JP3852574B2 - 信号復調装置及び信号復調方法 - Google Patents

Description

【０００１】
【産業上の利用分野】
この発明は、無線通信システムの信号復調装置及び信号復調方法に関し、特にバースト状に送信された信号を復調処理するバースト信号復調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のディジタル無線通信システム用復調器のキャリア再生手段として、例えば文献「バースト信号復調装置」（特開平３−１６５１５２，発明者：吉田）に記載されているような、“０π”変調信号を用いた復調方式が提案されている。
【０００３】
従来のバースト信号復調装置の動作を図１１に従って説明する。図１１は、上記従来のバースト信号復調装置の構成図である。
まずバースト信号復調装置は、無線周波数帯のバースト信号をアンテナ１で受信する。当該受信信号は、図１２に示すバーストフォーマットで構成され、キャリア信号再生用のプリアンブルとして設けられた“０π”変調信号と、所定の方式で変調処理された有意データとからなる。
ここで“０π”変調信号とは、１シンボル毎に±π［ｒａｄ］の位相遷移を繰り返す信号であり、例えばＱＰＳＫ変調方式の場合では“１１００”パターンや、“１００１”パターン等が該当する。
【０００４】
周波数変換手段２は、周波数変換ローカル用発振器２１によって生成される所定周波数のローカル信号を用いて無線周波数帯の受信信号を準同期検波処理し、無線周波数帯からベースバンド帯に周波数変換する。
ここで一般に、ローカル信号の周波数と受信信号の中心周波数は完全には一致していないためキャリア周波数偏差が生じ、ベースバンド帯に変換された受信信号のキャリア位相が変動する。
【０００５】
キャリア周波数偏差Δｆ＝０［Ｈｚ］の場合には、上記“０π”変調信号は、図１３に示すように信号点Ａと信号点Ｂとを１シンボル周期で交互に遷移する。ただし、図１３においてキャリア位相θ（ｔ）=θ_０とする。
これに対し、前記の通りオーバサンプルデータ系列にキャリア周波数偏差が含まれている場合は、キャリア位相θ（ｔ）は、下記式１で表されるとおり時間ｔと共に変動する。
θ（ｔ）＝２π（Δｆ／Ｒｓ）（ｔ／Ｔ）＋θ_０ ・・・式１
但し、θ_０は初期のキャリア位相、Ｒｓはシンボルレート［ｂａｕｄ］、Ｔをシンボル周期［ｓｅｃ］である。
式１より、１シンボル周期Ｔ当りのキャリア位相θ（ｔ）の変化量は、２π（Δｆ／Ｒｓ）［ｒａｄ／ｓｙｍｂｏｌ］となる。
【０００６】
Ａ／Ｄ変換器３＿１、３＿２は、ベースバンド帯の受信信号の同相成分と直交成分とを、それぞれ別個に予め定められたサンプリング速度で標本化し、オーバサンプルデータ系列に変換する。当該Ａ／Ｄ変換器３＿１、３＿２のサンプリング速度はシンボルレートのN倍に設定される。
【０００７】
バースト検出手段７は、Ａ／Ｄ変換器３＿１、３＿２から出力されるオーバサンプルデータ系列を常時監視し、前記バーストフォーマットを有する受信信号の到来を検出すると、バースト検出タイミング信号を出力する。また、該バースト検出タイミングから予め定められた前記”０π”変調信号のシンボル時間長を計測し、該”０π”変調信号の受信完了タイミングを示す、プリアンプル受信完了タイミング信号を生成して出力する。
【０００８】
オーバサンプルデータ系列は、ナイキスト点データ抽出手段５のシンボルクロック再生手段５０に入力される。該シンボルクロック再生手段５０は、オーバサンプルデータ系列に基づいて受信信号中の“０π”変調信号の包絡線信号（エンベロープ）を検出し、当該包括線信号を、シンボル周波数成分を抽出するために生成された所定周波数の複素ローカル信号と乗算処理した後に、ローパスフィルタにより前記乗算結果から高周波成分を除去し両信号の相関値を算出する。さらに、当該相関値の逆正接を算出し、該相関値の示す位相角に基づいて再生シンボルクロック信号を生成する。
【０００９】
第１の遅延手段５１は、シンボルクロック再生手段５０による再生シンボルクロック信号の生成処理に要する所定時間だけ、前記オーバサンプルデータ系列に遅延を付加する。サンプラ５２は、前記再生シンボルクロック信号に基づいて、第１の遅延手段５１から出力された遅延付加後のオーバサンプルデータ系列からナイキスト点に最も近接するデータを抽出し、ナイキスト点データ系列として出力する。
ここで、第１の遅延手段５１は“０π”変調信号を含むバーストフォーマット全体を遅延させるため、サンプラ５２から出力されるナイキスト点データ系列にも“０π”変調信号に対応するナイキスト点データが含まれる。
【００１０】
次にキャリア再生手段１００は、サンプラ５２から出力された“０π”変調信号のナイキスト点データに基づいて、受信信号のキャリア周波数及び位相を所望の精度で推定し、これに基づいて再生キャリア信号を生成する。
【００１１】
以下で、当該キャリア再生手段１００の再生キャリア信号生成処理について構成図１４に従って説明する。
２分周器７２は、前記再生シンボルクロック信号を入力して２分周処理して、−１と＋１とを交互に繰返す逆変調用ローカル信号を生成する。逆変調手段７１は、“０π”変調信号を含むナイキスト点データ系列の同相成分（Ｉ_ｉ）及び直交成分（Ｑ_ｉ）各々に対し前記逆変調用ローカル信号を乗算して、ナイキスト点データ系列を逆変調処理する。
【００１２】
ここで、前述の図１３に示した通り、キャリア周波数偏差Δｆ＝０［Ｈｚ］の“０π”変調信号が逆変調手段７１に入力された場合、逆変調手段７１から出力される逆変調信号は、信号点Ａ若しくは信号点Ｂのいずれか一方が連続する信号となる。
しかし、前記受信信号にキャリア周波数偏差が付加されている場合には、逆変調手段７１から出力される逆変調信号は、信号点Ａ若しくは信号点Ｂのいずれか一点に留まることはなく、各ナイキスト点データ毎に原点を中心に回転していく。
【００１３】
次に周波数変換手段７３は、前記逆変調信号をフーリエ変換処理して周波数軸上のスペクトルを得る。実際にはフーリエ変換処理をハードウェアで実現することは困難であるため、予め定められた複数の特定周波数について離散フーリエ変換処理（以下ＤＦＴ）を行うことでスペクトルを得る方法が広く適用されている。
特定周波数をｆ_１〜ｆ_ｎの全ｎ個とした場合、周波数変換手段７３は、第１〜第ｎのＤＦＴ手段７３＿１〜７３＿ｎで構成される。
【００１４】
ＤＦＴ手段７３＿１において複素ローカル信号生成手段７６は、当該第１のＤＦＴ手段７３＿１に割当てられた特定周波数ｆ_１［Ｈｚ］の複素ローカル信号ｃｋ_１＝ｅｘｐ（ｊ２πｆ_１Ｔｉ）（但し、Ｔはシンボル周期［ｓｅｃ］、ｉ＝０、１、２．．．）を生成する。
【００１５】
複素ローカル信号生成手段７６の動作について構成図Ｘ１４に従って説明する。
まず、特定周波数ｆ_１［Ｈｚ］より、複素ローカル信号ｃｋ_１の１シンボル毎の回転位相角（即ち、瞬時角周波数）Ｆ_１は下記式２で与えられる。
Ｆ_１＝２π（ｆ_１／Ｒ_ｅ）［ｒａｄ／ｓｙｍｂｏｌ］ ・・・式２
ただし、Ｒ_ｅは受信信号のシンボルレート［ｂａｕｄ］である。
複素ローカル信号生成手段７６は、当該複素ローカル信号ｃｋ_１の１シンボル毎の回転位相角Ｆ_１を「初期角周波数データ」として予め記憶している。
【００１６】
加算器１１０は、初期角周波数データＦ_１と、後に詳細説明するキャリア補正データΔＣ_ｉを加算し、その結果を「合成角周波数データ」（＝Ｆ_１＋ΔＣ_ｉ）として出力する。
積分手段８５は、合成角周波数データを１シンボル周期Ｔに亘って積分処理し、その積分結果をモジュロ３６０［ｄｅｇ］で出力する。
なお、キャリア再生手段１００が、”０π”変調信号に基づいて再生キャリア信号の生成処理を行っている状態では、キャリア補正データΔＣ_ｉは後述の通りゼロ固定となるため、積分手段８５は初期角周波数データＦ_１のみを積分処理する。
【００１７】
次にＣＯＳ・ＳＩＮ変換手段８７は、前記合成角周波数データの積分結果に基づき正弦値及び余弦値を算出した後、当該正弦値及び余弦値に基づいて複素ローカル信号ｃｋ_１＝ｅｘｐ（ｊ２πｆ_１Ｔｉ）を生成する。
【００１８】
複素乗算手段７５は、前記逆変調手段７１から出力された逆変調信号と、前記複素ローカル信号ｃｋ_１とを複素乗算処理する。平均化手段７７は、複素乗算手段７５から出力された複素乗算結果を、プリアンブルである“０π”変調信号に相当するシンボル時間だけ平均化処理し特定周波数ｆ_１に関する相関値Γ_１として出力する。
【００１９】
以上、特定周波数ｆ_１が割当てられたＤＦＴ手段７３＿１による相関値Γ_１の算出処理について説明したが、他のＤＦＴ手段７３＿２〜７３＿ｎも、これと同様に各特定周波数ｆ_２〜ｆ_ｎに関する相関値Γ_２〜Γ_ｎをそれぞれ算出する。
【００２０】
最大相関値検出手段７８は、各相関値Γ_１〜Γ_ｎそれぞれについて、下記式３（若しくは式４）に基づき、各相関値Γ_１〜Γ_ｎの評価値Ｖ_１〜Ｖ_ｎを算出する。
Ｖ_ｌ＝｜Γ_ｌ｜^２ ・・・式３
Ｖ_ｌ＝｜Γ_ｌ｜ ・・・式４
但し、ｌ＝１，２，・・・，ｎである。
最大相関値検出手段７８は、各相関値の評価値Ｖ_１〜Ｖ_ｎから最大値ｍａｘ（Ｖ_ｋ）を検出し、該最大値ｍａｘ（Ｖ_ｋ）を特定する最大値検出情報ｋ（∈｛１，２，・・・，ｎ｝）と、対応する相関値Γ_ｋとを出力する。
【００２１】
ここで、最大値検出情報ｋに対応したＤＦＴ手段から出力される複素ローカル信号ｃｋ_ｋに対応する特定周波数ｆ_ｋが、上記受信信号に付加されたキャリア周波数偏差に最も近い周波数成分となる。そこでローカル信号選択手段７９は、ｎ個の複素ローカル信号ｃｋ_１〜ｃｋ_ｎから、最大値検出情報ｋに対応する複素ローカル信号ｃｋ_ｋを選択して出力する。
【００２２】
次に移相手段１０５は、前記選択された複素ローカル信号ｃｋ_ｋと相関値Γ_ｋとを複素乗算処理することにより複素ローカル信号ｃｋ_ｋを移相処理して、キャリア周波数偏差を除去し、再生同相キャリア成分及び再生直交キャリア成分からなる再生キャリア信号を生成する。
【００２３】
一方、前記ナイキスト点データ系列は、第２の遅延手段１１によって前記再生キャリア信号を生成に必要な所定時間の遅延が付加されて、周波数偏差・位相誤差補正手段１２に対して出力される。周波数偏差・位相誤差補正手段１２は、前記キャリア再生手段１００から出力された再生キャリア信号と、前記第２の遅延手段１１によって遅延が付加されたナイキスト点データ系列とを複素乗算処理することによりキャリア位相を補正し、ナイキスト点データ系列に含まれたキャリア周波数偏差を補償する。
【００２４】
このように、第２の遅延手段１１により再生キャリア信号生成に要する時間だけナイキスト点データ系列に遅延を付加しているため、周波数偏差・位相誤差補正手段１２の出力には、キャリア周波数偏差が補償された“０π”変調信号のナイキスト点データが含まれる。
【００２５】
バーストフォーマット内の“０π”変調信号に基づいて、再生キャリア信号が安定的に生成開始されると、当該キャリア再生手段１００は新たなナイキスト点データに基づく相関値の算出処理等は行わず、既に算出済の複素ローカル信号ｃｋ_ｋ及び相関値Γ_ｋに基づいて再生キャリア信号の生成を継続する。
なお以下では、キャリア再生手段１００が“０π”変調信号に基づき複素ローカル信号ｃｋ_ｋ及び相関値Γ_ｋを算出し、再生キャリア信号を生成するまでの動作状態を「初期キャリア状態」と呼び、一方、キャリア再生手段１００が既に算出済の複素ローカル信号ｃｋ_ｋ及び相関値Γ_ｋに基づいて再生キャリア信号の生成を継続している状態を「キャリアホールド状態」と呼ぶ。
【００２６】
キャリアホールド状態において、周波数偏差・移送誤差補正手段１２から出力されたナイキスト点データ系列は、再生キャリア信号に基づいてキャリア周波数偏差が補正されるが、実際には前記図１２に示すユーザデータ受信中に受信信号の周波数変動が生じ、キャリア周波数偏差が変動する場合がある。このような場合に”０π”変調信号に基づき生成された再生キャリア信号を固定的に用いてキャリア周波数偏差の補正を行うと、ユーザデータの復調処理が正常に行われずビット誤り特性が劣化する。
【００２７】
そこで、キャリア追従手段１３は、再生キャリア信号生成後ユーザデータ受信中（即ち、キャリアホールド状態）において、キャリア周波数偏差の変動を観測して、当該変動量を補正するよう再生キャリア信号の周波数を制御する。
なお、以下ではキャリア周波数偏差の変動により、前記キャリア再生手段１００及び周波数偏差・移送誤差補正手段１２によって除去されなかったキャリア周波数偏差若しくはキャリア位相誤差を、以下では「キャリア残留周波数偏差」と呼ぶ。
【００２８】
キャリア追従手段１３は、例えばコスタスループ等の２次ＰＬＬによって構成される。キャリアホールド状態において、キャリア追従手段１３は、周波数偏差・移送誤差補正手段１２から出力されたキャリア周波数偏差補正後のナイキスト点データ系列に基づいて、キャリア残留周波数偏差を検出し、当該キャリア残留周波数偏差を除去するために適切な位相補正量であるキャリア補正データΔＣ_ｉ（ｉ＝１，２，３．．．）を算出して、前記キャリア再生手段１００に出力する。
キャリア再生手段１００において、最大値検出情報ｋによって特定されたＤＦＴ手段７３＿ｋの複素ローカル信号生成手段７６は、前記キャリア補正データΔＣ_ｉに従い追従補正後の合成角周波数データ（Ｆ_ｋ＋ΔＣ_ｉ）に基づいて複素ローカル信号ｃｋ_ｋを生成する。
【００２９】
なお、キャリア再生手段１００が再生キャリア信号の生成を行う初期キャリア状態では、キャリア追従手段１３はキャリア残留周波数偏差の検出処理を行わず、上記キャリア補正データΔＣ_ｉはゼロ固定とされる。
【００３０】
データ判定手段１４は、前記周波数偏差・位相誤差補正手段１２から出力されたキャリア周波数偏差及びキャリア位相誤差補正後のナイキスト点データ系列を、所定の復調方式に基づいて判定処理し｛０，１｝の復調データ系列を出力する。例えば、ＱＰＳＫ変調方式の場合には各ナイキスト点データの正負で判定処理し、また１６ＱＡＭ変調方式の場合には、ナイキスト点データの同相成分及び直交成分をそれぞれ所定の３つのしきい値と比較判定処理する。
【００３１】
以上の通り従来のバースト信号復調装置では、初期キャリア状態においてキャリア再生手段１００が”０π”変調信号に基づいて再生キャリア信号の生成を行い、キャリアホールド状態においてキャリア追従手段１３がキャリア残留周波数偏差を検出して前記再生キャリア信号の周波数を補正することにより、受信信号のキャリア周波数変動を除去する。従って、ベースバンド帯の受信信号にキャリア周波数偏差が含まれている場合であっても、周波数偏差・位相誤差補正手段１２によってキャリア周波数偏差が補正されて、復調データ系列のビット誤り率特性が改善される。
【００３２】
【発明が解決しようとする課題】
前記従来のバースト信号復調装置では、キャリア再生手段１００のキャリア周波数偏差推定精度の制約により、初期キャリア状態からキャリアホールド状態への遷移時にキャリア残留周波数偏差が大きくなることが予想される場合には、キャリア追従手段１３の２次ＰＬＬの周波数帯域幅を予め広く設定し周波数検出特性を高める必要がある。しかし２次ＰＬＬの周波数帯域幅を広くすると、受信信号のＣＮ比が劣化した場合には、キャリアスリップが頻繁に発生し、復調データ系列のビット誤り率特性がかえって劣化してしまうといった課題があった。
【００３３】
これに対し、キャリア再生手段１００のキャリア周波数偏差推定精度を向上させることによりキャリア残留周波数偏差をできるだけ小さく抑圧する方法が考えられる。しかし、キャリア再生手段１００のキャリア周波数偏差推定精度を向上させるためには、周波数変換手段７３を構成するＤＦＴ手段の数ｎを増やす必要がある。
例えば、周波数変換処理後の受信信号に生じるキャリア周波数偏差の範囲が±Δｆ［Ｈｚ］、要求されるキャリア周波数偏差推定精度をｆ_STEP［Ｈｚ］とすると、必要となるＤＦＴ手段の数ｎの数は最低で２Δｆ／ｆ_STEPとなるが、キャリア周波数偏差推定精度の向上のためｆ_STEP［Ｈｚ］を小さくすると、ＤＦＴ手段の数ｎが増大し回路規模が大きくなるといった課題があった。
【００３４】
一方、例えば「M相PSKのための多重開ループ型AFC」（久保、村上、藤野、電子情報通信学会技術報告、SAT95-92、1996/02）に記載された遅延型検波型のキャリア再生手段によれば、複数のＤＦＴ手段を用いたキャリア再生手段と比較して回路規模が削減され、オーバーサンプリングによってキャリア周波数偏差の推定特性がサンプリングタイミングによる影響を受けないという利点を有するが、前記ＤＦＴ手段を用いたキャリア再生手段と比較して、キャリア周波数偏差の推定精度が劣るという課題があった。
【００３５】
この発明は上記のような問題点を解決するためになされたものであり、十分なキャリア周波数推定精度を実現しつつキャリア再生手段の回路規模を削減し、復調データ系列のビット誤り率特性の優れた信号復調装置及び信号復調方法を得ることを目的とする。
【００３６】
【課題を解決するための手段】
前記の課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係る信号復調装置にあっては、キャリア再生用の所定信号パターンを含む受信信号のオーバサンプリングデータ系列に基づいて、所定の方法により前記受信信号のキャリア周波数偏差を推定するキャリア周波数偏差検出手段と、前記オーバサンプリングデータ系列からナイキスト点近傍のデータのみを抽出してナイキスト点データ系列を生成するナイキスト点データ抽出手段と、ナイキスト点データ系列を逆変調して得られた前記キャリア再生用信号パターンの逆変調信号を、前記推定周波数キャリアを中心とする所定の観測周波数範囲内に配置された複数の特定周波数について離散フーリエ変換処理して各特定周波数における相関値を算出し、複数の相関値に基づいて再生キャリア信号を生成する再生キャリア信号生成手段と、前記再生キャリア信号に基づいて、前記ナイキスト点データ系列の周波数偏差を補正し、所定の復調方式でデータ判定を行って復調データ系列を得る復調データ生成手段とを備える。
【００３７】
次の発明にかかる信号復調装置にあっては、キャリア周波数偏差検出手段は、オーバサンプリングデータ系列に所定数のシンボル時間だけ遅延を付加して出力するサンプリングデータ遅延手段と、前記オーバサンプリングデータ系列に、遅延付加後のオーバサンプリングデータを複素乗算して遅延検波済データ系列を出力する複素乗算手段と、前記遅延検波済データ系列を所定時間に亘り平均化する平均化手段と、平均化処理後の遅延検波済データ系列の逆正接値を算出する逆正接手段と、前記逆正接値に基づき推定キャリア周波数偏差を算出するキャリア周波数偏差算出手段とを備える構成とされる。
【００３８】
次の発明にかかる信号復調装置にあっては、再生キャリア信号生成手段は、逆変調信号を記憶する記憶手段を有し、該記憶手段に記憶された逆変調信号を、複数の特定周波数を切替えながら所定回数繰り返して離散フーリエ変換処理を行って各特定周波数における相関値を算出し、複数の相関値に基づいて再生キャリア信号を生成する構成とされる。
【００３９】
次の発明にかかる信号復調装置にあっては、再生キャリア信号生成手段は、各離散フーリエ変換処理毎に、各特定周波数相互間の周波数間隔を狭めながら特定周波数を切替える構成とされる。
【００４０】
次の発明にかかる信号復調装置にあっては、再生キャリア信号生成手段は、各離散フーリエ変換処理毎に、複数の相関値のうち最大の相関値を選択する最大相関値検出手段をさらに備え、初回の離散フーリエ変換処理では、キャリア周波数偏差検出手段から出力された推定キャリア周波数偏差を中心とする所定の観測周波数範囲内に複数の特定周波数を配置し、２回目以降の離散フーリエ変換処理では、前記最大相関値検出手段の選択結果に基づいて特定された特定周波数を中心とする観測周波数範囲内に各特定周波数を配置する構成とされる。
【００４１】
次の発明にかかる信号復調装置にあっては、復調データ生成手段は、複数の復調方式を切替えてデータ判定することが可能な構成とされる。
【００４２】
次の発明にかかる信号復調装置にあっては、周波数偏差補正後のナイキスト点データ系列に含まれたキャリア再生用信号パターンに基づいて回線品質を検出し、所定の方法により当該回線品質に応じた変復調方式を選択して、該選択結果を送信側の変調装置に通知する回線品質検出手段をさらに備える構成とされる。
【００４３】
次の発明にかかる信号復調装置にあっては、復調データ系列のビット誤り率に基づいて回線品質を検出し、所定の方法により当該回線品質に応じた変復調方式を選択して、該選択結果を送信側の変調装置に通知する回線品質検出手段をさらに備える構成とされる。
【００４４】
次の発明にかかる信号復調方法にあっては、キャリア再生用の所定信号パターンを含む受信信号のオーバサンプリングデータ系列に基づいて、所定の方法により前記受信信号のキャリア周波数偏差を推定するキャリア周波数偏差検出工程と、前記オーバサンプリングデータ系列からナイキスト点近傍のデータのみを抽出してナイキスト点データ系列を生成するナイキスト点データ抽出工程と、ナイキスト点データ系列を逆変調して得られた前記キャリア再生用信号パターンの逆変調信号を、前記推定周波数キャリアを中心とする所定の観測周波数範囲内に配置された複数の特定周波数について離散フーリエ変換処理して各特定周波数における相関値を算出し、複数の相関値に基づいて再生キャリア信号を生成する再生キャリア信号生成工程と、前記再生キャリア信号に基づいて、前記ナイキスト点データ系列の周波数偏差を補正し、所定の復調方式でデータ判定を行って復調データ系列を得る復調データ生成工程とを備える。
【００４５】
次の発明にかかる信号復調方法にあっては、再生キャリア信号生成工程は、逆変調信号を記憶手段に記憶する記憶工程を有し、記憶手段に記憶された逆変調信号を、複数の特定周波数を切替えながら所定回数繰り返して離散フーリエ変換処理を行って各特定周波数における相関値を算出し、複数の相関値に基づいて再生キャリア信号を生成する。
【００４６】
次の発明にかかる信号復調方法にあっては、再生キャリア信号生成工程は、各離散フーリエ変換処理毎に、各特定周波数相互間の周波数間隔を狭めながら特定周波数を切替える。
【００４７】
次の発明にかかる信号復調方法にあっては、再生キャリア信号生成工程は、各離散フーリエ変換処理毎に、複数の相関値のうち最大の相関値を選択する最大相関値検出工程をさらに備え、初回の離散フーリエ変換処理では、キャリア周波数偏差検出工程で得られた推定キャリア周波数偏差を中心とする所定の観測周波数範囲内に複数の特定周波数を配置し、２回目以降の離散フーリエ変換処理では、前記最大相関値検出工程の選択結果に基づいて特定された特定周波数を中心とする観測周波数範囲内に各特定周波数を配置する。
【００４８】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
本実施の形態１のバースト信号復調装置は、遅延型検波型のキャリア周波数偏差検出手段とＤＦＴ手段を用いた再生キャリア信号生成手段とを備え、両手段を互いに補完するように動作させることにより、回路規模増大を抑制しつつ、周波数精度の高い再生キャリア信号を生成し、復調データ系列のビット誤り率特性を改善する。
【００４９】
図１は、本実施の形態１のバースト信号復調装置の構成図である。
図１において、１は無線信号を受信するアンテナ、２は周波数変換ローカル用発振器２１から出力される所定周波数のローカル信号に基づいて無線周波数帯の受信信号を準同期検波処理しベースバンド帯に周波数変換処理する周波数変換手段、３＿１及び３＿２はそれぞれベースバンド帯の受信信号を標本化してオーバサンプルデータ系列に変換するＡ／Ｄ変換器、５は受信信号のオーバサンプルデータ系列からナイキスト点近傍のデータのみを抽出しナイキスト点データ系列として出力するナイキスト点データ抽出手段、５０は受信信号中の“０π”変調信号に基づいて再生シンボルクロック信号を生成するシンボルクロック再生手段、５１は前記オーバサンプルデータ系列を所定時間遅延させる第一の遅延手段、５２は前記再生シンボルクロック信号に基づいて前記オーバサンプルデータ系列からナイキスト点に近接するデータを抽出するサンプラである。
【００５０】
また、６は前記オーバサンプルデータ系列から再生キャリア信号を生成するキャリア生成手段、６１は前記オーバサンプルデータ系列を遅延検波処理して推定キャリア周波数偏差を算出するキャリア周波数偏差検出手段、６２は上記ナイキスト点データ系列をＤＦＴ処理して再生キャリア信号を生成する再生キャリア信号生成手段、１１はナイキスト点データ系列に再生キャリア信号生成に要する所定時間の遅延を付加する第２の遅延手段、１２はキャリア生成手段６から出力された再生キャリア信号に基づいて遅延付加されたナイキスト点データ系列からキャリア周波数偏差やキャリア位相誤差を除去する周波数偏差・位相誤差補正手段、１３はナイキスト点データ系列のキャリア残留周波数偏差を検出しキャリア補正データΔＣ_ｉを生成するキャリア追従手段、１４はキャリア周波数偏差が補正されたナイキスト点データ系列を所定の復調方式に従い判定処理し復調データ系列を出力するデータ判定手段である。
【００５１】
次に、上記の通り構成される本実施の形態１のバースト信号復調装置の動作について説明する。
まずバースト信号復調装置は、所定の変調方式（例えばＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ等）で変調された、無線周波数帯のバースト信号をアンテナ１で受信する。当該受信信号は、前記図１２に示すバーストフォーマットで構成され、キャリア信号再生用のプリアンブルとして設けられた“０π”変調信号と、所定の方式で変調処理された有意データとからなる。
【００５２】
周波数変換手段２は、周波数変換ローカル用発振器２１によって生成される所定周波数のローカル信号を用いて無線周波数帯の受信信号を準同期検波処理し、無線周波数帯からベースバンド帯に周波数変換する。
ここで一般に、ローカル信号の周波数と受信信号の中心周波数は完全には一致していないためキャリア周波数偏差が生じ、ベースバンド帯に変換された受信信号のキャリア位相θ（ｔ）は、前述の式１で表されるとおり時間ｔと共に変動する。式１より、１シンボル周期Ｔ当りのキャリア位相θ（ｔ）の変化量は、２π（Δｆ／Ｒｓ）［ｒａｄ／ｓｙｍｂｏｌ］となる。
【００５３】
Ａ／Ｄ変換器３＿１及び３＿２は、ベースバンド帯の受信信号の同相成分と直交成分とを、それぞれ別個に予め定められたサンプリング速度で標本化しオーバサンプルデータ系列に変換する。当該Ａ／Ｄ変換器３＿１、３＿２のサンプリング速度はシンボルレートのN倍に設定される。
【００５４】
バースト検出手段７は、Ａ／Ｄ変換器３＿１、３＿２から出力されるオーバサンプルデータ系列を常時監視し、前記バーストフォーマットを有する受信信号の到来を検出すると、バースト検出タイミング信号を出力する。また、該バースト検出タイミングから予め定められた前記”０π”変調信号のシンボル時間長を計測し、該”０π”変調信号の受信完了タイミングを示す、プリアンプル受信完了タイミング信号を生成して出力する。
【００５５】
オーバサンプルデータ系列は、ナイキスト点データ抽出手段５のシンボルクロック再生手段５０に入力される。該シンボルクロック再生手段５０は、オーバサンプルデータ系列に基づいて受信信号中の“０π”変調信号の包絡線信号（エンベロープ）を検出し、当該包括線信号に、シンボル周波数成分を抽出するために生成された、所定周波数の複素ローカル信号を乗算した後に、ローパスフィルタにより前記乗算結果から高周波成分を除去し両信号の相関値を算出する。さらに、当該相関値の逆正接を算出し、該相関値の示す位相角に基づいて再生シンボルクロック信号を生成する。
【００５６】
第１の遅延手段５１は、シンボルクロック再生手段５０による再生シンボルクロック信号の生成処理に要する所定時間だけ、前記オーバサンプルデータ系列に遅延を付加する。サンプラ５２は、前記再生シンボルクロック信号に基づいて、第１の遅延手段５１から出力された遅延付加後のオーバサンプルデータ系列からナイキスト点に最も近接するデータを抽出し、ナイキスト点データ系列として出力する。
ここで、第１の遅延手段５１は“０π”変調信号を含むバーストフォーマット全体を遅延させるため、サンプラ５２０から出力されるナイキスト点データ系列にも“０π”変調信号に対応するナイキスト点データが含まれる。
【００５７】
次にキャリア再生手段６において、キャリア周波数偏差検出手段６１は前記Ａ／Ｄ変換器３＿１及び３＿２から出力されたオーバサンプルデータ系列を入力する。
図２は、キャリア周波数偏差検出手段の構成図である。図2において、６５はオーバサンプルデータ系列に所定シンボル時間の遅延を付加するシフトレジスタ、６６はオーバサンプルデータ系列と遅延付加後のデータとを複素乗算処理して遅延検波済データ系列を出力する複素乗算手段、６７は前記遅延検波済データ系列を平均化処理する平均化手段、６８は平均化処理後の遅延検波済データ系列の逆正接値を算出する逆正接手段、６９は前記逆正接値に基づいて受信信号の推定キャリア周波数偏差を算出するキャリア周波数偏差算出手段である。
【００５８】
まずオーバサンプルデータ系列はシフトレジスタ６５に入力される。前記Ａ／Ｄ変換器３＿１、３＿２のオーバーサンプル数がＮ［ｓａｍｐｌｅ／ｓｙｍｂｏｌ］、遅延検波シンボル数がLである場合、シフトレジスタ６５はＮ×Ｌ段の構成とされ、オーバサンプルデータ系列にＬシンボル時間分の遅延が付加される。複素乗算手段６６は、前記オーバサンプルデータ系列と、前記Ｌシンボル遅延付加後のオーバサンプルデータ系列とを複素乗算処理して複素共役値を算出し、これをＬシンボル遅延検波処理後の遅延検波済データ系列として出力する。当該遅延検波済データ系列は同相成分と直交成分とからなる複素信号であり、Ｎ［ｓａｍｐｌｅ／ｓｙｍｂｏｌ］の情報速度を有する。
【００５９】
平均化手段６８は、遅延検波済データ系列の同相成分及び直交成分を、それぞれ“０π”変調信号区間にわたって平均化処理することにより雑音成分を除去する。
【００６０】
図３は、オーバサンプリング数Ｎ＝２［ｓａｍｐｌｅ／ｓｙｍｂｏｌ］、遅延検波シンボル数Ｌ＝１、キャリア周波数偏差Δθ_ｃ＝−０．２［ｒａｄ／ｓｙｍｂｏｌ］の場合における“０π”変調信号の遅延検波済データ系列を示した波形図である。図3において、横軸はシンボル周期Ｔを単位とした時間を表し、各ナイキスト点データは時刻ｉ（＝０，１，２，３，．．．）［ｓｙｍｂｏｌ］に位置する。また、縦軸は“０π”変調信号の包絡線を「１」とした場合の正規化振幅を表す。
【００６１】
図３より、“０π”変調信号の遅延検波済データ系列は、シンボル周期Ｔで振幅の増減を繰返す周期信号であり、かつ同相成分と直交成分の示すベクトル角は、時刻（ｉ＋０．５）［ｓｙｍｂｏｌ］の場合を除き一定となる。従って、オーバーサンプリング数Ｎ≧２であれば、前記周波数変換手段２において生じたナイキスト点からのタイミング誤差とは無関係に、前記平均化手段６７から出力される信号は一定の値となる。
図３の例では、縦の実線で示されたタイミング誤差５π／８［ｒａｄ］を有する受信信号の遅延検波済データ系列（同相成分，直交成分）は、（−０．２５，０．１８）及び（−０．５６，０．４１）を交互に繰り返し、一方、縦の点線で示されたタイミング誤差π／４［ｒａｄ］を有する受信信号の遅延検波済データ系列は（−０．６９，０．５０）及び（−０．１２，０．０９）を交互に繰り返す。この場合、タイミング誤差が５π／８［ｒａｄ］又はπ／４［ｒａｄ］のいずれであっても、遅延検波済データ系列の各信号成分（同相成分，直交成分）のＬシンボル時間の平均値は（−０．４８）で一定となる。
【００６２】
次に逆正接手段６８は、平均化手段６７から出力される平均化処理後の遅延検波済データ系列の同相成分と直交成分とに基づいて逆正接値θ_Ｔを算出する。
【００６３】
ここで、上記逆正接値θ_Ｔ［ｒａｄ］、キャリア周波数偏差Δθ_ｃ［ｒａｄ／ｓｙｍｂｏｌ］、遅延検波シンボル数Ｌの間には、式５ａ及び式５ｂの関係が成立する。
Δθ_ｃ＝（θ_Ｔ−π）／Ｌ （Ｌ=１，３，５・・・） ・・・式５ａ
Δθ_ｃ＝θ_Ｔ／Ｌ （Ｌ=２，４，６・・・） ・・・式５ｂ
キャリア周波数偏差算出手段６９は、上記式５ａ、５ｂに基づいて前記逆正接値θ_Ｔから推定キャリア周波数偏差Δθ_ｃを算出する。
【００６４】
次にキャリア補正値合成手段１０は、キャリア周波数偏差検出手段６１から出力される推定キャリア周波数偏差Δθ_ｃと、後述するキャリア追従手段１３から出力されるキャリア補正データΔＣ_ｉとを加算し、キャリア補正値ΔＤ_ｉを算出する。
なお、“０π”変調信号受信時を受信しキャリア周波数偏差検出手段６１が推定キャリア周波数偏差Δθ_ｃを算出するまでの「初期キャリア状態」においては、後述する通り、キャリア追従手段１３は動作せずキャリア補正データΔＣ_ｉはゼロ固定であるため、キャリア補正値ΔＤ_ｉは推定キャリア周波数偏差Δθ_ｃと等しくなる。
【００６５】
キャリア再生手段６の動作タイミングを図４に従って説明する。図４に示すように、第１の遅延手段５１において、シンボルクロック再生手段５０による再生シンボルクロック信号の生成処理に要する時間（“０π”変調信号の受信時間長以下）だけ遅延付加されたオーバサンプルデータ系列は、サンプラ５２によって前記再生シンボルクロック信号に基づきナイキスト点データ系列に変換される。
【００６６】
バースト状の受信信号が入力され、前記バースト信号検出手段７からバースト検出タイミング信号が出力されると、ナイキスト点データ抽出手段５及びキャリア再生手段６は「初期キャリア状態」となり、シンボルクロック再生手段５０が再生シンボルクロック信号生成処理を開始し、キャリア周波数偏差検出手段６１は推定キャリア周波数偏差Δθ_ｃの算出処理を開始する。
また”０π”変調信号の受信が完了し、バースト信号検出手段７からプリアンプル受信完了タイミング信号が出力されると、シンボルクロック再生手段５０は再生シンボルクロック信号の出力を開始し、キャリア周波数偏差検出手段６１も推定キャリア周波数偏差Δθ_ｃを出力する。
【００６７】
ここで、受信信号に付加されたキャリア周波数の変動や伝送路上で付加される誤差信号の影響により、キャリア周波数偏差検出手段６１における推定キャリア周波数偏差Δθ_ｃの推定精度が劣化する場合がある。したがって、推定キャリア周波数偏差Δθ_ｃのみに基づいてキャリア周波数偏差の補正を行うと、キャリア残留周波数偏差が大きくなり復調データ系列のビット誤り特性が劣化する場合がある。
【００６８】
そこで再生キャリア信号生成手段６２は、キャリア周波数偏差検出手段６１における推定キャリア周波数偏差Δθ_ｃの周波数偏差推定誤差の範囲で、ＤＦＴ処理を適用して実際に受信信号に付加されたキャリア周波数偏差を再度高精度に推定し、周波数精度の高い再生キャリア信号を生成する。
なお以下では、再生キャリア信号生成手段６２によって推定された高精度なキャリア周波数偏差を「二次推定周波数偏差Δθ_ｄ」と呼び、再生キャリア信号生成手段６２によるＤＦＴ処理を適用した高精度な二次推定周波数偏差Δθ_ｄの推定処理を「二次推定処理」と呼ぶ。
【００６９】
再生キャリア信号生成手段６２は、前述の図１４と同様の構成とされ、サンプラ５２から出力された“０π”変調信号のナイキスト点データに基づいて二次推定処理を行って二次推定周波数偏差Δθ_ｄし、再生キャリア信号を生成処理を行う。
【００７０】
まず２分周器７２は、前記再生シンボルクロック信号を入力して２分周処理して、−１と＋１とを交互に繰返す逆変調用ローカル信号を生成する。逆変調手段７１は、“０π”変調信号を含むナイキスト点データ系列の同相成分（Ｉ_ｉ）及び直交成分（Ｑ_ｉ）各々に対して前記逆変調用ローカル信号を乗算し、ナイキスト点データ系列を逆変調処理する。
【００７１】
次に周波数変換手段７３は、全ｎ個のＤＦＴ手段７３＿１〜７３＿ｎを備え、各特定周波数ｆ_１〜ｆ_ｎについてＤＦＴ処理を行い周波数軸上のスペクトルを得る。
ここで、周波数変換手段７３のＤＦＴ手段の個数ｎ及び特定周波数ｆ_１〜ｆ_ｎは、前記キャリア周波数偏差検出手段６１の推定キャリア周波数偏差Δθ_ｃの推定精度に基づいて、予め決定される。
【００７２】
例えば、予備的な計算機シミュレーションや実験等により、キャリア周波数偏差検出手段６１の推定キャリア周波数偏差Δθ_ｃの推定精度が±Δｆ_ｅ［Ｈｚ］と算出されており、所望のビット誤り率特性を得るために必要とされる再生キャリア信号の周波数推定精度がｆ_STEP［Ｈｚ］である場合には、ＤＦＴ手段の個数ｎは（2Δｆ_ｅ／ｆ_STEP）となる。
一般に、キャリア周波数偏差検出手段６１による推定精度±Δｆ_ｅ［Ｈｚ］は、前記周波数変換手段２において付加されるキャリア周波数偏差の周波数範囲±Δｆ［Ｈｚ］よりも小さくなる（｜Δｆ｜≫｜Δｆ_ｅ｜）。したがって、推定キャリア周波数偏差Δθ_ｃの推定精度±Δｆ_ｅ［Ｈｚ］に基づいて決定されたＤＦＴ手段の個数ｎ（＝2Δｆ_ｅ／ｆ_STEP）は、キャリア周波数偏差の周波数範囲±Δｆ［Ｈｚ］全域についてＤＦＴ処理を行う場合（ｎ＝2Δｆ／ｆ_STEP）と比べてはるかに少ない個数で足りる。
具体的に、キャリア周波数偏差の周波数範囲±Δｆ＝±１５０ｋ［Ｈｚ］、推定キャリア周波数偏差Δθ_ｃの推定精度±Δｆ_ｅ＝±２５ｋ［Ｈｚ］、所望の再生キャリア信号の周波数推定精度ｆ_STEP＝５ｋ［Ｈｚ］である場合には、キャリア周波数偏差の周波数範囲±Δｆ［Ｈｚ］全域についてＤＦＴ処理を行う前記従来のキャリア再生手段１００ではｎ＝６０となるのに対し、本実施の形態１の再生キャリア信号生成手段６２ではｎ＝１０となる。
【００７３】
図６は各ＤＦＴ手段７３＿１〜７３＿ｎの複素ローカル信号生成手段７６の構成図である。図６において、７０は前記キャリア補正値合成手段１０から出力されたキャリア補正値ΔＤ_ｉに従い各特定周波数ｆ_１〜ｆ_ｎを周波数シフト処理し、複素ローカル信号ｃｋ_１〜ｃｋ_ｎの１シンボル毎の回転位相角である角周波数データＦ_１〜Ｆ_ｎを算出する周波数シフト手段、８５は各周波数データＦ_１〜Ｆ_ｎを所定時間積分処理する積分手段、８７は積分結果から正弦値及び余弦値を算出して、複素ローカル信号ｃｋ_１〜ｃｋ_ｎを生成するＣＯＳ・ＳＩＮ変換手段である。
【００７４】
各周波数シフト手段７０には、二次推定処理の中心周波数を０［Ｈｚ］とした場合の特定周波数の初期値ｆ_０１〜ｆ_０ｎが予めそれぞれに割当てられ保存されている。
【００７５】
前記キャリア補正値合成手段１０からキャリア補正値ΔＤ_ｉが出力されると、周波数シフト手段７０は、キャリア補正値ΔＤ_ｉに基づいて下記式６に従い特定周波数ｆ_ｍ（添え字ｍはＤＦＴ手段を特定する符号、ｍ＝１，２，・・・，ｎ）の周波数シフト量ΔＦ_ｃを算出する。
ΔＦ_ｃ＝ΔＤ_ｉ／２π×ｆ_ｓ ・・・式６
但し、ｆ_ｓはシンボル周波数である。
各周波数シフト手段７０は、それぞれに前記特定周波数の初期値ｆ_０ｍに周波数シフト量ΔＦ_ｃを加算し、実際にＤＦＴ処理を行う特定周波数ｆ_ｍを決定する。
【００７６】
図５は周波数シフト手段７０における特定周波数ｆ_１〜ｆ_ｎの配置例を示した説明図である。図５においてＤＦＴ手段の個数ｎは５である。
図５（ａ）は、各周波数シフト手段７０にキャリア補正値ΔＤ_ｉが入力される前の特定周波数の初期値ｆ_０１〜ｆ_０５の配置を示している。この時、推定範囲±Δｆ_ｅの中心に位置する周波数ｆ_０３は０［Ｈｚ］に配置される。
図5（ｂ）は、各周波数シフト手段７０にキャリア補正値ΔＤ_ｉが入力された後の特各特定周波数ｆ_１〜ｆ_５を示している。各特定周波数ｆ_１〜ｆ_５は、前述の式６に従い算出された周波数シフト量ΔＦ_ｃ［Ｈｚ］だけ周波数シフト処理され、推定範囲±Δｆ_ｅの中心に配置された特定周波数ｆ_３はｆ_０３＝０［Ｈｚ］からΔＦ_ｃ［Ｈｚ］にシフトする。
【００７７】
各周波数シフト手段７０は、前記の通り周波数シフト処理された特定周波数ｆ_ｍに基づいて、当該複素ローカル信号生成手段７６で生成される複素ローカル信号ｃｋ_ｍの１シンボル毎の回転位相角である角周波数データＦ_ｍを上述の式２に従い算出する。
【００７８】
各周波数シフト手段７０は、前記キャリア補正値合成手段１０に入力される推定キャリア周波数偏差Δθ_ｃ及びキャリア補正データΔＣ_ｉが変動し、キャリア補正値ΔＤ_ｉが更新される毎に、特定周波数ｆ_ｍの周波数シフト処理及び角周波数データＦ_ｍの算出処理をおこなって、当該複素ローカル信号生成手段７６で生成される複素ローカル信号ｃｋ_ｍの周波数を調整する。
【００７９】
次に積分手段８５は、角周波数データＦ_ｍを１シンボル周期Ｔに亘って積分処理し、その積分結果をモジュロ３６０［ｄｅｇ］で出力する。ＣＯＳ・ＳＩＮ変換手段８７は、角周波数データＦ_ｍの積分結果に基づき正弦値及び余弦値を算出した後、当該正弦値及び余弦値に基づいて複素ローカル信号ｃｋ_ｍ＝ｅｘｐ（ｊ２πｆ_ｍＴｉ）を生成する。
【００８０】
複素乗算手段７５は、前記逆変調手段７１から出力された逆変調信号と、前記複素ローカル信号ｃｋ_ｍとを複素乗算する。平均化手段７７は、複素乗算手段７５から出力された複素乗算結果を、プリアンブルである“０π”変調信号の長さに相当するシンボル時間だけ平均化処理し、前記逆変調信号の特定周波数ｆ_ｍに関する相関値Γ_ｍとして出力する。
【００８１】
最大相関値検出手段７８は、各相関値Γ_１〜Γ_ｎそれぞれについて、上述の式３（若しくは式４）に基づき、各相関値Γ_１〜Γ_ｎの評価値Ｖ_１〜Ｖ_ｎを算出し、各相関値の評価値Ｖ_１〜Ｖ_ｎから最大値ｍａｘ（Ｖ_ｋ）を検出して、該最大値ｍａｘ（Ｖ_ｋ）を特定する最大値検出情報ｋ（∈｛１，２，・・・、ｎ｝）と、対応する相関値Γ_ｋとを出力する。
ここで、最大値検出情報ｋに対応したＤＦＴ手段から出力される複素ローカル信号ｃｋ_ｋに対応する特定周波数ｆ_ｋが、上記受信信号に実際に付加されたキャリア周波数偏差に最も近接する二次推定周波数偏差Δθ_ｄに対応する周波数成分となる。
【００８２】
ローカル信号選択手段７９は、ｎ個の複素ローカル信号ｃｋ_１〜ｃｋ_ｎから、最大値検出情報ｋに対応する複素ローカル信号ｃｋ_ｋを選択して出力する。
【００８３】
次に移相手段１０５は、前記選択された複素ローカル信号ｃｋ_ｋと相関値Γ_ｋとを複素乗算処理することにより複素ローカル信号ｃｋ_ｋを移相処理して、キャリア周波数偏差を除去し、再生同相キャリア成分及び再生直交キャリア成分からなる再生キャリア信号を生成する。
【００８４】
一方、サンプラ５２から出力されたナイキスト点データ系列は第２の遅延手段１１によって予め定められた所定時間だけ遅延を付加される。
前述の図４では、第２の遅延手段１１において、ナイキスト点データ系列に“０π”変調信号の受信時間の１／２の長さの遅延が付加された場合について示している。キャリア再生手段６はナイキスト点データ系列に含まれた“０π”変調信号に基づいて再生キャリア信号の生成を行うため、図中のＡ時点より再生キャリア信号が出力される。
【００８５】
周波数偏差・位相誤差補正手段１２は、再生キャリア信号と、前記第２の遅延手段１１によって遅延が付加されたナイキスト点データ系列とを複素乗算処理することによりキャリア位相を補正し、ナイキスト点データ系列に含まれたキャリア周波数偏差を補償する。
ここでナイキスト点データ系列には、“０π”変調信号の受信時間の１／２の長さの遅延が付加されているため、Ａ時点以降に周波数偏差・位相誤差補正手段１２に入力される“０π”変調信号区間の１／２以降とユーザデータ領域がキャリア周波数偏差及び位相誤差の補正処理の対象とされる。
【００８６】
キャリアホールド状態において、周波数偏差・移送誤差補正手段１２から出力されたナイキスト点データ系列は、再生キャリア信号に基づいてキャリア周波数偏差の補正処理が行われるが、実際にはユーザデータ受信中にも受信信号の周波数変動が生じ、キャリア周波数偏差が変動するため、キャリア周波数偏差補正処理後のナイキスト点データ系列にキャリア残留周波数偏差が含まれる場合がある。そこで、キャリア追従手段１３は、キャリアホールド状態においてキャリア残留周波数偏差を検出し、該キャリア残留周波数偏差を除去するために再生キャリア信号の周波数を調整する。
【００８７】
キャリア追従手段１３は、前記従来のバースト信号復調装置と同様に、例えばコスタスループ等の２次ＰＬＬによって構成される。キャリア追従手段１３は、キャリアホールド状態において、周波数偏差・移送誤差補正手段１２から出力されたキャリア周波数偏差補正後のナイキスト点データ系列に基づいてキャリア残留周波数偏差を検出し、当該キャリア残留周波数偏差を除去するために適切な位相補正量であるキャリア補正データΔＣ_ｉ（ｉ＝１，２，３．．．）を算出して、前記キャリア補正値合成手段１０に出力する。
【００８８】
キャリア補正値合成手段１０は、キャリア補正データΔＣ_ｉと前記キャリア周波数偏差検出手段６１から出力される推定キャリア周波数偏差Δθ_ｃとを加算し、キャリア補正値ΔＤ_ｉを更新する。キャリア位相検出手段最大値検出情報ｋによって特定されたＤＦＴ手段７３＿ｋの複素ローカル信号生成手段７６は、キャリア補正値ΔＤ_ｉに従い複素ローカル信号ｃｋ_ｋの特定周波数ｆ_ｋを調整して、再生キャリア信号のキャリア残留周波数偏差を補正する。
【００８９】
なお、キャリア再生手段６が基づいて再生キャリア信号の生成を行う初期キャリア状態では、キャリア追従手段１３はキャリア残留周波数偏差の検出処理を行わず、上記キャリア補正データΔＣ_ｉはゼロ固定とされる。
【００９０】
次にデータ判定手段１４は、前記周波数偏差・位相誤差補正手段１２から出力されたキャリア周波数偏差補正処理後のナイキスト点データ系列を、所定の復調方式に基づいて判定処理し、｛０，１｝の復調データ系列を出力する。
【００９１】
以上の通り、本実施の形態１のバースト信号復調装置は、遅延検波型のキャリア周波数偏差検出手段６１と複数のＤＦＴ手段を有する再生キャリア信号生成手段６２とを備える構成とされ、再生キャリア信号生成手段６２は、キャリア周波数偏差検出手段６１から出力された周波数シフト量ΔＦ_ｃを中心とする推定キャリア周波数偏差Δθ_ｃの周波数推定精度±Δｆ_ｅの範囲内に配置された複数の特定周波数ｆ_１〜ｆ_ｎについてＤＦＴ処理を行い、キャリア周波数偏差を高精度に二次推定して再生キャリア信号を生成する。従って、従来のバースト信号復調装置におけるキャリア再生手段と比較して、キャリア周波数偏差の推定に要するＤＦＴ手段の個数ｎを大幅に削減することができ、小さな回路規模で周波数精度の高い再生キャリア信号を生成することができる。
【００９２】
また、キャリア周波数偏差検出手段６１は、”０π”変調信号のオーバサンプリングデータに基づいて推定キャリア周波数偏差Δθ_ｃを算出するため、ナイキスト点データ抽出手段５によるナイキスト点データ系列の抽出処理とキャリア周波数偏差検出手段６１による推定キャリア周波数偏差Δθ_ｃの演算処理とを並行処理することが可能であり、第２の遅延手段は前記従来のバースト信号復調装置と同様に、キャリア再生手段６が再生キャリア信号の生成に要する時間だけナイキスト点データ系列を遅延させればよく、キャリア周波数偏差検出手段６１を追加したことによる遅延時間の増加は生じない。
【００９３】
実施の形態２．
実施の形態１において、再生キャリア信号生成手段は、キャリア周波数偏差検出手段によって演算された推定キャリア周波数偏差Δθ_ｃに基づいて決定された周波数シフト量ΔＦ_ｃを中心として、推定キャリア周波数偏差Δθ_ｃの推定精度±Δｆ_ｅの範囲内に配置された複数の特定周波数ｆ_１〜ｆ_ｎについてＤＦＴ処理を行い、キャリア周波数偏差を高精度に二次推定して再生キャリア信号を生成したが、本実施の形態２の再生キャリア信号生成手段は予め定められた個数のＤＦＴ手段を備え、各特定周波数を切替えながら“０π”変調信号のナイキスト点データを複数回繰返してＤＦＴ処理し、キャリア周波数偏差を高精度に二次推定して再生キャリア信号を生成する。
【００９４】
なお、本実施の形態２のバースト信号復調装置は、前記実施の形態１とは再生キャリア信号生成手段の構成及び動作が異なるものでありその他の構成は同様であるため、以下では再生キャリア信号生成手段の動作について説明し、同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。
【００９５】
図７は、本実施の形態２の再生キャリア信号生成手段６２の構成図である。図７において、７４は逆変調手段７１から出力された逆変調信号を記憶するＲＡＭ、８０は複数回のＤＦＴ処理の結果に基づき再生キャリア信号の周波数補正データを算出する逆正接手段、８１は各ＤＦＴ処理における特定周波数を決定する周波数設定手段である。
実施の形態１において再生キャリア信号生成手段６２のＤＦＴ手段の個数ｎは、推定キャリア周波数偏差Δθ_ｃの推定精度±Δｆ_ｅ、及び所望の再生キャリア信号の周波数推定精度ｆ_STEPに基づいて予め決定されたが、本実施の形態２の再生キャリア信号生成手段６２では、回路規模の制約等に基づいて予め定められたｎ’個のＤＦＴ手段を備えるものとし、該個数ｎ’は推定キャリア周波数偏差Δθ_ｃの推定精度±Δｆ_ｅ等とは直接関係なく決定される。
【００９６】
上記の通り構成される、本実施の形態２の再生キャリア信号生成手段６２の動作について説明する。
キャリア周波数偏差検出手段６１により”０π”変調信号のオーバサンプリングデータに基づいて推定キャリア周波数偏差Δθ_ｃが算出され、キャリア補正値合成手段１０からキャリア補正値ΔＤ_ｉが出力されると、再生キャリア信号生成手段６２は１回目のＤＦＴ処理を開始する。
【００９７】
第ｍのＤＦＴ手段の複素ローカル信号生成手段７６において、周波数シフト手段７０は、キャリア補正値ΔＤ_ｉに基づいて前記式６に従い周波数シフト量ΔＦ_ｃを算出し、当該ＤＦＴ手段に割当てられた第１回目の特定周波数ｆ（１，ｍ）（但し、カッコ内の第一パラメータ”１”はＤＦＴ処理の回数、第２パラメータ”ｍ”はＤＦＴ手段を特定する変数を表す）下記式７に従って算出する。
ｆ（１，ｍ）＝ΔＦ_ｃ＋（ｍ−０．５ｎ’＋０．５）・ｆ_Ｓ＿１ ・・・式７
但し、ｍ＝１，２，・・・，ｎ’であり、ｆ_Ｓ＿１は第１回目のＤＦＴ処理における特定周波数の周波数間隔を表わす。第１回目の周波数間隔ｆ_Ｓ＿１は、前記キャリア周波数偏差検出手段６１における推定キャリア周波数偏差Δθ_ｃの推定精度±Δｆ_ｅ［Ｈｚ］と、ＤＦＴ手段の個数ｎ’に基づいて予め決定され、一般に所望の再生キャリア信号の周波数推定精度ｆ_STEPより大きくなる。
【００９８】
また各周波数シフト手段７０は、特定周波数ｆ（１，ｍ）に基づいて、当該複素ローカル信号生成手段７６で生成される複素ローカル信号ｃｋ_ｍの１シンボル毎の回転位相角である角周波数データＦ_ｍを上述の式２に従い算出する。
【００９９】
次に積分手段８５は、角周波数データＦ_ｍを１シンボル周期Ｔに亘って積分処理し、その積分結果をモジュロ３６０［ｄｅｇ］で出力する。加算器８６は、角周波数データＦ_ｍの積分結果と後述する周波数補正データＰθ（第１回目のＤＦＴ処理ではＰθ＝０）とを加算し、ＣＯＳ・ＳＩＮ変換手段８７は、加算器８６の出力信号の正弦値及び余弦値を算出した後、当該正弦値及び余弦値に基づいて周波数ｆ（１，ｍ）の複素ローカル信号ｃｋ_ｍを生成する。
【０１００】
逆変調手段７１は、“０π”変調信号を含むナイキスト点データ系列の同相成分（Ｉ_ｉ）及び直交成分（Ｑ_ｉ）各々に対して前記逆変調用ローカル信号を乗算して、ナイキスト点データ系列を逆変調処理する。
ＲＡＭ７４は、前記バースト検出手段７から出力されたバースト検出タイミング信号に従い、逆変調手段７１から出力された逆変調信号を記憶する。
【０１０１】
各ＤＦＴ手段７３＿ｍの複素乗算手段７５は、逆変調手段７１から出力された逆変調信号と前記複素ローカル信号ｃｋ_ｍとを複素乗算処理する。平均化手段７７は、複素乗算手段７５から出力された複素乗算結果を、“０π”変調信号の時間長に亘って平均化処理し、前記逆変調信号の特定周波数ｆ（１，ｍ）に関する相関値Γ（１，ｍ）として出力する。
【０１０２】
次に最大相関値検出手段７８は、各相関値Γ（１，１）〜Γ（１，ｎ’）それぞれについて、上述の式３（若しくは式４）に基づき、評価値Ｖ_１〜Ｖ_ｎ’を算出し、各相関値の評価値Ｖ_１〜Ｖ_ｎ’から最大値ｍａｘ（Ｖ_ｋ）を検出して、該最大値ｍａｘ（Ｖ_ｋ）を特定する最大値検出情報ｋ_１（∈｛１，２，・・・、ｎ’｝、添え字はＤＦＴ処理の回数を表わす）と、対応する相関値Γ（１，ｋ_１）とを出力する。
【０１０３】
以上の通り第１回目のＤＦＴ処理が完了すると、周波数設定手段８１は、最大値検出情報ｋ_１に基づいて、下記式８に従い第２回目のＤＦＴ処理の特定周波数ｆ（２，ｍ）を算出する。
ｆ（２，ｍ）
＝ｆ（１，ｋ_１）＋（ｍ−０．５ｎ’＋０．５）・ｆ_Ｓ＿２ ・・・式８
但し、ｆ_Ｓ＿２は第２回目のＤＦＴ処理における特定周波数の周波数間隔である。周波数間隔ｆ_Ｓ＿２は、第1回目の周波数間隔ｆ_Ｓ＿１よりも小さな値が予め定められているものとする。
【０１０４】
各ＤＦＴ手段７３＿ｍの複素ローカル信号生成手段７６は、前記特定周波数ｆ（２，ｍ）の複素ローカル信号ｃｋ_ｍを生成する。複素乗算手段７５は、前記ＲＡＭ７４に記憶された逆変調信号と前記複素ローカル信号ｃｋ_ｍとを複素乗算処理する。平均化手段７７は、複素乗算手段７５から出力された複素乗算結果を、“０π”変調信号の時間長に亘って平均化処理し、前記逆変調信号の特定周波数ｆ（２，ｍ）に関する相関値Γ（２，ｍ）を出力する。
次に最大相関値検出手段７８は、各相関値Γ（２，１）〜Γ（２，ｎ’）それぞれについて評価値Ｖ_１〜Ｖ_ｎ’を算出し最大値ｍａｘ（Ｖ_ｋ）を検出して、第２回目のＤＦＴ処理に関する最大値検出情報ｋ_２と、対応する相関値Γ（２，ｋ_２）とを出力する。
【０１０５】
以降同様に、各ＤＦＴ手段７３＿ｍは、ＲＡＭ７４に記憶された逆変調信号に基づいて、予め定められた総回数ＹだけＤＦＴ処理を繰り返す。第ｙ回目のＤＦＴ処理における特定周波数ｆ（ｙ，ｍ）は、下記式９で与えられる。
ｆ（ｙ，ｍ）
＝ｆ（ｙ−１，ｋ_ｙ−１）＋（ｍ−０．５ｎ’＋０．５）・ｆ_Ｓ＿ｙ・・・式９
但し、ｙ＝２，３，・・・，Ｙ、またｆ_Ｓ＿ｙは第ｙ回目の各ＤＦＴ処理における特定周波数の周波数間隔であり、ｆ_Ｓ＿ｙ＜ｆ_{Ｓ＿（ｙ−１）}且つｆ_{Ｓ＿ Y}≦ｆ_STEPである。
即ち、全Ｙ回のＤＦＴ処理の結果、特定周波数の周波数間隔ｆ_Ｓ＿Ｙが所望のキャリア周波数偏差推定精度ｆ_STEP［Ｈｚ］以下となるように、ＤＦＴ処理の総回数Ｎ、及び各ＤＦＴ処理に特定周波数の周波数間隔ｆ_Ｓ＿ｙが予め定められるものとする。
【０１０６】
例えば、推定キャリア周波数偏差Δθ_ｃの推定精度±Δｆ_ｅ＝±５０ｋ［Ｈｚ］所望のキャリア周波数偏差推定精度ｆ_STEP＝５ｋ［Ｈｚ］、ＤＦＴ手段の個数ｎ’＝５、ＤＦＴ処理の繰り返し総回数Ｙ＝４とした場合、各ＤＦＴ処理の特定周波数の周波数間隔ｆ_Ｓ＿ｙを下記式１０ａ〜ｄのように予め選択しておくことで上記の条件を満足する。
ｆ_Ｓ＿１＝２５ｋ［Ｈｚ］ ・・・式１０ａ
ｆ_Ｓ＿２＝１５ｋ［Ｈｚ］ ・・・式１０ｂ
ｆ_Ｓ＿３＝１０ｋ［Ｈｚ］ ・・・式１０ｃ
ｆ_Ｓ＿４＝５ｋ［Ｈｚ］（＝ｆ_STEP） ・・・式１０ｄ
なお、各ＤＦＴ処理の特定周波数の周波数間隔ｆ_Ｓ＿ｙは上記の組合わせに限定されるものではなく、上記周波数間隔ｆ_Ｓ＿ｙに関する条件を満足するものであれば他の組合わせであっても良い。
【０１０７】
図９は、ＤＦＴ手段の個数ｎ’＝５、ＤＦＴ処理の繰り返し総回数Ｙ＝４とした場合の、各特定周波数ｆ（ｙ，ｍ）の配置を示した説明図である。図９において横軸は周波数を表し、縦軸は各特定周波数における評価値Ｖ_ｍの大きさをを表す。
【０１０８】
まず第１回目のＤＦＴ処理において、特定周波数ｆ（１，ｍ）は前述の式７に従って算出され、中心に配置される特定周波数ｆ（１，３）は周波数シフト量ΔＦ_ｃ（＝推定キャリア周波数偏差Δθｃ）と一致する。
【０１０９】
第１回目のＤＦＴ処理の結果、各特定周波数の相関値の評価値Ｖ_ｍの内、実際に受信信号に付加されたキャリア周波数偏差にもっとも近接する特定周波数ｆ（１，４）の相関値の評価値Ｖ_４が最大となる。最大相関値検出部７８は、最大値検出情報ｋ_１＝４と対応する相関値Γ（１，４）を出力する。
【０１１０】
次に周波数設定手段８１は、最大値検出情報ｋ_１＝４に対応する特定周波数ｆ（１，４）に基づいて前記式８に従い、第２回目のＤＦＴ処理の特定周波数ｆ（２，ｍ）を算出し、各ＤＦＴ手段７３＿１〜７３＿ｎ’の複素ローカル信号生成手段７６に対して出力する。ここで中心に配置される特定周波数ｆ（２，３）は最大値検出情報ｋ_１＝４に対応する特定周波数ｆ（１，４）と一致する。
【０１１１】
第２回目のＤＦＴ処理の結果、受信信号に付加されたキャリア周波数偏差にもっとも近接する特定周波数ｆ（２，２）の相関値の評価値Ｖ_２が最大となる。最大相関値検出部７８は、最大値検出情報ｋ_２＝２と対応する相関値Γ（２，２）を出力する。
【０１１２】
周波数設定手段８１は、最大値検出情報ｋ_２＝２に対応する特定周波数ｆ（２，２）に基づいて前記式９に従い、第３回目のＤＦＴ処理の特定周波数ｆ（３，ｍ）を算出し、各ＤＦＴ手段７３＿１〜７３＿ｎ’の複素ローカル信号生成手段７６に対して出力する。ここで中心に配置される特定周波数ｆ（３，３）は最大値検出情報ｋ_２＝２に対応する特定周波数ｆ（２，２）と一致する。
第３回目のＤＦＴ処理の結果、受信信号に付加されたキャリア周波数偏差にもっとも近接する特定周波数ｆ（３，４）の相関値の評価値Ｖ_４が最大となる。最大相関値検出部７８は、最大値検出情報ｋ_３＝４と対応する相関値Γ（３，４）を出力する。
【０１１３】
周波数設定手段８１は、最大値検出情報ｋ_３＝４に対応する特定周波数ｆ（３，４）に基づいて前記式９に従い、第４回目のＤＦＴ処理の特定周波数ｆ（４，ｍ）を算出し、各ＤＦＴ手段７３＿１〜７３＿ｎ’の複素ローカル信号生成手段７６に対して出力する。ここで中心に配置される特定周波数ｆ（４，３）は最大値検出情報ｋ_３＝４に対応する特定周波数ｆ（３，４）と一致する。
第４回目のＤＦＴ処理の結果、受信信号に付加されたキャリア周波数偏差にもっとも近接する特定周波数ｆ（４，３）の相関値の評価値Ｖ_３が最大となる。最大相関値検出部７８は、最大値検出情報ｋ_４＝３と対応する相関値Γ（４，３）を出力する。
【０１１４】
以上４回（Ｙ＝４）のＤＦＴ処理で、特定周波数の周波数間隔ｆ_Ｓ＿４が所望の所望のキャリア周波数偏差推定精度ｆ_STEP以下となる。従って、初期キャリア再生手段６２はｆ（４，３）を二次推定周波数偏差Δθ_ｄとして特定する。
【０１１５】
以上の通り全Ｙ回のＤＦＴ処理が完了すると、逆正接手段８０は、最大相関値検出手段７８から出力された最大値検出情報ｋ_Ｙに対応する相関値Γ（Ｙ，ｋ_Ｙ）のベクトル角を算出して周波数補正データＰθとして出力する。
【０１１６】
各複素ローカル信号生成手段７６において、加算器８６は前記積分手段８５から出力された角周波数データＦ_ｍの積分結果に周波数補正データＰθを加算する。ＣＯＳ・ＳＩＮ変換手段８７は、加算器８６の出力信号の正弦値及び余弦値を算出した後、当該正弦値及び余弦値に基づいて周波数ｆ（Ｙ，ｍ）の複素ローカル信号ｃｋ_ｍを生成する。
ここで各複素ローカル信号ｃｋ_ｍは、キャリア補正データPθに従って位相シフト処理され位相偏差が除去される。
【０１１７】
ローカル信号選択手段７９は、位相シフト処理されたｎ’個の複素ローカル信号ｃｋ_ｍの内、最大相関値検出手段７８から出力されたＹ回目の最大値検出情報ｋ_Ｙに基づいて、特定周波数ｆ（Ｙ，ｋ_Ｙ）の複素ローカル信号ｃｋ_ｋＹを選択し、再生キャリア信号として出力する。
【０１１８】
以上の通り、本実施の形態２のバースト信号復調装置において、再生キャリア信号生成手段６２は、ナイキスト点データ系列を記憶するＲＡＭ７４を有する所定個数ｎ’のＤＦＴ手段７３＿１〜７３＿ｎ’を備え、各ＤＦＴ手段の特定周波数ｆ（ｙ，ｍ）を切替えて、特定周波数の周波数間隔ｆ_Ｓ＿ｙを狭めながらＲＡＭ７４に記憶されたナイキスト点データ系列を複数回繰返してＤＦＴ処理し、所望の周波数推定精度ｆ_STEPでキャリア周波数偏差を二次推定して再生キャリア信号を生成する。従って、キャリア周波数偏差の二次推定に要するＤＦＴ手段の個数ｎ’を大幅に削減することができ、小さな回路規模で周波数精度の高い再生キャリア信号を生成することができる。
【０１１９】
また、逆正接手段８０において最大値検出情報ｋ_Ｙに対応する相関値Γ（Ｙ，ｋ_Ｙ）に基づき周波数補正データＰθを算出し、各複素ローカル信号生成手段７６において周波数補正データＰθに基づき複素ローカル信号ｃｋ_ｍの位相偏差を補正して、再生キャリア信号を生成するような構成としたことにより、再生キャリア信号の位相偏差を補正する移相手段を別個に備える必要がなく、再生キャリア信号生成手段６２の回路規模を削減することができる。
【０１２０】
実施の形態３．
前記実施の形態２のバースト信号復調装置において、キャリア追従手段１３はキャリア残留周波数偏差の検出及びキャリア補正データΔＣ_ｉの生成を行い、キャリア再生手段６はキャリア補正データΔＣ_ｉに従い再生キャリア信号の周波数を調整して、ナイキスト点データ系列のキャリア周波数変動を除去したが、本実施の形態３では、再生キャリア信号の周波数調整に要する処理時間だけ、ナイキスト点データ系列を遅延させる第３の遅延手段をさらに備え、再生キャリア信号の周波数調整が安定的に行われた後に、ナイキスト点データ系列のキャリア周波数偏差の補正とキャリア周波数変動の除去を行う。
なお、本実施の形態３のバースト信号復調装置は、前記実施の形態２とは、第３の遅延手段を備え、再生キャリア信号の周波数調整が安定的に行われた後に、ナイキスト点データ系列のキャリア周波数偏差の補正処理を行う点が異なるものであるため、以下では、キャリア追従手段、キャリア再生手段、周波数偏差・位相誤差補正手段及び第３の遅延手段の動作について説明し、その他同一の構成については同一の符号を付して説明を省略する。
【０１２１】
図１０は、本実施の形態３のバースト信号復調装置の構成図である。図１０において、ナイキスト点データ系列に遅延を付加する第３の遅延手段ある。
【０１２２】
キャリア再生手段６は、上述の実施の形態２と同様に、初期キャリア状態において、”０π”変調信号のナイキスト点データ系列に基づいて再生キャリア信号を生成を開始し、キャリアホールド状態に遷移する。
キャリアホールド状態において、キャリア追従手段１３は前記周波数偏差・位相誤差補正手段１２から出力されたキャリア周波数偏差及びキャリア位相誤差補正後のナイキスト点データ系列を入力してキャリア残留周波数偏差を検出し、当該キャリア残留周波数偏差を除去するために適切な位相補正量であるキャリア補正データΔＣ_ｉ（ｉ＝１，２，３．．．）を算出する。キャリア再生手段６はキャリア補正データΔＣ_ｉに従い再生キャリア信号の周波数を調整し、周波数偏差・位相誤差補正手段１２によってナイキスト点データ系列のキャリア周波数偏差の変動が補正される。
【０１２３】
ここで、ナイキスト点データ系列のキャリア周波数が変動してから、キャリア追従手段１３がキャリア残留周波数偏差を検出し、キャリア再生手段６が再生キャリア信号の周波数を調整するまで処理遅延時間（以下、キャリア追従処理遅延時間と呼ぶ）が生じるが、このキャリア追従処理遅延時間がナイキスト点データ系列のシンボル周期と比較して無視できない程の大きさである場合には、当該キャリア追従処理遅延時間の間に周波数偏差・位相誤差補正手段に入力されるナイキスト点データのキャリア周波数偏差及び位相誤差が正確に補正されず、ビット誤り率特性劣化の原因となる。
このキャリア追従処理遅延時間に起因するビット誤り率特性劣化は、キャリア残留周波数偏差の検出精度を高めるためにキャリア追従手段１３の検出時定数を大きくした場合に顕著である。
【０１２４】
そこで、想定されるキャリア追従処理遅延時間を計算機シミュレーションや予備実験などで予め測定しておき、第３の遅延手段１１において、第２の遅延手段１５から出力されたナイキスト点データ系列にキャリア追従処理遅延時間だけ遅延を付加して出力する。
【０１２５】
周波数偏差・位相誤差補正手段１２は、最初に第２の遅延手段１１から出力されたナイキスト点データ系列を入力してキャリア周波数偏差の補正処理を行い、キャリア追従手段１３及びキャリア再生手段６はキャリア周波数変動の補正を開始する。
【０１２６】
周波数偏差・位相誤差補正手段１２が第２の遅延手段１１から出力されたナイキスト点データ系列のキャリア周波数偏差補正処理を開始してから、前記キャリア追従処理遅延時間が経過し、第３の遅延手段１５から遅延付加されたナイキスト点データ系列が出力開始されると、周波数偏差・位相誤差補正手段１２は、当該第３の遅延手段１５から遅延付加されたナイキスト点データ系列のキャリア周波数偏差補正処理を開始する。
キャリア追従手段１３は、周波数偏差・位相誤差補正手段１２からの出力に基づいてキャリア残留周波数偏差の検出及びキャリア補正データΔＣ_ｉの算出を継続し、キャリア再生手段６は再生キャリア信号の周波数調整を行う。
【０１２７】
データ判定手段１４は、第３の遅延手段１５によって遅延付加され、周波数偏差・位相誤差補正手段１２によってキャリア周波数偏差が補正されたナイキスト点データ系列を入力し、所定の復調方式に基づいて判定処理し、｛０，１｝の復調データ系列を出力する。
【０１２８】
以上の通り、本実施の形態３では第２の遅延手段１１から出力されたナイキスト点データ系列にキャリア追従処理遅延時間だけ遅延を付加する第３の遅延手段１５を備え、キャリア追従手段１３及びキャリア再生手段６においてキャリア残留周波数偏差の除去が安定的に行われるようになった後に、キャリア周波数偏差及び位相誤差の補正処理を行う様な構成とした。従って、ナイキスト点データ系列のキャリア周波数偏差及びキャリア残留周波数偏差を高精度に補正して、復調データ系列のビット誤り率特性を高めることができる。
【０１２９】
なお上記実施の形態３では、キャリア再生手段６は上記実施の形態２と同一の構成としたが、キャリア再生手段は上記実施の形態１と同一の構成であってもよい。
【０１３０】
また上記実施の形態では、バースト信号復調装置は予め定められた一の変調方式で変調された受信信号を入力し、データ判定手段１４はキャリア周波数偏差補正後のナイキスト点データ系列を該変調方式に対応する復調方式に従って判定し復調データ系列を生成したが、予め定められた複数の変復調方式の内、何れかの方式で受信信号が変調処理されている無線通信システムにおいて、バースト信号復調装置に受信信号に基づいて当該変調方式を識別する変調方式識別手段をさらに設け、上記データ判定手段１４は、変調方式識別手段の識別結果に基づいてキャリア周波数偏差補正後のナイキスト点データ系列を判定し復調データ系列を生成するような構成であってもよい。
このような無線通信システムにおいて何れの変調方式が選択された場合であっても、バーストフォーマットに”０π”変調信号がプリアンブルとして挿入されていれば上記実施の形態と同様の効果を得ることが可能である。
【０１３１】
また、本発明のバースト信号復調装置に、キャリア周波数偏差補正後のナイキスト点データ系列と復調データ系列とに基づいて回線品質を検出する回線品質検出手段をさらに設け、検出結果をバースト信号の送信側に通知することにより、回線品質に応じて変復調方式を適応的に切替える適応変調通信を行うことも可能である。
回線品質検出手段は、前記周波数偏差・位相誤差補正手段１２から出力されたキャリア周波数偏差補正後のナイキスト点データ系列を用いて受信信号のＣＮ比を測定し、復調データ系列のビット誤り率を測定する。これらの測定結果と、予め複数の変復調方式にそれぞれ対応付けられた複数の閾値とを比較し、例えば、回線品質が良好な場合は１６ＱＡＭや１６ＱＡＭや等、伝送レートの高い変復調方式を選択し、回線品質が劣化している場合はＱＰＳＫやＢＰＳＫ等、伝送レートの高い変復調方式を選択する。選択された変復調方式は通信回線でバースト信号を送信する復調装置側に通知され、以降、選択された変復調方式によりバースト信号の送受信が行われる。
この際、何れの変復調方式においても、前述の図１２に示したバーストフォーマットに従い、”０π”変調信号をプリアンブルとしてバーストフォーマットの先頭に挿入することにより、回線品質検出手段は”０π”変調信号の受信区間のナイキスト点データ及び復調データを用いて回線品質検出を行うことができ、処理タイミングを選択された各変調方式毎に切替える必要がないため、簡易な構成で複数の方式で変調処理された受信信号に対応することができる。
【０１３２】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、キャリア周波数偏差検出手段において推定キャリア周波数偏差を算出するとともに、再生キャリア信号生成手段において、前記推定キャリア周波数偏差に基づき所定の観測周波数範囲内に複数の特定周波数を配置してナイキスト点データ系列の逆変調信号を離散フーリエ変換処理してキャリア周波数偏差を高精度に二次推定し、再生キャリア信号を生成する。従って、キャリア周波数偏差の推定に要する再生キャリア信号生成手段の回路規模を削減しつつ、周波数精度の高い再生キャリア信号を生成し信号復調装置の復調性能を改善することができる、といった効果を奏する。
【０１３３】
また、次の発明によれば、再生キャリア信号生成手段は複数の特定周波数を切替えながら前記逆変調信号を所定回数繰り返して離散フーリエ変換処理するような構成としたことにより、キャリア周波数偏差の推定に要する再生キャリア信号生成手段の回路規模を一層削減することができる、といった効果を奏する。
【０１３４】
また、次の発明によれば、再生キャリア信号生成手段は複数の特定周波数の周波数間隔をを狭めながら特定周波数を切替えて離散フーリエ変換処理を繰り返すような構成としたことにより、キャリア周波数偏差の推定に要する再生キャリア信号生成手段の回路規模を削減しつつ、周波数精度の高い再生キャリア信号を生成し信号復調装置の復調性能を改善することができる、といった効果を奏する。
【０１３５】
また、次の発明によれば、再生キャリア信号生成手段は、２回目以降の離散フーリエ変換処理において、既に算出済の各特定周波数の相関値の最大値に基づいて、当該離散フーリエ変換処理の特定周波数を決定するような構成としたことにより、キャリア周波数偏差の推定に要する再生キャリア信号生成手段の回路規模を削減しつつ、周波数精度の高い再生キャリア信号を生成し信号復調装置の復調性能を改善することができる、といった効果を奏する。
【０１３６】
また、次の発明によれば、データ判定手段は複数の復調方式を切替えてデータ判定することが可能な構成とされたことにより、受信信号の変復調方式が切替えられる無線通信システムでも、キャリア周波数偏差の推定に要する再生キャリア信号生成手段の回路規模を削減しつつ、周波数精度の高い再生キャリア信号を生成し信号復調装置の復調性能を改善することができる、といった効果を奏する。
【０１３７】
また、次の発明によれば、所定の方法により回線品質を検出し、該回線品質に応じた変復調方式を選択して、該選択結果を送信側の変調装置に通知する回線品質検出手段をさらに備える構成とされたことにより、変復調方式を回線品質に応じて変更する適応変調通信システムを実現することができ、キャリア周波数偏差の推定に要する再生キャリア信号生成手段の回路規模を削減しつつ、周波数精度の高い再生キャリア信号を生成し信号復調装置の復調性能を改善することができる、といった効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施の形態１及び２のバースト信号復調装置の構成図である。
【図２】 本発明の実施の形態１のキャリア周波数偏差検出手段の構成図である。
【図３】 本発明の遅延検波済データ系列の波形図である。
【図４】 本発明の実施の形態１のバースト信号復調装置の動作タイミングを示した説明図である。
【図５】 本発明の実施の形態１における特定周波数の配置例を示した説明図である。
【図６】 本発明の実施の形態１の複素ローカル信号生成手段の構成図である。
【図７】 本発明の実施の形態２の再生キャリア信号生成手段の構成図である。
【図８】 本発明の実施の形態２の複素ローカル信号生成手段の構成図である。
【図９】 本発明の実施の形態２における特定周波数の配置例を示した説明図である。
【図１０】 本発明の実施の形態３のバースト信号復調装置の構成図である。
【図１１】 従来のバースト信号復調装置の構成図である。
【図１２】 本発明及び従来の受信信号のバーストフォーマット例を示した説明図である。
【図１３】 本発明及び従来の”０π”変調信号の位相遷移を示した説明図である。
【図１４】 従来の再生キャリア信号生成手段の構成図である。
【図１５】 従来の複素ローカル信号生成手段の構成図である。
【符号の説明】
１ アンテナ
２ 周波数変換手段
３＿１、３＿２ Ａ／Ｄ変換器
４ Ａ／Ｄ変換用ローカル発振器
５ ナイキスト点データ抽出手段
６、１００ キャリア再生手段
７ バースト検出手段
１０ キャリア補正値合成手段
１１ 第２の遅延手段
１２ 周波数偏差・位相誤差補正手段
１３ キャリア追従手段
１４ データ判定手段
１５ 第３の遅延手段
２１ 周波数変換用ローカル発振器
５０ シンボルクロック再生手段
５１ 第１の遅延手段
５２ サンプラ
６１ キャリア周波数偏差検出手段
６２ 再生キャリア信号生成手段
６５ シフトレジスタ
６６ 複素乗算手段
６７ 平均化手段
６８ 逆正接手段
６９ キャリア周波数偏差算出手段
７０ 周波数シフト手段
７１ 逆変調手段
７１＿１、７１＿２ 乗算器
７２ ２分周器
７３ 周波数変換手段
７３＿１〜７３＿ｎ、７３＿ｎ’ ＤＦＴ手段
７４ ＲＡＭ
７５ 複素乗算手段
７７ 平均化手段
７６ 複素ローカル信号生成手段
７８ 最大相関値検出手段
７９ ローカル信号選択手段
８０ 逆正接手段
８１ 周波数設定手段
８５、１１１ 積分手段
８６、１１０ 加算器
８７、１１２ ＣＯＳ・ＳＩＮ変換手段
１０５ 移相手段

Claims (12)

1. キャリア再生用の所定信号パターンを含む受信信号のオーバサンプリングデータ系列に基づいて、所定の方法により前記受信信号のキャリア周波数偏差を推定するキャリア周波数偏差検出手段と、
   前記オーバサンプリングデータ系列からナイキスト点近傍のデータのみを抽出してナイキスト点データ系列を生成するナイキスト点データ抽出手段と、
   ナイキスト点データ系列を逆変調して得られた前記キャリア再生用信号パターンの逆変調信号を、前記推定周波数キャリアを中心とする所定の観測周波数範囲内に配置された複数の特定周波数について離散フーリエ変換処理して各特定周波数における相関値を算出し、複数の相関値に基づいて再生キャリア信号を生成する再生キャリア信号生成手段と、
   前記再生キャリア信号に基づいて、前記ナイキスト点データ系列の周波数偏差を補正し、所定の復調方式でデータ判定を行って復調データ系列を得る復調データ生成手段とを備えたことを特徴とする信号復調装置。
2. キャリア周波数偏差検出手段は、オーバサンプリングデータ系列に所定数のシンボル時間だけ遅延を付加して出力するサンプリングデータ遅延手段と、
   前記オーバサンプリングデータ系列に、遅延付加後のオーバサンプリングデータを複素乗算して遅延検波済データ系列を出力する複素乗算手段と、
   前記遅延検波済データ系列を所定時間に亘り平均化する平均化手段と、
   平均化処理後の遅延検波済データ系列の逆正接値を算出する逆正接手段と、
   前記逆正接値に基づき推定キャリア周波数偏差を算出するキャリア周波数偏差算出手段とを備える構成とされたことを特徴とする、請求項１に記載の信号復調装置。
3. 再生キャリア信号生成手段は、逆変調信号を記憶する記憶手段を有し、
   該記憶手段に記憶された逆変調信号を、複数の特定周波数を切替えながら所定回数繰り返して離散フーリエ変換処理を行って各特定周波数における相関値を算出し、複数の相関値に基づいて再生キャリア信号を生成する構成とされたことを特徴とする、請求項１又は２に記載の信号復調装置。
4. 再生キャリア信号生成手段は、各離散フーリエ変換処理毎に、各特定周波数相互間の周波数間隔を狭めながら特定周波数を切替える構成とされたことを特徴とする、請求項３に記載の信号復調装置。
5. 再生キャリア信号生成手段は、各離散フーリエ変換処理毎に、複数の相関値のうち最大の相関値を選択する最大相関値検出手段をさらに備え、
   初回の離散フーリエ変換処理では、キャリア周波数偏差検出手段から出力された推定キャリア周波数偏差を中心とする所定の観測周波数範囲内に複数の特定周波数を配置し、２回目以降の離散フーリエ変換処理では、前記最大相関値検出手段の選択結果に基づいて特定された特定周波数を中心とする観測周波数範囲内に各特定周波数を配置する構成とされたことを特徴とする、請求項３又は４に記載の信号復調装置。
6. 復調データ生成手段は、複数の復調方式を切替えてデータ判定することが可能な構成とされたことを特徴とする、請求項１ないし５の何れかに記載の信号復調装置。
7. 周波数偏差補正後のナイキスト点データ系列に含まれたキャリア再生用信号パターンに基づいて回線品質を検出し、所定の方法により当該回線品質に応じた変復調方式を選択して、該選択結果を送信側の変調装置に通知する回線品質検出手段をさらに備える構成とされたことを特徴とする、請求項６に記載の信号復調装置。
8. 復調データ系列のビット誤り率に基づいて回線品質を検出し、所定の方法により当該回線品質に応じた変復調方式を選択して、該選択結果を送信側の変調装置に通知する回線品質検出手段をさらに備える構成とされたことを特徴とする、請求項６に記載の信号復調装置。
9. キャリア再生用の所定信号パターンを含む受信信号のオーバサンプリングデータ系列に基づいて、所定の方法により前記受信信号のキャリア周波数偏差を推定するキャリア周波数偏差検出工程と、
   前記オーバサンプリングデータ系列からナイキスト点近傍のデータのみを抽出してナイキスト点データ系列を生成するナイキスト点データ抽出工程と、
   ナイキスト点データ系列を逆変調して得られた前記キャリア再生用信号パターンの逆変調信号を、前記推定周波数キャリアを中心とする所定の観測周波数範囲内に配置された複数の特定周波数について離散フーリエ変換処理して各特定周波数における相関値を算出し、複数の相関値に基づいて再生キャリア信号を生成する再生キャリア信号生成工程と、
   前記再生キャリア信号に基づいて、前記ナイキスト点データ系列の周波数偏差を補正し、所定の復調方式でデータ判定を行って復調データ系列を得る復調データ生成工程とを備えたことを特徴とする信号復調方法。
10. 再生キャリア信号生成工程は、逆変調信号を記憶手段に記憶する記憶工程を有し、
    該記憶手段に記憶された逆変調信号を、複数の特定周波数を切替えながら所定回数繰り返して離散フーリエ変換処理を行って各特定周波数における相関値を算出し、複数の相関値に基づいて再生キャリア信号を生成することを特徴とする、請求項９に記載の信号復調方法。
11. 再生キャリア信号生成工程は、各離散フーリエ変換処理毎に、各特定周波数相互間の周波数間隔を狭めながら特定周波数を切替えることを特徴とする、請求項１０に記載の信号復調方法。
12. 再生キャリア信号生成工程は、各離散フーリエ変換処理毎に、複数の相関値のうち最大の相関値を選択する最大相関値検出工程をさらに備え、
    初回の離散フーリエ変換処理では、キャリア周波数偏差検出工程で得られた推定キャリア周波数偏差を中心とする所定の観測周波数範囲内に複数の特定周波数を配置し、２回目以降の離散フーリエ変換処理では、前記最大相関値検出工程の選択結果に基づいて特定された特定周波数を中心とする観測周波数範囲内に各特定周波数を配置することを特徴とする、請求項１０又は１１に記載の信号復調方法。

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