JP2650556B2 - 同期型スペクトル拡散変調復調装置 - Google Patents
同期型スペクトル拡散変調復調装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は同期型スペクトル拡散変
調復調装置に係り、特に、遅延ロックループ（ＤＬＬ）
等の同期保持機能やＡＧＣ回路等を不要とした、同期型
のスペクトル拡散（以下“ＳＳ”と略記することもあ
る）変調，復調装置に関する。
調復調装置に係り、特に、遅延ロックループ（ＤＬＬ）
等の同期保持機能やＡＧＣ回路等を不要とした、同期型
のスペクトル拡散（以下“ＳＳ”と略記することもあ
る）変調，復調装置に関する。
【０００２】
【技術的背景】最近ＳＳ通信において、ＳＳ技術による
多元接続法を用いた移動体通信が実用域に達して来てい
る。周知の如く、電波資源は有限なので周波数を有効に
利用する必要がある。その点、ＳＳ信号は原理的に周波
数利用効率の向上に寄与できるものである。その故は、
ＳＳ信号は広い周波数帯域に拡散されて、変調波のパワ
ースペクトル密度が非常に小さいので、他の従来の通信
電波等に与える影響は少なく、既存の通信周波数帯での
混用が可能になるため、その面での効用も大きい。以上
の理由により、ＳＳによる無線通信も身近になりつつあ
り、今後、車両等に搭載しての移動体間通信応用など、
その将来性や発展性を嘱望されている。
多元接続法を用いた移動体通信が実用域に達して来てい
る。周知の如く、電波資源は有限なので周波数を有効に
利用する必要がある。その点、ＳＳ信号は原理的に周波
数利用効率の向上に寄与できるものである。その故は、
ＳＳ信号は広い周波数帯域に拡散されて、変調波のパワ
ースペクトル密度が非常に小さいので、他の従来の通信
電波等に与える影響は少なく、既存の通信周波数帯での
混用が可能になるため、その面での効用も大きい。以上
の理由により、ＳＳによる無線通信も身近になりつつあ
り、今後、車両等に搭載しての移動体間通信応用など、
その将来性や発展性を嘱望されている。
【０００３】
【従来の技術】ＳＳ通信において、受信における同期捕
捉と同期保持は基本的に必要なものであり、今までに種
々の同期捕捉，保持方法が提案され、また、実用化され
ている。その中で、変調時に１次変調であるＰＳＫ(Pha
se Shift Keying)変調用キャリヤと、２次変調であるＳ
Ｓ変調に用いられる拡散符号用クロック信号とに同期関
係を持たせてＳＳ変調を行う、同期型ＳＳ変調，復調方
式も、受信復調において回路構成を多少簡素化できる方
式として知られている。
捉と同期保持は基本的に必要なものであり、今までに種
々の同期捕捉，保持方法が提案され、また、実用化され
ている。その中で、変調時に１次変調であるＰＳＫ(Pha
se Shift Keying)変調用キャリヤと、２次変調であるＳ
Ｓ変調に用いられる拡散符号用クロック信号とに同期関
係を持たせてＳＳ変調を行う、同期型ＳＳ変調，復調方
式も、受信復調において回路構成を多少簡素化できる方
式として知られている。
【０００４】かかるＳＳ変調，復調方式の従来技術につ
いて、図１乃至図５を併せ参照して説明する。図１は同
期型ＳＳ変調方式を実施し得る従来のＳＳ変調装置（送
信部）のブロック構成図、図２は従来の同期型ＳＳ復調
装置（受信部）のブロック構成図、図３はＤＬＬ（遅延
ロックループ）型同期保持回路の主要部となる信号処理
回路の具体的ブロック構成図、図４はＤＬＬ型同期保持
回路における同期保持特性図、図５はスライディング相
関型同期捕捉動作を示す相関特性図である。
いて、図１乃至図５を併せ参照して説明する。図１は同
期型ＳＳ変調方式を実施し得る従来のＳＳ変調装置（送
信部）のブロック構成図、図２は従来の同期型ＳＳ復調
装置（受信部）のブロック構成図、図３はＤＬＬ（遅延
ロックループ）型同期保持回路の主要部となる信号処理
回路の具体的ブロック構成図、図４はＤＬＬ型同期保持
回路における同期保持特性図、図５はスライディング相
関型同期捕捉動作を示す相関特性図である。
【０００５】先ず、図１に示したＳＳ変調装置について
説明を行う。入力端子Ｉｎｌからデータ等の情報信号ｄ
（ｔ）が、発振器４９からはＰＳＫ変調用のキャリヤｃ
ｏｓωｔが、夫々ＰＳＫ変調用の乗算器９に供給され、
ここで情報ｄ（ｔ）のＰＳＫ変調が行なわれて、ＰＳＫ
変調波ｄ（ｔ）ｃｏｓωｔが得られる。更に、発振器出
力を分周器２５に供給して１／Ｎ１に分周することによ
りクロック信号を作り、これを基に拡散符号発生器（Ｐ
ＮＧ）４８にて拡散符号ｐ（ｔ）を生成している。従っ
て、出力される拡散符号ｐ（ｔ）は、上記キャリヤｃｏ
ｓωｔと同期関係が保たれる。かかる拡散符号ｐ（ｔ）
は拡散変調用の乗算器１０に供給され、ここでＳＳ（ス
ペクトル拡散）変調が行なわれてＳＳ変調波Ｐ（ｔ）＊
ｄ（ｔ）ｃｏｓωｔが生成され、ＢＰＦ（帯域濾波器）
１１を介して出力端子Ｏｕｔｌより出力される。
説明を行う。入力端子Ｉｎｌからデータ等の情報信号ｄ
（ｔ）が、発振器４９からはＰＳＫ変調用のキャリヤｃ
ｏｓωｔが、夫々ＰＳＫ変調用の乗算器９に供給され、
ここで情報ｄ（ｔ）のＰＳＫ変調が行なわれて、ＰＳＫ
変調波ｄ（ｔ）ｃｏｓωｔが得られる。更に、発振器出
力を分周器２５に供給して１／Ｎ１に分周することによ
りクロック信号を作り、これを基に拡散符号発生器（Ｐ
ＮＧ）４８にて拡散符号ｐ（ｔ）を生成している。従っ
て、出力される拡散符号ｐ（ｔ）は、上記キャリヤｃｏ
ｓωｔと同期関係が保たれる。かかる拡散符号ｐ（ｔ）
は拡散変調用の乗算器１０に供給され、ここでＳＳ（ス
ペクトル拡散）変調が行なわれてＳＳ変調波Ｐ（ｔ）＊
ｄ（ｔ）ｃｏｓωｔが生成され、ＢＰＦ（帯域濾波器）
１１を介して出力端子Ｏｕｔｌより出力される。
【０００６】次にＳＳ復調装置の動作について、図２を
参照し乍ら説明する。アンテナ（図示せず）で受信され
たＳＳ変調波は、入力端子In2 を介してＢＰＦ１２に供
給され、ここで拡散変調信号のメインローブ以外の周波
数成分が除去されて、ＡＧＣ（自動利得制御）回路２に
出力される。受信されたＳＳ変調波のレベルが低すぎる
場合には、後述する同期捕捉動作に支障をきたしてしま
うので、このＡＧＣ回路２にて自動的に適宜増幅してか
ら、後段のスライディング相関及び逆拡散復調兼用の乗
算器３と、ＤＬＬ型同期保持用信号処理回路（以下単に
「ＤＬＬ用信号処理回路」等と記載する）３６に供給す
るわけである。
参照し乍ら説明する。アンテナ（図示せず）で受信され
たＳＳ変調波は、入力端子In2 を介してＢＰＦ１２に供
給され、ここで拡散変調信号のメインローブ以外の周波
数成分が除去されて、ＡＧＣ（自動利得制御）回路２に
出力される。受信されたＳＳ変調波のレベルが低すぎる
場合には、後述する同期捕捉動作に支障をきたしてしま
うので、このＡＧＣ回路２にて自動的に適宜増幅してか
ら、後段のスライディング相関及び逆拡散復調兼用の乗
算器３と、ＤＬＬ型同期保持用信号処理回路（以下単に
「ＤＬＬ用信号処理回路」等と記載する）３６に供給す
るわけである。
【０００７】乗算器３に供給されたＳＳ変調波は、ここ
でＰＮＧ（拡散符号発生器）４７にて生成された拡散符
号と乗算されることにより逆拡散されるが、この逆拡散
符号生成用のクロック信号は、同期捕捉されるまでは、
同期保持時に比較してやゝ高めにＶＣＯ（電圧制御発振
器）２１により設定されている。従って、スライディン
グ相関と逆拡散復調は時系列的に行なわれる。
でＰＮＧ（拡散符号発生器）４７にて生成された拡散符
号と乗算されることにより逆拡散されるが、この逆拡散
符号生成用のクロック信号は、同期捕捉されるまでは、
同期保持時に比較してやゝ高めにＶＣＯ（電圧制御発振
器）２１により設定されている。従って、スライディン
グ相関と逆拡散復調は時系列的に行なわれる。
【０００８】ここで、同期捕捉（確立）に至る動作を説
明する。ＢＰＦ１２にて不要な周波数帯域成分を減衰乃
至除去された入力ＳＳ変調波Ｐ(t)*ｄ(t)cosωｔは、乗
算器３において拡散符号発生器４７からの拡散符号Ｐ
(t) との乗算による相関が行われる。この拡散符号Ｐ
(t) はＳＳ変調装置（送信側）のＰＮＧ４８で生成され
る拡散符号Ｐ(t) に比べ、実際には時間τの遅延を有す
るＰ(t−τ）であり、これをＰ(t) の文字Ｐの上にΛ
（ハット）を付けて表記するが、ここでは電子出願にお
ける使用可能文字の制約上から、“ρ(t) ”で表わすこ
とにする。従って、乗算器３からの乗算出力はＰ(t)*ρ
(t)*ｄ(t)cosωｔとなる。
明する。ＢＰＦ１２にて不要な周波数帯域成分を減衰乃
至除去された入力ＳＳ変調波Ｐ(t)*ｄ(t)cosωｔは、乗
算器３において拡散符号発生器４７からの拡散符号Ｐ
(t) との乗算による相関が行われる。この拡散符号Ｐ
(t) はＳＳ変調装置（送信側）のＰＮＧ４８で生成され
る拡散符号Ｐ(t) に比べ、実際には時間τの遅延を有す
るＰ(t−τ）であり、これをＰ(t) の文字Ｐの上にΛ
（ハット）を付けて表記するが、ここでは電子出願にお
ける使用可能文字の制約上から、“ρ(t) ”で表わすこ
とにする。従って、乗算器３からの乗算出力はＰ(t)*ρ
(t)*ｄ(t)cosωｔとなる。
【０００９】かかる乗算出力は乗算器４，５に供給さ
れ、乗算器４ではＶＣＯ２２からの再生キャリヤｃｏｓ
（ωｔ−φ）との乗算による同期検波が行われる。この
際、ＶＣＯ２２からの復調用のキャリヤｃｏｓ（ωｔ−
φ）は、ＳＳ変調装置側のＰＳＫ変調用のキャリヤｃｏ
ｓωｔと同じ周波数である。従って、乗算器４からは
（１／２）ｐ（ｔ）＊ρ（ｔ）＊ｄ（ｔ）＊｛ｃｏｓφ
＋ｃｏｓ（２ωｔ−φ）｝なる信号が出力され、次段の
ＬＰＦ（低域濾波器）１７でｐ（ｔ）＊ρ（ｔ）＊ｄ
（ｔ）ｃｏｓ（２ωｔ−φ）／２成分が除去されて、Ｐ
（ｔ）＊ρ（ｔ）＊ｄ（ｔ）ｃｏｓφとなる。φの値が
０に近い値であれば、ＬＰＦ１７出力Ｐ（ｔ）＊ρ
（ｔ）＊ｄ（ｔ）ｃｏｓφはほぼ１／２のレベルとな
る。一方、乗算器５には、ＶＣＯ２２よりの再生キャリ
ヤｃｏｓ（ωｔ−φ）が、π／２位相シフト回路２３に
て位相をπ／２シフトされたｓｉｎ（ωｔ−φ）なるキ
ャリヤが供給されている。
れ、乗算器４ではＶＣＯ２２からの再生キャリヤｃｏｓ
（ωｔ−φ）との乗算による同期検波が行われる。この
際、ＶＣＯ２２からの復調用のキャリヤｃｏｓ（ωｔ−
φ）は、ＳＳ変調装置側のＰＳＫ変調用のキャリヤｃｏ
ｓωｔと同じ周波数である。従って、乗算器４からは
（１／２）ｐ（ｔ）＊ρ（ｔ）＊ｄ（ｔ）＊｛ｃｏｓφ
＋ｃｏｓ（２ωｔ−φ）｝なる信号が出力され、次段の
ＬＰＦ（低域濾波器）１７でｐ（ｔ）＊ρ（ｔ）＊ｄ
（ｔ）ｃｏｓ（２ωｔ−φ）／２成分が除去されて、Ｐ
（ｔ）＊ρ（ｔ）＊ｄ（ｔ）ｃｏｓφとなる。φの値が
０に近い値であれば、ＬＰＦ１７出力Ｐ（ｔ）＊ρ
（ｔ）＊ｄ（ｔ）ｃｏｓφはほぼ１／２のレベルとな
る。一方、乗算器５には、ＶＣＯ２２よりの再生キャリ
ヤｃｏｓ（ωｔ−φ）が、π／２位相シフト回路２３に
て位相をπ／２シフトされたｓｉｎ（ωｔ−φ）なるキ
ャリヤが供給されている。
【００１０】従って、乗算器５の出力は（−1/2)Ｐ(t)*
ρ(t)*ｄ(t)*{sinφ+sin(2ωt-φ)}となり、ＬＰＦ１６
からは−Ｐ(t)*ρ(t)sinφが出力されるが、実際のレベ
ルは０に近くなっている。ＬＰＦ１７とＬＰＦ１６の出
力は共に乗算器６に供給され、ここで両出力は乗算が行
なわれて、その出力はＰ2 (t）ρ2 (t)*ｄ2 (t)*(-1/2)
sin2φなる誤差信号として得られる。かかる誤差信号
は、更にループの応答時定数を決めるループフィルタ２
４にて−Ｋsin2φなる誤差信号に変換された後、ＶＣＯ
２２に制御用信号として供給される。このような一巡の
位相同期ループからなるキャリヤ再生回路５０は、入力
キャリヤに同期してＰＳＫ復調を同時に行なうことがで
きるものである。
ρ(t)*ｄ(t)*{sinφ+sin(2ωt-φ)}となり、ＬＰＦ１６
からは−Ｐ(t)*ρ(t)sinφが出力されるが、実際のレベ
ルは０に近くなっている。ＬＰＦ１７とＬＰＦ１６の出
力は共に乗算器６に供給され、ここで両出力は乗算が行
なわれて、その出力はＰ2 (t）ρ2 (t)*ｄ2 (t)*(-1/2)
sin2φなる誤差信号として得られる。かかる誤差信号
は、更にループの応答時定数を決めるループフィルタ２
４にて−Ｋsin2φなる誤差信号に変換された後、ＶＣＯ
２２に制御用信号として供給される。このような一巡の
位相同期ループからなるキャリヤ再生回路５０は、入力
キャリヤに同期してＰＳＫ復調を同時に行なうことがで
きるものである。
【００１１】ＳＳ復調装置（受信部）の電源オン後、最
初に働きだすのはこのキャリヤ再生回路５０であり、従
って、キャリヤ再生の後、ＬＰＦ１７より得られる相関
出力Ｐ（ｔ）＊ρ（ｔ）、即ち、図５のｔ０点を中心と
する３角出力特性に基づく出力は、スライディング相関
の同期捕捉用のスレシュホールドレベル検出回路（同期
検出回路）３４に供給され、ここで同期捕捉点ＳＨＬを
検出された後、更に出力（波形）整形回路３５に供給さ
れ、同期捕捉時より一定の直流出力を得ている。この直
流出力は加算回路４２に供給され、ここでＤＬＬ用信号
処理回路３６からの相関出力と加算された後、ＶＣＯ２
１に供給される。得られた加算出力によってＶＣＯ２１
は制御され、制御された電圧制御発振出力は、正規の同
期保持時の拡散符号を発生させるためのクロック信号と
なる。
初に働きだすのはこのキャリヤ再生回路５０であり、従
って、キャリヤ再生の後、ＬＰＦ１７より得られる相関
出力Ｐ（ｔ）＊ρ（ｔ）、即ち、図５のｔ０点を中心と
する３角出力特性に基づく出力は、スライディング相関
の同期捕捉用のスレシュホールドレベル検出回路（同期
検出回路）３４に供給され、ここで同期捕捉点ＳＨＬを
検出された後、更に出力（波形）整形回路３５に供給さ
れ、同期捕捉時より一定の直流出力を得ている。この直
流出力は加算回路４２に供給され、ここでＤＬＬ用信号
処理回路３６からの相関出力と加算された後、ＶＣＯ２
１に供給される。得られた加算出力によってＶＣＯ２１
は制御され、制御された電圧制御発振出力は、正規の同
期保持時の拡散符号を発生させるためのクロック信号と
なる。
【００１２】次に、同期保持動作について説明する。入
力ＳＳ変調波はＢＰＦ１２を介してＤＬＬ用信号処理回
路３６に供給されるが、ここで、ＤＬＬ用信号処理回路
３６の具体的回路例を図３に示して、機能，動作を説明
する。上記ＳＳ変調波は入力端子In3 より乗算器７，８
に供給される。一方、入力端子In4 には、前記乗算器３
に供給される正規の拡散符号Ｐ(t) よりも位相がΔｔ早
いＰ(t−Δt)なる拡散符号（イ）が、入力端子In5 には
Δｔ遅いＰ(t＋Δt)なる拡散符号（ロ）が、ＰＮＧ４７
より夫々供給されている。
力ＳＳ変調波はＢＰＦ１２を介してＤＬＬ用信号処理回
路３６に供給されるが、ここで、ＤＬＬ用信号処理回路
３６の具体的回路例を図３に示して、機能，動作を説明
する。上記ＳＳ変調波は入力端子In3 より乗算器７，８
に供給される。一方、入力端子In4 には、前記乗算器３
に供給される正規の拡散符号Ｐ(t) よりも位相がΔｔ早
いＰ(t−Δt)なる拡散符号（イ）が、入力端子In5 には
Δｔ遅いＰ(t＋Δt)なる拡散符号（ロ）が、ＰＮＧ４７
より夫々供給されている。
【００１３】なお、ΔｔはＳＳ方式では拡散符号の１ビ
ット分の時間，即ち１チップ時間なので、乗算器７の出
力は正規動作時の逆拡散出力であるＰＳＫ変調波であ
り、これを伝送できる狭帯域特性のＢＰＦ１３を介して
絶対値回路（又はエンベロープ検出回路）３８に供給さ
れる。同様に、乗算器８の出力もＢＰＦ１４を介して絶
対値回路３９に供給されている。従って、絶対値回路３
８の出力は、近似的にキャリヤ周波数の２倍の成分にＰ
(t)*Ｐ(t−Δt)が乗じられた信号となり、絶対値回路３
９出力も同様にキャリヤ周波数の２倍の成分にＰ(t)*Ｐ
(t＋Δt)が乗じられた信号として得られる。
ット分の時間，即ち１チップ時間なので、乗算器７の出
力は正規動作時の逆拡散出力であるＰＳＫ変調波であ
り、これを伝送できる狭帯域特性のＢＰＦ１３を介して
絶対値回路（又はエンベロープ検出回路）３８に供給さ
れる。同様に、乗算器８の出力もＢＰＦ１４を介して絶
対値回路３９に供給されている。従って、絶対値回路３
８の出力は、近似的にキャリヤ周波数の２倍の成分にＰ
(t)*Ｐ(t−Δt)が乗じられた信号となり、絶対値回路３
９出力も同様にキャリヤ周波数の２倍の成分にＰ(t)*Ｐ
(t＋Δt)が乗じられた信号として得られる。
【００１４】両出力信号は引算回路４０に供給されて引
算出力されるが、その特性は図４に模式的に示すような
逆Ｓ字型の相関特性となる。なお、図４中の (C)点は同
期保持点である。このようにして得られた相関出力は、
これを制御信号に加工するためのループフィルタ２８を
介して出力端子Out3より図２の加算回路４２に出力さ
れ、ここで前記波形整形回路３５の出力と加算された後
ＶＣＯ２１に供給され、同期の保持が行われるわけであ
る。
算出力されるが、その特性は図４に模式的に示すような
逆Ｓ字型の相関特性となる。なお、図４中の (C)点は同
期保持点である。このようにして得られた相関出力は、
これを制御信号に加工するためのループフィルタ２８を
介して出力端子Out3より図２の加算回路４２に出力さ
れ、ここで前記波形整形回路３５の出力と加算された後
ＶＣＯ２１に供給され、同期の保持が行われるわけであ
る。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】かかる従来のＳＳ通信
における受信，復調装置は、同期保持，ＡＧＣ回路等が
必要であり、回路が複雑でコストも上昇し、また、各々
の回路が必ずしも理論通りには機能しないために、エラ
ーが増えてしまう等の問題が生じていた。特に、ＳＳ同
期回路の簡略化やＡＧＣ回路２を不要とする受信，復調
装置の実現が望まれていた。また、キャリヤ再生用のＶ
ＣＯ２２とクロック発生用ＶＣＯ２１の双方に発振器を
必要とし、又、同期保持回路も併用しなければならない
等、装置の複雑化や回路規模の増大化などにより、装置
を安定に動作させるのが困難になるという課題が生じて
いた。
における受信，復調装置は、同期保持，ＡＧＣ回路等が
必要であり、回路が複雑でコストも上昇し、また、各々
の回路が必ずしも理論通りには機能しないために、エラ
ーが増えてしまう等の問題が生じていた。特に、ＳＳ同
期回路の簡略化やＡＧＣ回路２を不要とする受信，復調
装置の実現が望まれていた。また、キャリヤ再生用のＶ
ＣＯ２２とクロック発生用ＶＣＯ２１の双方に発振器を
必要とし、又、同期保持回路も併用しなければならない
等、装置の複雑化や回路規模の増大化などにより、装置
を安定に動作させるのが困難になるという課題が生じて
いた。
【００１６】
【課題を解決するための手段】本発明は上記課題に鑑み
てなされたものであり、変調装置側には、情報を変調用
キャリヤによって角度変調して角度変調波を出力する角
度変調器と、上記角度変調波を分周数１／Ｎ １ で分周し
てクロック信号を生成する分周器と、上記クロック信号
を基にして拡散符号を生成する第１の拡散符号発生器
と、上記角度変調波を上記拡散符号で拡散変調してスペ
クトル拡散変調波を出力する第１の乗算器とを備え、復
調装置側には、上記スペクトル拡散変調波を第２の拡散
符号発生器からの復調用拡散符号により逆拡散する第２
の乗算器と、上記第２の乗算器からの逆拡散出力と位相
比較器を介して位相比較しながら上記変調用キャリヤと
同じ周波数の復調用キャリヤを発生する電圧制御発振器
によって該逆拡散出力を角度復調して復調出力を得るル
ープフィルタと、上記位相比較器からの位相比較出力よ
り帯域濾波器を介してノイズの有無を検出して同期検出
信号を生成する同期検出回路と、上記電圧制御発振器か
らの上記復調用キャリヤを基にして上記変調装置側と同
じ分周数１／Ｎ １ で分周した第１のクロック出力及び該
分周数１／Ｎ １ と異なる分周数１／Ｎ ２ で分周した第２
のクロック出力を夫々分岐した状態で生成する第１，第
２の分周器と、上記同期検出回路からの上記同期検出信
号によりノイズ有りを検出した時には同期捕捉状態であ
るとして上記第２の分周器側に切り換えて該第２のクロ
ック出力を上記第２の拡散符号発生手段に供給する一
方、ノイズ無しを検出した時には同期保持状態であると
して上記第１の分周器側に切り換えて該第１のクロック
出力を上記第２の拡散符号発生手段に供給するスイッチ
回路とを備えたことを特徴とする同期型スペクトル拡散
変調復調装置を提供するものである。
てなされたものであり、変調装置側には、情報を変調用
キャリヤによって角度変調して角度変調波を出力する角
度変調器と、上記角度変調波を分周数１／Ｎ １ で分周し
てクロック信号を生成する分周器と、上記クロック信号
を基にして拡散符号を生成する第１の拡散符号発生器
と、上記角度変調波を上記拡散符号で拡散変調してスペ
クトル拡散変調波を出力する第１の乗算器とを備え、復
調装置側には、上記スペクトル拡散変調波を第２の拡散
符号発生器からの復調用拡散符号により逆拡散する第２
の乗算器と、上記第２の乗算器からの逆拡散出力と位相
比較器を介して位相比較しながら上記変調用キャリヤと
同じ周波数の復調用キャリヤを発生する電圧制御発振器
によって該逆拡散出力を角度復調して復調出力を得るル
ープフィルタと、上記位相比較器からの位相比較出力よ
り帯域濾波器を介してノイズの有無を検出して同期検出
信号を生成する同期検出回路と、上記電圧制御発振器か
らの上記復調用キャリヤを基にして上記変調装置側と同
じ分周数１／Ｎ １ で分周した第１のクロック出力及び該
分周数１／Ｎ １ と異なる分周数１／Ｎ ２ で分周した第２
のクロック出力を夫々分岐した状態で生成する第１，第
２の分周器と、上記同期検出回路からの上記同期検出信
号によりノイズ有りを検出した時には同期捕捉状態であ
るとして上記第２の分周器側に切り換えて該第２のクロ
ック出力を上記第２の拡散符号発生手段に供給する一
方、ノイズ無しを検出した時には同期保持状態であると
して上記第１の分周器側に切り換えて該第１のクロック
出力を上記第２の拡散符号発生手段に供給するスイッチ
回路とを備えたことを特徴とする同期型スペクトル拡散
変調復調装置を提供するものである。
【００１７】
【実施例】本発明の同期型スペクトル拡散変調復調装置
の一実施例について、図６を参照し乍ら説明する。図６
は本発明の同期型ＳＳ変調復調装置のブロック系統図で
あり、同図(A) が送信側（同期型ＳＳ復調装置）、同図
(B) が受信側（同期型ＳＳ変調装置）を夫々示し、この
図６において、図１及び図２に夫々示した従来のＳＳ変
調，復調装置と同一構成部分には同一符号を付して、そ
の詳細な説明を省略する。なお、図６に於いて、５２は
角度変調器、４３は振幅制限増幅器、２６，２７は入力
信号周波数を夫々１／Ｎ1 及び１／Ｎ2 に分周する分周
器である。
の一実施例について、図６を参照し乍ら説明する。図６
は本発明の同期型ＳＳ変調復調装置のブロック系統図で
あり、同図(A) が送信側（同期型ＳＳ復調装置）、同図
(B) が受信側（同期型ＳＳ変調装置）を夫々示し、この
図６において、図１及び図２に夫々示した従来のＳＳ変
調，復調装置と同一構成部分には同一符号を付して、そ
の詳細な説明を省略する。なお、図６に於いて、５２は
角度変調器、４３は振幅制限増幅器、２６，２７は入力
信号周波数を夫々１／Ｎ1 及び１／Ｎ2 に分周する分周
器である。
【００１８】本発明装置の動作について、図６（Ａ），
（Ｂ）と共に説明する。まず、送信側では入力端子Ｉｎ
ｌより情報Ｓ（ｔ）が角度変調器５２に供給され、この
角度変調器５２で情報Ｓ（ｔ）が変調用のキャリヤｃｏ
ｓωｔよって角度変調（周波数変調及び位相変調）され
ている。得られた角度変調波ｆｍ（ｔ）は拡散変調用の
乗算器１０に供給されると共に、分岐して分周器２５に
供給され、ここでＮ１分の１に分周された拡散符号発生
器用クロック信号Ｃ０（ｔ）を得、これを拡散符号発生
器４８に供給して拡散符号Ｐ（ｔ）を得ている。得られ
た拡散符号Ｐ（ｔ）は乗算器１０に供給されて、上記角
度変調波ｆｍ（ｔ）との乗算によりスペクトル変調波Ｐ
（ｔ）＊ｆｍ（ｔ）を得、ＢＰＦ１１を介してアンテナ
Ａ１より出力される。
（Ｂ）と共に説明する。まず、送信側では入力端子Ｉｎ
ｌより情報Ｓ（ｔ）が角度変調器５２に供給され、この
角度変調器５２で情報Ｓ（ｔ）が変調用のキャリヤｃｏ
ｓωｔよって角度変調（周波数変調及び位相変調）され
ている。得られた角度変調波ｆｍ（ｔ）は拡散変調用の
乗算器１０に供給されると共に、分岐して分周器２５に
供給され、ここでＮ１分の１に分周された拡散符号発生
器用クロック信号Ｃ０（ｔ）を得、これを拡散符号発生
器４８に供給して拡散符号Ｐ（ｔ）を得ている。得られ
た拡散符号Ｐ（ｔ）は乗算器１０に供給されて、上記角
度変調波ｆｍ（ｔ）との乗算によりスペクトル変調波Ｐ
（ｔ）＊ｆｍ（ｔ）を得、ＢＰＦ１１を介してアンテナ
Ａ１より出力される。
【００１９】次に、同期型ＳＳ復調装置（受信側）の動
作について図６(B) と共に説明する。送信されたスペク
トル変調波は受信アンテナＡ2 にて受信され、ＢＰＦ１
２によりメインローブ帯域外の不要な周波数成分を除去
してから逆拡散用の乗算器３に供給される。受信ＳＳ変
調波はノイズｎ(t) が混入したＰ(t)*ｆm(t)＋ｎ(t)と
なっている。乗算器３では、拡散符号発生器４７より出
力される拡散符号ρ(t) との乗算が行われ、乗算出力Ｐ
(t)*ρ(t)*ｆm(t)＋ｎ(t)*ρ(t) が得られる。
作について図６(B) と共に説明する。送信されたスペク
トル変調波は受信アンテナＡ2 にて受信され、ＢＰＦ１
２によりメインローブ帯域外の不要な周波数成分を除去
してから逆拡散用の乗算器３に供給される。受信ＳＳ変
調波はノイズｎ(t) が混入したＰ(t)*ｆm(t)＋ｎ(t)と
なっている。乗算器３では、拡散符号発生器４７より出
力される拡散符号ρ(t) との乗算が行われ、乗算出力Ｐ
(t)*ρ(t)*ｆm(t)＋ｎ(t)*ρ(t) が得られる。
【００２０】この乗算出力は角度変調波周波数帯域幅の
通過特性を有するＢＰＦ１５を介して、角度変調波成分
と他の拡散成分の一部が伝送され、振幅制限増幅器（Ｌ
ＩＭ）４３にて振幅を制限された後、位相同期ループ
（ＰＬＬ）用の位相比較器（乗算器）４に供給される。
位相比較器４では、電圧制御発振器（ＶＣＯ）２２より
のＶＣＯ出力ｆｍ´（ｔ）との位相比較が行われ、位相
比較信号Ｅ（ｔ）が出力される。位相比較信号Ｅ（ｔ）
は、ループフィルタ２４を介してＶＣＯ２２に供給され
ることによりＰＬＬとしての制御が行われ、角度変調波
にＶＣＯ出力が同期追従される。この際、ＶＣＯ（電圧
制御発振器）２２は、乗算器３側からの逆拡散出力と位
相比較器４を介して位相比較しながら前述したように変
調用のキャリヤと同じ周波数の復調用のキャリヤを発生
している。一方、ＶＣＯ出力は、分周器２７により変調
時と異なる分周数１／Ｎ ２ で分周されてスイッチ回路Ｓ
ｗを介して、クロック信号Ｃ１（ｔ）として拡散符号発
生器４７にも供給され、拡散符号ρ（ｔ）を発生させて
いる。位相比較器４よりの位相比較信号中、情報周波数
より少し高目のノイズ周波数成分はＢＰＦ１６を介して
同期検出回路３４に供給される。
通過特性を有するＢＰＦ１５を介して、角度変調波成分
と他の拡散成分の一部が伝送され、振幅制限増幅器（Ｌ
ＩＭ）４３にて振幅を制限された後、位相同期ループ
（ＰＬＬ）用の位相比較器（乗算器）４に供給される。
位相比較器４では、電圧制御発振器（ＶＣＯ）２２より
のＶＣＯ出力ｆｍ´（ｔ）との位相比較が行われ、位相
比較信号Ｅ（ｔ）が出力される。位相比較信号Ｅ（ｔ）
は、ループフィルタ２４を介してＶＣＯ２２に供給され
ることによりＰＬＬとしての制御が行われ、角度変調波
にＶＣＯ出力が同期追従される。この際、ＶＣＯ（電圧
制御発振器）２２は、乗算器３側からの逆拡散出力と位
相比較器４を介して位相比較しながら前述したように変
調用のキャリヤと同じ周波数の復調用のキャリヤを発生
している。一方、ＶＣＯ出力は、分周器２７により変調
時と異なる分周数１／Ｎ ２ で分周されてスイッチ回路Ｓ
ｗを介して、クロック信号Ｃ１（ｔ）として拡散符号発
生器４７にも供給され、拡散符号ρ（ｔ）を発生させて
いる。位相比較器４よりの位相比較信号中、情報周波数
より少し高目のノイズ周波数成分はＢＰＦ１６を介して
同期検出回路３４に供給される。
【００２１】ところで同期検出回路３４では、ノイズの
有無の識別をも行なっている。即ち、スライディング相
関による同期ポイントでは角度変調波（キャリヤ）は最
大で且つノイズは極小となるので、同期ポイントは検出
可能となる。同期検出信号出力において、ノイズが大の
時は同期が確立していない場合であり、同期捕捉状態で
ある。即ち、角度変調波は拡散状態であり、他のノイズ
も拡散ノイズとなり、Ｃ／Ｎとしては最小となってい
る。従って、角度復調における復調ノイズは最大とな
り、その場合は整形回路３５の出力に同期検出信号とな
る２値信号としてのハイレベル信号が得られる。そし
て、整形回路３５からのハイレベル信号によって、スイ
ッチ回路Ｓｗは分周器２７の方に切り換えられるので、
ノイズ有りを検出した時には同期捕捉状態であるとして
分周器２７からのクロック信号Ｃ １ （ｔ）を拡散符号発
生器４７に供給している。
有無の識別をも行なっている。即ち、スライディング相
関による同期ポイントでは角度変調波（キャリヤ）は最
大で且つノイズは極小となるので、同期ポイントは検出
可能となる。同期検出信号出力において、ノイズが大の
時は同期が確立していない場合であり、同期捕捉状態で
ある。即ち、角度変調波は拡散状態であり、他のノイズ
も拡散ノイズとなり、Ｃ／Ｎとしては最小となってい
る。従って、角度復調における復調ノイズは最大とな
り、その場合は整形回路３５の出力に同期検出信号とな
る２値信号としてのハイレベル信号が得られる。そし
て、整形回路３５からのハイレベル信号によって、スイ
ッチ回路Ｓｗは分周器２７の方に切り換えられるので、
ノイズ有りを検出した時には同期捕捉状態であるとして
分周器２７からのクロック信号Ｃ １ （ｔ）を拡散符号発
生器４７に供給している。
【００２２】同様に、ノイズが小の時は同期が確立して
いる場合であり、その場合の整形回路３５の２値信号は
ローレベル信号として得られる。従って、整形回路３５
の出力がローレベル信号になると、スイッチ回路Ｓｗは
分周器２６の方に切り換えられる。分周器２６の分周数
はＮ１であるから、変調時のクロック周波数と等しく、
時間（位相）的に一致したクロック信号Ｃ０（ｔ）を得
る。そして、ノイズ無しを検出した時には同期保持状態
であるとして分周器２６からのクロック信号Ｃ ０ （ｔ）
を拡散符号発生器４７に供給し、ここで拡散符号発生器
４７からの復調用拡散符号Ｐ（ｔ）を得て乗算器３で逆
拡散が行われる。
いる場合であり、その場合の整形回路３５の２値信号は
ローレベル信号として得られる。従って、整形回路３５
の出力がローレベル信号になると、スイッチ回路Ｓｗは
分周器２６の方に切り換えられる。分周器２６の分周数
はＮ１であるから、変調時のクロック周波数と等しく、
時間（位相）的に一致したクロック信号Ｃ０（ｔ）を得
る。そして、ノイズ無しを検出した時には同期保持状態
であるとして分周器２６からのクロック信号Ｃ ０ （ｔ）
を拡散符号発生器４７に供給し、ここで拡散符号発生器
４７からの復調用拡散符号Ｐ（ｔ）を得て乗算器３で逆
拡散が行われる。
【００２３】従って、逆拡散出力はＰ2 (t)*ｆm(t)＋Ｐ
(t)*ｎ(t) となり、Ｐ2 (t) は１（直流）であるから、
逆拡散出力はｆm(t)＋Ｐ(t)*ｎ(t) となり、ＢＰＦ１５
を介してｆm(t)＋ｎ'(t)が振幅制限増幅器４３に供給さ
れる。このようにＳＳ同期が確立されて正規のＳＳ復調
動作へと移り、位相比較器４，ループフィルタ２４，及
びＶＣＯ２２より成るＰＬＬ回路でのＰＬＬ角度復調が
行えることになり、復調帯域内の微少な拡散ノイズしか
含まれない復調情報出力Ｓ'(t)が、ＬＰＦ１９を介して
出力端子Out2より出力される。
(t)*ｎ(t) となり、Ｐ2 (t) は１（直流）であるから、
逆拡散出力はｆm(t)＋Ｐ(t)*ｎ(t) となり、ＢＰＦ１５
を介してｆm(t)＋ｎ'(t)が振幅制限増幅器４３に供給さ
れる。このようにＳＳ同期が確立されて正規のＳＳ復調
動作へと移り、位相比較器４，ループフィルタ２４，及
びＶＣＯ２２より成るＰＬＬ回路でのＰＬＬ角度復調が
行えることになり、復調帯域内の微少な拡散ノイズしか
含まれない復調情報出力Ｓ'(t)が、ＬＰＦ１９を介して
出力端子Out2より出力される。
【００２４】
【発明の効果】以上詳述したように、本発明に係わる同
期型スペクトル拡散変調復調装置によると、変調装置側
では、情報を角度変調した角度変調波の変調用キャリア
を分周して第１の拡散符号発生器へのクロックとしてい
るので、クロック用の発振器を必要とすることなく、変
調用キャリアと拡散符号とを同期させることができる。
期型スペクトル拡散変調復調装置によると、変調装置側
では、情報を角度変調した角度変調波の変調用キャリア
を分周して第１の拡散符号発生器へのクロックとしてい
るので、クロック用の発振器を必要とすることなく、変
調用キャリアと拡散符号とを同期させることができる。
【００２５】また、復調装置側では、同期捕捉時に逆拡
散後の復調出力からノイズの有無（大小）を検出して、
ノイズ有りを検出した時には同期捕捉であるとして第２
のクロックを第２の拡散符号発生器へのクロックとする
一方、同期ポイントが見つかりしだい第１のクロックを
第２の拡散符号発生器へのクロックとするように切り換
えているので、受信時に電界強度が弱くとも同期保持後
は第１のクロックを変調装置と同期するようにＰＬＬを
作動させることでき、これにより、同期保持（追跡）を
良好に保つことができる。
散後の復調出力からノイズの有無（大小）を検出して、
ノイズ有りを検出した時には同期捕捉であるとして第２
のクロックを第２の拡散符号発生器へのクロックとする
一方、同期ポイントが見つかりしだい第１のクロックを
第２の拡散符号発生器へのクロックとするように切り換
えているので、受信時に電界強度が弱くとも同期保持後
は第１のクロックを変調装置と同期するようにＰＬＬを
作動させることでき、これにより、同期保持（追跡）を
良好に保つことができる。
【図１】従来の同期型ＳＳ変調装置のブロック構成図。
【図２】従来の同期型ＳＳ復調装置のブロック構成図。
【図３】従来装置の主要部であるＤＬＬ型同期保持用信
号処理回路の具体的構成図。
号処理回路の具体的構成図。
【図４】ＤＬＬ型同期保持用信号処理回路における同期
保持特性を示す特性図。
保持特性を示す特性図。
【図５】スライディング相関型同期捕捉動作の説明用相
関特性図。
関特性図。
【図６】本発明の同期型スペクトル拡散変調復調装置の
一実施例を示すブロック図。
一実施例を示すブロック図。
１…同期型スペクトル拡散変調復調装置、３…乗算器、
４…位相比較器、１０…乗算器、１１〜１６…ＢＰＦ
（帯域濾波器）、１７〜１９…ＬＰＦ（低域濾波器）、
２１，２２…電圧制御発振器（ＶＣＯ）、２４…ループ
フィルタ、２５〜２７…分周器、３４…同期検出回路、
３５…整形回路、４３…振幅制限増幅器、４７，４８…
拡散符号発生器（ＰＮＧ）、５２…角度変調器、Ｓｗ…
スイッチ回路。
４…位相比較器、１０…乗算器、１１〜１６…ＢＰＦ
（帯域濾波器）、１７〜１９…ＬＰＦ（低域濾波器）、
２１，２２…電圧制御発振器（ＶＣＯ）、２４…ループ
フィルタ、２５〜２７…分周器、３４…同期検出回路、
３５…整形回路、４３…振幅制限増幅器、４７，４８…
拡散符号発生器（ＰＮＧ）、５２…角度変調器、Ｓｗ…
スイッチ回路。
Claims (1)
- 【請求項１】変調装置側には、情報を変調用キャリヤに
よって角度変調して角度変調波を出力する角度変調器
と、上記角度変調波を分周数１／Ｎ １ で分周してクロッ
ク信号を生成する分周器と、上記クロック信号を基にし
て拡散符号を生成する第１の拡散符号発生器と、上記角
度変調波を上記拡散符号で拡散変調してスペクトル拡散
変調波を出力する第１の乗算器とを備え、 復調装置側には、上記スペクトル拡散変調波を第２の拡
散符号発生器からの復調用拡散符号により逆拡散する第
２の乗算器と、上記第２の乗算器からの逆拡散出力と位
相比較器を介して位相比較しながら上記変調用キャリヤ
と同じ周波数の復調用キャリヤを発生する電圧制御発振
器によって該逆拡散出力を角度復調して復調出力を得る
ループフィルタと、上記位相比較器からの位相比較出力
より帯域濾波器を介してノイズの有無を検出して同期検
出信号を生成する同期検出回路と、上記電圧制御発振器
からの上記復調用キャリヤを基にして上記変調装置側と
同じ分周数１／Ｎ １ で分周した第１のクロック出力及び
該分周数１／Ｎ １ と異なる分周数１／Ｎ ２ で分周した第
２のクロック出力を夫々分岐した状態で生成する第１，
第２の分周器と、上記同期検出回路からの上記同期検出
信号によりノイズ有りを検出した時には同期捕捉状態で
あるとして上記第２の分周器側に切り換えて該第２のク
ロック出力を上記第２の拡散符号発生手段に供給する一
方、ノイズ無しを検出した時には同期保持状態であると
して上記第１の分周器側に切り換えて該第１のクロック
出力を上記第２の拡散符号発生手段に供給するスイッチ
回路とを備えたことを特徴とする同期型スペクトル拡散
変調復調装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5692392A JP2650556B2 (ja) | 1992-02-07 | 1992-02-07 | 同期型スペクトル拡散変調復調装置 |
| US08/013,728 US5301206A (en) | 1992-02-07 | 1993-02-04 | Spread spectrum communication system |
| EP93300861A EP0555089B1 (en) | 1992-02-07 | 1993-02-05 | Spread spectrum communication system |
| DE69326268T DE69326268T2 (de) | 1992-02-07 | 1993-02-05 | Kommunikationssystem mit gespreiztem Spektrum |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5692392A JP2650556B2 (ja) | 1992-02-07 | 1992-02-07 | 同期型スペクトル拡散変調復調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05227121A JPH05227121A (ja) | 1993-09-03 |
| JP2650556B2 true JP2650556B2 (ja) | 1997-09-03 |
Family
ID=13041018
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5692392A Expired - Lifetime JP2650556B2 (ja) | 1992-02-07 | 1992-02-07 | 同期型スペクトル拡散変調復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2650556B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08223082A (ja) * | 1995-02-10 | 1996-08-30 | Rohm Co Ltd | 情報通信装置 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07123232B2 (ja) * | 1986-08-06 | 1995-12-25 | 京セラ株式会社 | スペクトラム拡散通信用同期追跡装置 |
| JPH0272731A (ja) * | 1988-09-07 | 1990-03-13 | Nippon Soken Inc | スペクトル拡散通信機 |
-
1992
- 1992-02-07 JP JP5692392A patent/JP2650556B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05227121A (ja) | 1993-09-03 |
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