JPH10224415A

JPH10224415A - 変調器及び変調方法、復調器及び復調方法

Info

Publication number: JPH10224415A
Application number: JP3277697A
Authority: JP
Inventors: Kazuaki Maeda; 和昭前田
Original assignee: Toa Corp
Current assignee: Toa Corp
Priority date: 1997-01-31
Filing date: 1997-01-31
Publication date: 1998-08-21
Anticipated expiration: 2017-01-31
Also published as: JP3558811B2

Abstract

(57)【要約】【課題】位相シフト位相変調方式の変調器において、
従来の構成からベースバンド信号の位相を回転させるた
めの位相回転回路を省略する。【解決手段】変調出力の中心周波数ｆ_Cと等価な周波
数の高周波信号を発振する発振器５と、送信するベース
バンド信号の周波数ｆ_bに対応する周波数ｆ' _bの高周
波信号を発振する発振器５ａとを設け、これら各高周波
信号を波形合成回路８で処理して、ベースバンド信号の
１シンボル毎に位相が所定の量だけ回転する複素搬送波
信号を生成する。そして、この複素搬送波信号を上記ベ
ースバンド信号の同相成分Ｉ'(t)及び直交成分Ｑ'(t)で
位相変調することによって、位相シフト位相変調方式に
基づく変調出力を生成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、無線機等でディジ
タルデータ等の信号を送受信するのに用いる変調器及び
変調方法、復調器及び復調方法に関し、特に送受信する
信号の符号毎、即ち１シンボル毎に位相を所定の量だけ
回転（シフト）させながら位相変調及び復調を行う所謂
位相シフト位相変調（以下、位相シフトＰＳＫ（Phase
Shift Keying）方式という。）の変調器及び変調方法、
復調器及び復調方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】上記のような位相シフトＰＳＫ方式の一
つとして、例えばπ/ ４シフトＱＰＳＫ（QuadratureＰ
ＳＫ）が知られている。この変調方式は、他の変調方式
と比べて、電波の占有帯域幅を狭くできる、データの誤
り率を抑えられる、ノイズの影響を低減できる等の利点
があり（これらの利点については、公知であるので、こ
こでは特に詳細な説明はしない。）、これらの理由か
ら、例えば、近年、簡易で安価な携帯電話として注目さ
れている簡易型携帯電話（Personal Handy-phon Syste
m：以下、ＰＨＳという。）に採用されている。このπ
／４シフトＱＰＳＫ方式を採用した変調器の従来例を、
図３に示す。

【０００３】同図に示すように、この変調器は、入力端
子１から入力されるシリアルなディジタル送信データ
（ベースバンド信号）をパラレルデータに変換し、これ
によって同相成分ｘ_kと直交成分ｙ_kとに分割するシリ
アル／パラレル変換器２を有している。そして、このシ
リアル／パラレル変換器で分割して得た各成分ｘ_k及び
ｙ_kを、差動符号部３において、それぞれ１シンボル間
の位相差（変化量）のデータｕ_k及びｖ_kに変換し、即
ち差動符号化した後、位相回転回路１０１によって、上
記差動符号化後の各データｕ_k及びｖ_kの位相をそれぞ
れ１シンボル毎にπ／４ラジアンずつ回転させて信号Ｉ
_k及びＱ_kを得る。更に、これらの位相回転後の各信号
Ｉ_k及びＱ_kを、それぞれディジタルフィルタ４及び４
ａによって所定のフィルタリング処理Ｈ(t) した後、こ
の処理後の信号Ｉ(t) 及びＱ(t) をそれぞれ乗算器６及
び６ａに供給する。

【０００４】各乗算器６及び６ａには、上記各信号Ｉ
(t) 及びＱ(t) 以外に、それぞれ搬送波信号生成回路１
０２から複素搬送波信号が供給される。即ち、詳しく
は、搬送波信号生成回路１０２は、周波数ｆ_Cの高周波
信号を発振する発振器５と、この高周波信号の位相をπ
／２だけ遅らせる遅延器１０３とによって構成されてい
る。そして、同相成分Ｉ(t) が供給される乗算器６に
は、発振器５からの高周波信号が直接供給され、一方、
直交成分Ｑ(t) が供給される乗算器６ａには、上記遅延
器１０３を通過した高周波信号が供給される。各乗算器
６及び６ａは、それぞれに供給された信号を互いに乗算
し、これによって上記各成分Ｉ(t) 及びＱ(t)で複素搬
送搬送波に位相変調を掛ける。そして、これら各乗算器
６及び６a の乗算結果、即ち各成分Ｉ(t) 及びＱ(t) に
よる変調出力を、加算器９によって互いに加算（合成）
し、これを変調波として出力端子１０から出力する。

【０００５】上記のように、このπ/ ４シフトＱＰＳＫ
方式の変調器では、送信するベースバンド信号（詳しく
は各成分Ｉ(t) 及びＱ(t) ）の位相を１シンボル毎にπ
／４ラジアンずつ回転させ、この位相の回転されたベー
スバンド信号（詳しくは各成分Ｉ(t) 及びＱ(t) ）によ
って搬送波（詳しくは複素搬送波）を位相変調してい
る。従って、出力端子１０から出力される変調波は、そ
の位相が１シンボル毎にπ／４ラジアンずつ回転したも
のとなる。

【０００６】なお、上記のように、差動符号部３におい
て上記各成分ｘ_k及びｙ_kを１シンボル間の位相差のデ
ータｕ_k及びｖ_kに変換するのは、ＰＨＳのような移動
通信装置においては、フェージングの影響により電波の
位相が不規則に変動するために受信側において絶対的な
位相基準を得ることが難しいからである。即ち、１シン
ボル前の信号そのものを位相基準とすることによって、
上記フェージングによる位相変動の影響を回避してい
る。

【０００７】また、位相回転回路４において上記各成分
ｕ_k及びｖ_kの位相をπ／４ラジアンずつ回転させるの
は、信号が複素平面上の零点を通過しないようにするた
めであり、これがこのπ／４シフトＱＰＳＫの特徴とす
るところである。即ち、例えば位相をシフトさせない単
なるＱＰＳＫ方式の場合、その変調出力は４つの信号点
を取るが、この状態を、同相（Ｉ）軸と直交（Ｑ）軸と
から成る直交座標（複素面）上に表現すると、例えば図
４に示すようになる。同図に示すように、このＱＰＳＫ
方式においては、信号は、Ｉ＝±ａ（但し、−ａ＝
ｃ）、Ｑ＝±ｂ（但し、−ｂ＝ｄ）の各座標を持つＡ点
乃至Ｄ点の４点に推移するが、例えば、Ａ点にある信号
が、零点を挟んでこれと対向するＣ点に推移する場合に
は、信号は上記零点を通過することになる。これに対し
て、π／４シフトＱＰＳＫ方式においては、信号は、例
えば図５に示すように、Ａ点乃至Ｄ点の４点と、これら
の位相をπ／４だけ回転させたＥ点乃至Ｈ点の４点との
間を、１シンボル毎に交互に推移することになる。従っ
て、例えば、Ａ点にある信号点が、次に推移するのは、
Ｅ点乃至Ｈ点のいずれかとなり、即ち零点を通過するこ
とはない。このように、π／４シフトＱＰＳＫ方式にお
いては、信号が零点を通過することはないので、上記Ｑ
ＰＳＫに比べて、信号の振幅の変動を抑制できるという
利点がある。なお、これについては、π／４シフトＱＰ
ＳＫ方式に限らず、他の位相シフト位相変調（ＰＳＫ）
方式についても同様であり、例えば、ｎＰＳＫ方式（ｎ
はベースバンド信号が取り得る信号点（送信情報）の
数）の場合には、位相をπ／ｎだけ回転させることによ
って上記利点を得られることが知られている。

【０００８】また、上記変調器においては、上記位相回
転回路１０１によって位相回転を行った後に、ディジタ
ルフィルタ４、４ａによるフィルタリング処理を行って
いるが、これは、狭帯域な周波数特性を実現しつつ、か
つ受信側における符号判定時の符号間干渉を防止するた
めに行うものである。なお、このディジタルフィルタ
４、４ａとしては、例えばナイキストフィルタやガウス
フィルタ等が用いられる。

【０００９】ところで、上記のような変調器から送られ
てくる変調波を受信して、この受信信号に含まれる元の
信号、即ちベースバンド信号を再現する復調器として
は、従来、例えば図６に示すようなものがある。同図に
示すように、この復調器では、まず、入力端子１１を介
して入力される受信信号を分岐回路１２によって２つに
分岐し、これを２つの位相検波器１３、１３ａにそれぞ
れ供給する。

【００１０】上記各位相検波器１３、１３ａには、上記
受信信号以外にも、それぞれ基準搬送波信号生成回路１
２１から基準複素搬送波信号が供給される。即ち、詳し
くは、基準搬送波信号生成回路１２１は、周波数ｆ_Cの
高周波信号を発振する発振器１４と、この高周波信号の
位相をπ／２だけ遅らせる遅延器１１１とによって構成
されている。そして、一方の位相検波器１３に、発振器
１４からの高周波信号が直接供給され、他方の位相検波
器１３ａに、上記遅延器１１１を通過した高周波信号が
供給される。なお、上記高周波信号の周波数ｆ_Cは、受
信信号の中心周波数、即ち上述した変調器の搬送波周波
数ｆ_Cと同期が取られている。

【００１１】上記各位相検波器１３、１３ａは、それぞ
れに供給される信号の位相比較を行い、これによって、
受信信号から、これに含まれるベースバンド信号の同相
成分Ｉ(t) 及び直交成分Ｑ(t) を取り出し、即ち同期検
波を行う。そして、この同期検波後の各信号Ｉ(t) 及び
Ｑ(t) に対して、ディジタルフィルタ１５及び１５ａで
所定のフィルタリング処理Ｈ(t) を施し、この処理後の
信号Ｉ(t) 及びＱ(t)をそれぞれクロック同期回路１６
と検波判定回路１７及び１７ａとに供給する。なお、こ
のディジタルフィルタ１５、１５ａは、上述した変調器
のディジタルフィルタ４、４ａと同様のものである。

【００１２】クロック同期回路１６は、受信信号に含ま
れるベースバンド信号に同期したクロック信号を生成す
るもので、このクロック信号を検波判定回路１７、１７
ａに供給する。各検波判定回路１７及び１７ａは、上記
クロック信号に同期して、それぞれに供給される信号Ｉ
(t) 及びＱ(t) の検波判定（符号識別）を行い、その判
定結果、即ち復調信号Ｉ_k及びＱ_kを自動位相制御（Au
to Phase Control：以下、ＡＰＣという。）回路１１２
に供給する。

【００１３】ＡＰＣ回路１１２は、供給された上記復調
信号Ｉ_k及びＱ_kの位相回転分を補償するものである。
即ち、１シンボル毎に位相が回転している受信信号を上
記位相検波器１３及び１３ａによって同期検波し、これ
を検波判定回路１７及び１７ａによって検波判定しただ
けでは、上記受信信号の位相回転分を補償することはで
きないので、この位相回転分をＡＰＣ回路１１２で補
う。

【００１４】そして、上記ＡＰＣ回路１１２で位相回転
分を補償した後のデータｕ_k及びｖ_kを、差動復号部１
８に供給し、ここで１シンボル間における相対的な位相
差のデータから１シンボル毎の絶対的なデータに復号す
る。そして、この差動符号部１８から出力されるパラレ
ルデータを、パラレル／シリアル変換器１９によってシ
リアルデータに変換し、これによってベースバンド信号
を再現し、出力端子２０から出力する。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】上記のように、π／４
シフトＱＰＳＫ方式では、送受信する信号の位相を１シ
ンボル毎にπ／４ラジアンずつ回転させる必要があり、
これを実現するために、上記従来技術においては、変調
器側に位相回転回路１０１を設け、復調器側にＡＰＣ回
路１１２を設けている。しかし、これら位相回転回路１
０１及びＡＰＣ回路１１２は、それぞれに供給されるデ
ィジタル信号の位相を回転させるのに内部で複雑な処理
を行うため非常に高価であり、これによって変調器及び
復調器自体が高コスト化し、ひいてはこれら変調器及び
復調器を備えた機器（製品）自体のコストアップにつな
がってしまうという問題がある。

【００１６】また、復調器側においては、検波判定回路
１７、１７ａによって検波判定を行っているが、この検
波判定回路１７、１７ａは、位相が回転している状態に
ある信号Ｉ(t) 及びＱ(t) を検波判定するため、その判
定処理が非常に複雑になる。即ち、上述した図４に示す
ＱＰＳＫ方式においては、信号は、Ｉ軸でＩ＝±ａとい
う２つの値のみを取り、Ｑ軸においてもＱ＝±ｂという
２つの値のみを取るので、検波判定する際、Ｉ軸（同相
成分）及びＱ軸（直交成分）の正負判定のみで各信号点
を識別できる。これに対して、π／４シフトＱＰＳＫ方
式では、信号は、Ｉ軸において、Ｉ＝±ａ（但し、−ａ
＝ｃ）、±ｈ（但し、−ｈ＝ｆ）及び零点という合計５
つの値を取り、Ｑ軸においても、Ｑ＝±ｂ（但し、−ｂ
＝ｄ）、±ｅ（但し、−ｅ＝ｇ）及び零点という合計５
つの値を取る。従って、上記ＱＰＳＫ方式と同様の正負
判定のみで各信号点を識別するのは当然不可能であり、
各信号点を識別するためには、Ｉ軸及びＱ軸の各軸毎に
それぞれ４つの判定境界線が必要となる。つまり、それ
だけ検波判定式が複雑になり、これによって検波精度が
悪化し、ひいては誤り率が低下してしまうという問題が
ある。

【００１７】そこで、本発明は、変調器側において、位
相変調を掛ける以前に行っていた位相回転に代えて、搬
送波信号の位相を回転させ、この位相回転された搬送波
信号をベースバンド信号で位相変調することによって、
上記位相回転回路１０１無しでも位相回転された変調出
力を生成できる変調器及び変調方法を提供することを目
的とする。また、復調器側については、基準搬送波信号
の位相を回転させ、この位相回転された基準搬送波信号
で受信信号を同期検波することによって、上記ＡＰＣ回
路１１２無しでも上記受信信号の位相回転分を補償でき
る復調器及び復調方法を提供することを目的とするもの
である。また、上記同期検波の際に、上記受信信号の位
相回転分を補償することによって、同期検波後の検波判
定を簡素化することも、本発明の目的とするところであ
る。

【００１８】

【課題を解決するための手段】上述した目的を達成する
ために、本発明のうちで請求項１に記載の発明は、第１
の周波数の高周波信号を出力する第１の高周波信号出力
手段と、ベースバンド信号の周波数に対応する第２の周
波数の高周波信号を出力する第２の高周波信号出力手段
と、上記第１及び第２の高周波信号出力手段の各出力信
号に所定の処理を施して上記ベースバンド信号の１シン
ボル毎に位相が所定の量だけ回転する搬送波信号を生成
する搬送波信号生成手段と、上記搬送波信号を上記ベー
スバンド信号で位相変調して変調出力を生成する変調手
段と、を具備するものである。

【００１９】なお、ここで言う第１の周波数とは、例え
ばこの変調器の変調出力の中心周波数と等価な周波数の
ことを言う。そして、この変調器が、例えばベースバン
ド信号の取り得る信号点（送信情報）の数がｎ個である
ｎＰＳＫ方式のものである場合、上記所定の量の位相回
転を、π／ｎラジアンとする。また、本請求項１に記載
の発明は、上記ベースバンド信号を同相成分と直交成分
とに分割し、これら各成分をそれぞれ別個に処理したあ
と合成し、これを変調出力として出力する所謂直交変調
器も含む。なお、このような直交変調器においては、上
記搬送波信号として、互いにπ／２だけ位相の異なる２
つの搬送波信号、即ち複素搬送波信号を用いる。

【００２０】即ち、本請求項１に記載の発明によれば、
搬送波信号生成手段が、第１の周波数の高周波信号と第
２の周波数の高周波信号とに所定の処理を施して、ベー
スバンド信号の１シンボル毎に位相が所定の量だけ回転
する搬送波信号を生成する。そして、変調手段が、ベー
スバンド信号で搬送波信号を位相変調する。従って、こ
の位相変調によって生成される変調出力は、ベースバン
ド信号の１シンボル毎に位相が所定の量だけ回転された
信号となり、即ち位相シフトＰＳＫ方式に基づく変調出
力を得ることができる。

【００２１】請求項２に記載の発明は、第１の周波数の
高周波信号と、ベースバンド信号の周波数に対応する第
２の周波数の高周波信号とに所定の処理を施して、上記
ベースバンド信号の１シンボル毎に位相が所定の量だけ
回転する搬送波信号を生成し、この搬送波信号を上記ベ
ースバンド信号で位相変調して変調出力を生成すること
を特徴とするものである。

【００２２】なお、ここで言う第１の周波数とは、例え
ばこの変調方法による変調出力の中心周波数と等価な周
波数のことを言う。そして、この変調方法が、例えばベ
ースバンド信号の取り得る信号点（送信情報）の数がｎ
個であるｎＰＳＫ方式に基づく場合、上記所定の量の位
相回転を、π／ｎラジアンとする。また、本請求項２に
記載の発明は、上記ベースバンド信号を同相成分と直交
成分とに分割し、これら各成分をそれぞれ別個に処理し
たあと合成し、これを変調出力として出力する所謂直交
変調方法も含む。なお、このような直交変調方法におい
ては、上記搬送波信号として、互いにπ／２だけ位相の
異なる２つの搬送波信号、即ち複素搬送波信号を用い
る。

【００２３】即ち、本請求項２に記載の発明によれば、
この変調方法によって生成される変調出力は、ベースバ
ンド信号の１シンボル毎に位相が所定の量だけ回転され
たものとなり、即ち位相シフトＰＳＫ方式に基づく変調
出力が得られる。従って、上記請求項１に記載の発明と
同様の作用を奏する。

【００２４】請求項３に記載の発明は、受信信号の中心
周波数に同期した第１の周波数の高周波信号を出力する
第１の高周波信号出力手段と、復調したい元の信号、即
ちベースバンド信号の周波数に対応する第２の周波数の
高周波信号を出力する第２の高周波信号出力手段と、上
記第１及び第２の高周波信号出力手段の各出力信号に所
定の処理を施して上記ベースバンド信号の１シンボル毎
に位相が所定の量だけ回転する基準搬送波信号を再生す
る基準搬送波信号再生手段と、上記基準搬送波信号で上
記受信信号を同期検波して上記ベースバンド信号を再現
する検波手段と、を具備するものである。

【００２５】なお、この復調器が、例えばベースバンド
信号の取り得る信号点（送信情報）の数がｎ個であるｎ
ＰＳＫ方式に対応するものである場合、上記所定の量の
位相回転を、π／ｎラジアンとする。また、本請求項３
に記載の発明は、受信した信号を同相成分と直交成分と
でそれぞれ別個に処理し、この処理後の信号を合成し
て、復調したい元の信号、即ちベースバンド信号を再現
する所謂直交復調（検波）器も含む。なお、このような
直交復調器においては、上記基準搬送波信号として、互
いにπ／２だけ位相の異なる２つの基準搬送波信号、即
ち基準複素搬送波信号を用いる。

【００２６】即ち、本請求項３に記載の発明によれば、
基準搬送波信号再生手段が、第１の周波数の高周波信号
と第２の周波数の高周波信号とに所定の処理を施して、
受信信号に含まれるベースバンド信号の１シンボル毎に
位相が所定の量だけ回転する基準搬送波信号を再生す
る。そして、検波手段が、基準搬送波信号によって受信
信号を同期検波してベースバンド信号を再現する。従っ
て、この同期検波の際、受信信号には、その位相を１シ
ンボル毎に上記所定の量だけ回転させる作用が働く。よ
って、上記位相の回転量を、上記請求項１に記載の発明
の変調器における変調出力の位相回転量、若しくは上記
請求項２に記載の発明の変調方法による変調出力の位相
回転量と等価とすることによって、これら変調出力の位
相回転分を補償することができ、即ち位相シフトＰＳＫ
方式の変調出力に対応する復調器を実現できる。

【００２７】請求項４に記載の発明は、受信信号の中心
周波数に同期した第１の周波数の高周波信号と、上記受
信信号に含まれる復調したい元の信号、即ちベースバン
ド信号の周波数に対応する第２の周波数の高周波信号と
に所定の処理を施して、上記ベースバンド信号の１シン
ボル毎に位相が所定の量だけ回転する基準搬送波信号を
再生し、この基準搬送波信号で上記受信信号を同期検波
してベースバンド信号を再現することを特徴とするもの
である。

【００２８】なお、この復調方法が、例えばベースバン
ド信号の取り得る信号点（送信情報）の数がｎ個である
ｎＰＳＫ方式に基づくものである場合、上記所定の量の
位相回転を、π／ｎラジアンとする。また、本請求項４
に記載の発明は、受信した信号を同相成分と直交成分と
でそれぞれ別個に処理し、この処理後の信号を合成し
て、復調したい元の信号、即ちベースバンド信号を再現
する所謂直交復調（検波）方法も含む。なお、このよう
な直交復調方法においては、上記基準搬送波信号とし
て、互いにπ／２だけ位相の異なる２つの基準搬送波信
号、即ち基準複素搬送波信号を用いる。

【００２９】即ち、本請求項４に記載の発明によれば、
この復調方法による同期検波の際、受信信号には、その
位相をベースバンド信号の１シンボル毎に所定の量だけ
回転させる作用が働く。従って、この復調方法を用いる
ことによって、上記請求項３に記載の発明と同様に、位
相シフトＰＳＫ方式の変調出力に対応する復調器を実現
できる。

【００３０】

【発明の実施の形態】上述したように、本発明は、変調
器側については、従来、位相変調を掛ける以前に行って
いた位相回転に代えて、搬送波信号の位相を回転させ、
この位相回転された搬送波信号をベースバンド信号で位
相変調することによって、従来必要としていた位相回転
回路１０１を不要とすることを目的とするものである。
一方、復調器側については、基準搬送波信号の位相を回
転させ、この位相回転された基準搬送波信号で受信信号
を同期検波することによって、従来必要としていたＡＰ
Ｃ回路１１２を不要とすると共に、上記同期検波後の検
波判定を簡素化することを目的とするものである。そこ
で、本発明を例えばπ／４シフトＱＰＳＫ方式に応用し
た場合の一実施の形態について、まず最初に、変調器側
を説明し、その後で、復調器側を説明する。

【００３１】一般に、上述した図３に示すようなπ／４
シフトＱＰＳＫ方式の変調器の場合、その変調出力Ｓ
(t) は、次の数１で表わされることが知られている。

【００３２】

【数１】

【００３３】なお、ｆ_Cは、搬送波（変調）周波数、ｔ
は、時間成分、θは、ベースバンド信号の位相に差動符
号化を行い、更にπ／４ラジアンだけ回転させた位相で
ある。また、Ｈ(t) は、ディジタルフィルタ４、４ａの
伝達関数である。

【００３４】上記数１において、ｃｏｓθ及びｓｉｎθ
は、それぞれ図３におけるディジタルフィルタ４、４ａ
でフィルタリング処理される前の同相成分及び直交成分
に相当し、即ち位相回転回路１０１の出力Ｉ_k及びＱ_k
に相当する。よって、これら各成分Ｉ_k及びＱ_kは、そ
れぞれ次の数２及び数３で表わされる。

【００３５】

【数２】

【００３６】

【数３】

【００３７】なお、これら数２及び数３において、θ_k
は、シンボル・インデックスｋを用いて上記位相θをデ
ィジタル表記したもので、この位相θ_kを、更に詳しく
表わすと、次の数４のようになる。

【００３８】

【数４】

【００３９】ここで、θ_k-1は、ｋ−１番目、即ち１シ
ンボル前の位相である。また、ｍ_k（ｍ_n）は、ｋ番目
（ｎ番目）のシンボルにおけるベースバンド信号（送信
情報）で、π／４シフトＱＰＳＫにおいては、ｍ_k＝
０、１、２、３の４つの値を取る。そして、θ₀は、初
期位相で、一定の値を持つ。

【００４０】上記数４において、（π／４）ｋが、位相
回転回路１０１によって与えられる成分で、ｋ番目のシ
ンボルにおいて合計（π／４）ｋの位相回転を行うこと
を意味する。そして、これ以外の成分θ_k’が、位相回
転回路１０１に入力される信号の位相、即ち図３におけ
る差動符号部３の出力ｕ_k及びｖ_kの位相に相当する。
従って、この位相θ_k’を用いて差動符号部３の出力ｕ
_k及びｖ_kを表わすと、それぞれ次の数５及び数６のよ
うになる。

【００４１】

【数５】

【００４２】

【数６】

【００４３】ところで、変調器の構成から上記位相回転
回路１０１を省くという本発明の目的を達成するには、
上記数４における位相回転成分（π／４）ｋを、位相回
転回路１０１以外の手段で与えればよいことになる。そ
こで、この位相回転成分（π／４）ｋが、時間的に常に
連続して変化するものとし、即ちｋ＝ｆ_bｔ（ｆ_bは、
ベースバンド信号の周波数）とした上で、上記数４を数
１に代入して展開すると、変調出力Ｓ(t) は、次の数７
で表わすことができる。

【００４４】

【数７】

【００４５】更に、この数７において、ｆ_b’＝ｆ_b／
８と置いて式を整理すると、次の数８のようになる。

【００４６】

【数８】

【００４７】ここで、ｃｏｓθ’及びｓｉｎθ’は、そ
れぞれ上記数５及び数６で表わされる差動符号部３の出
力ｕ_k及びｖ_kに相当し、これらをアナログ表記したも
のである。即ち、この数８によれば、差動符号部３の出
力ｕ_k及びｖ_kに対して、それぞれ数８の下線α及びβ
部分を乗ずることによって、π／４シフトＱＰＳＫ方式
に基づく変調出力Ｓ(t) を生成することができる。つま
り、回路的には、上記各下線α及びβ部分に相当する２
つの信号α及びβを生成し、これら各信号α及びβを上
記差動符号部３の出力ｕ_k及びｖ_kで変調すれば、位相
回転回路１０１を設けなくても、上記変調出力Ｓ(t) を
生成できる。逆に言うと、上記信号α及びβが、１シン
ボル毎に位相がπ／４ラジアンずつ回転された複素搬送
波に相当する。そこで、変調器を、例えば図１（ａ）に
示すように構成する。

【００４８】即ち、同図に示すように、上述した図３に
示す従来の変調器の構成から位相回転回路１０１を省い
て、差動符号部３の出力側とディジタルフィルタ４、４
ａの入力側とを直結する。そして、上記図３における搬
送波信号生成回路１０２に代えて、これとは別の搬送波
信号生成回路７を設ける。なお、これ以外については、
上記図３に示す従来の変調器と同様の構成とし、同等部
分には同一符号を付して、その詳細な説明を省略する。

【００４９】この図１（ａ）に示す構成において、上記
搬送波信号生成回路７が、上述した信号α及びβを生成
するもので、これは、２つの発振器５、５ａと、波形合
成回路８とで構成されている。このうち、発振器５は、
上記図３の発振器５と等価なもので、即ち周波数ｆ_Cの
高周波信号を出力する。もう一つの発振器５ａは、上述
した周波数ｆ_b’の高周波信号を出力する。そして、波
形合成回路８は、上記各発振器５、５ａの出力する各高
周波信号を、上述した数８の式に基づいて処理して上記
各信号α及びβを生成し、これを乗算器６及び６ａにそ
れぞれ供給するもので、例えば図１（ｂ）に示すような
構成とされている。

【００５０】即ち、波形合成回路８は、信号αを生成す
るために、まず、上記各発振器５、５ａの出力する各高
周波信号を乗算器８０で互いに乗算する。また、これと
同時に、上記各高周波信号の位相をそれぞれ遅延器８
１、８２によってπ／２ラジアンだけ遅らせた後、これ
ら各遅延器８１、８２の出力を乗算器８３で互いに乗算
する。そして、各乗算器８０、８３の出力を加算器８４
で加算し、詳しくは乗算器８０の出力から乗算器８３の
出力を差し引くことによって、上記信号αを生成し、こ
れを乗算器６に供給する。

【００５１】また、もう一つの信号βを生成するため
に、まず、周波数ｆ_Cの高周波信号と、周波数ｆ_b’の
高周波信号の位相を遅延器８５でπ／２ラジアンだけ遅
らせた信号とを、乗算器８６によって互いに乗算する。
これと同時に、周波数ｆ_Cの高周波信号の位相を遅延器
８７でπ／２ラジアンだけ遅らせた信号と、上記周波数
ｆ_b’の高周波信号とを、乗算器８８によって互いに乗
算する。そして、乗算器８６、８８の各出力を、加算器
８９で加算することによって、上記信号βを生成し、こ
れを乗算器６ａに供給する。

【００５２】このように構成された変調器においては、
位相回転回路１０１を設けていないために、フィルタ４
及び４ａを介して乗算器６及び６ａに供給される各信号
Ｉ'(t)及びＱ'(t)は、位相回転していない状態にある。
しかし、周波数ｆ_C及びｆ_b’の各高周波信号を波形合
成回路８によって処理して得た信号α及びβが、位相回
転された状態にあるので、これらの信号α及びβと上記
各信号Ｉ'(t)及びＱ'(t)とを乗算器６及び６ａによって
それぞれ乗算し、即ち信号α及びβを信号Ｉ'(t)及び
Ｑ'(t)でそれぞれ変調し、これを加算器９で合成するこ
とによって、上述した数８の変調出力Ｓ(t) を得ること
ができ、即ちπ／４シフトＱＰＳＫ方式に基づく変調出
力Ｓ(t) を得ることができる。

【００５３】上記のように、本実施の形態の変調器によ
れば、従来必要としていた高価な位相回転回路１０１を
設けなくても、π／４シフトＱＰＳＫ方式に基づく変調
出力Ｓ(t) を得ることができる。なお、これを実現する
には、従来の変調器には設けていなかった発振器５ａと
波形合成回路８とが必要になるが、これらはいずれも上
記位相回転回路１０１に比べて簡単かつ安価なアナログ
部品（波形合成回路８については、乗算器８０、８３、
８６、８８と、遅延器８１、８２、８５、８７、及び加
算器８４、８９の組み合わせ）で構成できるので、変調
器自体の構成が複雑になったり、或いはコストアップに
つながるようなことはない。従って、これら発振器５ａ
と波形合成回路８とを新たに設けても、上記高価な位相
回転回路１０１を構成から省くことができるので、変調
器の低コスト化を実現できる。

【００５４】なお、本実施の形態の変調器において、発
振器５及び５ａが、それぞれ特許請求の範囲に記載の第
１及び第２の高周波信号出力手段に対応し、周波数ｆ_C
及びｆ_b’が、それぞれ第１及び第２の周波数に対応す
る。そして、波形合成回路８が、特許請求の範囲に記載
の搬送波信号生成手段に対応し、乗算器６、６ａが、変
調手段に対応する。

【００５５】次に、復調器側について説明する。上述し
たように、復調器側については、基準搬送波信号の位相
を回転させ、この位相回転された基準搬送波信号によっ
て受信信号を同期検波しようとするものであるが、これ
を実現するには、上記図１の変調器と殆ど逆の構成を復
調器に適用すればよく、即ち図２（ａ）のように構成す
る。

【００５６】同図に示すように、この復調器において
は、上述した図６に示す従来の復調器の基準搬送波信号
生成回路１２１に代えて、これとは別の基準搬送波信号
生成回路２１を設けている。そして、上記図６の構成か
らＡＰＣ回路１１２を省いて、検波判定回路１７、１７
ａ出力側と差動符号部１８の入力側とを直結する。な
お、これ以外については、上記図６に示す従来の復調器
と同様の構成とし、同等部分には同一符号を付して、そ
の詳細な説明を省略する。

【００５７】上記基準搬送波信号生成回路２１は、上述
した数８における下線α及びβ部分を実現するもので、
図１（ａ）の変調器側と同様に、２つの発振器１４、１
４ａと、波形合成回路２２とで構成されている。このう
ち、発振器１４は、周波数ｆ_Cの高周波信号を出力し、
もう一つの発振器１４ａは、周波数ｆ_b’の高周波信号
を出力する。なお、これら各発振器１４、１４ａは、ク
ロック同期回路１６によって、受信信号の中心周波数、
即ち上記変調器側の搬送波周波数ｆ_Cと同期が取られて
いる。そして、波形合成回路２２は、上記各発振器１
４、１４ａの出力する各高周波信号を、上述した数８の
式に基づいて処理して位相が１シンボル毎にπ／４ラジ
アンずつ回転された信号α及びβを生成し、これを位相
検波器１３及び１３ａにそれぞれ供給するもので、例え
ば図２（ｂ）に示すような構成とされている。

【００５８】即ち、波形合成回路２２は、信号αを生成
するために、まず、上記各発振器１４、１４ａの出力す
る各高周波信号を乗算器２２０で互いに乗算する。ま
た、これと同時に、上記各高周波信号の位相をそれぞれ
遅延器２２１、２２２によってπ／２ラジアンだけ遅ら
せた後、これら各遅延器２２１、２２２の出力を乗算器
２２３で互いに乗算する。そして、各乗算器２２０、２
２３の出力を加算器２２４で加算し、詳しくは乗算器２
２０の出力から乗算器２２３の出力を差し引くことによ
って、上記信号αを生成し、これを位相検波器１３に供
給する。

【００５９】また、もう一つの信号βを生成するため
に、まず、発振器１４からの周波数ｆ_Cの高周波信号
と、発振器１４ａからの周波数ｆ_b’の高周波信号の位
相を遅延器２２５でπ／２ラジアンだけ遅らせた信号と
を、乗算器２２６によって互いに乗算する。これと同時
に、上記周波数ｆ_Cの高周波信号の位相を遅延器２２７
でπ／２ラジアンだけ遅らせた信号と、上記周波数
ｆ_b’の高周波信号とを、乗算器２２８によって互いに
乗算する。そして、乗算器２２６、２２８の各出力を、
加算器２２９で加算することによって、上記信号βを生
成し、これを位相検波器１４ａに供給する。

【００６０】このように構成された復調器においては、
π／４シフトＱＰＳＫ方式に基づいて位相が回転してい
る受信信号を、これと等価な量だけ位相回転している上
記各信号α及びβによって同期検波することになるの
で、この同期検波の時点で、上記受信信号の位相回転分
が補償される。従って、従来必要としていたＡＰＣ回路
１１２が不要となる。なお、このＡＰＣ回路１１２が省
略される変わりに、新たに発振器１４ａと波形合成回路
２１とが必要になるが、これらはいずれもＡＰＣ回路１
１２に比べて簡単かつ安価なアナログ部品（波形合成回
路２２については、乗算器２２０、２２３、２２６、２
２８と、遅延器２２１、２２２、２２５、２２７、及び
加算器２２４、２２９の組み合わせ）で構成できるの
で、復調器自体の構成が複雑になったり、或いはコスト
アップにつながるようなことはない。従って、上記発振
器１４ａと波形合成回路２１とを新たに設けても、上記
高価なＡＰＣ回路１１２を省くことができるので、この
復調器の低コスト化を実現できる。

【００６１】また、上記のように同期検波時に受信信号
の位相回転分が補償されるので、この後、検波判定回路
１７、１７ａによって検波判定を行う際には、その判定
の対象となる信号（即ちフィルタ１５、及び１５ａを通
過した信号Ｉ'(t)及びＱ'(t)）は位相回転していない状
態にある。従って、位相が回転している状態にある信号
Ｉ(t) 及びＱ(t) を検波判定するという上記従来技術に
比べて、その判定処理を簡素化でき、これによって検波
精度が向上し、ひいては誤り率を改善できる。

【００６２】なお、本実施の形態の復調器において、発
振器１４、１４ａが、それぞれ特許請求の範囲に記載の
第１及び第２の高周波信号出力手段に対応し、波形合成
回路８が、基準搬送波信号生成手段に対応する。そし
て、位相検波器１３、１３ａが、特許請求の範囲に記載
の検波手段に対応する。

【００６３】以上のように、本実施の形態においては、
π／４シフトＱＰＳＫ方式について説明したが、これに
限らず、他の位相シフトＰＳＫ方式（一般にはπ／ｎシ
フトｎＰＳＫ方式）についても、本技術を適用できる。
なお、この場合、変調器側における搬送波信号の位相回
転量及び復調器側における基準搬送波信号の位相回転量
を、１シンボル毎にπ／ｎラジアンとすることについて
は、言うまでもない。

【００６４】また、変調器側においては、差動符号部３
を設け、復調器側においては、差動復号部１８を設けた
が、これらを設けない（即ち送受信する信号を１シンボ
ル間の位相差で表現せずに、絶対的な位相量で表現す
る）変復調（モデム）技術にも、本技術を適用できる。

【００６５】

【発明の効果】以上のように、請求項１に記載の発明の
変調器によれば、ベースバンド信号の１シンボル毎に位
相が所定の量だけ回転する搬送波信号を生成し、この搬
送波信号をベースバンド信号で位相変調することによっ
て、位相シフトＰＳＫ方式と同様の変調出力を生成する
ことができる。即ち、上述した図３に示す従来の変調器
において必要としていた高価な位相回転回路１０１を設
けなくても、上記位相シフトＰＳＫ方式の変調出力を生
成できるので、従来よりも変調器を安価で構成でき、ひ
いてはこの変調器を備えた機器（製品）自体のコストダ
ウンを実現できるという効果がある。

【００６６】請求項２に記載の発明の変調方法によれ
ば、上記請求項１に記載の発明と同様に、ベースバンド
信号の１シンボル毎に位相が所定の量だけ回転する搬送
波信号を生成し、この搬送波信号をベースバンド信号で
位相変調して、位相シフトＰＳＫ方式と同様の変調出力
を生成する。従って、この変調方法に基づいて変調出力
を生成するように構成された変調器は、上記請求項１に
記載の発明と同様の効果を奏する。

【００６７】請求項３に記載の発明の復調器によれば、
受信信号に含まれるベースバンド信号の１シンボル毎に
位相が所定の量だけ回転する基準搬送波信号を再生し、
この基準搬送波信号で受信信号を同期検波することによ
って、受信信号に対して、その位相を１シンボル毎に所
定の量だけ回転させるよう作用する。従って、上記位相
の回転量を、上記請求項１に記載の発明の変調器におけ
る変調出力の位相回転量、若しくは上記請求項２に記載
の発明の変調方法による変調出力の位相回転量と等価と
することによって、これらの変調出力の位相回転分を補
償することができる。即ち、上述した図６に示す従来の
復調器において必要としていた高価なＡＰＣ回路１１２
を設けなくても、位相シフトＰＳＫ方式に対応する復調
器を実現できるので、従来よりも復調器を安価に構成で
き、ひいてはこの復調器を備えた機器（製品）自体のコ
ストダウンを実現できるという効果がある。

【００６８】また、上記によれば、受信信号の位相回転
分は、同期検波時に補償されるので、この後、検波判定
を行う際には、その判定の対象となる信号の位相は回転
していない状態にある。従って、位相が回転している状
態にある信号Ｉ(t) 及びＱ(t) を検波判定するという上
記従来技術に比べて、その判定処理を簡素化できる。よ
って、検波精度が向上し、ひいては誤り率を改善できる
という効果がある。

【００６９】請求項４に記載の発明の復調方法によれ
ば、上記請求項３に記載の発明と同様に、受信信号に含
まれるベースバンド信号の１シンボル毎に位相が所定の
量だけ回転する基準搬送波信号を再生し、この基準搬送
波信号で受信信号を同期検波することによって、受信信
号に対して、その位相を１シンボル毎に所定の量だけ回
転させるよう作用する。従って、この復調方法に基づい
て受信信号を同期検波するように構成された復調器は、
上記請求項３に記載の発明と同様の効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る変調器の一実施の形態を示す図
で、（ａ）は概略構成を示すブロック図、（ｂ）は
（ａ）の一部詳細図である。

【図２】本発明に係る復調器の一実施の形態を示す図
で、（ａ）は概略構成を示すブロック図、（ｂ）は
（ａ）の一部詳細図である。

【図３】従来のπ/ ４シフトＱＰＳＫ方式の変調器の概
略構成を示すブロック図である。

【図４】ＱＰＳＫ方式における信号点の推移を示す図で
ある。

【図５】π/ ４シフトＱＰＳＫ方式における信号点の推
移を示す図である。

【図６】従来のπ/ ４シフトＱＰＳＫ方式の復調器の概
略構成を示すブロック図である。

【符号の説明】

５、５ａ、１４、１４ａ発振器８、２２波形合成回路６、６ａ乗算器１３、１３ａ同期検波器

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】第１の周波数の高周波信号を出力する第
１の高周波信号出力手段と、ベースバンド信号の周波数
に対応する第２の周波数の高周波信号を出力する第２の
高周波信号出力手段と、上記第１及び第２の高周波信号
出力手段の各出力信号に所定の処理を施して上記ベース
バンド信号の１シンボル毎に位相が所定の量だけ回転す
る搬送波信号を生成する搬送波信号生成手段と、上記搬
送波信号を上記ベースバンド信号で位相変調する変調手
段と、を具備する変調器。
【請求項２】第１の周波数の高周波信号と、ベースバ
ンド信号の周波数に対応する第２の周波数の高周波信号
とに所定の処理を施して、上記ベースバンド信号の１シ
ンボル毎に位相が所定の量だけ回転する搬送波信号を生
成し、この搬送波信号を上記ベースバンド信号で位相変
調することを特徴とする変調方法。
【請求項３】受信信号の中心周波数に同期した第１の
周波数の高周波信号を出力する第１の高周波信号出力手
段と、復調したい元の信号の周波数に対応する第２の周
波数の高周波信号を出力する第２の高周波信号出力手段
と、上記第１及び第２の高周波信号出力手段の各出力信
号に所定の処理を施して上記元の信号の１シンボル毎に
位相が所定の量だけ回転する基準搬送波信号を再生する
基準搬送波信号再生手段と、上記基準搬送波信号で上記
受信信号を同期検波する検波手段と、を具備する復調
器。
【請求項４】受信信号の中心周波数に同期した第１の
周波数の高周波信号と、上記受信信号に含まれる復調し
たい元の信号の周波数に対応する第２の周波数の高周波
信号とに所定の処理を施して、上記元の信号の１シンボ
ル毎に位相が所定の量だけ回転する基準搬送波信号を再
生し、この基準搬送波信号で上記受信信号を同期検波す
ることを特徴とする復調方法。