JP2007174620A

JP2007174620A - Ｐｓｋ受信機、ｐｓｋ復調回路、通信装置、および、ｐｓｋ受信方法

Info

Publication number: JP2007174620A
Application number: JP2006231669A
Authority: JP
Inventors: Hiromitsu Mizukami; 博光水上
Original assignee: Seiko Epson Corp
Current assignee: Seiko Epson Corp
Priority date: 2005-11-25
Filing date: 2006-08-29
Publication date: 2007-07-05
Also published as: US20070121762A1; US7729455B2; EP1791312A3; EP1791312A2; KR20070055370A

Abstract

【課題】回路規模の増大を抑制しつつ位相変調信号の復調を行う。
【解決手段】受信信号に含まれる同相成分Ｉおよび直交成分Ｑが１ビットＡ／Ｄコンバータ１０７、１０８にてそれぞれ1ビットのデジタル信号に変換され、ＢＰＳＫ復調部１１
０ａは、１ビット化された同相成分Ｉおよび直交成分Ｑで特定される位相点がＩ軸から所定の範囲内にある場
合、同相成分Ｉのみを参照しながら受信信号の復調を行い、1ビットのデジタル信号に変
換された同相成分Ｉおよび直交成分Ｑで特定される位相点がＱ軸から所定の範囲内にある場合、直交成
分Ｑのみを参照しながら受信信号の復調を行う。
【選択図】図１

Description

本発明はＰＳＫ受信機、ＰＳＫ復調回路、通信装置、および、ＰＳＫ受信方法に関し、特に、1ビットのデジタル信号に変換された同相成分Ｉおよび直交成分Ｑから復調を行う
技術に適用して好適なものである。

ＰＳＫ復調における準同期検波を行う方法として、受信された同相成分Ｉおよび直交成分Ｑから搬送波同期を行い復調する方法（特許文献１）や、受信された同相成分Ｉおよび直交成分Ｑに対して以下の（１）式を適用して位相θを求めてから、搬送波同期を行い復

調する方法がある（特許文献２）。
θ＝ｔａｎ-1（Ｉ／Ｑ）・・・（１）

特開２００１−２４７２６号公報特開平９−１１６５８４号公報

しかしながら、特許文献１に開示された方法では、同相成分Ｉおよび直交成分Ｑから搬送波同期をとるので、受信信号の位相補正を行うためには複素乗算が必要となり、複素乗算には４つの乗算器が必要となることから、回路規模が大きくなるという問題があった。また、特許文献２に開示された方法では、受信された同相成分Ｉおよび直交成分Ｑから
位相θを求めるために、（１）式の演算を実行する必要があり、大容量のＲＯＭが必要となることから、回路規模が大きくなるという問題があった。

更に、上記２つの方法では、位相補正を行うために多ビットＡＤコンバータが必要と
なり、回路規模のさらなる増大を招くという問題があった。
そこで、本発明の目的は、回路規模の増大を抑制しつつ、位相変調信号の復調を行うことが可能なＰＳＫ受信機、ＰＳＫ復調回路、通信装置、および、ＰＳＫ受信方法を提供することである。

上述した課題を解決するために、本発明の一態様に係るＰＳＫ受信機は、搬送波を生成する搬送波生成手段と、前記搬送波と受信信号とに基づいて前記受信信号から同相成分Ｉおよび直交成分Ｑを各抽出する抽出手段と、前記受信信号から抽出された同相成分Ｉおよび直交成分Ｑを所定の閾値とそれぞれ比較することにより前記同相成分Ｉおよび直交成分Ｑにそれぞれ相応する各１ビットのデジタル信号を得る比較手段と、前記比較手段によって得た同相成分Ｉおよび直交成分Ｑにそれぞれ相応する各１ビットのデジタル信号のＩ−Ｑコンスタレーション上での位置関係に基づいて、前記受信信号のＢＰＳＫ復調を行うＢＰＳＫ復調手段と、を備えて構成される。

上記構成のＰＳＫ受信機では、同相成分Ｉおよび直交成分Ｑにそれぞれ相応する各１ビットのデジタル信号のＩ−Ｑコンスタレーション上での位置関係に基づいて、前記受信信号のＢＰＳＫ復調を行うため、位相回転に起因する復調処理の誤りを低減することができる。また、受信された信号の同相成分Ｉおよび直交成分Ｑから位相θを求める既述のような面倒な演算を行うことを要さず、多ビットＡＤコンバータや大容量のＲＯＭが不要となることから、回路規模の増大を抑制しつつ、位相変調信号の復調処理を行うことが可能と
なる。

また、本発明の一態様に係るＰＳＫ受信機は、既述の態様のＰＳＫ受信機において特に、前記ＢＰＳＫ復調手段は、前記同相成分Ｉおよび直交成分Ｑにそれぞれ相応する各１ビットのデジタル信号のＩ−Ｑコンスタレーション上での位置関係に基づいて同相成分Ｉまたは直交成分Ｑの何れか一方のみによって受信信号の復調を行うように構成される。
上記構成のＰＳＫ受信機では、受信信号の同相成分Ｉおよび直交成分Ｑに各相応する１ビットの各デジタル信号のＩ−Ｑコンスタレーション上での位置関係に基づいて同相成分Ｉまたは直交成分Ｑの何れか一方のみによって受信信号の復調を行うため、1ビットのデ
ジタル信号に変換された同相成分Ｉまたは直交成分Ｑの符号が反転する確率が高くなった場合においても、符号が反転しない方の成分に基づいて受信信号の復調を行うことができ、位相回転に起因する復調処理の誤りを低減することが可能となる。

また、本発明の一態様に係るＰＳＫ受信機は、既述の態様のＰＳＫ受信機において特に、前記ＢＰＳＫ復調手段は、前記同相成分Ｉおよび直交成分Ｑにそれぞれ相応する各１ビットのデジタル信号で特定される位相点がＩ軸から所定の位相範囲内にある場合、同相成分Ｉのみによって受信信号の復調を行い、前記位相点がＱ軸から所定の位相範囲内にある場合、直交成分Ｑのみによって受信信号の復調を行うように構成される。

上記構成のＰＳＫ受信機では、受信信号の同相成分Ｉまたは直交成分Ｑで特定される位相点がＩ軸に近付いて、1ビットのデジタル信号に変換された直交成分Ｑの符号が反転す
る確率が高くなった場合には、直交成分Ｑを参照することなく受信信号の復調を行うことが可能となると共に、同相成分Ｉまたは直交成分Ｑで特定される位相点がＱ軸に近づいたために、1ビットのデジタル信号に変換された同相成分Ｉの符号が反転する確率が高くな
った場合には、同相成分Ｉを参照することなく受信信号の復調を行うことが可能となり、位相回転に起因する復調処理の誤りを低減することが可能となる。

また、本発明の一態様に係るＰＳＫ受信機は、既述の態様のＰＳＫ受信機において特に、前記ＢＰＳＫ復調手段は、前記同相成分Ｉおよび直交成分Ｑにそれぞれ相応する各１ビットのデジタル信号で特定される位相点がＩ−Ｑコンスタレーション上での何れの象限に属するかを判定する象限判定回路と、前記各１ビットのデジタル信号で特定されるＩ−Ｑコンスタレーション上での位相点の回転方向を判定する回転方向判定回路と、前記象限判定回路および前記回転方向判定回路による判定結果に基づいて前記受信信号に含まれる同相成分Ｉおよび直交成分Ｑの正誤を判定し前記同相成分Ｉおよび直交成分Ｑの補正を行うＩＱ判定回路と、前記位相点のＩ−Ｑコンスタレーション上における位置を判定するステート判定回路と、前記ＩＱ判定回路による補正結果および前記ステート判定回路による判定結果に基づいて受信信号の復調を行う判定回路と、を備えて構成される。

上記構成のＰＳＫ受信機では、同相成分Ｉおよび直交成分Ｑが各１ビットのデジタル信号に変換されているために、例えば、第１象限にある何れの位相点も４５度の点と判定されるような場合においても、量子化前の信号が何れの位相点に相応するものであるかを判断することが可能となる。従って、受信信号の復調を行うために、受信された信号の同相成分Ｉおよび直交成分Ｑから位相θを求める既述のような面倒な演算を行うことを要さず、多ビットＡＤコンバータや大容量のＲＯＭが不要となることから、回路規模の増大を抑制しつつ、位相変調信号の復調を行うことが可能となる。

更に、本発明の一態様に係るＰＳＫ受信機は、既述の態様のＰＳＫ受信機において特に、前記ステート判定回路は、Ｉ軸およびＱ軸から所定の範囲内を除いた第１象限および第３象限からなる第１領域、Ｉ軸およびＱ軸から所定の範囲内を除いた第２象限および第４象限からなる第２領域、Ｑ軸から所定の範囲内の第３領域、および、Ｉ軸から所定の範囲
内の第４領域にＩ−Ｑコンスタレーションを分割し、前記受信信号に含まれる同相成分Ｉと直交成分Ｑとが不一致になった時に前記位相点の現在の領域を前記回転方向判定回路で判定された回転方向に沿った次の領域に推移させるように構成される。

上記構成のＰＳＫ受信機では、各１ビットのデジタル信号に変換されている受信信号の同相成分Ｉおよび直交成分Ｑ場合により特定される位相点の、Ｉ−Ｑコンスタレーション上での位置を判定することができ、受信された信号の同相成分Ｉおよび直交成分Ｑから位相θを求めて位相補正処理を行うことを不要にして、回路規模の増大を抑制することができる。

また、本発明の一態様に係るＰＳＫ受信機は、既述の態様のＰＳＫ受信機において特に、前記ステート判定回路は、Ｉ軸およびＱ軸から所定の範囲内を除いた第１象限および第３象限からなる第１領域、Ｉ軸およびＱ軸から所定の範囲内を除いた第２象限および第４象限からなる第２領域、Ｑ軸から所定の範囲内の第３領域、および、Ｉ軸から所定の範囲内の第４領域にＩ−Ｑコンスタレーションを分割し、前記象限判定回路によって当該１ビットのデジタル信号の位相点が所定回数連続して特定の象限に属する旨の判定結果を得たときには、前記特定の象限に合致するように前記位相点の領域を推移させる。

また、本発明の一態様に係るＰＳＫ受信機は、既述の態様のＰＳＫ受信機において特に、前記ステート判定回路による判定結果に基づいて選択された同相成分Ｉまたは直交成分Ｑと、基準クロックとの位相関係が調整された基準位相パルスとの位相比較結果に従って、前記比較手段によるサンプリングタイミングを当該同相成分Ｉまたは直交成分Ｑに同期するように規制するためのタイミング信号を得るクロック同期部を更に備えて構成される。
上記構成のＰＳＫ受信機では、前記比較手段におけるサンプリングタイミングが当該同相成分Ｉまたは直交成分Ｑに同期するように規制される。

更にまた、本発明の一態様に係るＰＳＫ受信機は、既述の態様のＰＳＫ受信機において特に、当該位相点が前記Ｉ−Ｑコンスタレーション上で経時的に回転するときの回転変位量が９０度の整数倍に相当する所定の角度に達するまでの時間に基づいて搬送波の周波数オフセットを検出する周波数オフセット検出回路を更に備え、前記ステート判定回路は、前記周波数オフセットに基づいて、前記位相点が前記Ｉ−Ｑコンスタレーション上でどの位置にあるかを判定するための判定条件を設定するように構成される。

上記構成のＰＳＫ受信機では、当該位相点がＩ−Ｑコンスタレーション上で経時的に回転するときの回転変位量が９０度の整数倍に相当する所定の角度に達するまでの時間に基づいて、その位相点の移動の緩急の度合いを測り、この度合いに依拠して搬送波の周波数オフセットを検出（推定）し、ステート判定回路は、このようにして検出された周波数オフセットに基づいて、当該位相点のＩ−Ｑコンスタレーション上での位置を判定するための判定条件を設定する。従って、受信された信号の同相成分Ｉおよび直交成分Ｑから敢えて位相θを求める既述のような面倒な演算を行うことを要さず、回路規模の増大を抑制することができる。

また、本発明の一態様に係るＰＳＫ受信機は、既述の態様のＰＳＫ受信機において特に
、前記搬送波生成手段は、前記周波数オフセット検出回路が検出した当該周波数オフセットに基づいて自己が生成する搬送波の周波数を制御するように構成される。
上記構成のＰＳＫ受信機では、周波数オフセット検出回路が検出した当該周波数オフセット量を表すデータが搬送波生成手段に供給され、搬送波生成手段はこの周波数オフセットに基づいて自己が生成する搬送波の周波数を制御する。送受信機間の周波数オフセットを徐々に小さくすることが可能となり、回路規模の増大を抑制しつつ、良好なＢＥＲ特性で受信可能となる。

また、本発明の一態様に係るＰＳＫ復調回路は、受信信号に含まれる同相成分Ｉおよび直交成分Ｑに各相応する各１ビットの各デジタル信号によって特定される位相点が属するＩ−Ｑコンスタレーション上での象限を判定する象限判定回路と、前記受信信号に含まれる同相成分Ｉおよび直交成分Ｑで特定される位相点の回転方向を判定する回転方向判定回路と、前記象限判定回路および前記回転方向判定回路による判定結果に基づいて、前記１ビットの各デジタル信号に変換された受信信号に含まれる同相成分Ｉおよび直交成分Ｑの正誤を判定し、前記同相成分Ｉおよび直交成分Ｑの補正を行うＩＱ判定回路と、前記位相点が前記Ｉ−Ｑコンスタレーション上でどの位置にあるかを判定するステート判定回路と、前記ＩＱ判定回路による補正結果および前記ステート判定回路による判定結果に基づいて受信信号の復調を行う判定回路とを備えて構成される。

上記構成のＰＳＫ復調回路では、同相成分Ｉおよび直交成分Ｑに各相応する各１ビットの各デジタル信号によって特定される位相点が、何れも、第１象限の４５度の点と判定される場合においても、量子化前の信号がどこの位相点にあるかを判断することが可能となる。従って、受信された信号の同相成分Ｉおよび直交成分Ｑから敢えて位相θを求める既述のような面倒な演算を行うことを要さず、回路規模の増大を抑制して、位相変調信号の復調を行うことが可能となる。

また一方、本発明の一態様に係るＰＳＫ受信機は、受信信号に含まれる同相成分Ｉおよび直交成分Ｑに各相応する各１ビットの各デジタル信号によって特定される位相点が属するＩ−Ｑコンスタレーション上での象限を判定する象限判定回路と、前記受信信号に含まれる同相成分Ｉおよび直交成分Ｑで特定される位相点の回転方向を判定する回転方向判定回路と、前記象限判定回路および前記回転方向判定回路による判定結果に基づいて、前記１ビットの各デジタル信号に変換された受信信号に含まれる同相成分Ｉおよび直交成分Ｑの正誤を判定し、前記同相成分Ｉおよび直交成分Ｑの補正を行うＩＱ判定回路と、前記位相点が前記Ｉ−Ｑコンスタレーション上でどの位置にあるかを判定するステート判定回路と、前記ＩＱ判定回路による補正結果および前記ステート判定回路による判定結果に基づいて受信信号の復調を行う判定回路とを備え、更に、前記ステート判定回路は、Ｉ軸およびＱ軸から所定の範囲内を除いた第１象限および第３象限からなる第１領域、Ｉ軸およびＱ軸から所定の範囲内を除いた第２象限および第４象限からなる第２領域、Ｑ軸から所定の範囲内の第３領域、および、Ｉ軸から所定の範囲内の第４領域にＩ−Ｑコンスタレーションを分割し、前記受信信号に含まれる同相成分Ｉと直交成分Ｑとが不一致になった時に前記位相点の現在の領域が前記回転方向判定回路で判定された回転方向に沿った次の領域に推移したものと判定するように構成され、且つ、該判定に際して、当該位相点が現在時点で位置している象限を象限判定回路が継続的に観測している観測継続時間の経過後に、該観測を停止し、判定結果の出力を留保している待機時間が経過した後に、該観測継続時間中に認識された観測結果に基づいて当該位相点が位置している領域を表す判定結果を出力するように構成される。

上記構成のＰＳＫ受信機では、当該位相点が現在時点で位置している象限を象限判定回路が継続的に観測している観測継続時間の経過後に、該観測を停止し、判定結果の出力を留保している待機時間が経過した後に、該観測継続時間中に認識された観測結果に基づい
て当該位相点が位置している領域を表す判定結果を出力するため、動作の安定性が確保される。

更にまた、本発明の一態様に係るＰＳＫ受信機は、既述の態様のＰＳＫ受信機において特に、搬送波の周波数オフセットを検出する周波数オフセット検出回路を更に備え、前記ステート判定回路は、前記周波数オフセット検出回路によって検出された周波数オフセットの値に応じて前記観測継続時間および前記待機時間をそれぞれ設定するように構成される。

上記構成のＰＳＫ受信機では、周波数オフセット検出回路によって検出された周波数オフセットの値に応じて前記観測継続時間および前記待機時間をそれぞれ設定するように構成されているため、周波数オフセットの程度に応じて、必要とされる前記観測継続時間および前記待機時間を適切に選択することができ、迅速な判定（従って、受信信号の復調）と復調における正確さの確保を両立させることが可能になる。

更にまた、本発明の一態様に係るＰＳＫ受信機は、既述の態様のＰＳＫ受信機において特に、前記ステート判定回路は、前記象限判定回路の出力に基づいて当該位相点が一つの領域に滞留している滞留時間を認識し、当該認識された滞留時間が相対的に長いときには前記観測継続時間を相対的に長く設定し、当該認識された滞留時間が相対的に短いときには前記観測継続時間を相対的に短く設定するように構成される。
上記構成のＰＳＫ受信機では、当該位相点が一つの領域に滞留している滞留時間の程度に応じて観測継続時間を適切に設定することができ、迅速な判定（従って、受信信号の復調）と復調における正確さの確保を両立させることが可能になる。

また、本発明の一態様に係るＰＳＫ受信機は、既述の態様のＰＳＫ受信機において特に、前記ステート判定回路は、前記象限判定回路の出力に基づいて当該位相点が一つの領域に滞留している滞留時間を認識し、当該認識された滞留時間が相対的に長いときには前記待機時間を相対的に長く設定し、当該認識された滞留時間が相対的に短いときには前記待機時間を相対的に短く設定するように構成される。
上記構成のＰＳＫ受信機では、当該位相点が一つの領域に滞留している滞留時間の程度に応じて待機時間を適切に設定することができ、迅速な判定（従って、受信信号の復調）と復調における正確さの確保を両立させることが可能になる。

更にまた、本発明の一態様に係るＰＳＫ受信機は、既述の態様のＰＳＫ受信機において特に、前記ステート判定回路は、前記象限判定回路の出力に基づいて当該位相点が一つ領域に滞留している滞留時間を認識し、当該認識された滞留時間が相対的に長いときには前記待機時間を相対的に長く設定し且つ前記観測継続時間を所定の初期値に設定し、該長く設定された前記待機時間が所定の上限値に達した後には、前記観測継続時間を相対的に長く設定し且つ前記待機時間を所定の初期値に戻し、更に、当該認識された滞留時間が相対的に短いときには前記待機時間を相対的に短く設定し且つ前記観測継続時間を所定の初期値に設定し、該短く設定された前記待機時間が所定の下限値に達したときには、前記観測継続時間を相対的に短く設定し且つ前記待機時間を所定の初期値に戻す一連の制御動作を繰り返し実行するように構成される。

上記構成のＰＳＫ受信機では、当該位相点が一つの領域に滞留している滞留時間の程度に応じて待機時間および観測継続時間を適切に選択し、迅速な判定（従って、受信信号の復調）と復調における正確さの確保を両立させることが可能になる。
また一方、本発明の一態様に係る通信装置は、既述の何れかのＰＳＫ受信機を、アンテナによる受信信号を増幅する増幅器の後段に接続して構成される。
上記構成の通信装置では、既述の何れかのＰＳＫ受信機における機能が当該通信装置に
おいて発揮される。

更にまた、本発明の一態様に係るＰＳＫ受信方法では、搬送波生成手段で生成する搬送波と受信信号とに基づいて前記受信信号から同相成分Ｉおよび直交成分Ｑを各抽出し、該抽出された同相成分Ｉおよび直交成分Ｑを所定の閾値とそれぞれ比較することにより前記同相成分Ｉおよび直交成分Ｑにそれぞれ相応する各１ビットのデジタル信号を得、前記同相成分Ｉおよび直交成分Ｑに各相応する当該１ビットの各デジタル信号のＩ−Ｑコンスタレーション上での位置関係に基づいて、前記受信信号のＢＰＳＫ復調を行う。

上記のＰＳＫ受信方法では、同相成分Ｉおよび直交成分Ｑに各相応する１ビットの各デジタル信号のＩ−Ｑコンスタレーション上での位置関係に基づいて、前記受信信号のＢＰＳＫ復調を行うため、位相回転に起因する復調処理の誤りを低減することができる。また、受信された信号の同相成分Ｉおよび直交成分Ｑから位相θを求める既述のような面倒な演算を行うことを要さず、多ビットＡＤコンバータや大容量のＲＯＭが不要となることから、回路規模の増大を抑制しつつ、位相変調信号の復調処理を適切に行うことが可能となる。

以下、本発明の実施形態に係るＰＳＫ受信機およびＰＳＫ復調回路について図面を参照しながら説明する。
図１は、本発明の第１実施形態に係るＢＰＳＫ受信機の構成を示すブロック図である。
図１において、無線通信受信機には、直交変調された電波を受信するアンテナ１０１、アンテナ１０１にて受信され受信信号を増幅するローノイズアンプ１０２、搬送波を生成するＰＬＬ回路１０９、ＰＬＬ回路１０９にて生成された搬送波の位相をπ／２だけシフトさせるフェイズシフタ１００、π／２だけ位相がシフトされた搬送波と、ローノイズアンプ１０２にて増幅された受信信号を混合することにより、受信信号の同相成分Ｉを抽出する混合器１０３、ＰＬＬ回路１０９にて生成された搬送波と、ローノイズアンプ１０２にて増幅された受信信号を混合することにより、受信信号の直交成分Ｑを抽出する混合器１０４、混合器１０３にて生成された信号から不要な高域成分を除去するローパスフィルタ１０５、混合器１０４にて生成された信号から不要な高域成分を除去するローパスフィルタ１０６、ローパスフィルタ１０５にて不要な高域成分が除去された同相成分Ｉをしきい値と比較することにより、同相成分Ｉを1ビットのデジタル信号に変換する１ビットＡ
／Ｄコンバータ１０７、ローパスフィルタ１０６にて不要な高域成分が除去された直交成分Ｑを閾値と比較することにより、直交成分Ｑを1ビットのデジタル信号に変換する１ビ
ットＡ／Ｄコンバータ１０８、1ビットのデジタル信号に変換された同相成分Ｉおよび直
交成分Ｑによって特定される位相点のＩ−Ｑコンスタレーション上での位置関係に基づいて、受信信号のＢＰＳＫ復調を行うＢＰＳＫ復調部１１０ａが設けられている。

ここで、ＢＰＳＫ復調部１１０ａは、各1ビットのデジタル信号に変換された同相成分
Ｉおよび直交成分のＩ−Ｑコンスタレーション上での位置関係に基づいて同相成分Ｉまたは直交成分Ｑの何れか一方のみを参照しながら受信信号の復調を行うことができる。
すなわち、ＢＰＳＫ復調部１１０ａは、1ビットのデジタル信号に変換された同相成分
Ｉおよび直交成分Ｑで特定される位相点がＩ軸から所定の範囲内にある場合、同相成分Ｉのみを参照しながら受信信号の復調を行い、1ビットのデジタル信号に変換された同相成
分Ｉおよび直交成分Ｑで特定される位相点がＱ軸から所定の範囲内にある場合、直交成分Ｑのみを参照しながら受信信号の復調を行う。

アンテナ１０１にて受信された電波はローノイズアンプ１０２で増幅される。混合器１０４において該ローノイズアンプ１０２で増幅された受信信号にＰＬＬ回路１０９で生成された搬送波が混合されることにより、受信信号の直交成分Ｑが生成され、一方、混合器
１０３において該ローノイズアンプ１０２で増幅された受信信号にフェイズシフタ１００によってπ／２位相がシフトされた搬送波が混合されることにより、受信信号の同相成分Ｉが生成される。

混合器１０３、１０４において各生成された同相成分Ｉおよび直交成分Ｑの各信号はそれぞれローパスフィルタ１０５、１０６を通して不要な高域成分が除去された後、１ビットＡ／Ｄコンバータ１０７、１０８に各供給される。
ローパスフィルタ１０５、１０６をそれぞれ通過した同相成分Ｉおよび直交成分Ｑが１ビットＡ／Ｄコンバータ１０７、１０８でそれぞれ1ビットのデジタル信号に変換され、
ＢＰＳＫ復調部１１０ａに入力される。
ＢＰＳＫ復調部１１０ａは、1ビットのデジタル信号に変換された同相成分Ｉおよび直
交成分ＱのＩ−Ｑコンスタレーション上での位置関係に基づいて、受信信号のＢＰＳＫ復調を行う。

上述のようにして、データ判定軸を時間とともに適宜変更しながら受信信号の復調を行うことが可能となり、同相成分Ｉおよび直交成分Ｑが1ビットのデジタル信号に変換され
ている場合においても、位相回転起因する復調誤り（ビット誤り）を低減することができる。
従って、受信信号のビット判定を行うために、受信された同相成分Ｉおよび直交成分Ｑから位相θを求める既述のような面倒な演算を実行する必要がなくなり、多ビットＡＤコンバータや大容量のＲＯＭが不要となることから、回路規模の増大を抑制しつつ、位相変調信号の復調を行うことが可能となる。

図２は、図１のＢＰＳＫ復調部１１０ａの概略構成を示すブロック図である。
図２において、ＢＰＳＫ復調部１１０ａには、受信信号に含まれる同相成分Ｉおよび直交成分Ｑが属する象限は何れであるかを判定する象限判定回路１２２、受信信号に含まれる同相成分Ｉおよび直交成分Ｑで特定される位相点の回転方向を判定する回転方向判定回路１２３、象限判定回路１２２および回転方向判定回路１２３による判定結果に基づいて受信信号に含まれる同相成分Ｉおよび直交成分Ｑの正誤を判定し、同相成分Ｉおよび直交成分Ｑの補正を行うＩＱ判定回路１２１、同相成分Ｉおよび直交成分Ｑで特定される位相点のＩ−Ｑコンスタレーション上における位置を判定するステート判定回路１２４、および、ＩＱ判定回路１２１による補正結果およびステート判定回路１２４による判定結果に基づいて送信信号の復調を行う判定回路１２５が設けられている。

図３は、ＢＰＳＫ受信信号におけるコンスタレーション（直交変調に対し、同相成分ＩをＸ軸、直交成分ＱをＹ軸として信号を表したもの）を示す図である。
図３（ａ）において、ＢＰＳＫ方式では、搬送波の位相変化をπラジアンと規定することにより、１シンボルで０または１の２つの状態、すなわち１ビットの情報伝達が実現される。ここで、受信信号は、理想的な位相点Ｓ１、Ｓ２に対してその周囲の或る領域にノイズＮ１、Ｎ２がそれぞれ付加された状態となる。

また、図３（ｂ）において、送受信機間で位相オフセットが存在すると、Ｉ軸に対して位相角θだけ位相点Ｓ１、Ｓ２が回転する。送受信機間の周波数オフセットに対応して位相角θは時間とともに変化し、ＢＰＳＫの位相点Ｓ１、Ｓ２は原点を中心に回転する。
従来の方法では、この位相角θの推移、即ち、位相点の回転を補償するように、位相角θの回転とは逆の回転に相当する位相補償の演算を行い、実効的に位相点Ｓ１、Ｓ２が一定の位置に留まるような処理が行われる。

この処理をデジタル信号処理で行う場合、位相誤差の検出を行いＮＣＯ（Numeric Controlled Oscillator）を用いて、Ｉ’＝Ｉ＊ｃｏｓθ−Ｑ＊ｓｉｎθ、
Ｑ’＝Ｑ＊ｃｏｓθ＋Ｉ＊ｓｉｎθの演算を行うことにより、正しい位相点Ｓ１、Ｓ２に補正することが行われる。この場合、位相角θを算出するために、多ビットＡＤ変換器にて受信ベースバンド信号をサンプリングした信号から、位相点を算出する必要がある。

一方、同相成分Ｉおよび直交成分Ｑが1ビットのデジタル信号に変換されている場合、
第１象限のどの位相点も４５度の点と判定されるため、量子化前の信号が、どこの位相点にあるか判断することができず、ＮＣＯによる補正ができない。このため、図２の構成では、位相誤差を検出して回転を補正する代わりに、データ判定の軸を時間とともに適時変更することにより、位相回転による復調の誤り（ビット誤り）を軽減する。

即ち、図２において、図１の１ビットＡ／Ｄコンバータ１０７、１０８でそれぞれ1ビ
ットのデジタル信号に変換された同相成分Ｉおよび直交成分Ｑは、回転方向判定回路１２３、象限判定回路１２２およびＩＱ判定回路１２１に入力される。
回転方向判定回路１２３は、1ビットのデジタル信号に変換された同相成分Ｉおよび直
交成分Ｑから位相点が何れの方向に回転しているかを判断する。

例えば、プリアンブル期間中に全１の信号が送信されると、左回りに位相点が回転している場合、位相点が第１象限⇒第２象限と変化し、位相点の回転方向が分かる。また、送受信機間のどちらかをわずかに高い周波数に設定することによって、回転方向を予め設定し、受信信号を参照することなく回転方向を判断できるようにしてもよい。
また、象限判定回路１２２は、1ビットのデジタル信号に変換された同相成分Ｉおよび
直交成分Ｑから、位相点がどの象限にあるかを判定する。具体的には、位相点がどの象限にあるかを以下のように判定することができる。

Ｉ＝１、Ｑ＝１ ⇒ 第１象限、
Ｉ＝０、Ｑ＝１ ⇒ 第２象限、
Ｉ＝０、Ｑ＝０ ⇒ 第３象限、
Ｉ＝１、Ｑ＝０ ⇒ 第４象限、

尚、象限判定回路１２２では、連続する複数の同相成分Ｉおよび直交成分Ｑから現在の象限を判定することができる。これにより、誤った信号により象限判定がすぐに変化することを防止することができる。
上述のように、回転方向判定回路１２３で判定された位相点の回転方向および象限判定回路１２２で判定された位相点の現在の象限は、ＩＱ判定回路１２１およびステート判定回路１２４に入力される。

以下、ＩＱ判定回路１２１およびステート判定回路１２４の動作について、通信開始時点における位相点は第１象限と第３象限にあるものとし、位相の回転方向は左回りであると仮定して説明を行う。
送受信機間で位相オフセットが存在する場合、第１象限と第３象限にあるＢＰＳＫの受信信号の位相点は時間とともに左回りに回転しＱ軸に近づく。すると、これまで第１象限と第３象限にあった信号はＩ＝Ｑの関係があったが、ノイズによりどちらかの信号が誤ると、Ｉ≠Ｑとなる。

ＩＱ判定回路１２１は、位相点が左回りに回転した場合、位相点がＱ軸に近付くにつれて、同相成分Ｉの符号が反転する確率が高くなるため、Ｉ≠Ｑとなったときには同相成分Ｉが誤っていると判断することができ、同相成分Ｉの符号を反転してＩ’（＝−１×Ｉ）を出力するとともに、同相成分Ｑ’（＝Ｑ）をそのまま出力する。更に、ＩＱ判定回路１２１は、信号の誤りが起こったことをステート判定回路１２４に通知する。
ステート判定回路１２４は、ＩＱ判定回路１２１での判定結果を参照しながら、回転方
向判定回路１２３で判定された位相点の回転方向および象限判定回路１２２で判定された位相点の現在の象限を考慮することにより、位相点が現在どこにあるかの予測を行う。

図４は、本発明の一実施形態に係るステート判定領域を示す図である。
図４において、位相点が現在どこにあるかの予測を行う場合、ＢＰＳＫ受信信号におけるコンスタレーションを４つの領域Ｒ１〜Ｒ４に分割する。ここで、領域Ｒ３はＱ軸から所定の範囲内にある領域、領域Ｒ４はＩ軸から所定の範囲内にある領域、領域Ｒ１は、領域Ｒ３、Ｒ４を除く第１象限および第３象限の領域、領域Ｒ２は、領域Ｒ３、Ｒ４を除く第２象限および第４象限の領域である。

そして、図１のＢＰＳＫ復調部１１０ａは、1ビットのデジタル信号に変換された同相成分Ｉおよび直交成分Ｑで特定される位相点が領域Ｒ４の範囲内にある場合、同相成分Ｉのみを参照しながら受信信号の復調を行い、1ビットのデジタル信号に変換された同相成分
Ｉおよび直交成分Ｑで特定される位相点が領域Ｒ３の範囲内にある場合、直交成分Ｑのみを参照しながら受信信号の復調を行うことができる。

即ち、ステート判定回路１２４は、図２の象限判定回路１２２からの信号が、特定の象限で安定していることを示す場合、その象限に位相点があると判断して、図４の領域Ｒ１、Ｒ２のどちらかを示す信号を判定回路１２５に出力する。また、ステート判定回路１２４は、位相点が領域Ｒ１又はＲ２にある時に、ＩＱ判定回路１２１から誤りが起こったことが通知された場合、今の領域での判定が不安定になったと判断し、当該位相点が次の領域に推移したものと判定する。すなわち、上記の例では、位相点がＱ軸に近づいているので、図４の領域Ｒ１から領域Ｒ３に推移したものと判定して、領域Ｒ３を示す信号を判定回路１２５に出力する。

更に位相点が回転すると、Ｑ軸をまたいで、領域Ｒ２に位相点が移動する。この時、ステート判定回路１２４では、象限判定回路１２２からの象限判定結果を複数ビット（数十ビット）相当の時間に亘って観測し、第２象限と第４象限を示す信号が連続して安定的に出力しているかどうかを判断する。
ステート判定回路１２４によって位相点が第２象限と第４象限に完全に入ったと判断された場合には、位相点は領域Ｒ３から領域Ｒ２に推移したことを意味している。この状態に到ったときにはステート判定回路１２４は、領域Ｒ２を示す信号を判定回路１２５に出力する。ステート判定回路１２４は、以上のような領域を判定する処理を、位相点の回転に沿って繰り返し行う。

ステート判定回路１２４からの出力信号は、ＩＱ判定回路１２１にも入力される。ＩＱ判定回路１２１では、ステート判定回路１２４から領域Ｒ３、Ｒ４を示す信号が出力されているときには、Ｉ≠Ｑとなった時の同相成分Ｉまたは直交成分Ｑの補正を行わないようにする。
判定回路１２５は、通信方式がＤＢＰＳＫ（Differential ＢＰＳＫ）の場合、ＩＱ判
定回路１２１からのＩ、Ｑ信号と、ステート判定回路１２４からの領域Ｒ１〜Ｒ４を示す信号に基づいて、図５に示すように位相点を判断することができる。

判定回路１２５は、位相点が求まったところで、２ビット間での位相差をとり、データの復調を行う。例えば、ＤＢＰＳＫであれば、２ビット間での位相推移Ｐが、π／２＜Ｐ＜３π／２であればデータは１、それ以外は０と判定することができる。また、π／２オフセットＤＢＰＳＫの場合にも同様の方法で復調することができる。
一方、通信方式がＢＰＳＫの場合、図６に示すように判断して出力データを得ることができる。即ち、判定回路１２５はプリアンブルから象限の推移を記憶しておき、象限と領域の関係から図６のように判断してデータを出力する。

位相点の属する象限の推移を知る方法としては、既知の信号であるプリアンブルの象限から、領域の推移に基づいて象限の推移を推定する。具体的には、例えば、プリアンブルの象限が第１象限であった場合、領域がＲ1→Ｒ３→Ｒ２と移動した時点で象限は第２象
限だと判断できる。

位相点の属する象限の推移に関して上述のような判断処理を行うことにより、同相成分Ｉまたは直交成分Ｑで特定される位相点がＩ軸またはＱ軸に近付いたために、1ビットの
デジタル信号に変換された同相成分Ｉまたは直交成分Ｑの符号が反転する確率が高くなった状態にあるときにも、符号が反転しない方の成分を参照しながら受信信号の復調を行うことができ、ビット誤りを低減することが可能となる。
従って、周波数オフセットにより位相点が回転した場合でも、高周波帯またはベースバンド帯において周波数の補正を行わずにＢＰＳＫ信号の復調が可能となるとともに、多ビットＡＤ変換器を用いることなくＢＰＳＫ信号の復調を行うことができ、回路規模を削減する事が可能となる。

図７は、図１のＢＰＳＫ復調部１１ａのその他の構成例を示すブロック図である。
図７において、図１の構成に加え、当該位相点が前記Ｉ−Ｑコンスタレーション上で経時的に回転するときの回転変位量が９０度の整数倍に相当する所定の角度に達するまでの時間に基づいて搬送波の周波数オフセットを検出する周波数オフセット検出回路１２６が設けられている。
この、周波数オフセット検出回路１２６は、ステート判定回路１２４からの信号を受けて、図４の領域Ｒ１〜Ｒ４にどれくらいの期間だけ位相点が留まっていたかという位相点の位置の遷移に関する緩急の度合いを判定し、送受信機間での周波数オフセットを推定することができる。

上述の緩急の度合いは、即ち、当該位相点が前記Ｉ−Ｑコンスタレーション上で経時的に回転するときの回転変位量が９０度の整数倍（例えば、１８０度、２７０度、３６０度、７２０度、１０８０度、等々）に相当する所定の角度に達するまでの時間に反映されるものであって、例えば、領域Ｒ１⇒領域Ｒ３に推移するまでの時間を測定することにより、送受信機間での周波数オフセットを推定できる。

このようにして周波数オフセット検出回路１２６で推定された周波数オフセットは、ステート判定回路１２４に供給され、位相点が図４における、例えば、「Ｒ３⇒Ｒ１またはＲ２」、「Ｒ４⇒Ｒ１またはＲ２」の如く推移する時に、同じ象限にいるかどうかを判断するために、当該推移の緩急の程度に応じて、連続して何ビット分に相応する時間だけ信号を観測する必要があるかを設定するために利用することができる。

一例としては、周波数オフセットが比較的小さいと判断された時には、連続８０ビット相当の時間、比較的大きいと判断された時には、連続４０ビット相当の時間に亘って観測を継続するように設定する。
以上のような技術を適用することにより、周波数オフセット値により領域推移の条件を変えることが可能となり、良好なＢＥＲ特性を維持したまま受信可能な周波数オフセット値の許容範囲を広げることが可能となる。

図８は、本発明の第２実施形態に係るＢＰＳＫ受信機の構成を示すブロック図である。
図８の構成では、図１のＢＰＳＫ復調部１１０ａの代わりにＢＰＳＫ復調部１１０ｂが設けられ、ＢＰＳＫ復調部１１０ｂは、送受信機間の搬送波の周波数オフセットに基づいて、ＰＬＬ回路１０９で生成される搬送波の周波数を制御することができる。

図９は、図８のＢＰＳＫ復調部１１０ｂの概略構成を示すブロック図である。
図８において、図７の構成に加え、Ｄ／Ａコンバータ１２７が設けられている。このような構成において、周波数オフセット検出回路１２６で検出された周波数オフセットはＤ／Ａコンバータ１２７でアナログ信号に変換され、ＰＬＬ回路１０９にフィードバックされる。ＰＬＬ回路１０９は、アナログ信号に変換された周波数オフセットに基づいて、搬送波の周波数を制御する。周波数オフセットをＰＬＬ回路１０９にフィードバックするこによって、送受信機間の周波数オフセットを徐々に小さくすることが可能になり、回路規模の増大を抑制しつつ、良好なＢＥＲ特性で受信可能となる。

図１０は、本発明の第３実施形態に係るＢＰＳＫ受信機の構成を示すブロック図である。
図１０の構成では、図１のＢＰＳＫ復調部１１０ａの代わりにＢＰＳＫ復調部１１０ｃが設けられるとともに、図２のステート判定回路１２４による判定結果に基づいて選択されたＩ信号またはＱ信号と図１１を参照して後述する分周器２０６の出力との位相の比較結果に従って、１ビットＡ／Ｄコンバータ１０７、１０８のサンプリングタイミングを基準クロックに同期させるクロック同期部１１１が設けられている。

ここで、ＢＰＳＫ復調部１１０ｃは、ステート判定回路１２４から出力される領域Ｒ１〜Ｒ４を示す信号を制御信号ＣＳとしてクロック同期部１１１に入力し、クロック同期部１１１は制御信号ＣＳに従ってＩ信号またはＱ信号の何れかを選択しながら基準クロックの位相を制御する。

図１１は、図１０のクロック同期部１１１の概略構成を示すブロック図である。
図１１において、クロック同期部１１１には、制御信号ＣＳに従ってＩ信号またはＱ信号の何れかを選択するスイッチ２０１、スイッチ２０１から出力されたＩ信号またはＱ信号と、分周器２０６から出力された分周クロックの立ち上がりの位相を１サイクルごとに比較し、Ｉ信号またはＱ信号よりも分周クロックが先に立ち上がれば進み信号を、遅れて立ち上がれば遅れ信号を出力する位相比較器２０２、入力信号に含まれるノイズやジッタの影響を抑圧して出力信号を安定させるフィルタ２０３、基準クロックを発生する基準クロック発生器２０４、フィルタ２０３を介して出力された進み信号または遅れ信号に基づいて基準クロックに対して１パルスの付加または除去を行うことで位相を調整する位相制御回路２０５、位相が調整された基準クロックを分周する分周器２０６、分周器２０６で分周された分周クロックをπだけ遅延させたクロックＣＫを出力する遅延部２０７が各設けられている。ここで、スイッチ２０１は、制御信号ＣＳが領域Ｒ３を示す時はＱ信号、領域Ｒ４を示す時はＩ信号を選択し、それ以外の時はどちらか一方を任意に選択する。

上記の構成において、スイッチ２０１で選択されたＩ信号またはＱ信号は位相比較器２０２に入力される。位相比較器２０２は、スイッチ２０１から出力されたＩ信号またはＱ信号と、分周器２０６から出力された分周クロック（即ち、基準クロック発生器２０４の出力である基準クロックと一定の位相関係を持つ基準位相パルス）の立ち上がりの位相を１サイクルごとに比較し、Ｉ信号またはＱ信号よりも分周クロックが先に立ち上がれば進み信号を、遅れて立ち上がれば遅れ信号を、フィルタ２０３を介して位相制御回路２０５に出力する。

位相制御回路２０５は、フィルタ２０３を介して出力された進み信号または遅れ信号に基づいて基準クロックに対して１パルスの付加または除去を行うことによって基準クロックの位相を調整してから分周器２０６に出力する。
位相制御回路２０５で位相が調整された基準クロックは、分周器２０６に分周された後、遅延部２０７でπだけ遅延されてからクロックＣＫとして１ビットＡ／Ｄコンバータ１０７、１０８に供給される。
上記構成により、周波数オフセットに起因して回転している同相成分Ｉまたは直交成分Ｑから、振幅が大きな方をクロック同期信号として選択することが可能となり、簡易な方法によってクロック同期を行いながら、ＢＰＳＫ信号の復調を行うことができる。

図１２は、ステート判定回路に別段の特徴を有する本発明の更に他の数例の実施形態としてのＰＳＫ受信機の作用について説明する図である。尚、この図１２を参照して作用を説明する各実施形態のブロック図上での構成は、既述の図７の実施形態と同様である。
ステート判定回路１２４は、当該位相点が一つの領域、例えばＲ１またはＲ２に滞留している滞留時間を認識する。この滞留時間は、装置内においてビット数で測られるので、説明の便宜上滞留時間はＺビットとして認識されるものとする。

一方、ステート判定回路１２４は、位相点が現在時点で位置している領域を判定しても直ちにその判定結果を出力することはせず、出力することを留保する待機時間が経過した後に、出力する。この待機時間も装置内部ではビット数によって測られるが、説明の便宜上待機時間はＹビットとして認識されるものとする。
ステート判定回路１２４は、滞留時間（Ｚビット）が所定のビット数より大きい場合には待機時間（Ｙビット）を大きくするように制御する。また、滞留時間（Ｚビット）が所定ビット数より小さい場合には待機時間（Ｙビット）を小さくするように制御する。

この制御による作用を図１２を参照して説明する。受信信号のＳＮＲ（ＳＮ比）が良い場合には、位相点の位置がＹ軸に近い場合でも領域Ｒ１に位置していると適切に判定することができ、位相点が領域Ｒ１の略中央（第一象限の略中央）に現実に達する以前の時点、即ち図１２の太線の破線Ｂ３１１に差し掛かった位置で、判定結果は領域Ｒ３から領域Ｒ１へと切り替わる。

一方ＳＮＲが悪い場合には、Ｙ軸から比較的遠く離れたところまで位相が回転したところに到って漸く領域Ｒ１に位置していると判定される。従って、領域Ｒ３から領域Ｒ１へと切換ったとの判定が可能になる境界線は、図１２の一点鎖線Ｂ３１２で示される位置であり、領域Ｒ１の略中央近くなる。
以上、領域Ｒ３か領域Ｒ１かを判定するに際しての、ＳＮＲが良好な場合の境界線（太線の破線Ｂ３１１）、および、ＳＮＲが劣悪な場合の境界線（一点鎖線Ｂ３１２）に関する現象の分析については、領域Ｒ１か領域Ｒ４かを判定するに際しての、ＳＮＲが良好な場合の境界線（太線の破線Ｂ１４１）、および、ＳＮＲが劣悪な場合の境界線（一点鎖線Ｂ１４２）に関しても同様である。

従って、ＳＮＲが良好な場合には、上記双方の太線の破線で表された境界線Ｂ３１１，Ｂ１４１の間の領域が領域Ｒ１に位相点が位置する旨の判定が行われる領域であって、ＳＮＲが良好な場合の上述における滞留時間（Ｚビット）に相応する。
同様に、２本の一点鎖線Ｂ３１２，Ｂ１４２間の領域が、ＳＮＲが相対的に劣悪な場合に領域Ｒ１に位相点が位置する旨の判定が行われる領域である。

一般に、ＳＮＲが良い場合には、位相点がＹ軸に近い位置にあるうちにＲ１領域内に位置する旨判定されてもこれが誤りである確率は高くはないが、領域判定の境界をＲ１の略中央へ移動した方が相対的には誤りの確率を一層小さくすることができる。
このため、滞留時間（Ｚビット）が所定のビット数より大きい場合には待機時間（Ｙビット）を相対的に大きくすることによって位相点の位置する領域の判定に係る境界をＲ１の略中央へ移動する。ＳＮＲが悪くＺが所定のビット数より小さい場合、待機時間（Ｙビット）を小さくすることによって境界をＹ軸の方へ移動する。

搬送波の周波数オフセット、従って、位相点の位置の経時的推移の緩急の程度に応じて
適切な待機時間（Ｙビット）を選択的に設定し、判定の迅速化と判定の正確さとの双方を両立させることを可能ならしめることができる。
図１２を参照して説明したＳＮＲの良否と判定条件の設定方法の関係について図１３を参照して更に補足的に説明する。

図１３において、Ｐ１およびＰ２は、それら自体は、何れも理想状態の位相点を表しているが、図示の例では、Ｐ１はＳＮＲが相対的に良好な場合のものであり、Ｐ２はＳＮＲが相対的に劣悪な場合のものを表している。Ｐ１周辺の一点鎖線による円Ａ１はＳＮＲが相対的に良好な状態の位相点Ｐ１に関するノイズの領域であり、一方、Ｐ２周辺の一点鎖線による円Ａ２はＳＮＲが相対的に劣悪な場合の位相点Ｐ２に関するノイズの領域である。

位相点Ｐ１に関するように、ノイズの広がり（Ａ１）が相対的に狭い場合には、細線の矢線で表された位相点の移動方向Ｓｒの変位が少ないＹ軸に近い領域Ｂ１にあるうちに、（移動方向Ｓｒで見て）次の領域に達していると判定して支障はない。一方、位相点Ｐ２に関するように、ノイズの広がり（Ａ２）が相対的に広い場合には、細線の矢線で表された位相点の移動方向Ｓｒの変位が大きいＹ軸から遠ざかった領域Ｂ２に達して、漸く、（移動方向Ｓｒで見て）次の領域に達していると判定されることになる。
以上、待機時間（Ｙビット）を調節することによって位相点の位置の判定に係る境界をずらす方法を説明したが、象限判定回路が位相点の現在位置を継続的に観測している観測継続時間（Ｘビット）を増減させるようにしても良い。観測継続時間（Ｘビット）を調整することは待機時間（Ｙビット）より大きく境界をずらす効果が望める。

また、観測継続時間（Ｘビット）と待機時間（Ｙビット）を次のように制御することにより、ＳＮＲに対して最適な判断条件を設定することができる。即ち、滞留時間（Ｚビット）が所定のビット数より大きい場合には、待機時間（Ｙビット）は所定の初期値に据え置いたまま初めに待機時間（Ｙビット）を増やし、この待機時間（Ｙビット）がある上限値に達した場合には、観測継続時間（Ｘビット）を増やし、待機時間（Ｙビット）を初期値に戻す様に制御する。逆に、滞留時間（Ｚビット）が所定のビット数より小さい場合には、観測継続時間（Ｘビット）は所定の初期値に据え置いたまま初めに待機時間（Ｙビット）を減らし、待機時間（Ｙビット）がある下限値になった場合には、観測継続時間（Ｘビット）を減らし、待機時間（Ｙビット）を所定の初期値に戻す様に制御する。これを繰り返す事により、ＳＮＲ対して最適な観測継続時間（Ｘビット）と待機時間（Ｙビット）に制御する事が可能となる。このような一連の制御は所要に応じて繰り返し実行する。

以上、図１２および図１３を参照して説明した作用が各該当する実施形態の構成において如何に営まれるかについて、図７のブロック図を適宜参照して説明する。
即ち、本発明の一つの実施形態では、ステート判定回路１２４は、受信信号に含まれる同相成分Ｉと直交成分Ｑとが不一致になった時に当該位相点が現在位置する領域が回転方向判定回路１２３で判定された回転方向に沿った次の領域に推移したものと判定するように構成され、且つ、該判定に際して、当該位相点が現在時点で位置している象限を象限判定回路１２２が継続的に観測している観測継続時間（Ｘビット）の経過後に、該観測を停止し、判定結果の出力を留保している待機時間（Ｙビット）が経過した後に、該観測継続時間（Ｘビット）中に認識された観測結果に基づいて当該位相点が位置している領域を表す判定結果を出力する。上述のような待機時間（Ｙビット）を敢えて設定することにより動作の安定性が確保される。

また、更に本発明の他の実施形態では、搬送波の周波数オフセットを検出する周波数オフセット検出回路１２６を更に備え、ステート判定回路１２４は、周波数オフセット検出回路１２６によって検出された周波数オフセットの値に応じて観測継続時間（Ｘビット）
および前記待機時間（Ｙビット）をそれぞれ設定する。
この実施形態では、周波数オフセットの程度に応じて、必要とされる観測継続時間（Ｘビット）および待機時間（Ｙビット）を適切に選択することができ、迅速な判定（従って、受信信号の復調）と復調における正確さの確保を両立させることが可能になる。

更にまた、本発明の一つの実施形態は、既述のステート判定回路１２４は、象限判定回路１２２の出力に基づいて当該位相点が一つの領域に滞留している滞留時間（Ｚビット）を認識し、当該認識された滞留時間（Ｚビット）が相対的に長いときには観測継続時間（Ｘビット）を相対的に長く設定し、当該認識された滞留時間（Ｚビット）が相対的に短いときには観測継続時間（Ｘビット）を相対的に短く設定するように構成される。
このような構成の実施形態では、当該位相点が一つの領域に滞留している滞留時間（Ｚビット）の程度に応じて観測継続時間（Ｘビット）を適切に設定することができ、迅速な判定（従って、受信信号の復調）と復調における正確さの確保を両立させることが可能になる。

また、本発明の一つの実施形態は、既述のステート判定回路１２４は、象限判定回路１２２の出力に基づいて当該位相点が一つの領域に滞留している滞留時間（Ｚビット）を認識し、当該認識された滞留時間（Ｚビット）が相対的に長いときには待機時間（Ｙビット）を相対的に長く設定し、当該認識された滞留時間（Ｚビット）が相対的に短いときには待機時間（Ｙビット）を相対的に短く設定するように構成される。
このような構成の実施形態では、当該位相点が一つの領域に滞留している滞留時間（Ｚビット）の程度に応じて待機時間（Ｙビット）を適切に設定することができ、迅速な判定（従って、受信信号の復調）と復調における正確さの確保を両立させることが可能になる。

更にまた、本発明の一つの実施形態は、既述のステート判定回路１２４は、象限判定回路１２２の出力に基づいて当該位相点が一つ領域に滞留している滞留時間（Ｚビット）を認識し、当該認識された滞留時間（Ｚビット）が相対的に長いときには待機時間（Ｙビット）を相対的に長く設定し且つ観測継続時間（Ｘビット）を所定の初期値に設定し、該長く設定された待機時間（Ｙビット）が所定の上限値に達した後には、観測継続時間（Ｘビット）を相対的に長く設定し且つ前記待機時間（Ｙビット）を所定の初期値に戻し、更に、当該認識された滞留時間（Ｚビット）が相対的に短いときには待機時間（Ｙビット）を相対的に短く設定し且つ観測継続時間（Ｘビット）を所定の初期値に設定し、該短く設定された待機時間（Ｙビット）が所定の下限値に達したときには、観測継続時間（Ｘビット）を相対的に短く設定し且つ待機時間（Ｙビット）を所定の初期値に戻す一連の制御動作を繰り返し実行するように構成される。

このような構成の実施形態では、当該位相点が一つの領域に滞留している滞留時間（Ｚビット）の程度に応じて待機時間（Ｙビット）および観測継続時間（Ｘビット）を適切に選択し、迅速な判定（従って、受信信号の復調）と復調における正確さの確保を両立させることが可能になる。
他方、本発明の一実施形態としての通信装置は、既述の何れかのＰＳＫ受信機を、アンテナによる受信信号を増幅する増幅器の後段に接続して構成される（図１、図８、および、図１０）。
上記構成の通信装置では、既述の何れかのＰＳＫ受信機における機能が当該通信装置において発揮される。

以上の説明から、本発明のＰＳＫ受信機に関する技術思想は、搬送波生成手段で生成する搬送波と受信信号とに基づいて前記受信信号から同相成分Ｉおよび直交成分Ｑを各抽出し、該抽出された同相成分Ｉおよび直交成分Ｑを所定の閾値とそれぞれ比較することによ
り前記同相成分Ｉおよび直交成分Ｑにそれぞれ相応する各１ビットのデジタル信号を得、前記同相成分Ｉおよび直交成分Ｑに各相応する当該１ビットの各デジタル信号のＩ−Ｑコンスタレーション上での位置関係に基づいて、前記受信信号のＢＰＳＫ復調を行うＰＳＫ受信方法としても観念されることが理解される。

本発明の第１実施形態に係るＢＰＳＫ受信機の構成を示すブロック図。図１のＢＰＳＫ復調部１１０ａの概略構成を示すブロック図。ＢＰＳＫ受信信号におけるコンスタレーションを示す図。本発明の一実施形態に係るステート判定領域を示す図。本発明の一実施形態に係る位相点の判断方法を示す図。本発明の一実施形態に係る位相点の属する象限の判断方法を示す図。図１のＢＰＳＫ復調部１１ａのその他の構成例を示すブロック図。本発明の第２実施形態に係るＢＰＳＫ受信機の構成を示すブロック図。図８のＢＰＳＫ復調部１１０ｂの概略構成を示すブロック図。本発明の第３実施形態に係るＢＰＳＫ受信機の構成を示すブロック図。図１０のクロック同期部１１１の概略構成を示すブロック図。本発明の更に他の実施形態に係るＰＳＫ受信機の作用について説明する図。図１２について補足説明する図。

符号の説明

１００フェイズシフタ、１０１アンテナ、１０２ローノイズアンプ、１０３、１０４混合器、１０５、１０６ローパスフィルタ、１０７、１０８１ビットＡ／Ｄコ
ンバータ、１０９ＰＬＬ回路、１１０ａ、１１０ｂ、１１０ｃＢＰＳＫ復調部、１２１
ＩＱ判定回路、１２２象限判定回路、１２３回転方向判定回路、１２４ステー
ト判定回路、１２５判定回路、１２６周波数オフセット検出回路、１２７Ｄ／Ａコ
ンバータ、１１１クロック同期部、２０１スイッチ、２０２位相比較器、２０３フ
ィルタ、２０４基準クロック発生器、２０５位相制御回路、２０６分周器、２０７
遅延部

Claims

搬送波を生成する搬送波生成手段と、前記搬送波と受信信号とに基づいて前記受信信号から同相成分Ｉおよび直交成分Ｑを各抽出する抽出手段と、前記受信信号から抽出された同相成分Ｉおよび直交成分Ｑを所定の閾値とそれぞれ比較することにより前記同相成分Ｉおよび直交成分Ｑにそれぞれ相応する各１ビットのデジタル信号を得る比較手段と、前記比較手段によって得た同相成分Ｉおよび直交成分Ｑにそれぞれ相応する各１ビットのデジタル信号のＩ−Ｑコンスタレーション上での位置関係に基づいて、前記受信信号のＢＰＳＫ復調を行うＢＰＳＫ復調手段と、を備えていることを特徴とするＰＳＫ受信機。
前記ＢＰＳＫ復調手段は、前記同相成分Ｉおよび直交成分Ｑにそれぞれ相応する各１ビットのデジタル信号のＩ−Ｑコンスタレーション上での位置関係に基づいて前記同相成分Ｉまたは直交成分Ｑの何れか一方のみによって受信信号の復調を行うことを特徴とする請求項１に記載のＰＳＫ受信機。
前記ＢＰＳＫ復調手段は、前記同相成分Ｉおよび直交成分Ｑにそれぞれ相応する各１ビットのデジタル信号で特定される位相点がＩ軸から所定の位相範囲内にある場合、同相成分Ｉのみによって受信信号の復調を行い、前記位相点がＱ軸から所定の位相範囲内にある場合、直交成分Ｑのみによって受信信号の復調を行うことを特徴とする請求項２に記載のＰＳＫ受信機。
前記ＢＰＳＫ復調手段は、前記同相成分Ｉおよび直交成分Ｑにそれぞれ相応する各１ビットのデジタル信号で特定される位相点がＩ−Ｑコンスタレーション上での何れの象限に属するかを判定する象限判定回路と、前記各１ビットのデジタル信号で特定されるＩ−Ｑコンスタレーション上での位相点の回転方向を判定する回転方向判定回路と、前記象限判定回路および前記回転方向判定回路による判定結果に基づいて前記受信信号に含まれる同相成分Ｉおよび直交成分Ｑの正誤を判定し前記同相成分Ｉおよび直交成分Ｑの補正を行うＩＱ判定回路と、前記位相点のＩ−Ｑコンスタレーション上における位置を判定するステート判定回路と、前記ＩＱ判定回路による補正結果および前記ステート判定回路による判定結果に基づいて受信信号の復調を行う判定回路と、を備えていることを特徴とする請求項１〜３の何れか一項に記載のＰＳＫ受信機。
前記ステート判定回路は、Ｉ軸およびＱ軸から所定の範囲内を除いた第１象限および第３象限からなる第１領域、Ｉ軸およびＱ軸から所定の範囲内を除いた第２象限および第４象限からなる第２領域、Ｑ軸から所定の範囲内の第３領域、および、Ｉ軸から所定の範囲内の第４領域にＩ−Ｑコンスタレーションを分割し、前記受信信号に含まれる同相成分Ｉと直交成分Ｑとが不一致になったときに前記位相点の現在の領域が前記回転方向判定回路で判定された回転方向に沿った次の領域に推移したものと判定することを特徴とする請求項４に記載のＰＳＫ受信機。
前記ステート判定回路は、Ｉ軸およびＱ軸から所定の範囲内を除いた第１象限および第３象限からなる第１領域、Ｉ軸およびＱ軸から所定の範囲内を除いた第２象限および第４象限からなる第２領域、Ｑ軸から所定の範囲内の第３領域、および、Ｉ軸から所定の範囲内の第４領域にＩ−Ｑコンスタレーションを分割し、前記象限判定回路によって当該１ビットのデジタル信号の位相点が所定回数連続して特定の象限に属する旨の判定結果を得たときには、前記特定の象限に合致するように前記位相点の領域を推移させることを特徴とする請求項４に記載のＰＳＫ受信機。
前記ステート判定回路による判定結果に基づいて選択された同相成分Ｉまたは直交成分Ｑと、基準クロックとの位相関係が調整された基準位相パルスとの位相比較結果に従って
、前記比較手段によるサンプリングタイミングを当該同相成分Ｉまたは直交成分Ｑに同期するように規制するためのタイミング信号を得るクロック同期部を更に備えることを特徴とする請求項４〜６の何れか一項に記載のＰＳＫ受信機。
当該位相点が前記Ｉ−Ｑコンスタレーション上で経時的に回転するときの回転変位量が９０度の整数倍に相当する所定の角度に達するまでの時間に基づいて搬送波の周波数オフセットを検出する周波数オフセット検出回路を更に備え、前記ステート判定回路は、前記周波数オフセットに基づいて、前記位相点が前記Ｉ−Ｑコンスタレーション上でどの位置にあるかを判定するための判定条件を設定することを特徴とする請求項５〜６の何れか一項に記載のＰＳＫ受信機。
前記搬送波生成手段は、前記周波数オフセット検出回路が検出した当該周波数オフセットに基づいて自己が生成する搬送波の周波数を制御することを特徴とする請求項８に記載のＰＳＫ受信機。
受信信号に含まれる同相成分Ｉおよび直交成分Ｑに各相応する各１ビットの各デジタル信号によって特定される位相点が属するＩ−Ｑコンスタレーション上での象限を判定する象限判定回路と、前記受信信号に含まれる同相成分Ｉおよび直交成分Ｑで特定される位相点の回転方向を判定する回転方向判定回路と、前記象限判定回路および前記回転方向判定回路による判定結果に基づいて、前記１ビットの各デジタル信号に変換された受信信号に含まれる同相成分Ｉおよび直交成分Ｑの正誤を判定し、前記同相成分Ｉおよび直交成分Ｑの補正を行うＩＱ判定回路と、前記位相点が前記Ｉ−Ｑコンスタレーション上でどの位置にあるかを判定するステート判定回路と、前記ＩＱ判定回路による補正結果および前記ステート判定回路による判定結果に基づいて受信信号の復調を行う判定回路とを備えることを特徴とするＰＳＫ復調回路。
受信信号に含まれる同相成分Ｉおよび直交成分Ｑに各相応する各１ビットの各デジタル信号によって特定される位相点が属するＩ−Ｑコンスタレーション上での象限を判定する象限判定回路と、前記受信信号に含まれる同相成分Ｉおよび直交成分Ｑで特定される位相点の回転方向を判定する回転方向判定回路と、前記象限判定回路および前記回転方向判定回路による判定結果に基づいて、前記１ビットの各デジタル信号に変換された受信信号に含まれる同相成分Ｉおよび直交成分Ｑの正誤を判定し、前記同相成分Ｉおよび直交成分Ｑの補正を行うＩＱ判定回路と、前記位相点が前記Ｉ−Ｑコンスタレーション上でどの位置にあるかを判定するステート判定回路と、前記ＩＱ判定回路による補正結果および前記ステート判定回路による判定結果に基づいて受信信号の復調を行う判定回路とを備え、更に、前記ステート判定回路は、Ｉ軸およびＱ軸から所定の範囲内を除いた第１象限および第３象限からなる第１領域、Ｉ軸およびＱ軸から所定の範囲内を除いた第２象限および第４象限からなる第２領域、Ｑ軸から所定の範囲内の第３領域、および、Ｉ軸から所定の範囲内の第４領域にＩ−Ｑコンスタレーションを分割し、前記受信信号に含まれる同相成分Ｉと直交成分Ｑとが不一致になった時に前記位相点の現在の領域が前記回転方向判定回路で判定された回転方向に沿った次の領域に推移したものと判定するように構成され、且つ、該判定に際して、当該位相点が現在時点で位置している象限を象限判定回路が継続的に観測している観測継続時間の経過後に、該観測を停止し、判定結果の出力を留保している待機時間が経過した後に、該観測継続時間中に認識された観測結果に基づいて当該位相点が位置している領域を表す判定結果を出力するように構成されていることを特徴とするＰＳＫ受信機。
搬送波の周波数オフセットを検出する周波数オフセット検出回路を更に備え、前記ステート判定回路は、前記周波数オフセット検出回路によって検出された周波数オフセットの値に応じて前記観測継続時間および前記待機時間をそれぞれ設定するように構成されてい
ることを特徴とする請求項１１に記載のＰＳＫ受信機。
前記ステート判定回路は、前記象限判定回路の出力に基づいて当該位相点が一つの領域に滞留している滞留時間を認識し、当該認識された滞留時間が相対的に長いときには前記観測継続時間を相対的に長く設定し、当該認識された滞留時間が相対的に短いときには前記観測継続時間を相対的に短く設定するように構成されていることを特徴とする請求項１１〜１２の何れか一項に記載のＰＳＫ受信機。
前記ステート判定回路は、前記象限判定回路の出力に基づいて当該位相点が一つの領域に滞留している滞留時間を認識し、当該認識された滞留時間が相対的に長いときには前記待機時間を相対的に長く設定し、当該認識された滞留時間が相対的に短いときには前記待機時間を相対的に短く設定するように構成されていることを特徴とする請求項１１〜１２の何れか一項に記載のＰＳＫ受信機。
前記ステート判定回路は、前記象限判定回路の出力に基づいて当該位相点が一つ領域に滞留している滞留時間を認識し、当該認識された滞留時間が相対的に長いときには前記待機時間を相対的に長く設定し且つ前記観測継続時間を所定の初期値に設定し、該長く設定された前記待機時間が所定の上限値に達した後には、前記観測継続時間を相対的に長く設定し且つ前記待機時間を所定の初期値に戻し、更に、当該認識された滞留時間が相対的に短いときには前記待機時間を相対的に短く設定し且つ前記観測継続時間を所定の初期値に設定し、該短く設定された前記待機時間が所定の下限値に達したときには、前記観測継続時間を相対的に短く設定し且つ前記待機時間を所定の初期値に戻す一連の制御動作を繰り返し実行するように構成されていることを特徴とする請求項１１〜１２の何れか一項に記載のＰＳＫ受信機。
請求項１〜９および請求項１１〜１５の何れか一項に記載のＰＳＫ受信機を、アンテナによる受信信号を増幅する増幅器の後段に接続して構成されていることを特徴とする通信装置。
搬送波生成手段で生成する搬送波と受信信号とに基づいて前記受信信号から同相成分Ｉおよび直交成分Ｑを各抽出し、該抽出された同相成分Ｉおよび直交成分Ｑを所定の閾値とそれぞれ比較することにより前記同相成分Ｉおよび直交成分Ｑにそれぞれ相応する各１ビットのデジタル信号を得、前記同相成分Ｉおよび直交成分Ｑにそれぞれ相応する各１ビットのデジタル信号のＩ−Ｑコンスタレーション上での位置関係に基づいて、前記受信信号のＢＰＳＫ復調を行うことを特徴とするＰＳＫ受信方法。