JP3558811B2 - 変調器及び変調方法、復調器及び復調方法 - Google Patents
変調器及び変調方法、復調器及び復調方法 Download PDFInfo
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線機等でディジタルデータ等の信号を送受信するのに用いる変調器及び変調方法、復調器及び復調方法に関し、特に送受信する信号の符号毎、即ち１シンボル毎に位相を所定の量だけ回転（シフト）させながら位相変調及び復調を行う所謂位相シフト位相変調（以下、位相シフトＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）方式という。）の変調器及び変調方法、復調器及び復調方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
上記のような位相シフトＰＳＫ方式の一つとして、例えばπ／ ４シフトＱＰＳＫ（ＱｕａｄｒａｔｕｒｅＰＳＫ）が知られている。この変調方式は、他の変調方式と比べて、電波の占有帯域幅を狭くできる、データの誤り率を抑えられる、ノイズの影響を低減できる等の利点があり（これらの利点については、公知であるので、ここでは特に詳細な説明はしない。）、これらの理由から、例えば、近年、簡易で安価な携帯電話として注目されている簡易型携帯電話（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｈａｎｄｙ−ｐｈｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ：以下、ＰＨＳという。）に採用されている。このπ／４シフトＱＰＳＫ方式を採用した変調器の従来例を、図３に示す。
【０００３】
同図に示すように、この変調器は、入力端子１から入力されるシリアルなディジタル送信データ（ベースバンド信号）をパラレルデータに変換し、これによって同相成分ｘｋ と直交成分ｙｋ とに分割するシリアル／パラレル変換器２を有している。そして、このシリアル／パラレル変換器で分割して得た各成分ｘｋ 及びｙｋ を、差動符号部３において、それぞれ１シンボル間の位相差（変化量）のデータｕｋ 及びｖｋ に変換し、即ち差動符号化した後、位相回転回路１０１によって、上記差動符号化後の各データｕｋ 及びｖｋ の位相をそれぞれ１シンボル毎にπ／４ラジアンずつ回転させて信号Ｉｋ 及びＱｋ を得る。更に、これらの位相回転後の各信号Ｉｋ 及びＱｋ を、それぞれディジタルフィルタ４及び４ａによって所定のフィルタリング処理Ｈ（ｔ） した後、この処理後の信号Ｉ（ｔ） 及びＱ（ｔ） をそれぞれ乗算器６及び６ａに供給する。
【０００４】
各乗算器６及び６ａには、上記各信号Ｉ（ｔ） 及びＱ（ｔ） 以外に、それぞれ搬送波信号生成回路１０２から複素搬送波信号が供給される。即ち、詳しくは、搬送波信号生成回路１０２は、周波数ｆＣ の高周波信号を発振する発振器５と、この高周波信号の位相をπ／２だけ遅らせる遅延器１０３とによって構成されている。そして、同相成分Ｉ（ｔ） が供給される乗算器６には、発振器５からの高周波信号が直接供給され、一方、直交成分Ｑ（ｔ） が供給される乗算器６ａには、上記遅延器１０３を通過した高周波信号が供給される。各乗算器６及び６ａは、それぞれに供給された信号を互いに乗算し、これによって上記各成分Ｉ（ｔ） 及びＱ（ｔ） で複素搬送搬送波に位相変調を掛ける。そして、これら各乗算器６及び６ａ の乗算結果、即ち各成分Ｉ（ｔ） 及びＱ（ｔ） による変調出力を、加算器９によって互いに加算（合成）し、これを変調波として出力端子１０から出力する。
【０００５】
上記のように、このπ／ ４シフトＱＰＳＫ方式の変調器では、送信するベースバンド信号（詳しくは各成分Ｉ（ｔ） 及びＱ（ｔ） ）の位相を１シンボル毎にπ／４ラジアンずつ回転させ、この位相の回転されたベースバンド信号（詳しくは各成分Ｉ（ｔ） 及びＱ（ｔ） ）によって搬送波（詳しくは複素搬送波）を位相変調している。従って、出力端子１０から出力される変調波は、その位相が１シンボル毎にπ／４ラジアンずつ回転したものとなる。
【０００６】
なお、上記のように、差動符号部３において上記各成分ｘｋ 及びｙｋ を１シンボル間の位相差のデータｕｋ 及びｖｋ に変換するのは、ＰＨＳのような移動通信装置においては、フェージングの影響により電波の位相が不規則に変動するために受信側において絶対的な位相基準を得ることが難しいからである。即ち、１シンボル前の信号そのものを位相基準とすることによって、上記フェージングによる位相変動の影響を回避している。
【０００７】
また、位相回転回路４において上記各成分ｕｋ 及びｖｋ の位相をπ／４ラジアンずつ回転させるのは、信号が複素平面上の零点を通過しないようにするためであり、これがこのπ／４シフトＱＰＳＫの特徴とするところである。即ち、例えば位相をシフトさせない単なるＱＰＳＫ方式の場合、その変調出力は４つの信号点を取るが、この状態を、同相（Ｉ）軸と直交（Ｑ）軸とから成る直交座標（複素面）上に表現すると、例えば図４に示すようになる。同図に示すように、このＱＰＳＫ方式においては、信号は、Ｉ＝±ａ（但し、−ａ＝ｃ）、Ｑ＝±ｂ（但し、−ｂ＝ｄ）の各座標を持つＡ点乃至Ｄ点の４点に推移するが、例えば、Ａ点にある信号が、零点を挟んでこれと対向するＣ点に推移する場合には、信号は上記零点を通過することになる。これに対して、π／４シフトＱＰＳＫ方式においては、信号は、例えば図５に示すように、Ａ点乃至Ｄ点の４点と、これらの位相をπ／４だけ回転させたＥ点乃至Ｈ点の４点との間を、１シンボル毎に交互に推移することになる。従って、例えば、Ａ点にある信号点が、次に推移するのは、Ｅ点乃至Ｈ点のいずれかとなり、即ち零点を通過することはない。このように、π／４シフトＱＰＳＫ方式においては、信号が零点を通過することはないので、上記ＱＰＳＫに比べて、信号の振幅の変動を抑制できるという利点がある。なお、これについては、π／４シフトＱＰＳＫ方式に限らず、他の位相シフト位相変調（ＰＳＫ）方式についても同様であり、例えば、ｎＰＳＫ方式（ｎはベースバンド信号が取り得る信号点（送信情報）の数）の場合には、位相をπ／ｎだけ回転させることによって上記利点を得られることが知られている。
【０００８】
また、上記変調器においては、上記位相回転回路１０１によって位相回転を行った後に、ディジタルフィルタ４、４ａによるフィルタリング処理を行っているが、これは、狭帯域な周波数特性を実現しつつ、かつ受信側における符号判定時の符号間干渉を防止するために行うものである。なお、このディジタルフィルタ４、４ａとしては、例えばナイキストフィルタやガウスフィルタ等が用いられる。
【０００９】
ところで、上記のような変調器から送られてくる変調波を受信して、この受信信号に含まれる元の信号、即ちベースバンド信号を再現する復調器としては、従来、例えば図６に示すようなものがある。同図に示すように、この復調器では、まず、入力端子１１を介して入力される受信信号を分岐回路１２によって２つに分岐し、これを２つの位相検波器１３、１３ａにそれぞれ供給する。
【００１０】
上記各位相検波器１３、１３ａには、上記受信信号以外にも、それぞれ基準搬送波信号生成回路１２１から基準複素搬送波信号が供給される。即ち、詳しくは、基準搬送波信号生成回路１２１は、周波数ｆＣ の高周波信号を発振する発振器１４と、この高周波信号の位相をπ／２だけ遅らせる遅延器１１１とによって構成されている。そして、一方の位相検波器１３に、発振器１４からの高周波信号が直接供給され、他方の位相検波器１３ａに、上記遅延器１１１を通過した高周波信号が供給される。なお、上記高周波信号の周波数ｆＣ は、受信信号の中心周波数、即ち上述した変調器の搬送波周波数ｆＣ と同期が取られている。
【００１１】
上記各位相検波器１３、１３ａは、それぞれに供給される信号の位相比較を行い、これによって、受信信号から、これに含まれるベースバンド信号の同相成分Ｉ（ｔ） 及び直交成分Ｑ（ｔ） を取り出し、即ち同期検波を行う。そして、この同期検波後の各信号Ｉ（ｔ） 及びＱ（ｔ） に対して、ディジタルフィルタ１５及び１５ａで所定のフィルタリング処理Ｈ（ｔ） を施し、この処理後の信号Ｉ（ｔ） 及びＱ（ｔ） をそれぞれクロック同期回路１６と検波判定回路１７及び１７ａとに供給する。なお、このディジタルフィルタ１５、１５ａは、上述した変調器のディジタルフィルタ４、４ａと同様のものである。
【００１２】
クロック同期回路１６は、受信信号に含まれるベースバンド信号に同期したクロック信号を生成するもので、このクロック信号を検波判定回路１７、１７ａに供給する。各検波判定回路１７及び１７ａは、上記クロック信号に同期して、それぞれに供給される信号Ｉ（ｔ） 及びＱ（ｔ） の検波判定（符号識別）を行い、その判定結果、即ち復調信号Ｉｋ 及びＱｋ を自動位相制御（Ａｕｔｏ Ｐｈａｓｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ：以下、ＡＰＣという。）回路１１２に供給する。
【００１３】
ＡＰＣ回路１１２は、供給された上記復調信号Ｉｋ 及びＱｋ の位相回転分を補償するものである。即ち、１シンボル毎に位相が回転している受信信号を上記位相検波器１３及び１３ａによって同期検波し、これを検波判定回路１７及び１７ａによって検波判定しただけでは、上記受信信号の位相回転分を補償することはできないので、この位相回転分をＡＰＣ回路１１２で補う。
【００１４】
そして、上記ＡＰＣ回路１１２で位相回転分を補償した後のデータｕｋ 及びｖｋ を、差動復号部１８に供給し、ここで１シンボル間における相対的な位相差のデータから１シンボル毎の絶対的なデータに復号する。そして、この差動符号部１８から出力されるパラレルデータを、パラレル／シリアル変換器１９によってシリアルデータに変換し、これによってベースバンド信号を再現し、出力端子２０から出力する。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
上記のように、π／４シフトＱＰＳＫ方式では、送受信する信号の位相を１シンボル毎にπ／４ラジアンずつ回転させる必要があり、これを実現するために、上記従来技術においては、変調器側に位相回転回路１０１を設け、復調器側にＡＰＣ回路１１２を設けている。しかし、これら位相回転回路１０１及びＡＰＣ回路１１２は、それぞれに供給されるディジタル信号の位相を回転させるのに内部で複雑な処理を行うため非常に高価であり、これによって変調器及び復調器自体が高コスト化し、ひいてはこれら変調器及び復調器を備えた機器（製品）自体のコストアップにつながってしまうという問題がある。
【００１６】
また、復調器側においては、検波判定回路１７、１７ａによって検波判定を行っているが、この検波判定回路１７、１７ａは、位相が回転している状態にある信号Ｉ（ｔ） 及びＱ（ｔ） を検波判定するため、その判定処理が非常に複雑になる。即ち、上述した図４に示すＱＰＳＫ方式においては、信号は、Ｉ軸でＩ＝±ａという２つの値のみを取り、Ｑ軸においてもＱ＝±ｂという２つの値のみを取るので、検波判定する際、Ｉ軸（同相成分）及びＱ軸（直交成分）の正負判定のみで各信号点を識別できる。これに対して、π／４シフトＱＰＳＫ方式では、信号は、Ｉ軸において、Ｉ＝±ａ（但し、−ａ＝ｃ）、±ｈ（但し、−ｈ＝ｆ）及び零点という合計５つの値を取り、Ｑ軸においても、Ｑ＝±ｂ（但し、−ｂ＝ｄ）、±ｅ（但し、−ｅ＝ｇ）及び零点という合計５つの値を取る。従って、上記ＱＰＳＫ方式と同様の正負判定のみで各信号点を識別するのは当然不可能であり、各信号点を識別するためには、Ｉ軸及びＱ軸の各軸毎にそれぞれ４つの判定境界線が必要となる。つまり、それだけ検波判定式が複雑になり、これによって検波精度が悪化し、ひいては誤り率が低下してしまうという問題がある。
【００１７】
そこで、本発明は、変調器側において、位相変調を掛ける以前に行っていた位相回転に代えて、搬送波信号の位相を回転させ、この位相回転された搬送波信号をベースバンド信号で位相変調することによって、上記位相回転回路１０１無しでも位相回転された変調出力を生成できる変調器及び変調方法を提供することを目的とする。また、復調器側については、基準搬送波信号の位相を回転させ、この位相回転された基準搬送波信号で受信信号を同期検波することによって、上記ＡＰＣ回路１１２無しでも上記受信信号の位相回転分を補償できる復調器及び復調方法を提供することを目的とするものである。また、上記同期検波の際に、上記受信信号の位相回転分を補償することによって、同期検波後の検波判定を簡素化することも、本発明の目的とするところである。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
上述した目的を達成するために、本発明のうちで請求項１に記載の発明は、第１の周波数の高周波信号を出力する第１の高周波信号出力手段と、ベースバンド信号の周波数に対応する第２の周波数の高周波信号を出力する第２の高周波信号出力手段と、上記第１及び第２の高周波信号出力手段の各出力信号に所定の処理を施して上記ベースバンド信号の１シンボル毎に位相が所定の量だけ回転する搬送波信号を生成する搬送波信号生成手段と、上記搬送波信号を上記ベースバンド信号で位相変調して変調出力を生成する変調手段と、を具備するものである。
【００１９】
なお、ここで言う第１の周波数とは、例えばこの変調器の変調出力の中心周波数と等価な周波数のことを言う。そして、この変調器が、例えばベースバンド信号の取り得る信号点（送信情報）の数がｎ個であるｎＰＳＫ方式のものである場合、上記所定の量の位相回転を、π／ｎラジアンとする。また、本請求項１に記載の発明は、上記ベースバンド信号を同相成分と直交成分とに分割し、これら各成分をそれぞれ別個に処理したあと合成し、これを変調出力として出力する所謂直交変調器も含む。なお、このような直交変調器においては、上記搬送波信号として、互いにπ／２だけ位相の異なる２つの搬送波信号、即ち複素搬送波信号を用いる。
【００２０】
即ち、本請求項１に記載の発明によれば、搬送波信号生成手段が、第１の周波数の高周波信号と第２の周波数の高周波信号とに所定の処理を施して、ベースバンド信号の１シンボル毎に位相が所定の量だけ回転する搬送波信号を生成する。そして、変調手段が、ベースバンド信号で搬送波信号を位相変調する。従って、この位相変調によって生成される変調出力は、ベースバンド信号の１シンボル毎に位相が所定の量だけ回転された信号となり、即ち位相シフトＰＳＫ方式に基づく変調出力を得ることができる。
【００２１】
請求項２に記載の発明は、第１の周波数の高周波信号と、ベースバンド信号の周波数に対応する第２の周波数の高周波信号とに所定の処理を施して、上記ベースバンド信号の１シンボル毎に位相が所定の量だけ回転する搬送波信号を生成し、この搬送波信号を上記ベースバンド信号で位相変調して変調出力を生成することを特徴とするものである。
【００２２】
なお、ここで言う第１の周波数とは、例えばこの変調方法による変調出力の中心周波数と等価な周波数のことを言う。そして、この変調方法が、例えばベースバンド信号の取り得る信号点（送信情報）の数がｎ個であるｎＰＳＫ方式に基づく場合、上記所定の量の位相回転を、π／ｎラジアンとする。また、本請求項２に記載の発明は、上記ベースバンド信号を同相成分と直交成分とに分割し、これら各成分をそれぞれ別個に処理したあと合成し、これを変調出力として出力する所謂直交変調方法も含む。なお、このような直交変調方法においては、上記搬送波信号として、互いにπ／２だけ位相の異なる２つの搬送波信号、即ち複素搬送波信号を用いる。
【００２３】
即ち、本請求項２に記載の発明によれば、この変調方法によって生成される変調出力は、ベースバンド信号の１シンボル毎に位相が所定の量だけ回転されたものとなり、即ち位相シフトＰＳＫ方式に基づく変調出力が得られる。従って、上記請求項１に記載の発明と同様の作用を奏する。
【００２４】
請求項３に記載の発明は、受信信号の中心周波数に同期した第１の周波数の高周波信号を出力する第１の高周波信号出力手段と、復調したい元の信号、即ちベースバンド信号の周波数に対応する第２の周波数の高周波信号を出力する第２の高周波信号出力手段と、上記第１及び第２の高周波信号出力手段の各出力信号に所定の処理を施して上記ベースバンド信号の１シンボル毎に位相が所定の量だけ回転する基準搬送波信号を再生する基準搬送波信号再生手段と、上記基準搬送波信号で上記受信信号を同期検波して上記ベースバンド信号を再現する検波手段と、を具備するものである。
【００２５】
なお、この復調器が、例えばベースバンド信号の取り得る信号点（送信情報）の数がｎ個であるｎＰＳＫ方式に対応するものである場合、上記所定の量の位相回転を、π／ｎラジアンとする。また、本請求項３に記載の発明は、受信した信号を同相成分と直交成分とでそれぞれ別個に処理し、この処理後の信号を合成して、復調したい元の信号、即ちベースバンド信号を再現する所謂直交復調（検波）器も含む。なお、このような直交復調器においては、上記基準搬送波信号として、互いにπ／２だけ位相の異なる２つの基準搬送波信号、即ち基準複素搬送波信号を用いる。
【００２６】
即ち、本請求項３に記載の発明によれば、基準搬送波信号再生手段が、第１の周波数の高周波信号と第２の周波数の高周波信号とに所定の処理を施して、受信信号に含まれるベースバンド信号の１シンボル毎に位相が所定の量だけ回転する基準搬送波信号を再生する。そして、検波手段が、基準搬送波信号によって受信信号を同期検波してベースバンド信号を再現する。従って、この同期検波の際、受信信号には、その位相を１シンボル毎に上記所定の量だけ回転させる作用が働く。よって、上記位相の回転量を、上記請求項１に記載の発明の変調器における変調出力の位相回転量、若しくは上記請求項２に記載の発明の変調方法による変調出力の位相回転量と等価とすることによって、これら変調出力の位相回転分を補償することができ、即ち位相シフトＰＳＫ方式の変調出力に対応する復調器を実現できる。
【００２７】
請求項４に記載の発明は、受信信号の中心周波数に同期した第１の周波数の高周波信号と、上記受信信号に含まれる復調したい元の信号、即ちベースバンド信号の周波数に対応する第２の周波数の高周波信号とに所定の処理を施して、上記ベースバンド信号の１シンボル毎に位相が所定の量だけ回転する基準搬送波信号を再生し、この基準搬送波信号で上記受信信号を同期検波してベースバンド信号を再現することを特徴とするものである。
【００２８】
なお、この復調方法が、例えばベースバンド信号の取り得る信号点（送信情報）の数がｎ個であるｎＰＳＫ方式に基づくものである場合、上記所定の量の位相回転を、π／ｎラジアンとする。また、本請求項４に記載の発明は、受信した信号を同相成分と直交成分とでそれぞれ別個に処理し、この処理後の信号を合成して、復調したい元の信号、即ちベースバンド信号を再現する所謂直交復調（検波）方法も含む。なお、このような直交復調方法においては、上記基準搬送波信号として、互いにπ／２だけ位相の異なる２つの基準搬送波信号、即ち基準複素搬送波信号を用いる。
【００２９】
即ち、本請求項４に記載の発明によれば、この復調方法による同期検波の際、受信信号には、その位相をベースバンド信号の１シンボル毎に所定の量だけ回転させる作用が働く。従って、この復調方法を用いることによって、上記請求項３に記載の発明と同様に、位相シフトＰＳＫ方式の変調出力に対応する復調器を実現できる。
【００３０】
【発明の実施の形態】
上述したように、本発明は、変調器側については、従来、位相変調を掛ける以前に行っていた位相回転に代えて、搬送波信号の位相を回転させ、この位相回転された搬送波信号をベースバンド信号で位相変調することによって、従来必要としていた位相回転回路１０１を不要とすることを目的とするものである。一方、復調器側については、基準搬送波信号の位相を回転させ、この位相回転された基準搬送波信号で受信信号を同期検波することによって、従来必要としていたＡＰＣ回路１１２を不要とすると共に、上記同期検波後の検波判定を簡素化することを目的とするものである。そこで、本発明を例えばπ／４シフトＱＰＳＫ方式に応用した場合の一実施の形態について、まず最初に、変調器側を説明し、その後で、復調器側を説明する。
【００３１】
一般に、上述した図３に示すようなπ／４シフトＱＰＳＫ方式の変調器の場合、その変調出力Ｓ（ｔ） は、次の数１で表わされることが知られている。
【００３２】
【数１】
【００３３】
なお、ｆＣ は、搬送波（変調）周波数、ｔは、時間成分、θは、ベースバンド信号の位相に差動符号化を行い、更にπ／４ラジアンだけ回転させた位相である。また、Ｈ（ｔ） は、ディジタルフィルタ４、４ａの伝達関数である。
【００３４】
上記数１において、ｃｏｓθ及びｓｉｎθは、それぞれ図３におけるディジタルフィルタ４、４ａでフィルタリング処理される前の同相成分及び直交成分に相当し、即ち位相回転回路１０１の出力Ｉｋ 及びＱｋ に相当する。よって、これら各成分Ｉｋ 及びＱｋ は、それぞれ次の数２及び数３で表わされる。
【００３５】
【数２】
【００３６】
【数３】
【００３７】
なお、これら数２及び数３において、θｋ は、シンボル・インデックスｋを用いて上記位相θをディジタル表記したもので、この位相θｋ を、更に詳しく表わすと、次の数４のようになる。
【００３８】
【数４】
【００３９】
ここで、θｋ−１ は、ｋ−１番目、即ち１シンボル前の位相である。また、ｍｋ （ｍｎ ）は、ｋ番目（ｎ番目）のシンボルにおけるベースバンド信号（送信情報）で、π／４シフトＱＰＳＫにおいては、ｍｋ ＝０、１、２、３の４つの値を取る。そして、θ０ は、初期位相で、一定の値を持つ。
【００４０】
上記数４において、（π／４）ｋが、位相回転回路１０１によって与えられる成分で、ｋ番目のシンボルにおいて合計（π／４）ｋの位相回転を行うことを意味する。そして、これ以外の成分θｋ ’が、位相回転回路１０１に入力される信号の位相、即ち図３における差動符号部３の出力ｕｋ 及びｖｋ の位相に相当する。従って、この位相θｋ ’を用いて差動符号部３の出力ｕｋ 及びｖｋ を表わすと、それぞれ次の数５及び数６のようになる。
【００４１】
【数５】
【００４２】
【数６】
【００４３】
ところで、変調器の構成から上記位相回転回路１０１を省くという本発明の目的を達成するには、上記数４における位相回転成分（π／４）ｋを、位相回転回路１０１以外の手段で与えればよいことになる。そこで、この位相回転成分（π／４）ｋが、時間的に常に連続して変化するものとし、即ちｋ＝ｆｂ ｔ（ｆｂ は、ベースバンド信号の周波数）とした上で、上記数４を数１に代入して展開すると、変調出力Ｓ（ｔ） は、次の数７で表わすことができる。
【００４４】
【数７】
【００４５】
更に、この数７において、ｆｂ ’＝ｆｂ ／８と置いて式を整理すると、次の数８のようになる。
【００４６】
【数８】
【００４７】
ここで、ｃｏｓθ’及びｓｉｎθ’は、それぞれ上記数５及び数６で表わされる差動符号部３の出力ｕｋ 及びｖｋ に相当し、これらをアナログ表記したものである。即ち、この数８によれば、差動符号部３の出力ｕｋ 及びｖｋ に対して、それぞれ数８の下線α及びβ部分を乗ずることによって、π／４シフトＱＰＳＫ方式に基づく変調出力Ｓ（ｔ） を生成することができる。つまり、回路的には、上記各下線α及びβ部分に相当する２つの信号α及びβを生成し、これら各信号α及びβを上記差動符号部３の出力ｕｋ 及びｖｋ で変調すれば、位相回転回路１０１を設けなくても、上記変調出力Ｓ（ｔ） を生成できる。逆に言うと、上記信号α及びβが、１シンボル毎に位相がπ／４ラジアンずつ回転された複素搬送波に相当する。そこで、変調器を、例えば図１（ａ）に示すように構成する。
【００４８】
即ち、同図に示すように、上述した図３に示す従来の変調器の構成から位相回転回路１０１を省いて、差動符号部３の出力側とディジタルフィルタ４、４ａの入力側とを直結する。そして、上記図３における搬送波信号生成回路１０２に代えて、これとは別の搬送波信号生成回路７を設ける。なお、これ以外については、上記図３に示す従来の変調器と同様の構成とし、同等部分には同一符号を付して、その詳細な説明を省略する。
【００４９】
この図１（ａ）に示す構成において、上記搬送波信号生成回路７が、上述した信号α及びβを生成するもので、これは、２つの発振器５、５ａと、波形合成回路８とで構成されている。このうち、発振器５は、上記図３の発振器５と等価なもので、即ち周波数ｆＣ の高周波信号を出力する。もう一つの発振器５ａは、上述した周波数ｆｂ ’の高周波信号を出力する。そして、波形合成回路８は、上記各発振器５、５ａの出力する各高周波信号を、上述した数８の式に基づいて処理して上記各信号α及びβを生成し、これを乗算器６及び６ａにそれぞれ供給するもので、例えば図１（ｂ）に示すような構成とされている。
【００５０】
即ち、波形合成回路８は、信号αを生成するために、まず、上記各発振器５、５ａの出力する各高周波信号を乗算器８０で互いに乗算する。また、これと同時に、上記各高周波信号の位相をそれぞれ遅延器８１、８２によってπ／２ラジアンだけ遅らせた後、これら各遅延器８１、８２の出力を乗算器８３で互いに乗算する。そして、各乗算器８０、８３の出力を加算器８４で加算し、詳しくは乗算器８０の出力から乗算器８３の出力を差し引くことによって、上記信号αを生成し、これを乗算器６に供給する。
【００５１】
また、もう一つの信号βを生成するために、まず、周波数ｆＣ の高周波信号と、周波数ｆｂ ’の高周波信号の位相を遅延器８５でπ／２ラジアンだけ遅らせた信号とを、乗算器８６によって互いに乗算する。これと同時に、周波数ｆＣ の高周波信号の位相を遅延器８７でπ／２ラジアンだけ遅らせた信号と、上記周波数ｆｂ ’の高周波信号とを、乗算器８８によって互いに乗算する。そして、乗算器８６、８８の各出力を、加算器８９で加算することによって、上記信号βを生成し、これを乗算器６ａに供給する。
【００５２】
このように構成された変調器においては、位相回転回路１０１を設けていないために、フィルタ４及び４ａを介して乗算器６及び６ａに供給される各信号Ｉ’（ｔ）及びＱ’（ｔ）は、位相回転していない状態にある。しかし、周波数ｆＣ 及びｆｂ ’の各高周波信号を波形合成回路８によって処理して得た信号α及びβが、位相回転された状態にあるので、これらの信号α及びβと上記各信号Ｉ’（ｔ）及びＱ’（ｔ）とを乗算器６及び６ａによってそれぞれ乗算し、即ち信号α及びβを信号Ｉ’（ｔ）及びＱ’（ｔ）でそれぞれ変調し、これを加算器９で合成することによって、上述した数８の変調出力Ｓ（ｔ） を得ることができ、即ちπ／４シフトＱＰＳＫ方式に基づく変調出力Ｓ（ｔ） を得ることができる。
【００５３】
上記のように、本実施の形態の変調器によれば、従来必要としていた高価な位相回転回路１０１を設けなくても、π／４シフトＱＰＳＫ方式に基づく変調出力Ｓ（ｔ） を得ることができる。なお、これを実現するには、従来の変調器には設けていなかった発振器５ａと波形合成回路８とが必要になるが、これらはいずれも上記位相回転回路１０１に比べて簡単かつ安価なアナログ部品（波形合成回路８については、乗算器８０、８３、８６、８８と、遅延器８１、８２、８５、８７、及び加算器８４、８９の組み合わせ）で構成できるので、変調器自体の構成が複雑になったり、或いはコストアップにつながるようなことはない。従って、これら発振器５ａと波形合成回路８とを新たに設けても、上記高価な位相回転回路１０１を構成から省くことができるので、変調器の低コスト化を実現できる。
【００５４】
なお、本実施の形態の変調器において、発振器５及び５ａが、それぞれ特許請求の範囲に記載の第１及び第２の高周波信号出力手段に対応し、周波数ｆＣ 及びｆｂ ’が、それぞれ第１及び第２の周波数に対応する。そして、波形合成回路８が、特許請求の範囲に記載の搬送波信号生成手段に対応し、乗算器６、６ａが、変調手段に対応する。
【００５５】
次に、復調器側について説明する。上述したように、復調器側については、基準搬送波信号の位相を回転させ、この位相回転された基準搬送波信号によって受信信号を同期検波しようとするものであるが、これを実現するには、上記図１の変調器と殆ど逆の構成を復調器に適用すればよく、即ち図２（ａ）のように構成する。
【００５６】
同図に示すように、この復調器においては、上述した図６に示す従来の復調器の基準搬送波信号生成回路１２１に代えて、これとは別の基準搬送波信号生成回路２１を設けている。そして、上記図６の構成からＡＰＣ回路１１２を省いて、検波判定回路１７、１７ａ出力側と差動符号部１８の入力側とを直結する。なお、これ以外については、上記図６に示す従来の復調器と同様の構成とし、同等部分には同一符号を付して、その詳細な説明を省略する。
【００５７】
上記基準搬送波信号生成回路２１は、上述した数８における下線α及びβ部分を実現するもので、図１（ａ）の変調器側と同様に、２つの発振器１４、１４ａと、波形合成回路２２とで構成されている。このうち、発振器１４は、周波数ｆＣ の高周波信号を出力し、もう一つの発振器１４ａは、周波数ｆｂ ’の高周波信号を出力する。なお、これら各発振器１４、１４ａは、クロック同期回路１６によって、受信信号の中心周波数、即ち上記変調器側の搬送波周波数ｆＣ と同期が取られている。そして、波形合成回路２２は、上記各発振器１４、１４ａの出力する各高周波信号を、上述した数８の式に基づいて処理して位相が１シンボル毎にπ／４ラジアンずつ回転された信号α及びβを生成し、これを位相検波器１３及び１３ａにそれぞれ供給するもので、例えば図２（ｂ）に示すような構成とされている。
【００５８】
即ち、波形合成回路２２は、信号αを生成するために、まず、上記各発振器１４、１４ａの出力する各高周波信号を乗算器２２０で互いに乗算する。また、これと同時に、上記各高周波信号の位相をそれぞれ遅延器２２１、２２２によってπ／２ラジアンだけ遅らせた後、これら各遅延器２２１、２２２の出力を乗算器２２３で互いに乗算する。そして、各乗算器２２０、２２３の出力を加算器２２４で加算し、詳しくは乗算器２２０の出力から乗算器２２３の出力を差し引くことによって、上記信号αを生成し、これを位相検波器１３に供給する。
【００５９】
また、もう一つの信号βを生成するために、まず、発振器１４からの周波数ｆＣ の高周波信号と、発振器１４ａからの周波数ｆｂ ’の高周波信号の位相を遅延器２２５でπ／２ラジアンだけ遅らせた信号とを、乗算器２２６によって互いに乗算する。これと同時に、上記周波数ｆＣ の高周波信号の位相を遅延器２２７でπ／２ラジアンだけ遅らせた信号と、上記周波数ｆｂ ’の高周波信号とを、乗算器２２８によって互いに乗算する。そして、乗算器２２６、２２８の各出力を、加算器２２９で加算することによって、上記信号βを生成し、これを位相検波器１４ａに供給する。
【００６０】
このように構成された復調器においては、π／４シフトＱＰＳＫ方式に基づいて位相が回転している受信信号を、これと等価な量だけ位相回転している上記各信号α及びβによって同期検波することになるので、この同期検波の時点で、上記受信信号の位相回転分が補償される。従って、従来必要としていたＡＰＣ回路１１２が不要となる。なお、このＡＰＣ回路１１２が省略される変わりに、新たに発振器１４ａと波形合成回路２１とが必要になるが、これらはいずれもＡＰＣ回路１１２に比べて簡単かつ安価なアナログ部品（波形合成回路２２については、乗算器２２０、２２３、２２６、２２８と、遅延器２２１、２２２、２２５、２２７、及び加算器２２４、２２９の組み合わせ）で構成できるので、復調器自体の構成が複雑になったり、或いはコストアップにつながるようなことはない。従って、上記発振器１４ａと波形合成回路２１とを新たに設けても、上記高価なＡＰＣ回路１１２を省くことができるので、この復調器の低コスト化を実現できる。
【００６１】
また、上記のように同期検波時に受信信号の位相回転分が補償されるので、この後、検波判定回路１７、１７ａによって検波判定を行う際には、その判定の対象となる信号（即ちフィルタ１５、及び１５ａを通過した信号Ｉ’（ｔ）及びＱ’（ｔ））は位相回転していない状態にある。従って、位相が回転している状態にある信号Ｉ（ｔ） 及びＱ（ｔ） を検波判定するという上記従来技術に比べて、その判定処理を簡素化でき、これによって検波精度が向上し、ひいては誤り率を改善できる。
【００６２】
なお、本実施の形態の復調器において、発振器１４、１４ａが、それぞれ特許請求の範囲に記載の第１及び第２の高周波信号出力手段に対応し、波形合成回路８が、基準搬送波信号生成手段に対応する。そして、位相検波器１３、１３ａが、特許請求の範囲に記載の検波手段に対応する。
【００６３】
以上のように、本実施の形態においては、π／４シフトＱＰＳＫ方式について説明したが、これに限らず、他の位相シフトＰＳＫ方式（一般にはπ／ｎシフトｎＰＳＫ方式）についても、本技術を適用できる。なお、この場合、変調器側における搬送波信号の位相回転量及び復調器側における基準搬送波信号の位相回転量を、１シンボル毎にπ／ｎラジアンとすることについては、言うまでもない。
【００６４】
また、変調器側においては、差動符号部３を設け、復調器側においては、差動復号部１８を設けたが、これらを設けない（即ち送受信する信号を１シンボル間の位相差で表現せずに、絶対的な位相量で表現する）変復調（モデム）技術にも、本技術を適用できる。
【００６５】
【発明の効果】
以上のように、請求項１に記載の発明の変調器によれば、ベースバンド信号の１シンボル毎に位相が所定の量だけ回転する搬送波信号を生成し、この搬送波信号をベースバンド信号で位相変調することによって、位相シフトＰＳＫ方式と同様の変調出力を生成することができる。即ち、上述した図３に示す従来の変調器において必要としていた高価な位相回転回路１０１を設けなくても、上記位相シフトＰＳＫ方式の変調出力を生成できるので、従来よりも変調器を安価で構成でき、ひいてはこの変調器を備えた機器（製品）自体のコストダウンを実現できるという効果がある。
【００６６】
請求項２に記載の発明の変調方法によれば、上記請求項１に記載の発明と同様に、ベースバンド信号の１シンボル毎に位相が所定の量だけ回転する搬送波信号を生成し、この搬送波信号をベースバンド信号で位相変調して、位相シフトＰＳＫ方式と同様の変調出力を生成する。従って、この変調方法に基づいて変調出力を生成するように構成された変調器は、上記請求項１に記載の発明と同様の効果を奏する。
【００６７】
請求項３に記載の発明の復調器によれば、受信信号に含まれるベースバンド信号の１シンボル毎に位相が所定の量だけ回転する基準搬送波信号を再生し、この基準搬送波信号で受信信号を同期検波することによって、受信信号に対して、その位相を１シンボル毎に所定の量だけ回転させるよう作用する。従って、上記位相の回転量を、上記請求項１に記載の発明の変調器における変調出力の位相回転量、若しくは上記請求項２に記載の発明の変調方法による変調出力の位相回転量と等価とすることによって、これらの変調出力の位相回転分を補償することができる。即ち、上述した図６に示す従来の復調器において必要としていた高価なＡＰＣ回路１１２を設けなくても、位相シフトＰＳＫ方式に対応する復調器を実現できるので、従来よりも復調器を安価に構成でき、ひいてはこの復調器を備えた機器（製品）自体のコストダウンを実現できるという効果がある。
【００６８】
また、上記によれば、受信信号の位相回転分は、同期検波時に補償されるので、この後、検波判定を行う際には、その判定の対象となる信号の位相は回転していない状態にある。従って、位相が回転している状態にある信号Ｉ（ｔ） 及びＱ（ｔ） を検波判定するという上記従来技術に比べて、その判定処理を簡素化できる。よって、検波精度が向上し、ひいては誤り率を改善できるという効果がある。
【００６９】
請求項４に記載の発明の復調方法によれば、上記請求項３に記載の発明と同様に、受信信号に含まれるベースバンド信号の１シンボル毎に位相が所定の量だけ回転する基準搬送波信号を再生し、この基準搬送波信号で受信信号を同期検波することによって、受信信号に対して、その位相を１シンボル毎に所定の量だけ回転させるよう作用する。従って、この復調方法に基づいて受信信号を同期検波するように構成された復調器は、上記請求項３に記載の発明と同様の効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る変調器の一実施の形態を示す図で、（ａ）は概略構成を示すブロック図、（ｂ）は（ａ）の一部詳細図である。
【図２】本発明に係る復調器の一実施の形態を示す図で、（ａ）は概略構成を示すブロック図、（ｂ）は（ａ）の一部詳細図である。
【図３】従来のπ／ ４シフトＱＰＳＫ方式の変調器の概略構成を示すブロック図である。
【図４】ＱＰＳＫ方式における信号点の推移を示す図である。
【図５】π／ ４シフトＱＰＳＫ方式における信号点の推移を示す図である。
【図６】従来のπ／ ４シフトＱＰＳＫ方式の復調器の概略構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
５、５ａ、１４、１４ａ 発振器
８、２２ 波形合成回路
６、６ａ 乗算器
１３、１３ａ 同期検波器
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線機等でディジタルデータ等の信号を送受信するのに用いる変調器及び変調方法、復調器及び復調方法に関し、特に送受信する信号の符号毎、即ち１シンボル毎に位相を所定の量だけ回転（シフト）させながら位相変調及び復調を行う所謂位相シフト位相変調（以下、位相シフトＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）方式という。）の変調器及び変調方法、復調器及び復調方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
上記のような位相シフトＰＳＫ方式の一つとして、例えばπ／ ４シフトＱＰＳＫ（ＱｕａｄｒａｔｕｒｅＰＳＫ）が知られている。この変調方式は、他の変調方式と比べて、電波の占有帯域幅を狭くできる、データの誤り率を抑えられる、ノイズの影響を低減できる等の利点があり（これらの利点については、公知であるので、ここでは特に詳細な説明はしない。）、これらの理由から、例えば、近年、簡易で安価な携帯電話として注目されている簡易型携帯電話（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｈａｎｄｙ−ｐｈｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ：以下、ＰＨＳという。）に採用されている。このπ／４シフトＱＰＳＫ方式を採用した変調器の従来例を、図３に示す。
【０００３】
同図に示すように、この変調器は、入力端子１から入力されるシリアルなディジタル送信データ（ベースバンド信号）をパラレルデータに変換し、これによって同相成分ｘｋ と直交成分ｙｋ とに分割するシリアル／パラレル変換器２を有している。そして、このシリアル／パラレル変換器で分割して得た各成分ｘｋ 及びｙｋ を、差動符号部３において、それぞれ１シンボル間の位相差（変化量）のデータｕｋ 及びｖｋ に変換し、即ち差動符号化した後、位相回転回路１０１によって、上記差動符号化後の各データｕｋ 及びｖｋ の位相をそれぞれ１シンボル毎にπ／４ラジアンずつ回転させて信号Ｉｋ 及びＱｋ を得る。更に、これらの位相回転後の各信号Ｉｋ 及びＱｋ を、それぞれディジタルフィルタ４及び４ａによって所定のフィルタリング処理Ｈ（ｔ） した後、この処理後の信号Ｉ（ｔ） 及びＱ（ｔ） をそれぞれ乗算器６及び６ａに供給する。
【０００４】
各乗算器６及び６ａには、上記各信号Ｉ（ｔ） 及びＱ（ｔ） 以外に、それぞれ搬送波信号生成回路１０２から複素搬送波信号が供給される。即ち、詳しくは、搬送波信号生成回路１０２は、周波数ｆＣ の高周波信号を発振する発振器５と、この高周波信号の位相をπ／２だけ遅らせる遅延器１０３とによって構成されている。そして、同相成分Ｉ（ｔ） が供給される乗算器６には、発振器５からの高周波信号が直接供給され、一方、直交成分Ｑ（ｔ） が供給される乗算器６ａには、上記遅延器１０３を通過した高周波信号が供給される。各乗算器６及び６ａは、それぞれに供給された信号を互いに乗算し、これによって上記各成分Ｉ（ｔ） 及びＱ（ｔ） で複素搬送搬送波に位相変調を掛ける。そして、これら各乗算器６及び６ａ の乗算結果、即ち各成分Ｉ（ｔ） 及びＱ（ｔ） による変調出力を、加算器９によって互いに加算（合成）し、これを変調波として出力端子１０から出力する。
【０００５】
上記のように、このπ／ ４シフトＱＰＳＫ方式の変調器では、送信するベースバンド信号（詳しくは各成分Ｉ（ｔ） 及びＱ（ｔ） ）の位相を１シンボル毎にπ／４ラジアンずつ回転させ、この位相の回転されたベースバンド信号（詳しくは各成分Ｉ（ｔ） 及びＱ（ｔ） ）によって搬送波（詳しくは複素搬送波）を位相変調している。従って、出力端子１０から出力される変調波は、その位相が１シンボル毎にπ／４ラジアンずつ回転したものとなる。
【０００６】
なお、上記のように、差動符号部３において上記各成分ｘｋ 及びｙｋ を１シンボル間の位相差のデータｕｋ 及びｖｋ に変換するのは、ＰＨＳのような移動通信装置においては、フェージングの影響により電波の位相が不規則に変動するために受信側において絶対的な位相基準を得ることが難しいからである。即ち、１シンボル前の信号そのものを位相基準とすることによって、上記フェージングによる位相変動の影響を回避している。
【０００７】
また、位相回転回路４において上記各成分ｕｋ 及びｖｋ の位相をπ／４ラジアンずつ回転させるのは、信号が複素平面上の零点を通過しないようにするためであり、これがこのπ／４シフトＱＰＳＫの特徴とするところである。即ち、例えば位相をシフトさせない単なるＱＰＳＫ方式の場合、その変調出力は４つの信号点を取るが、この状態を、同相（Ｉ）軸と直交（Ｑ）軸とから成る直交座標（複素面）上に表現すると、例えば図４に示すようになる。同図に示すように、このＱＰＳＫ方式においては、信号は、Ｉ＝±ａ（但し、−ａ＝ｃ）、Ｑ＝±ｂ（但し、−ｂ＝ｄ）の各座標を持つＡ点乃至Ｄ点の４点に推移するが、例えば、Ａ点にある信号が、零点を挟んでこれと対向するＣ点に推移する場合には、信号は上記零点を通過することになる。これに対して、π／４シフトＱＰＳＫ方式においては、信号は、例えば図５に示すように、Ａ点乃至Ｄ点の４点と、これらの位相をπ／４だけ回転させたＥ点乃至Ｈ点の４点との間を、１シンボル毎に交互に推移することになる。従って、例えば、Ａ点にある信号点が、次に推移するのは、Ｅ点乃至Ｈ点のいずれかとなり、即ち零点を通過することはない。このように、π／４シフトＱＰＳＫ方式においては、信号が零点を通過することはないので、上記ＱＰＳＫに比べて、信号の振幅の変動を抑制できるという利点がある。なお、これについては、π／４シフトＱＰＳＫ方式に限らず、他の位相シフト位相変調（ＰＳＫ）方式についても同様であり、例えば、ｎＰＳＫ方式（ｎはベースバンド信号が取り得る信号点（送信情報）の数）の場合には、位相をπ／ｎだけ回転させることによって上記利点を得られることが知られている。
【０００８】
また、上記変調器においては、上記位相回転回路１０１によって位相回転を行った後に、ディジタルフィルタ４、４ａによるフィルタリング処理を行っているが、これは、狭帯域な周波数特性を実現しつつ、かつ受信側における符号判定時の符号間干渉を防止するために行うものである。なお、このディジタルフィルタ４、４ａとしては、例えばナイキストフィルタやガウスフィルタ等が用いられる。
【０００９】
ところで、上記のような変調器から送られてくる変調波を受信して、この受信信号に含まれる元の信号、即ちベースバンド信号を再現する復調器としては、従来、例えば図６に示すようなものがある。同図に示すように、この復調器では、まず、入力端子１１を介して入力される受信信号を分岐回路１２によって２つに分岐し、これを２つの位相検波器１３、１３ａにそれぞれ供給する。
【００１０】
上記各位相検波器１３、１３ａには、上記受信信号以外にも、それぞれ基準搬送波信号生成回路１２１から基準複素搬送波信号が供給される。即ち、詳しくは、基準搬送波信号生成回路１２１は、周波数ｆＣ の高周波信号を発振する発振器１４と、この高周波信号の位相をπ／２だけ遅らせる遅延器１１１とによって構成されている。そして、一方の位相検波器１３に、発振器１４からの高周波信号が直接供給され、他方の位相検波器１３ａに、上記遅延器１１１を通過した高周波信号が供給される。なお、上記高周波信号の周波数ｆＣ は、受信信号の中心周波数、即ち上述した変調器の搬送波周波数ｆＣ と同期が取られている。
【００１１】
上記各位相検波器１３、１３ａは、それぞれに供給される信号の位相比較を行い、これによって、受信信号から、これに含まれるベースバンド信号の同相成分Ｉ（ｔ） 及び直交成分Ｑ（ｔ） を取り出し、即ち同期検波を行う。そして、この同期検波後の各信号Ｉ（ｔ） 及びＱ（ｔ） に対して、ディジタルフィルタ１５及び１５ａで所定のフィルタリング処理Ｈ（ｔ） を施し、この処理後の信号Ｉ（ｔ） 及びＱ（ｔ） をそれぞれクロック同期回路１６と検波判定回路１７及び１７ａとに供給する。なお、このディジタルフィルタ１５、１５ａは、上述した変調器のディジタルフィルタ４、４ａと同様のものである。
【００１２】
クロック同期回路１６は、受信信号に含まれるベースバンド信号に同期したクロック信号を生成するもので、このクロック信号を検波判定回路１７、１７ａに供給する。各検波判定回路１７及び１７ａは、上記クロック信号に同期して、それぞれに供給される信号Ｉ（ｔ） 及びＱ（ｔ） の検波判定（符号識別）を行い、その判定結果、即ち復調信号Ｉｋ 及びＱｋ を自動位相制御（Ａｕｔｏ Ｐｈａｓｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ：以下、ＡＰＣという。）回路１１２に供給する。
【００１３】
ＡＰＣ回路１１２は、供給された上記復調信号Ｉｋ 及びＱｋ の位相回転分を補償するものである。即ち、１シンボル毎に位相が回転している受信信号を上記位相検波器１３及び１３ａによって同期検波し、これを検波判定回路１７及び１７ａによって検波判定しただけでは、上記受信信号の位相回転分を補償することはできないので、この位相回転分をＡＰＣ回路１１２で補う。
【００１４】
そして、上記ＡＰＣ回路１１２で位相回転分を補償した後のデータｕｋ 及びｖｋ を、差動復号部１８に供給し、ここで１シンボル間における相対的な位相差のデータから１シンボル毎の絶対的なデータに復号する。そして、この差動符号部１８から出力されるパラレルデータを、パラレル／シリアル変換器１９によってシリアルデータに変換し、これによってベースバンド信号を再現し、出力端子２０から出力する。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
上記のように、π／４シフトＱＰＳＫ方式では、送受信する信号の位相を１シンボル毎にπ／４ラジアンずつ回転させる必要があり、これを実現するために、上記従来技術においては、変調器側に位相回転回路１０１を設け、復調器側にＡＰＣ回路１１２を設けている。しかし、これら位相回転回路１０１及びＡＰＣ回路１１２は、それぞれに供給されるディジタル信号の位相を回転させるのに内部で複雑な処理を行うため非常に高価であり、これによって変調器及び復調器自体が高コスト化し、ひいてはこれら変調器及び復調器を備えた機器（製品）自体のコストアップにつながってしまうという問題がある。
【００１６】
また、復調器側においては、検波判定回路１７、１７ａによって検波判定を行っているが、この検波判定回路１７、１７ａは、位相が回転している状態にある信号Ｉ（ｔ） 及びＱ（ｔ） を検波判定するため、その判定処理が非常に複雑になる。即ち、上述した図４に示すＱＰＳＫ方式においては、信号は、Ｉ軸でＩ＝±ａという２つの値のみを取り、Ｑ軸においてもＱ＝±ｂという２つの値のみを取るので、検波判定する際、Ｉ軸（同相成分）及びＱ軸（直交成分）の正負判定のみで各信号点を識別できる。これに対して、π／４シフトＱＰＳＫ方式では、信号は、Ｉ軸において、Ｉ＝±ａ（但し、−ａ＝ｃ）、±ｈ（但し、−ｈ＝ｆ）及び零点という合計５つの値を取り、Ｑ軸においても、Ｑ＝±ｂ（但し、−ｂ＝ｄ）、±ｅ（但し、−ｅ＝ｇ）及び零点という合計５つの値を取る。従って、上記ＱＰＳＫ方式と同様の正負判定のみで各信号点を識別するのは当然不可能であり、各信号点を識別するためには、Ｉ軸及びＱ軸の各軸毎にそれぞれ４つの判定境界線が必要となる。つまり、それだけ検波判定式が複雑になり、これによって検波精度が悪化し、ひいては誤り率が低下してしまうという問題がある。
【００１７】
そこで、本発明は、変調器側において、位相変調を掛ける以前に行っていた位相回転に代えて、搬送波信号の位相を回転させ、この位相回転された搬送波信号をベースバンド信号で位相変調することによって、上記位相回転回路１０１無しでも位相回転された変調出力を生成できる変調器及び変調方法を提供することを目的とする。また、復調器側については、基準搬送波信号の位相を回転させ、この位相回転された基準搬送波信号で受信信号を同期検波することによって、上記ＡＰＣ回路１１２無しでも上記受信信号の位相回転分を補償できる復調器及び復調方法を提供することを目的とするものである。また、上記同期検波の際に、上記受信信号の位相回転分を補償することによって、同期検波後の検波判定を簡素化することも、本発明の目的とするところである。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
上述した目的を達成するために、本発明のうちで請求項１に記載の発明は、第１の周波数の高周波信号を出力する第１の高周波信号出力手段と、ベースバンド信号の周波数に対応する第２の周波数の高周波信号を出力する第２の高周波信号出力手段と、上記第１及び第２の高周波信号出力手段の各出力信号に所定の処理を施して上記ベースバンド信号の１シンボル毎に位相が所定の量だけ回転する搬送波信号を生成する搬送波信号生成手段と、上記搬送波信号を上記ベースバンド信号で位相変調して変調出力を生成する変調手段と、を具備するものである。
【００１９】
なお、ここで言う第１の周波数とは、例えばこの変調器の変調出力の中心周波数と等価な周波数のことを言う。そして、この変調器が、例えばベースバンド信号の取り得る信号点（送信情報）の数がｎ個であるｎＰＳＫ方式のものである場合、上記所定の量の位相回転を、π／ｎラジアンとする。また、本請求項１に記載の発明は、上記ベースバンド信号を同相成分と直交成分とに分割し、これら各成分をそれぞれ別個に処理したあと合成し、これを変調出力として出力する所謂直交変調器も含む。なお、このような直交変調器においては、上記搬送波信号として、互いにπ／２だけ位相の異なる２つの搬送波信号、即ち複素搬送波信号を用いる。
【００２０】
即ち、本請求項１に記載の発明によれば、搬送波信号生成手段が、第１の周波数の高周波信号と第２の周波数の高周波信号とに所定の処理を施して、ベースバンド信号の１シンボル毎に位相が所定の量だけ回転する搬送波信号を生成する。そして、変調手段が、ベースバンド信号で搬送波信号を位相変調する。従って、この位相変調によって生成される変調出力は、ベースバンド信号の１シンボル毎に位相が所定の量だけ回転された信号となり、即ち位相シフトＰＳＫ方式に基づく変調出力を得ることができる。
【００２１】
請求項２に記載の発明は、第１の周波数の高周波信号と、ベースバンド信号の周波数に対応する第２の周波数の高周波信号とに所定の処理を施して、上記ベースバンド信号の１シンボル毎に位相が所定の量だけ回転する搬送波信号を生成し、この搬送波信号を上記ベースバンド信号で位相変調して変調出力を生成することを特徴とするものである。
【００２２】
なお、ここで言う第１の周波数とは、例えばこの変調方法による変調出力の中心周波数と等価な周波数のことを言う。そして、この変調方法が、例えばベースバンド信号の取り得る信号点（送信情報）の数がｎ個であるｎＰＳＫ方式に基づく場合、上記所定の量の位相回転を、π／ｎラジアンとする。また、本請求項２に記載の発明は、上記ベースバンド信号を同相成分と直交成分とに分割し、これら各成分をそれぞれ別個に処理したあと合成し、これを変調出力として出力する所謂直交変調方法も含む。なお、このような直交変調方法においては、上記搬送波信号として、互いにπ／２だけ位相の異なる２つの搬送波信号、即ち複素搬送波信号を用いる。
【００２３】
即ち、本請求項２に記載の発明によれば、この変調方法によって生成される変調出力は、ベースバンド信号の１シンボル毎に位相が所定の量だけ回転されたものとなり、即ち位相シフトＰＳＫ方式に基づく変調出力が得られる。従って、上記請求項１に記載の発明と同様の作用を奏する。
【００２４】
請求項３に記載の発明は、受信信号の中心周波数に同期した第１の周波数の高周波信号を出力する第１の高周波信号出力手段と、復調したい元の信号、即ちベースバンド信号の周波数に対応する第２の周波数の高周波信号を出力する第２の高周波信号出力手段と、上記第１及び第２の高周波信号出力手段の各出力信号に所定の処理を施して上記ベースバンド信号の１シンボル毎に位相が所定の量だけ回転する基準搬送波信号を再生する基準搬送波信号再生手段と、上記基準搬送波信号で上記受信信号を同期検波して上記ベースバンド信号を再現する検波手段と、を具備するものである。
【００２５】
なお、この復調器が、例えばベースバンド信号の取り得る信号点（送信情報）の数がｎ個であるｎＰＳＫ方式に対応するものである場合、上記所定の量の位相回転を、π／ｎラジアンとする。また、本請求項３に記載の発明は、受信した信号を同相成分と直交成分とでそれぞれ別個に処理し、この処理後の信号を合成して、復調したい元の信号、即ちベースバンド信号を再現する所謂直交復調（検波）器も含む。なお、このような直交復調器においては、上記基準搬送波信号として、互いにπ／２だけ位相の異なる２つの基準搬送波信号、即ち基準複素搬送波信号を用いる。
【００２６】
即ち、本請求項３に記載の発明によれば、基準搬送波信号再生手段が、第１の周波数の高周波信号と第２の周波数の高周波信号とに所定の処理を施して、受信信号に含まれるベースバンド信号の１シンボル毎に位相が所定の量だけ回転する基準搬送波信号を再生する。そして、検波手段が、基準搬送波信号によって受信信号を同期検波してベースバンド信号を再現する。従って、この同期検波の際、受信信号には、その位相を１シンボル毎に上記所定の量だけ回転させる作用が働く。よって、上記位相の回転量を、上記請求項１に記載の発明の変調器における変調出力の位相回転量、若しくは上記請求項２に記載の発明の変調方法による変調出力の位相回転量と等価とすることによって、これら変調出力の位相回転分を補償することができ、即ち位相シフトＰＳＫ方式の変調出力に対応する復調器を実現できる。
【００２７】
請求項４に記載の発明は、受信信号の中心周波数に同期した第１の周波数の高周波信号と、上記受信信号に含まれる復調したい元の信号、即ちベースバンド信号の周波数に対応する第２の周波数の高周波信号とに所定の処理を施して、上記ベースバンド信号の１シンボル毎に位相が所定の量だけ回転する基準搬送波信号を再生し、この基準搬送波信号で上記受信信号を同期検波してベースバンド信号を再現することを特徴とするものである。
【００２８】
なお、この復調方法が、例えばベースバンド信号の取り得る信号点（送信情報）の数がｎ個であるｎＰＳＫ方式に基づくものである場合、上記所定の量の位相回転を、π／ｎラジアンとする。また、本請求項４に記載の発明は、受信した信号を同相成分と直交成分とでそれぞれ別個に処理し、この処理後の信号を合成して、復調したい元の信号、即ちベースバンド信号を再現する所謂直交復調（検波）方法も含む。なお、このような直交復調方法においては、上記基準搬送波信号として、互いにπ／２だけ位相の異なる２つの基準搬送波信号、即ち基準複素搬送波信号を用いる。
【００２９】
即ち、本請求項４に記載の発明によれば、この復調方法による同期検波の際、受信信号には、その位相をベースバンド信号の１シンボル毎に所定の量だけ回転させる作用が働く。従って、この復調方法を用いることによって、上記請求項３に記載の発明と同様に、位相シフトＰＳＫ方式の変調出力に対応する復調器を実現できる。
【００３０】
【発明の実施の形態】
上述したように、本発明は、変調器側については、従来、位相変調を掛ける以前に行っていた位相回転に代えて、搬送波信号の位相を回転させ、この位相回転された搬送波信号をベースバンド信号で位相変調することによって、従来必要としていた位相回転回路１０１を不要とすることを目的とするものである。一方、復調器側については、基準搬送波信号の位相を回転させ、この位相回転された基準搬送波信号で受信信号を同期検波することによって、従来必要としていたＡＰＣ回路１１２を不要とすると共に、上記同期検波後の検波判定を簡素化することを目的とするものである。そこで、本発明を例えばπ／４シフトＱＰＳＫ方式に応用した場合の一実施の形態について、まず最初に、変調器側を説明し、その後で、復調器側を説明する。
【００３１】
一般に、上述した図３に示すようなπ／４シフトＱＰＳＫ方式の変調器の場合、その変調出力Ｓ（ｔ） は、次の数１で表わされることが知られている。
【００３２】
【数１】
なお、ｆＣ は、搬送波（変調）周波数、ｔは、時間成分、θは、ベースバンド信号の位相に差動符号化を行い、更にπ／４ラジアンだけ回転させた位相である。また、Ｈ（ｔ） は、ディジタルフィルタ４、４ａの伝達関数である。
【００３４】
上記数１において、ｃｏｓθ及びｓｉｎθは、それぞれ図３におけるディジタルフィルタ４、４ａでフィルタリング処理される前の同相成分及び直交成分に相当し、即ち位相回転回路１０１の出力Ｉｋ 及びＱｋ に相当する。よって、これら各成分Ｉｋ 及びＱｋ は、それぞれ次の数２及び数３で表わされる。
【００３５】
【数２】
【数３】
なお、これら数２及び数３において、θｋ は、シンボル・インデックスｋを用いて上記位相θをディジタル表記したもので、この位相θｋ を、更に詳しく表わすと、次の数４のようになる。
【００３８】
【数４】
ここで、θｋ−１ は、ｋ−１番目、即ち１シンボル前の位相である。また、ｍｋ （ｍｎ ）は、ｋ番目（ｎ番目）のシンボルにおけるベースバンド信号（送信情報）で、π／４シフトＱＰＳＫにおいては、ｍｋ ＝０、１、２、３の４つの値を取る。そして、θ０ は、初期位相で、一定の値を持つ。
【００４０】
上記数４において、（π／４）ｋが、位相回転回路１０１によって与えられる成分で、ｋ番目のシンボルにおいて合計（π／４）ｋの位相回転を行うことを意味する。そして、これ以外の成分θｋ ’が、位相回転回路１０１に入力される信号の位相、即ち図３における差動符号部３の出力ｕｋ 及びｖｋ の位相に相当する。従って、この位相θｋ ’を用いて差動符号部３の出力ｕｋ 及びｖｋ を表わすと、それぞれ次の数５及び数６のようになる。
【００４１】
【数５】
【数６】
ところで、変調器の構成から上記位相回転回路１０１を省くという本発明の目的を達成するには、上記数４における位相回転成分（π／４）ｋを、位相回転回路１０１以外の手段で与えればよいことになる。そこで、この位相回転成分（π／４）ｋが、時間的に常に連続して変化するものとし、即ちｋ＝ｆｂ ｔ（ｆｂ は、ベースバンド信号の周波数）とした上で、上記数４を数１に代入して展開すると、変調出力Ｓ（ｔ） は、次の数７で表わすことができる。
【００４４】
【数７】
更に、この数７において、ｆｂ ’＝ｆｂ ／８と置いて式を整理すると、次の数８のようになる。
【００４６】
【数８】
ここで、ｃｏｓθ’及びｓｉｎθ’は、それぞれ上記数５及び数６で表わされる差動符号部３の出力ｕｋ 及びｖｋ に相当し、これらをアナログ表記したものである。即ち、この数８によれば、差動符号部３の出力ｕｋ 及びｖｋ に対して、それぞれ数８の下線α及びβ部分を乗ずることによって、π／４シフトＱＰＳＫ方式に基づく変調出力Ｓ（ｔ） を生成することができる。つまり、回路的には、上記各下線α及びβ部分に相当する２つの信号α及びβを生成し、これら各信号α及びβを上記差動符号部３の出力ｕｋ 及びｖｋ で変調すれば、位相回転回路１０１を設けなくても、上記変調出力Ｓ（ｔ） を生成できる。逆に言うと、上記信号α及びβが、１シンボル毎に位相がπ／４ラジアンずつ回転された複素搬送波に相当する。そこで、変調器を、例えば図１（ａ）に示すように構成する。
【００４８】
即ち、同図に示すように、上述した図３に示す従来の変調器の構成から位相回転回路１０１を省いて、差動符号部３の出力側とディジタルフィルタ４、４ａの入力側とを直結する。そして、上記図３における搬送波信号生成回路１０２に代えて、これとは別の搬送波信号生成回路７を設ける。なお、これ以外については、上記図３に示す従来の変調器と同様の構成とし、同等部分には同一符号を付して、その詳細な説明を省略する。
【００４９】
この図１（ａ）に示す構成において、上記搬送波信号生成回路７が、上述した信号α及びβを生成するもので、これは、２つの発振器５、５ａと、波形合成回路８とで構成されている。このうち、発振器５は、上記図３の発振器５と等価なもので、即ち周波数ｆＣ の高周波信号を出力する。もう一つの発振器５ａは、上述した周波数ｆｂ ’の高周波信号を出力する。そして、波形合成回路８は、上記各発振器５、５ａの出力する各高周波信号を、上述した数８の式に基づいて処理して上記各信号α及びβを生成し、これを乗算器６及び６ａにそれぞれ供給するもので、例えば図１（ｂ）に示すような構成とされている。
【００５０】
即ち、波形合成回路８は、信号αを生成するために、まず、上記各発振器５、５ａの出力する各高周波信号を乗算器８０で互いに乗算する。また、これと同時に、上記各高周波信号の位相をそれぞれ遅延器８１、８２によってπ／２ラジアンだけ遅らせた後、これら各遅延器８１、８２の出力を乗算器８３で互いに乗算する。そして、各乗算器８０、８３の出力を加算器８４で加算し、詳しくは乗算器８０の出力から乗算器８３の出力を差し引くことによって、上記信号αを生成し、これを乗算器６に供給する。
【００５１】
また、もう一つの信号βを生成するために、まず、周波数ｆＣ の高周波信号と、周波数ｆｂ ’の高周波信号の位相を遅延器８５でπ／２ラジアンだけ遅らせた信号とを、乗算器８６によって互いに乗算する。これと同時に、周波数ｆＣ の高周波信号の位相を遅延器８７でπ／２ラジアンだけ遅らせた信号と、上記周波数ｆｂ ’の高周波信号とを、乗算器８８によって互いに乗算する。そして、乗算器８６、８８の各出力を、加算器８９で加算することによって、上記信号βを生成し、これを乗算器６ａに供給する。
【００５２】
このように構成された変調器においては、位相回転回路１０１を設けていないために、フィルタ４及び４ａを介して乗算器６及び６ａに供給される各信号Ｉ’（ｔ）及びＱ’（ｔ）は、位相回転していない状態にある。しかし、周波数ｆＣ 及びｆｂ ’の各高周波信号を波形合成回路８によって処理して得た信号α及びβが、位相回転された状態にあるので、これらの信号α及びβと上記各信号Ｉ’（ｔ）及びＱ’（ｔ）とを乗算器６及び６ａによってそれぞれ乗算し、即ち信号α及びβを信号Ｉ’（ｔ）及びＱ’（ｔ）でそれぞれ変調し、これを加算器９で合成することによって、上述した数８の変調出力Ｓ（ｔ） を得ることができ、即ちπ／４シフトＱＰＳＫ方式に基づく変調出力Ｓ（ｔ） を得ることができる。
【００５３】
上記のように、本実施の形態の変調器によれば、従来必要としていた高価な位相回転回路１０１を設けなくても、π／４シフトＱＰＳＫ方式に基づく変調出力Ｓ（ｔ） を得ることができる。なお、これを実現するには、従来の変調器には設けていなかった発振器５ａと波形合成回路８とが必要になるが、これらはいずれも上記位相回転回路１０１に比べて簡単かつ安価なアナログ部品（波形合成回路８については、乗算器８０、８３、８６、８８と、遅延器８１、８２、８５、８７、及び加算器８４、８９の組み合わせ）で構成できるので、変調器自体の構成が複雑になったり、或いはコストアップにつながるようなことはない。従って、これら発振器５ａと波形合成回路８とを新たに設けても、上記高価な位相回転回路１０１を構成から省くことができるので、変調器の低コスト化を実現できる。
【００５４】
なお、本実施の形態の変調器において、発振器５及び５ａが、それぞれ特許請求の範囲に記載の第１及び第２の高周波信号出力手段に対応し、周波数ｆＣ 及びｆｂ ’が、それぞれ第１及び第２の周波数に対応する。そして、波形合成回路８が、特許請求の範囲に記載の搬送波信号生成手段に対応し、乗算器６、６ａが、変調手段に対応する。
【００５５】
次に、復調器側について説明する。上述したように、復調器側については、基準搬送波信号の位相を回転させ、この位相回転された基準搬送波信号によって受信信号を同期検波しようとするものであるが、これを実現するには、上記図１の変調器と殆ど逆の構成を復調器に適用すればよく、即ち図２（ａ）のように構成する。
【００５６】
同図に示すように、この復調器においては、上述した図６に示す従来の復調器の基準搬送波信号生成回路１２１に代えて、これとは別の基準搬送波信号生成回路２１を設けている。そして、上記図６の構成からＡＰＣ回路１１２を省いて、検波判定回路１７、１７ａ出力側と差動符号部１８の入力側とを直結する。なお、これ以外については、上記図６に示す従来の復調器と同様の構成とし、同等部分には同一符号を付して、その詳細な説明を省略する。
【００５７】
上記基準搬送波信号生成回路２１は、上述した数８における下線α及びβ部分を実現するもので、図１（ａ）の変調器側と同様に、２つの発振器１４、１４ａと、波形合成回路２２とで構成されている。このうち、発振器１４は、周波数ｆＣ の高周波信号を出力し、もう一つの発振器１４ａは、周波数ｆｂ ’の高周波信号を出力する。なお、これら各発振器１４、１４ａは、クロック同期回路１６によって、受信信号の中心周波数、即ち上記変調器側の搬送波周波数ｆＣ と同期が取られている。そして、波形合成回路２２は、上記各発振器１４、１４ａの出力する各高周波信号を、上述した数８の式に基づいて処理して位相が１シンボル毎にπ／４ラジアンずつ回転された信号α及びβを生成し、これを位相検波器１３及び１３ａにそれぞれ供給するもので、例えば図２（ｂ）に示すような構成とされている。
【００５８】
即ち、波形合成回路２２は、信号αを生成するために、まず、上記各発振器１４、１４ａの出力する各高周波信号を乗算器２２０で互いに乗算する。また、これと同時に、上記各高周波信号の位相をそれぞれ遅延器２２１、２２２によってπ／２ラジアンだけ遅らせた後、これら各遅延器２２１、２２２の出力を乗算器２２３で互いに乗算する。そして、各乗算器２２０、２２３の出力を加算器２２４で加算し、詳しくは乗算器２２０の出力から乗算器２２３の出力を差し引くことによって、上記信号αを生成し、これを位相検波器１３に供給する。
【００５９】
また、もう一つの信号βを生成するために、まず、発振器１４からの周波数ｆＣ の高周波信号と、発振器１４ａからの周波数ｆｂ ’の高周波信号の位相を遅延器２２５でπ／２ラジアンだけ遅らせた信号とを、乗算器２２６によって互いに乗算する。これと同時に、上記周波数ｆＣ の高周波信号の位相を遅延器２２７でπ／２ラジアンだけ遅らせた信号と、上記周波数ｆｂ ’の高周波信号とを、乗算器２２８によって互いに乗算する。そして、乗算器２２６、２２８の各出力を、加算器２２９で加算することによって、上記信号βを生成し、これを位相検波器１４ａに供給する。
【００６０】
このように構成された復調器においては、π／４シフトＱＰＳＫ方式に基づいて位相が回転している受信信号を、これと等価な量だけ位相回転している上記各信号α及びβによって同期検波することになるので、この同期検波の時点で、上記受信信号の位相回転分が補償される。従って、従来必要としていたＡＰＣ回路１１２が不要となる。なお、このＡＰＣ回路１１２が省略される変わりに、新たに発振器１４ａと波形合成回路２１とが必要になるが、これらはいずれもＡＰＣ回路１１２に比べて簡単かつ安価なアナログ部品（波形合成回路２２については、乗算器２２０、２２３、２２６、２２８と、遅延器２２１、２２２、２２５、２２７、及び加算器２２４、２２９の組み合わせ）で構成できるので、復調器自体の構成が複雑になったり、或いはコストアップにつながるようなことはない。従って、上記発振器１４ａと波形合成回路２１とを新たに設けても、上記高価なＡＰＣ回路１１２を省くことができるので、この復調器の低コスト化を実現できる。
【００６１】
また、上記のように同期検波時に受信信号の位相回転分が補償されるので、この後、検波判定回路１７、１７ａによって検波判定を行う際には、その判定の対象となる信号（即ちフィルタ１５、及び１５ａを通過した信号Ｉ’（ｔ）及びＱ’（ｔ））は位相回転していない状態にある。従って、位相が回転している状態にある信号Ｉ（ｔ） 及びＱ（ｔ） を検波判定するという上記従来技術に比べて、その判定処理を簡素化でき、これによって検波精度が向上し、ひいては誤り率を改善できる。
【００６２】
なお、本実施の形態の復調器において、発振器１４、１４ａが、それぞれ特許請求の範囲に記載の第１及び第２の高周波信号出力手段に対応し、波形合成回路８が、基準搬送波信号生成手段に対応する。そして、位相検波器１３、１３ａが、特許請求の範囲に記載の検波手段に対応する。
【００６３】
以上のように、本実施の形態においては、π／４シフトＱＰＳＫ方式について説明したが、これに限らず、他の位相シフトＰＳＫ方式（一般にはπ／ｎシフトｎＰＳＫ方式）についても、本技術を適用できる。なお、この場合、変調器側における搬送波信号の位相回転量及び復調器側における基準搬送波信号の位相回転量を、１シンボル毎にπ／ｎラジアンとすることについては、言うまでもない。
【００６４】
また、変調器側においては、差動符号部３を設け、復調器側においては、差動復号部１８を設けたが、これらを設けない（即ち送受信する信号を１シンボル間の位相差で表現せずに、絶対的な位相量で表現する）変復調（モデム）技術にも、本技術を適用できる。
【００６５】
【発明の効果】
以上のように、請求項１に記載の発明の変調器によれば、ベースバンド信号の１シンボル毎に位相が所定の量だけ回転する搬送波信号を生成し、この搬送波信号をベースバンド信号で位相変調することによって、位相シフトＰＳＫ方式と同様の変調出力を生成することができる。即ち、上述した図３に示す従来の変調器において必要としていた高価な位相回転回路１０１を設けなくても、上記位相シフトＰＳＫ方式の変調出力を生成できるので、従来よりも変調器を安価で構成でき、ひいてはこの変調器を備えた機器（製品）自体のコストダウンを実現できるという効果がある。
【００６６】
請求項２に記載の発明の変調方法によれば、上記請求項１に記載の発明と同様に、ベースバンド信号の１シンボル毎に位相が所定の量だけ回転する搬送波信号を生成し、この搬送波信号をベースバンド信号で位相変調して、位相シフトＰＳＫ方式と同様の変調出力を生成する。従って、この変調方法に基づいて変調出力を生成するように構成された変調器は、上記請求項１に記載の発明と同様の効果を奏する。
【００６７】
請求項３に記載の発明の復調器によれば、受信信号に含まれるベースバンド信号の１シンボル毎に位相が所定の量だけ回転する基準搬送波信号を再生し、この基準搬送波信号で受信信号を同期検波することによって、受信信号に対して、その位相を１シンボル毎に所定の量だけ回転させるよう作用する。従って、上記位相の回転量を、上記請求項１に記載の発明の変調器における変調出力の位相回転量、若しくは上記請求項２に記載の発明の変調方法による変調出力の位相回転量と等価とすることによって、これらの変調出力の位相回転分を補償することができる。即ち、上述した図６に示す従来の復調器において必要としていた高価なＡＰＣ回路１１２を設けなくても、位相シフトＰＳＫ方式に対応する復調器を実現できるので、従来よりも復調器を安価に構成でき、ひいてはこの復調器を備えた機器（製品）自体のコストダウンを実現できるという効果がある。
【００６８】
また、上記によれば、受信信号の位相回転分は、同期検波時に補償されるので、この後、検波判定を行う際には、その判定の対象となる信号の位相は回転していない状態にある。従って、位相が回転している状態にある信号Ｉ（ｔ） 及びＱ（ｔ） を検波判定するという上記従来技術に比べて、その判定処理を簡素化できる。よって、検波精度が向上し、ひいては誤り率を改善できるという効果がある。
【００６９】
請求項４に記載の発明の復調方法によれば、上記請求項３に記載の発明と同様に、受信信号に含まれるベースバンド信号の１シンボル毎に位相が所定の量だけ回転する基準搬送波信号を再生し、この基準搬送波信号で受信信号を同期検波することによって、受信信号に対して、その位相を１シンボル毎に所定の量だけ回転させるよう作用する。従って、この復調方法に基づいて受信信号を同期検波するように構成された復調器は、上記請求項３に記載の発明と同様の効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る変調器の一実施の形態を示す図で、（ａ）は概略構成を示すブロック図、（ｂ）は（ａ）の一部詳細図である。
【図２】本発明に係る復調器の一実施の形態を示す図で、（ａ）は概略構成を示すブロック図、（ｂ）は（ａ）の一部詳細図である。
【図３】従来のπ／ ４シフトＱＰＳＫ方式の変調器の概略構成を示すブロック図である。
【図４】ＱＰＳＫ方式における信号点の推移を示す図である。
【図５】π／ ４シフトＱＰＳＫ方式における信号点の推移を示す図である。
【図６】従来のπ／ ４シフトＱＰＳＫ方式の復調器の概略構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
５、５ａ、１４、１４ａ 発振器
８、２２ 波形合成回路
６、６ａ 乗算器
１３、１３ａ 同期検波器
Claims (4)
- 第１の周波数の高周波信号を出力する第１の高周波信号出力手段と、ベースバンド信号の周波数に対応する第２の周波数の高周波信号を出力する第２の高周波信号出力手段と、上記第１及び第２の高周波信号出力手段の各出力信号に所定の処理を施して上記ベースバンド信号の１シンボル毎に位相が所定の量だけ回転する搬送波信号を生成する搬送波信号生成手段と、上記搬送波信号を上記ベースバンド信号で位相変調する変調手段と、を具備する変調器。
- 第１の周波数の高周波信号と、ベースバンド信号の周波数に対応する第２の周波数の高周波信号とに所定の処理を施して、上記ベースバンド信号の１シンボル毎に位相が所定の量だけ回転する搬送波信号を生成し、この搬送波信号を上記ベースバンド信号で位相変調することを特徴とする変調方法。
- 受信信号の中心周波数に同期した第１の周波数の高周波信号を出力する第１の高周波信号出力手段と、復調したい元の信号の周波数に対応する第２の周波数の高周波信号を出力する第２の高周波信号出力手段と、上記第１及び第２の高周波信号出力手段の各出力信号に所定の処理を施して上記元の信号の１シンボル毎に位相が所定の量だけ回転する基準搬送波信号を再生する基準搬送波信号再生手段と、上記基準搬送波信号で上記受信信号を同期検波する検波手段と、を具備する復調器。
- 受信信号の中心周波数に同期した第１の周波数の高周波信号と、上記受信信号に含まれる復調したい元の信号の周波数に対応する第２の周波数の高周波信号とに所定の処理を施して、上記元の信号の１シンボル毎に位相が所定の量だけ回転する基準搬送波信号を再生し、この基準搬送波信号で上記受信信号を同期検波することを特徴とする復調方法。
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