８により所望の周波数に周波数変換され、送信アンテナ３１９より送信信号として出力される。
以上の処理により、直交周波数変調装置３１の送信信号に、図９に示したような形式で基準信号が挿入されて送出される。
【０１１３】
上述の直交周波数多重変調装置３１の各部分は、同等の機能を有する回路に置き換えることが可能である。
また、例えば直交周波数多重変調装置３１のＩＤＦＴ回路３０３からバッファメモリ３０６、３０７の各部分の機能を同等の機能を実現する計算機上のソフトウェアにより構成する等、本発明の直交周波数多重変調装置３１は種々の構成をとることができる。
【０１１４】
【発明の効果】
各搬送波信号に対する基準信号を分離した後、ノイズを除去して伝送路雑音の影響を排除した後にメモリに格納し、このメモリの出力と補正目標値から各搬送波信号に対する補正量を計算し、各搬送波信号に対してそれぞれ対応する補正量を用いて補正演算することにより、耐雑音性の良好な直交周波数多重信号の補正を行うことができる。
またこの補正により、マルチパス妨害等による影響を復調信号から有効に排除することが可能である。
また、基準信号のフィルタリングに巡回型フィルタを使用し、その乗算係数を変更することにより、追従性及び雑音除去特性の優れた直交周波数多重信号についての補正を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の直交周波数多重復調装置の構成を示す図である。
【図２】図１に示した復調回路の構成を示す図である。
【図３】図１に示した補正回路の構成を示す図である。
【図４】図１に示した各ノイズフィルタの構成を示す図である。
【図５】図１に示した各ノイズフィルタの伝達特性を示す図である。
【図６】係数αを調節するアルゴリズムの例である。
【図７】直交周波数多重方式の各搬送信号による情報伝達を説明する図である。
【図８】本発明の直交周波数多重変調装置の構成を示す図である。
【図９】直交周波数多重信号への基準信号の挿入を説明する図であって、（Ａ）は直交周波数多重信号のシンボル期間を示し、（Ｂ）はＩチャネル信号およびＱチャネル信号を示し、（Ｃ）はＲＯＭから出力される基準信号Ｉｒ 、Ｑｒ を示し、（Ｄ）は多重化回路の出力信号を示す。
【図１０】従来の直交周波数多重変調装置の構成を示す図である。
【図１１】従来の直交周波数多重復調装置の構成を示す図である。
【図１２】マルチパス妨害による各搬送波信号＃１〜＃ｎの受ける影響を例示する図であって、（Ａ）＃１、＃２はそれぞれ搬送波信号＃１、＃２の主信号、（Ｂ）＃１、＃２はそれぞれ搬送波信号＃１、＃２に対応するマルチパス成分、（Ｃ）＃１、＃２は、これらの合成信号を示す。
【図１３】ガ−ドインタバルＴｇ を付加した信号について図７および図１０に示した搬送波信号＃１を例にマルチパス妨害を受けた場合の搬送波信号の波形を示す図であって、（Ａ）はガ−ドインタバルＴｇ が付加された搬送波信号＃１の主信号を、（Ｂ）は搬送波信号＃１のマルチパス成分の波形を、（Ｃ）は受信信号（合成信号）の波形を示す。
【符号の説明】
１・・・直交周波数多重復調装置、１０１・・・受信アンテナ、１０２・・・チューナ、１１０・・・復調回路、１１１，１１２，１４４１・・・乗算回路、１１３・・・局部発振器、１１４・・・９０°移相回路、１１５，１１６・・・ローパスフィルター、１１７，１１８・・・アナログ／ディジタル変換回路、１１９，１２０・・・シリアル／パラレル変換回路、１２１・・・ＤＦＴ回路、１２２，１２３・・・パラレル／シリアル変換回路、１２４，１２５・・・バッファメモリ、１２６・・・搬送波信号再生回路、１４０・・・補正回路、１４１，１４２，１４４４・・・レジスタ、１４３・・・ノイズフィルタ部、１４４ａ〜１４４ｎ，１４５ａ〜１４５ｎ・・・ノイズフィルタ、１４４１・・・減算回路、１４４３・・・加算回路、１４６・・・メモリ部、１４７ａ〜１４７ｎ，１４８ａ〜１４８ｎ・・・メモリ、１４９・・・マルチプレクサ、１５０・・・補正目標値メモリ、１５１・・・補正量計算回路、１５２・・・補正演算回路、３１・・・直交周波数多重変調装置、３０１，３０２・・・シリアル／パラレル変換回路、３０３・・・ＩＤＦＴ回路、３０４，３０５・・・パラレル／シリアル変換回路、３０６，３０７・・・バッファメモリ、３０８，３０９・・・Ｄ／Ａ変換回路、３１０，３１１・・・ローパスフィルタ、３１２，３１３・・・乗算回路、３１４・・・搬送波信号発生回路、３１５・・・９０°移相回路、３１６・・・加算回路、３１７・・・バンドパスフィルタ、３１８・・・ＲＦコンバータ。３１９・・・送信アンテナ
【産業上の利用分野】
本発明は直交周波数多重方式（ＯＦＤＭ）による信号を受信し、この信号が伝送路上で受けたマルチパス等の妨害を除去して復調するディジタル復調装置、および、そのようなディジタル復調装置と該ディジタル復調装置に信号を送出するディジタル変調装置とを含むディジタル変復調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
デジタル形式の信号を伝送する場合、単一周波数の搬送波信号をディジタル信号に基づいて位相変調および振幅変調する方法が一般的に用いられている。
このような変調方式としては、位相のみを変化させる位相変調（ＰＳＫ）が、また、位相と振幅の両方を変化させる直交変調（ＱＡＭ）がよく用いられる。
上述の各変調方式のように、従来は単一周波数の搬送波信号を伝送帯域におさまる程度の占有帯域幅を有するように変調していた。
一方、最近では新たな変調方式として、直交周波数多重方式（ＯＦＤＭ）と呼ばれる変調方式が提案されている。
【０００３】
この直交周波数多重方式は、伝送帯域内に複数の直交する搬送波信号を発生させ、伝送帯域を分割し、それぞれの搬送波信号をディジタル信号により位相変調（ＰＳＫ）や直交変調（ＱＡＭ）する変調方式である。
ＯＦＤＭにおいては、複数の搬送波信号により伝送帯域を分割するので１つの搬送波信号当たりの帯域は狭くなるので、１つの搬送波信号当たりの変調速度は遅くなる。
しかし伝送帯域が同一である場合、ＯＦＤＭを用いても、複数の搬送波信号をそれぞれ変調した結果得られる総合的な伝送速度は従来の変調と変わらない。
このＯＦＤＭ方式では多数の搬送波信号が並列に伝送されるので、シンボル当たりの速度は遅くなるため、いわゆるマルチパス妨害の存在する伝送路では、シンボルの時間長に対する相対的なマルチパス妨害波の遅延時間を小さくすることが可能である。
従って、このＯＦＤＭ方式はマルチパス妨害の影響を受けにくく、この特徴により地上波によるデジタル信号の伝送に対して特に注目されている。
【０００４】
ここで、直交多重周波数多重方式の信号処理には離散的フーリエ変換および離散的逆フーリエ変換を高速に行う必要がある。
しかし、最近の半導体技術の進歩により、従来困難であったハードウェア的な処理による離散的フ−リエ変換や離散的逆フ−リエ変換を実行可能な半導体素子が供給されるようなってきており、従って、このような素子を用いて簡単に直交周波数多重方式の変調を行う、あるいは、この変調方式により変調された信号を復調することができる。
このような半導体技術の進歩もこの直交周波数多重方式が注目されている理由の一つである。
【０００５】
以下、一般的な直交周波数多重方式について説明する。
直交周波数多重方式の特徴は、伝送チャンネル（伝送帯域）を分割した所定の帯域幅ごとに直交する搬送波信号を発生し、変調後の信号がそれぞれの帯域幅に納まる程度の低いデータ速度のディジタル信号で各搬送波信号のそれぞれをディジタル信号で変調するのではなく、全ての搬送波信号の変調を離散的逆フ−リエ変換（ＩＤＦＴ）により一括して行う点にある。
【０００６】
以下、図７を参照して直交周波数多重方式の動作を説明する。
図７は、直交周波数多重方式の各搬送信号による情報伝達を説明する図である。
図７において、＃ｋ（ｋは整数）に示す信号は、それぞれ時間区間（シンボル区間）Ｔs において、周期Ｔs ／ｋの搬送波信号波形を示し、（ａ），（ｂ）はそれぞれ伝送すべき情報の値１，０の場合の搬送波信号波形を示す。
【０００７】
所定のある時間区間Ｔｓ をシンボル時間とする。
図７の＃１〜＃ｎには、それぞれ周期Ｔｓ 〜周期Ｔｓ ／ｎの搬送波信号＃１〜＃ｎの集合が示してある。
このような搬送波信号＃１〜＃ｎが順番に並んでいるとして、これらの各搬送波信号の振幅及び位相を伝送すべき情報で規定すると、シンボルの波形を伝送すべき情報（ディジタル信号）で規定することができる。
例えば図７（ａ）に示す各搬送波信号波形と、（ｂ）に示す搬送波信号波形を定義する。
受信機が図７（ａ）に示す波形の信号を論理値１に対応付け、図７（ｂ）に示す波形の信号を論理値０に対応付けることにより、各搬送波信号ごとに情報（ディジタル信号）を伝送することができる。
【０００８】
図７に示した例においては、各搬送波信号を２つの位相状態で規定したいわゆるＢＰＳＫで変調し、各搬送波信号ごとに１ビットの情報を伝送しているが、各搬送波信号ごとにより多くの位相および振幅を定義し、多値化して伝送することも可能である。
すなわち、各搬送波信号の振幅及び位相を規定することによってその波形を得る。
この波形を得るための処理動作はいわゆる逆フ−リエ変換となる。
従って、直交周波数多重方式においては、離散的逆フ−リエ変換回路を用いて直交周波数多重信号を得ることができる。
【０００９】
以下、図１０を参照して直交周波数多重変調を行う変調装置の構成を説明する。
図１０は、従来の直交周波数多重変調装置８０の構成を示す図である。
直交周波数多重変調装置８０は、シリアル／パラレル変換回路８０３、８０４、離散的逆フ−リエ変換回路（ＩＤＦＴ）８０５、パラレル／シリアル変換回路（Ｐ／Ｓ）８０６、８０６、バッファメモリ（ＢＭ）８０８、８０９、Ｄ／Ａ変換回路（Ｄ／Ａ）８１０、８１１、ロ−パスフィルタ（ＬＰＦ）８１２、８１３、乗算回路８１４、８１５、局部発振器８１６、９０゜移相回路（Ｈ）８１７、加算回路８１８、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）８１９、ＲＦコンバ−タ８２０、および、送信アンテナ８２１から構成される。
また、Ｉチャネル信号８０１およびＱチャネル信号８０２は、それぞれ伝送されるべき直交周波数多重変調されるべきディジタル信号であり、送信信号８２２は、直交周波数多重変調装置８０による処理により生成され、送信アンテナ８２１から送出される電波信号である。
【００１０】
以下、直交周波数多重変調装置８０の動作を説明する。
Ｉチャネル信号８０１およびＱチャネル信号８０２は、それぞれシリアル／パラレル変換回路８０３、８０４に入力される。
シリアル／パラレル変換回路８０３、８０４は、Ｉチャネル信号８０１およびＱチャネル信号８０２をシリアル／パラレル変換してこれらの並列デ−タを生成し、離散的逆フ−リエ変換回路８０５に入力する。
離散的逆フ−リエ変換回路８０５は、並列形式のＩチャネル信号８０１およびＱチャネル信号８０２を離散的逆フ−リエ変換（ＩＤＦＴ）して時間領域の信号に変換する。
【００１１】
離散的逆フ−リエ変換回路８０５において得られた２つの並列形式の時間領域の信号はそれぞれ、パラレル／シリアル変換回路８０６、８０７で時系列に連続する直列の信号に変換され、さらにバッファメモリ８０８、８０９によりいわゆる後述するガ−ドインターバルが付加され、Ｄ／Ａ変換回路８１０、８１１に入力される。
ガードインターバルが付加されたこれらの信号は、Ｄ／Ａ変換回路８１０、８１１によりアナログ形式の信号に変換され、ロ−パスフィルタ８１２、８１３に入力される。
アナログ形式の信号に変換されたこれらの信号は、ロ−パスフィルタ８１２、８１３によりフィルタリングされて、Ｄ／Ａ変換回路８１０、８１１における変換時の折り返し信号成分が除去され、乗算回路８１４、８１５に入力される。
【００１２】
折り返し信号成分が除去されたこれらの信号は、乗算回路８１４、８１５により、それぞれ局部発振器８１６から出力される搬送波信号、および、この搬送波信号が９０°移相回路８１７により９０°移相された搬送波信号と乗算される。 乗算回路８１４、８１５により変調された（周波数変換された）それぞれの搬送波信号は加算回路８１８により加算され、合成される。
加算回路８１８により合成された信号は、バンドパスフィルタ８１９により所定の帯域幅に制限され、ＲＦコンバ−タ８２０に入力される。
バンドパスフィルタ８１９により帯域制限された信号は、ＲＦコンバ−タ８２０により所望の周波数に周波数変換され、送信アンテナ８２１より送信信号８２２として出力される。
【００１３】
以下、図１１を参照して、直交周波数多重方式により変調された信号を受信、復調する従来の直交周波数多重復調装置８５の構成および動作を説明する。
図１１は、従来の直交周波数多重復調装置８５の構成を示す図である。
直交周波数多重復調装置８５は、受信アンテナ８５１は、チュ−ナ（Ｔｕ）８５２、乗算回路８５３、８５４、局部発振器８５５、９０゜移相回路８５６、ロ−パスフィルタ８５７、８５８、Ａ／Ｄ変換回路８６１、８６２、シリアル／パラレル変換回路８５９、８６０、離散的フ−リエ変換回路（ＤＦＴ）８６３、パラレル／シリアル変換回路８６４、８６５、バッファメモリ８６６、８６７、搬送波信号再生回路８６８、および、クロック再生回路（ＢＴＲ）８６９から構成される。
【００１４】
また、図１１において、ＲＦ入力信号８５０は、例えば直交周波数多重変調装置８０により生成され、送出された信号（送信信号８２２）であり、Ｉチャネル信号８７１およびＱチャネル信号８７２は、直交周波数多重復調装置８５が直交周波数多重復調装置８５０を復調した結果として得られるディジタル形式の信号である。
【００１５】
以下、直交周波数多重復調装置８５の動作を説明する。
ＲＦ信号入力８５０は受信アンテナ８５１で捕捉され、チュ−ナ８５２に入力される。
チュ−ナ８５２ではＲＦ入力信号８５０を周波数変換して中間周波数帯の信号とし、増幅して乗算回路８５３、８５４に入力する。
乗算回路８５３、８５４には、それぞれ局部発振器８５５の出力信号、および、局部発振器８５５の出力信号が９０゜移相回路８５６により９０°移相された信号が入力されており、これらの信号とチュ−ナ８５２の出力信号とを乗算し、チュ−ナ８５２から出力される中間周波数帯の信号を基底帯域信号に変換する。
これらの基底帯域信号は、ローパスフィルタ８５７、８５８により、それぞれ不要の高調波成分が除去され、Ａ／Ｄ変換回路８５９、８６０に入力される。
【００１６】
上記基底帯域信号に周波数変換時に発生して重畳された不要な高調波成分が除去された基底帯域信号は、それぞれＡ／Ｄ変換回路８５９、８６０によりディジタル形式の信号に変換され、さらにそれぞれシリアル／パラレル変換回路８６１、８６２により並列（パラレル）形式の信号に変換され、離散的フ−リエ変換回路８６３に入力される。
ディジタル形式の信号に変換されたこれらの信号は、離散的フ−リエ変換回路８６３により離散的フーリエ変換（ＤＦＴ）され、さらにパラレル／シリアル変換回路８６４、８６５により直列（シリアル）形式の信号に変換され、バッファメモリ８６６、８６７に入力される。
【００１７】
シリアル形式の信号に変換されたこれらの信号は、バッファメモリ８６６、８６７により、直交周波数多重変調装置における変調時に付加されたガ−ドインタバルの除去等の処理を受け、ディジタル形式のＩチャネル信号８７１およびＱチャネル信号８７２として出力される。
局部発振器８５５は、パラレル／シリアル変換回路８６４、８６５によるＤＦＴ処理後の信号に基づいて、搬送波再生回路８６８の、例えばコスタスル−プによる制御を受けて搬送波信号を再生する。
【００１８】
ところで、一般に電波を用いた伝送系、特に地上波による伝送を行う伝送系においては、伝送信号がいわゆるマルチパス妨害の影響を受ける。
マルチパス妨害は、電波形式の伝送信号が障害物などによって反射し、反射により遅延が加わった信号（マルチパス成分）が遅延が加わらない主信号に重畳されて発生する妨害である。
従って、マルチパス妨害は、主信号にマルチパス成分として振幅の減衰した遅延信号を加算することによりモデル化して考察することが可能である。
ここで、マルチパス成分の遅延時間をＴｄ とし、また、マルチパス成分の減衰度をαとして、図７に示した搬送波信号＃１と搬送波信号＃２ついてその影響を考える。
搬送波信号＃１の搬送波信号に対しては、主信号に対してマルチパス成分の相対位相は２πＴｄ ／Ｔｓ （ｒａｄ：ラジアン）となるが、搬送波信号＃２に対しては４πＴｄ ／Ｔｓ （ｒａｄ）となり、直交周波数多重方式におけるマルチパス妨害の影響は各搬送波信号＃１〜＃ｎそれぞれでその度合いが異なる。
【００１９】
以下、図１２を参照してマルチパス妨害による各搬送波信号＃１〜＃ｎの受ける影響を説明する。
図１２は、マルチパス妨害による各搬送波信号＃１〜＃ｎの受ける影響を例示する図である。
図１２に示した例では、遅延時間Ｔｄ をＴｓ ／４とした場合、（Ａ）＃１に示す搬送波信号＃１に対応する（Ｂ）＃１に示すマルチパス成分は主信号に対してπ／４の位相差を有するが、（Ａ）＃２に示す搬送波信号＃２の搬送波信号に対しては（Ｂ）＃２に示すマルチパス成分は主信号に対してπ／２の位相位相差となっている。
【００２０】
さらに、図１２を参照してマルチパス妨害の影響について搬送波信号＃１、＃２を例に考察する。
搬送波信号＃１、＃２に上記のマルチパス成分が重畳された場合、搬送波信号＃１、＃２とマルチパス成分の合成信号は、それぞれ図１２（Ｃ）に示した合成信号における（Ｔs −Ｔd ）の期間は送信信号と同じような波形となる。
一方、これらの合成信号の両端の期間においては、波形が歪んでいることが分かる。
これらの歪みが生じるのは、マルチパス成分の遅延時間分だけマルチパス成分の隣接シンボルが主信号のある時点でのシンボルに混入して合成されるからである。
このため、ある時点での受信信号は隣接シンボルの影響を必ず受けることになり、妨害を受けることになる。
上述の理由から、直交周波数多重復調装置８５側でいかなる離散的フ−リエ変換（ＤＦＴ）の時間窓を離散的フ−リエ変換回路８６３に設定しても、ＤＦＴ時間窓の中に隣接シンボルの一部が存在することになるので、離散的フ−リエ変換して復調した時正しい振幅及び位相は得られない。
【００２１】
離散的フ−リエ変換回路８６３に設定するＤＦＴ時間窓が２つのシンボルにまたがるのを避けるため、直交周波数多重方式においては通常、ガ−ドインターバルと呼ばれる信号期間Ｔｇ を設けてシンボルを構成する。
このガードインターバルＴｇ は、直交周波数多重変調装置８０において離散的逆フ−リエ変換回路８０５が、Ｉチャネル信号８０１およびＱチャネル信号８０２をＩＤＦＴして生成した信号の前部を、バッファメモリ８０８、８０９によりシンボルの後部に付加したものであり、ガードインターバルＴｇ が付加されたシンボルはシンボル長が長くなる。
所定の搬送波信号についてのガードインターバルの付加は同時に、その他の各搬送波信号についてのガードインターバルＴｇ の付加でもある。
【００２２】
図１３は、ガ−ドインタバルＴｇ を付加した信号について図７および図１２に示した搬送波信号＃１を例にマルチパス妨害を受けた場合の搬送波信号の波形を示す図である。
図１３において、Ｔｓ はシンボルの時間長であり、ＴＷ は離散的フ−リエ変換回路８６３に設定されるＤＦＴ時間窓の時間長、Ｔｄ はマルチパス妨害波の遅延時間である。
また、図１３（Ａ）はガ−ドインタバルＴｇ が付加された搬送波信号＃１の主信号を、（Ｂ）は搬送波信号＃１のマルチパス成分の波形を、（Ｃ）は受信信号（合成信号）の波形を示す。
図１３（Ｃ）に示したように、受信側のＤＦＴ時間窓を主信号およびマルチパス成分の両方に対してＤＦＴ時間窓の中の全ての領域が同一のシンボルとなるようにＤＦＴ時間窓の搬送波信号の各周期における位相（窓位相）を設定することにより、隣接するシンボルから所定のシンボルの復調信号に与えられる影響を排除することができる。
【００２３】
以上のことから、直交周波数多重変調装置８０側において、マルチパス妨害を回避するために適当な時間幅のガ−ドインタバルＴｇ を付加して信号を形成することが有効であることがわかる。
しかし、ＤＦＴ時間窓の全ての領域を同一のシンボルであるようにする時間窓の与え方は位置ではなく、この時間窓の再生位相によって受信信号の再生位相が異なる。
さらには、マルチパス成分の遅延時間Ｔｄ や希望波対不要波比（Ｄ／Ｕ）によっても主信号との合成信号は送信信号とその振幅や位相が異なる。
この振幅および位相に対応するようにガ−ドインタバルＴｇ を設けることにより、シンボル間にＤＦＴ時間窓がまたがることにより生じる隣接するシンボルからの影響が回避可能である。
しかし、マルチパス成分の遅延時間Ｔｄ 、マルチパス成分の振幅、あるいは、ＤＦＴ時間窓の再生位相により、受信された各搬送波信号＃１〜＃ｎの振幅および位相は通常、送信された時点での各搬送波信号の振幅および位相と異なる。
従って、送信側で付加されたガードインターバルＴｇ が受信側では必ずしも有効ではない可能性がある。
【００２４】
そこで、受信した各搬送波信号の振幅および位相を補正することが必要となる。
この補正は、直交周波数多重変調装置８０側で各搬送波信号＃１〜＃ｎに対する何らかの基準信号を送信信号に付加して送信し、直交周波数多重復調装置８５側でこれらの基準信号を分離して処理を行い、受信信号の振幅および位相を補正ことにより行われる。
従来、上述の各受信搬送波信号に係る補正のための補正回路は、かなり複雑な構成であった。
また、送信側で付加される各搬送波信号に対する基準信号は、伝送中に雑音等の影響を受けることになり、このような基準信号に基づいて受信搬送波信号の補正を行うことは、伝送路における雑音の影響をさらに補正処理において受信搬送波信号に加えることになるため適切ではない。
【００２５】
【発明が解決しようとする課題】
従来技術として上述した直交周波数多重変調装置、および、直交周波数多重復調装置においては、ガードインターバルを設けることにより、ＤＦＴ処理における隣接するシンボルの影響を排除可能である。
しかし、受信された各搬送波信号の振幅および位相は通常、送信時の各搬送波信号の振幅および位相と異なっているため、送信側で付加されたガードインターバルが有効でない場合がある。
このため、受信側で受信された各搬送波信号の振幅および位相を補正する必要がある。
この受信された各搬送波信号に係る補正のためには、送信側で各搬送波信号に対する何らかの基準信号を受信側に送る必要がある。
しかし、上述の受信信号の振幅および位相の補正のための補正回路は複雑な構成であるという問題がある。
また、補正に使用される各搬送波信号に対する基準信号は必然的に伝送路における雑音の影響を受けることとなり、雑音の影響を受けた基準信号に基づいて受信信号の補正を行うことは不適切であるという問題がある。
【００２６】
本発明は上述した従来技術の問題点に鑑みてなされたものであり、簡単な回路構成により、直交周波数多重方式により変調された直交変調信号を受信し、復調して得られる基底帯域信号の補正を行うことができるディジタル復調装置を提供することを目的とする。
また、受信された各搬送波信号の補正に使用される基準信号に対する雑音の影響を排除可能とし、この基準信号に基づいて受信された各搬送波信号の補正を行うことにより、マルチパス妨害等に対する耐性が高いディジタル復調装置を提供することを目的とする。
さらに本発明は上記ディジタル復調装置に好適な信号を送出するディジタル変調装置を含むディジタル変復調装置を提供することにも目的とする。
【００２７】
【課題を解決するための手段】
本発明の第１の観点によれば、それぞれ複数の基底帯域信号により相互に直交する複数の搬送波信号が変調され周波数多重化されると共に、前記複数の基底帯域信号に対応する基準信号が周波数多重化された直交変調信号を受信し、前記各搬送波信号に対応する前記複数の基底帯域信号および前記基準信号を復調する信号復調手段と、該信号復調手段で復調した前記各搬送波信号ごとに、それぞれ対応する前記基底帯域信号から前記基準信号を分離し、該分離された基準信号とその目標値に基づいて前記搬送波信号ごとに補正量をそれぞれ算出する補正量算出手段と、前記基底帯域信号に対応する前記算出された補正量に基づいて、前記各基底帯域信号についてそれぞれ補正演算を行う補正手段とを備え、
前記補正量算出手段は、少なくとも前記基底帯域信号から分離された各基準信号をフィルタリングして前記各基準信号に含まれる雑音を除去するフィルタリング手段と、少なくとも前記フィルタリング手段により雑音が除去された前記基準信号を記憶する記憶手段と、前記目標値が記憶されている目標値記憶手段と、前記フィルタリング手段に記憶されている前記雑音が除去された基準信号と前記目標値記憶手段に記憶されている前記目標値に基づいて前記基底帯域信号に対応する前記補正量を計算する補正量計算手段とを有する、ディジタル復調装置が提供される。
【００２８】
本発明の第２の観点によれば、上記ディジタル復調装置と、伝送路を介して上記ディジタル復調装置に接続され、それぞれ複数の基底帯域信号により相互に直交する複数の搬送波信号を変調して周波数多重化すると共に、前記複数の基底帯域信号に対応する基準信号を周波数多重化して直交変調信号を生成して送出するディジタル変調装置とを有するディジタル変復調装置が提供される。
【００２９】
【作用】
ディジタル変調装置において、各搬送波信号ごとに基準信号を付加して送出する。
ディジタル復調装置において、各搬送波信号ごとに基準信号を復調、および、分離して記憶手段に記憶し、これらの受信された基準信号、および、基準信号の目標値との誤差に基づいて補正量を計算する。
この補正量と復調された基底帯域信号との演算により補正演算処理を行う。
上述のような補正を行うことにより、受信され復調された各搬送波に対応する基底帯域信号に対する適切な補正が可能となり、ディジタル復調装置における復調後の信号から伝送路上で受けるマルチパス妨害等の影響を有効に排除する。
さらに、復調された基準信号、および、メモリに記憶された基準信号を適切な比で平均化することにより、基準信号に対して伝送路上で加わった雑音の影響を排除し、さらに適切な基準信号を得る。
また、受信された基準信号、および、メモリに記憶された基準信号を平均化する際の比（係数）を変更可能とし、この比（係数）の値を適宜変更することにより、補正処理の応答速度を加減する。
【００３０】
【実施例】
実施例の説明に先立ち、直交周波数多重（ＯＦＤＭ）信号を数式を用いて説明する。
直交周波数多重信号は、一般の６４ＱＡＭ等の多値変調が単一の搬送波信号を振幅変調および位相変調して所定の帯域内で情報の伝送を行うのに対し、複数の搬送波信号をそれぞれ、単一の搬送波信号を使用した変調方式に比べて低い情報速度（ビットレート）で変調して所定の帯域内で情報の伝送を行う変調方式である。
直交周波数多重信号の搬送波信号数がＮであって、各搬送波信号についてＱＡＭ変調した場合、直交周波数多重信号のｍ番目のシンボルｆｍ （ｔ）は、次式で表される。
【００３１】
【数１】
式１において、Δφｍｎは、後述するガードインターバルによるシンボルの位相回転を補正する項であり、次式で表される。
【００３３】
【数２】
式１、および、式２より、直交周波数多重信号は次式で定式化される。
【００３５】
【数３】
以下、直交周波数多重信号の電力スペクトラムを定式化する。
式１で表された第ｍ番目のシンボルの時間幅Ｔ’の第ｍ番目のシンボルｆｍ （ｔ）のフーリエ積分は次式のように表される。
【００３７】
【数４】
式４より、この区間におけるエネルギースペクトラムは、次式で表される通りとなる。
【００３９】
【数５】
式５第２項において、
【００４１】
【数６】
は、第ｍ番目と第ｋ番目の搬送波信号の変調波の相関関数であり、情報に相関がないことを仮定すると、式６は０となる。
従って、式３は次式のように変形される。
【００４３】
【数７】
受信側においては、受信した直交多重周波数多重信号をフーリエ変換して復調を行う。
この際、時間窓により直交周波数多重信号を切り出してからフーリエ変換を行う。
この時間窓のタイミングと復調出力との関係を説明する。
以下説明の簡略化のために、上記各式においてｍ＝０である場合について説明する。
従って、式１は次式のようになる。
【００４５】
【数８】
まず、ガードインターバルがない（Ｔ＝Ｔ’）場合を説明する。
時間窓がτｏ だけずれた場合、積分期間〔−Ｔ／２，Ｔ／２〕には、ｍ＝０，−１の２つのシンボルが存在する。
このフーリエ積分Ｆｏ ’（ω）は次式で表される。
【００４７】
【数９】
ここで、式９の第２項は時間窓がずれたために隣接のシンボルから漏れた妨害成分である。
【００４９】
式９から２Ｎ点の離散的フーリエ変換（ＤＦＴ）に対する係数Ｆｏｋ’を求めると次式のようになる。
【００５０】
【数１０】
式１０の〔 〕内の第１項は信号成分、第２項は他の搬送波信号からの漏洩信号成分、第３項は隣接シンボルからの漏洩信号成分を表す。
また係数は、全体の振幅および位相の変化を表す。
【００５２】
以上より、ｋ番目の搬送波信号における信号電力Ｓｋ に対する漏洩信号成分による妨害電力Ｉｋ の比は、次式で表される。
【００５３】
【数１１】
以下、ガードインターバルがある場合を説明する。
まず、時間窓のずれτｏ が小さく、積分期間が同一シンボル内（τｏ ≦Ｔｇ ／２）である場合のフーリエ積分Ｆｏ ”’（ω）は次式で表される。
【００５５】
【数１２】
式１２から、Ｌ点ＤＦＴに対する係数Ｆｏｋ”’を求めて次式を得る。
【００５７】
【数１３】
式１３には信号成分しか存在しない。
従って、式１３より信号位相は搬送波信号によって回転していることがわかる。
【００５９】
次に、時間窓のずれτｏ が大きく、積分区間が隣接シンボルにかかる場合を説明する。
この場合、ガードインターバルがない場合のモデルと同様となるので、フーリエ積分、ＤＦＴ、および、信号電力対妨害電力比Ｓｋ ／Ｉｋ はそれぞれ式９〜式１１と同一となる。
【００６０】
次にガードインターバルとして無信号を割り当てた場合について説明する。
時間窓のずれτｏ に比べてガードインターバルとしての無信号期間が充分長い場合、そのフーリエ積分Ｆｏ ・・・（ω）は次式のように表される。
【００６１】
【数１４】
式１４は、式１０の第１項のみとなる。
この理由は、時間窓のずれτo が無信号期間の積分となるために０となり、ガードインターバルがない場合に生じる隣接シンボルからの信号成分の漏洩がなくなるためである。
【００６３】
式１４から、離散的フーリエ変換を行った場合の係数Ｆok・・・を求めると次式のようになる。
【００６４】
【数１５】
式１５の〔 〕内の第１項は信号成分であり、第２項は他の搬送波信号からの漏洩信号成分を表している。
信号電力対妨害電力比Ｓｋ ／Ｉｋ は、次式の通りとなる。
【００６６】
【数１６】
以下、マルチパス妨害等により発生するゴーストの影響を説明する。
ゴーストｇo （ｔ）として、次式で表される信号がτo だけ遅延し、そのレベルがαo 、その位相がθo だけ回転した信号を仮定する。
【００６８】
【数１７】
式１７において、ｅｘｐ（ｊθｏ ）を仮定したのは、Ｉ軸およびＱ軸の漏洩、すなわち直交ゴーストをも考慮したためである。
また、主信号Ｆｏｋは次式で表される。
【００７０】
【数１８】
ガードインターバルとして無信号を割り当てた場合、ゴースト成分のＤＦＴ係数Ｇｏｋは式１５を参照して次式で表される。
【００７２】
【数１９】
従って、主信号Ｆ 0k にゴーストｇ 0 （ｔ）が加わった受信信号のＤＦＴ結果Ｈokは次式で表される。
【００７４】
【数２０】
式２０において、第１項は信号成分であり、第２項は他の搬送波信号からの漏洩信号成分である。
従って、この場合の信号電力対妨害電力比Ｓｋ ／Ｉｋ は次式の通りとなる。
【００７６】
【数２１】
式２１より、信号電力対妨害電力比Ｓｋ ／Ｉｋ は次式の通りとなる。
【００７８】
【数２２】
【数２３】
式２０〜式２３は、時間窓が主信号に一致していると仮定して計算したものであり、時間窓がずれている場合はさらに信号電力対妨害電力比Ｓｋ ／Ｉｋ は悪化する。
【００８１】
以下本発明のディジタル復調装置の実施例を説明する。
本発明のディジタル復調装置は、直交周波数多重信号として無線伝送される、例えばディジタル映像信号を受信し、復調する装置である。
【００８２】
以下、直交周波数多重復調装置の各部分の構成を説明する。
図１は、本発明の直交周波数多重復調装置１の構成を示す図である。
直交周波数多重復調装置１は、２種類の搬送波信号および２種類の基底帯域信号（Ｉチャネル信号およびＱチャネル信号）を用いた直交周波数多重方式の信号を復調する。
直交周波数多重復調装置１の各部分の内、受信アンテナ１０１は、例えば従来の技術として示した直交周波数多重変調装置８０により直交周波数多重され、電波信号として送出された受信信号を捕捉する。
チューナ１０２は、受信アンテナ１０１により補足された受信信号を所定の中間周波数帯に変換し、増幅して復調回路に入力する。
復調回路１１０は、チューナ１０２から入力される受信信号から２種類の基底帯域信号（信号Ｉ’と信号Ｑ’）を復調して補正回路１４０に入力する。
補正回路１４０は、送信側で付加された基準信号に基づいて復調回路１１０から入力される信号Ｉ’と信号Ｑ’を補正して出力する。
つまり本発明の直交周波数多重復調装置１は、従来の技術として示した直交周波数多重復調装置８５と同等の復調回路１１０により２種類の基底帯域信号（信号Ｉ’および信号Ｑ’）を復調し、復調されたこれらの信号をさらに補正回路１４０で補正するように構成されている。
【００８３】
図２は、図１に示した復調回路１１０の構成を示す図である。
復調回路１１０の各部分の内、乗算回路１１１、１１２は、それぞれチューナ１０２から入力された中間周波数帯域の受信信号と、局部発振器（ＬＯ）１１３の出力信号、および、局部発振器１１３の出力信号を９０゜移相回路１１６により９０°移相した信号とを乗算して基底帯域（ベースバンド）信号に変換して、ローパスフィルター（ＬＦＰ）１１５、１１６に入力する。
ローパスフィルター１１５、１１６は、それぞれ乗算回路１１１、１１２の出力信号の内、所定の高域遮断周波数以下の成分を通過させ、不要な周波数成分を取り除き、アナログ／ディジタル変換回路（Ａ／Ｄ）１１７、１１８、および、クロック再生回路１２７に入力する。
【００８４】
アナログ／ディジタル変換回路１１７、１１８は、それぞれローパスフィルター１１５、１１６から入力されるアナログ形式の信号をディジタル形式の信号に変換する。
シリアル／パラレル変換回路（Ｓ／Ｐ）１１９、１２０は、それぞれアナログ／ディジタル変換回路１１７、１１８から入力される直列（シリアル）形式のディジタル信号を並列（パラレル）形式の信号に変換してＤＦＴ回路１２１に入力する。
ＤＦＴ回路１２１は、シリアル／パラレル変換回路１１９、１２０から入力されるディジタル信号を離散的フ−リエ変換（ＤＦＴ）してパラレル／シリアル変換回路（Ｐ／Ｓ）１２２、１２３に入力する。
ＤＦＴ演算は次式で表される。
【００８５】
【数２４】
パラレル／シリアル変換回路１２２、１２３は、ＤＦＴ回路１２１から入力されたパラレル形式のディジタル信号をシリアル形式の信号に変換し、バッファメモリ（Ｂ／Ｍ）１２４、１２５、および、搬送波信号再生回路１２６に入力する。
【００８７】
バッファメモリ１２４、１２５は、パラレル／シリアル変換回路１２２、１２３から入力される信号についてガードインターバルの除去等の処理を行い、信号Ｉ’および信号Ｑ’として出力する。
搬送波信号再生回路（ＣＲ）１２６は、例えばコスタスループ回路等により構成され、パラレル／シリアル変換回路１２２、１２３の出力信号に基づいて搬送波信号を再生し、再生した搬送波信号により局部発振器１１３を制御して所定の周波数の局部周波数信号を発生させる。
局部発振器１１３は、例えば電圧制御発信回路（ＶＣＯ）であり、搬送波信号再生回路１２６の制御により（搬送波信号再生回路１２６で再生した搬送波信号に応じて）所定の周波数の局部信号を発生する。
９０°位相回路１１４は、局部発振器１１３の出力信号の位相を９０°移相させ、位置制御部１１２に入力する。
クロック再生回路１２７は、ローパスフィルター１１５、１１６から入力される信号に基づいてクロック信号（ＣＫ）を生成し、また、ＤＦＴ時間窓を生成してＤＦＴ回路１２１に入力する。
【００８８】
図３は、図１に示した補正回路１４０の構成を示す図である。
補正回路１４０の各部分の内、レジスタ（Ｒ）１４１、１４２は、それぞれ信号Ｉ’および信号Ｑ’を一時記憶し、ノイズフィルタ部１４３、メモリ部１４６等の補正回路１４０のその他の部分で生じる遅延を補償して補正演算回路１５２に入力する。
ノイズフィルタ部１４３は、それぞれ受信信号に含まれる搬送波信号の数ｎだけ設けられ、復調回路１１０から入力される信号Ｉ’および信号Ｑ’を処理するノイズフィルタ（ＮＦ）１４４ａ〜１４４ｎ、および、ノイズフィルタ１４５ａ〜１４５ｎから構成され、信号Ｉ’および信号Ｑ’をフィルタリングしてメモリ部１４６に入力する。
ノイズフィルタ部１４３のノイズフィルタ１４４ａ〜１４４ｎ、１４５ａ〜１４５ｎは、それぞれ伝送路上で基準信号に混入した雑音を除去するために設けられたものである。
仮に、雑音の混入した基準信号をそのまま用いて補正演算回路１５２における補正演算を行った場合、出力信号Ｉo および出力信号Ｑo の信号電力対雑音電力比が劣化してしまう。
従って、何らかの手法を用いて基準信号に含まれる雑音を除去する必要が生じる。
直交周波数多重復調装置１においては、補正回路１４０のノイズフィルタ部１４３を構成する各フィルタ１４４ａ〜１４４ｎ、１４５ａ〜１４５ｎが基準信号に重畳された雑音を除去する。
ノイズフィルタ１４４ａ〜１４４ｎ、１４５ａ〜１４５ｎそれぞれの構成およびその特性は図４、図５を参照して後述する。
【００８９】
メモリ部１４６は、それぞれノイズフィルタ１４４ａ〜１４４ｎ、１４５ａ〜１４５ｎに対応するメモリ（Ｍ）１４７ａ〜１４７ｎ、１４８ａ〜１４８ｎから構成され、ノイズフィルタ部１４３のフィルタリング出力を記憶する。
マルチプレクサ（ＭＵＸ）１４９は、メモリ部１４６の各メモリ１４７ａ〜１４７ｎ、１４８ａ〜１４８ｎに記憶された信号の内、基準信号（リファレンス信号）を順次選択し、基準信号Ｉｒ および基準信号Ｑｒ として補正量計算回路１５１に入力する。
補正目標値メモリ１５０は、補正目標値Ｉｄ および補正目標値Ｑｄ を記憶し、補正量計算回路１５１に入力する。
補正量計算回路１５１は、基準信号Ｉｒ 、基準信号Ｑｒ 、補正目標値Ｉｄ 、および、補正目標値Ｑｄ に基づいて補正量ＩＣ および補正量ＱＣ を算出し、補正演算回路１５２に入力する。
補正演算回路１５２は、補正量ＩＣ および補正量ＱＣ に基づいて、レジスタ１４１、１４２から入力される信号Ｉｉ 、信号Ｑｉ を補正し、この補正結果を出力信号Ｉｏ および出力信号Ｑｏ として出力する。
【００９０】
図４は、ノイズフィルタ１４４ａ〜１４４ｎ、１４５ａ〜１４５ｎの構成を示す図である。
ノイズフィルタ１４４ａ〜１４４ｎ、１４５ａ〜１４５ｎは、それぞれ同一構成の一般に巡回型フィルタと呼ばれるフィルタであり、それぞれ減算回路１４４１、乗算回路１４４２、加算回路１４４３、および、レジスタ１４４４が図中に示すように接続されて構成されている。
ノイズフィルタ１４４ａ〜１４４ｎ、１４５ａ〜１４５ｎは、それぞれ対応する搬送波信号の基準信号が入力された場合にのみレジスタ１４４４に信号をラッチし、積分動作を行って雑音（ノイズ）成分を除去する。
減算回路１４４１は、復調回路１１０から入力される信号Ｉ’および信号Ｑ’に含まれる基準信号からレジスタ１４４４により１動作周期分の遅延が与えられた加算回路１４４３の出力信号を減算する。
乗算回路１４４２は、加算回路１４４１の加算結果に係数α（０＜α≦１）を乗算して加算回路１４４３に入力する。
加算回路１４４３は、乗算回路１４４２の乗算結果とレジスタ１４４４により１動作周期分の遅延が与えられた加算回路１４４３の出力信号を加算してフィルタリング結果として出力する。
【００９１】
図５は、ノイズフィルタ１４４ａ〜１４４ｎ、１４５ａ〜１４５ｎの伝達特性を示す図である。
図中の特性に付した係数αの値は、乗算回路１１４２の係数αを示し、横軸Ωは周波数、縦軸｜Ｈ（Ω）｜は伝達特性を示す。
図５に示すように、係数αの値が大きい場合（１に近い場合）は通過帯域が広くなり、反対に係数αの値が小さい場合（０に近い場合）は通過帯域が狭くなる。
つまり、係数αの値が大きい場合はノイズ除去特性が良好であるものの伝達特性が大きく追従性が悪くなり、係数αの値が小さい場合はノイズ除去特性が悪くなるものの伝達特性が小さく追従性が良好になる。
【００９２】
ノイズフィルタ１４４ａ〜１４４ｎ、１４５ａ〜１４５ｎのこのような特性を利用して、例えば受信周波数（通信チャネル）の変更時、あるいは、直交周波数多重復調装置１の装置立ち上げ時等には係数αの値を大きくして入力信号に対する追従性を高め、順次係数αの値を次第に小さくすることにより、追従性とノイズ除去特性の両者を満足するトレードオフ点で動作させることができる。
この係数αの調節は、復調された基準信号、および、メモリ１４３に記憶された基準信号を適切な比で平均化することに相当し、さらに適切な基準信号を得ることを可能としている。
【００９３】
このような制御は、マイクロコンピュータを用いた制御により容易に実現可能である。
図６は、係数αを調節するアルゴリズムの例である。
図６において、ステップ０１（Ｓ０１）において、直交周波数多重復調装置１のマイクロプロセッサは、電源が投入（ＯＮ）されたか否かを判断する。
電源が投入された場合Ｓ０２の処理に進み、投入されなかった場合Ｓ０１の処理に留まる。
ステップ０２（Ｓ０２）において、マイクロプロセッサは、係数αを１に設定する。
ステップ０３（Ｓ０３）において、マイクロプロセッサは、再生された搬送波信号、再生されたクロック信号、および、ＤＦＴ時間窓信号の同期を監視する。
これらの各信号の同期が確立した場合Ｓ０４の処理に進み、確立しない場合Ｓ０３の処理に留まる。
ステップ０４（Ｓ０４）において、マイクロプロセッサは係数αを、例えばより小さい値０．５に設定する。
ステップ０５（Ｓ０５）において、マイクロプロセッサは所定の時間のタイマを起動する。
ステップ０６（Ｓ０６）において、マイクロプロセッサは、タイマの経過時間を判断し、所定の時間が経過した場合Ｓ０７の処理に進み、経過しない場合Ｓ０６の処理に留まる。
ステップ０７（Ｓ０７）において、マイクロプロセッサは、所定の時間経過後、より大きな効果を得るために係数αを、例えばより小さい値０．２５に変更する。
ステップ０８（Ｓ０８）において、マイクロプロセッサは上述の各信号の同期が維持されているか否かを判断する。
維持されている場合係数αを０．２５に固定し、維持されない場合Ｓ０２の処理に進む。
【００９４】
以下、直交周波数多重復調装置１の動作を説明する。
受信信号は受信アンテナ１０１で補足され、チュ−ナ１０２に入力される。
チュ−ナ１０２は、受信信号を周波数変換して中間周波数帯の信号として復調回路１１０の乗算回路１１１、１１２に入力する。
乗算回路１１１、１１２には、それぞれ局部発振器１１３の出力信号、および、局部発振器１１３の出力信号が９０゜移相回路１１４により９０°移相された信号が入力されており、これらの信号とチュ−ナ１０２の出力信号とを乗算し、チュ−ナ１０２から出力される中間周波数帯の信号を基底帯域信号に変換する。
これらの基底帯域信号は、ローパスフィルタ１１５、１１６により、それぞれ不要の高調波成分が除去され、Ａ／Ｄ変換回路１１７、１１８に入力される。
【００９５】
不要な高調波成分が除去された基底帯域信号は、それぞれＡ／Ｄ変換回路１１７、１１８によりディジタル形式の信号に変換され、さらにそれぞれシリアル／パラレル変換回路１１９、１２０により並列（パラレル）形式の信号に変換され、ＤＦＴ回路１２１に入力される。
ディジタル形式の信号に変換されたこれらの信号は、ＤＦＴ回路１２１においてクロック再生回路１２７から出力されるＤＦＴ時間窓に基づいて切り取られ、離散的フーリエ変換（ＤＦＴ）され、さらにパラレル／シリアル変換回路１２２、１２３によりシリアル形式の信号に変換され、バッファメモリ１２４、１２５に入力される。
【００９６】
シリアル形式の信号に変換されたこれらの信号は、バッファメモリ１２４、１２５により、変調時に付加されたガ−ドインタバルの除去等の処理を受け、ディジタル形式の信号Ｉ’および信号Ｑ’として補正回路１４０に入力される。
局部発振器１１３は、パラレル／シリアル変換回路１２２、１２３によるＤＦＴ処理後の信号に基づいて、搬送波再生回路１２６の、例えばコスタスル−プによる制御を受けて搬送波信号を再生する。
【００９７】
信号Ｉ’および信号Ｑ’は、それぞれレジスタ１４１、１４２に一時記憶されるとともに、信号Ｉ’および信号Ｑ’の内、それぞれの搬送波信号に対応する基準信号は、ノイズフィルタ部１４３で雑音が除去されてメモリ部１４６に記憶される。
マルチプレクサ１４９は、メモリ部１４６から各搬送波信号ごとの基準信号を順次選択して基準信号Ｉｒ および基準信号Ｑｒ として補正量計算回路１５１に入力する。
補正量計算回路１５１においては、基準信号をＩｒ、基準信号Ｑｒ、補正目標値メモリ１５０から入力される補正目標値Ｉｄ 、および、補正目標値Ｑｄ に基づいて次式に示す演算を行い、補正量ＩＣ および補正量ＱＣ を算出して補正演算回路１５２に入力する。
【００９８】
【数２５】
一方、レジスタ１４１、１４２に一時記憶された信号Ｉ’および信号Ｑ’は、上述の処理による遅延が補償され、補正演算回路１５２に順次入力される。
補正演算回路１５２においては、レジスタ１４１、１４２から出力される信号Ｉｉ および信号Ｑｉ について次式に示す補正演算が行われ、この補正演算結果が出力信号Ｉｏ および出力信号Ｑｏ として出力される。
【０１００】
【数２６】
以上述べたように、各搬送波信号ごとに、それぞれ対応する基準信号に基づいて補正量を計算し、この補正量を用いて補正演算を行うことにより各搬送波信号の基底帯域信号の有する情報を正確に復調可能である。
【０１０２】
なお、本実施例においては説明の都合上、メモリ部１４６をノイズフィルタ部１４３に後置したが、メモリ部１４６の各メモリ１４７ａ〜１４７ｎ、１４８ａ〜１４８ｎを、図４に示したレジスタ１４４４で代用することが可能である。
つまり、メモリ部１４６を用いずに、ノイズフィルタ１４４ａ〜１４４ｎ、１４５ａ〜１４５ｎそれぞれのレジスタ１４４４の出力信号をマルチプレクサ１４９により選択するように構成することが可能である。
また、ノイズフィルタ１４４ａ〜１４４ｎ、１４５ａ〜１４５ｎは、図４に示した巡回型のフィルタでなくともよく、例えば非巡回型のフィルタにこれらを置換可能である。
上述した実施例に示した他本発明のディジタル復調装置は、例えば変形例に示したように種々の構成をとることができる。
【０１０３】
以下第２の実施例として、上述した本発明の直交周波数復調装置１により受信される基準信号を有する直交周波数多重信号を生成する直交周波数多重変調装置３１を説明する。
図８は、本発明の直交周波数多重変調装置３１の構成を示す図である。
本発明の直交周波数多重変調装置３１は、直交多重周波数多重信号に所定の基準信号（Ｒｅｆ）を挿入して受信側に送出する装置である。
図８において、バッファ（Ｂｕｆ）３２１、３２２は、直交周波数多重変調装置３１に入力されるＩチャネル信号およびＱチャネル信号（Ｉ、Ｑ）をバッファリングして速度変換を行って多重化回路（ＭＵＸ）３２４に入力する。
ＲＯＭ３２３は、基準信号（Ｉｒ 、Ｑｒ ）を記憶しており、この基準信号をＩチャネル信号およびＱチャネル信号に同期して多重化回路３２４に入力する。
多重化回路３２４は、Ｉチャネル信号、Ｑチャネル信号、および、基準信号を所定の形式で多重化して、信号Ｉｏ および信号Ｑｏ としてシリアル／パラレル変換回路３０１、３０２に入力する。
【０１０４】
シリアル／パラレル変換回路３０１、３０２は、入力されるディジタル形式の信号Ｉｏ および信号Ｑｏ をシリアル／パラレル変換して離散的逆フ−リエ変換回路３０３に入力する。
離散的逆フ−リエ変換回路（ＩＤＦＴ）３０３は、シリアル／パラレル変換回路３０１、３０２から入力される信号Ｉｏ および信号Ｑｏ を周波数領域から時間領域に変換（ＩＤＦＴ）し、パラレル／シリアル変換回路３０４、３０５に入力する。
ＩＤＦＴの演算は次式で表される。
【０１０５】
【数２７】
この際、離散的逆フ−リエ変換回路３０３は、予め直交周波数多重復調装置２との間で取り決められた所定の周波数成分に相当する離散的逆フーリエ変換（ＩＤＦＴ）係数が０になるようにＩＤＦＴを行う。
【０１０７】
パラレル／シリアル変換回路（Ｐ／Ｓ）３０４、３０５は、離散的逆フ−リエ変換回路３０３の出力信号（係数）をパラレル形式の信号に変換し、バッファメモリ３０６、３０７に入力する。
バッファメモリ（ＢＭ）３０６、３０７は、パラレル／シリアル変換回路３０４、３０５から入力される信号にガードインターバルを付加する等の処理を行い、Ｄ／Ａ変換回路３０８、３０９に入力する。
Ｄ／Ａ変換回路３０８、３０９は、バッファメモリ３０６、３０７から入力されるディジタル形式の信号をアナログ形式の信号に変換してローパスフィルタ３１０、３１２に入力する。
乗算回路３１２、３１３は、それぞれ局部発振器３１４から入力される搬送波信号、および、この搬送波信号が９０°移相回路３１５で９０°移相された信号とロ−パスフィルタ３１０、３１１の出力信号を乗算し、加算回路３１６に入力する。
局部発振器３１４は、搬送波信号を生成して、乗算回路３１２および９０°移相回路３１５に入力する。
９０゜移相回路（Ｈ）３１５は、局部発振器３１６から入力される搬送波信号を９０°移相し、乗算回路３１３に入力する。
バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３１７は、加算回路３１６の出力信号を所定の帯域幅に制限してＲＦコンバ−タ３１８に入力する。
ＲＦコンバ−タ３１８は、バンドパスフィルタ３１７の出力信号を送信周波数に変換し、送信アンテナ３１９から送信信号として送出する。
【０１０８】
以下、直交周波数多重変調装置３１の動作を説明する。
Ｉチャネル信号およびＱチャネル信号は、バッファ３２１、３２２により速度変換され、多重化回路３２４において所定の形式で、ＲＯＭ３２３に記憶された基準信号Ｉｒ 、Ｑｒ が挿入され、信号Ｉｏ および信号Ｑｏ としてシリアル／パラレル変換回路３０１、３０２に入力される。
なお、Ｉチャネル信号およびＱチャネル信号には、後述の離散的フーリエ変換（ＤＦＴ）処理に必要な時間窓信号の生成および同期のために使用される同期信号が付加されている。
これらの回路の動作により、直交周波数多重変調装置３１は直交周波数多重信号に基準信号を挿入する。
【０１０９】
図９は、直交周波数多重信号への基準信号の挿入を説明する図である。
図９において、（Ａ）は直交周波数多重信号のシンボル期間を示し、（Ｂ）はＩチャネル信号およびＱチャネル信号を示し、（Ｃ）はＲＯＭ３２３から出力される基準信号Ｉｒ 、Ｑｒ を示し、（Ｄ）は多重化回路３２４の出力信号を示す。
図９（Ａ）、（Ｂ）に示す複数のシンボルからなるシンボル期間に、図９（Ｃ）に示す所定の値の基準信号Ｒｅｆを挿入する。
この基準信号は、図（Ｄ）に示すように、例えば８シンボル期間ごとに１シンボル期間分挿入される。
この基準信号Ｒｅｆの値、および、その挿入位置を受信側および送信側で予め取り決めておけば、この基準信号を利用して補正回路１４０による受信信号の補正を行うことが可能である。
【０１１０】
シリアル／パラレル変換回路３０１、３０２は、上述のように基準信号が挿入された信号Ｉｏ および信号Ｑｏ をシリアル／パラレル変換してこれらの並列デ−タを生成し、離散的逆フ−リエ変換回路３０３に入力する。
離散的逆フ−リエ変換回路３０３は、並列形式の信号Ｉｏ および信号Ｑｏ を離散的逆フ−リエ変換（ＩＤＦＴ）して時間領域の信号に変換する。
【０１１１】
離散的逆フ−リエ変換回路３０３において得られた２つの並列形式の時間領域の信号はそれぞれ、パラレル／シリアル変換回路３０４、３０５で時間的により直列の信号に変換され、さらにバッファメモリ３０６、３０７に上述のガ−ドインターバルが付加され、Ｄ／Ａ変換回路３０８、３０９に入力される。
ガードインターバルが付加されたこれらの信号は、Ｄ／Ａ変換回路３０８、３０９によりアナログ形式の信号に変換され、ロ−パスフィルタ３１０、３１１に入力される。
アナログ形式の信号に変換されたこれらの信号は、ロ−パスフィルタ３１０、３１１によりフィルタリングされて折り返し信号成分が除去され、乗算回路３１２、３１３に入力される。
【０１１２】
折り返し信号成分が除去されたこれらの信号は、乗算回路３１２、３１３により、それぞれ局部発振器３１４から出力される搬送波信号、および、この搬送波信号が９０°移相回路３１５により９０°移相された搬送波信号と乗算される。 乗算回路３１２、３１３により変調されたそれぞれの搬送波信号は加算回路３１６により加算され、合成される。
加算回路３１６により合成された信号は、バンドパスフィルタ３１７により所定の帯域幅に制限され、ＲＦコンバ−タ３１８に入力される。
バンドパスフィルタ３１７により帯域制限された信号は、ＲＦコンバ−タ３１８により所望の周波数に周波数変換され、送信アンテナ３１９より送信信号として出力される。
以上の処理により、直交周波数変調装置３１の送信信号に、図９に示したような形式で基準信号が挿入されて送出される。
【０１１３】
上述の直交周波数多重変調装置３１の各部分は、同等の機能を有する回路に置き換えることが可能である。
また、例えば直交周波数多重変調装置３１のＩＤＦＴ回路３０３からバッファメモリ３０６、３０７の各部分の機能を同等の機能を実現する計算機上のソフトウェアにより構成する等、本発明の直交周波数多重変調装置３１は種々の構成をとることができる。
【０１１４】
【発明の効果】
各搬送波信号に対する基準信号を分離した後、ノイズを除去して伝送路雑音の影響を排除した後にメモリに格納し、このメモリの出力と補正目標値から各搬送波信号に対する補正量を計算し、各搬送波信号に対してそれぞれ対応する補正量を用いて補正演算することにより、耐雑音性の良好な直交周波数多重信号の補正を行うことができる。
またこの補正により、マルチパス妨害等による影響を復調信号から有効に排除することが可能である。
また、基準信号のフィルタリングに巡回型フィルタを使用し、その乗算係数を変更することにより、追従性及び雑音除去特性の優れた直交周波数多重信号についての補正を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の直交周波数多重復調装置の構成を示す図である。
【図２】図１に示した復調回路の構成を示す図である。
【図３】図１に示した補正回路の構成を示す図である。
【図４】図１に示した各ノイズフィルタの構成を示す図である。
【図５】図１に示した各ノイズフィルタの伝達特性を示す図である。
【図６】係数αを調節するアルゴリズムの例である。
【図７】直交周波数多重方式の各搬送信号による情報伝達を説明する図である。
【図８】本発明の直交周波数多重変調装置の構成を示す図である。
【図９】直交周波数多重信号への基準信号の挿入を説明する図であって、（Ａ）は直交周波数多重信号のシンボル期間を示し、（Ｂ）はＩチャネル信号およびＱチャネル信号を示し、（Ｃ）はＲＯＭから出力される基準信号Ｉｒ 、Ｑｒ を示し、（Ｄ）は多重化回路の出力信号を示す。
【図１０】従来の直交周波数多重変調装置の構成を示す図である。
【図１１】従来の直交周波数多重復調装置の構成を示す図である。
【図１２】マルチパス妨害による各搬送波信号＃１〜＃ｎの受ける影響を例示する図であって、（Ａ）＃１、＃２はそれぞれ搬送波信号＃１、＃２の主信号、（Ｂ）＃１、＃２はそれぞれ搬送波信号＃１、＃２に対応するマルチパス成分、（Ｃ）＃１、＃２は、これらの合成信号を示す。
【図１３】ガ−ドインタバルＴｇ を付加した信号について図７および図１０に示した搬送波信号＃１を例にマルチパス妨害を受けた場合の搬送波信号の波形を示す図であって、（Ａ）はガ−ドインタバルＴｇ が付加された搬送波信号＃１の主信号を、（Ｂ）は搬送波信号＃１のマルチパス成分の波形を、（Ｃ）は受信信号（合成信号）の波形を示す。
【符号の説明】
１・・・直交周波数多重復調装置、１０１・・・受信アンテナ、１０２・・・チューナ、１１０・・・復調回路、１１１，１１２，１４４１・・・乗算回路、１１３・・・局部発振器、１１４・・・９０°移相回路、１１５，１１６・・・ローパスフィルター、１１７，１１８・・・アナログ／ディジタル変換回路、１１９，１２０・・・シリアル／パラレル変換回路、１２１・・・ＤＦＴ回路、１２２，１２３・・・パラレル／シリアル変換回路、１２４，１２５・・・バッファメモリ、１２６・・・搬送波信号再生回路、１４０・・・補正回路、１４１，１４２，１４４４・・・レジスタ、１４３・・・ノイズフィルタ部、１４４ａ〜１４４ｎ，１４５ａ〜１４５ｎ・・・ノイズフィルタ、１４４１・・・減算回路、１４４３・・・加算回路、１４６・・・メモリ部、１４７ａ〜１４７ｎ，１４８ａ〜１４８ｎ・・・メモリ、１４９・・・マルチプレクサ、１５０・・・補正目標値メモリ、１５１・・・補正量計算回路、１５２・・・補正演算回路、３１・・・直交周波数多重変調装置、３０１，３０２・・・シリアル／パラレル変換回路、３０３・・・ＩＤＦＴ回路、３０４，３０５・・・パラレル／シリアル変換回路、３０６，３０７・・・バッファメモリ、３０８，３０９・・・Ｄ／Ａ変換回路、３１０，３１１・・・ローパスフィルタ、３１２，３１３・・・乗算回路、３１４・・・搬送波信号発生回路、３１５・・・９０°移相回路、３１６・・・加算回路、３１７・・・バンドパスフィルタ、３１８・・・ＲＦコンバータ。３１９・・・送信アンテナ
Claims (11)
- それぞれ複数の基底帯域信号により相互に直交する複数の搬送波信号が変調され周波数多重化されると共に、前記複数の基底帯域信号に対応する基準信号が周波数多重化された直交変調信号を受信し、前記各搬送波信号に対応する前記複数の基底帯域信号および前記基準信号を復調する信号復調手段と、
該信号復調手段で復調した前記各搬送波信号ごとに、それぞれ対応する前記基底帯域信号から前記基準信号を分離し、該分離された基準信号とその目標値に基づいて前記搬送波信号ごとに補正量をそれぞれ算出する補正量算出手段と、
前記基底帯域信号に対応する前記算出された補正量に基づいて、前記各基底帯域信号についてそれぞれ補正演算を行う補正手段と
を備え、
前記補正量算出手段は、
少なくとも前記基底帯域信号から分離された各基準信号をフィルタリングして前記各基準信号に含まれる雑音を除去するフィルタリング手段と、
少なくとも前記フィルタリング手段により雑音が除去された前記基準信号を記憶する記憶手段と、
前記目標値が記憶されている目標値記憶手段と、
前記記憶手段に記憶されている前記雑音が除去された基準信号と前記目標値記憶手段に記憶されている前記目標値に基づいて前記基底帯域信号に対応する前記補正量を計算する補正量計算手段と
を有する、
ディジタル復調装置。 - 前記基準信号は、前記複数の基底帯域信号に対して間欠的に所定の位置および所定の値で位置している、
請求項１に記載のディジタル復調装置。 - 前記補正計算手段は、前記直交する第１および第２の搬送波信号について下記式に基づいて計算する、
請求項１または２に記載のディジタル復調装置。
ＩC ＝（Ｉｒ・Ｉd ＋Ｑｒ・Ｑd ）／（Ｉｒ2 ＋Ｑｒ2 ）
ＱC ＝（Ｉｒ・Ｑd ＋Ｑｒ・Ｉd ）／（Ｉｒ2 ＋Ｑｒ2 ）
ただし、ＩC は第１搬送波信号の補正量であり、
ＱC は第２搬送波信号の補正量であり、
Ｉｒは第１搬送波信号の基準信号であり、
Ｑｒは第２搬送波信号の基準信号であり、
Ｉｄは第１搬送波信号の補正目標値であり、
Ｑｄは第２搬送波信号の補正目標値である。 - 前記補正手段は、前記信号復調手段で復調した前記直交する第１および第２の搬送波信号について下記式に基づいて補正する、
請求項３に記載のディジタル復調装置。
Ｉ0 ＝（Ｉi ・Ｉc −Ｑi ・Ｑc ）
Ｑ0 ＝（Ｑi ・Ｉc −Ｉi ・Ｑc ）
ただし、Ｉ0 は補正された第１搬送波信号であり、
Ｑ0 は補正された第２搬送波信号であり、
Ｉｉは前記信号復調手段から出力された第１搬送波信号であり 、
Ｑｉは前記信号復調手段から出力された第２搬送波信号であり 、
ＩC は前記第１搬送波信号の補正量であり、
ＱC は第２搬送波信号の補正量であり、
Ｉｄは前記補正計算手段で計算した第１搬送波信号の補正量で あり、
Ｑｄは前記補正計算手段で計算した第２搬送波信号の補正量で ある。 - 前記信号復調手段は、
受信した前記直交変調信号と互いに直交する局部発振信号とを乗算して、前記受信した前記直交変調信号を基底帯域信号に周波数変換する乗算手段と、
該乗算手段で周波数変換した基底帯域信号を時間領域から周波数領域に変換することにより前記複数の基底帯域信号を復調する離散フーリエ変換手段と、
を備えている、
請求項１〜４いずれかに記載のディジタル復調装置。 - 前記フィルタリング手段は、得られた複数の基準信号を所定の割合で平均化してフィルタリング処理を行う、
請求項１〜４のいずれかに記載のディジタル復調装置。 - 前記フィルタリング手段は、遅延手段により時間差が生じた複数の基準信号を所定の割合で平均化してフィルタリング処理を行う、
請求項１〜４のいずれかに記載のディジタル復調装置。 - 前記所定の割合は、前記直交変調信号の受信状態に応じて変化する可変な値である、
請求項６または７に記載のディジタル復調装置。 - 前記フィルタリング手段は、巡回型フィルタにより構成されている、
請求項１、６、７のいずれかに記載のディジタル復調装置。 - 前記搬送波信号を再生する第１再生手段と、
クロック信号を再生し、かつ、前記離散フーリエ変換手段で用いる時間窓信号を生成する第２再生手段と、
同期状態監視および係数設定手段と
をさらに備え、
該同期状態監視手段は、当該ディジタル復調装置の初期起動時、前記第１再生手段で再生された搬送波信号、前記第２再生手段で再生された再生されたクロック信号および時間窓信号の同期状態を監視し、前記初期起動時は前記巡回型フィルタの通過帯域が一番広くなるように前記係数を設定し、前記起動後は前記同期状態の進行に伴って前記巡回型フィルタの通過帯域が狭くなるように設定する、 請求項９に記載のディジタル復調装置。 - 伝送路を介して接続されたディジタル復調装置とディジタル変調装置とを有するディジタル変復調装置であって、
前記ディジタル変調装置は、それぞれ複数の基底帯域信号により相互に直交する複数の搬送波信号を変調して周波数多重化すると共に、前記複数の基底帯域信号に対応する基準信号を周波数多重化して直交変調信号を生成し、前記伝送路に送出し、
前記ディジタル復調装置は、
前記ディジタル変調装置から送出された、それぞれ複数の基底帯域信号により相互に直交する複数の搬送波信号が変調され周波数多重化されると共に、前記複数の基底帯域信号に対応する基準信号が周波数多重化された直交変調信号を受信し、前記各搬送波信号に対応する前記複数の基底帯域信号および前記基準信号を復調する信号復調手段と、
該信号復調手段で復調した前記各搬送波信号ごとに、それぞれ対応する前記基底帯域信号から前記基準信号を分離し、該分離された基準信号とその目標値に基づいて前記搬送波信号ごとに補正量をそれぞれ算出する補正量算出手段と、
前記基底帯域信号に対応する前記算出された補正量に基づいて、前記各基底帯域信号についてそれぞれ補正演算を行う補正手段と
を備え、
前記補正量算出手段は、少なくとも前記基底帯域信号から分離された各基準信号をフィルタリングして前記各基準信号に含まれる雑音を除去するフィルタリング手段と、少なくとも前記フィルタリング手段により雑音が除去された前記基準信号を記憶する記憶手段と、前記目標値が記憶されている目標値記憶手段と、前記記憶手段に記憶されている前記雑音が除去された基準信号と前記目標値記憶手段に記憶されている前記目標値に基づいて前記基底帯域信号に対応する前記補正量を計算する補正量計算手段とを有する、
ディジタル変復調装置。
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