JP2016140020A - 受信装置及び受信装置の受信方法 - Google Patents

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Abstract

【目的】受信感度を落とすことなく、周波数オフセットを除去した良好な受信を行うことが可能な受信装置及び受信方法を提供することを目的とする。【構成】受信した無線送信波に基づく受信信号に周波数変換を施して得られたベースバンド信号からノイズ成分を除去するＬＰＦの通過帯域幅を、同期信号が検出されていない期間中は広帯域に設定し、同期信号の検出以降は狭帯域に設定する。【選択図】図１

Description

本発明は、受信装置、特に無線送信波を受信して復調する受信装置、及び受信装置の受信方法に関する。
現在、特定小電力無線システムで用いられているディジタル変調方式として周波数偏移変調、いわゆるＦＳＫ(frequency shift keying)方式を採用した受信装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。かかる受信装置には、ミキサ、局部発振器、ローパスフィルタ（以降、ＬＰＦと称する）、及び復調部が設けられている。ミキサは、アンテナで受信して得られた受信信号に、局部発振器で生成された局部発振信号を混合して中間周波数帯の中間周波数信号を生成する。ＬＰＦは、この中間周波数信号中に含まれるノイズ成分を除去する。復調部は、ＬＰＦによってノイズが除去された中間周波数信号中の所望の周波数成分に基づき、音声、映像又は文字等の情報データを復調する。
ここで、上記のような受信装置を移動体通信に用いる場合には、比較的高い搬送波周波数を扱うことになる。よって、局部発振器としては、高周波数であり且つ高安定の局部発振信号を生成することが望まれる。しかしながら、高安定な局部発振器を用いたとしても局部発振信号には一定の周波数誤差が生じるものであり、水晶発振器等の比較的安価な発振器を用いた場合には周波数誤差がさらに大きくなり、この際、中間周波数信号にも周波数のずれが生じる。
そこで、上記受信装置には、ＬＰＦによってノイズ除去された中間周波数信号に生じている周波数ずれを検出し、この検出した周波数ずれに対応した周波数オフセット分を補正する周波数オフセット補正手段が設けられている。
特開平０９−１６２９３６号公報
ところで、比較的大きな周波数オフセットが生じた場合には、中間周波数信号のうちの受信を希望する所望帯域の信号成分の一部がＬＰＦにおいて除去されてしまう虞がある。この際、ＬＰＦの後段に設けられている周波数オフセット検出部では当該周波数オフセットを正しく検出することができない。そこで、ＬＰＦの通過帯域の幅を広げると、このＬＰＦを通過してしまうノイズ量も増加するので受信感度が低下するという問題が生じる。
本願発明は、受信感度を落とすことなく、周波数オフセットを除去した良好な受信を行うことが可能な受信装置及び受信方法を提供することを目的とする。
本発明に係る受信装置は、各フレームに同期信号を含むデータ系列によって変調された無線送信波を受信して復調する受信装置であって、前記無線送信波を受信した受信信号に周波数変換を施してベースバンド信号を得る周波数変換部と、前記ベースバンド信号からノイズ成分を除去したノイズ除去ベースバンド信号を得るローパスフィルタと、前記ノイズ除去ベースバンド信号に周波数検波を施して周波数検波信号を得る周波数検波部と、前記周波数検波信号に基づき前記ベースバンド信号に生じている周波数オフセットを検出する周波数オフセット検出部と、前記周波数オフセットの分だけ前記ベースバンド信号の周波数をシフトする周波数補正部と、前記フレーム毎に前記周波数検波信号から前記同期信号が検出されない期間は第１レベルを有し、前記同期信号を検出したら前記第１レベルから第２レベルに遷移する同期検出信号を生成する同期検出部と、前記同期検出信号が前記第１レベルの状態にある間は前記ローパスフィルタの通過帯域を第１帯域幅に設定し、前記同期検出信号が前記第２レベルの状態にある間は前記ローパスフィルタの前記通過帯域を前記第１帯域幅よりも狭い第２帯域幅に設定する帯域幅設定部と、を有する。
本発明に係る受信装置の受信方法は、各フレームに同期信号を含むデータ系列によって変調された無線送信波を受信して得られた受信信号に周波数変換を施してベースバンド信号を得る周波数変換部と、前記ベースバンド信号からノイズ成分を除去したノイズ除去ベースバンド信号を得るローパスフィルタと、前記ノイズ除去ベースバンド信号に周波数検波を施して周波数検波信号を得る周波数検波部と、前記周波数検波信号に基づき前記ベースバンド信号に生じている周波数オフセットを検出する周波数オフセット検出部と、を含む受信装置の受信方法であって、前記フレーム毎に前記周波数検波信号から前記同期信号が検出されない期間は第１レベルを有し、前記同期信号を検出したら前記第１レベルから第２レベルに遷移する同期検出信号を生成し、前記同期検出信号が前記第１レベルの状態にある間は前記ローパスフィルタの通過帯域を第１帯域幅に設定し、前記同期検出信号が前記第２レベルの状態にある間は前記ローパスフィルタの前記通過帯域を前記第１帯域幅よりも狭い第２帯域幅に設定する。
本発明においては、受信した無線送信波に基づく受信信号に周波数変換を施して得られたベースバンド信号からノイズ成分を除去するＬＰＦの通過帯域幅を、同期信号が検出されていない期間中は広帯域に設定し、同期信号の検出以降は狭帯域に設定する。
これにより、同期信号が検出されるまでの間はＬＰＦの通過帯域幅が広くなるので、大なる周波数オフセットが生じている場合であってもこの周波数オフセット分がＬＰＦにて除去されない。よって、ＬＰＦの後段に設けられている周波数オフセット検出部において、かかる周波数オフセットを検出することが可能となり、当該検出した周波数オフセットに基づく周波数補正が可能となる。一方、同期信号の検出以降は、ＬＰＦの通過帯域幅が狭くなるので、ベースバンド信号に重畳しているノイズを確実に除去できるようになり、高い受信感度にてユーザデータの復調を行うことが可能となる。
従って、本発明によれば、受信感度を落とすことなく、周波数オフセットを除去した良好な受信を行うことが可能となる。
本発明に係る受信装置１００の構成を示すブロック図である。 ＬＰＦ１５における周波数特性Ｌ１及びＬ２を示す図である。 受信装置１００の動作を示すタイムチャートである。 ユーザデータを再生する際の受信特性Ｊ１と、プリアンブルを再生する際の受信特性Ｊ２とを対比する図である。 ＬＰＦ１５の内部構成の一例を示すブロック図である。 帯域幅設定部３０の内部構成の一例を示すブロック図である。 帯域幅設定部３０の内部動作を示すタイムチャートである。
図１は、本発明に係る受信装置１００の全体構成を示すブロック図である。
図１において、アンテナ１０は、送信装置（図示せぬ）から送信された無線送信波を受信し、受信した無線送信波に基づく高周波信号ＲＦをローノイズアンプとしてのアンプ１１に供給する。尚、無線送信波は、フレーム毎に、同期信号を表す特定ビットパターンからなるプリアンブルと、ユーザデータ片の開始位置を表す同期ワードと、音声、映像、文字等の情報を表すユーザデータ片とを含むデータ系列によって変調されたものである。この際、当該変調の方式として、例えばＦＳＫ等のディジタル変調を用いる。
アンプ１１は、高周波信号ＲＦを増幅して得た受信信号ＡＲをミキサ１２に供給する。
ミキサ１２は、受信信号ＡＲに局部発振信号ｆIを混合することにより、当該受信信号ＡＲを、中間周波数帯のＩ相成分である中間周波数信号ＩＦIに変換する。更に、ミキサ１２は、局部発振信号ｆIに対して位相が９０度だけずれている局部発振信号ｆQを受信信号ＡＲに混合することにより、当該受信信号ＡＲを、中間周波数帯のＱ相成分である中間周波数信号ＩＦQに変換する。ミキサ１２は、これら中間周波数信号ＩＦI及びＩＦQをＡ／Ｄ変換器１３に供給する。
Ａ／Ｄ変換器１３は、中間周波数信号ＩＦIをディジタル値に変換して得られた中間周波データ信号ＩＤIと、中間周波数信号ＩＦQをディジタル値に変換して得られた中間周波データ信号ＩＤQとをミキサ１４に供給する。
ミキサ１４は、中間周波データ信号ＩＤIを、図２に示すように周波数０［Ｈｚ］を中心としたベースバンドＢＢに周波数変換して得られたベースバンド信号ＢＤIをＬＰＦ１５に供給する。更に、ミキサ１４は、中間周波データ信号ＩＤQを、周波数０［Ｈｚ］を中心としたベースバンドＢＢに周波数変換して得られたベースバンド信号ＢＤQをＬＰＦ１５に供給する。
ＬＰＦ１５は、ベースバンド信号ＢＤI及びＢＤQの各々から、図２に示すベースバンドＢＢを含む周波数領域以下の低域成分のみを通過させることにより、当該周波数領域よりも高い周波数成分のノイズを除去したノイズ除去ベースバンド信号ＢＮI及びＢＮQを、周波数検波部１６に供給する。
尚、ＬＰＦ１５は、通過帯域設定信号ＴＳに基づいて遮断周波数を変更、つまり通過帯域幅を変更することが可能なＬＰＦである。ＬＰＦ１５は、通過帯域設定信号ＴＳによって示される通過帯域幅を有する周波数特定に設定され、当該周波数特性にて、ベースバンド信号ＢＤI及びＢＤQ各々の低域成分を通過させる。すなわち、ＬＰＦ１５は、通過帯域設定信号ＴＳが狭帯域を表す信号である場合には、例えば図２に示す周波数特性Ｌ１にてベースバンド信号ＢＤI及びＢＤQ各々の低域成分を通過させる。また、ＬＰＦ１５は、通過帯域設定信号ＴＳが広帯域を表す信号である場合には、図２に示すように、周波数特性Ｌ１よりも高域側に通過帯域が広い周波数特性Ｌ２にてベースバンド信号ＢＤI及びＢＤQ各々の低域成分を通過させる。
周波数検波部１６は、ノイズ除去ベースバンド信号ＢＮI及びＢＮQにおける周波数変化を振幅の変化に変換して得た周波数検波信号ＦＤを、周波数オフセット検出部１７及び周波数オフセット除去部１８に供給する。
周波数オフセット検出部１７は、周波数検波信号ＦＤに基づき、上記したベースバンド信号（ＢＤI、ＢＤQ）及び中間周波数信号（ＩＦI、ＩＦQ）に生じている周波数オフセットを検出する。周波数オフセット検出部１７は、検出した周波数オフセットの量を示すオフセット補正信号ＯＣを周波数オフセット除去部１８及び周波数制御部１９に供給する。ここで、周波数オフセットとは、基準周波数に対する中間周波数信号（ＩＦI、ＩＦQ）の周波数ずれを表すものである。
尚、周波数オフセット検出部１７は、制御タイミングを示す周波数制御開始信号ＳＴのエッジ部のタイミングで、オフセット補正信号ＯＣにて示される周波数オフセットの量をゼロに初期化する。
周波数オフセット除去部１８は、オフセット補正信号ＯＣに基づき周波数検波信号ＦＤに生じている周波数オフセットを除去する。すなわち、周波数オフセット除去部１８は、周波数検波信号ＦＤのレベルを、オフセット補正信号ＯＣにて示される周波数オフセットの量だけシフトさせる。これにより、周波数オフセット除去部１８は、周波数検波信号ＦＤに生じている周波数オフセットを除去した周波数検波信号ＦＤＣを生成してデータ再生部２０に供給する。
データ再生部２０は、周波数検波信号ＦＤＣに基づき適切なシンボルタイミングを検出し、そのシンボルタイミングで、当該周波数検波信号ＦＤＣに対して復調処理を施す。これにより、データ再生部２０は、図３に示すように、フレーム毎に、同期信号を特定ビットパターンで表すプリアンブルＰＡと、ユーザデータＵＤの先頭（開始）位置を表す同期ワードＣＷと、ユーザデータＵＤとを含む受信データを再生する。
つまり、データ再生部２０は、周波数検波信号ＦＤＣから同期ワードＣＷを検出することによりユーザデータＵＤの先頭（開始）を検出し、その先頭部を起点として周波数検波信号ＦＤＣに対して所定の復調処理、及び誤り訂正処理を順に施す。これにより、データ再生部２０は、ユーザデータＵＤによって表される音声、映像、文字等の情報データを再生し、これを受信情報データとして出力する。
更に、データ再生部２０は、周波数検波信号ＦＤＣに対する復調処理により、図３に示すプリアンブルＰＡに対応したデータビット系列を再生し、当該データビット系列を表すプリアンブルデータＰＤを同期検出部２１に供給する。
同期検出部２１は、プリアンブルデータＰＤの先頭部から後尾部に向けて、同期信号に対応した特定ビットパターンの検出を行う。同期検出部２１は、プリアンブルデータＰＤから特定ビットパターンが検出されない期間中は論理レベル０を維持し、特定ビットパターンが検出された時点以降は論理レベル１を維持する同期検出信号ＣＹを生成する。
すなわち、同期検出部２１は、周波数検波信号ＦＤＣに基づき、フレーム毎に、図３に示すプリアンブルＰＡに含まれる同期信号が検出されない期間中は論理レベル０を有し、同期信号が検出された時点で論理レベル０から論理レベル１に遷移する同期検出信号ＣＹを生成するのである。
同期検出部２１は、この同期検出信号ＣＹを周波数制御部１９及び帯域幅設定部３０に供給する。
周波数制御部１９は、図３に示すように、当該同期検出信号ＣＹが論理レベル０から論理レベル１に遷移する時点、つまり同期検出時点を制御開始タイミングとして示す周波数制御開始信号ＳＴを、周波数オフセット検出部１７及び周波数補正部２２に供給する。
更に、周波数制御部１９は、オフセット補正信号ＯＣにて示されるオフセット量を局部発振信号（ｆI、ｆQ）に対する周波数の補正量に換算し、その周波数補正量を示す周波数補正信号ＦＣを周波数補正部２２に供給する。
周波数設定レジスタ２３には、局部発振信号の基準周波数を表す基準周波数データＦＱが予め格納されている。周波数設定レジスタ２３は、当該基準周波数データＦＱを周波数補正部２２に供給する。
周波数補正部２２は、図３に示すように周波数制御開始信号ＳＴが論理レベル０である期間、つまり同期信号が検出されていない期間中は、基準周波数データＦＱにて示される基準周波数を表す周波数設定信号ＦＳＴをＰＬＬ（phase locked loop）回路２４に供給する。
また、周波数補正部２２は、図３に示すように周波数制御開始信号ＳＴが論理レベル１である期間中には、基準周波数データＦＱにて示される基準周波数に、周波数補正信号ＦＣにて示される周波数補正量を加算又は減算して得られた補正周波数を表す周波数設定信号ＦＳＴをＰＬＬ回路２４に供給する。
ＰＬＬ回路２４は、位相検出器、ループフィルタ、電圧制御発振器、分周器などを含んで構成されている。ＰＬＬ回路２４は、周波数設定信号ＦＳＴにて表される周波数を有する局部発振信号ｆI及びｆQを生成し、これらをミキサ１２に供給する。
帯域幅設定部３０は、同期検出信号ＣＹが論理レベル０の状態にある間、つまり同期信号が検出されていない期間中は、第１の帯域幅として広帯域を表す通過帯域設定信号ＴＳをＬＰＦ１５に供給する。また、帯域幅設定部３０は、同期検出信号ＣＹが論理レベル１である場合、つまり同期信号が検出された時点以降の期間には、第２の帯域幅として狭帯域を表す通過帯域設定信号ＴＳをＬＰＦ１５に供給する。
以下に、上述した構成を有する受信装置１００の動作について、図３に示すタイムチャートを参照しつつ説明する。尚、図３は、局部発振信号ｆI及びｆQの基準周波数を９２０ＭＨｚとし、受信データのフレームの先頭部で中間周波数信号ＩＦI及びＩＦQに５０ＫＨｚの周波数ずれが生じている際の動作を一例として示すものである。
先ず、受信データにおける各フレームの先頭部では、周波数制御が開始されていないので、局部発振信号ｆI及びｆQ各々の周波数は、基準周波数である９２０ＭＨｚに設定されている。よって、フレームの先頭部のプリアンブルＰＡに対応した期間では、図３に示すように、＋５０ＫＨｚの周波数オフセットが重畳された周波数検波信号ＦＤが得られる。この間、周波数オフセット検出部１７は、図３に示すように、この＋５０ＫＨｚの周波数オフセットを表すオフセット補正信号ＯＣを周波数オフセット除去部１８及び周波数制御部１９に供給する。周波数オフセット除去部１８は、周波数検波信号ＦＤのレベルを、オフセット補正信号ＯＣにて表される＋５０ＫＨｚの周波数オフセットに対応した分だけ低下シフトさせることにより、周波数オフセットを除去した周波数検波信号ＦＤＣを生成する。
かかる周波数オフセット除去部１８の動作により、周波数制御部１９による周波数制御が開始される前に、ゼロレベルを中心とした周波数検波信号ＦＤＣが生成され、データ再生部２０においてビットエラーを抑えたデータ再生が可能となる。ここで、同期検出部２１において、プリアンブルＰＡに含まれる特定ビットパターンにて表される同期信号が検出されると、図３に示すように同期検出信号ＣＹが論理レベル０から論理レベル１の状態に遷移する。当該同期検出信号ＣＹに追従して、周波数制御開始信号ＳＴが図３に示すように論理レベル０から論理レベル１の状態に遷移する。
論理レベル１の周波数制御開始信号ＳＴに応じて、周波数制御部１９は、オフセット補正信号ＯＣを取り込み、このオフセット補正信号ＯＣにて表されるオフセット補正量（５０ＫＨｚ）に対応した周波数補正量を示す周波数補正信号ＦＣを周波数補正部２２に供給する。これにより、周波数補正部２２は、基準周波数データＦＱにて示される基準周波数（９２０ＭＨｚ）から、周波数補正信号ＦＣにて示される周波数補正量（５０ＫＨｚ相当）を減算して得られた補正周波数（９１９．９５０ＭＨｚ）を表す周波数設定信号ＦＳＴをＰＬＬ回路２４に供給する。よって、ＰＬＬ回路２４にて生成される局部発振信号ｆI及びｆQの周波数は、初期値の９２０ＭＨｚから９１９．９５０ＭＨｚに推移する。これにより、中間周波数信号ＩＦI及びＩＦQと基準周波数との周波数ずれが解消され、図３に示すように周波数検波信号ＦＤにおける周波数オフセットが徐々にゼロに推移して行く。
ここで、当該論理レベル１の周波数制御開始信号ＳＴに応じて、周波数オフセット検出部１７はオフセット補正信号ＯＣをゼロに初期化する。すなわち、上記した局部発振信号に対する周波数補正によって周波数ずれが解消されるので、これに伴い、周波数オフセット除去部１８でのオフセット除去処理が不要となる。そこで、受信装置１００では、論理レベル１の周波数制御開始信号ＳＴに応じた周波数制御の開始と同時に、オフセット補正信号ＯＣをゼロに初期化するのである。
尚、図３に示すように、同期検出信号ＣＹが論理レベル０にある間、つまり同期信号が検出されていない期間中は、帯域幅設定部３０は、広帯域を表す通過帯域設定信号ＴＳをＬＰＦ１５に供給する。これにより、ＬＰＦ１５は、図２に示すように、周波数特性Ｌ１よりも広い通過帯域幅の周波数特性Ｌ２にてベースバンド信号ＢＤI及びＢＤQ各々の低域成分を通過させる。つまり、各フレーム内において同期信号が検出される前の段階では、ＬＰＦ１５の通過帯域幅を広くしているので、例え大なる周波数オフセットが中間周波数信号ＩＦI及びＩＦQに生じていても、この周波数オフセット分がＬＰＦ１５で除去されることは無い。よって、周波数オフセット検出部１７にて、上記のような比較的大なる周波数オフセットを検出することができるようになるので、当該周波数オフセットを確実に除去することが可能となる。
一方、同期検出信号ＣＹが論理レベル１にある場合、つまり同期信号の検出時点以降では、帯域幅設定部３０は、狭帯域を表す通過帯域設定信号ＴＳをＬＰＦ１５に供給する。これにより、ＬＰＦ１５は、図２に示すように、周波数特性Ｌ２よりも狭い通過帯域幅の周波数特性Ｌ１にてベースバンド信号ＢＤI及びＢＤQ各々の低域成分を通過させる。すなわち、各フレーム内において、同期信号の検出時点以降は、ＬＰＦ１５の通過帯域幅を狭くすることにより、中間周波数信号（ＩＦI、ＩＦQ）及びベースバンド信号（ＢＤI、ＢＤQ）に重畳しているノイズを確実に除去できるようにしているのである。これにより、高い受信感度にてユーザデータＵＤの復調を行うことが可能となる。
ここで、ＬＰＦ１５の通過帯域が広帯域である場合には狭帯域である場合に比して受信特性が劣化する。しかしながら、プリアンブルＰＡにおける同期信号を表す特定ビットパターンは、受信装置において既知のパターンである。よって、プリアンブルＰＡの再生によって得られたビットパターン中にビット誤りが存在していても、これが同期信号を表す特定ビットパターンであると判定することが可能である。つまり、図４に示すように、ユーザデータＵＤを再生する際に必要となる受信特性Ｊ１に比べ、プリアンブルＰＡを再生する際に必要となる同期検出 (プリアンブル検出)時の受信特性Ｊ２は広帯域となる。よって、ＬＰＦ１５の帯域幅が広い場合であっても受信特性を劣化させることなく同期信号の検出ができるのである。
従って、図１に示す受信装置１００によれば、受信感度を落とすことなく、周波数オフセットを除去した良好な受信を行うことが可能となる。
尚、ＬＰＦ１５としてディジタルフィルタを採用した場合には、当該ディジタルフィルタに供給するクロック信号の周波数を変更することにより、ＬＰＦ１５の通過帯域幅を変更するようにしても良い。
図５は、ＬＰＦ１５をディジタル型のトランスバーサルフィルタで構成した場合の回路図である。また、図６は、ＬＰＦ１５として図５に示すようなディジタル型のトランスバーサルフィルタを採用した場合における帯域幅設定部３０の内部構成の一例を示す回路図である。
図５に示すトランスバーサルフィルタは、従続接続されたｎ個（ｎは２以上の整数）のフリップフロップＦＦ1〜ＦＦnと、ｎ個の係数乗算器Ｍ1〜Ｍnと、加算器ＡＤとを含む。フリップフロップＦＦ1〜ＦＦnは、ミキサ１４から供給されたベースバンド信号ＢＤI（ＢＤQ）を、通過帯域設定信号ＴＳの立ち上がりエッジタイミングで順次シフトしつつ取り込む。係数乗算器Ｍ1〜Ｍnは、フリップフロップＦＦ1〜ＦＦn各々の出力に、夫々フィルタ係数Ｃ1〜Ｃnを乗算する。加算器ＡＤは、係数乗算器Ｍ1〜Ｍn各々の乗算結果を全て加算して得られた加算結果を、上記ノイズ除去ベースバンド信号ＢＮI（ＢＮQ）として出力する。
図６に示すように、帯域幅設定部３０は、レジスタ３０１、３０２、セレクタ３０３、カウンタ３０４、比較器３０５及びアンドゲート３０６から構成される。
レジスタ３０１には、予め高周波数クロック設定用の固定カウント値Ａが格納されている。レジスタ３０１は、かかる固定カウント値Ａをセレクタ３０３に供給する。レジスタ３０２には、予め低周波数クロック設定用の固定カウント値として上記固定カウント値Ａよりも大なる固定カウント値Ｂが格納されている。レジスタ３０２は、かかる固定カウント値Ｂをセレクタ３０３に供給する。
セレクタ３０３は、同期検出信号ＣＹに基づき固定カウント値Ａ及びＢの内の一方を選択し、選択した方を分周値ＤＶとして比較器３０５に供給する。すなわち、セレクタ３０３は、図３に示すように同期検出信号ＣＹが論理レベル０を示す場合には固定カウント値Ａを選択しこれを分周値ＤＶとして比較器３０５に供給する。また、セレクタ３０３は、同期検出信号ＣＹが論理レベル１を示す場合には固定カウント値Ｂを選択しこれを分周値ＤＶとして比較器３０５に供給する。
カウンタ３０４は、図７に示すマスタクロック信号ＣＬＫのクロックパルスの数をカウントし、そのカウント値を示すカウント値ＣＵを比較器３０５に供給する。尚、マスタクロック信号ＣＬＫは、受信装置１００の内部に設けられた発振回路（図示せぬ）において生成されたもの、或いは受信装置１００の外部から供給されたものであっても良い。カウンタ３０４は、論理レベル１のクロックゲート信号ＣＧが供給された場合には、そのカウント値をマスタクロック信号ＣＬＫに同期したタイミングで一旦、ゼロに初期化してから、引き続きマスタクロック信号ＣＬＫのクロックパルスの数をカウントする。
比較器３０５は、図７に示すように、時間経過に伴い増加するカウント値ＣＵと、上記した固定カウント値Ａ又はＢを示す分周値ＤＶとを比較する。比較器３０５は、カウント値ＣＵと分周値ＤＶとが互いに異なる値である場合には論理レベル０、両者が一致した場合には論理レベル１となるクロックゲート信号ＣＧを、カウンタ３０４のリセット端子及びアンドゲート３０６に供給する。
アンドゲート３０６は、クロックゲート信号ＣＧが論理レベル１の状態にある間だけマスタクロック信号ＣＬＫをそのまま出力することにより、図７に示すようなクロック信号形態の通過帯域設定信号ＴＳを生成し、これを図５に示すフリップフロップＦＦ1〜ＦＦn各々のクロック端子に供給する。
以下に、ＬＰＦ１５及び帯域幅設定部３０として、夫々図５及び図６に示す構成を採用した場合の動作について図７を参照しつつ説明する。
図７に示すように、先ず、同期検出信号ＣＹが論理レベル０の状態にある場合、つまり同期信号が検出されていない段階では、図６に示す比較器３０５は、高周波数クロック設定用の固定カウント値Ａを示す分周値ＤＶと、マスタクロック信号ＣＬＫのパルス数のカウント値ＣＵとの比較を行う。この間に、分周値ＤＶとカウント値ＣＵとが一致すると、比較器３０５は、論理レベル１のクロックゲート信号ＣＧを生成する。当該論理レベル１のクロックゲート信号ＣＧに応じて、カウンタ３０４のカウント値がゼロに初期化されると共に、アンドゲート３０６から、マスタクロック信号ＣＬＫにおける１パルス分のクロック信号が通過帯域設定信号ＴＳとして生成される。
よって、同期検出信号ＣＹが論理レベル０の状態にある間に亘り、帯域幅設定部３０は、固定カウント値Ａに対応した周波数を有するクロック信号形態の通過帯域設定信号ＴＳを生成し、当該通過帯域設定信号ＴＳをＬＰＦ１５のフリップフロップＦＦ1〜ＦＦn各々のクロック端子に供給する。
その後、同期信号が検出されたが故に、図７に示すように同期検出信号ＣＹが論理レベル０から論理レベル１の状態に遷移すると、比較器３０５は、低周波数クロック設定用の固定カウント値Ｂを示す分周値ＤＶと、上記したカウント値ＣＵとの比較を行う。この間に分周値ＤＶと、カウント値ＣＵとが一致すると、比較器３０５は、論理レベル１のクロックゲート信号ＣＧを生成する。当該論理レベル１のクロックゲート信号ＣＧに応じて、カウンタ３０４のカウント値がゼロに初期化されると共に、アンドゲート３０６から、マスタクロック信号ＣＬＫにおける１パルス分のクロック信号が通過帯域設定信号ＴＳとして生成される。
よって、同期検出信号ＣＹが論理レベル１の状態にある間に亘り、帯域幅設定部３０は、固定カウント値Ｂに対応した周波数を有するクロック信号形態の通過帯域設定信号ＴＳを、ＬＰＦ１５のフリップフロップＦＦ1〜ＦＦn各々のクロック端子に供給する。
ここで、固定カウント値Ａは固定カウント値Ｂよりも小さい。これにより、分周値ＤＶが固定カウント値Ｂを示す場合よりも固定カウント値Ａを示す場合の方が、マスタクロック信号ＣＬＫのパルスのカウント値が短時間で分周値ＤＶに到達する。
よって、図７に示すように、分周値ＤＶとして固定カウント値Ａが設定されている期間中は、分周値ＤＶとして固定カウント値Ｂが設定されている期間中に比べて、通過帯域設定信号ＴＳにおけるクロック信号としての周波数が高くなる。この際、図５に示すようなディジタル型トランスバーサルフィルタの構成を有するＬＰＦでは、フリップフロップＦＦ1〜ＦＦn各々のクロック端子に供給される信号の周波数が高くなるほど、通過帯域の幅が広くなる。
従って、ＬＰＦ１５及び帯域幅設定部３０として夫々図５及び図６に示す構成を採用した場合においても、同期検出信号ＣＹが論理レベル０の状態にある間はＬＰＦ１５の通過帯域の幅を広げ、同期検出信号ＣＹが論理レベル１の状態にある間はＬＰＦ１５の通過帯域の幅を狭くすることができるのである。
尚、図５及び図６に示す構成では、帯域幅設定部３０が、通過帯域設定信号ＴＳとしてのクロック信号の周波数を変更することにより、ＬＰＦ１５の通過帯域幅を制御するようにしているが、図５に示すフィルタ係数Ｃ1〜Ｃnを変更することにより、ＬＰＦ１５の通過帯域幅を制御するようにしても良い。すなわち、帯域幅設定部３０は、予め図２に示す周波数特性Ｌ１を得る為のフィルタ係数Ｃ1〜Ｃnと、周波数特性Ｌ１よりも通過帯域幅が広い周波数特性Ｌ２を得る為のフィルタ係数Ｃ1〜Ｃnとを記憶しておく。そして、帯域幅設定部３０は、図３に示すように同期検出信号ＣＹが論理レベル０の状態にある間は、周波数特性Ｌ２を得る為のフィルタ係数Ｃ1〜Ｃnを表す通過帯域設定信号ＴＳをＬＰＦ１５の係数乗算器Ｍ1〜Ｍnに夫々供給する。また、同期検出信号ＣＹが論理レベル０の状態にある間は、帯域幅設定部３０は、周波数特性Ｌ２よりも通過帯域幅が狭い周波数特性Ｌ１を得る為のフィルタ係数Ｃ1〜Ｃnを表す通過帯域設定信号ＴＳをＬＰＦ１５の係数乗算器Ｍ1〜Ｍnに夫々供給するのである。
また、図１に示される受信装置１００では、ＦＳＫ方式にてディジタル変調が施されている無線送信波を受信対象としているが、受信対象とする無線送信波の変調方式はＦＳＫ方式に限定されない。すなわち、図１に示される受信装置１００は、ＦＳＫに限らず、ＡＳＫ（amplitude shift keying）、ＰＳＫ（phase shift keying）、ＱＡＭ（quadrature amplitude modulation）等の各種のディジタル変調方式にて変調された無線送信波を受信する受信装置に適用可能である。
また、上記実施例において、同期検出部２１は、同期信号が検出されていない間は論理レベル０、同期信号の検出時点以降は論理レベル１を有する同期検出信号ＣＹを生成するようにしているが、同期信号が検出されていない間は論理レベル１、同期信号の検出時点以降は論理レベル０を有する同期検出信号ＣＹを生成するようにしても良い。
要するに、受信装置１００は、各フレームに同期信号を含むデータ系列によって変調された無線送信波を受信して復調するものであり、以下の周波数変換部（１２〜１４）、ＬＰＦ（１５）、周波数検波部（１６）、周波数オフセット検出部（１７）、周波数補正部（２２）、同期検出部（２１）及び帯域幅設定部（３０）を有するものであれば良い。つまり、周波数変換部は、受信した無線送信波に基づく受信信号（ＡＲ）に周波数変換を施してベースバンド信号（ＢＤI、ＢＤQ）を得る。ＬＰＦは、ベースバンド信号からノイズ成分を除去したノイズ除去ベースバンド信号（ＢＮI、ＢＮQ）を得る。周波数検波部は、ノイズ除去ベースバンド信号に周波数検波を施して周波数検波信号（ＦＤ）を得る。周波数オフセット検出部は、周波数検波信号に基づきベースバンド信号に生じている周波数オフセット（ＯＣ）を検出する。周波数補正部は、周波数オフセットの量の分だけベースバンド信号の周波数をシフトする。同期検出部は、フレーム毎に周波数検波信号から同期信号が検出されていない間は第１レベルを有し、同期信号を検出したら第１レベルから第２レベルに遷移する同期検出信号（ＣＹ）を生成する。帯域幅設定部は、同期検出信号が第１レベルの状態にある間は上記したＬＰＦの通過帯域を第１帯域幅に設定し、同期検出信号が第２レベルの状態にある間は上記ＬＰＦの通過帯域を第１帯域幅よりも狭い第２帯域幅に設定する。
１２、１４ ミキサ
１５ ＬＰＦ
１６ 周波数検波部
１７ 周波数オフセット検出部
２１ 同期検出部
２２ 周波数補正部
３０ 帯域幅設定部
１００ 受信装置

Claims (4)

  1. 各フレームに同期信号を含むデータ系列によって変調された無線送信波を受信して復調する受信装置であって、
    前記無線送信波を受信した受信信号に周波数変換を施してベースバンド信号を得る周波数変換部と、
    前記ベースバンド信号からノイズ成分を除去したノイズ除去ベースバンド信号を得るローパスフィルタと、
    前記ノイズ除去ベースバンド信号に周波数検波を施して周波数検波信号を得る周波数検波部と、
    前記周波数検波信号に基づき前記ベースバンド信号に生じている周波数オフセットを検出する周波数オフセット検出部と、
    前記周波数オフセットの分だけ前記ベースバンド信号の周波数をシフトする周波数補正部と、
    前記フレーム毎に前記周波数検波信号から前記同期信号が検出されない期間は第１レベルを有し、前記同期信号を検出したら前記第１レベルから第２レベルに遷移する同期検出信号を生成する同期検出部と、
    前記同期検出信号が前記第１レベルの状態にある間は前記ローパスフィルタの通過帯域を第１帯域幅に設定し、前記同期検出信号が前記第２レベルの状態にある間は前記ローパスフィルタの前記通過帯域を前記第１帯域幅よりも狭い第２帯域幅に設定する帯域幅設定部と、を有することを特徴とする受信装置。
  2. 前記ローパスフィルタは、従続接続された第１〜第ｎ（ｎは２以上の整数）のフリップフロップと、前記第１〜第ｎのフリップフロップ各々の出力に第１〜第ｎのフィルタ係数を夫々乗算する第１〜第ｎの係数乗算器と、前記第１〜第ｎの係数乗算器各々の乗算結果を全て加算して得た加算結果を前記ノイズ除去ベースバンド信号として出力する加算器とを含むトランスバーサルフィルタであり、
    前記帯域幅設定部は、前記フレーム毎に前記同期検出信号が前記第１レベルから前記第２レベルの状態に遷移したときに前記第１〜第ｎのフリップフロップ各々に供給するクロック信号の周波数を低くすることを特徴とする請求項１記載の受信装置。
  3. 前記ローパスフィルタはトランスバーサルフィルタであり、
    前記帯域幅設定部は、前記フレーム毎に前記同期検出信号が前記第１レベルから前記第２レベルの状態に遷移したときに前記トランスバーサルフィルタのフィルタ係数を変更することを特徴とする請求項１記載の受信装置。
  4. 各フレームに同期信号を含むデータ系列によって変調された無線送信波を受信して得られた受信信号に周波数変換を施してベースバンド信号を得る周波数変換部と、前記ベースバンド信号からノイズ成分を除去したノイズ除去ベースバンド信号を得るローパスフィルタと、前記ノイズ除去ベースバンド信号に周波数検波を施して周波数検波信号を得る周波数検波部と、前記周波数検波信号に基づき前記ベースバンド信号に生じている周波数オフセットを検出する周波数オフセット検出部と、を含む受信装置の受信方法であって、
    前記フレーム毎に前記周波数検波信号から前記同期信号が検出されない期間は第１レベルを有し、前記同期信号を検出したら前記第１レベルから第２レベルに遷移する同期検出信号を生成し、
    前記同期検出信号が前記第１レベルの状態にある間は前記ローパスフィルタの通過帯域を第１帯域幅に設定し、前記同期検出信号が前記第２レベルの状態にある間は前記ローパスフィルタの前記通過帯域を前記第１帯域幅よりも狭い第２帯域幅に設定することを特徴とする受信方法。
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