JP2650550B2 - 同期型スペクトル拡散変調波の復調装置 - Google Patents
同期型スペクトル拡散変調波の復調装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、キャリヤ変調された同
期型のスペクトル拡散（以下“ＳＳ”と略記する）変調
波を復調する復調装置に係り、特に、同期保持機能を不
要とした、同期型スペクトル拡散変調波の復調装置（以
下単に「復調装置」とも記述する）に関する。なお、以
下の説明においては、本発明の復調装置を、通信機器の
受信部に適用するものとし、必要に応じて送信部（変調
回路）の説明も行なうことにする。
期型のスペクトル拡散（以下“ＳＳ”と略記する）変調
波を復調する復調装置に係り、特に、同期保持機能を不
要とした、同期型スペクトル拡散変調波の復調装置（以
下単に「復調装置」とも記述する）に関する。なお、以
下の説明においては、本発明の復調装置を、通信機器の
受信部に適用するものとし、必要に応じて送信部（変調
回路）の説明も行なうことにする。
【０００２】
【技術的背景】近年になり、ＳＳ通信において、ＳＳ技
術による多元接続法を用いた移動体通信が実用域に達し
て来ている。その主な理由は、電波資源は有限なので周
波数を有効に利用する必要があり、これに対してＳＳ信
号は技術の進歩により周波数利用効率の向上に寄与でき
ることが立証されつつあること等による。特に、ＳＳ信
号は広い周波数帯域に拡散されて、変調波のパワースペ
クトル密度が非常に小さいので、他の従来の通信電波等
に与える影響は少なく、従って、既存の通信周波数帯で
の混用が可能になるため、その面でのメリットも大き
い。これらの理由により、ＳＳによる無線通信も身近な
ものに成りつつあり、今後の移動体間通信応用など、そ
の将来性や発展性も非常に高く期待されている。
術による多元接続法を用いた移動体通信が実用域に達し
て来ている。その主な理由は、電波資源は有限なので周
波数を有効に利用する必要があり、これに対してＳＳ信
号は技術の進歩により周波数利用効率の向上に寄与でき
ることが立証されつつあること等による。特に、ＳＳ信
号は広い周波数帯域に拡散されて、変調波のパワースペ
クトル密度が非常に小さいので、他の従来の通信電波等
に与える影響は少なく、従って、既存の通信周波数帯で
の混用が可能になるため、その面でのメリットも大き
い。これらの理由により、ＳＳによる無線通信も身近な
ものに成りつつあり、今後の移動体間通信応用など、そ
の将来性や発展性も非常に高く期待されている。
【０００３】
【従来の技術】ＳＳ通信において、受信における同期捕
捉と同期保持は基本的に必要なものであり、今までに種
々の同期捕捉，保持方法が提案され、また、実用化され
ている。その中で、変調時にキャリヤと拡散符号用クロ
ック信号とを同期関係にしてＳＳ変調を行う同期型ＳＳ
変調，復調方式も、受信復調において回路構成を多少簡
素化できる方式として知られている。かかる従来技術に
ついて、図１乃至図５を併せ参照して説明する。
捉と同期保持は基本的に必要なものであり、今までに種
々の同期捕捉，保持方法が提案され、また、実用化され
ている。その中で、変調時にキャリヤと拡散符号用クロ
ック信号とを同期関係にしてＳＳ変調を行う同期型ＳＳ
変調，復調方式も、受信復調において回路構成を多少簡
素化できる方式として知られている。かかる従来技術に
ついて、図１乃至図５を併せ参照して説明する。
【０００４】図１は通信機器の受信部等に設けられる復
調装置に入来する信号を生成（送信）するための送信部
の変調回路を、図２は同期捕捉回路と同期保持回路とを
兼ね備えた従来の復調装置を、図３はＤＬＬ（遅延ロッ
クループ）型同期保持回路の主要部となる信号処理部の
回路構成を、図４はＤＬＬにおける同期保持特性を、図
５はスライディング相関型同期捕捉動作を示す相関特性
を、夫々示している。
調装置に入来する信号を生成（送信）するための送信部
の変調回路を、図２は同期捕捉回路と同期保持回路とを
兼ね備えた従来の復調装置を、図３はＤＬＬ（遅延ロッ
クループ）型同期保持回路の主要部となる信号処理部の
回路構成を、図４はＤＬＬにおける同期保持特性を、図
５はスライディング相関型同期捕捉動作を示す相関特性
を、夫々示している。
【０００５】先ず、図１に示したＳＳ変調回路について
説明を行う。データ等の情報ｄ(t)が入力端子In1 よ
り、ＰＳＫ(Phase Shift Keying)変調を行うための乗算
器９に与えられている。一方、ＰＳＫ変調用のキャリヤ
cosωｔが発振器１９より乗算器９に供給され、ここで
情報ｄ(t) のＰＳＫ変調を行なって、ＰＳＫ変調波ｄ
(t）*cosωｔを得ている。更に、発振器出力を分周器２
５に供給してクロック信号を作り、これを基に拡散符号
発生器（ＰＮＧ）１８にて拡散符号ｐ(t) を生成してい
る。従って、出力される拡散符号ｐ(t) は、上記キャリ
ヤと同期関係が保たれる。このようにして得られた拡散
符号ｐ(t) は拡散変調用の乗算器１０に供給され、ここ
でスペクトル拡散（ＳＳ）変調が行なわれてＳＳ変調波
ｐ(t)*ｄ(t)cosωｔが生成され、ＢＰＦ（バンドパスフ
ィルタ）１１を介して出力端子Out1より出力され、図示
しないアンテナから発信される。
説明を行う。データ等の情報ｄ(t)が入力端子In1 よ
り、ＰＳＫ(Phase Shift Keying)変調を行うための乗算
器９に与えられている。一方、ＰＳＫ変調用のキャリヤ
cosωｔが発振器１９より乗算器９に供給され、ここで
情報ｄ(t) のＰＳＫ変調を行なって、ＰＳＫ変調波ｄ
(t）*cosωｔを得ている。更に、発振器出力を分周器２
５に供給してクロック信号を作り、これを基に拡散符号
発生器（ＰＮＧ）１８にて拡散符号ｐ(t) を生成してい
る。従って、出力される拡散符号ｐ(t) は、上記キャリ
ヤと同期関係が保たれる。このようにして得られた拡散
符号ｐ(t) は拡散変調用の乗算器１０に供給され、ここ
でスペクトル拡散（ＳＳ）変調が行なわれてＳＳ変調波
ｐ(t)*ｄ(t)cosωｔが生成され、ＢＰＦ（バンドパスフ
ィルタ）１１を介して出力端子Out1より出力され、図示
しないアンテナから発信される。
【０００６】次に復調動作について、図２を参照し乍ら
説明する。上記ＳＳ変調波は、図示しないアンテナで受
信されて、入力端子In2 よりＢＰＦ１２を介して、スラ
イディング相関及び逆拡散復調兼用の乗算器３と、ＤＬ
Ｌ型同期保持用信号処理回路（以下単に「ＤＬＬ用信号
処理回路」等と記載する）３６に供給される。乗算器３
には拡散符号発生器（ＰＮＧ）１７にて生成される拡散
符号も供給されており、この拡散符号用のクロック信号
は、同期捕捉されるまでには同期保持時に比較してやゝ
高めにＶＣＯ２１より設定されている。従って、スライ
ディング相関と逆拡散復調は時系列的に行なわれる。
説明する。上記ＳＳ変調波は、図示しないアンテナで受
信されて、入力端子In2 よりＢＰＦ１２を介して、スラ
イディング相関及び逆拡散復調兼用の乗算器３と、ＤＬ
Ｌ型同期保持用信号処理回路（以下単に「ＤＬＬ用信号
処理回路」等と記載する）３６に供給される。乗算器３
には拡散符号発生器（ＰＮＧ）１７にて生成される拡散
符号も供給されており、この拡散符号用のクロック信号
は、同期捕捉されるまでには同期保持時に比較してやゝ
高めにＶＣＯ２１より設定されている。従って、スライ
ディング相関と逆拡散復調は時系列的に行なわれる。
【０００７】先ず、同期捕捉（確立）に至る動作を説明
する。ＢＰＦ１２にて不要な周波数帯域成分を減衰乃至
除去された入力ＳＳ変調波ｐ（ｔ）＊ｄ（ｔ）ｃｏｓ
ωｔは、乗算器３において拡散符号発生器（以下、単に
「ＰＮＧ」ともいう）１７からの拡散符号ｐ（ｔ）との
乗算による相関が行われる。この拡散符号ｐ（ｔ）は受
信側のＰＮＧ１７で生成される拡散符号ｐ（ｔ）に比
べ、実際には時間τの遅延を有するｐ（ｔ＋τ）であ
り、これをｐ（ｔ）の文字ｐの上にΛ（ハット）を付け
て表記するが、ここでは使用可能文字の制約上から、便
宜上“ρ（ｔ）”で表わすことにする。従って、乗算器
３からの乗算出力はｐ（ｔ）＊ρ（ｔ）＊ｄ（ｔ）ｃｏ
ｓ ωｔとなる。
する。ＢＰＦ１２にて不要な周波数帯域成分を減衰乃至
除去された入力ＳＳ変調波ｐ（ｔ）＊ｄ（ｔ）ｃｏｓ
ωｔは、乗算器３において拡散符号発生器（以下、単に
「ＰＮＧ」ともいう）１７からの拡散符号ｐ（ｔ）との
乗算による相関が行われる。この拡散符号ｐ（ｔ）は受
信側のＰＮＧ１７で生成される拡散符号ｐ（ｔ）に比
べ、実際には時間τの遅延を有するｐ（ｔ＋τ）であ
り、これをｐ（ｔ）の文字ｐの上にΛ（ハット）を付け
て表記するが、ここでは使用可能文字の制約上から、便
宜上“ρ（ｔ）”で表わすことにする。従って、乗算器
３からの乗算出力はｐ（ｔ）＊ρ（ｔ）＊ｄ（ｔ）ｃｏ
ｓ ωｔとなる。
【０００８】かかる乗算出力は乗算器４及び５に供給さ
れ、乗算器４ではＶＣＯ２２からの再生キャリヤ cos
（ωt-φ）との乗算による同期検波が行われる。従っ
て、乗算器４からは（1/2)ｐ(t)*ρ(t)*ｄ(t)*{cosφ+c
os(2ωt-φ)}なる信号が出力され、次段のＬＰＦ（ロー
パスフィルタ）１５でｐ(t)*ρ(t)*ｄ(t)cos(2ωt-φ）
／２成分が除去されて、ｐ(t)*ρ(t)*ｄ(t)cosφとな
る。φの値が０に近い値であれば、ＬＰＦ１５出力ｐ
(t)*ρ(t)*ｄ(t)cosφはほぼ 1/2のレベルとなる。
れ、乗算器４ではＶＣＯ２２からの再生キャリヤ cos
（ωt-φ）との乗算による同期検波が行われる。従っ
て、乗算器４からは（1/2)ｐ(t)*ρ(t)*ｄ(t)*{cosφ+c
os(2ωt-φ)}なる信号が出力され、次段のＬＰＦ（ロー
パスフィルタ）１５でｐ(t)*ρ(t)*ｄ(t)cos(2ωt-φ）
／２成分が除去されて、ｐ(t)*ρ(t)*ｄ(t)cosφとな
る。φの値が０に近い値であれば、ＬＰＦ１５出力ｐ
(t)*ρ(t)*ｄ(t)cosφはほぼ 1/2のレベルとなる。
【０００９】一方、乗算器５には、電圧制御発振器（Ｖ
ＣＯ）２２よりπ/2位相シフト回路２３を介して得られ
るsin(ωt-φ）なるキャリヤが供給されている。従っ
て、乗算器５の出力は（−1/2)ｐ(t)*ρ(t)*ｄ(t)*{sin
φ+sin(2ωt-φ)}となり、ＬＰＦ１６からは−ｐ(t)*ρ
(t)sinφが出力されるが、実際のレベルは０に近くなっ
ている。ＬＰＦ１５とＬＰＦ１６の出力は、共に乗算器
６に供給され、ここで乗算が行なわれて、その乗算出力
はｐ2 (t)*ρ2 (t)*ｄ2 (t)(-1/2)sin２φなる誤差信号
として得られる。このようにして得られた誤差信号は、
更にループの応答時定数を決めるループフィルタ２４に
て−Ｋsin2φなる誤差信号に変換された後、電圧制御発
振器２２に供給されてＶＣＯ２２の制御用信号となる。
このような一巡の位相同期ループからなるキャリヤ再生
回路５０では、入力キャリヤに同期してＰＳＫ復調を同
時に行うことができるわけである。
ＣＯ）２２よりπ/2位相シフト回路２３を介して得られ
るsin(ωt-φ）なるキャリヤが供給されている。従っ
て、乗算器５の出力は（−1/2)ｐ(t)*ρ(t)*ｄ(t)*{sin
φ+sin(2ωt-φ)}となり、ＬＰＦ１６からは−ｐ(t)*ρ
(t)sinφが出力されるが、実際のレベルは０に近くなっ
ている。ＬＰＦ１５とＬＰＦ１６の出力は、共に乗算器
６に供給され、ここで乗算が行なわれて、その乗算出力
はｐ2 (t)*ρ2 (t)*ｄ2 (t)(-1/2)sin２φなる誤差信号
として得られる。このようにして得られた誤差信号は、
更にループの応答時定数を決めるループフィルタ２４に
て−Ｋsin2φなる誤差信号に変換された後、電圧制御発
振器２２に供給されてＶＣＯ２２の制御用信号となる。
このような一巡の位相同期ループからなるキャリヤ再生
回路５０では、入力キャリヤに同期してＰＳＫ復調を同
時に行うことができるわけである。
【００１０】通信装置における受信部の電源オン後、最
初に働きだすのはこのキャリヤ再生回路５０であり、従
って、キャリヤ再生の後、ＬＰＦ１５より得られる相関
出力ｐ(t)*ρ(t) 、即ち、図５のｔ0 点を中心とする３
角出力特性に基づく出力は、スライディング相関の同期
捕捉用のスレシュホールドレベル検出回路３４に供給さ
れ、ここで同期捕捉点SHL を検出された後、更に出力整
形回路３５に供給され、同期捕捉時より一定の直流出力
を得ている。この直流出力は加算回路４１に供給され、
ここでＤＬＬ用信号処理回路３６からの相関出力との加
算が行われ、その加算出力は電圧制御発振器２１に供給
される。得られた加算出力によって電圧制御発振器２１
は制御され、制御された電圧制御発振出力は、正規の同
期保持時の拡散符号を発生させるためのクロック信号と
なる。
初に働きだすのはこのキャリヤ再生回路５０であり、従
って、キャリヤ再生の後、ＬＰＦ１５より得られる相関
出力ｐ(t)*ρ(t) 、即ち、図５のｔ0 点を中心とする３
角出力特性に基づく出力は、スライディング相関の同期
捕捉用のスレシュホールドレベル検出回路３４に供給さ
れ、ここで同期捕捉点SHL を検出された後、更に出力整
形回路３５に供給され、同期捕捉時より一定の直流出力
を得ている。この直流出力は加算回路４１に供給され、
ここでＤＬＬ用信号処理回路３６からの相関出力との加
算が行われ、その加算出力は電圧制御発振器２１に供給
される。得られた加算出力によって電圧制御発振器２１
は制御され、制御された電圧制御発振出力は、正規の同
期保持時の拡散符号を発生させるためのクロック信号と
なる。
【００１１】次に、同期保持動作について説明する。入
力ＳＳ変調波はＤＬＬ用信号処理回路３６に供給される
が、ここで、ＤＬＬ用信号処理回路３６の具体的回路例
を図３に示して、機能，動作を説明する。上記ＢＰＦ１
２からの入力ＳＳ変調波は、端子In3 より乗算器７と乗
算器８に同時に供給されている。一方、端子In4 には、
前記乗算器３に供給される正規の拡散符号ｐ(t) よりΔ
ｔ早いｐ(t−Δt)なる拡散符号（イ）がＰＮＧ１７より
供給され、端子In5 にはΔｔ遅いｐ(t＋Δt)なる拡散符
号（ロ）がＰＮＧ１７より供給されている。
力ＳＳ変調波はＤＬＬ用信号処理回路３６に供給される
が、ここで、ＤＬＬ用信号処理回路３６の具体的回路例
を図３に示して、機能，動作を説明する。上記ＢＰＦ１
２からの入力ＳＳ変調波は、端子In3 より乗算器７と乗
算器８に同時に供給されている。一方、端子In4 には、
前記乗算器３に供給される正規の拡散符号ｐ(t) よりΔ
ｔ早いｐ(t−Δt)なる拡散符号（イ）がＰＮＧ１７より
供給され、端子In5 にはΔｔ遅いｐ(t＋Δt)なる拡散符
号（ロ）がＰＮＧ１７より供給されている。
【００１２】なお、ΔｔはＳＳ方式では拡散符号の１ビ
ット分の時間、即ち１チップ時間である。従って、乗算
器７の出力は正規動作時の逆拡散出力であるＰＳＫ変調
波であり、これを伝送できる狭帯域特性のＢＰＦ１３を
介して絶対値回路（又はエンベロープ検出回路）３８に
供給される。同様に、乗算器８の出力もＢＰＦ１４を介
して絶対値回路３９に供給されている。従って、絶対値
回路３８の出力は近似的にキャリヤ周波数の２倍の成分
にｐ(t)*ｐ(t−Δt)が乗じられた信号として得られ、絶
対値回路３９も同様にキャリヤ周波数の２倍の成分にｐ
(t)*ｐ(t＋Δt)の乗じられた信号として得られる。
ット分の時間、即ち１チップ時間である。従って、乗算
器７の出力は正規動作時の逆拡散出力であるＰＳＫ変調
波であり、これを伝送できる狭帯域特性のＢＰＦ１３を
介して絶対値回路（又はエンベロープ検出回路）３８に
供給される。同様に、乗算器８の出力もＢＰＦ１４を介
して絶対値回路３９に供給されている。従って、絶対値
回路３８の出力は近似的にキャリヤ周波数の２倍の成分
にｐ(t)*ｐ(t−Δt)が乗じられた信号として得られ、絶
対値回路３９も同様にキャリヤ周波数の２倍の成分にｐ
(t)*ｐ(t＋Δt)の乗じられた信号として得られる。
【００１３】夫々の信号は引算回路４０に供給され、こ
こより引算出力が得られるが、その特性は図４に示す逆
Ｓ字特性の相関特性となる。なお (C)点は同期保持点で
ある。このようにして得られた相関出力は、ループの応
答時定数を定めるループフィルタ２８及び図２の加算回
路４１を介して電圧制御発振器２１に供給され、同期の
保持が行われる。
こより引算出力が得られるが、その特性は図４に示す逆
Ｓ字特性の相関特性となる。なお (C)点は同期保持点で
ある。このようにして得られた相関出力は、ループの応
答時定数を定めるループフィルタ２８及び図２の加算回
路４１を介して電圧制御発振器２１に供給され、同期の
保持が行われる。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】かかる従来の復調装置
では、キャリヤ再生用の電圧制御発振器２２とクロック
発生用電圧制御発振器２１の双方に発振器を必要とし、
又、同期保持回路も併用しなければならない等、回路の
複雑化や回路規模の増大化等で、回路動作を安定化させ
るのに困難を伴うなどの課題が生じていた。
では、キャリヤ再生用の電圧制御発振器２２とクロック
発生用電圧制御発振器２１の双方に発振器を必要とし、
又、同期保持回路も併用しなければならない等、回路の
複雑化や回路規模の増大化等で、回路動作を安定化させ
るのに困難を伴うなどの課題が生じていた。
【００１５】本発明の復調装置は、入力端子よりフィル
タを介して供給されるスペクトル拡散変調波を拡散符号
発生器（ＰＮＧともいう）１７を用いて逆拡散する第１
の乗算器３と、第１の乗算器３の逆拡散出力の再生キャ
リヤとこのキャリヤに対してπ／２シフトしたキャリヤ
とにより夫々キャリヤ再生同期検波を行う第２，第３の
乗算器４，５と、第２の乗算器４の同期検波出力よりキ
ャリヤ成分や不要なノイズ成分を除去する第１のローパ
スフィルタ１５と、第３の乗算器５の同期検波出力より
キャリア成分や不要なノイズ成分を除去する第２のロー
パスフィルタ１６と、これら両ローパスフィルタ１５，
１６の出力を入力して乗算を行う第４の乗算器６と、第
４の乗算器６の乗算出力のうち不要な周波数成分を制
限，除去してループの応答時定数を付与するループフィ
ルタ２４と、ループフィルタ２４の出力を基に入力キャ
リアと同一周波数のキャリヤ再生出力を得る電圧制御発
振器（ＶＣＯともいう）２２とを設けている。
タを介して供給されるスペクトル拡散変調波を拡散符号
発生器（ＰＮＧともいう）１７を用いて逆拡散する第１
の乗算器３と、第１の乗算器３の逆拡散出力の再生キャ
リヤとこのキャリヤに対してπ／２シフトしたキャリヤ
とにより夫々キャリヤ再生同期検波を行う第２，第３の
乗算器４，５と、第２の乗算器４の同期検波出力よりキ
ャリヤ成分や不要なノイズ成分を除去する第１のローパ
スフィルタ１５と、第３の乗算器５の同期検波出力より
キャリア成分や不要なノイズ成分を除去する第２のロー
パスフィルタ１６と、これら両ローパスフィルタ１５，
１６の出力を入力して乗算を行う第４の乗算器６と、第
４の乗算器６の乗算出力のうち不要な周波数成分を制
限，除去してループの応答時定数を付与するループフィ
ルタ２４と、ループフィルタ２４の出力を基に入力キャ
リアと同一周波数のキャリヤ再生出力を得る電圧制御発
振器（ＶＣＯともいう）２２とを設けている。
【００１６】更に、第１のローパスフィルタ１５により
得られた同期検波出力により同期捕捉点を検出する検出
回路３４と、該同期捕捉点の電圧を基に制御電圧を設定
する出力整形回路３５と、上記ＶＣＯ２２からの再生キ
ャリヤを基に同期保持用クロック信号を分周出力する第
１の分周手段２６と、上記ＶＣＯ２２からの再生キャリ
ヤを基に、上記同期保持用クロック信号に対して周波数
の異なるスライディング同期捕捉用クロック信号を分周
出力する第２の分周手段２７と、上記出力整形回路３５
から出力された制御電圧により上記同期保持用クロック
信号と上記スライディング同期補足用クロック信号のい
ずれか一方に選択的に切換えて上記ＰＮＧ１７へのクロ
ックパルスを供給する切換手段Ｓｗとを備えたことによ
り、上記課題を解決した。
得られた同期検波出力により同期捕捉点を検出する検出
回路３４と、該同期捕捉点の電圧を基に制御電圧を設定
する出力整形回路３５と、上記ＶＣＯ２２からの再生キ
ャリヤを基に同期保持用クロック信号を分周出力する第
１の分周手段２６と、上記ＶＣＯ２２からの再生キャリ
ヤを基に、上記同期保持用クロック信号に対して周波数
の異なるスライディング同期捕捉用クロック信号を分周
出力する第２の分周手段２７と、上記出力整形回路３５
から出力された制御電圧により上記同期保持用クロック
信号と上記スライディング同期補足用クロック信号のい
ずれか一方に選択的に切換えて上記ＰＮＧ１７へのクロ
ックパルスを供給する切換手段Ｓｗとを備えたことによ
り、上記課題を解決した。
【００１７】
【実施例】本発明の復調装置の一実施例の構成及び動作
について、図６に示した構成に基づいて説明する。この
図において、２６，２７は夫々1/Ｎ1 及び1/Ｎ2 なる分
周を行なう分周器、Swは切換えスイッチであり、図４に
示した従来装置と同一構成部分には同一符号を付してそ
の詳細な説明を省略する。
について、図６に示した構成に基づいて説明する。この
図において、２６，２７は夫々1/Ｎ1 及び1/Ｎ2 なる分
周を行なう分周器、Swは切換えスイッチであり、図４に
示した従来装置と同一構成部分には同一符号を付してそ
の詳細な説明を省略する。
【００１８】この図に示すように、ＳＳ信号は入力端子
Ｉｎ２よりＢＰＦ１２を介してｐ（ｔ）＊ｄ（ｔ）ｃｏ
ｓ ωｔとして逆拡散用乗算器３に供給される。ここ
で、復調装置１における同期が確立前であるとすると、
この場合、乗算器３に供給される拡散符号はρ（ｔ）と
なる。従って、乗算器３の出力はｐ（ｔ）＊ρ（ｔ）＊
ｄ（ｔ）ｃｏｓ ωｔとなって、同期検波用の乗算器４
及び５に供給される。
Ｉｎ２よりＢＰＦ１２を介してｐ（ｔ）＊ｄ（ｔ）ｃｏ
ｓ ωｔとして逆拡散用乗算器３に供給される。ここ
で、復調装置１における同期が確立前であるとすると、
この場合、乗算器３に供給される拡散符号はρ（ｔ）と
なる。従って、乗算器３の出力はｐ（ｔ）＊ρ（ｔ）＊
ｄ（ｔ）ｃｏｓ ωｔとなって、同期検波用の乗算器４
及び５に供給される。
【００１９】電圧制御発振器２２より出力される同期検
波用キャリヤは、入力キャリヤと同期しているとすれ
ば、乗算器４に供給されるキャリヤは cos（ωt-φ）と
なり、乗算器５に供給されるキャリヤはπ/2位相シフト
回路２３で位相をπ/2だけシフトして供給されているの
でsin(ωt-φ）となる。従って、乗算器４の出力はｐ
(t） *ρ(t)*ｄ(t)cosωt*cos(ωt-φ）となり、乗算器
５の出力はｐ(t)*ρ(t)*ｄ(t）*cosωt*sin(ωt-φ）と
なる。故にＬＰＦ１５の出力は（1/2)ｐ(t)*ρ(t)*ｄ
(t）*cosφとなり、ＬＰＦ１６の出力はｐ(t)*ρ(t)*ｄ
(t)sinφとなる。従って、乗算器６の出力はｐ2 (t)*ρ
2 (t)*ｄ2 (t)sin２φとなり、ループフィルタ２４を介
してＫsin2φなる誤差信号に変換されて電圧制御発振器
２２に供給され、発振周波数が制御される。
波用キャリヤは、入力キャリヤと同期しているとすれ
ば、乗算器４に供給されるキャリヤは cos（ωt-φ）と
なり、乗算器５に供給されるキャリヤはπ/2位相シフト
回路２３で位相をπ/2だけシフトして供給されているの
でsin(ωt-φ）となる。従って、乗算器４の出力はｐ
(t） *ρ(t)*ｄ(t)cosωt*cos(ωt-φ）となり、乗算器
５の出力はｐ(t)*ρ(t)*ｄ(t）*cosωt*sin(ωt-φ）と
なる。故にＬＰＦ１５の出力は（1/2)ｐ(t)*ρ(t)*ｄ
(t）*cosφとなり、ＬＰＦ１６の出力はｐ(t)*ρ(t)*ｄ
(t)sinφとなる。従って、乗算器６の出力はｐ2 (t)*ρ
2 (t)*ｄ2 (t)sin２φとなり、ループフィルタ２４を介
してＫsin2φなる誤差信号に変換されて電圧制御発振器
２２に供給され、発振周波数が制御される。
【００２０】電圧制御発振器２２より出力されるキャリ
ヤcos(ωt-φ）は、１／Ｎ1 なる分周器２６に供給され
ている。この分周器２６は、拡散符号の同期が確立され
ている場合のクロック信号に変換している。分周器２７
は１／Ｎ2 なる分周を行っており、分周器２６よりも分
周数を少なくしているので、分周器２７より出力される
クロック信号周波数はＳＳ同期時よりも高い周波数とな
っている。両分周器２６，２７の出力は切換えスイッチ
Swに供給されているが、ＳＳ同期確立前においては、分
周器２７の出力がクロック信号として選択され、拡散符
号発生器１７に供給されている。
ヤcos(ωt-φ）は、１／Ｎ1 なる分周器２６に供給され
ている。この分周器２６は、拡散符号の同期が確立され
ている場合のクロック信号に変換している。分周器２７
は１／Ｎ2 なる分周を行っており、分周器２６よりも分
周数を少なくしているので、分周器２７より出力される
クロック信号周波数はＳＳ同期時よりも高い周波数とな
っている。両分周器２６，２７の出力は切換えスイッチ
Swに供給されているが、ＳＳ同期確立前においては、分
周器２７の出力がクロック信号として選択され、拡散符
号発生器１７に供給されている。
【００２１】一方、ＬＰＦ１５よりｐ(t)*ρ(t)*ｄ(t)c
osφなる信号が出力されているが、この信号を同期捕捉
用スレシュホールドレベル検出回路３４に供給して同期
捕捉点SHL を検出し、更に出力整形回路３５に供給し
て、同期捕捉時より一定の直流出力を得ている。この直
流出力は切換えスイッチSwの切換え動作に用いられてお
り、直流出力が発生すると、拡散符号発生器１７に供給
されるクロック信号は分周器２６より出力される正規の
クロック信号として供給されることになる。これにより
拡散符号発生器１７より出力される拡散符号はｐ(t) と
なり、乗算器３において正規の逆拡散が行われる。
osφなる信号が出力されているが、この信号を同期捕捉
用スレシュホールドレベル検出回路３４に供給して同期
捕捉点SHL を検出し、更に出力整形回路３５に供給し
て、同期捕捉時より一定の直流出力を得ている。この直
流出力は切換えスイッチSwの切換え動作に用いられてお
り、直流出力が発生すると、拡散符号発生器１７に供給
されるクロック信号は分周器２６より出力される正規の
クロック信号として供給されることになる。これにより
拡散符号発生器１７より出力される拡散符号はｐ(t) と
なり、乗算器３において正規の逆拡散が行われる。
【００２２】出力整形回路３５の出力は、ＳＳ同期が確
立しているときに発生し、非同期時には発生しない。こ
のような機能により、ＳＳ変調波に何等かの強烈な妨害
が発生して、ＳＳ方式のプロセス利得を超えるような事
態が生じた場合には、ＳＳ同期は保持されなくなり、妨
害波のレベルがＳＳ同期レベルまで下がった際に、スラ
イディング相関動作に切り替えるよう動作する。
立しているときに発生し、非同期時には発生しない。こ
のような機能により、ＳＳ変調波に何等かの強烈な妨害
が発生して、ＳＳ方式のプロセス利得を超えるような事
態が生じた場合には、ＳＳ同期は保持されなくなり、妨
害波のレベルがＳＳ同期レベルまで下がった際に、スラ
イディング相関動作に切り替えるよう動作する。
【００２３】
【発明の効果】本発明の復調装置は以上のように構成し
たので、従来のＤＬＬ（遅延ロックループ）回路で代表
される同期保持回路が不要となり、従来のＤＬＬ回路内
に用いられている電圧制御発振器より輻射される干渉妨
害問題が原理的に無くなって動作の安定性に寄与し、全
体の回路構成も簡単化され、コスト的にも有利となると
いう優れた特長を有する。
たので、従来のＤＬＬ（遅延ロックループ）回路で代表
される同期保持回路が不要となり、従来のＤＬＬ回路内
に用いられている電圧制御発振器より輻射される干渉妨
害問題が原理的に無くなって動作の安定性に寄与し、全
体の回路構成も簡単化され、コスト的にも有利となると
いう優れた特長を有する。
【図１】復調装置用送信信号を生成する送信部の変調回
路。
路。
【図２】同期捕捉回路と同期保持回路とを兼備した従来
の復調装置のブロック構成図。
の復調装置のブロック構成図。
【図３】ＤＬＬ型同期保持回路の主要部である信号処理
部の回路構成図。
部の回路構成図。
【図４】ＤＬＬにおける同期保持特性を示す特性図。
【図５】スライディング相関型同期捕捉動作説明用の相
関特性図。
関特性図。
【図６】本発明の復調装置の一実施例を示すブロック構
成図。
成図。
１ 復調装置 ３〜１０ 乗算器 １１〜１４ ＢＰＦ １５，１６ ＬＰＦ １７，１８ ＰＮＧ ２１，２２ ＶＣＯ ２３ π/2位相シフト回路 ２４ ループフィルタ ２６，２７ 分周器 ３４ スレシュホールドレベル検出回路 ３５ 出力整形回路 ３８，３９ 絶対値回路 ４０ 引算回路 ４１ 加算回路 ５０ キャリヤ再生回路 Sw 切換えスイッチ
Claims (1)
- 【請求項１】ＰＳＫ変調用のキャリヤと拡散変調に用い
られる拡散符号用のクロック信号との同期が取れている
スペクトル拡散変調波を受信して復調する復調装置にお
いて、入力端子よりフィルタを介して供給されるスペク
トル拡散変調波を拡散符号発生器を用いて逆拡散する第
１の乗算器と、該第１の乗算器の逆拡散出力の再生キャ
リヤとこのキャリヤに対してπ／２シフトしたキャリヤ
とにより夫々キャリヤ再生同期検波を行う第２，第３の
乗算器と、上記第２の乗算器の同期検波出力よりキャリ
ヤ成分や不要なノイズ成分を除去する第１のローパスフ
ィルタと、上記第３の乗算器の同期検波出力よりキャリ
ア成分や不要なノイズ成分を除去する第２のローパスフ
ィルタと、これら両ローパスフィルタの出力を入力して
乗算を行う第４の乗算器と、上記第４の乗算器の乗算出
力のうち不要な周波数成分を制限，除去してループの応
答時定数を付与するループフィルタと、該ループフィル
タの出力を基に入力キャリアと同一周波数のキャリヤ再
生出力を得る電圧制御発振器と、上記第１のローパスフ
ィルタにより得られた同期検波出力により同期捕捉点を
検出する検出回路と、該同期捕捉点の電圧を基に制御電
圧を設定する出力整形回路と、上記電圧制御発振器から
の再生キャリヤを基に同期保持用クロック信号を分周出
力する第１の分周手段と、上記電圧制御発振器からの再
生キャリヤを基に、上記同期保持用クロック信号に対し
て周波数の異なるスライディング同期捕捉用クロック信
号を分周出力する第２の分周手段と、上記出力整形回路
から出力された制御電圧により上記同期保持用クロック
信号と上記スライディング同期捕足用クロック信号のい
ずれか一方に選択的に切換えて上記拡散符号発生器への
クロックパルスを供給する切換手段とを備えたことを特
徴とする同期型スペクトル拡散変調波の復調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3014792A JP2650550B2 (ja) | 1992-01-21 | 1992-01-21 | 同期型スペクトル拡散変調波の復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3014792A JP2650550B2 (ja) | 1992-01-21 | 1992-01-21 | 同期型スペクトル拡散変調波の復調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05199205A JPH05199205A (ja) | 1993-08-06 |
| JP2650550B2 true JP2650550B2 (ja) | 1997-09-03 |
Family
ID=12295655
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3014792A Expired - Lifetime JP2650550B2 (ja) | 1992-01-21 | 1992-01-21 | 同期型スペクトル拡散変調波の復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2650550B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5301206A (en) * | 1992-02-07 | 1994-04-05 | Victor Company Of Japan, Inc. | Spread spectrum communication system |
| JP4306515B2 (ja) | 2003-08-29 | 2009-08-05 | 株式会社デンソー | 同期検波方法及び装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07123232B2 (ja) * | 1986-08-06 | 1995-12-25 | 京セラ株式会社 | スペクトラム拡散通信用同期追跡装置 |
-
1992
- 1992-01-21 JP JP3014792A patent/JP2650550B2/ja not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| Ｒ．Ｃ．Ｄｉｘｏｎ著「最新スペクトラム拡散通信方式」（株）日本技術経済センターＰ．１６６〜１６９、Ｐ．２０９、Ｐ．２２７〜２２９ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05199205A (ja) | 1993-08-06 |
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