JP2650556B2 - 同期型スペクトル拡散変調復調装置 - Google Patents

同期型スペクトル拡散変調復調装置

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JP2650556B2
JP2650556B2 JP5692392A JP5692392A JP2650556B2 JP 2650556 B2 JP2650556 B2 JP 2650556B2 JP 5692392 A JP5692392 A JP 5692392A JP 5692392 A JP5692392 A JP 5692392A JP 2650556 B2 JP2650556 B2 JP 2650556B2
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Description

【発明の詳細な説明】
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は同期型スペクトル拡散変
調復調装置に係り、特に、遅延ロックループ(DLL)
等の同期保持機能やAGC回路等を不要とした、同期型
のスペクトル拡散(以下“SS”と略記することもあ
る)変調,復調装置に関する。
【0002】
【技術的背景】最近SS通信において、SS技術による
多元接続法を用いた移動体通信が実用域に達して来てい
る。周知の如く、電波資源は有限なので周波数を有効に
利用する必要がある。その点、SS信号は原理的に周波
数利用効率の向上に寄与できるものである。その故は、
SS信号は広い周波数帯域に拡散されて、変調波のパワ
ースペクトル密度が非常に小さいので、他の従来の通信
電波等に与える影響は少なく、既存の通信周波数帯での
混用が可能になるため、その面での効用も大きい。以上
の理由により、SSによる無線通信も身近になりつつあ
り、今後、車両等に搭載しての移動体間通信応用など、
その将来性や発展性を嘱望されている。
【0003】
【従来の技術】SS通信において、受信における同期捕
捉と同期保持は基本的に必要なものであり、今までに種
々の同期捕捉,保持方法が提案され、また、実用化され
ている。その中で、変調時に1次変調であるPSK(Pha
se Shift Keying)変調用キャリヤと、2次変調であるS
S変調に用いられる拡散符号用クロック信号とに同期関
係を持たせてSS変調を行う、同期型SS変調,復調方
式も、受信復調において回路構成を多少簡素化できる方
式として知られている。
【0004】かかるSS変調,復調方式の従来技術につ
いて、図1乃至図5を併せ参照して説明する。図1は同
期型SS変調方式を実施し得る従来のSS変調装置(送
信部)のブロック構成図、図2は従来の同期型SS復調
装置(受信部)のブロック構成図、図3はDLL(遅延
ロックループ)型同期保持回路の主要部となる信号処理
回路の具体的ブロック構成図、図4はDLL型同期保持
回路における同期保持特性図、図5はスライディング相
関型同期捕捉動作を示す相関特性図である。
【0005】先ず、図1に示したSS変調装置について
説明を行う。入力端子Inlからデータ等の情報信号d
(t)が、発振器9からはPSK変調用のキャリヤc
osωtが、夫々PSK変調用の乗算器9に供給され、
ここで情報d(t)のPSK変調が行なわれて、PSK
変調波d(t)cosωtが得られる。更に、発振器出
力を分周器25に供給して1/Nに分周することによ
りクロック信号を作り、これを基に拡散符号発生器(P
NG)48にて拡散符号p(t)を生成している。従っ
て、出力される拡散符号p(t)は、上記キャリヤco
sωtと同期関係が保たれる。かかる拡散符号p(t)
は拡散変調用の乗算器10に供給され、ここでSS(ス
ペクトル拡散)変調が行なわれてSS変調波P(t)*
d(t)cosωtが生成され、BPF(帯域濾波器)
11を介して出力端子Outlより出力される。
【0006】次にSS復調装置の動作について、図2を
参照し乍ら説明する。アンテナ(図示せず)で受信され
たSS変調波は、入力端子In2 を介してBPF12に供
給され、ここで拡散変調信号のメインローブ以外の周波
数成分が除去されて、AGC(自動利得制御)回路2に
出力される。受信されたSS変調波のレベルが低すぎる
場合には、後述する同期捕捉動作に支障をきたしてしま
うので、このAGC回路2にて自動的に適宜増幅してか
ら、後段のスライディング相関及び逆拡散復調兼用の乗
算器3と、DLL型同期保持用信号処理回路(以下単に
「DLL用信号処理回路」等と記載する)36に供給す
るわけである。
【0007】乗算器3に供給されたSS変調波は、ここ
でPNG(拡散符号発生器)47にて生成された拡散符
号と乗算されることにより逆拡散されるが、この逆拡散
符号生成用のクロック信号は、同期捕捉されるまでは、
同期保持時に比較してやゝ高めにVCO(電圧制御発振
器)21により設定されている。従って、スライディン
グ相関と逆拡散復調は時系列的に行なわれる。
【0008】ここで、同期捕捉(確立)に至る動作を説
明する。BPF12にて不要な周波数帯域成分を減衰乃
至除去された入力SS変調波P(t)*d(t)cosωtは、乗
算器3において拡散符号発生器47からの拡散符号P
(t) との乗算による相関が行われる。この拡散符号P
(t) はSS変調装置(送信側)のPNG48で生成され
る拡散符号P(t) に比べ、実際には時間τの遅延を有す
るP(t−τ)であり、これをP(t) の文字Pの上にΛ
(ハット)を付けて表記するが、ここでは電子出願にお
ける使用可能文字の制約上から、“ρ(t) ”で表わすこ
とにする。従って、乗算器3からの乗算出力はP(t)*ρ
(t)*d(t)cosωtとなる。
【0009】かかる乗算出力は乗算器4,5に供給さ
れ、乗算器4ではVCO22からの再生キャリヤcos
(ωt−φ)との乗算による同期検波が行われる。この
際、VCO22からの復調用のキャリヤcos(ωt−
φ)は、SS変調装置側のPSK変調用のキャリヤco
sωtと同じ周波数である。従って、乗算器4からは
(1/2)p(t)*ρ(t)*d(t)*{cosφ
+cos(2ωt−φ)}なる信号が出力され、次段の
LPF(低域濾波器)17でp(t)*ρ(t)*d
(t)cos(2ωt−φ)/2成分が除去されて、P
(t)*ρ(t)*d(t)cosφとなる。φの値が
0に近い値であれば、LPF17出力P(t)*ρ
(t)*d(t)cosφはほぼ1/2のレベルとな
る。一方、乗算器5には、VCO22よりの再生キャリ
ヤcos(ωt−φ)が、π/2位相シフト回路23に
て位相をπ/2シフトされたsin(ωt−φ)なるキ
ャリヤが供給されている。
【0010】従って、乗算器5の出力は(−1/2)P(t)*
ρ(t)*d(t)*{sinφ+sin(2ωt-φ)}となり、LPF16
からは−P(t)*ρ(t)sinφが出力されるが、実際のレベ
ルは0に近くなっている。LPF17とLPF16の出
力は共に乗算器6に供給され、ここで両出力は乗算が行
なわれて、その出力はP2 (t)ρ2 (t)*d2 (t)*(-1/2)
sin2φなる誤差信号として得られる。かかる誤差信号
は、更にループの応答時定数を決めるループフィルタ2
4にて−Ksin2φなる誤差信号に変換された後、VCO
22に制御用信号として供給される。このような一巡の
位相同期ループからなるキャリヤ再生回路50は、入力
キャリヤに同期してPSK復調を同時に行なうことがで
きるものである。
【0011】SS復調装置(受信部)の電源オン後、最
初に働きだすのはこのキャリヤ再生回路50であり、従
って、キャリヤ再生の後、LPF17より得られる相関
出力P(t)*ρ(t)、即ち、図5のt点を中心と
する3角出力特性に基づく出力は、スライディング相関
の同期捕捉用のスレシュホールドレベル検出回路(同期
検出回路)34に供給され、ここで同期捕捉点SHLを
検出された後、更に出力(波形)整形回路35に供給さ
れ、同期捕捉時より一定の直流出力を得ている。この直
流出力は加算回路42に供給され、ここでDLL用信号
処理回路36からの相関出力と加算された後、VCO2
1に供給される。得られた加算出力によってVCO21
は制御され、制御された電圧制御発振出力は、正規の同
期保持時の拡散符号を発生させるためのクロック信号と
なる。
【0012】次に、同期保持動作について説明する。入
力SS変調波はBPF12を介してDLL用信号処理回
路36に供給されるが、ここで、DLL用信号処理回路
36の具体的回路例を図3に示して、機能,動作を説明
する。上記SS変調波は入力端子In3 より乗算器7,8
に供給される。一方、入力端子In4 には、前記乗算器3
に供給される正規の拡散符号P(t) よりも位相がΔt早
いP(t−Δt)なる拡散符号(イ)が、入力端子In5 には
Δt遅いP(t+Δt)なる拡散符号(ロ)が、PNG47
より夫々供給されている。
【0013】なお、ΔtはSS方式では拡散符号の1ビ
ット分の時間,即ち1チップ時間なので、乗算器7の出
力は正規動作時の逆拡散出力であるPSK変調波であ
り、これを伝送できる狭帯域特性のBPF13を介して
絶対値回路(又はエンベロープ検出回路)38に供給さ
れる。同様に、乗算器8の出力もBPF14を介して絶
対値回路39に供給されている。従って、絶対値回路3
8の出力は、近似的にキャリヤ周波数の2倍の成分にP
(t)*P(t−Δt)が乗じられた信号となり、絶対値回路3
9出力も同様にキャリヤ周波数の2倍の成分にP(t)*P
(t+Δt)が乗じられた信号として得られる。
【0014】両出力信号は引算回路40に供給されて引
算出力されるが、その特性は図4に模式的に示すような
逆S字型の相関特性となる。なお、図4中の (C)点は同
期保持点である。このようにして得られた相関出力は、
これを制御信号に加工するためのループフィルタ28を
介して出力端子Out3より図2の加算回路42に出力さ
れ、ここで前記波形整形回路35の出力と加算された後
VCO21に供給され、同期の保持が行われるわけであ
る。
【0015】
【発明が解決しようとする課題】かかる従来のSS通信
における受信,復調装置は、同期保持,AGC回路等が
必要であり、回路が複雑でコストも上昇し、また、各々
の回路が必ずしも理論通りには機能しないために、エラ
ーが増えてしまう等の問題が生じていた。特に、SS同
期回路の簡略化やAGC回路2を不要とする受信,復調
装置の実現が望まれていた。また、キャリヤ再生用のV
CO22とクロック発生用VCO21の双方に発振器を
必要とし、又、同期保持回路も併用しなければならない
等、装置の複雑化や回路規模の増大化などにより、装置
を安定に動作させるのが困難になるという課題が生じて
いた。
【0016】
【課題を解決するための手段】本発明は上記課題に鑑み
てなされたものであり、変調装置側には、情報を変調用
キャリヤによって角度変調して角度変調波を出力する角
度変調と、上記角度変調波を周数1/N で分周し
てクロック信号を生成する分周と、上記クロック信号
を基にして拡散符号を生成する第1の拡散符号発生
と、上記角度変調波を上記拡散符号で拡散変調してスペ
クトル拡散変調波を出力する第1の乗算器とを備え、復
調装置側には、上記スペクトル拡散変調波を第2の拡散
符号発生器からの復調用拡散符号により逆拡散する第2
の乗算器と、上記第2の乗算器からの逆拡散出力と位相
比較器を介して位相比較しながら上記変調用キャリヤと
同じ周波数の復調用キャリヤを発生する電圧制御発振器
によって該逆拡散出力を角度復調して復調出力を得る
ープフィルタと、上記位相比較器からの位相比較出力よ
り帯域濾波器を介してノイズの有無を検出して同期検出
信号を生成する同期検出回路と、上記電圧制御発振器
らの上記復調用キャリヤを基にして上記変調装置側と同
分周数1/N で分周した第1のクロック出力及び該
分周数1/N と異なる分周数1/N で分周した第2
のクロック出力を夫々分岐した状態で生成する第1,第
2の分周器と、上記同期検出回路からの上記同期検出信
号によりノイズ有りを検出した時には同期捕捉状態であ
るとして上記第2の分周器側に切り換えて該第2のクロ
ック出力を上記第2の拡散符号発生手段に供給する一
方、ノイズ無しを検出した時には同期保持状態であると
して上記第1の分周器側に切り換えて該第1のクロック
出力を上記第2の拡散符号発生手段に供給するスイッチ
回路とを備えたことを特徴とする同期型スペクトル拡散
変調復調装置を提供するものである。
【0017】
【実施例】本発明の同期型スペクトル拡散変調復調装置
の一実施例について、図6を参照し乍ら説明する。図6
は本発明の同期型SS変調復調装置のブロック系統図で
あり、同図(A) が送信側(同期型SS復調装置)、同図
(B) が受信側(同期型SS変調装置)を夫々示し、この
図6において、図1及び図2に夫々示した従来のSS変
調,復調装置と同一構成部分には同一符号を付して、そ
の詳細な説明を省略する。なお、図6に於いて、52は
角度変調器、43は振幅制限増幅器、26,27は入力
信号周波数を夫々1/N1 及び1/N2 に分周する分周
器である。
【0018】本発明装置の動作について、図6(A),
(B)と共に説明する。まず、送信側では入力端子In
lより情報S(t)が角度変調器52に供給され、この
角度変調器52で情報S(t)が変調用のキャリヤco
sωtよって角度変調(周波数変調及び位相変調)され
ている。得られた角度変調波fm(t)は拡散変調用の
乗算器10に供給されると共に、分岐して分周器25に
供給され、ここでN分の1に分周された拡散符号発生
器用クロック信号C(t)を得、これを拡散符号発生
器48に供給して拡散符号P(t)を得ている。得られ
た拡散符号P(t)は乗算器10に供給されて、上記角
度変調波fm(t)との乗算によりスペクトル変調波P
(t)*fm(t)を得、BPF11を介してアンテナ
より出力される。
【0019】次に、同期型SS復調装置(受信側)の動
作について図6(B) と共に説明する。送信されたスペク
トル変調波は受信アンテナA2 にて受信され、BPF1
2によりメインローブ帯域外の不要な周波数成分を除去
してから逆拡散用の乗算器3に供給される。受信SS変
調波はノイズn(t) が混入したP(t)*fm(t)+n(t)と
なっている。乗算器3では、拡散符号発生器47より出
力される拡散符号ρ(t) との乗算が行われ、乗算出力P
(t)*ρ(t)*fm(t)+n(t)*ρ(t) が得られる。
【0020】この乗算出力は角度変調波周波数帯域幅の
通過特性を有するBPF15を介して、角度変調波成分
と他の拡散成分の一部が伝送され、振幅制限増幅器(L
IM)43にて振幅を制限された後、位相同期ループ
(PLL)用の位相比較器(乗算器)4に供給される。
位相比較器4では、電圧制御発振器(VCO)22より
のVCO出力fm´(t)との位相比較が行われ、位相
比較信号E(t)が出力される。位相比較信号E(t)
は、ループフィルタ24を介してVCO22に供給され
ることによりPLLとしての制御が行われ、角度変調波
にVCO出力が同期追従される。この際、VCO(電圧
制御発振器)22は、乗算器3側からの逆拡散出力と位
相比較器4を介して位相比較しながら前述したように変
調用のキャリヤと同じ周波数の復調用のキャリヤを発生
している。一方、VCO出力は、分周器27により変調
時と異なる分周数1/N で分周されてスイッチ回路S
wを介して、クロック信号C(t)として拡散符号発
生器47にも供給され、拡散符号ρ(t)を発生させて
いる。位相比較器4よりの位相比較信号中、情報周波数
より少し高目のノイズ周波数成分はBPF16を介して
同期検出回路34に供給される。
【0021】ところで同期検出回路34では、ノイズの
有無の識別をも行なっている。即ち、スライディング相
関による同期ポイントでは角度変調波(キャリヤ)は最
大で且つノイズは極小となるので、同期ポイントは検出
可能となる。同期検出信号出力において、ノイズが大の
時は同期が確立していない場合であり、同期捕捉状態で
る。即ち、角度変調波は拡散状態であり、他のノイズ
も拡散ノイズとなり、C/Nとしては最小となってい
る。従って、角度復調における復調ノイズは最大とな
り、その場合は整形回路35の出力に同期検出信号とな
る2値信号としてのハイレベル信号が得られる。そし
て、整形回路35からのハイレベル信号によって、スイ
ッチ回路Swは分周器27の方に切り換えられるので、
ノイズ有りを検出した時には同期捕捉状態であるとして
分周器27からのクロック信号C (t)を拡散符号発
生器47に供給している。
【0022】同様に、ノイズが小の時は同期が確立して
いる場合であり、その場合の整形回路35の2値信号は
ローレベル信号として得られる。従って、整形回路35
の出力がローレベル信号になると、スイッチ回路Swは
分周器26の方に切り換えられる。分周器26の分周数
はNであるから、変調時のクロック周波数と等しく、
時間(位相)的に一致したクロック信号C(t)を
る。そして、ノイズ無しを検出した時には同期保持状態
であるとして分周器26からのクロック信号C (t)
拡散符号発生器47に供給し、ここで拡散符号発生器
47からの復調用拡散符号P(t)を得て乗算器3で逆
拡散が行われる。
【0023】従って、逆拡散出力はP2 (t)*fm(t)+P
(t)*n(t) となり、P2 (t) は1(直流)であるから、
逆拡散出力はfm(t)+P(t)*n(t) となり、BPF15
を介してfm(t)+n'(t)が振幅制限増幅器43に供給さ
れる。このようにSS同期が確立されて正規のSS復調
動作へと移り、位相比較器4,ループフィルタ24,及
びVCO22より成るPLL回路でのPLL角度復調が
行えることになり、復調帯域内の微少な拡散ノイズしか
含まれない復調情報出力S'(t)が、LPF19を介して
出力端子Out2より出力される。
【0024】
【発明の効果】以上詳述したように、本発明に係わる同
期型スペクトル拡散変調復調装置によると、変調装置側
では、情報を角度変調した角度変調波の変調用キャリア
を分周して第1の拡散符号発生器へのクロックとしてい
るので、クロック用の発振器を必要とすることなく、変
調用キャリアと拡散符号とを同期させることができる。
【0025】また、復調装置側では、同期捕捉時に逆拡
散後の復調出力からノイズの有無(大小)を検出して、
ノイズ有りを検出した時には同期捕捉であるとして第2
のクロックを第2の拡散符号発生器へのクロックとする
一方、同期ポイントが見つかりしだい第1のクロックを
第2の拡散符号発生器へのクロックとするように切り換
えているので、受信時に電界強度が弱くとも同期保持後
は第1のクロックを変調装置と同期するようにPLLを
作動させることでき、これにより、同期保持(追跡)を
良好に保つことができる
【図面の簡単な説明】
【図1】従来の同期型SS変調装置のブロック構成図。
【図2】従来の同期型SS復調装置のブロック構成図。
【図3】従来装置の主要部であるDLL型同期保持用信
号処理回路の具体的構成図。
【図4】DLL型同期保持用信号処理回路における同期
保持特性を示す特性図。
【図5】スライディング相関型同期捕捉動作の説明用相
関特性図。
【図6】本発明の同期型スペクトル拡散変調復調装置の
一実施例を示すブロック図。
【符号の説明】
1…同期型スペクトル拡散変調復調装置、3…乗算器、
4…位相比較器、10…乗算器、11〜16…BPF
(帯域濾波器)、17〜19…LPF(低域濾波器)、
21,22…電圧制御発振器(VCO)、24…ループ
フィルタ、25〜27…分周器、34…同期検出回路、
35…整形回路、43…振幅制限増幅器、47,48…
拡散符号発生器(PNG)、52…角度変調器、Sw…
スイッチ回路。

Claims (1)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】変調装置側には、情報を変調用キャリヤに
    よって角度変調して角度変調波を出力する角度変調
    と、上記角度変調波を周数1/N で分周してクロッ
    ク信号を生成する分周と、上記クロック信号を基に
    拡散符号を生成する第1の拡散符号発生と、上記角
    度変調波を上記拡散符号で拡散変調してスペクトル拡
    調波を出力する第1の乗算器とを備え、 復調装置側には、上記スペクトル拡散変調波を第2の拡
    散符号発生器からの復調用拡散符号により逆拡散する
    2の乗算器と、上記第2の乗算器からの逆拡散出力と位
    相比較器を介して位相比較しながら上記変調用キャリヤ
    と同じ周波数の復調用キャリヤを発生する電圧制御発振
    器によって該逆拡散出力を角度復調して復調出力を得る
    ループフィルタと、上記位相比較器からの位相比較出力
    より帯域濾波器を介してノイズの有無を検出して同期検
    信号を生成する同期検出回路と、上記電圧制御発振器
    からの上記復調用キャリヤを基にして上記変調装置側と
    同じ分周数1/N で分周した第1のクロック出力及び
    該分周数1/N と異なる分周数1/N で分周した
    2のクロック出力を夫々分岐した状態で生成する第1,
    第2の分周器と、上記同期検出回路からの上記同期検出
    信号によりノイズ有りを検出した時には同期捕捉状態で
    あるとして上記第2の分周器側に切り換えて該第2のク
    ロック出力を上記第2の拡散符号発生手段に供給する一
    方、ノイズ無しを検出した時には同期保持状態であると
    して上記第1の分周器側に切り換えて該第1のクロック
    出力を上記第2の拡散符号発生手段に供給するスイッチ
    回路とを備えたことを特徴とする同期型スペクトル拡散
    変調復調装置。
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JPH07123232B2 (ja) * 1986-08-06 1995-12-25 京セラ株式会社 スペクトラム拡散通信用同期追跡装置
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JPH05227121A (ja) 1993-09-03

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