JP2591398B2

JP2591398B2 - スペクトル拡散無線通信装置

Info

Publication number: JP2591398B2
Application number: JP8463292A
Authority: JP
Inventors: 行信石垣
Original assignee: Victor Company of Japan Ltd
Current assignee: Victor Company of Japan Ltd
Priority date: 1992-03-06
Filing date: 1992-03-06
Publication date: 1997-03-19
Anticipated expiration: 2012-03-19
Also published as: JPH05252140A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はスペクトル拡散無線通信
装置に係り、特に、１次変調波キャリヤ周波数と拡散符
号とが同期関係にあるスペクトル拡散（以下“ＳＳ”と
略記することもある）変調波の受信（復調）部を改良し
たＳＳ無線通信装置に関する。

【０００２】

【技術的背景】最近ＳＳ通信において、ＳＳ技術による
多元接続法を用いた移動体通信が実用域に達して来てい
る。周知の如く、電波資源は有限なので、周波数を有効
に利用する必要がある。その点、ＳＳ信号は広い周波数
帯域に拡散されて、変調波のパワースペクトル密度が非
常に小さいので、他の通信電波等に与える影響は小さ
く、既存の通信周波数帯での混用が可能になるため、そ
の面での効用も大きく、原理的に周波数利用効率の向上
に寄与できるものである。かかる理由により、ＳＳによ
る無線通信も身近になりつつあり、今後、車両等に搭載
しての移動体間通信応用など、その将来性や発展性を大
きく嘱望されている。

【０００３】

【従来の技術】ＳＳ無線通信において、受信における同
期捕捉と同期保持は基本的に必要なものであり、今まで
に種々の同期捕捉方法や保持方法が提案され、且つ、実
用化されている。その中で、変調時に１次変調である角
度変調（周波数変調や位相変調）用キャリヤと、２次変
調であるＳＳ変調に用いられる拡散符号用クロック信号
とに同期関係を持たせてＳＳ変調を行なう所謂同期型Ｓ
Ｓ変調，復調方式も、受信，復調において回路構成を多
少なりとも簡素化できる方式として知られている。

【０００４】かかるＳＳ無線通信の従来技術について、
図３以降を併せ参照して説明する。図３及び図４は従来
のＳＳ無線通信装置の夫々送信部及び受信部のブロック
構成図、図５はＤＬＬ（遅延ロックループ）型同期保持
回路の主要部となる信号処理回路の具体的回路構成図、
図６はＤＬＬ型同期保持回路における同期保持特性図、
図７はスライディング相関型同期捕捉動作を示す相関特
性図である。

【０００５】まず、送信部（変調装置）について、図３
を参照して説明する。入力端子In1より音声や情報等の
信号S(t)が、発振器４９より１次変調用のキャリヤ cos
ωｔが、共に変調用の乗算器１に供給され、ここで情報
S(t)の１次変調が行なわれて、変調波 S(t)cosωｔが得
られる。更に、発振器出力を分周器２５に供給してここ
で１／Ｎ₁（Ｎ₁は任意の自然数）に分周することによ
りクロック信号を作り、これを基に拡散符号発生器（Ｐ
ＮＧ）４８にて拡散符号Ｐ(t) を生成している。従っ
て、出力される拡散符号Ｐ(t) は、上記キャリヤ cosω
ｔと同期関係が保たれる。かかる拡散符号Ｐ(t) は拡散
変調用の乗算器１０に供給され、ここでＳＳ変調が行な
われてＳＳ変調波Ｐ(t)*S(t)cos ωｔが生成され、ＢＰ
Ｆ（帯域濾波器）１１を介して出力端子Out1より出力さ
れる。

【０００６】このような同期型ＳＳ変調波は電波等の伝
送媒体を介して、他のＳＳ無線通信装置の復調部へと伝
送される。そこで、復調動作（従来の復調装置）につい
て、図４を参照し乍ら説明する。

【０００７】上記ＳＳ変調波は、他機のアンテナ（図示
せず）で受信されて、入力端子In2よりＢＰＦ１２を介
してＡＧＣ（自動利得制御回路）３０に供給され、ここ
で必要に応じて増幅又は減衰された後、スライディング
相関及び逆拡散復調兼用の乗算器３と、ＤＬＬ型同期保
持用信号処理回路（以下単に「ＤＬＬ用信号処理回路」
等と記載する）３６に供給される。乗算器３にはＰＮＧ
（拡散符号発生器）４７にて生成される拡散符号も供給
されており、この拡散符号用のクロック信号は、同期捕
捉されるまでには同期保持時に比較してやゝ高めにＶＣ
Ｏ（電圧制御発振器）２１により設定されている。従っ
て、スライディング相関と逆拡散復調は時系列的に行な
われる。

【０００８】ここで、同期捕捉（確立）に至る動作を説
明する。ＢＰＦ１２にて不要な周波数帯域成分を減衰〜
除去された入力ＳＳ変調波Ｐ(t)S(t)cosωｔは、乗算器
３において拡散符号発生器４７からの拡散符号Ｐ(t) と
の乗算による相関が行われる。この拡散符号Ｐ(t) は受
信側のＰＮＧ４８で生成される拡散符号Ｐ(t) に比べ、
実際には時間τの遅延を有するＰ(t−τ）であり、これ
をρ(t) で表わすことにすれば、乗算器３からの乗算出
力はＰ(t)*ρ(t)S(t)cosωｔと表現される。

【０００９】かかる乗算出力は乗算器４と５に供給さ
れ、乗算器４ではＶＣＯ２２からの再生キャリヤcos(ω
t-φ）との乗算による同期検波が行われる。従って、乗
算器４からは（1/2)Ｐ(t)*ρ(t)*S(t){cosφ+cos(2ωt-
φ)}なる信号が出力され、次段のＬＰＦ（低域濾波器）
４５でＰ(t)*ρ(t)S(t)cos(2ωt-φ）／２成分が除去さ
れて、Ｐ(t)*ρ(t)S(t)cosφとなる。φの値が０に近い
値であれば、ＬＰＦ４５出力Ｐ(t)*ρ(t)S(t)cosφは約
1/2のレベルとなる。一方乗算器５には、ＶＣＯ２２よ
りの再生キャリヤcos(ωt-φ）がπ/2位相シフト回路２
３にて位相をπ/2シフトされてsin(ωt-φ）となって供
給されている。

【００１０】従って、乗算器５の出力は（−1/2)Ｐ(t)*
ρ(t)*S(t){sinφ+sin(2ωt-φ)}となり、ＬＰＦ４６か
らは−Ｐ(t)*ρ(t)sinφが出力されるが、実際のレベル
は０に近くなっている。ＬＰＦ４５とＬＰＦ４６の出力
は共に乗算器６に供給され、ここで乗算が行なわれて、
その出力はＰ²(t)*ρ²(t)S²(t)*(-1/2)sin2φなる誤
差信号として得られる。かかる誤差信号は、更にループ
の応答時定数を決めるループフィルタ２４にて−Ｋsin2
φなる誤差信号に変換された後、ＶＣＯ２２に制御用信
号として供給される。このような一巡の位相同期ループ
からなるキャリヤ再生回路５０は、入力キャリヤに同期
してＰＳＫ復調を同時に行なうことができるものであ
る。

【００１１】通信装置における受信部の入電後、最初に
働きだすのはこのキャリヤ再生回路５０であり、従っ
て、キャリヤ再生の後、ＬＰＦ４５より得られる相関出
力Ｐ(t）ρ(t) 、即ち、図７のｔ₀点を中心とする３角
出力特性に基づく出力は、スライディング相関の同期捕
捉用の同期判定回路３４に供給され、ここで同期捕捉点
SHL を検出された後、更に波形整形回路３５に供給さ
れ、同期捕捉時より一定の直流出力を得ている。この直
流出力は加算回路４２に供給され、ここでＤＬＬ用信号
処理回路３６からの相関出力と加算された後、ＶＣＯ２
１に供給される。得られた加算出力によってＶＣＯ２１
は制御され、制御された電圧制御発振出力は、正規の同
期保持時の拡散符号を発生させるためのクロック信号と
なる。

【００１２】次に、同期保持動作について説明する。入
力ＳＳ変調波はＢＰＦ１２を介してＤＬＬ用信号処理回
路３６に供給されるが、ここで、ＤＬＬ用信号処理回路
３６の具体的回路例を図５に示して、機能，動作を説明
する。図５から明らかなように、入力端子In3 からのＳ
Ｓ変調波は、乗算器７及び８において、ＰＮＧ４７より
夫々供給される拡散符号（イ){正規の拡散符号Ｐ(t) よ
りも位相がΔｔ早いＰ(t−Δt)及び拡散符号（ロ){同じ
くΔｔ遅いＰ(t＋Δt)｝と、夫々乗算される。

【００１３】なお、ΔｔはＳＳ方式では拡散符号の１ビ
ット分の時間，即ち１チップ時間なので、乗算器７の出
力は正規動作時の逆拡散出力であるＰＳＫ変調波であ
り、これを伝送できる狭帯域特性のＢＰＦ１３を介して
絶対値回路（又はエンベロープ検出回路）３８に供給さ
れる。同様に、乗算器８の出力もＢＰＦ１４を介して絶
対値回路３９に供給されている。

【００１４】従って、絶対値回路３８からの出力は、近
似的にキャリヤ周波数の２倍の成分にＰ(t)*Ｐ(t−Δt)
が乗じられた信号となり、絶対値回路３９出力も同様に
キャリヤ周波数の２倍の成分にＰ(t)*Ｐ(t＋Δt)が乗じ
られた信号として得られる。夫々の出力信号は引算回路
４１に供給されて引算されるが、その特性は図６に示す
逆Ｓ字型の相関特性となる。なお、点(C) は同期保持点
である。このようにして得られた相関出力は、これを制
御信号に加工するためのループフィルタ２８を介して出
力端子Out3より出力され、図４の加算回路４２にて前記
波形整形回路３５の出力と加算された後ＶＣＯ２１に供
給され、同期の保持が行われる。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】１次変調波キャリヤ周
波数と拡散符号とが同期関係にあるＳＳ変調波を受信し
て復調するに際し、周波数を高周波から中間周波に変換
してから復調する方法は高い復調性能を引き出すことが
可能であることと、中間周波フィルタなどの回路部品も
一般のものが利用できるメリットがあるが、従来の周波
数変換法の利用においては、キャリヤ周波数とは同期関
係にない周波数変換のための局部発振出力が介在するた
め、同期した拡散符号を生成するのは容易ではない。即
ち、周波数変換前の高周波段でキャリヤに同期した拡散
符号用クロック信号を生成しなければならなく、信号対
雑音比（ＣＮ比）の優れたクロック信号は得られ難いと
いう問題点があった。

【００１６】

【課題を解決するための手段】本発明のスペクトル拡散
無線通信装置は、上記課題を解決するために、大別して
スペクトル拡散送信部とスペクトル拡散受信部とより成
り、スペクトル拡散送信部は、情報や音声等の信号を１
次変調として角度変調を行う角度変調手段と、得られた
角度変調波をＮ₁分の１（Ｎ₁は任意の自然数）に分周
してクロック信号を生成する第１の分周手段と、このク
ロック信号を基に拡散符号を発生する拡散符号発生手段
と、得られた拡散符号で上記角度変調波を拡散変調して
スペクトル拡散変調波を出力する拡散変調手段とを備え
て構成されている。

【００１７】また、スペクトル拡散受信部は、スペクト
ル拡散変調波を受信するに際し、復調用拡散符号と受信
用局部発振出力との乗算出力で逆拡散を行なって中間周
波に変換された角度変調波を得る手段と、得られた角度
変調波をＰＬＬ復調して復調情報を得るＰＬＬ復調手段
と、このＰＬＬ復調手段を構成する電圧制御発振器の出
力と上記局部発振出力とを乗算してビートアップを行な
うビートアップ手段と、このビートアップ出力をＮ₁分
の１の分周数とＮ₂分の１（Ｎ₂≠Ｎ₁）の分周数とで
分周して夫々出力する第２の分周手段と、上記ＰＬＬ復
調手段を構成する位相比較器の出力より同期捕捉用制御
信号を生成する生成手段と、上記第２の分周手段で得ら
れた分周出力を同期捕捉用制御信号により選択して上記
復調用拡散符号発生器にクロック信号として供給する手
段とを備えて構成されている。

【００１８】

【実施例】図１等を参照し乍ら、本発明のスペクトル拡
散無線通信装置の一実施例について説明する。図１は本
発明のＳＳ無線通信装置のブロック図であり、図１(A)
に送信部（変調装置）を、図１(B) に受信部（復調装
置）を夫々示す。１台の無線通信装置は、かかる送信部
と受信部の双方を備え、アンテナＡ_1,Ａ₂は共用されて
いるわけであるが、使用（通信）時には当然他の装置と
の間で、アンテナＡ_1,Ａ₂を介して送受信が行なわれる
ので、以下の説明では変調部と復調部とを個別に説明す
ることにする。なお、この図１において、図３，図４に
示した従来装置と同一構成部分には同一符号を付してい
る。

【００１９】図１(A) に示す送信部において、情報や音
声等の入力信号S(t)が入力端子In1より電圧制御発振器
（以下“ＶＣＯ”とも記す）２０に供給され、１次変調
として例えば角度変調が行われて１次変調波出力ｆ(t)
が得られる。得られた１次変調波は帯域フィルタ（ＢＰ
Ｆ）１１及び増幅器６２に供給される。増幅器６２の出
力は分周器２５に供給され、ここでＮ₁分の１に分周さ
れて拡散符号発生器４８にクロック信号C(t)として供給
される。このクロック信号を基にして得られた拡散符号
Ｐ(t) は低域フィルタ（ＬＰＦ）４４を介して拡散変調
用の乗算器１０に供給され、ＢＰＦ１１，増幅器６１を
介して伝送された１次変調波をここで拡散変調し、得ら
れたＳＳ変調波Ｐ(t)*ｆ(t) を送信アンテナＡ₁より電
波として出力する。

【００２０】次に、図１(B) に示した受信部の構成及び
動作を説明する。受信アンテナＡ₂より受信されたＳＳ
変調波は、ＢＰＦ１２及び高周波増幅器６３を介して逆
拡散用の乗算器３に供給される。乗算器３には復調用の
拡散符号発生器４７からの拡散符号ρ(t) と局部発振器
１８からの局部発振出力 cosωｔとが乗算器２で乗算さ
れた乗算出力ρ(t)cosωｔが供給されているので、逆拡
散出力はＰ(t)*ρ(t)*ｆ(t)cosωｔとなり、中間周波フ
ィルタ（ＢＰＦ）１５及び中間周波増幅器６４を介して
位相同期ループ（ＰＬＬ）を構成する位相比較器（乗算
器で構成）６に供給される。更に、位相比較器６の出力
はループフィルタ２４とＢＰＦ１７に供給される。

【００２１】ＢＰＦ１７は情報周波数帯よりもやや高め
の周波数帯のノイズ検出するもので、検出されたノイズ
はスペクトル拡散同期捕捉に利用される。即ち、同期捕
捉動作により同期捕捉状態ではノイズ量は増大し、同期
確立時又は同期確立ポイントではノイズは最少となるの
で、次段の制御信号生成回路２８でノイズの大小を２値
化して２値の制御信号を得てスイッチSwに供給してい
る。ＰＬＬを構成しているＶＣＯ２２の出力は乗算器９
に供給され、局部発振出力 cosωｔとの乗算によるビー
トアップ（高い周波数に変換）が行われ、その出力はＢ
ＰＦ１６，増幅器６５を介して分周器２６に供給され、
ここでＮ₁分の１の分周出力（イ）とＮ₂分の１の分周
出力（ロ）を同時に得ている。

【００２２】同期確立前はＮ₂分の１の分周出力がスイ
ッチSwを介して復調用拡散符号発生器４７にクロック信
号C'(t) として供給され、拡散符号ρ(t) を得ている。
拡散符号ρ(t) が生じている間は同期捕捉状態（同期が
流れている状態）を意味し、従って、位相比較器６の出
力には大きなノイズが出ているが、同期が流れている関
係から同期ポイントとなるノイズの減少する個所はバー
スト状になって得られ、入電後、最初の同期ポイントで
得られた制御信号によりスイッチSwは切り換えられ、Ｎ
₁分の１に分周された分周出力が同期確立のクロック信
号として復調用拡散符号発生器４７に供給され、拡散符
号Ｐ(t) が得られる。

【００２３】この拡散符号Ｐ(t) は乗算器２を介してＰ
(t)cosωｔとして逆拡散用乗算器３に供給され、上記Ｓ
Ｓ変調波Ｐ(t)*ｆ(t) との乗算による逆拡散が行われ、
中間周波に変換された逆拡散出力、即ち、中間周波に変
換された１次変調波ｆi(t)が得られ、中間周波フィルタ
１５，中間周波増幅器６４を介してＰＬＬ用位相比較器
６に供給される。ＰＬＬではループフィルタ２４やＶＣ
Ｏ２２とによりＰＬＬがロックすると共にＰＬＬ復調が
行われ、出力端子Out1に復調された情報や音声が出力さ
れる。

【００２４】ＶＣＯ２２の出力は１次変調波ｆi(t)にロ
ックされてはいるが、局部発振出力cosωｔが介在して
いるため受信波との同期関係は無く、従って、そのまま
分周してクロック信号に利用することはできない。これ
により、ＶＣＯ出力は局部発振出力 cosωｔと乗算によ
るビートアップが乗算器９において行われるので、ＢＰ
Ｆ１６の出力は１次変調波ｆ(t) として近似的に得られ
る。

【００２５】ここで、同期関係を得る仕組（原理）につ
いて、図２を参照して説明する。この図において図１に
示した本発明装置の各構成と同一部分には同一符号を付
している。入力信号（高周波）ｆｓ(t) が端子In2 より
乗算器２に供給され、ここで局部発振出力ｆo との乗算
が行なわれると、その乗算出力には両入力信号の和と差
の成分が生じる。そこで、差の周波数に同調（差信号を
伝送）するＢＰＦ１５を設けることにより、中間周波に
変換された信号ｆi(＝ｆｓ−ｆo)が得られる。この信号
ｆi を増幅器６４にて適宜増幅した後、位相同期ループ
を構成する位相比較器６に供給し、ループフィルタ２４
とＶＣＯ２２とによるＰＬＬ動作を行なっている。

【００２６】従って、ＶＣＯ２２の出力は、位相比較器
６の入力信号ｆi に同期した信号ｆi'となる。このＶＣ
Ｏ出力ｆi'は、ＰＬＬにおけるトラッキングフィルタの
効果により、位相比較器入力ｆi に含まれるノイズ成分
が抑圧されたものとなる。信号ｆi'はｆi に対してそれ
以外の基本的性質には何等の変化もなく、従って、乗算
器９において局部発振出力ｆo とのビートアップを行な
うことにより、ＢＰＦ１６からは、入力信号ｆｓに比べ
てノイズが少なく、レベル変動の無い、一定レベルのｆ
ｓに同期した高周波信号調ｆs'（＝ｆi'＋ｆo)が得られ
る。

【００２７】この乗算器９の出力は、図１(B) に示した
ＢＰＦ１６，増幅器６５を介して分周器２６にも供給さ
れ、図１(A) に示した送信部の分周器６の分周数と同じ
Ｎ₁分の１の分周をここで行ない、その出力をクロック
信号として復調用拡散符号発生器４７に供給されてい
る。これにより、入力ＳＳ変調波に同期したＳＳ復調が
達成され、ＳＳ無線通信装置として実用に供することが
できるわけである。

【００２８】

【発明の効果】叙上の如く、本発明のスペクトル拡散無
線通信装置によれば、１次変調波と拡散符号とが同期関
係にあるＳＳ変調波の受信，復調において、高周波より
中間周波に変換する動作と逆拡散動作を行うと共に、中
間周波に変換された１次変調波を安定にＰＬＬ復調する
ことができ、ＰＬＬはループ帯域により得られるノイズ
抑圧効果も有する。従って、ノイズの抑圧されたＶＣＯ
出力を局部発振出力によりビートアップして局部発振出
力成分をキャンセルすると共に、分周して得られる拡散
符号用クロック信号は、ノイズ，ジッタの少ない安定な
クロック信号となり、高性能な復調，受信を達成でき
る。また、中間周波増幅段では急峻な遮断特性を持つ従
来の高性能な中間周波フィルタなど既存の部品を利用す
ることもでき、低コスト化も達成できるという優れた特
長を有する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のスペクトル拡散無線通信装置の一実施
例を示すブロック構成図。

【図２】本発明装置における同期捕捉動作の原理説明用
ブロック図。

【図３】従来のＳＳ無線通信装置の変調部のブロック構
成図。

【図４】従来装置の復調部のブロック構成図。

【図５】従来装置の主要部であるＤＬＬ型同期保持用信
号処理回路の具体的構成図。

【図６】ＤＬＬ型同期保持用信号処理回路における同期
保持特性を示す特性図。

【図７】スライディング相関型同期捕捉動作の説明用相
関特性図。

【符号の説明】

１〜１０…乗算器、１１〜１７…ＢＰＦ（帯域濾波
器）、２０〜２２…ＶＣＯ（電圧制御発振器）、２４，
４０…ループフィルタ、２５，２６…分周器、２８…制
御信号生成回路、４４〜４６…ＬＰＦ（低域濾波器）、
４７，４８…ＰＮＧ（拡散符号発生器）、６１〜６５…
増幅器、Sw…切換えスイッチ。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】情報や音声等の信号を１次変調として角度
変調を行う角度変調手段と、得られた角度変調波をＮ₁
分の１（Ｎ₁は任意の自然数）に分周してクロック信号
を生成する第１の分周手段と、該クロック信号を基に拡
散符号を発生する拡散符号発生手段と、得られた拡散符
号で上記角度変調波を拡散変調してスペクトル拡散変調
波を出力する拡散変調手段とより成るスペクトル拡散送
信部と、上記スペクトル拡散変調波を受信するに際し、復調用拡
散符号と受信用局部発振出力との乗算出力で逆拡散を行
なって中間周波に変換された角度変調波を得る手段と、
得られた角度変調波をＰＬＬ復調して復調情報を得るＰ
ＬＬ復調手段と、該ＰＬＬ復調手段を構成する電圧制御
発振器の出力と上記局部発振出力とを乗算してビートア
ップを行なうビートアップ手段と、該ビートアップ出力
をＮ₁分の１の分周数とＮ₂分の１（Ｎ₂≠Ｎ₁）の分
周数とで分周して夫々出力する第２の分周手段と、上記
ＰＬＬ復調手段を構成する位相比較器の出力より同期捕
捉用制御信号を生成する生成手段と、上記第２の分周手
段で得られた分周出力を該同期捕捉用制御信号により選
択して上記復調用拡散符号発生器にクロック信号として
供給する手段とより成るスペクトル拡散受信部とを備え
て構成した、スペクトル拡散無線通信装置。