JP3286907B2 - タイミング位相同期検出回路及び復調器 - Google Patents
タイミング位相同期検出回路及び復調器Info
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
- H04L27/2332—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation using a non-coherent carrier
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/08—Details of the phase-locked loop
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- H03L7/1075—Details of the phase-locked loop for assuring initial synchronisation or for broadening the capture range using a variable transfer function for the loop, e.g. low pass filter having a variable bandwidth by changing characteristics of the loop filter, e.g. changing the gain, changing the bandwidth
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
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- H04L2027/0026—Correction of carrier offset
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- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、無線通信の分野
におけるタイミング位相同期検出回路及び復調器の改良
に関するものである。
におけるタイミング位相同期検出回路及び復調器の改良
に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図１３は、例えばUnited States Patent
(Patent Number:4,675,558)公報に示された従来のタイ
ミング位相同期検出回路を示す構成図である。図１３に
おいて、１０１はA（Aは正の値）または−Aの値を持つ
矩形波入力信号、１０２はクロック、１０３は入力信号
１０１のナイキスト点とクロック１０２の立上りエッジ
とのタイミング位相同期の確立の可否を示すタイミング
位相同期信号、１１１はローパスフィルタ、１０４は入
力信号１０１をローパスフィルタ１１１でフィルタリン
グされた信号、１３１はＮＡＮＤゲート、１０５はＮＡ
ＮＤゲート１３１から出力される論理値である。そし
て、１１２及び１１３はローパスフィルタ、１２１、１
２２、１２３は比較器、１３２はＮＯＴゲート、１３
３、１３４はフリップフロップ、１３５は差分器、１０
６は差分器１３５の出力結果である。
(Patent Number:4,675,558)公報に示された従来のタイ
ミング位相同期検出回路を示す構成図である。図１３に
おいて、１０１はA（Aは正の値）または−Aの値を持つ
矩形波入力信号、１０２はクロック、１０３は入力信号
１０１のナイキスト点とクロック１０２の立上りエッジ
とのタイミング位相同期の確立の可否を示すタイミング
位相同期信号、１１１はローパスフィルタ、１０４は入
力信号１０１をローパスフィルタ１１１でフィルタリン
グされた信号、１３１はＮＡＮＤゲート、１０５はＮＡ
ＮＤゲート１３１から出力される論理値である。そし
て、１１２及び１１３はローパスフィルタ、１２１、１
２２、１２３は比較器、１３２はＮＯＴゲート、１３
３、１３４はフリップフロップ、１３５は差分器、１０
６は差分器１３５の出力結果である。
【０００３】この従来のタイミング位相同期検出回路に
おいては、まず、比較器１２１で、A/2と信号１０４の
振幅値を比較する。もし、信号１０４の振幅値がA/2以
下の場合には、比較器１２１は、論理“１”または“Ｈ
ＩＧＨ”を出力する。逆に、信号１０４の振幅値がA/2
より大きい場合には、比較器１２１は、論理“０”また
は“ＬＯＷ”を出力する。同様に、比較器１２２では、
もし、信号１０４の振幅値が−A/2以上の場合には、論
理“１”または“ＨＩＧＨ”を出力し、逆に、信号１０
４の振幅値が−A/2より小さい場合には、論理“０”ま
たは“ＬＯＷ”を出力する。信号１０５は、比較器１２
１及び１２２の出力結果をＮＡＮＤゲート１３１に入力
した場合のＮＡＮＤゲート１３１の出力結果である。つ
まり、信号１０４の値が−A/2以下、あるいは、A/2より
大きいの場合には、信号１０５は、論理“１”または
“ＨＩＧＨ”を示し、信号１０４の値が−A/2より大き
い、かつ、A/2以下の場合には、信号１０５は、論理
“０”または“ＬＯＷ”を示す。
おいては、まず、比較器１２１で、A/2と信号１０４の
振幅値を比較する。もし、信号１０４の振幅値がA/2以
下の場合には、比較器１２１は、論理“１”または“Ｈ
ＩＧＨ”を出力する。逆に、信号１０４の振幅値がA/2
より大きい場合には、比較器１２１は、論理“０”また
は“ＬＯＷ”を出力する。同様に、比較器１２２では、
もし、信号１０４の振幅値が−A/2以上の場合には、論
理“１”または“ＨＩＧＨ”を出力し、逆に、信号１０
４の振幅値が−A/2より小さい場合には、論理“０”ま
たは“ＬＯＷ”を出力する。信号１０５は、比較器１２
１及び１２２の出力結果をＮＡＮＤゲート１３１に入力
した場合のＮＡＮＤゲート１３１の出力結果である。つ
まり、信号１０４の値が−A/2以下、あるいは、A/2より
大きいの場合には、信号１０５は、論理“１”または
“ＨＩＧＨ”を示し、信号１０４の値が−A/2より大き
い、かつ、A/2以下の場合には、信号１０５は、論理
“０”または“ＬＯＷ”を示す。
【０００４】次に、フリップフロップ１３３，１３４で
は、それぞれクロック１０２の立上りエッジ、立下りエ
ッジで、信号１０５をサンプリングする。ＬＰＦ１１２
は、信号１０５をクロック１０２の立上りエッジでサン
プリングした値を、ＬＰＦ１１３は、信号１０５をクロ
ック１０２の立下りエッジでサンプリングした値をそれ
ぞれ移動平均化処理などによって平均化する。次に、差
分器１３５では、ＬＰＦ１１２の出力結果からＬＰＦ１
１３の出力結果の差分を行い、その差分値を出力する。
最後に、比較器１２３では、差分器１３５より得られる
出力結果１０６と閾値ＶREFを比較し、差分器１３５の
出力結果１０６がＶREF以上ならば、タイミング位相同
期信号１０３として、タイミング位相同期状態を示す
“１”または“ＨＩＧＨ”を出力し、差分器１３５の出
力結果１０６がＶREFより小さければ、タイミング位相
同期信号１０３として、タイミング非同期状態を示す
“０”または“ＬＯＷ”を出力する。
は、それぞれクロック１０２の立上りエッジ、立下りエ
ッジで、信号１０５をサンプリングする。ＬＰＦ１１２
は、信号１０５をクロック１０２の立上りエッジでサン
プリングした値を、ＬＰＦ１１３は、信号１０５をクロ
ック１０２の立下りエッジでサンプリングした値をそれ
ぞれ移動平均化処理などによって平均化する。次に、差
分器１３５では、ＬＰＦ１１２の出力結果からＬＰＦ１
１３の出力結果の差分を行い、その差分値を出力する。
最後に、比較器１２３では、差分器１３５より得られる
出力結果１０６と閾値ＶREFを比較し、差分器１３５の
出力結果１０６がＶREF以上ならば、タイミング位相同
期信号１０３として、タイミング位相同期状態を示す
“１”または“ＨＩＧＨ”を出力し、差分器１３５の出
力結果１０６がＶREFより小さければ、タイミング位相
同期信号１０３として、タイミング非同期状態を示す
“０”または“ＬＯＷ”を出力する。
【０００５】図１４（ａ），（ｂ）に、従来のタイミン
グ位相同期検出回路における各信号のタイミングチャー
トの一例を示す。図１４（ａ）より、クロック１０２の
立上りエッジが信号１０４のナイキスト点付近をたたい
ている状態では、クロック１０２の立上りエッジでサン
プリングした信号１０５は、“ＨＩＧＨ”の値を示し、
クロック１０２の立下りエッジでサンプリングした信号
１０５は、“ＨＩＧＨ”か“ＬＯＷ”を示す。逆に、ク
ロック１０２の立上りエッジと信号１０４のナイキスト
点とのタイミング位相差が大きい状態（図１４（ｂ））
では、データに変化があれば、信号１０５は“ＬＯＷ”
を示し、変化がなければ、信号１０５は“ＨＩＧＨ”の
値を示す。また、クロック１０２の立上りエッジと信号
１０４のナイキスト点とのタイミング位相差が大きい状
態では、クロック１０２の立下りエッジで信号１０５を
サンプリングすると、信号１０５は“ＨＩＧＨ”の値を
示す。
グ位相同期検出回路における各信号のタイミングチャー
トの一例を示す。図１４（ａ）より、クロック１０２の
立上りエッジが信号１０４のナイキスト点付近をたたい
ている状態では、クロック１０２の立上りエッジでサン
プリングした信号１０５は、“ＨＩＧＨ”の値を示し、
クロック１０２の立下りエッジでサンプリングした信号
１０５は、“ＨＩＧＨ”か“ＬＯＷ”を示す。逆に、ク
ロック１０２の立上りエッジと信号１０４のナイキスト
点とのタイミング位相差が大きい状態（図１４（ｂ））
では、データに変化があれば、信号１０５は“ＬＯＷ”
を示し、変化がなければ、信号１０５は“ＨＩＧＨ”の
値を示す。また、クロック１０２の立上りエッジと信号
１０４のナイキスト点とのタイミング位相差が大きい状
態では、クロック１０２の立下りエッジで信号１０５を
サンプリングすると、信号１０５は“ＨＩＧＨ”の値を
示す。
【０００６】よって、クロック１０２の立上りエッジが
信号１０４のナイキスト点付近をたたいている場合で
は、ＬＰＦ１１２の出力はＬＰＦ１１３の出力に比べて
大きな値を持つため、タイミング位相同期信号１０３の
論理値は、タイミング位相同期状態（図１５）を示す
“１”または“ＨＩＧＨ”の値となる。逆に、クロック
１０２の立上りエッジと信号１０４のナイキスト点との
タイミング位相差が大きい場合では、ＬＰＦ１１２の出
力はＬＰＦ１１３の出力に比べて小さな値となるため、
タイミング位相同期信号１０３の論理値は、タイミング
非同期状態（図１５）を示す“０”または“ＬＯＷ”の
値となる。このように、従来のタイミング位相同期検出
回路では、タイミング位相同期信号１０３の論理値によ
り、入力信号１０１とクロック１０２が同期しているか
どうかを判定することができる。
信号１０４のナイキスト点付近をたたいている場合で
は、ＬＰＦ１１２の出力はＬＰＦ１１３の出力に比べて
大きな値を持つため、タイミング位相同期信号１０３の
論理値は、タイミング位相同期状態（図１５）を示す
“１”または“ＨＩＧＨ”の値となる。逆に、クロック
１０２の立上りエッジと信号１０４のナイキスト点との
タイミング位相差が大きい場合では、ＬＰＦ１１２の出
力はＬＰＦ１１３の出力に比べて小さな値となるため、
タイミング位相同期信号１０３の論理値は、タイミング
非同期状態（図１５）を示す“０”または“ＬＯＷ”の
値となる。このように、従来のタイミング位相同期検出
回路では、タイミング位相同期信号１０３の論理値によ
り、入力信号１０１とクロック１０２が同期しているか
どうかを判定することができる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】上記のような従来のタ
イミング位相同期検出回路では、入力信号の振幅情報を
用いてタイミング位相同期を判定しているため、入力信
号の振幅値の変動が大きい場合には、ＡＧＣ（Automati
c Gain Control；自動利得制御）回路が必要であり、復
調器の回路構成が複雑かつ規模が大きくなる。また、受
信信号としてランダムパターンを用いているため、受信
したデータ系列の違いにより、タイミング位相同期検出
の精度が劣化する、という問題点があった。
イミング位相同期検出回路では、入力信号の振幅情報を
用いてタイミング位相同期を判定しているため、入力信
号の振幅値の変動が大きい場合には、ＡＧＣ（Automati
c Gain Control；自動利得制御）回路が必要であり、復
調器の回路構成が複雑かつ規模が大きくなる。また、受
信信号としてランダムパターンを用いているため、受信
したデータ系列の違いにより、タイミング位相同期検出
の精度が劣化する、という問題点があった。
【０００８】そして、従来のシンボルレートでサンプリ
ングされたベースバンド信号を用いてキャリア周波数同
期を行う周波数同期手段（例えば、山本裕理，國枝賢
徳，高橋憲一，大西博：“384kbps π/4シフトＱＰＳＫ
バースト復調器の構成と特性”，信学技報ＲＣＳ９２−
１００）や、キャリア再生を行うキャリア再生手段（例
えば、斉藤茂樹，鷹見忠雄，山本治夫：“ＱＰＳＫ移動
無線伝送用適応キャリア同期（ＡＣＴ）復調方式”，信
学論文誌 Vol.J75-B-II No.8 pp.499-507 1992年8月発
行）では、タイミング再生手段から出力される再生クロ
ックとベースバンド信号のナイキスト点とのタイミング
位相同期が確立されていない場合、周波数同期手段実施
後の周波数同期特性や再生キャリア位相のジッタ特性が
タイミング位相同期確立時に比べて大きく劣化するた
め、再生クロックがベースバンド位相信号のナイキスト
点の引込みを完了するまで、適用できないという問題点
があった。さらに、従来のタイミング再生手段では、Ｐ
ＬＬの帯域を広くする場合、高速にタイミング再生を行
えるが、引込み後の再生クロックのジッタは大きくな
る。逆に、ＰＬＬの帯域を狭くすると、引込み後の再生
クロックを低ジッタにすることが出来るが、タイミング
位相引込みは遅くなるという問題点があった。
ングされたベースバンド信号を用いてキャリア周波数同
期を行う周波数同期手段（例えば、山本裕理，國枝賢
徳，高橋憲一，大西博：“384kbps π/4シフトＱＰＳＫ
バースト復調器の構成と特性”，信学技報ＲＣＳ９２−
１００）や、キャリア再生を行うキャリア再生手段（例
えば、斉藤茂樹，鷹見忠雄，山本治夫：“ＱＰＳＫ移動
無線伝送用適応キャリア同期（ＡＣＴ）復調方式”，信
学論文誌 Vol.J75-B-II No.8 pp.499-507 1992年8月発
行）では、タイミング再生手段から出力される再生クロ
ックとベースバンド信号のナイキスト点とのタイミング
位相同期が確立されていない場合、周波数同期手段実施
後の周波数同期特性や再生キャリア位相のジッタ特性が
タイミング位相同期確立時に比べて大きく劣化するた
め、再生クロックがベースバンド位相信号のナイキスト
点の引込みを完了するまで、適用できないという問題点
があった。さらに、従来のタイミング再生手段では、Ｐ
ＬＬの帯域を広くする場合、高速にタイミング再生を行
えるが、引込み後の再生クロックのジッタは大きくな
る。逆に、ＰＬＬの帯域を狭くすると、引込み後の再生
クロックを低ジッタにすることが出来るが、タイミング
位相引込みは遅くなるという問題点があった。
【０００９】この発明は、上記のような課題を解決する
ためになされたもので、第１の目的は、入力信号の位相
情報を用いて復調することにより、振幅情報を用いる場
合に必要とされるＡＧＣ回路を不要とし、簡単な回路構
成で小形のタイミング位相同期検出回路およびそれを用
いた復調器を得るものである。
ためになされたもので、第１の目的は、入力信号の位相
情報を用いて復調することにより、振幅情報を用いる場
合に必要とされるＡＧＣ回路を不要とし、簡単な回路構
成で小形のタイミング位相同期検出回路およびそれを用
いた復調器を得るものである。
【００１０】第２の目的は、既知パターンである“０
π”変調信号の位相波形を利用して、高精度なタイミン
グ位相の同期検出が可能なタイミング位相同期検出回路
を得るものである。
π”変調信号の位相波形を利用して、高精度なタイミン
グ位相の同期検出が可能なタイミング位相同期検出回路
を得るものである。
【００１１】第３の目的は、高速にタイミング位相の同
期状態を検出するタイミング位相同期検出回路と、非同
期状態を検出したら高精度でタイミング再生し、キャリ
ア周波数同期やキャリア再生の高速な引込みと高安定な
キャリア周波数同期やキャリア再生する復調器とを得る
ものである。
期状態を検出するタイミング位相同期検出回路と、非同
期状態を検出したら高精度でタイミング再生し、キャリ
ア周波数同期やキャリア再生の高速な引込みと高安定な
キャリア周波数同期やキャリア再生する復調器とを得る
ものである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】前記の課題を解決し、目
的を達成するために、本発明にかかるタイミング位相同
期検出回路にあっては、所定の”０π”変調信号を含む
受信信号を、再生シンボルクロックの立上りエッジと立
下りエッジで標本化し、更に逆正接処理して得られたベ
ースバンド位相信号を入力し、前記再生シンボルクロッ
クの立上りエッジでサンプリングされた前記ベースバン
ド位相信号を１シンボル差分し、さらに絶対値変換をす
ることにより、立上りの位相変動量を算出する立上り用
位相変動量算出手段と、前記再生シンボルクロックの立
下りエッジでサンプリングされた前記ベースバンド位相
信号を１シンボル差分し、さらに絶対値変換をすること
により、立下りの位相変動量を算出する立下り用位相変
動量算出手段と、１シンボル毎に前記立上りの位相変動
量と前記立下りの位相変動量との差分値を算出し差分位
相変動量として出力する差分手段と、前記差分位相変動
量を所定の閾値と比較することにより、“０π”変調信
号受信時において次の２状態、再生シンボルクロックと
ベースバンド位相信号のナイキスト点とのタイミング位
相差が大きい状態（以下ＵＮＬＯＣＫ状態）、再生シン
ボルクロックとベースバンド位相信号のナイキスト点と
のタイミング位相差が小さく、シンボルタイミング同期
が確立している状態（以下、ＬＯＣＫ状態）、を判定し
て、該判定結果を示す同期状態信号を出力する比較手段
とを備える。
的を達成するために、本発明にかかるタイミング位相同
期検出回路にあっては、所定の”０π”変調信号を含む
受信信号を、再生シンボルクロックの立上りエッジと立
下りエッジで標本化し、更に逆正接処理して得られたベ
ースバンド位相信号を入力し、前記再生シンボルクロッ
クの立上りエッジでサンプリングされた前記ベースバン
ド位相信号を１シンボル差分し、さらに絶対値変換をす
ることにより、立上りの位相変動量を算出する立上り用
位相変動量算出手段と、前記再生シンボルクロックの立
下りエッジでサンプリングされた前記ベースバンド位相
信号を１シンボル差分し、さらに絶対値変換をすること
により、立下りの位相変動量を算出する立下り用位相変
動量算出手段と、１シンボル毎に前記立上りの位相変動
量と前記立下りの位相変動量との差分値を算出し差分位
相変動量として出力する差分手段と、前記差分位相変動
量を所定の閾値と比較することにより、“０π”変調信
号受信時において次の２状態、再生シンボルクロックと
ベースバンド位相信号のナイキスト点とのタイミング位
相差が大きい状態（以下ＵＮＬＯＣＫ状態）、再生シン
ボルクロックとベースバンド位相信号のナイキスト点と
のタイミング位相差が小さく、シンボルタイミング同期
が確立している状態（以下、ＬＯＣＫ状態）、を判定し
て、該判定結果を示す同期状態信号を出力する比較手段
とを備える。
【００１３】次の発明にかかるタイミング位相同期検出
回路にあっては、差分位相変動量を所定シンボル時間に
亘って平均化し、平均化処理後の差分位相変動量を比較
手段に対して出力する平均化手段を、更に備える。
回路にあっては、差分位相変動量を所定シンボル時間に
亘って平均化し、平均化処理後の差分位相変動量を比較
手段に対して出力する平均化手段を、更に備える。
【００１４】次の発明にかかるタイミング位相同期検出
回路にあっては、差分手段は、前記立上りの位相変動
量、又は、前記立下りの位相変動量のどちらかが更新さ
れる度に、差分位相変動量を算出する構成とされる。
回路にあっては、差分手段は、前記立上りの位相変動
量、又は、前記立下りの位相変動量のどちらかが更新さ
れる度に、差分位相変動量を算出する構成とされる。
【００１５】次の発明にかかるタイミング位相同期検出
回路にあっては、立下りの位相変動量を所定の閾値と比
較することにより、ＵＮＬＯＣＫ状態／ＬＯＣＫ状態を
判定して、該判定結果を示す立下り同期状態信号を出力
する立下り比較手段と、同期状態信号または立下り同期
状態信号のいずれかがＬＯＣＫ状態である場合に、ＬＯ
ＣＫ状態を示すタイミング位相同期信号を出力するＯＲ
手段とを、更に備える。
回路にあっては、立下りの位相変動量を所定の閾値と比
較することにより、ＵＮＬＯＣＫ状態／ＬＯＣＫ状態を
判定して、該判定結果を示す立下り同期状態信号を出力
する立下り比較手段と、同期状態信号または立下り同期
状態信号のいずれかがＬＯＣＫ状態である場合に、ＬＯ
ＣＫ状態を示すタイミング位相同期信号を出力するＯＲ
手段とを、更に備える。
【００１６】次の発明にかかるタイミング位相同期検出
回路にあっては、立下りの位相変動量を所定シンボル時
間に亘って平均化し、平均化処理後の下りの位相変動量
を比較手段に対して出力する立下り平均化手段を、更に
備える。
回路にあっては、立下りの位相変動量を所定シンボル時
間に亘って平均化し、平均化処理後の下りの位相変動量
を比較手段に対して出力する立下り平均化手段を、更に
備える。
【００１７】次の発明にかかるタイミング位相同期検出
回路にあっては、所定の”０π”変調信号とユニークワ
ードとを含む受信信号を、再生シンボルクロックの立上
りエッジと立下りエッジで標本化し、更に逆正接処理し
て得られたベースバンド位相信号を入力し、前記再生シ
ンボルクロックの立上りエッジでサンプリングされた前
記ベースバンド位相信号を１シンボル差分し、さらに絶
対値変換をすることにより、立上りの位相変動量を算出
する立上り用位相変動量算出手段と、前記再生シンボル
クロックの立下りエッジでサンプリングされた前記ベー
スバンド位相信号を１シンボル差分し、さらに絶対値変
換をすることにより、立下りの位相変動量を算出する立
下り用位相変動量算出手段と、前記立上りの位相変動
量、又は、前記立下りの位相変動量のどちらかが更新さ
れる度に、前記立上りの位相変動量と前記立下りの位相
変動量との差分値を算出し差分位相変動量として出力す
る差分手段と、前記差分位相変動量を所定の閾値と比較
することにより、“０π”変調信号受信時においてＵＮ
ＬＯＣＫ状態／ＬＯＣＫ状態を判定して、該判定結果を
示す同期状態信号を出力する比較手段と、復調データか
らユニークワードを検出するユニークワード検出手段
と、同期状態信号がＬＯＣＫ状態である場合、またはユ
ニークワード検出手段がユニークワードを検出した場合
に、ＬＯＣＫ状態を示すタイミング位相同期信号を出力
するＯＲ手段とを備える。
回路にあっては、所定の”０π”変調信号とユニークワ
ードとを含む受信信号を、再生シンボルクロックの立上
りエッジと立下りエッジで標本化し、更に逆正接処理し
て得られたベースバンド位相信号を入力し、前記再生シ
ンボルクロックの立上りエッジでサンプリングされた前
記ベースバンド位相信号を１シンボル差分し、さらに絶
対値変換をすることにより、立上りの位相変動量を算出
する立上り用位相変動量算出手段と、前記再生シンボル
クロックの立下りエッジでサンプリングされた前記ベー
スバンド位相信号を１シンボル差分し、さらに絶対値変
換をすることにより、立下りの位相変動量を算出する立
下り用位相変動量算出手段と、前記立上りの位相変動
量、又は、前記立下りの位相変動量のどちらかが更新さ
れる度に、前記立上りの位相変動量と前記立下りの位相
変動量との差分値を算出し差分位相変動量として出力す
る差分手段と、前記差分位相変動量を所定の閾値と比較
することにより、“０π”変調信号受信時においてＵＮ
ＬＯＣＫ状態／ＬＯＣＫ状態を判定して、該判定結果を
示す同期状態信号を出力する比較手段と、復調データか
らユニークワードを検出するユニークワード検出手段
と、同期状態信号がＬＯＣＫ状態である場合、またはユ
ニークワード検出手段がユニークワードを検出した場合
に、ＬＯＣＫ状態を示すタイミング位相同期信号を出力
するＯＲ手段とを備える。
【００１８】次の発明にかかるタイミング復調器にあっ
ては、所定の”０π”変調信号を含む受信信号を周波数
変換処理し複素ベースバンド信号を出力する周波数変換
手段と、前記複素ベースバンド信号を再生シンボルクロ
ックの立上りエッジと立下りエッジで標本化するサンプ
リング手段と、前記標本化処理後の複素ベースバンド信
号のベクトル角を算出しベースバンド位相信号として出
力する逆正接手段と、前記再生シンボルクロックの立上
りエッジと立下りエッジでサンプリングされた前記ベー
スバンド位相信号値を基に、ＬＯＣＫ状態かＵＮＬＯＣ
Ｋ状態のいずれかを判定し、判定結果をタイミング位相
同期信号として出力する上記段落［００１２］ないし
［００１７］のいずれかに記載のタイミング位相同期検
出回路と、前記再生シンボルクロックの立上りエッジ
で、前記ベースバンド位相信号のナイキスト点をサンプ
リングするように前記再生シンボルクロックの位相制御
を行い、前記タイミング位相同期信号がＵＮＬＯＣＫ状
態を検出したら、ＰＬＬの帯域を広くし、前記タイミン
グ位相同期信号がＬＯＣＫ状態を検出したら、ＰＬＬの
帯域を狭くするタイミング再生手段と、前記タイミング
位相同期信号がＵＮＬＯＣＫ状態を検出したら、前記再
生シンボルクロックの立上りエッジと立下りエッジでサ
ンプリングされた前記ベースバンド位相信号を用いてキ
ャリア周波数同期を行い、ＬＯＣＫ状態を検出したら、
前記再生シンボルクロックの立上りエッジでサンプリン
グされた前記ベースバンド位相信号だけを用いてキャリ
ア周波数同期を行う周波数同期手段と、前記タイミング
位相同期信号がＵＮＬＯＣＫ状態を検出したら、前記再
生シンボルクロックの立上りエッジと立下りエッジでサ
ンプリングされた前記ベースバンド位相信号を用いてキ
ャリア再生を行い、ＬＯＣＫ状態を検出したら、前記再
生シンボルクロックの立上りエッジでサンプリングされ
た前記ベースバンド位相信号だけを用いてキャリア再生
を行うキャリア再生手段と、前記再生シンボルクロック
の立上りでサンプリングされた前記ベースバンド位相信
号と前記キャリア再生手段から出力される再生キャリア
信号データを基に、受信データを復調し、その復調デー
タを出力するデータ復調手段とを備える。
ては、所定の”０π”変調信号を含む受信信号を周波数
変換処理し複素ベースバンド信号を出力する周波数変換
手段と、前記複素ベースバンド信号を再生シンボルクロ
ックの立上りエッジと立下りエッジで標本化するサンプ
リング手段と、前記標本化処理後の複素ベースバンド信
号のベクトル角を算出しベースバンド位相信号として出
力する逆正接手段と、前記再生シンボルクロックの立上
りエッジと立下りエッジでサンプリングされた前記ベー
スバンド位相信号値を基に、ＬＯＣＫ状態かＵＮＬＯＣ
Ｋ状態のいずれかを判定し、判定結果をタイミング位相
同期信号として出力する上記段落［００１２］ないし
［００１７］のいずれかに記載のタイミング位相同期検
出回路と、前記再生シンボルクロックの立上りエッジ
で、前記ベースバンド位相信号のナイキスト点をサンプ
リングするように前記再生シンボルクロックの位相制御
を行い、前記タイミング位相同期信号がＵＮＬＯＣＫ状
態を検出したら、ＰＬＬの帯域を広くし、前記タイミン
グ位相同期信号がＬＯＣＫ状態を検出したら、ＰＬＬの
帯域を狭くするタイミング再生手段と、前記タイミング
位相同期信号がＵＮＬＯＣＫ状態を検出したら、前記再
生シンボルクロックの立上りエッジと立下りエッジでサ
ンプリングされた前記ベースバンド位相信号を用いてキ
ャリア周波数同期を行い、ＬＯＣＫ状態を検出したら、
前記再生シンボルクロックの立上りエッジでサンプリン
グされた前記ベースバンド位相信号だけを用いてキャリ
ア周波数同期を行う周波数同期手段と、前記タイミング
位相同期信号がＵＮＬＯＣＫ状態を検出したら、前記再
生シンボルクロックの立上りエッジと立下りエッジでサ
ンプリングされた前記ベースバンド位相信号を用いてキ
ャリア再生を行い、ＬＯＣＫ状態を検出したら、前記再
生シンボルクロックの立上りエッジでサンプリングされ
た前記ベースバンド位相信号だけを用いてキャリア再生
を行うキャリア再生手段と、前記再生シンボルクロック
の立上りでサンプリングされた前記ベースバンド位相信
号と前記キャリア再生手段から出力される再生キャリア
信号データを基に、受信データを復調し、その復調デー
タを出力するデータ復調手段とを備える。
【００１９】
実施の形態１．本実施の形態は、プリアンブルで用いる
既知パターンとして、１シンボル毎にπ〔ラジアン〕の
位相変動を繰り返す“０π”変調信号を用いて、同期引
き込みが早く同期引き込み後も安定して同期保持するタ
イミング位相同期検出回路及びそれを用いた復調器を得
るものである。図１は、本実施の形態のタイミング位相
同期検出回路及びそれを用いた復調器を示す構成図であ
る。図において、２０１は受信ＩＦ信号、２０２はベー
スバンド位相データ、２０４はタイミング位相同期信
号、２０７は位相変動量、２０８は位相変動量の平均、
２１１はバンドパスフィルタ手段、２１２はリミタ増幅
手段、２１３は直交検波手段、２１４はサンプリング手
段、２１５は逆正接手段、２１９はタイミング位相同期
検出回路、２２１はタイミング再生手段、２２２は周波
数同期手段、２２３はキャリア再生手段、２２４はデー
タ復調手段、２０３は再生シンボルクロックで、フィー
ドバック型タイミング再生手段２２１から出力される。
２０５は再生キャリア位相信号で、キャリア再生手段２
２３から出力される。２０６はデータ復調手段２２４で
復調される復調データである。
既知パターンとして、１シンボル毎にπ〔ラジアン〕の
位相変動を繰り返す“０π”変調信号を用いて、同期引
き込みが早く同期引き込み後も安定して同期保持するタ
イミング位相同期検出回路及びそれを用いた復調器を得
るものである。図１は、本実施の形態のタイミング位相
同期検出回路及びそれを用いた復調器を示す構成図であ
る。図において、２０１は受信ＩＦ信号、２０２はベー
スバンド位相データ、２０４はタイミング位相同期信
号、２０７は位相変動量、２０８は位相変動量の平均、
２１１はバンドパスフィルタ手段、２１２はリミタ増幅
手段、２１３は直交検波手段、２１４はサンプリング手
段、２１５は逆正接手段、２１９はタイミング位相同期
検出回路、２２１はタイミング再生手段、２２２は周波
数同期手段、２２３はキャリア再生手段、２２４はデー
タ復調手段、２０３は再生シンボルクロックで、フィー
ドバック型タイミング再生手段２２１から出力される。
２０５は再生キャリア位相信号で、キャリア再生手段２
２３から出力される。２０６はデータ復調手段２２４で
復調される復調データである。
【００２０】そして、タイミング位相同期検出回路２１
９においては、２１６は位相変動量算出手段、２１７は
平均化手段、２１８は比較手段である。タイミング位相
検出回路２１９は、再生シンボルクロック２０３の立下
りエッジでサンプリングされたベースバンド位相データ
２０２を基に、次の２つの状態のいずれかを判定する。 ＵＮＬＯＣＫ状態：“０π”変調信号受信時において、
再生シンボルクロック２０３の立上りエッジと、ベース
バンド位相データ２０２のナイキスト点とのタイミング
位相差が大きい状態 ＬＯＣＫ状態 ：“０π”変調信号受信時において、
再生シンボルクロック２０３の立上りエッジでベースバ
ンド位相データ２０２のナイキスト点付近をたたいてい
る、又は、雑音あるいはＰＳＫ変調されたランダムパタ
ーンを受信している状態
９においては、２１６は位相変動量算出手段、２１７は
平均化手段、２１８は比較手段である。タイミング位相
検出回路２１９は、再生シンボルクロック２０３の立下
りエッジでサンプリングされたベースバンド位相データ
２０２を基に、次の２つの状態のいずれかを判定する。 ＵＮＬＯＣＫ状態：“０π”変調信号受信時において、
再生シンボルクロック２０３の立上りエッジと、ベース
バンド位相データ２０２のナイキスト点とのタイミング
位相差が大きい状態 ＬＯＣＫ状態 ：“０π”変調信号受信時において、
再生シンボルクロック２０３の立上りエッジでベースバ
ンド位相データ２０２のナイキスト点付近をたたいてい
る、又は、雑音あるいはＰＳＫ変調されたランダムパタ
ーンを受信している状態
【００２１】次に、本発明の実施の形態１の復調器の動
作について説明する。図１において、実施の形態１の復
調器は、まず、受信ＩＦ信号２０１をバンドパスフィル
タ手段２１１でフィルタリングを行い、リミタ増幅手段
２１２が一定振幅に増幅し、直交検波手段２１３が直交
検波し、複素ベースバンド信号を出力する。そして、サ
ンプリング手段２１４が、再生シンボルクロック２０３
の立上りエッジと立下りエッジ（１シンボルあたり計２
回）で、前記直交検波手段２１３から出力される複素ベ
ースバンド信号のサンプリングを行う。さらに、逆正接
手段２１５が、前記サンプリング手段２１４でサンプリ
ングされた複素ベースバンド信号から、そのベクトル角
を求めることにより、ベースバンド位相データ２０２を
得る。
作について説明する。図１において、実施の形態１の復
調器は、まず、受信ＩＦ信号２０１をバンドパスフィル
タ手段２１１でフィルタリングを行い、リミタ増幅手段
２１２が一定振幅に増幅し、直交検波手段２１３が直交
検波し、複素ベースバンド信号を出力する。そして、サ
ンプリング手段２１４が、再生シンボルクロック２０３
の立上りエッジと立下りエッジ（１シンボルあたり計２
回）で、前記直交検波手段２１３から出力される複素ベ
ースバンド信号のサンプリングを行う。さらに、逆正接
手段２１５が、前記サンプリング手段２１４でサンプリ
ングされた複素ベースバンド信号から、そのベクトル角
を求めることにより、ベースバンド位相データ２０２を
得る。
【００２２】次に、タイミング位相同期検出回路２１９
の動作の説明を行う。本発明のタイミング位相同期検出
回路２１９は、まず、位相変動量算出手段２１６が、次
式に示すように、ベースバンド位相データ２０２を再生
シンボルクロック２０３の立下りエッジでサンプリング
した位相データ系列｛θi｝〔ラジアン〕（但し、ｉ＝
0,1,2,3,・・・）の１シンボル差分を行い、さらに絶対値
変換をすることにより、位相変動量２０７の値ωi（０
≦ωi≦π）を算出する。 ωi＝ｍｉｎ｛｜θi−θi-1｜，２π−｜θi−θ
i-1｜｝ 図２（ａ），（ｂ）に“０π”変調信号受信時における
ωiの特性を示す。図２（ａ）に示すように、“０π”
変調信号受信時において、再生シンボルクロック２０３
の立上りエッジがベースバンド位相データのナイキスト
点付近をたたいている（ＬＯＣＫ状態）時では、ωiの
値は、０ラジアン（最小値）からπラジアン（最大値）
の間のランダムな値を持つ。逆に、再生シンボルクロッ
ク２０３の立上りエッジとベースバンド位相データ２０
２のナイキスト点とのタイミング位相差が大きい場合
（ＵＮＬＯＣＫ状態）では、ωiの値は、図２（ｂ）に
示すように、πラジアンに近い値を常に出力する。ＰＳ
Ｋ変調されたランダムパターン受信時では、１シンボル
毎にベースバンド位相が、例えば、ＢＰＳＫでは｛０，
π｝をランダムに、ＱＰＳＫでは｛０，±π／２，π｝
をランダムに変動するため、ωiは、タイミング位相に
かかわらず、ランダムな値を持つ。また、雑音成分受信
時でも同様に、タイミング位相にかかわらず、ωiはラ
ンダムな値を持つ。
の動作の説明を行う。本発明のタイミング位相同期検出
回路２１９は、まず、位相変動量算出手段２１６が、次
式に示すように、ベースバンド位相データ２０２を再生
シンボルクロック２０３の立下りエッジでサンプリング
した位相データ系列｛θi｝〔ラジアン〕（但し、ｉ＝
0,1,2,3,・・・）の１シンボル差分を行い、さらに絶対値
変換をすることにより、位相変動量２０７の値ωi（０
≦ωi≦π）を算出する。 ωi＝ｍｉｎ｛｜θi−θi-1｜，２π−｜θi−θ
i-1｜｝ 図２（ａ），（ｂ）に“０π”変調信号受信時における
ωiの特性を示す。図２（ａ）に示すように、“０π”
変調信号受信時において、再生シンボルクロック２０３
の立上りエッジがベースバンド位相データのナイキスト
点付近をたたいている（ＬＯＣＫ状態）時では、ωiの
値は、０ラジアン（最小値）からπラジアン（最大値）
の間のランダムな値を持つ。逆に、再生シンボルクロッ
ク２０３の立上りエッジとベースバンド位相データ２０
２のナイキスト点とのタイミング位相差が大きい場合
（ＵＮＬＯＣＫ状態）では、ωiの値は、図２（ｂ）に
示すように、πラジアンに近い値を常に出力する。ＰＳ
Ｋ変調されたランダムパターン受信時では、１シンボル
毎にベースバンド位相が、例えば、ＢＰＳＫでは｛０，
π｝をランダムに、ＱＰＳＫでは｛０，±π／２，π｝
をランダムに変動するため、ωiは、タイミング位相に
かかわらず、ランダムな値を持つ。また、雑音成分受信
時でも同様に、タイミング位相にかかわらず、ωiはラ
ンダムな値を持つ。
【００２３】そして、再度、図１の説明に戻る。平均化
手段２１７は、上記のような値を持つωiをτ段（τ：
自然数）で構成されるシフトレジスタに１シンボル毎に
入力し、次式に示すようなωiのτシンボル分の合計値
Ωiの値を位相変動量の平均２０８として出力する。
手段２１７は、上記のような値を持つωiをτ段（τ：
自然数）で構成されるシフトレジスタに１シンボル毎に
入力し、次式に示すようなωiのτシンボル分の合計値
Ωiの値を位相変動量の平均２０８として出力する。
【００２４】
【数１】
【００２５】“０π”変調信号受信中で、再生シンボル
クロック２０３の立上りエッジが、ベースバンド位相デ
ータ２０２のナイキスト点付近をたたいているタイミン
グ位相同期時、ＰＳＫ変調されたランダムパターン受信
時、または、雑音受信時では、ωiは、０からπラジア
ンの間のランダムな値であるため、Ωiは小さな値を示
す。反対に、“０π”変調信号受信時で、再生シンボル
クロック２０３の立上りエッジとベースバンド位相デー
タ２０２のナイキスト点とのタイミング位相差が大きい
場合では、ωiは常にπラジアンに近い値を持つため、
Ωiは大きな値となる 図３に“０π”変調信号受信時におけるタイミング位相
差に対する位相変動量の平均２０８の値Ωiの特性を示
す。
クロック２０３の立上りエッジが、ベースバンド位相デ
ータ２０２のナイキスト点付近をたたいているタイミン
グ位相同期時、ＰＳＫ変調されたランダムパターン受信
時、または、雑音受信時では、ωiは、０からπラジア
ンの間のランダムな値であるため、Ωiは小さな値を示
す。反対に、“０π”変調信号受信時で、再生シンボル
クロック２０３の立上りエッジとベースバンド位相デー
タ２０２のナイキスト点とのタイミング位相差が大きい
場合では、ωiは常にπラジアンに近い値を持つため、
Ωiは大きな値となる 図３に“０π”変調信号受信時におけるタイミング位相
差に対する位相変動量の平均２０８の値Ωiの特性を示
す。
【００２６】よって、比較手段２１８で、信号２０８の
値Ωiとτ×εとの値を比較し（π／２＜ε＜π）、も
し、Ωi≧τ×εの場合、本発明のタイミング位相同期
検出回路２１９は、“０π”変調信号受信時で再生シン
ボルクロック２０３の立上りエッジとベースバンド位相
データ２０２のナイキスト点とのタイミング位相差が大
きい状態を示す“ＵＮＬＯＣＫ状態”（図３）と判定す
る。逆に、Ωi＜τ×εの場合、本発明のタイミング位
相同期検出回路２１９は、“０π”変調信号受信中でタ
イミング位相同期状態、ＰＳＫ変調されたランダムパタ
ーン受信状態、または、雑音受信状態を示す“ＬＯＣＫ
状態”（図３）と判定する。
値Ωiとτ×εとの値を比較し（π／２＜ε＜π）、も
し、Ωi≧τ×εの場合、本発明のタイミング位相同期
検出回路２１９は、“０π”変調信号受信時で再生シン
ボルクロック２０３の立上りエッジとベースバンド位相
データ２０２のナイキスト点とのタイミング位相差が大
きい状態を示す“ＵＮＬＯＣＫ状態”（図３）と判定す
る。逆に、Ωi＜τ×εの場合、本発明のタイミング位
相同期検出回路２１９は、“０π”変調信号受信中でタ
イミング位相同期状態、ＰＳＫ変調されたランダムパタ
ーン受信状態、または、雑音受信状態を示す“ＬＯＣＫ
状態”（図３）と判定する。
【００２７】上記のように、本発明のタイミング位相同
期検出回路２１９では、既知である“０π”変調信号の
位相波形を用いてタイミング位相同期の判定を行うた
め、ランダムパターンの位相波形を用いる場合に比べ
て、タイミング位相同期の高精度な判定が可能である。
また、本発明のタイミング位相同期検出回路２１９は、
位相情報を用いるため、リミタ増幅器を復調器前段に用
いた、小形かつ簡易な回路構成で実現できる。
期検出回路２１９では、既知である“０π”変調信号の
位相波形を用いてタイミング位相同期の判定を行うた
め、ランダムパターンの位相波形を用いる場合に比べ
て、タイミング位相同期の高精度な判定が可能である。
また、本発明のタイミング位相同期検出回路２１９は、
位相情報を用いるため、リミタ増幅器を復調器前段に用
いた、小形かつ簡易な回路構成で実現できる。
【００２８】次に、このようにして得られたタイミング
位相同期信号を用いた復調器の動作について説明する。
前記タイミング位相同期信号２０４が、もし“ＵＮＬＯ
ＣＫ状態”を示しているならば、タイミング再生手段２
２１で用いるＰＬＬの帯域を広くし、タイミング同期を
高速に行い、反対に“ＬＯＣＫ状態”を示しているなら
ば、タイミング再生手段２２１で用いるＰＬＬの帯域を
狭くし、タイミング同期を高安定状態にする。
位相同期信号を用いた復調器の動作について説明する。
前記タイミング位相同期信号２０４が、もし“ＵＮＬＯ
ＣＫ状態”を示しているならば、タイミング再生手段２
２１で用いるＰＬＬの帯域を広くし、タイミング同期を
高速に行い、反対に“ＬＯＣＫ状態”を示しているなら
ば、タイミング再生手段２２１で用いるＰＬＬの帯域を
狭くし、タイミング同期を高安定状態にする。
【００２９】また、前記タイミング位相同期信号２０４
が、もし“ＵＮＬＯＣＫ状態”を示しているならば、前
記再生シンボルクロック２０３の立上りエッジと立下り
エッジでサンプリングされた前記ベースバンド位相デー
タ２０２を、周波数同期手段２２２の入力として用いる
ことにより、キャリア周波数同期の高速引込みを行い、
反対に“ＬＯＣＫ状態”を示しているならば、前記再生
シンボルクロック２０３の立上りエッジのみでサンプリ
ングされた前記ベースバンド位相データ２０２を、前記
周波数同期手段２２２の入力として用いることにより、
キャリア周波数同期を高安定にする。
が、もし“ＵＮＬＯＣＫ状態”を示しているならば、前
記再生シンボルクロック２０３の立上りエッジと立下り
エッジでサンプリングされた前記ベースバンド位相デー
タ２０２を、周波数同期手段２２２の入力として用いる
ことにより、キャリア周波数同期の高速引込みを行い、
反対に“ＬＯＣＫ状態”を示しているならば、前記再生
シンボルクロック２０３の立上りエッジのみでサンプリ
ングされた前記ベースバンド位相データ２０２を、前記
周波数同期手段２２２の入力として用いることにより、
キャリア周波数同期を高安定にする。
【００３０】さらに、前記タイミング位相同期信号信号
２０４が、もし“ＵＮＬＯＣＫ”状態を示しているなら
ば、前記再生シンボルクロック２０３の立上りエッジと
立下りエッジでサンプリングされた前記ベースバンド位
相データ２０２を、キャリア再生手段２２３の入力とし
て用いることにより、キャリア位相の高速引込みを行
い、反対に“ＬＯＣＫ状態”を示しているならば、前記
再生シンボルクロック２０３の立上りエッジのみでサン
プリングされた前記ベースバンド位相データ２０２を、
前記キャリア再生手段２２３の入力として用いることに
より、キャリア再生を高安定にする。
２０４が、もし“ＵＮＬＯＣＫ”状態を示しているなら
ば、前記再生シンボルクロック２０３の立上りエッジと
立下りエッジでサンプリングされた前記ベースバンド位
相データ２０２を、キャリア再生手段２２３の入力とし
て用いることにより、キャリア位相の高速引込みを行
い、反対に“ＬＯＣＫ状態”を示しているならば、前記
再生シンボルクロック２０３の立上りエッジのみでサン
プリングされた前記ベースバンド位相データ２０２を、
前記キャリア再生手段２２３の入力として用いることに
より、キャリア再生を高安定にする。
【００３１】データ復調手段２２４は、タイミング再生
手段２２１で出力される再生シンボルクロック２０３の
立上りエッジでベースバンド位相データ２０２をサンプ
リングしたサンプル位相データと、キャリア再生手段２
２３から出力される再生キャリア位相信号２０５を基
に、復調データ２０６を抽出する。
手段２２１で出力される再生シンボルクロック２０３の
立上りエッジでベースバンド位相データ２０２をサンプ
リングしたサンプル位相データと、キャリア再生手段２
２３から出力される再生キャリア位相信号２０５を基
に、復調データ２０６を抽出する。
【００３２】よって、図４で示されるようなバーストフ
ォーマットを持つバースト信号を受信した場合、“０
π”変調信号受信中において、タイミング位相引込み、
キャリア周波数引込み、キャリア周波数位相引込みを迅
速に完了し、データ部では、タイミング位相の低ジッタ
と、キャリア周波数及びキャリア位相の高安定な同期に
よる良好なＢＥＲ（ビット誤り率）特性を得ることがで
きる。
ォーマットを持つバースト信号を受信した場合、“０
π”変調信号受信中において、タイミング位相引込み、
キャリア周波数引込み、キャリア周波数位相引込みを迅
速に完了し、データ部では、タイミング位相の低ジッタ
と、キャリア周波数及びキャリア位相の高安定な同期に
よる良好なＢＥＲ（ビット誤り率）特性を得ることがで
きる。
【００３３】実施の形態２．実施の形態１ではタイミン
グ位相同期検出回路がベースバンド位相データ２０２か
ら位相変動量を平均し、規定値と比較結果を基にタイミ
ング位相同期の判定を行なったが、本実施の形態は、タ
イミング位相同期検出回路がベースバンド位相データ２
０２から立上りの位相変動量と立下りの位相変動量の差
分を平均し、規定値と比較結果を基にタイミング位相同
期の判定を行うものである。図５は、本実施の形態のタ
イミング位相同期検出回路及びそれを用いた復調器を示
す構成図である。
グ位相同期検出回路がベースバンド位相データ２０２か
ら位相変動量を平均し、規定値と比較結果を基にタイミ
ング位相同期の判定を行なったが、本実施の形態は、タ
イミング位相同期検出回路がベースバンド位相データ２
０２から立上りの位相変動量と立下りの位相変動量の差
分を平均し、規定値と比較結果を基にタイミング位相同
期の判定を行うものである。図５は、本実施の形態のタ
イミング位相同期検出回路及びそれを用いた復調器を示
す構成図である。
【００３４】図において、３０１は立上りの位相変動
量、３０２は立下りの位相変動量、３０３は差分位相変
動量、３０４は差分位相変動量の平均、３０５はタイミ
ング位相同期信号、３１６はタイミング位相同期検出回
路である。タイミング位相同期検出回路３１６におい
て、３１１は立上り用位相変動量算出手段、３１２は立
下り用位相変動量算出手段、３１３は差分手段、３１４
は平均化手段、３１５は比較手段である。他は図１と同
じで説明を省く。タイミング位相検出回路３１６は、再
生シンボルクロック２０３の立上りエッジ及び立下りエ
ッジでサンプリングされたベースバンド位相データ２０
２を基に、次の２つの状態のいずれかを判定する。 ＵＮＬＯＣＫ状態 ：“０π”変調信号受信時におい
て、再生シンボルクロック２０３の立上りエッジと、ベ
ースバンド位相データ２０２のナイキスト点とのタイミ
ング位相差が大きい、又は、雑音あるいはＰＳＫ変調さ
れたランダムパターンを受信している状態 ＬＯＣＫ状態 ：“０π”変調信号受信時におい
て、再生シンボルクロック２０３の立上りエッジでベー
スバンド位相データ２０２のナイキスト点付近をたたい
ている状態
量、３０２は立下りの位相変動量、３０３は差分位相変
動量、３０４は差分位相変動量の平均、３０５はタイミ
ング位相同期信号、３１６はタイミング位相同期検出回
路である。タイミング位相同期検出回路３１６におい
て、３１１は立上り用位相変動量算出手段、３１２は立
下り用位相変動量算出手段、３１３は差分手段、３１４
は平均化手段、３１５は比較手段である。他は図１と同
じで説明を省く。タイミング位相検出回路３１６は、再
生シンボルクロック２０３の立上りエッジ及び立下りエ
ッジでサンプリングされたベースバンド位相データ２０
２を基に、次の２つの状態のいずれかを判定する。 ＵＮＬＯＣＫ状態 ：“０π”変調信号受信時におい
て、再生シンボルクロック２０３の立上りエッジと、ベ
ースバンド位相データ２０２のナイキスト点とのタイミ
ング位相差が大きい、又は、雑音あるいはＰＳＫ変調さ
れたランダムパターンを受信している状態 ＬＯＣＫ状態 ：“０π”変調信号受信時におい
て、再生シンボルクロック２０３の立上りエッジでベー
スバンド位相データ２０２のナイキスト点付近をたたい
ている状態
【００３５】次に、本発明の実施の形態２の復調器の動
作について説明する。図５において、実施の形態２の復
調器は、受信ＩＦ信号２０１をバンドパスフィルタ手段
２１１でフィルタリングを行い、リミタ増幅手段２１２
で一定振幅に増幅し、直交検波手段２１３で直交検波
し、複素ベースバンド信号を出力する。そして、サンプ
リング手段２１４は、再生シンボルクロック２０３の立
上りエッジと立下りエッジ（１シンボルあたり計２回）
で、前記直交検波手段２１３から出力される複素ベース
バンド信号のサンプリングを行う。さらに、逆正接手段
２１５は、前記サンプリング手段２１４でサンプリング
された複素ベースバンド信号から、そのベクトル角を求
めることにより、ベースバンド位相データ２０２を得
る。
作について説明する。図５において、実施の形態２の復
調器は、受信ＩＦ信号２０１をバンドパスフィルタ手段
２１１でフィルタリングを行い、リミタ増幅手段２１２
で一定振幅に増幅し、直交検波手段２１３で直交検波
し、複素ベースバンド信号を出力する。そして、サンプ
リング手段２１４は、再生シンボルクロック２０３の立
上りエッジと立下りエッジ（１シンボルあたり計２回）
で、前記直交検波手段２１３から出力される複素ベース
バンド信号のサンプリングを行う。さらに、逆正接手段
２１５は、前記サンプリング手段２１４でサンプリング
された複素ベースバンド信号から、そのベクトル角を求
めることにより、ベースバンド位相データ２０２を得
る。
【００３６】次に、タイミング位相同期検出回路３１６
の動作の説明を行う。本発明のタイミング位相同期検出
回路３１６において、立上り用位相変動量算出手段３１
１は、受信位相データ２０２を再生シンボルクロック２
０３の立上りエッジと立下りエッジでサンプリングした
位相データ系列｛θi｝〔ラジアン〕（但し、ｉ＝0,1,
2,3,・・・）に対して、次式に示すように、立上りエッジ
でサンプリングした位相データ系列の１シンボル差分を
行い、さらに絶対値変換をすることにより、立上りの位
相変動量３０１の値ω(u) j（０≦ω(u) j≦π，ｊ＝0,1,
2,3,・・・）を算出する。 ω(u) j＝ｍｉｎ｛｜θ2j−θ2(j-1)｜，２π−｜θ2j−
θ2(j-1)｜｝
の動作の説明を行う。本発明のタイミング位相同期検出
回路３１６において、立上り用位相変動量算出手段３１
１は、受信位相データ２０２を再生シンボルクロック２
０３の立上りエッジと立下りエッジでサンプリングした
位相データ系列｛θi｝〔ラジアン〕（但し、ｉ＝0,1,
2,3,・・・）に対して、次式に示すように、立上りエッジ
でサンプリングした位相データ系列の１シンボル差分を
行い、さらに絶対値変換をすることにより、立上りの位
相変動量３０１の値ω(u) j（０≦ω(u) j≦π，ｊ＝0,1,
2,3,・・・）を算出する。 ω(u) j＝ｍｉｎ｛｜θ2j−θ2(j-1)｜，２π−｜θ2j−
θ2(j-1)｜｝
【００３７】同様に、立下り用位相変動量算出手段３１
２は、次式に示すように、立下りの位相変動量３０２の
値ω(d) j（０≦ω(d) j≦π）を算出する。 ω(d) j＝ｍｉｎ｛｜θ2j+1−θ2(j-1)+1｜，２π−｜θ
2j+1−θ2(j-1)+1｜｝
２は、次式に示すように、立下りの位相変動量３０２の
値ω(d) j（０≦ω(d) j≦π）を算出する。 ω(d) j＝ｍｉｎ｛｜θ2j+1−θ2(j-1)+1｜，２π−｜θ
2j+1−θ2(j-1)+1｜｝
【００３８】図６（ａ），（ｂ）に“０π”変調信号受
信時におけるω(u) j、ω(d) jの特性を示す。図６（ａ）
に示すように、“０π”変調信号受信時において、再生
シンボルクロック２０３の立上りエッジがベースバンド
位相データのナイキスト点付近をたたいている（タイミ
ング位相同期状態）時では、立上りの位相変動量ω( u) j
は、πラジアン（最大値）に近い値を常に出力する。逆
に、図６（ｂ）に示すように、再生シンボルクロック２
０３の立上りエッジとベースバンド位相データ２０２の
ナイキスト点とのタイミング位相が大きい場合（タイミ
ング位相非同期状態）では、立上りの位相変動量ω(u) j
は、０ラジアン（最小値）からπラジアン（最大値）の
間のランダムな値を持つ。立下りの位相変動量ω
(d) jは、実施の形態１におけるωiと同一（ω(d) j＝
ωj）であるため、ここでは説明を省略する（図2）。ま
た、ＰＳＫ変調されたランダムパターン受信時や雑音成
分受信時では、再生シンボルクロック２０３のタイミン
グ位相にかかわらず、ω(u) j及びω(d) jは、ランダムな
値を持つ。
信時におけるω(u) j、ω(d) jの特性を示す。図６（ａ）
に示すように、“０π”変調信号受信時において、再生
シンボルクロック２０３の立上りエッジがベースバンド
位相データのナイキスト点付近をたたいている（タイミ
ング位相同期状態）時では、立上りの位相変動量ω( u) j
は、πラジアン（最大値）に近い値を常に出力する。逆
に、図６（ｂ）に示すように、再生シンボルクロック２
０３の立上りエッジとベースバンド位相データ２０２の
ナイキスト点とのタイミング位相が大きい場合（タイミ
ング位相非同期状態）では、立上りの位相変動量ω(u) j
は、０ラジアン（最小値）からπラジアン（最大値）の
間のランダムな値を持つ。立下りの位相変動量ω
(d) jは、実施の形態１におけるωiと同一（ω(d) j＝
ωj）であるため、ここでは説明を省略する（図2）。ま
た、ＰＳＫ変調されたランダムパターン受信時や雑音成
分受信時では、再生シンボルクロック２０３のタイミン
グ位相にかかわらず、ω(u) j及びω(d) jは、ランダムな
値を持つ。
【００３９】そして、再度、図５の説明にもどる。差分
手段３１３は、次式に示すように、差分位相変動量３０
３の値ω(D) j（−π≦ω(D) j≦π）を算出する。 ω(D) j＝ω(u) j−ω(d) j ω(u) j，ω(d) jは、前記のような値を持つため、ω(D) j
は、タイミング位相同期状態時では、正の値を持つ可能
性が高く、タイミング位相非同期状態時では、０〜負の
値を持つ可能性が高い。また、雑音あるいはＰＳＫ変調
されたランダムパターン受信時では、ω(D) jは、−πか
らπの間のランダムな値を持つ。
手段３１３は、次式に示すように、差分位相変動量３０
３の値ω(D) j（−π≦ω(D) j≦π）を算出する。 ω(D) j＝ω(u) j−ω(d) j ω(u) j，ω(d) jは、前記のような値を持つため、ω(D) j
は、タイミング位相同期状態時では、正の値を持つ可能
性が高く、タイミング位相非同期状態時では、０〜負の
値を持つ可能性が高い。また、雑音あるいはＰＳＫ変調
されたランダムパターン受信時では、ω(D) jは、−πか
らπの間のランダムな値を持つ。
【００４０】そこで、平均化手段３１４は、前述のよう
な値を持つω(D) jをτ段（τ：自然数）で構成されるシ
フトレジスタに１シンボル毎に入力し、次式に示すよう
なω(D) jのτシンボル分の合計値Ωjを差分位相変動量
の平均３０４として出力する。図７に“０π”変調信号
受信時におけるタイミング位相差に対する差分位相変動
量の平均３０４の値Ωjの特性を示す。
な値を持つω(D) jをτ段（τ：自然数）で構成されるシ
フトレジスタに１シンボル毎に入力し、次式に示すよう
なω(D) jのτシンボル分の合計値Ωjを差分位相変動量
の平均３０４として出力する。図７に“０π”変調信号
受信時におけるタイミング位相差に対する差分位相変動
量の平均３０４の値Ωjの特性を示す。
【００４１】
【数２】
【００４２】そして、比較手段３１５は、信号３０４の
値Ωjとτ×εの値を比較し（０＜ε＜π）、もし、 Ω
j＜τ×εの場合、“ＵＮＬＯＣＫ状態”（図７）と判
定する。逆に、Ωj≧τ×εの場合、“ＬＯＣＫ状態”
（図７）と判定する。
値Ωjとτ×εの値を比較し（０＜ε＜π）、もし、 Ω
j＜τ×εの場合、“ＵＮＬＯＣＫ状態”（図７）と判
定する。逆に、Ωj≧τ×εの場合、“ＬＯＣＫ状態”
（図７）と判定する。
【００４３】上記のように、本発明の実施の形態２で示
したタイミング位相同期検出回路は、ベースバンド位相
データ２０２を基に、“ＵＮＬＯＣＫ状態”又は“ＬＯ
ＣＫ状態”を判定することができる。そして、この本発
明の実施の形態２で示したタイミング位相同期検出回路
は、立下りの位相変動量だけでなく、立上りの位相変動
量も用いてタイミング位相同期を判定するので、“０
π”変調信号受信時において、本発明の実施の形態１で
示した立下りの位相変動量のみを用いて、タイミング位
相同期を判定するタイミング位相同期検出回路に比べ
て、タイミング位相同期の高精度な判定が可能である。
したタイミング位相同期検出回路は、ベースバンド位相
データ２０２を基に、“ＵＮＬＯＣＫ状態”又は“ＬＯ
ＣＫ状態”を判定することができる。そして、この本発
明の実施の形態２で示したタイミング位相同期検出回路
は、立下りの位相変動量だけでなく、立上りの位相変動
量も用いてタイミング位相同期を判定するので、“０
π”変調信号受信時において、本発明の実施の形態１で
示した立下りの位相変動量のみを用いて、タイミング位
相同期を判定するタイミング位相同期検出回路に比べ
て、タイミング位相同期の高精度な判定が可能である。
【００４４】次に、このようにして得られたタイミング
位相同期信号を用いた復調器の動作について説明する。
前記タイミング位相同期信号３１６が、もし“ＵＮＬＯ
ＣＫ状態”を示しているならば、タイミング再生手段２
２１で用いるＰＬＬの帯域を広くし、タイミング同期を
高速に行い、反対に“ＬＯＣＫ状態”を示しているなら
ば、タイミング再生手段２２１で用いるＰＬＬの帯域を
狭くし、タイミング同期を高安定状態にする。
位相同期信号を用いた復調器の動作について説明する。
前記タイミング位相同期信号３１６が、もし“ＵＮＬＯ
ＣＫ状態”を示しているならば、タイミング再生手段２
２１で用いるＰＬＬの帯域を広くし、タイミング同期を
高速に行い、反対に“ＬＯＣＫ状態”を示しているなら
ば、タイミング再生手段２２１で用いるＰＬＬの帯域を
狭くし、タイミング同期を高安定状態にする。
【００４５】また，前記タイミング位相同期信号３１６
がもし“ＵＮＬＯＣＫ状態”を示しているならば、前記
再生シンボルクロック２０３の立上りエッジと立下りエ
ッジでサンプリングされた前記ベースバンド位相データ
２０２を、周波数同期手段２２２の入力として用いるこ
とにより、キャリア周波数同期の高速引込みを行い、反
対に“ＬＯＣＫ状態”を示しているならば、前記再生シ
ンボルクロック２０３の立上りエッジのみでサンプリン
グされた前記ベースバンド位相データ２０２を、前記周
波数同期手段２２２の入力として用いることにより、キ
ャリア周波数同期を高安定にする。
がもし“ＵＮＬＯＣＫ状態”を示しているならば、前記
再生シンボルクロック２０３の立上りエッジと立下りエ
ッジでサンプリングされた前記ベースバンド位相データ
２０２を、周波数同期手段２２２の入力として用いるこ
とにより、キャリア周波数同期の高速引込みを行い、反
対に“ＬＯＣＫ状態”を示しているならば、前記再生シ
ンボルクロック２０３の立上りエッジのみでサンプリン
グされた前記ベースバンド位相データ２０２を、前記周
波数同期手段２２２の入力として用いることにより、キ
ャリア周波数同期を高安定にする。
【００４６】さらに、前記タイミング位相同期信号信号
３１６が、もし“ＵＮＬＯＣＫ”状態を示しているなら
ば、前記再生シンボルクロック２０３の立上りエッジと
立下りエッジでサンプリングされた前記ベースバンド位
相データ２０２を、キャリア再生手段２２３の入力とし
て用いることにより、キャリア位相の高速引込みを行
い、反対に“ＬＯＣＫ状態”を示しているならば、前記
再生シンボルクロック２０３の立上りエッジのみでサン
プリングされた前記ベースバンド位相データ２０２を、
前記キャリア再生手段２２３の入力として用いることに
より、キャリア再生を高安定にする。
３１６が、もし“ＵＮＬＯＣＫ”状態を示しているなら
ば、前記再生シンボルクロック２０３の立上りエッジと
立下りエッジでサンプリングされた前記ベースバンド位
相データ２０２を、キャリア再生手段２２３の入力とし
て用いることにより、キャリア位相の高速引込みを行
い、反対に“ＬＯＣＫ状態”を示しているならば、前記
再生シンボルクロック２０３の立上りエッジのみでサン
プリングされた前記ベースバンド位相データ２０２を、
前記キャリア再生手段２２３の入力として用いることに
より、キャリア再生を高安定にする。
【００４７】データ復調手段２２４は、タイミング再生
手段２２１で出力される再生シンボルクロック２０３の
立上りエッジでベースバンド位相データ２０２をサンプ
リングしたサンプル位相データと、キャリア再生手段２
２３から出力される再生キャリア位相信号２０５を基
に、復調データ２０６を抽出する。
手段２２１で出力される再生シンボルクロック２０３の
立上りエッジでベースバンド位相データ２０２をサンプ
リングしたサンプル位相データと、キャリア再生手段２
２３から出力される再生キャリア位相信号２０５を基
に、復調データ２０６を抽出する。
【００４８】よって、“０π”変調信号受信時におい
て、実施の形態２の復調器は、実施の形態１の復調器と
比べて、前述のように、タイミング位相同期検出回路の
同期判定精度が良くなるため、タイミング位相引込み、
キャリア周波数引込み、キャリア周波数位相引込みを、
より迅速に完了することが可能である。
て、実施の形態２の復調器は、実施の形態１の復調器と
比べて、前述のように、タイミング位相同期検出回路の
同期判定精度が良くなるため、タイミング位相引込み、
キャリア周波数引込み、キャリア周波数位相引込みを、
より迅速に完了することが可能である。
【００４９】但し、本発明の実施の形態２で示したタイ
ミング位相同期検出回路３１６は、ＰＳＫ変調されたラ
ンダムパターンを受信した場合、“ＵＮＬＯＣＫ状態”
と判定し、タイミング再生手段２２１、周波数同期手段
２２２及びキャリア再生手段２２３が高安定状態になら
ないという問題がある。この問題を解決する実施の形態
を図８と図９を用いて説明する。図８は、この発明の実
施の形態２と実施の形態１（図1)とを組み合わせたタイ
ミング位相同期検出回路及びそれを用いた復調器の構成
図であり、３２１はＯＲゲート、３２２はタイミング位
相同期検出回路、３２３はタイミング位相同期信号であ
る。２１７は平均化手段、２１８は比較手段である。他
は図５と同じである。
ミング位相同期検出回路３１６は、ＰＳＫ変調されたラ
ンダムパターンを受信した場合、“ＵＮＬＯＣＫ状態”
と判定し、タイミング再生手段２２１、周波数同期手段
２２２及びキャリア再生手段２２３が高安定状態になら
ないという問題がある。この問題を解決する実施の形態
を図８と図９を用いて説明する。図８は、この発明の実
施の形態２と実施の形態１（図1)とを組み合わせたタイ
ミング位相同期検出回路及びそれを用いた復調器の構成
図であり、３２１はＯＲゲート、３２２はタイミング位
相同期検出回路、３２３はタイミング位相同期信号であ
る。２１７は平均化手段、２１８は比較手段である。他
は図５と同じである。
【００５０】図９は図８における信号３０５と信号２０
４とタイミング位相同期信号３２３の各信号の“０π”
変調信号受信時とデータ部受信時における“ＬＯＣＫ状
態”、“ＵＮＬＯＣＫ状態”を示すものである。次に動
作を説明する。例えば、実施の形態１で示した、ＰＳＫ
変調されたランダムパターン受信時に“ＬＯＣＫ状態”
を示すタイミング位相同期信号２０４と、実施の形態２
のタイミング位相同期信号３０５のＯＲ論理を取り、新
たなタイミング位相同期信号３２３（図９）を生成する
タイミング位相同期検出回路３２２（図８）を用いるこ
とによってＰＳＫ変調されたランダムパターン受信時で
も“ＬＯＣＫ状態”にできる。
４とタイミング位相同期信号３２３の各信号の“０π”
変調信号受信時とデータ部受信時における“ＬＯＣＫ状
態”、“ＵＮＬＯＣＫ状態”を示すものである。次に動
作を説明する。例えば、実施の形態１で示した、ＰＳＫ
変調されたランダムパターン受信時に“ＬＯＣＫ状態”
を示すタイミング位相同期信号２０４と、実施の形態２
のタイミング位相同期信号３０５のＯＲ論理を取り、新
たなタイミング位相同期信号３２３（図９）を生成する
タイミング位相同期検出回路３２２（図８）を用いるこ
とによってＰＳＫ変調されたランダムパターン受信時で
も“ＬＯＣＫ状態”にできる。
【００５１】この問題を解決する他の実施の形態を図１
０と図１１を用いて説明する。図１０は、この発明の実
施の形態２とユニークワード検出回路とを組み合わせた
タイミング位相同期検出回路及びそれを用いた復調器の
構成図であり、３３１はユニークワード検出回路、３３
２はＯＲゲート、３３３はタイミング位相同期検出回
路、３３４はユニークワード検出信号、３３５はタイミ
ング位相同期信号である。他は図５と同じで説明を省
く。図１１は図１０における信号３０５と信号３３４と
タイミング位相同期信号３３５の各信号の“０π”変調
信号受信時、ユニークワード受信時およびデータ部受信
時における“ＬＯＣＫ状態”、“ＵＮＬＯＣＫ状態”を
示すものである。
０と図１１を用いて説明する。図１０は、この発明の実
施の形態２とユニークワード検出回路とを組み合わせた
タイミング位相同期検出回路及びそれを用いた復調器の
構成図であり、３３１はユニークワード検出回路、３３
２はＯＲゲート、３３３はタイミング位相同期検出回
路、３３４はユニークワード検出信号、３３５はタイミ
ング位相同期信号である。他は図５と同じで説明を省
く。図１１は図１０における信号３０５と信号３３４と
タイミング位相同期信号３３５の各信号の“０π”変調
信号受信時、ユニークワード受信時およびデータ部受信
時における“ＬＯＣＫ状態”、“ＵＮＬＯＣＫ状態”を
示すものである。
【００５２】次に動作を説明する。例えば、前記問題を
解決する他の実施の形態として、図１１に示すような、
ユニークワード（ＵＷ）を持つバーストフォーマットを
用い、ユニークワード検出回路３３１でユニークワード
検出後は、“ＬＯＣＫ状態”（図１１）と判定するタイ
ミング位相同期検出回路３３３（図１０）を用い、ＰＳ
Ｋ変調されたランダムパターン（データ部）受信時で
は、タイミング再生手段２２１、周波数同期手段２２２
及びキャリア再生手段２２３を高安定状態にすることに
よって、ＰＳＫ変調されたランダムパターン受信時でも
“ＬＯＣＫ状態”にできる。
解決する他の実施の形態として、図１１に示すような、
ユニークワード（ＵＷ）を持つバーストフォーマットを
用い、ユニークワード検出回路３３１でユニークワード
検出後は、“ＬＯＣＫ状態”（図１１）と判定するタイ
ミング位相同期検出回路３３３（図１０）を用い、ＰＳ
Ｋ変調されたランダムパターン（データ部）受信時で
は、タイミング再生手段２２１、周波数同期手段２２２
及びキャリア再生手段２２３を高安定状態にすることに
よって、ＰＳＫ変調されたランダムパターン受信時でも
“ＬＯＣＫ状態”にできる。
【００５３】実施の形態３．実施の形態２はタイミング
位相同期検出回路がベースバンド位相データ２０２から
立上りの位相変動量と立下り用位相変動量の差分を平均
し、規定値との比較結果を求めるが、本実施の形態は、
タイミング位相同期検出回路がベースバンド位相データ
２０２から立上りの位相変動量と立下り用位相変動量の
差分およびその平均をシンボルレートの２倍の動作で求
めるものである。図１２は、本実施の形態のタイミング
位相同期検出回路及びそれを用いた復調器を示す構成図
である。図において、４０３は差分位相変動量、４０４
は差分位相変動量の平均、４０５はタイミング位相同期
信号、４１６はタイミング位相同期検出回路である。タ
イミング位相同期検出回路４１６において、４１３は差
分手段、４１４は平均化手段、４１５は比較手段であ
る。他は図５と同じで説明を省く。
位相同期検出回路がベースバンド位相データ２０２から
立上りの位相変動量と立下り用位相変動量の差分を平均
し、規定値との比較結果を求めるが、本実施の形態は、
タイミング位相同期検出回路がベースバンド位相データ
２０２から立上りの位相変動量と立下り用位相変動量の
差分およびその平均をシンボルレートの２倍の動作で求
めるものである。図１２は、本実施の形態のタイミング
位相同期検出回路及びそれを用いた復調器を示す構成図
である。図において、４０３は差分位相変動量、４０４
は差分位相変動量の平均、４０５はタイミング位相同期
信号、４１６はタイミング位相同期検出回路である。タ
イミング位相同期検出回路４１６において、４１３は差
分手段、４１４は平均化手段、４１５は比較手段であ
る。他は図５と同じで説明を省く。
【００５４】タイミング位相検出回路４１６は、再生シ
ンボルクロック２０３の立上りエッジ及び立下りエッジ
でサンプリングされたベースバンド位相データ２０２を
基に、次の２つの状態のいずれかを判定する。 ＵＮＬＯＣＫ状態 ：“０π”変調信号受信時におい
て、再生シンボルクロック２０３の立上りエッジと、ベ
ースバンド位相データ２０２のナイキ スト点とのタイ
ミング位相差が大きい、又は、雑音あるいはＰＳＫ変調
されたランダムパターンを受信している状態 ＬＯＣＫ状態 ：“０π”変調信号受信時におい
て、再生シンボルクロック２０３の立上りエッジでベー
スバンド位相データ２０２のナイキスト点付近をたたい
ている状態
ンボルクロック２０３の立上りエッジ及び立下りエッジ
でサンプリングされたベースバンド位相データ２０２を
基に、次の２つの状態のいずれかを判定する。 ＵＮＬＯＣＫ状態 ：“０π”変調信号受信時におい
て、再生シンボルクロック２０３の立上りエッジと、ベ
ースバンド位相データ２０２のナイキ スト点とのタイ
ミング位相差が大きい、又は、雑音あるいはＰＳＫ変調
されたランダムパターンを受信している状態 ＬＯＣＫ状態 ：“０π”変調信号受信時におい
て、再生シンボルクロック２０３の立上りエッジでベー
スバンド位相データ２０２のナイキスト点付近をたたい
ている状態
【００５５】次に、本実施の形態による復調器の動作を
図１２を用いて説明する。図において、復調器は、受信
ＩＦ信号２０１をバンドパスフィルタ手段２１１がフィ
ルタリングを行い、リミタ増幅手段２１２が一定振幅に
増幅し、直交検波手段２１３が直交検波し、複素ベース
バンド信号を出力する。そして、サンプリング手段２１
４が、再生シンボルクロック２０３の立上りエッジと立
下りエッジ（１シンボルあたり計２回）で、前記直交検
波手段２１３から出力される複素ベースバンド信号のサ
ンプリングを行う。さらに、逆正接手段２１５が、前記
サンプリング手段２１４でサンプリングされた複素ベー
スバンド信号から、そのベクトル角を求めることによ
り、ベースバンド位相データ２０２を得る。
図１２を用いて説明する。図において、復調器は、受信
ＩＦ信号２０１をバンドパスフィルタ手段２１１がフィ
ルタリングを行い、リミタ増幅手段２１２が一定振幅に
増幅し、直交検波手段２１３が直交検波し、複素ベース
バンド信号を出力する。そして、サンプリング手段２１
４が、再生シンボルクロック２０３の立上りエッジと立
下りエッジ（１シンボルあたり計２回）で、前記直交検
波手段２１３から出力される複素ベースバンド信号のサ
ンプリングを行う。さらに、逆正接手段２１５が、前記
サンプリング手段２１４でサンプリングされた複素ベー
スバンド信号から、そのベクトル角を求めることによ
り、ベースバンド位相データ２０２を得る。
【００５６】次に、タイミング位相同期検出回路４１６
の動作の説明を行う。本発明のタイミング位相同期検出
回路４１６において、立上り用位相変動量算出手段３１
１が、実施の形態２と同様に、ベースバンド位相データ
２０２を再生シンボルクロック２０３の立上りエッジと
立下りエッジでサンプリングした位相データ系列
｛θi｝〔ラジアン〕（但し、ｉ＝0,1,2,3,・・・）に対し
て、次式に示すように、立上りエッジでサンプリングし
た位相データ系列の１シンボル差分を行い、さらに絶対
値変換をすることにより、立上りの位相変動量３０１の
値ω(u) j（０≦ω(u) j≦π，ｊ＝0,1,2,3,・・・）を算出
する。 ω(u) j＝ｍｉｎ｛｜θ2j−θ2(j-1)｜，２π−｜θ2j−
θ2(j-1)｜｝
の動作の説明を行う。本発明のタイミング位相同期検出
回路４１６において、立上り用位相変動量算出手段３１
１が、実施の形態２と同様に、ベースバンド位相データ
２０２を再生シンボルクロック２０３の立上りエッジと
立下りエッジでサンプリングした位相データ系列
｛θi｝〔ラジアン〕（但し、ｉ＝0,1,2,3,・・・）に対し
て、次式に示すように、立上りエッジでサンプリングし
た位相データ系列の１シンボル差分を行い、さらに絶対
値変換をすることにより、立上りの位相変動量３０１の
値ω(u) j（０≦ω(u) j≦π，ｊ＝0,1,2,3,・・・）を算出
する。 ω(u) j＝ｍｉｎ｛｜θ2j−θ2(j-1)｜，２π−｜θ2j−
θ2(j-1)｜｝
【００５７】同様に、立下り用位相変動量算出手段３１
２は、次式に示すように、立下りの位相変動量３０２の
値ω(d) j（０≦ω(d) j≦π）を算出する。ω(d) j＝ｍｉ
ｎ｛｜θ2j+1−θ2(j-1)+1｜，２π−｜θ2j+1−θ
2(j-1)+1｜｝差分手段４１３は、下式（１）及び（２）
に示すように、差分位相変動量４０３の値ω(D) i（−π
≦ω(D) i≦π）を算出する（ω(D) iは、再生シンボル２
０３の立上り時と立下り時に更新される、つまり、１シ
ンボル受信時間間隔で２回更新される）。 （ｉ＝２ｊの場合） ω(D) i＝ω(u) j−ω(d) j-1 （１） （ｉ＝２ｊ＋１の場合） ω(D) i＝ω(u) j−ω(d) j （２）
２は、次式に示すように、立下りの位相変動量３０２の
値ω(d) j（０≦ω(d) j≦π）を算出する。ω(d) j＝ｍｉ
ｎ｛｜θ2j+1−θ2(j-1)+1｜，２π−｜θ2j+1−θ
2(j-1)+1｜｝差分手段４１３は、下式（１）及び（２）
に示すように、差分位相変動量４０３の値ω(D) i（−π
≦ω(D) i≦π）を算出する（ω(D) iは、再生シンボル２
０３の立上り時と立下り時に更新される、つまり、１シ
ンボル受信時間間隔で２回更新される）。 （ｉ＝２ｊの場合） ω(D) i＝ω(u) j−ω(d) j-1 （１） （ｉ＝２ｊ＋１の場合） ω(D) i＝ω(u) j−ω(d) j （２）
【００５８】ω(D) iは、“０π”変調信号受信中でタイ
ミング位相同期状態時では、正の値を持つ可能性が高く
“０π”変調信号受信中で、タイミング位相非同期状態
時では、０〜負の値を持つ可能性が高い。また、雑音あ
るいはＰＳＫ変調されたランダムパターン受信時では、
ω(D) iは、−πからπの間のランダムな値を持つ。そこ
で、平均化手段４１４では、前述のような値を持つω
(D) iをτ段（τ：自然数）で構成されるシフトレジスタ
に１シンボルに2回（再生シンボル２０３の立上り時と
立下り時にω(D) iが更新されるため）に入力し、次式に
示すようなω(D) iのτ回分の合計値Ωiを差分位相変動
量の平均４０４として出力する。
ミング位相同期状態時では、正の値を持つ可能性が高く
“０π”変調信号受信中で、タイミング位相非同期状態
時では、０〜負の値を持つ可能性が高い。また、雑音あ
るいはＰＳＫ変調されたランダムパターン受信時では、
ω(D) iは、−πからπの間のランダムな値を持つ。そこ
で、平均化手段４１４では、前述のような値を持つω
(D) iをτ段（τ：自然数）で構成されるシフトレジスタ
に１シンボルに2回（再生シンボル２０３の立上り時と
立下り時にω(D) iが更新されるため）に入力し、次式に
示すようなω(D) iのτ回分の合計値Ωiを差分位相変動
量の平均４０４として出力する。
【００５９】
【数３】
【００６０】そして、比較手段４１５は、信号４０４の
値Ωiとτ×εの値を比較し（０＜ε＜π）、もし、Ωi
＜τ×εの場合、“ＵＮＬＯＣＫ状態”と判定する。逆
に、Ωi≧τ×εの場合、“ＬＯＣＫ状態”と判定す
る。
値Ωiとτ×εの値を比較し（０＜ε＜π）、もし、Ωi
＜τ×εの場合、“ＵＮＬＯＣＫ状態”と判定する。逆
に、Ωi≧τ×εの場合、“ＬＯＣＫ状態”と判定す
る。
【００６１】上記のように、実施の形態２で示したタイ
ミング位相同期検出回路は、ベースバンド位相データ２
０２を基に、“ＵＮＬＯＣＫ状態”又は“ＬＯＣＫ状
態”を判定することができる。本実施の形態３で示した
タイミング位相同期検出回路では、差分手段４１３及び
平均化手段４１４がシンボルレートの2倍で動作するの
で、実施の形態２で示した差分手段３１３及び平均化手
段３１４がシンボルレートで動作するタイミング位相同
期検出回路に比べて、短時間で実施の形態２と同程度の
判定精度を持つタイミング位相同期判定が可能である。
ミング位相同期検出回路は、ベースバンド位相データ２
０２を基に、“ＵＮＬＯＣＫ状態”又は“ＬＯＣＫ状
態”を判定することができる。本実施の形態３で示した
タイミング位相同期検出回路では、差分手段４１３及び
平均化手段４１４がシンボルレートの2倍で動作するの
で、実施の形態２で示した差分手段３１３及び平均化手
段３１４がシンボルレートで動作するタイミング位相同
期検出回路に比べて、短時間で実施の形態２と同程度の
判定精度を持つタイミング位相同期判定が可能である。
【００６２】また、前記タイミング位相同期信号を用い
たタイミング再生手段２２１，周波数同期手段２２２及
びキャリア再生手段の動作は、実施の形態２の場合と同
一であるので、ここでは説明を省略する。
たタイミング再生手段２２１，周波数同期手段２２２及
びキャリア再生手段の動作は、実施の形態２の場合と同
一であるので、ここでは説明を省略する。
【００６３】よって、“０π”変調信号受信時におい
て、実施の形態３の復調器は、短時間で、実施の形態２
と同程度の判定精度を持つタイミング位相同期判定が可
能であるため、タイミング位相引込み、キャリア周波数
引込み、キャリア周波数位相引込みをより迅速に完了す
ることが可能である。
て、実施の形態３の復調器は、短時間で、実施の形態２
と同程度の判定精度を持つタイミング位相同期判定が可
能であるため、タイミング位相引込み、キャリア周波数
引込み、キャリア周波数位相引込みをより迅速に完了す
ることが可能である。
【００６４】但し、本実施の形態３で示したタイミング
位相同期検出回路では、実施の形態２と同様に、ＰＳＫ
変調されたランダムパターンを受信した場合、“ＵＮＬ
ＯＣＫ状態”と判定し、タイミング再生手段２２１、周
波数同期手段２２２及びキャリア再生手段２２３が高安
定状態にならないという問題がある。この問題を解決す
る方法としては、実施の形態２と同様に、実施の形態３
と実施の形態１で示したタイミング位相同期検出回路を
組み合わせる方法やユニークワード検出回路を用いる方
法などが挙げられる。
位相同期検出回路では、実施の形態２と同様に、ＰＳＫ
変調されたランダムパターンを受信した場合、“ＵＮＬ
ＯＣＫ状態”と判定し、タイミング再生手段２２１、周
波数同期手段２２２及びキャリア再生手段２２３が高安
定状態にならないという問題がある。この問題を解決す
る方法としては、実施の形態２と同様に、実施の形態３
と実施の形態１で示したタイミング位相同期検出回路を
組み合わせる方法やユニークワード検出回路を用いる方
法などが挙げられる。
【００６５】
【００６６】
【００６７】
【発明の効果】 以上のように、本発明によれば、 タイミ
ング位相同期検出回路が再生シンボルクロックの立下り
でサンプリングされたベースバンド位相データから算出
される立下りの位相変動量に加え、再生シンボルクロッ
クの立上りでサンプリングされたベースバンド位相デー
タから算出される立上りの位相変動量を算出することに
より、“０π”変調信号受信時において、タイミング位
相同期検出回路の同期判定精度の向上を得ることができ
る。
ング位相同期検出回路が再生シンボルクロックの立下り
でサンプリングされたベースバンド位相データから算出
される立下りの位相変動量に加え、再生シンボルクロッ
クの立上りでサンプリングされたベースバンド位相デー
タから算出される立上りの位相変動量を算出することに
より、“０π”変調信号受信時において、タイミング位
相同期検出回路の同期判定精度の向上を得ることができ
る。
【００６８】また、タイミング位相同期検出回路が立上
りの位相変動量、又は、立下りの位相変動量が更新され
る度（1シンボルに2回）に、立上りの位相変動量から立
下りの位相変動量を差分し、差分位相変動量を算出する
差分手段を有することにより、良好な同期判定精度を持
つタイミング位相同期検出回路を得ることができる。
りの位相変動量、又は、立下りの位相変動量が更新され
る度（1シンボルに2回）に、立上りの位相変動量から立
下りの位相変動量を差分し、差分位相変動量を算出する
差分手段を有することにより、良好な同期判定精度を持
つタイミング位相同期検出回路を得ることができる。
【００６９】また、差分位相変動量だけでなく、立下が
りの位相変動量の平均化手段も有することにより、ＰＳ
Ｋ変調されたランダムパターン受信時でも高安定状態を
維持できる。
りの位相変動量の平均化手段も有することにより、ＰＳ
Ｋ変調されたランダムパターン受信時でも高安定状態を
維持できる。
【００７０】また、タイミング位相同期検出回路がＰＳ
Ｋ変調されたユニークワードを検出した場合でも“ＬＯ
ＣＫ状態”と判定するので、ＰＳＫ変調されたランダム
パターン受信時でも高安定状態を維持できる。
Ｋ変調されたユニークワードを検出した場合でも“ＬＯ
ＣＫ状態”と判定するので、ＰＳＫ変調されたランダム
パターン受信時でも高安定状態を維持できる。
【００７１】また、タイミング位相同期検出回路の同期
判定精度の向上により、“０π”変調信号受信時におい
て、タイミング位相引込み、キャリア周波数引込み、キ
ャリア周波数位相引込みを、より短時間で実現する復調
器を得ることができる。
判定精度の向上により、“０π”変調信号受信時におい
て、タイミング位相引込み、キャリア周波数引込み、キ
ャリア周波数位相引込みを、より短時間で実現する復調
器を得ることができる。
【図１】 この発明の実施の形態１を示すタイミング位
相同期検出回路及びそれを用いた復調器の構成図であ
る。
相同期検出回路及びそれを用いた復調器の構成図であ
る。
【図２】 図１に示す位相変動量２０７の値ωの特性を
示す図である。
示す図である。
【図３】 “０π”変調信号受信時におけるタイミング
位相差に対する位相変動量の平均２０８の値Ωの特性を
示す図である。
位相差に対する位相変動量の平均２０８の値Ωの特性を
示す図である。
【図４】 この発明を用いて復調するバーストフォーマ
ットを示す図である。
ットを示す図である。
【図５】 この発明の実施の形態２を示すタイミング位
相同期検出回路及びそれを用いた復調器の構成図であ
る。
相同期検出回路及びそれを用いた復調器の構成図であ
る。
【図６】 図５に示す立上りの位相変動量３０１の値ω
（ｕ）及び立下りの位相変動量ω（ｄ）の特性を示す図
である。
（ｕ）及び立下りの位相変動量ω（ｄ）の特性を示す図
である。
【図７】 “０π”変調信号受信時におけるタイミング
位相差に対する図５に示す差分位相変動量の平均３０４
の値Ωの特性を示す図である。
位相差に対する図５に示す差分位相変動量の平均３０４
の値Ωの特性を示す図である。
【図８】 この発明の実施の形態２と実施の形態１とを
組み合わせたタイミング位相同期検出回路及びそれを用
いた復調器の構成図である。
組み合わせたタイミング位相同期検出回路及びそれを用
いた復調器の構成図である。
【図９】 バーストフォーマット及び図８中の各信号の
タイミングチャートを示す図である。
タイミングチャートを示す図である。
【図１０】 この発明の実施の形態２とユニークワード
検出回路とを組み合わせたタイミング位相同期検出回路
及びそれを用いた復調器の構成図である。
検出回路とを組み合わせたタイミング位相同期検出回路
及びそれを用いた復調器の構成図である。
【図１１】 バーストフォーマット及び図１０中の各信
号のタイミングチャートを示す図である。
号のタイミングチャートを示す図である。
【図１２】 この発明の実施の形態３を示すタイミング
位相同期検出回路及びそれを用いた復調器の構成図であ
る。
位相同期検出回路及びそれを用いた復調器の構成図であ
る。
【図１３】 従来のタイミング位相同期検出回路を示す
構成図である。
構成図である。
【図１４】 図１３に示す各信号のタイミングチャート
の一例を示す図である。
の一例を示す図である。
【図１５】 タイミング位相差に対する差分器１３５の
出力特性を示す図である。
出力特性を示す図である。
２０１ 受信ＩＦ信号 ２０２ ベースバンド位相データ ２０３ 再生シンボルクロック ２０４ タイミング位相同期信号 ２０５ 再生キャリア信号 ２０６ 復調データ ２０７ 位相変動量 ２１１ バンドパスフィルタ手段 ２１２ リミタ増幅手段 ２１３ 直交検波手段 ２１４ サンプリング手段 ２１５ 逆正接手段 ２１６ 位相変動量算出手段 ２１７ 平均化手段 ２１８ 比較手段 ２１９ タイミング位相同期検出回路 ２２１ タイミング再生手段 ２２２ 周波数同期手段 ２２３ キャリア再生手段 ２２４ データ復調手段 ３０１ 立上りの位相変動量 ３０２ 立下りの位相変動量 ３０３ 差分位相変動量 ３０５ タイミング位相同期信号 ３１１ 立上り用位相変動量算出手段 ３１２ 立下り用位相変動量算出手段 ３１３ 差分手段 ３１４ 平均化手段 ３１５ 比較手段 ３１６ タイミング位相同期検出回路 ４０３ 差分位相変動量 ４０５ タイミング位相同期信号 ４１３ 差分手段 ４１４ 平均化手段 ４１５ 比較手段 ４１６ タイミング位相同期検出回路 ２６
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平７−50700（ＪＰ，Ａ) 特開 平11−103326（ＪＰ，Ａ) 特公 平５−52101（ＪＰ，Ｂ２) 藤村明憲、大久保政二、三宅真、藤野 忠，プリアンブル検出機能を有するＱＰ ＳＫ用高速タイミング再生方式の検討, 電子情報通信学会技術研究報告，日本, 社団法人電子情報通信学会，1998年 ２ 月18日，Ｖｏｌ．97 Ｎｏ．547，ｐ. 63−ｐ．68 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38
Claims (7)
- 【請求項１】 所定の”０π”変調信号を含む受信信号
を、再生シンボルクロックの立上りエッジと立下りエッ
ジで標本化し、更に逆正接処理して得られたベースバン
ド位相信号を入力し、 前記再生シンボルクロックの立上りエッジでサンプリン
グされた前記ベースバンド位相信号を１シンボル差分
し、さらに絶対値変換をすることにより、立上りの位相
変動量を算出する立上り用位相変動量算出手段と、 前記再生シンボルクロックの立下りエッジでサンプリン
グされた前記ベースバンド位相信号を１シンボル差分
し、さらに絶対値変換をすることにより、立下りの位相
変動量を算出する立下り用位相変動量算出手段と、 １シンボル毎に前記立上りの位相変動量と前記立下りの
位相変動量との差分値を算出し差分位相変動量として出
力する差分手段と、 前記差分位相変動量を所定の閾値と比較することによ
り、“０π”変調信号受信時において次の２状態、 再生シンボルクロックとベースバンド位相信号のナイキ
スト点とのタイミング位相差が大きい状態（以下ＵＮＬ
ＯＣＫ状態）、 再生シンボルクロックとベースバンド位相信号のナイキ
スト点とのタイミング位相差が小さく、シンボルタイミ
ング同期が確立している状態（以下、ＬＯＣＫ状態）、を判定して、該判定結果 を示す同期状態信号を出力する
比較手段とを備えたことを特徴とする、タイミング位相
同期検出回路。 - 【請求項２】 差分位相変動量を所定シンボル時間に亘
って平均化し、平均化処理後の差分位相変動量を比較手
段に対して出力する平均化手段を、更に備えたことを特
徴とする、請求項１に記載のタイミング位相同期検出回
路。 - 【請求項３】 差分手段は、前記立上りの位相変動量、
又は、前記立下りの位相変動量のどちらかが更新される
度に、差分位相変動量を算出する構成とされたことを特
徴とする、請求項１又は請求項２に記載のタイミング位
相同期検出回路。 - 【請求項４】 立下りの位相変動量を所定の閾値と比較
することにより、Ｕ ＮＬＯＣＫ状態／ＬＯＣＫ状態を判
定して、該判定結果を示す立下り同期状態信号を出力す
る立下り比較手段と、同期状態信号 または立下り同期状態信号のいずれかがＬ
ＯＣＫ状態である場合に、ＬＯＣＫ状態を示すタイミン
グ位相同期信号を出力するＯＲ手段とを、更に備えたこ
とを特徴とする、請求項３に記載のタイミング位相同期
検出回路。 - 【請求項５】 立下りの位相変動量を所定シンボル時間
に亘って平均化し、平均化処理後の下りの位相変動量を
比較手段に対して出力する立下り平均化手段を、更に備
えたことを特徴とする、請求項４に記載のタイミング位
相同期検出回路。 - 【請求項６】 所定の”０π”変調信号とユニークワー
ドとを含む受信信号を、再生シンボルクロックの立上り
エッジと立下りエッジで標本化し、更に逆正接処理して
得られたベースバンド位相信号を入力し、 前記再生シンボルクロックの立上りエッジでサンプリン
グされた前記ベースバンド位相信号を１シンボル差分
し、さらに絶対値変換をすることにより、立上りの位相
変動量を算出する立上り用位相変動量算出手段と、 前記再生シンボルクロックの立下りエッジでサンプリン
グされた前記ベースバンド位相信号を１シンボル差分
し、さらに絶対値変換をすることにより、立下りの位相
変動量を算出する立下り用位相変動量算出手段と、 前記立上りの位相変動量、又は、前記立下りの位相変動
量のどちらかが更新される度に、前記立上りの位相変動
量と前記立下りの位相変動量との差分値を算出し差分位
相変動量として出力する差分手段と、 前記差分位相変動量を所定の閾値と比較することによ
り、“０π”変調信号受信時においてＵＮＬＯＣＫ状態
／ＬＯＣＫ状態を判定して、該判定結果を示す同期状態
信号を出力する比較手段と、 復調データからユニークワードを検出するユニークワー
ド検出手段と、 同期状態信号がＬＯＣＫ状態である場合、またはユニー
クワード検出手段がユニークワードを検出した場合に、
ＬＯＣＫ状態を示すタイミング位相同期信号を出力する
ＯＲ手段とを備えたことを特徴とするタイミング位相同
期検出回路。 - 【請求項７】 所定の”０π”変調信号を含む受信信号
を周波数変換処理し 複素ベースバンド信号を出力する周
波数変換手段と、 前記複素ベースバンド信号を再生シンボルクロックの立
上りエッジと立下りエッジで標本化するサンプリング手
段と、 前記標本化処理後の複素ベースバンド信号のベクトル角
を算出しベースバンド位相信号として出力する逆正接手
段と、 前記再生シンボルクロックの立上りエッジと立下りエッ
ジでサンプリングされた前記ベースバンド位相信号値を
基に、ＬＯＣＫ状態かＵＮＬＯＣＫ状態のいずれかを判
定し、判定結果をタイミング位相同期信号として出力す
る請求項１ないし請求項６のいずれかに記載のタイミン
グ位相同期検出回路と、 前記再生シンボルクロックの立上りエッジで、前記ベー
スバンド位相信号のナイキスト点をサンプリングするよ
うに前記再生シンボルクロックの位相制御を行い、前記
タイミング位相同期信号がＵＮＬＯＣＫ状態を検出した
ら、位相同期ループ（以下、ＰＬＬ）の帯域を広くし、
前記タイミング位相同期信号がＬＯＣＫ状態を検出した
ら、ＰＬＬの帯域を狭くするタイミング再生手段と、 前記タイミング位相同期信号がＵＮＬＯＣＫ状態を検出
したら、前記再生シンボルクロックの立上りエッジと立
下りエッジでサンプリングされた前記ベースバンド位相
信号を用いてキャリア周波数同期を行い、ＬＯＣＫ状態
を検出したら、前記再生シンボルクロックの立上りエッ
ジでサンプリングされた前記ベースバンド位相信号だけ
を用いてキャリア周波数同期を行う周波数同期手段と、 前記タイミング位相同期信号がＵＮＬＯＣＫ状態を検出
したら、前記再生シンボルクロックの立上りエッジと立
下りエッジでサンプリングされた前記ベースバンド位相
信号を用いてキャリア再生を行い、ＬＯＣＫ状態を検出
したら、前記再生シンボルクロックの立上りエッジでサ
ンプリングされた前記ベースバンド位相信号だけを用い
てキャリア再生を行うキャリア再生手段と、 前記再生シンボルクロックの立上りでサンプリングされ
た前記ベースバンド位相信号と前記キャリア再生手段か
ら出力される再生キャリア信号データを基に、受信デー
タを復調し、その復調データを出力するデータ復調手段
とを備えたことを特徴とする復調器。
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