JP3348660B2

JP3348660B2 - シンボル同期装置および周波数ホッピング受信装置

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Publication number: JP3348660B2
Application number: JP28831698A
Authority: JP
Inventors: 聡石井
Original assignee: Futaba Corp
Current assignee: Futaba Corp
Priority date: 1998-10-09
Filing date: 1998-10-09
Publication date: 2002-11-20
Anticipated expiration: 2018-10-09
Also published as: US6778589B1; JP2000115266A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、デジタル変調され
た信号を復調する際のシンボル同期装置および周波数ホ
ッピング受信装置に関するものである。例えば、無線Ｌ
ＡＮシステムに使用して好適なものである。

【０００２】

【従来の技術】スペクトル拡散（ＳＳ：Spread Spectru
m）通信には、直接拡散（ＤＳ：Direct Sequence），周
波数ホッピング（ＦＨ：Frequency Hopping），ＤＳ／
ＦＨハイブリッド、チヤープ変調等の各種の方法があ
る。図７は、従来の周波数ホッピング通信システムの一
例を示すブロック構成図である。図中、４１は符号器、
４２はデジタル変調器、４３はミキサ、４４はホッピン
グパタン発生器、４５は周波数シンセサイザ、４６は高
周波増幅器、４７は送信アンテナ、４８は受信アンテ
ナ、４９は高周波増幅器、５０はミキサ、５１はホッピ
ングパタン発生器、５２は周波数シンセサイザ、５３は
デジタル復調器、５４は復号器である。

【０００３】送信側において、送信データは、符号器４
１においてエラー検出訂正可能な送信データに変換され
る。この送信データは、デジタル変調器４２において中
間周波数帯でデジタル変調された後、ミキサ４３におい
て周波数シンセサイザ４５の出力信号により周波数変換
される。ホッピングパタン発生器４４から出力されるホ
ッピングパタンに応じて、周波数シンセサイザ４５が、
周波数変換する周波数を時間的に変化させることによ
り、送信周波数チャンネルを切り替える。したがって、
デジタル変調された信号がホッピングパタンに応じた周
波数チャンネルで送信される。その結果、拡散されて広
い周波数帯域を有するスペクトル拡散信号となり、高周
波増幅器４６により増幅されて送信アンテナ４７から送
信される。

【０００４】受信側において、スペクトル拡散信号は、
受信アンテナ４８により受信され、高周波増幅器４９に
より増幅され、ミキサ５０に入力されて逆拡散される。
ホッピングパタン発生器５１は、送信側のホッピングパ
タン発生器４４に同期して同じホッピングパタンを発生
し、周波数シンセサイザ５２は、送信側の周波数シンセ
サイザ４５が出力するのと同じ周波数の基準発振信号を
出力する。そして、送信された信号と同じ周波数チャン
ネルの信号を選択的に受信することにより、送信された
スペクトル拡散信号を逆拡散して中間周波数帯の信号に
する。

【０００５】逆拡散された信号は、図示を省略したバン
ドパスフィルタによって、各周波数チャンネルの受信周
波数帯域の信号成分を通過させてデジタル復調器５３に
入力される。デジタル復調器５３においては、送信側の
デジタル変調器４２に対応したデジタル復調を行うこと
により復調データが得られる。復号器４４において、こ
の復調データに対し、送信側の符号器４１に対応したエ
ラー検出訂正を行い、受信データを出力する。上述した
デジタル復調器５３においては、デジタル変調された信
号を、再生されたキャリアと乗算してベースバンド信号
に戻し、デジタル変調された信号のシンボル（ビット）
に同期したクロック信号のタイミングでレベル判定を行
うことにより、復調データの抽出を行う。

【０００６】現在主流のデジタル変調方法は、周波数シ
フトキーイング（ＦＳＫ：Frequency Shift Keying），
４相位相シフトキーイング（ＱＰＳＫ：Quadrature Pha
se Shift Keying）等の位相変調（ＰＳＫ：Phase Shift
Keying），直交振幅変調（ＱＡＭ：Quadrature Amplit
ude Modulation）である。周波数ホッピング通信システ
ムにおいては、設計が容易なＦＳＫが主に用いられてい
た。しかし、周波数ホッピング通信システムに、いわゆ
るＩＱ変調を行う上述したＱＰＳＫ，ＱＡＭ等を採用す
る場合には、従来のキャリア再生方法およびシンボル同
期方法をそのまま適用することができない。

【０００７】周波数ホッピング通信システムにおいて
は、周波数チャンネルが切り替わるごとに、シンボル同
期（ビット同期）、フレーム同期、データ受信という手
順を踏んでいくことになる。しかし、周波数が切り替わ
った最初の状態では、キャリアの周波数自身が振動して
おり、また、キャリア再生回路内の基準周波数発振器が
アナログＰＬＬ方式であるため、位相変化に対する応答
が遅い。したがって、送信データによりキャリアに対す
る位相が変調されるＱＰＳＫ、ＱＡＭ等のデジタル変調
を用いる場合には、シンボル同期のとれたクロック信号
の再生が難しい。また、シンボル同期に要する時間も長
くなる。シンボル同期に要する時間は、送信データのス
ループット向上の観点から、できるだけ短いことが要求
される。

【０００８】以下、上述した問題点を、周波数ホッピン
グシステムのＱＰＳＫ復調回路を用いて、具体的に説明
する。図８は、４相位相変調（ＱＰＳＫ）における信号
点の一例を示すＩＱ位相平面座標図である。図中、横軸
はキャリアと同相のＩ相、縦軸はキャリアと直交するＱ
相である。データが送信される前に、同期信号、例え
ば、０゜位相の信号点、および、２７０゜位相の信号点
を交互に繰り返すことにより位相状態が±９０度変化す
る連続した同期信号が送信される。この同期信号により
キャリア再生および、シンボル同期のとれたクロック再
生を行う。

【０００９】図９は、図８におけるデジタル復調器のブ
ロック構成図である。図中、６１はキャリア再生回路、
２は９０゜移相器、３，４は復調乗算器、５，６はロー
パスフィルタ、６２は比較器、６３は１／２シンボル長
の遅延回路、６４は排他的論理和、６５，６６は判定
器、６７はデコーダである。図１０は、図９に示したデ
ジタル復調器の各部の波形図である。同期信号受信時の
波形を模式的に示している。

【００１０】一般的に、ＱＰＳＫの復調には、キャリア
再生を行う。しかし、受信したデジタル変調された信号
のキャリアと受信側の基準周波数発振器の周波数とを完
全一致させることはできない。そのため、受信信号に基
づいてキャリア再生を行い、キャリアの複製（レプリ
カ）を生成し、これを基準周波数信号として復調を行
う。受信信号として、まず最初に、図８に示した同期信
号が受信される。キャリア再生回路６１は、この同期信
号に基づいて受信信号のキャリア周波数および位相を検
出し、このキャリアのレプリカを生成する。このキャリ
ア再生は、種々の方法で実現される。基本的には、受信
信号を逓倍した信号と位相ロックドループ（ＰＬＬ）発
振器の出力信号とを位相比較することにより、周波数を
同期させる。ＢＰＳＫの場合には２逓倍、ＱＰＳＫの場
合には４逓倍される。

【００１１】ここで生成されたキャリアのレプリカと、
このキャリアのレプリカを９０゜移相器２で９０゜移相
された発振信号とは、それぞれ、復調乗算器３，４に入
力され、平衡復調される。その復調信号は、ローパスフ
ィルタ５，６により復調信号成分のみが取り出されて、
図１０（ａ），（ｂ）に示されたＩ相，Ｑ相のベースバ
ンド信号Ｉ，Ｑとなる。このベースバンド信号Ｉ，Ｑ
は、それぞれ、判定器６５，６６において、図１０
（ｆ），（ｇ）に示すようにクロック信号のタイミング
でレベル判定され、ＱＰＳＫの信号点配置に対応したデ
コーダ６７で符号変換されて、復調（検波）データとな
る。

【００１２】比較器６２においては、ベースバンド信号
ＩまたはＱを所定の閾値と比較することにより図１０
（ｃ）に示すように２値化する。１／２シンボル長の遅
延回路６３は、比較器６２の出力を図１０（ｄ）に示す
ように、１／２シンボル長だけ遅延させる。ここで、１
シンボル長は、一変調状態の単位長さである。比較器６
２の出力と１／２シンボル長の遅延回路６３の出力と
は、排他論理和回路（ＸＯＲ）６４に入力され、図１０
（ｄ）に示すように、１シンボルの中心に立ち下がりタ
イミングを有するクロック信号が生成される。このクロ
ック信号は、デジタル変調された信号とシンボル同期さ
れたものとなる。このクロック信号の立ち下がりタイミ
ングで、図１０（ａ），（ｂ）に示すベースバンド信号
Ｉ，Ｑのレベルを判定する。

【００１３】図１１は、図９に示したキャリア再生回路
６１の一例を説明するためのブロック構成図であり、コ
スタスループを用いたものである。図中、図９と同様な
部分には同じ符号を付して説明を省略する。７１はＶＣ
Ｏ、７２はループフィルタ、７３は位相誤差検出部であ
る。

【００１４】ＶＣＯ７１は電圧制御発振器である、図９
では、受信信号によって周波数制御が行われるように説
明した。このコスタスループでも、実質的には受信信号
によって周波数制御が行われるが、具体的には、復調さ
れたベースバンド信号Ｉ，Ｑによって周波数制御を行
う。位相誤差検出部７３は、ベースバンド信号Ｉ，Ｑを
演算することにより、デジタル変調された信号を逓倍し
た信号のキャリアに対する位相差に応じた位相誤差を出
力する。この位相誤差をループフィルタ７２により平滑
し、ＶＣＯ７１の発振周波数を制御する。このようにし
て、ＶＣＯ７１は、デジタル信号のキャリアと位相が同
期した同一の周波数の発振信号を出力する。

【００１５】図９，図１１に示したキャリア再生回路６
１では、ＰＬＬによりキャリアロック動作が行われる。
ロックが完了した後は、出力をキャリアのレプリカとし
て使用できるが、ロック動作期間中は元来のキャリアに
対して、周波数および位相のずれた信号になっている。
キャリアロックに用いられる制御信号は、ある時定数を
もったループフィルタ７２により作り出されるため、入
力から出力に対して遅延が発生する。この遅延量はルー
プ全体の応答速度を決定するが、このループ全体の遅延
により、受信信号がバースト状に入力された場合、バー
ストの立上りからキャリア再生を開始しても、キャリア
再生が完了するまでに時間がかかってしまう。さらに、
キャリア再生の完了後、シンボル同期の動作を開始しな
ければならない。そのため、キャリア同期およびシンボ
ル同期をとるためのプリアンブルの長さをかなり長くと
らなければならなくなる。

【００１６】図１２は、周波数ホッピングシステムにお
けるキャリアの周波数変化を示す説明図である。送信側
の周波数変換により、デジタル変調された信号のキャリ
アは、周波数ｆ₁から現在の周波数f₂に連続して変化し
て行き、ある程度の時間を経過して目的の周波数f₂の近
傍に収まる。しかし、周波数f₂の近傍になっても、キャ
リアの周波数は、目的とする周波数f₂の近傍を振動しな
がら収束する。受信側においても、周波数変換により中
間周波数帯に変換されたデジタル変調された信号のキャ
リアは、同様に中間周波数の近傍を振動しながら収束す
ることになる。図１３は、１度の周波数ホッピング期間
において送出される送信フレームの開始部分の説明図で
ある。

【００１７】目的の周波数に収まった段階から、送信フ
レームが開始される。フレームフォーマットは、一例と
して、最初に同期用プリアンブルから始まり、フレーム
同期信号、情報データと続き、最後にエラー検出訂正用
符号で終わる。プリアンブル期間中において、図９，図
１１に示したキャリア再生回路が位相ロック動作を行い
キャリアのレプリカを有効にする。この時点から、図９
に示したデジタル復調器において、シンボル同期がとれ
たクロック信号の再生動作が有効になる。

【００１８】周波数ホッピングシステムにおいて、中間
周波数帯に変換されたデジタル変調された信号のキャリ
アは、送信フレームの開始時点において、中間周波数か
ら周波数がずれており、このずれ量は時間とともに変動
している。キャリア再生回路６１は、このような時間的
に変化する周波数ずれに応答しなければならないが、上
述したように、短時間の追従・応答ができないため、同
期用プリアンブルを長くする必要がある。また、周波数
ホッピングの単位時間は短いため、同期用プリアンブル
のためにデータを送信できる時間が短くなり、スループ
ットが悪くなるという問題がある。

【００１９】また、図９に示した、従来のデジタル復調
装置では、キャリアのレプリカがロックしていても、波
形ひずみにより図９に示した比較器６２で２値化された
信号のデューティ比が５０％とならないため、１／２シ
ンボル長遅延回路６３での遅延量が適切でなくなる。そ
の結果、シンボル同期のとれた正確なクロック信号を抽
出できないことになる。また、一般に、最初に同期信号
を受信してキャリア同期およびシンボル同期をとれば、
同期信号に後続する送信データ区間においては、再同期
をかけなくても、そのままシンボル同期のとれたクロッ
ク信号を再生することができはずである。しかし、デジ
タル変調された信号のキャリアの周波数と基準周波数と
の偏差があると、基準周波数に対するキャリアの位相差
が拡大し、また、この偏差が時間的に揺らぐことによっ
て位相角が変動するために、クロック信号のタイミング
が信号点に合っていても、このタイミングでは、信号点
が基準周波数で復調した時の位相平面座標上では、所定
の信号点位相からずれているために、復調できなくな
る。

【００２０】このように、周波数ホッピングシステムに
おいては、高速にキャリア再生を行い高速にシンボル同
期のとれたクロック再生を行ったり、キャリアの周波数
変化および位相変化に追従して復調することが、現状の
技術では対応できないという問題がある。

【００２１】

【発明が解決しようとする課題】本発明は上述した問題
点を解決するためになされたもので、同期信号を受信し
て短時間でシンボル同期をとることができるシンボル同
期装置、および、このシンボル同期装置を用いた周波数
ホッピング受信装置を提供することを目的とするもので
ある。

【００２２】

【課題を解決するための手段】本発明は、請求項１に記
載の発明においては、キャリアに対する位相角が異なる
信号点で前記キャリアに対する位相回転方向が反転する
同期信号を受信し、前記デジタル変調された信号のシン
ボルに同期した判定タイミングを発生するシンボル同期
装置であって、前記デジタル変調された信号の位相角の
回転方向が反転する反転タイミングを検出する反転タイ
ミング検出手段、および、前記反転タイミングに同期し
て前記判定タイミングを与えるクロック信号を出力する
クロック信号出力手段を有するものである。したがっ
て、基準周波数信号がデジタル変調された信号のキャリ
アの周波数と一致しないことにより、デジタル変調され
た信号のキャリアの位相角が基準周波数信号に対して変
動しても、シンボル同期のとれた判定タイミングを得る
ことができる。その結果、短時間でシンボル同期を確立
することができる。バースト状の伝送を行なう場合に
は、同期信号の長さを短くすることができるため、スル
ープットが向上する。その結果、キャリア再生回路がな
くても、送信装置および受信装置間の周波数ずれや周波
数の時間変動等の影響を受けずに復調データが判定でき
るようなる。

【００２３】請求項２に記載の発明においては、請求項
１に記載のシンボル同期装置において、前記反転タイミ
ング検出手段は、基準周波数信号に対する前記デジタル
変調された信号の位相角に基づいて前記反転タイミング
を検出するものである。したがって、容易に反転タイミ
ングを検出することができる。

【００２４】請求項３に記載の発明においては、請求項
２に記載のシンボル同期装置において、前記反転タイミ
ング検出手段は、前記デジタル変調された信号の位相角
の差分値の極性変化により前記反転タイミングを検出す
るものである。したがって、周波数偏差の揺らぎに影響
されることなく反転タイミングを検出することができ
る。

【００２５】請求項４に記載の発明においては、請求項
１に記載のシンボル同期装置において、前記反転タイミ
ング検出手段は、前記デジタル変調された信号の周波数
の変化に基づいて前記反転タイミングを検出するもので
ある。したがって、容易に反転タイミングを検出するこ
とができる。

【００２６】請求項５に記載の発明においては、請求項
１ないし４のいずれか１項に記載のシンボル同期装置に
おいて、前記クロック信号出力手段は、パルス信号を発
生し、該パルス信号と前記反転タイミングで反転する参
照パルス信号との位相誤差の積分値に応じて前記パルス
信号の発振周波数を制御することにより、前記反転タイ
ミングに同期したクロック信号を出力するものである。
したがって、反転タイミングに基づいて短時間でデジタ
ル変調された信号のシンボルに同期したクロック信号を
発生させることができる。

【００２７】請求項６に記載の発明においては、周波数
チャンネルが切り替えられるたびに、キャリアに対する
位相角が異なる信号点で前記キャリアに対する位相回転
方向が反転する同期信号を受信し、前記デジタル変調さ
れた信号のシンボルに同期した判定タイミング発生する
シンボル同期装置を備える周波数ホッピング受信装置で
あって、前記シンボル同期装置として、請求項１ないし
請求項５のいずれか１項に記載のシンボル同期装置を用
いるものである。したがって、請求項１ないし５のいず
れか１項に記載の作用効果を奏するとともに、周波数の
切り替わり直後のキャリア周波数が安定しない期間中で
あってもシンボル同期動作を開始することができ、短時
間で確実にシンボル同期が可能になる。

【００２８】

【発明の実施の形態】図１は、本発明のシンボル同期装
置の第１の実施の形態のブロック構成図である。図中、
図９と同様な部分には同じ符号を付して説明を省略す
る。１は基準周波数発振器、７はＡ／Ｄ変換器、８は位
相角算出部、９は差分出力部、１０は判定部、１１はＸ
ＯＲ型積分デジタルＰＬＬ回路、１２は累積加算器、１
３は位相角判定部、１４はデジタルフィルタである。図
２は、デジタル変調された信号のキャリア位相平面基準
軸の移動を示す説明図である。図３は、デジタル変調さ
れた信号の位相角を基準周波数信号を基準位相として模
式的に示す説明図である。図３（ａ）は周波数オフセッ
トがない場合のデジタル変調された信号の位相角を示
し、図３（ｂ）は周波数オフセットがある場合のデジタ
ル変調された信号の位相角を示す説明図である。図４
は、図１に示したシンボル同期装置の動作を説明するた
めの、数値データおよび波形を模式的に示す説明図であ
る。

【００２９】この実施の形態は、キャリアに対する位相
角が異なる信号点でキャリアに対する位相回転方向が反
転する同期信号を受信し、デジタル変調された信号のシ
ンボルに同期した判定タイミングを発生するシンボル同
期装置であって、デジタル変調された信号の位相角の回
転方向が反転する反転タイミングを検出する反転タイミ
ング検出手段、および、反転タイミングに同期して判定
タイミングを与えるクロック信号を出力するクロック信
号出力手段を有するものである。位相角算出部８が出力
する、基準周波数信号に対するデジタル変調された信号
の位相角δに基づいて差分出力部１２および判定部１０
が反転タイミングを検出する。この反転タイミングに同
期してＸＯＲ型積分デジタルＰＬＬ回路１４が判定タイ
ミングを与えるクロック信号を出力する。

【００３０】なお、復調データを基準周波数信号を基準
としたキャリア位相に追従して判定するためのキャリア
位相追従装置を備える。デジタル変調された信号のシン
ボルに同期したクロック信号の判定タイミングで、位相
角算出部８から出力される復調された信号の位相角を、
累積加算器１２から出力される設定されたオフセット位
相角に応じて補正して判定することにより、オフセット
位相角のずれ量を判定する位相角判定部１３、このずれ
量に基づいて、設定されたオフセット位相角を更新する
デジタルフィルタ１４，累積加算器１２を有するもので
あり、等価的にキャリア再生回路と同等の機能を有す
る。ＱＰＳＫ変調された受信信号について、以下、例示
する。

【００３１】中間周波数帯に周波数変換された受信信号
は、基準周波数発振器１が出力する基準周波数信号によ
って、復調乗算器３，４で平衡復調され、ローパスフィ
ルタ５，６を通してベースバンド信号Ｉ，Ｑとなる。Ａ
／Ｄ変換器７においては、各ベースバンド信号Ｉ，Ｑ
を、サンプリング信号のタイミングで数値データに変換
する。サンプリング信号は、１シンボル（ベースバンド
信号としてみれば１ビット）の単位期間当たり、複数
回、例えば、１６回発生するように設定されている。図
４においては、図面を見やすくするために８回としてい
る。

【００３２】位相角算出部８においては、この数値デー
タを入力し、三角関数演算あるいはルックアップテーブ
ルを参照して一意に決まる位相角δを算出する。この位
相角δは、基準周波数信号に対する、受信されたデジタ
ル変調された信号の位相角が弁別されたものである。な
お、ベースバンド信号Ｉ，Ｑのレベルに基づいて検出さ
れる位相角δは、３６０゜の範囲のデータとして検出さ
れる。位相角算出部８においては、演算上では３６０゜
のモジュロをとっているが、位相角δは連続的に変化す
るため実質的に３６０゜の範囲を超えて位相角δを連続
的に追跡している。

【００３３】従来技術において説明したように、送信側
と受信側との間には、周波数オフセットがある。例え
ば、発振器を水晶発振器とした場合でも、中間周波数１
０．７MHzに対して、約±３ppmの誤差がある。従って、
送信側のキャリア発振器および受信側の基準周波数発振
器１の他に周波数オフセットの要因がないとしても、６
４．２Hzの位相回転が発生する。また、ホッピングによ
る新しい周波数への過渡応答時には周波数が変化する。
その結果、受信されたデジタル変調された信号のキャリ
ア周波数と基準周波数信号の周波数は一致しない。

【００３４】図２において、基準周波数信号の位相平面
座標軸を［Ｉ₀，Ｑ₀］とし、キャリアの位相回転の方向
を反時計回りにとる。最初、基準周波数信号の位相がキ
ャリアの位相に完全一致していても、キャリアの位相平
面座標軸は、時間経過とともに［Ｉ₁，Ｑ₁］、［Ｉ₂，
Ｑ₂］、・・・のように回転して行く。図示の例では、
キャリアに対し基準周波数信号の周波数が低くなってい
る。同期信号の信号点が、キャリアの位相平面座標上で
黒丸で示された位置にあるとき、基準周波数信号の位相
平面座標上で見ると、同期信号の信号点は時間的に移動
して行く。

【００３５】図３（ａ）に示すように、デジタル変調さ
れた信号のキャリアと基準周波数信号が一致している場
合に、同期信号の位相角δは、基準周波数信号の位相平
面座標上で見ても、角度が周期的に±９０゜変化する。
このジグザグ線の尖頭の部分は、シンボルの信号点、す
なわち、シンボル区間の中心点を示す。ベースバンド信
号Ｉ，Ｑの各々についてみれば、ビット区間の中心点を
示す。つまりこの尖頭のタイミングでベースバンド信号
Ｉ，Ｑをサンプリングすれば、シンボル（ビット）同期
がとれて、信号点に対応した復調データを抽出すること
ができる。なお、信号点から次の信号点までの同期信号
の位相角の過渡的な変化が直線で示されているが、ベー
スバンド信号Ｉ，Ｑの波形形状に応じて直線からずれた
ものとなる。通常は、ローパスフィルタ５，６を含む伝
送系の周波数特性の影響を受けて正弦波に近いなだらか
な形状になっている。

【００３６】図３（ｂ）に示すように、実際には、デジ
タル変調された信号のキャリア周波数と基準周波数信号
の周波数と間にオフセットがあるため、キャリアの位相
角がずれて行く。なお、図では、キャリアの位相角が直
線的にずれるものとして図示しているが、基準周波数発
振器１等の発振周波数の揺らぎにより、直線の上下にラ
ンダムに揺らいでいる。

【００３７】図４（ａ）は、位相角算出部８が出力する
数値を長さで表現している。この位相角は、差分出力部
９において、差分（微分）処理が行われる。具体的に
は、前サンプル時点での数値と現サンプル時点での差分
値が出力される。図４（ｂ）は、この差分値を長さで表
現している。実際には、図４（ａ）に示した位相角に揺
らぎがあるため、図４（ｂ）の差分値にも揺らぎが含ま
れる。判定部１０においては、差分値の正負極性ビット
を判定して、図４（ｃ）に示すようなデューティ比が約
５０％のパルス信号を出力する。このパルス信号が、後
述するＸＯＲ型積分デジタルＰＬＬ回路１１に対する参
照信号となる。

【００３８】図４（ａ）のジグザグの尖頭は、上述した
ように位相角の増減が変化する時点を示すが、これは、
図４（ｃ）のパルス信号のレベル遷移点にほぼ対応す
る。したがって、図４（ｃ）に示すパルス信号では、揺
らぎが除去されるとともに、図４（ａ）に示すジグザグ
の尖頭位置を、図４（ｃ）のパルス信号のレベル遷移点
として容易に検出することができる。これに対し、上述
した差分出力部９および位相判定部１０を設けないで、
位相角算出部８の出力から直接にジグザグの尖頭位置を
検出するには、単純に、一定の閾値と比較することがで
きないので、複雑な処理動作を必要とする。

【００３９】ＸＯＲ型積分デジタルＰＬＬ回路１１は、
高速に出力タイミングを参照信号にロックアップできる
ものであって、通常は自走で動作するパルス発生部、排
他的論理和等を内部に有する。判定部１０から、参照パ
ルス信号として図４（ｃ）に示すパルス信号が入力され
ると、内部で生成される図４（ｄ）に示すデューティ比
５０％のパルス信号との排他的論理和がとられる。その
結果、参照パルス信号とパルス信号との位相誤差を示
す、図４（ｅ）に示すようなパルス信号を生成する。こ
のパルス信号を積分することにより位相誤差に応じた大
きさの出力が得られる。この出力により、内部のパルス
発生部の繰り返し周波数を補正し、内部のパルス発生部
の位相が、判定部１０から出力される参照信号のパルス
位相にロックされる。

【００４０】連続してロック状態になった場合には、Ｘ
ＯＲ型積分デジタルＰＬＬ回路１１は、図４（ｄ）に示
すパルス信号の中心位置で立ち下がり反転をする図４
（ｆ）に示すパルス信号を外部に出力し、これがシンボ
ル同期のとれたクロック信号となる。クロック信号の立
ち下がりタイミングは、シンボルおよびビットの中央時
点である。このＸＯＲ型積分デジタルＰＬＬ回路１１
は、デジタル回路のみで実現してもよいし、プログラム
を実行して数値演算を行って同等の機能を実現してもよ
い。

【００４１】このように、送信側と受信側との間に周波
数偏差があっても、シンボル同期がとれたクロック信号
を再生できるようになる。ただし、デジタル復調をする
には、シンボル同期がとれているだけでなく、キャリア
同期もとれている必要がある。すなわち、キャリア位相
に追従している必要がある。なぜなら、従来技術のよう
なキャリア再生を行わないために、図２に示したよう
に、キャリアの位相平面座標軸が時間経過とともに回転
するからである。そのため、キャリアの位相平面座標上
にあるデジタル変調された信号の信号点も回転する。ベ
ースバンド信号Ｉ，Ｑは、基準周波数信号を基準にした
位相平面座標［Ｉ₀，Ｑ₀］上のＩ，Ｑ成分であるため、
これをシンボル（ビット）中心の時点でサンプリングで
きただけでは、デジタル変調された信号のキャリアの位
相平面座標［Ｉ₁，Ｑ₁］，［Ｉ₂，Ｑ₂］・・・上のＩ，
Ｑ成分が得られない。

【００４２】図５は、シンボル同期後のキャリア同期の
説明図である。図５（ａ）はシンボル同期完了時の位相
角オフセットδ₀を示す説明図、図５（ｂ）は次のシン
ボル同期タイミングにおけるデジタル変調された信号の
位相角δを示す説明図、図６（ｃ）は位相角判定の説明
図である。図中、２１〜２４は信号点である。図５
（ａ）に示すように、シンボル同期が確立して出力され
るクロック信号の立ち下がりタイミングにおいて、デジ
タル変調された信号が、同期信号（０，０）のシンボル
中心の信号点２１に位置したとする。このときキャリア
の位相平面座標軸は［Ｉ₄，Ｑ₄］であり、信号点２１の
位相角は、デジタル変調された信号のキャリアの位相角
でもある。４値ＰＳＫ（ＱＰＳＫ）の場合、黒丸で示さ
れた信号点２１は、白丸で示された他の信号点２２〜２
４とともに４値の情報を与えることになる。このとき、
位相角算出部８は位相角δ₀を出力するが、これを初期
オフセット位相角として記憶させる。なお、シンボル同
期がとれたタイミング信号の立ち下がりタイミングにお
いて、同期信号の信号点２４をとる場合にも、同様にし
て初期オフセット位相角δ₀を検出することができる。

【００４３】図５（ｂ）に示すように、周波数偏差があ
るため、その後の時間経過とともにキャリアの位相平面
座標軸が移動する。クロック信号の次の立ち下がりタイ
ミングにおいて、キャリアの位相平面座標軸が［Ｉ₅，
Ｑ₅］に移動する。このとき、仮に、デジタル変調され
た信号が信号点２１にあれば、位相角算出部８は図示の
ような位相角δを出力する。しかし、デジタル変調され
た信号が信号点２２，２３，２４にある場合もある。そ
のため、記憶されたオフセット位相角Δを基準にして信
号点を判定する。

【００４４】図５（ｃ）に示すように、一例として、デ
ジタル変調された信号が信号点２２に位置し、位相角算
出部８が位相角δを出力したとする。位相角判定部１３
は、オフセット位相角Δを基準に、３１５゜≦δ−Δ＜４５゜のときは、信号点２１、復
調データ（０，０）４５゜≦δ−Δ＜１３５゜のときは、信号点２２、復調
データ（０，１）１３５゜≦δ−Δ＜２２５゜のときは、信号点２３、復
調データ（１，１）２２５゜≦δ−Δ＜３１５゜のときは、信号点２４、復
調データ（１，０）と判定する。したがって、図示の場合、４５゜≦δ−Δ
＜１３５゜の範囲にあるため、信号点２２であると判定
し、復調データとして（０，１）を出力する。

【００４５】信号点が判定されると、直前のタイミング
から今回のタイミングまでの間にキャリア位相が移動し
た位相角がわかる。これが、設定されたオフセット位相
角Δとのずれ量である。信号点２１のとき、ずれ量は（δ−Δ）信号点２２のとき、ずれ量は（δ−Δ−９０゜）信号点２３のとき、ずれ量は（δ−Δ−１８０゜）信号点２４のとき、ずれ量は（δ−Δ−２７０゜）

【００４６】オフセット位相角Δにこのずれ量を加算し
て新たなオフセット位相角Δとすることができる。信号
点２２の場合に、ずれ量は、図示のδ₁となり、新たな
オフセット位相角Δは（δ₀＋δ₁）となる。ただし、ク
ロック信号の立ち下がりタイミングが一時的にずれて、
正確にシンボル中心、すなわち、信号点のタイミングに
一致しないときもある。そこで、次に説明するように、
デジタルフィルタ１４を通してオフセット位相角Δを決
める。以後同様にして、オフセット位相角Δを基準にし
て信号点の判定と、位相角のずれ量を算出し、新たなオ
フセット位相角Δを算出する。

【００４７】図１に戻って、上述したキャリア同期動作
を実行する図１のブロック構成を説明する。シンボル同
期が確立した後の最初のクロック信号の立ち下がり時
に、累積加算器１２は、位相角算出部８が出力する位相
角δを初期オフセット位相角δ₀として入力する。位相
角判定部１３は、位相角算出部８の出力する位相角δか
ら累積加算器１２からオフセット位相角Δとして出力さ
れる初期オフセット位相角δ₀を減算した値（δ−Δ）
＝（δ₀−δ₀）＝０に基づいて信号点を判定する。

【００４８】位相角判定部１３は、クロック信号の立ち
下がりタイミングで信号点を判定することにより、復調
データを出力するとともに、オフセット位相角Δとのず
れ量を出力する。このずれ量は、図５（ｃ）に示したよ
うに、１クロックタイミング前のキャリア位相平面座標
上の信号点（情報位置）から現在の同じ信号点までの誤
差量（±４５゜以内）である。デジタルフィルタ１４
は、このオフセット位相角とのずれ量の短時間平均値を
算出して累積加算器１２に出力する。このデジタルフィ
ルタ１４は、従来技術のコスタスループで使用されてい
るようなアナログフィルタとは異なり、伝達遅延が問題
にならない短かさとなっている。累積加算器１２は、現
在において設定されているオフセット位相角Δ＝δ
₀に、このずれ量を加算して新たなオフセット位相角Δ
に更新する。したがって、累積加算器１２の出力は、再
度累積加算器１２にフィードバックされ、ずれ量がクロ
ックタイミングごとに累積加算器１２で累積されるてオ
フセット位相角Δを設定する。

【００４９】この動作が繰り返されることにより、ずれ
量をクロックタイミングごとに補正し、いつでも、オフ
セット位相角Δをほぼキャリアの位相角に保つことがで
きる。その結果、キャリア位相平面座標の位相回転に追
従して、受信されたデジタル変調された信号の信号位相
（情報位相）を検出することができる。なお、クロック
タイミング周期に対して、キャリアの位相のずれ量は少
ないため、クロックタイミング周期で位相追従を行って
も問題がなく、位相角の誤差によるエラーを発生するこ
となく、位相追従が可能である。

【００５０】上述した説明では、シンボル同期が確立し
た後の最初のクロック信号の立ち下がり時に、位相角算
出部８が出力する初期オフセット位相角δ₀を累積加算
器１２に入力させた。そのかわりに、累積加算器１２に
は最初、オフセット位相角をΔ＝０゜に設定しておき、
シンボル同期が確立した後の最初のクロック信号の立ち
下がり時に、位相角判定部１３がオフセット位相角Δと
のずれ量としてδ₀を出力し、デジタルフィルタ１４を
通して累積加算器１２にδ₀をラッチするようにしても
よい。

【００５１】また、受信信号レベルが低下したとき、あ
るいは、ビットエラーレートが増加したときに、デジタ
ルフィルタ１４の特性を一時的に設定変更することによ
り、ずれ量に対する応答特性を変え、雑音等による突発
的なタイミング変化を抑制することもできる。特性変更
は、デジタルフィルタのタップ数およびまたはタップ係
数を変えることで実現できる。

【００５２】上述した説明では、シンボル同期タイミン
グは、位相角算出部８から出力される同期信号の位相角
の増減の反転を検出することにより得た。しかし、シン
ボル同期タイミングは、位相角算出以外の方法によって
も得ることができる。図６は、本発明のシンボル同期装
置の第２の実施の形態のブロック構成図である。図中、
図９，図１と同様な部分には同じ符号を付して説明を省
略する。３１はリミティングアンプ、３２はクワドラチ
ャ検波回路、３３は比較器である。

【００５３】中間周波数帯域の受信信号に対し、リミテ
ィングアンプ３１により振幅制限増幅を行った後、クワ
ドラチャ検波回路３２において周波数弁別を行い、この
出力を比較器３３でレベル判別することにより、図１に
示した判定部１０と同様なパルス信号が得られる。同期
信号としては、第１の実施の形態と同様に、従来の同期
信号を用いる。この同期信号は、ＱＰＳＫ信号として定
義されていたが、変調指数０．５のＭＳＫ（Minimum Sh
ift Keying）が、情報１，０，１，０・・・を繰り返し
送信していることに等しい。すなわち、信号点間を移動
するごとに、周波数が増減している。

【００５４】したがって、クワドラチャ検波回路３２の
出力は、周波数の変化に応じて、ハイレベルとローレベ
ルとを繰り返す信号が出力され、しかも、レベル変化の
タイミングは、図８に示した（０，０），（１，０）の
各信号点のタイミングに対応するため、比較器３３で所
定の閾値と比較することにより図４（ｃ）に示した判定
部１０の出力と同様なパルス信号を得て、ＸＯＲ型積分
デジタルＰＬＬ部１１への参照信号となる。

【００５５】上述した説明では、ＱＰＳＫについて例示
したが、ＢＰＳＫ、ＱＡＭなど、キャリア位相平面座標
上の信号点位置に基づいてデジタル復調を行う場合に適
用することができる。信号点の位相角が２種類であって
も、また、４種類を超えても同様である。ＱＡＭのよう
に振幅レベルにも情報をのせるデジタル変調の場合に
は、ベースバンド受信信号Ｉ，Ｑから振幅レベルを算出
し、これを位相角算出部８から出力される位相角ととも
に用いて復調データを出力すればよい。

【００５６】同期信号としては、信号点間を±９０゜変
化するものであれば、上述したような［０，０］、
［１，０］に限らない。例えば、［０，０］［０，１］
の信号点間を変化してもよい。さらに、同期信号として
は、キャリアに対する位相角が異なる信号点でキャリア
に対する位相回転方向が反転する同期信号であればよ
い。ただし、［０，０］、［１，１］のように±１８０
゜の信号点変化の場合には、信号点間の位相変化がどち
らの方向に回転しているものかの判別がむずかしくなる
場合がある。ＱＡＭの場合には、より多様な信号点間の
変化を用いることができる。

【００５７】上述した説明では、キャリア再生を行わな
いため、基準周波数発振器１の発振周波数を制御しなか
った。しかし、基準周波数発振器１の周波数をキャリア
に同期させる場合であっても、本発明を用いて、短時間
でシンボル同期をとることができる。さらに、本発明の
実施の形態に記載したようにキャリア位相に追従して復
調データを出力するようにすれば、キャリア同期が確立
するまでの間などにおいても、キャリア位相に追従して
復調データを出力することができる。上述した説明で
は、位相角算出部８が出力する位相角とオフセット位相
角とを位相角判定部１３に入力して、復調データを判定
するようにした。これに代えて、位相角算出部８におい
てオフセット位相角を補正した位相角を出力するように
してもよい。また、位相角算出部８において復調データ
およびオフセット位相角とのずれ量を出力するようにし
てもよい。

【００５８】上述した説明では、周波数ホッピング受信
装置におけるデジタル復調に伴うキャリア位相追従装置
について例示した。これに限らず、デジタル復調装置一
般に用いても、同様の作用効果を奏することができる。
特に、一度に伝送するデータ量が少ないバースト信号を
伝送する場合には、シンボル同期さえとれていれば、短
時間でキャリア位相に追従することができるために特に
好適である。

【００５９】

【発明の効果】本発明は、上述した説明から明らかなよ
うに、キャリア再生を行わなくても、受信を開始した最
初からシンボル同期を開始することで高速のシンボル同
期が可能になるという効果がある。周波数ホッピング受
信装置の周波数変化終了時におけるキャリア周波数の変
動にシンボル同期が影響されないという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のシンボル同期装置の第１の実施の形態
のブロック構成図である。

【図２】デジタル変調された信号のキャリア位相平面基
準軸の移動を示す説明図である。

【図３】デジタル変調された信号の位相角を基準周波数
信号を基準位相として模式的に示す説明図である。

【図４】図１に示したシンボル同期装置の動作を説明す
るための、数値データおよび波形を模式的に示す説明図
である。

【図５】シンボル同期後のキャリア同期の説明図であ
る。

【図６】本発明のシンボル同期装置の第２の実施の形態
のブロック構成図である。

【図７】従来の周波数ホッピングシステムの一例のブロ
ック構成図である。

【図８】４相位相変調（ＱＰＳＫ）における信号点の一
例を示すＩＱ位相平面座標図である。

【図９】図８におけるデジタル復調器のブロック構成図
である。

【図１０】図９に示したデジタル復調器の各部の波形図
である。

【図１１】図９に示したキャリア再生回路６１の一例を
説明するためのブロック構成図である。

【図１２】周波数ホッピングシステムにおけるキャリア
の周波数変化を示す説明図である。

【図１３】１度の周波数ホッピング期間において送出さ
れる送信フレームの開始部分の説明図である。

【符号の説明】

１基準周波数発振器、２９０゜移相器、３，４復
調乗算器、５，６ローパスフィルタ、７Ａ／Ｄ変換
器、８位相角算出部、９差分出力部、１０判定部、
１１ＸＯＲ型積分デジタルＰＬＬ回路、１２累積加
算器、１３位相角判定部、１４デジタルフィルタ、２
１〜２４信号点、３１リミティングアンプ、３２
クワドラチャ検波回路、３３比較器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38 H04L 7/00

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】キャリアに対する位相角が異なる信号点
で前記キャリアに対する位相回転方向が反転する同期信
号を受信し、前記デジタル変調された信号のシンボルに
同期した判定タイミングを発生するシンボル同期装置で
あって、前記デジタル変調された信号の位相角の回転方向が反転
する反転タイミングを検出する反転タイミング検出手
段、および、前記反転タイミングに同期して前記判定タイミングを与
えるクロック信号を出力するクロック信号出力手段、を有することを特徴とするシンボル同期装置。
【請求項２】前記反転タイミング検出手段は、基準周
波数信号に対する前記デジタル変調された信号の位相角
に基づいて前記反転タイミングを検出することを特徴と
する請求項１に記載のシンボル同期装置。
【請求項３】前記反転タイミング検出手段は、前記デ
ジタル変調された信号の位相角の差分値の極性変化によ
り前記反転タイミングを検出することを特徴とする請求
項２に記載のシンボル同期装置。
【請求項４】前記反転タイミング検出手段は、前記デ
ジタル変調された信号の周波数の変化に基づいて前記反
転タイミングを検出することを特徴とする請求項１に記
載のシンボル同期装置。
【請求項５】前記クロック信号出力手段は、パルス信
号を発生し、該パルス信号と前記反転タイミングで反転
する参照パルス信号との位相誤差の積分値に応じて前記
パルス信号の発振周波数を制御することにより、前記反
転タイミングに同期したクロック信号を出力することを
特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記載のシ
ンボル同期装置。
【請求項６】周波数チャンネルが切り替えられるたび
に、キャリアに対する位相角が異なる信号点で前記キャ
リアに対する位相回転方向が反転する同期信号を受信
し、前記デジタル変調された信号のシンボルに同期した
判定タイミング発生するシンボル同期装置を備える周波
数ホッピング受信装置であって、前記シンボル同期装置として、請求項１ないし請求項５
のいずれか１項に記載のシンボル同期装置を用いること
を特徴とする周波数ホッピング受信装置。