JP2650557B2

JP2650557B2 - 同期型スペクトル拡散変調波の復調装置

Info

Publication number: JP2650557B2
Application number: JP6966992A
Authority: JP
Inventors: 行信石垣
Original assignee: Victor Company of Japan Ltd
Current assignee: Victor Company of Japan Ltd
Priority date: 1992-02-19
Filing date: 1992-02-19
Publication date: 1997-09-03
Anticipated expiration: 2012-09-03
Also published as: JPH05235897A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は１次変調波のキャリヤと
拡散符号とが同期関係にある、同期型スペクトル拡散
（以下“ＳＳ”と略記する）変調波を復調する復調装置
の改良に係り、特に、同期保持機能を不要とした、同期
型ＳＳ変調波の復調装置に関する。なお、以下の説明に
おいては、本発明の復調装置を、通信機器の受信部に適
用するものとし、必要に応じて送信部（変調回路）の説
明も行なうことにする。

【０００２】

【技術的背景】最近ＳＳ通信において、ＳＳ技術による
多元接続法を用いた移動体通信が実用域に達して来てい
る。周知の如く電波資源は有限なので、周波数を有効に
利用する必要がある。その点、ＳＳ信号は広い周波数帯
域に拡散されて、変調波のパワースペクトル密度が微小
なので、他の通信電波等に与える影響は小さく、既存の
通信周波数帯での混用も可能であり、原理的に周波数利
用効率の向上に寄与できる。そこでＳＳによる無線通信
も身近になりつつあり、今後、車両等に搭載しての移動
体間通信応用など、その将来性や発展性が大きく期待さ
れている。

【０００３】

【従来の技術】ＳＳ通信において、受信における同期捕
捉と同期保持は基本的に必要なものであり、今までに種
々の同期捕捉方法や保持方法が提案され、且つ、実用化
されている。その中で、変調時に１次変調である角度変
調（周波数変調や位相変調）用キャリヤと、２次変調で
あるＳＳ変調に用いられる拡散符号用クロック信号とに
同期関係を持たせてＳＳ変調を行なう、所謂同期型ＳＳ
変調，復調方式も、受信，復調において回路構成を多少
なりとも簡素化できる方式として知られている。

【０００４】かかる従来技術について、図１乃至図５を
併せ参照して説明する。図１は本復調装置に対する送信
用信号を生成する送信部側（変調装置）の回路構成を、
図２は従来の同期型ＳＳ変調波の復調装置の回路構成
を、図３はＤＬＬ（遅延ロックループ）型同期保持回路
の主要部となる信号処理回路の具体的回路構成を、図４
はＤＬＬ型同期保持回路における同期保持特性を、図５
はスライディング相関型同期捕捉動作を示す相関特性
を、夫々示している。

【０００５】まず、送信部である同期型スペクトル拡散
変調装置について、図１を参照しながら説明する。オー
ディオ信号を含む情報S(t)は、入力端子In1 より角度変
調回路５２に供給されて角度変調が行われる。角度変調
用キャリヤは局部発振器（ＯＳＣ）４９より供給され、
局部発振出力に同期したキャリヤとして得られる。角度
変調出力F(t)は拡散変調用の乗算器６に供給され、ここ
で拡散符号発生器（ＰＮＧ）４８より出力されている拡
散符号Ｐ(t) との乗算による拡散変調が行われる。ＰＮ
Ｇ４８にはクロック信号として、ＯＳＣ４９より出力さ
れる局部発振出力を分周器２５で１／Ｎ₁に分周した分
周出力を、クロック信号C(t)として得ているため、角度
変調キャリヤと拡散符号とは同期関係が保たれる。従っ
て、乗算器６よりＢＰＦ１１を介して得られるＳＳ変調
出力はF(t)Ｐ(t) となり、出力端子Out1より出力され
る。

【０００６】このような同期型ＳＳ変調波は電波（無
線）やワイヤ（有線）等の伝送媒体を介して復調部へと
伝送されるが、ここで、復調動作（従来の復調装置）に
ついて、図２を参照し乍ら説明する。上記ＳＳ変調波は
受信機側のアンテナ（図示せず）で受信されて、入力端
子In2 よりＢＰＦ１２を介してＡＧＣ（自動利得制御回
路）２０に供給され、ここで必要に応じて増幅された
後、スライディング相関及び逆拡散復調兼用の乗算器３
と、ＤＬＬ型同期保持用信号処理回路（以下単に「ＤＬ
Ｌ用信号処理回路」等と記載する）３６に供給される。
乗算器３にはＰＮＧ（拡散符号発生器）４７にて生成さ
れる拡散符号も供給されており、この拡散符号用のクロ
ック信号は、同期捕捉されるまでには同期保持時に比較
してやゝ高めにＶＣＯ（電圧制御発振器）２１により設
定されている。従って、スライディング相関と逆拡散復
調は時系列的に行なわれる。

【０００７】ここで、同期捕捉（確立）に至る動作を説
明する。ＢＰＦ１２にて不要な周波数帯域成分を減衰乃
至除去された入力ＳＳ変調波（例えば、Ｐ（ｔ）＊ｄ
（ｔ）ｃｏｓωｔと表す）は、乗算器３において拡散符
号発生器４７からの拡散符号Ｐ（ｔ）との乗算による相
関が行われる。この拡散符号Ｐ（ｔ）は受信側のＰＮＧ
４７で生成される拡散符号Ｐ（ｔ）に比べ、実際には時
間τの遅延を有するＰ（ｔ−τ）であり、これをＰ
（ｔ）の文字Ｐの上にΛ（ハット）を付けて表記する
が、ここでは電子出願における使用可能文字の制約上か
ら、“ρ（ｔ）”で表わすことにする。これにより、乗
算器３からの乗算出力はＰ（ｔ）＊ρ（ｔ）＊ｄ（ｔ）
ｃｏｓωｔと表現される。

【０００８】かかる乗算出力は乗算器４，５に供給さ
れ、乗算器４ではＶＣＯ２２からの再生キャリヤｃｏｓ
（ωｔ−φ）との乗算による同期検波が行われる。従っ
て、乗算器４からは（１／２）Ｐ（ｔ）＊ρ（ｔ）＊ｄ
（ｔ）＊｛ｃｏｓφ＋ｃｏｓ（２ωｔ−φ）｝なる信号
が出力され、次段のＬＰＦ（低域濾波器）１７で（１／
２）＊Ｐ（ｔ）＊ρ（ｔ）＊ｄ（ｔ）ｃｏｓ（２ωｔ−
φ）成分が除去されて、（１／２）＊Ｐ（ｔ）＊ｐ
（ｔ）＊ｄ（ｔ）ｃｏｓφとなる。φの値が０に近い値
であれば、ＬＰＦ１７の出力は（１／２）＊Ｐ（ｔ）＊
ρ（ｔ）＊ｄ（ｔ）ｃｏｓφとなりほぼ１／２のレベル
となる。一方、乗算器５には、電圧制御発振器（ＶＣ
Ｏ）２２よりの再生キャリヤｃｏｓ（ωｔ−φ）をπ／
２位相シフト回路２３にて位相がπ／２シフトされたｓ
ｉｎ（ωｔ−φ）なるキャリヤが供給されている。

【０００９】従って、乗算器５の出力は（−1/2)Ｐ(t)*
ρ(t)*ｄ(t)*{sinφ+sin(2ωt-φ)}となり、ＬＰＦ１８
からは−Ｐ(t)*ρ(t)sinφが出力されるが、実際のレベ
ルは０に近くなっている。ＬＰＦ１７とＬＰＦ１８の出
力は共に乗算器６に供給され、ここで乗算が行なわれ
て、その出力はＰ²(t)*ρ²(t)*ｄ²(t)*(-1/2)sin2φ
なる誤差信号として得られる。かかる誤差信号は、更に
ループの応答時定数を決めるループフィルタ２４にて−
Ｋsin2φなる誤差信号に変換された後、ＶＣＯ２２に制
御用信号として供給される。このような一巡の位相同期
ループからなるキャリヤ再生回路５０は、入力キャリヤ
に同期してＰＳＫ復調を同時に行なうことができるもの
である。

【００１０】通信装置における受信部の電源オン後、最
初に働きだすのはこのキャリヤ再生回路５０であり、従
って、キャリヤ再生の後、ＬＰＦ１７より得られる相関
出力ｐ（ｔ）^＊ρ（ｔ）、即ち、図５のｔ０点を中心と
する３角出力特性に基づく出力は、スライディング相関
の同期捕捉用のスレシュホールドレベル検出回路（同期
検出回路）３４に供給され、ここで同期捕捉点ＳＬが検
出された後、更に出力（波形）整形回路３５に供給さ
れ、同期捕捉時より一定の直流出力を得ている。この直
流出力は加算回路４２に供給され、ここでＤＬＬ用信号
処理回路３６からの相関出力と加算された後、ＶＣＯ２
１に供給される。得られた加算出力によってＶＣＯ２１
が制御され、制御された電圧制御発振出力は、正規の同
期保持時の拡散符号を発生させるためのクロック信号と
なる。

【００１１】次に、同期保持動作について説明する。入
力ＳＳ変調波はＢＰＦ１２とＡＧＣ２０とを介してＤＬ
Ｌ用信号処理回路３６に供給されるが、ここで、ＤＬＬ
用信号処理回路３６の具体的回路例を図３に示して、機
能，動作を説明する。上記ＳＳ変調波は入力端子Ｉｎ３
より乗算器７，８に供給される。一方、入力端子Ｉｎ４
には、前記乗算器３に供給される正規の拡散符号Ｐ
（ｔ）よりも位相がΔｔ早いＰ（ｔ−Δｔ）なる拡散符
号（イ）が、入力端子Ｉｎ５にはΔｔ遅いＰ（ｔ＋Δ
ｔ）なる拡散符号（ロ）が、ＰＮＧ４７より夫々供給さ
れている。なお、ΔｔはＳＳ方式では拡散符号の１ビッ
ト分の時間，即ち１チップ時間なので、乗算器７の出力
は正規動作時の逆拡散出力であるＰＳＫ変調波であり、
これを伝送できる狭帯域特性のＢＰＦ１３を介して絶対
値回路（又はエンベロープ検出回路）３８に供給され
る。同様に、乗算器８の出力もＢＰＦ１４を介して絶対
値回路３９に供給されている。

【００１２】従って、絶対値回路３８からの出力は、近
似的にキャリヤ周波数の２倍の成分にＰ(t)*Ｐ(t−Δt)
が乗じられた信号となり、絶対値回路３９出力も同様に
キャリヤ周波数の２倍の成分にＰ(t)*Ｐ(t＋Δt)が乗じ
られた信号として得られる。夫々の出力信号は引算回路
４０に供給されて引算されるが、その特性は図４に示す
逆Ｓ字型の相関特性となる。なお、点(C) は同期保持点
である。このようにして得られた相関出力は、これを制
御信号に加工するためのループフィルタ２８を介して出
力端子Out3より出力され、図２の加算回路４２にて前記
波形整形回路３５の出力と加算された後ＶＣＯ２１に供
給され、同期の保持が行われる。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】かかる従来のＳＳ復調
装置は、同期保持用の回路やＡＧＣ２０等が必要であ
り、回路構成が複雑になってコストも上昇し、また、各
回路が必ずしも理論通りには機能しないために、装置を
安定に動作させるのが困難になる等の問題が生じてい
た。また、キャリヤ再生用のＶＣＯ２２とクロック発生
用ＶＣＯ２１の双方に発振器を必要とし、又、同期保持
回路も併用しなければならないので、回路規模が増大化
するという課題が生じていた。そこで、ＳＳ同期回路を
簡略化することや、ＡＧＣ回路２を不要とする復調装置
の実現が望まれていた。

【００１４】本発明の同期型スペクトル拡散変調波の復
調装置は、１次変調用の角度変調波のキャリヤと２次変
調用の拡散符号とが同期関係を保ちながら拡散変調され
て送出された、同期型スペクトル拡散変調信号を入力し
て復調する同期型スペクトル拡散変調波の復調装置にお
いて、逆拡散復調により得られる角度変調波の復調成分
を打ち消して無変調化した信号に基づいてキャリア信号
を発振する発振回路からなるキャリヤ生成手段と、該キ
ャリヤ信号を第１，第２の分周数で分周して第１，第２
のクロック信号を得るクロック信号発生手段と、該第１
のクロック信号を基に同期捕捉用の拡散符号を生成する
と共に，上記第２のクロック信号を基に同期確立時の拡
散符号を生成する復調用拡散符号の生成手段と、該生成
手段からの拡散符号により入力された同期型スペクトル
拡散変調信号の逆拡散を行なう逆拡散手段と、得られた
逆拡散出力より復調用角度変調波を抽出して角度復調を
行う角度復調手段と、該角度復調手段の出力より同期捕
捉点の検出を行なって上記クロック信号発生手段の出力
を選択切換えするための制御信号を生成する生成手段と
より成る、同期型スペクトル拡散変調波の復調装置を提
供する。また、前記キャリア生成手段は、前記角度変調
波の周波数偏移を下げる分周器と、分周された角度変調
波の位相同期を行うための位相比較器とを備え、前記分
周器からの分周角度変調波の位相比較を行って得た角度
変調波の復調成分を十分抑えることにより無変調化した
誤差信号に基づいて前記キャリア信号を発振することを
特徴とする上記の同期型スペクトル拡散変調波の復調装
置を提供する。更に、前記キャリア生成手段は、位相同
期ループ内のループフィルタ出力と、最終的な角度復調
出力をレベル調整して得られた復調出力とを引算する
か、若しくは、前記位相比較器出力と、角度復調出力を
レベル調整して得られた復調出力とを引算することによ
り復調成分を打ち消すことを特徴とする上記の同期型ス
ペクトル拡散変調波の復調装置を提供する。

【００１５】

【実施例】図６以降を参照し乍ら、本発明の同期型ＳＳ
変調波の復調装置の具体的実施例について説明する。図
６は本発明の第１実施例である、同期型ＳＳ変調波の復
調装置１のブロック構成図である。この図において、２
６〜２９は入力信号周波数を夫々１／Ｎ１，１／Ｎ２又
は１／Ｎ３に分周する分周器、４３は振幅制限増幅器
（ＬＩＭ）、５３は角度復調回路、Ｓｗはスイッチ回路
であり、その他、図２に示した従来装置と同一構成部分
には同一符号を付して、その詳細な説明を省略する。な
お、ループフィルタ２４，ＶＣＯ２２，分周器２９，及
び位相比較器６により、ＰＬＬ回路（位相同期ループ）
が形成されている。

【００１６】入力端子Ｉｎ２より同期型ＳＳ変調波Ｆ
（ｔ）Ｐ（ｔ）がＢＰＦ１２を介して逆拡散用乗算器３
に供給され、拡散符号発生器４７より出力される拡散符
号ρ（ｔ）との乗算が行われる。拡散符号ρ（ｔ）はＶ
ＣＯ２２のフリーラン出力を分周器２６で分周したもの
をクロック信号としてスイッチ回路Ｓｗを介して入力
し、これを基に拡散符号発生器４７にて生成している。
従って、乗算器３の出力はＦ（ｔ）Ｐ（ｔ）^＊ρ（ｔ）
となる。この乗算出力は同期捕捉前の拡散状態のもの
で、時間の経過と共に相関状態が得られて、後段の角度
復調回路５３の復調ノイズの低下に至る。

【００１７】この復調ノイズを、オーディオ周波数帯よ
り若干高目に通過帯域を設定されたＢＰＦ１６を介して
同期検出回路３４に供給され、更に整形回路３５にて波
形整形されて制御信号化し、得られた制御信号をスイッ
チ回路Ｓｗに供給することにより分周器２６に接続を切
換える。これにより、ＶＣＯ２２の出力はＮ１分の１に
分周されて、正規のクロック信号として拡散符号発生器
４７に供給される。従って、拡散符号発生器４７より出
力される拡散符号はＰ（ｔ）となり、乗算器３の出力は
Ｐ（ｔ）＊Ｐ（ｔ）Ｆ（ｔ）となる。

【００１８】ところで周知の如く、Ｐ²(t)=1 なので、
ＢＰＦ１５の出力はＳＳ復調されたF(t)として得られ、
振幅制限増幅器４３を介して角度復調回路５３と分周器
２８に供給される。分周器２８では角度変調波F(t)をＮ
₃分の１に分周し、角度変調波のデビエーション（偏
移）ΔｆをＮ₃分の１に下げて、位相比較器（乗算器）
６における位相比較レンジを超えないようにしている。
従って、位相比較器６ではＶＣＯ２２の出力を分周器２
９を介してＮ₃分の１に分周し、分周器２８の出力と位
相比較が行われ、ループフィルタ２４にて誤差電圧（制
御信号）化し、ＶＣＯ２２にフィードバックしている。

【００１９】位相比較器６の出力は角度変調波F(t)の復
調されたものとして得られるが、ループフィルタ２４の
時定数を大きく選ぶことにより、復調成分を大幅に低下
させることが可能となるので、ＶＣＯ２２の出力はほぼ
無変調化されたものとして得られる。この無変調化ＶＣ
Ｏ出力は入力角度変調波に同期しており、このＶＣＯ２
２の出力を変調装置側の分周器２５と同じ分周数に設定
してクロック信号としているから、変調時と等しい拡散
符号Ｐ(t) が得られる。一方、角度復調回路５３に供給
された角度変調波F(t)はここで角度復調されてｓ'(t)と
なり、ＬＰＦ１９を介して出力端子Out2より出力され
る。

【００２０】次に、本発明の同期型ＳＳ変調波の復調装
置の第２実施例について、図７と共に説明する。第２実
施例装置２の前記第１実施例装置１との主な相違点は、
両図から明らかなように、ループフィルタ２４の後に引
算回路４１を設け、出力端子Out2に供給される復調出力
ｓ'(t)を分岐し、レベル調整器３０にてレベルを適宜調
整したのち引算回路４１に供給し、位相比較器６で得ら
れた復調成分（復調情報や復調ノイズ）をここで打消し
ている。

【００２１】これにより、ループフィルタ２４の時定数
を小さくできるので、ＰＬＬ回路の動的応答特性を迅速
にすることができ、更に、ＳＳ同期の確立時間を短縮す
ることができる。しかも、ＶＣＯ２２に供給される誤差
電圧中には復調成分は皆無となるので、変調時のクロッ
ク信号と略等価なクロック信号として得られる。なお、
それ以外の動作は前記第１実施例装置１と同じであるの
で、同一構成部分に同一符号を付して、その詳細な説明
を省略する。

【００２２】この第２実施例装置２の構成において、ル
ープフィルタ２４と引算回路４１の配置を逆にし、且
つ、角度復調回路５３よりレベル調整器３０を介して引
算回路４１に供給するよう構成することもできる（これ
を第３実施例とする）。この場合は引算回路４１におい
て、前もって復調成分を打消してからループフィルタ２
４に供給されるので、図７の復調装置２に比較して、ル
ープフィルタ２４を含むＰＬＬ回路のループ応答周波数
（応答時定数）を、復調周波数帯域よりも十分低く設定
することが可能となる。これにより、Ｃ／Ｎ劣化時にＶ
ＣＯ２２の出力信号中に顕著となるジッタを、ループ応
答時定数の値だけ抑えることが可能となり、ＳＳ同期の
確立時間も前記復調装置１よりも短くできるので、ジッ
タの抑圧と同期確立時間の観点において、バランスのと
れた復調装置を提供できる。

【００２３】

【発明の効果】叙上の如く、本発明の同期型ＳＳ変調波
の復調装置によれば、各実施例の共通の特長として、復
調装置内のＰＬＬにおいて入力角度変調波に同期して無
変調化したＶＣＯ出力を得ているので、これを分周した
拡散符号発生用クロック信号を、変調時の局部発振出力
と等価な信号とすることが可能となり、入来した同期型
ＳＳ変調波の理想的な復調を達成でき、更に、従来装置
におけるＤＬＬ型同期保持回路や、入力ＳＳ変調波レベ
ルのバラツキを一定にするＡＧＣ回路２０が不要となる
ので、回路規模が大幅に簡素化される特長を有する。

【００２４】また、各実施例の特長としては、第１実施
例の復調装置は回路が最も簡潔であり、第２実施例装置
は同期確立時間を最も短くすることができる。更に、第
３実施例装置は、レベル調整器３０にて角度復調回路５
３の出力レベルを調整することにより、同期確立時間を
第２実施例装置２の値から第１実施例装置１の値まで任
意の値に設定することができ、これによりＶＣＯ２２出
力中のジッタを最小にすることが可能となるという優れ
た特長を有する。

【図面の簡単な説明】

【図１】送信用信号を生成する同期型ＳＳ変調装置のブ
ロック図。

【図２】従来の代表的同期型ＳＳ変調波の復調装置のブ
ロック構成図。

【図３】従来装置の主要部であるＤＬＬ型同期保持用信
号処理回路の具体的構成図。

【図４】ＤＬＬ型同期保持用信号処理回路における同期
保持特性を示す特性図。

【図５】スライディング相関型同期捕捉動作の説明用相
関特性図。

【図６】本発明の復調装置の第１実施例を示すブロック
構成図。

【図７】本発明の復調装置の第２実施例を示すブロック
構成図。

【符号の説明】

１，２復調装置３〜９乗算器１１〜１６ＢＰＦ（帯域濾波器）１７〜１９ＬＰＦ（低域濾波器）２１，２２ＶＣＯ（電圧制御発振器）２４ループフィルタ２５〜２９分周器３０レベル調整器３４同期検出回路３５整形回路４０，４１引算回路４３振幅制限増幅器４７，４８ＰＮＧ（拡散符号発生器）５０キャリヤ再生回路５２角度変調回路５３角度復調回路 Sw スイッチ回路

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】１次変調用の角度変調波のキャリヤと２次
変調用の拡散符号とが同期関係を保ちながら拡散変調さ
れて送出された、同期型スペクトル拡散変調信号を入力
して復調する同期型スペクトル拡散変調波の復調装置に
おいて、逆拡散復調により得られる角度変調波の復調成分を打ち
消して無変調化した信号に基づいてキャリア信号を発振
する発振回路からなるキャリヤ生成手段と、該キャリヤ信号を第１，第２の分周数で分周して第１，
第２のクロック信号を得るクロック信号発生手段と、該
第１のクロック信号を基に同期捕捉用の拡散符号を生成
すると共に，上記第２のクロック信号を基に同期確立時
の拡散符号を生成する復調用拡散符号の生成手段と、該生成手段からの拡散符号により入力された同期型スペ
クトル拡散変調信号の逆拡散を行なう逆拡散手段と、得
られた逆拡散出力より復調用角度変調波を抽出して角度
復調を行う角度復調手段と、該角度復調手段の出力より
同期捕捉点の検出を行なって上記クロック信号発生手段
の出力を選択切換えするための制御信号を生成する生成
手段とより成る、同期型スペクトル拡散変調波の復調装
置。
【請求項２】前記キャリア生成手段は、前記角度変調波
の周波数偏移を下げる分周器と、分周された角度変調波
の位相同期を行うための位相比較器とを備え、前記分周
器からの分周角度変調波の位相比較を行って得た角度変
調波の復調成分を十分抑えることにより無変調化した誤
差信号に基づいて前記キャリア信号を発振することを特
徴とする請求項１記載の同期型スペクトル拡散変調波の
復調装置。
【請求項３】前記キャリア生成手段は、位相同期ループ
内のループフィルタ出力と、最終的な角度復調出力をレ
ベル調整して得られた復調出力とを引算するか、若しく
は、前記位相比較器出力と、角度復調出力をレベル調整
して得られた復調出力とを引算することにより復調成分
を打ち消すことを特徴とする請求項１記載の同期型スペ
クトル拡散変調波の復調装置。