JP3669799B2 - 差動位相変調方式の受信装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は差動ＰＳＫ（位相変調）を復調する受信装置に関し、特に受信特性をさらに高めることができる受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
上記差動ＰＳＫ方式として、例えば、π／４シフトＤＱ（差動４相）ＰＳＫの変調信号は非線型歪みに強く、移動体受信用のデジタル伝送方式に用いられている。すなわち、移動体受信では、ドップラシフトにより位相が激しく変動することから、搬送波の位相を忠実に再現する必要のあるコヒレント復調が難しいため、送信側で差動変調（π／４シフトＤＱＰＳＫ）し、受信側で差動復調している。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
図３は差動復調とコヒレント復調の受信特性を示す図である。本図に示すように、Ｃ／Ｎ（搬送波電力対雑音電力比）に対するＢＥＲ（ビットエラー割合）を示す受信特性では、Ｃ／Ｎが大きい場合、さらに、コヒレント復調の搬送波の位相が忠実に再現できる場合には、差動復調の方がコヒレント復調よりも受信特性が悪いという問題がある。
【０００４】
したがって、本発明は、上記問題点に鑑み、上記差動復調の受信特性をさらに向上できる差動ＰＳＫ方式の受信装置を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明は、前記問題点を解決するために、移動体に搭載され、データバースト毎に差動位相変調した信号を復調する受信装置において、被差動位相変調信号を受信しこの受信信号を搬送波信号で直交変換信号に変換する直交変換部と、前記搬送波信号を形成する電圧制御発振器と、前記直交変換信号を基に前記搬送波信号の周波数のずれを周波数誤差信号として前記電圧制御発振器にフィードバックする自動周波数制御器と、周波数のずれが除去された前記直交変換信号を入力して差動復号を行う差動復号器と、さらに位相ずれが除去された前記直交変換信号を入力してコヒレント復号を行うコヒレント復号器と、前記受信信号のドップラシフトを基に前記差動復号器及び前記コヒレント復号器の復号出力を選択する信号選択手段と、前記移動体の移動速度の情報を基に前記受信信号の前記ドップラシフトを計算するドップラシフト計算部と、前記直交変換信号を入力して前記信号選択手段により選択された前記復号出力で前記直交変換信号を逆変調して、前記搬送波信号の位相ずれを除去するように、前記電圧制御発振器で形成される前記搬送波信号の位相を再生する搬送波位相再生器とを具備することを特徴とする。
【０００６】
具体的には、前記信号選択手段は、前記ドップラシフト計算部より得られた前記ドップラシフトの周期がデータバースト長よりも充分に大きい場合には前記コヒレント復号器の出力を復号出力として選択し同時に前記搬送波位相再生器の入力として選択し、さらに前記ドップラシフトの周期が前記データバースト長よりも充分に小さい場合には前記差動復号器の出力を復号出力として選択し同時に前記搬送波位相再生器に位相の再生を禁止させ、さらに、前記ドップラシフトの周期が前記データバースト長と同程度の場合には前記コヒレント復号器の出力を復号出力として選択し、且つ前記差動復号器の出力を前記搬送波位相再生器の入力として選択する。この手段により、周波数同期の差動復調と位相同期のコヒレント復調とを区別し、且つドップラによる受信環境によりコヒレント復調を用いるため、従来の差動復調のみの受信装置と比較して受信特性を改善することが可能になる。さらに、搬送波位相再生器に逆変調方式を用い、差動復号あるいはコヒレント復号の結果を切り換えて逆変調を行うことで安定した搬送波の再生が可能になる。
【０００７】
【発明の実施の形態】
以下本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
図１は本発明に係る差動ＰＳＫ方式の受信装置における復調を説明する図である。受信装置は、例えば、π／４シフトＤＱＰＳＫの変調信号を入力し、増幅等の処理を行った後に中間信号（ＩＦ）に変換する。本図に示す如く、乗算器１及び２は中間信号を入力して、それぞれ同相成分Ｉと直交成分Ｑとに直交変換する。ここで、乗算器１は複素乗算器３を介して電圧制御発振器４から出力される搬送波信号を中間信号に乗算して同相成分を形成する。乗算器２は複素乗算器３を介して電圧制御発振器４から出力される搬送波信号をπ／２移相器５でπ／２の位相だけずらして中間信号に乗算して直交成分を形成する。低域通過フィルタ（ＬＰＦ）６、７は各乗算器１、２に接続され不要周波数成分を除去する。低域通過フィルタ６、７の出力に接続される自動周波数制御器８は周波数のずれを周波数誤差信号として求め、これを電圧制御発振器４に出力する。さらに、低域通過フィルタ６、７の出力はそれぞれ従来の差動復号器９及びコヒレント復号器１０に接続される。信号選択手段１１は差動複合器９及びコヒレント復号器１０の出力のいずれかを復号出力として選択する。ここで、コヒレント復号器１０では、後述の如く、絶対位相復調後の出力をコヒレント復号することにより実現される。ドップラシフト計算部１２は移動体の速度情報を入力しドップラシフトを計算してこの結果を信号選択手段１１に出力する。信号選択手段１１はドップラシフトを基に差動復号器９及びコヒレント復号器１０の出力の選択を行う。
【０００８】
搬送波位相再生器１３は、低域通過フィルタ６、７の出力に接続され自動周波数制御器８による周波数のずれ修正とは別に、逆変調により位相誤差だけを検出してその結果を複素乗算器３に出力し、位相誤差を修正して絶対位相復調を行うものである。以下に搬送波位相再生器１３を詳細に説明する。
まず、受信信号を変換した中間信号（ＩＦ）は、下記の（１）式の如く、表される。
【０００９】
【数１】
【００１０】
ここで、ｆc は搬送波の周波数、φは搬送波の位相、ｃ(t) はπ／４シフトＤＱＰＳＫの複素変調信号で、Ｒe[ ]は複素数[ ] の実数部を取ることを示す。
自動周波数制御器（ＡＦＣ）８により搬送波の周波数と同じで、下記式（２）の如く示される発信信号が、
【００１１】
【数２】
【００１２】
電圧制御発振器（ＶＣＯ）４から発信される。これにより直交復調を行い、低域通過フィルタ６、７を通過した信号は、複素形の下記式（３）で、
【００１３】
【数３】
【００１４】
となる。なお、差動復号器９はこの信号を入力し、入力信号を分岐して１ビット遅延させて遅延信号と入力信号との位相変化を基に復号を行う。
搬送波位相再生器１３は、逆変調形であるため、つまり、信号選択手段１１で得られたπ／４シフトＤＱＰＳＫの複素信号ｃ(t) を式（３）に逆に乗算して、下記式（４）を、
【００１５】
【数４】
【００１６】
得る。これらの複素共役と式（２）との複素乗算を複素乗算器３で行ない、乗算器１、２で直交変換を行うと、下記式（５）の如く、
【００１７】
【数５】
【００１８】
となり、位相誤差が取り除かれる。コヒレント復号器１０はこの信号を入力し、入力信号を分岐して１ビット遅延させて遅延信号と入力信号との位相変化を基に復号を行う。このように、搬送波位相再生器１３により周波数、位相の同期を別々に行うことにより差動復号、コヒレント復号の両方に対応できるようになる。
次にドップラシフト計算部１２を詳細に説明する。移動体の受信ではドップラシフトにより搬送波の位相φが時間の関数となるため位相誤差の検出が困難になる。つまり、その搬送波の位相の変動が移動体の移動速度に依存し、高速な移動体の移動受信下では大きくなる。この場合には、位相同期の必要の無い差動復号の方が良好な結果を示す。これに対して低速な移動体の移動受信下ではドップラシフトがあっても搬送波の位相の変動が小さいので、位相同期の追従が可能となる。この場合、コヒレント復号の方が、前述の如く、高いＣ／Ｎでは差動復号に比べ復号特性が格段に良くなる。ここで、低速とは例えば１０ｋｍ／ｈ程度をいう。
【００１９】
ここで、移動体の速度ｖｓによりドップラ周波数ｆｄは、下記式（６）の如く、得られる。
【００２０】
【数６】
【００２１】
ここで、Ｃは真空中の高速である。
図２はデータバースト長とドップラ周期との関係を説明する図である。本図に示す如く、変調信号を形成するデータバーストの長さをＴB とする。ドップラ計算部１２より得られた１／ｆｄ≫ＴB の結果で、信号選択手段１１は、位相の追従が充分可能であるから、受信特性の良いコヒレント復号結果を出力するように、コヒレント復号器１０の出力の選択を行う。また、この結果により搬送波位相再生器１３は逆変調を行い、搬送波の位相再生を行う。ここで、データバースト長とは、例えば、９０ｍｓ程度をいう。
【００２２】
次に、ドップラ計算部１２で１／ｆｄがＴB と同程度になると、データバーストによっては大きな位相変位を受ける可能性があるため、信号選択手段１１は、搬送波位相再生器１３に差動復号器９の出力を用いて逆変調させ安定した搬送波の位相再生が行われるようにすると共に、復号出力としてコレント復号器１０の出力を選択する。
【００２３】
さらに、ドップラ計算部１２で１／ｆｄ≪ＴB になると、１データバースト中での位相変位が激しくなるため、選択信号手段１１は復号出力として差動復号器９の出力を選択し、搬送波再生に伴う位相の不確定を避けるために搬送波位相再生器１３に位相の再生を行わせない。
以上の説明では、π／４シフトＤＱＰＳＫを用いて説明したがこれに限定されない。
【００２４】
【発明の効果】
以上の説明により、本発明によれば、ドップラシフトの程度に応じてコヒレント復号を用いることが可能になり、差動復号のみの受信特性を改善することができる。また、搬送波位相再生に逆変調方式を用い、差動復号あるいはコヒレント復号の結果を切り換えて逆変調を行うことで安定した搬送波の再生が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明にかかる差動ＰＳＫ方式の受信装置における復調を説明する図である。
【図２】データバースト長とドップラ周期との関係を説明する図である。
【図３】差動復調とコヒレント復調の受信特性を示す図である。
【符号の説明】
１、２…乗算器
３…複素乗算器
４…電圧制御発振器
５…π／２移相器
６、７…低域通過フィルタ
８…自動周波数制御器
９…差動復号器
１０…コヒレント復号器
１１…信号選択手段
１２…ドップラシフト計算部
１３…搬送波位相再生器
【発明の属する技術分野】
本発明は差動ＰＳＫ（位相変調）を復調する受信装置に関し、特に受信特性をさらに高めることができる受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
上記差動ＰＳＫ方式として、例えば、π／４シフトＤＱ（差動４相）ＰＳＫの変調信号は非線型歪みに強く、移動体受信用のデジタル伝送方式に用いられている。すなわち、移動体受信では、ドップラシフトにより位相が激しく変動することから、搬送波の位相を忠実に再現する必要のあるコヒレント復調が難しいため、送信側で差動変調（π／４シフトＤＱＰＳＫ）し、受信側で差動復調している。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
図３は差動復調とコヒレント復調の受信特性を示す図である。本図に示すように、Ｃ／Ｎ（搬送波電力対雑音電力比）に対するＢＥＲ（ビットエラー割合）を示す受信特性では、Ｃ／Ｎが大きい場合、さらに、コヒレント復調の搬送波の位相が忠実に再現できる場合には、差動復調の方がコヒレント復調よりも受信特性が悪いという問題がある。
【０００４】
したがって、本発明は、上記問題点に鑑み、上記差動復調の受信特性をさらに向上できる差動ＰＳＫ方式の受信装置を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明は、前記問題点を解決するために、移動体に搭載され、データバースト毎に差動位相変調した信号を復調する受信装置において、被差動位相変調信号を受信しこの受信信号を搬送波信号で直交変換信号に変換する直交変換部と、前記搬送波信号を形成する電圧制御発振器と、前記直交変換信号を基に前記搬送波信号の周波数のずれを周波数誤差信号として前記電圧制御発振器にフィードバックする自動周波数制御器と、周波数のずれが除去された前記直交変換信号を入力して差動復号を行う差動復号器と、さらに位相ずれが除去された前記直交変換信号を入力してコヒレント復号を行うコヒレント復号器と、前記受信信号のドップラシフトを基に前記差動復号器及び前記コヒレント復号器の復号出力を選択する信号選択手段と、前記移動体の移動速度の情報を基に前記受信信号の前記ドップラシフトを計算するドップラシフト計算部と、前記直交変換信号を入力して前記信号選択手段により選択された前記復号出力で前記直交変換信号を逆変調して、前記搬送波信号の位相ずれを除去するように、前記電圧制御発振器で形成される前記搬送波信号の位相を再生する搬送波位相再生器とを具備することを特徴とする。
【０００６】
具体的には、前記信号選択手段は、前記ドップラシフト計算部より得られた前記ドップラシフトの周期がデータバースト長よりも充分に大きい場合には前記コヒレント復号器の出力を復号出力として選択し同時に前記搬送波位相再生器の入力として選択し、さらに前記ドップラシフトの周期が前記データバースト長よりも充分に小さい場合には前記差動復号器の出力を復号出力として選択し同時に前記搬送波位相再生器に位相の再生を禁止させ、さらに、前記ドップラシフトの周期が前記データバースト長と同程度の場合には前記コヒレント復号器の出力を復号出力として選択し、且つ前記差動復号器の出力を前記搬送波位相再生器の入力として選択する。この手段により、周波数同期の差動復調と位相同期のコヒレント復調とを区別し、且つドップラによる受信環境によりコヒレント復調を用いるため、従来の差動復調のみの受信装置と比較して受信特性を改善することが可能になる。さらに、搬送波位相再生器に逆変調方式を用い、差動復号あるいはコヒレント復号の結果を切り換えて逆変調を行うことで安定した搬送波の再生が可能になる。
【０００７】
【発明の実施の形態】
以下本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
図１は本発明に係る差動ＰＳＫ方式の受信装置における復調を説明する図である。受信装置は、例えば、π／４シフトＤＱＰＳＫの変調信号を入力し、増幅等の処理を行った後に中間信号（ＩＦ）に変換する。本図に示す如く、乗算器１及び２は中間信号を入力して、それぞれ同相成分Ｉと直交成分Ｑとに直交変換する。ここで、乗算器１は複素乗算器３を介して電圧制御発振器４から出力される搬送波信号を中間信号に乗算して同相成分を形成する。乗算器２は複素乗算器３を介して電圧制御発振器４から出力される搬送波信号をπ／２移相器５でπ／２の位相だけずらして中間信号に乗算して直交成分を形成する。低域通過フィルタ（ＬＰＦ）６、７は各乗算器１、２に接続され不要周波数成分を除去する。低域通過フィルタ６、７の出力に接続される自動周波数制御器８は周波数のずれを周波数誤差信号として求め、これを電圧制御発振器４に出力する。さらに、低域通過フィルタ６、７の出力はそれぞれ従来の差動復号器９及びコヒレント復号器１０に接続される。信号選択手段１１は差動複合器９及びコヒレント復号器１０の出力のいずれかを復号出力として選択する。ここで、コヒレント復号器１０では、後述の如く、絶対位相復調後の出力をコヒレント復号することにより実現される。ドップラシフト計算部１２は移動体の速度情報を入力しドップラシフトを計算してこの結果を信号選択手段１１に出力する。信号選択手段１１はドップラシフトを基に差動復号器９及びコヒレント復号器１０の出力の選択を行う。
【０００８】
搬送波位相再生器１３は、低域通過フィルタ６、７の出力に接続され自動周波数制御器８による周波数のずれ修正とは別に、逆変調により位相誤差だけを検出してその結果を複素乗算器３に出力し、位相誤差を修正して絶対位相復調を行うものである。以下に搬送波位相再生器１３を詳細に説明する。
まず、受信信号を変換した中間信号（ＩＦ）は、下記の（１）式の如く、表される。
【０００９】
【数１】
ここで、ｆc は搬送波の周波数、φは搬送波の位相、ｃ(t) はπ／４シフトＤＱＰＳＫの複素変調信号で、Ｒe[ ]は複素数[ ] の実数部を取ることを示す。
自動周波数制御器（ＡＦＣ）８により搬送波の周波数と同じで、下記式（２）の如く示される発信信号が、
【００１１】
【数２】
電圧制御発振器（ＶＣＯ）４から発信される。これにより直交復調を行い、低域通過フィルタ６、７を通過した信号は、複素形の下記式（３）で、
【００１３】
【数３】
となる。なお、差動復号器９はこの信号を入力し、入力信号を分岐して１ビット遅延させて遅延信号と入力信号との位相変化を基に復号を行う。
搬送波位相再生器１３は、逆変調形であるため、つまり、信号選択手段１１で得られたπ／４シフトＤＱＰＳＫの複素信号ｃ(t) を式（３）に逆に乗算して、下記式（４）を、
【００１５】
【数４】
得る。これらの複素共役と式（２）との複素乗算を複素乗算器３で行ない、乗算器１、２で直交変換を行うと、下記式（５）の如く、
【００１７】
【数５】
となり、位相誤差が取り除かれる。コヒレント復号器１０はこの信号を入力し、入力信号を分岐して１ビット遅延させて遅延信号と入力信号との位相変化を基に復号を行う。このように、搬送波位相再生器１３により周波数、位相の同期を別々に行うことにより差動復号、コヒレント復号の両方に対応できるようになる。
次にドップラシフト計算部１２を詳細に説明する。移動体の受信ではドップラシフトにより搬送波の位相φが時間の関数となるため位相誤差の検出が困難になる。つまり、その搬送波の位相の変動が移動体の移動速度に依存し、高速な移動体の移動受信下では大きくなる。この場合には、位相同期の必要の無い差動復号の方が良好な結果を示す。これに対して低速な移動体の移動受信下ではドップラシフトがあっても搬送波の位相の変動が小さいので、位相同期の追従が可能となる。この場合、コヒレント復号の方が、前述の如く、高いＣ／Ｎでは差動復号に比べ復号特性が格段に良くなる。ここで、低速とは例えば１０ｋｍ／ｈ程度をいう。
【００１９】
ここで、移動体の速度ｖｓによりドップラ周波数ｆｄは、下記式（６）の如く、得られる。
【００２０】
【数６】
ここで、Ｃは真空中の高速である。
図２はデータバースト長とドップラ周期との関係を説明する図である。本図に示す如く、変調信号を形成するデータバーストの長さをＴB とする。ドップラ計算部１２より得られた１／ｆｄ≫ＴB の結果で、信号選択手段１１は、位相の追従が充分可能であるから、受信特性の良いコヒレント復号結果を出力するように、コヒレント復号器１０の出力の選択を行う。また、この結果により搬送波位相再生器１３は逆変調を行い、搬送波の位相再生を行う。ここで、データバースト長とは、例えば、９０ｍｓ程度をいう。
【００２２】
次に、ドップラ計算部１２で１／ｆｄがＴB と同程度になると、データバーストによっては大きな位相変位を受ける可能性があるため、信号選択手段１１は、搬送波位相再生器１３に差動復号器９の出力を用いて逆変調させ安定した搬送波の位相再生が行われるようにすると共に、復号出力としてコレント復号器１０の出力を選択する。
【００２３】
さらに、ドップラ計算部１２で１／ｆｄ≪ＴB になると、１データバースト中での位相変位が激しくなるため、選択信号手段１１は復号出力として差動復号器９の出力を選択し、搬送波再生に伴う位相の不確定を避けるために搬送波位相再生器１３に位相の再生を行わせない。
以上の説明では、π／４シフトＤＱＰＳＫを用いて説明したがこれに限定されない。
【００２４】
【発明の効果】
以上の説明により、本発明によれば、ドップラシフトの程度に応じてコヒレント復号を用いることが可能になり、差動復号のみの受信特性を改善することができる。また、搬送波位相再生に逆変調方式を用い、差動復号あるいはコヒレント復号の結果を切り換えて逆変調を行うことで安定した搬送波の再生が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明にかかる差動ＰＳＫ方式の受信装置における復調を説明する図である。
【図２】データバースト長とドップラ周期との関係を説明する図である。
【図３】差動復調とコヒレント復調の受信特性を示す図である。
【符号の説明】
１、２…乗算器
３…複素乗算器
４…電圧制御発振器
５…π／２移相器
６、７…低域通過フィルタ
８…自動周波数制御器
９…差動復号器
１０…コヒレント復号器
１１…信号選択手段
１２…ドップラシフト計算部
１３…搬送波位相再生器
Claims (1)
- 移動体に搭載され、データバースト毎に差動位相変調した信号を復調する受信装置において、
被差動位相変調信号を受信しこの受信信号を搬送波信号で直交変換信号に変換する直交変換部と、
前記搬送波信号を形成する電圧制御発振器と、
前記直交変換信号を基に前記搬送波信号の周波数のずれを周波数誤差信号として前記電圧制御発振器にフィードバックする自動周波数制御器と、
周波数のずれが除去された前記直交変換信号を入力して差動復号を行う差動復号器と、
さらに位相ずれが除去された前記直交変換信号を入力してコヒレント復号を行うコヒレント復号器と、
前記受信信号のドップラシフトを基に前記差動復号器及び前記コヒレント復号器の復号出力を選択する信号選択手段と、
前記移動体の移動速度の情報を基に前記受信信号の前記ドップラシフトを計算するドップラシフト計算部と、
前記直交変換信号を入力して前記信号選択手段により選択された前記復号出力で前記直交変換信号を逆変調して、前記搬送波信号の位相ずれを除去するように、前記電圧制御発振器で形成される前記搬送波信号の位相を再生して前記直交変換信号の位相ずれを除去させるための搬送波位相再生器とを具備し、
前記信号選択手段は、前記ドップラシフト計算部より得られた前記ドップラシフトの周期がデータバースト長よりも充分に大きい場合には前記コヒレント復号器の出力を復号出力として選択し同時に前記搬送波位相再生器の入力として選択し、さらに前記ドップラシフトの周期が前記データバースト長よりも充分に小さい場合には前記差動復号器の出力を復号出力として選択し同時に前記搬送波位相再生器に位相の再生を禁止させ、さらに、前記ドップラシフトの周期が前記データバースト長と同程度の場合には前記コヒレント復号器の出力を復号出力として選択し、且つ前記差動復号器の出力を前記搬送波位相再生器の入力として選択することを特徴とする、差動位相変調方式の受信装置。
Priority Applications (1)
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| JP00370897A JP3669799B2 (ja) | 1997-01-13 | 1997-01-13 | 差動位相変調方式の受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP00370897A JP3669799B2 (ja) | 1997-01-13 | 1997-01-13 | 差動位相変調方式の受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10200592A JPH10200592A (ja) | 1998-07-31 |
| JP3669799B2 true JP3669799B2 (ja) | 2005-07-13 |
Family
ID=11564853
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP00370897A Expired - Fee Related JP3669799B2 (ja) | 1997-01-13 | 1997-01-13 | 差動位相変調方式の受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3669799B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
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| KR20020056374A (ko) * | 2000-12-29 | 2002-07-10 | 엘지전자 주식회사 | 아날로그 곱셈기를 이용한 주파수/위상 자동 보상 장치 |
| JP2009033340A (ja) * | 2007-07-25 | 2009-02-12 | Mitsubishi Electric Corp | 車々間通信システム、車載送信装置および車々間通信方法 |
-
1997
- 1997-01-13 JP JP00370897A patent/JP3669799B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH10200592A (ja) | 1998-07-31 |
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