JPH0810839B2 - スペクトラム拡散通信装置 - Google Patents
スペクトラム拡散通信装置Info
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- JPH0810839B2 JPH0810839B2 JP63011567A JP1156788A JPH0810839B2 JP H0810839 B2 JPH0810839 B2 JP H0810839B2 JP 63011567 A JP63011567 A JP 63011567A JP 1156788 A JP1156788 A JP 1156788A JP H0810839 B2 JPH0810839 B2 JP H0810839B2
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- spread spectrum
- output
- pulse
- circuit
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/709—Correlator structure
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/70718—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation with asynchronous demodulation, i.e. not requiring code synchronisation
Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、スペクトラム拡散により種々の情報を送受
信するスペクトラム拡散通信装置の改良に関するもので
ある。
信するスペクトラム拡散通信装置の改良に関するもので
ある。
［発明の概要］ 相関器としてコンボルバを用いたスペクトラム拡散通
信装置において受信機におけるキャリア及びPNコードに
よる復調過程が非同期で行なわれるようになっている。
信装置において受信機におけるキャリア及びPNコードに
よる復調過程が非同期で行なわれるようになっている。
［従来の技術］ 通信の方式として現在までに種々の方式が研究・開発
されているが、その１つの方式としてスペクトラム拡散
通信方式が知られている。
されているが、その１つの方式としてスペクトラム拡散
通信方式が知られている。
このスペクトラム拡散通信方式は、送信側で狭帯域の
データや音声等の信号を擬似雑音符号（PNコード）によ
り広帯域にスエクトラム拡散して送信し、受信側でその
広帯域信号を相関器によりもとの狭帯域信号に逆拡散さ
せて信号を再生するものである。このスペクトラム拡散
通信方式は、外部干渉や雑音に強く、更に秘匿性が高い
等の見地から、近年非常に高信頼性の通信方式として注
目されている。
データや音声等の信号を擬似雑音符号（PNコード）によ
り広帯域にスエクトラム拡散して送信し、受信側でその
広帯域信号を相関器によりもとの狭帯域信号に逆拡散さ
せて信号を再生するものである。このスペクトラム拡散
通信方式は、外部干渉や雑音に強く、更に秘匿性が高い
等の見地から、近年非常に高信頼性の通信方式として注
目されている。
さて、このスペクトラム拡散通信方式の最大のポイン
トは、受信側の相関器である。現在、無線のスペクトラ
ム拡散通信においては、最も簡便で、信頼性の高いと考
えられている相関器は弾性表面波（SAW,Surface Acoust
ic Wave）を利用した装置である。
トは、受信側の相関器である。現在、無線のスペクトラ
ム拡散通信においては、最も簡便で、信頼性の高いと考
えられている相関器は弾性表面波（SAW,Surface Acoust
ic Wave）を利用した装置である。
SAW相関器としては、一般にコリレータ型（タップド
・ディレイライン型）とコンボルバ型がある。ここで、
コリレータ型は構造が単純で一般に効率も良いが、基板
の温度係数の影響を大きく受ける。また、コンボルバ型
は、温度変化の影響は受けにくいが、一般に低効率であ
る。ただし、上述のPNコードに対して、コリレータ型は
コードが固定であり、コンボルバ型は自由にコードを変
えられる。
・ディレイライン型）とコンボルバ型がある。ここで、
コリレータ型は構造が単純で一般に効率も良いが、基板
の温度係数の影響を大きく受ける。また、コンボルバ型
は、温度変化の影響は受けにくいが、一般に低効率であ
る。ただし、上述のPNコードに対して、コリレータ型は
コードが固定であり、コンボルバ型は自由にコードを変
えられる。
従って、効率が実用レベルにあれば、コンボルバ型の
相関器の方が非常に使いやすい。
相関器の方が非常に使いやすい。
従来のSAWコンボルバを用いたスペクトラム拡散通信
機の構成の一例を第12図に示す。送信部では、伝送すべ
き信号（この場合はデジタルデータ）によって発振器２
からの搬送波を例えばミキサー１で２相位相変調し、１
次の狭帯域の変調をまず行なう。このあと更に伝送すべ
き情報の信号よりずっと広帯域の早いビットレートを持
つPNコード発生器４のPNコードでミキサー１の出力を例
えばミキサー３で２相位相変調しスペクトラムを拡散さ
せてバンドパスフィルタ５及び増幅器６を通したあとの
アンテナ７から送信する。
機の構成の一例を第12図に示す。送信部では、伝送すべ
き信号（この場合はデジタルデータ）によって発振器２
からの搬送波を例えばミキサー１で２相位相変調し、１
次の狭帯域の変調をまず行なう。このあと更に伝送すべ
き情報の信号よりずっと広帯域の早いビットレートを持
つPNコード発生器４のPNコードでミキサー１の出力を例
えばミキサー３で２相位相変調しスペクトラムを拡散さ
せてバンドパスフィルタ５及び増幅器６を通したあとの
アンテナ７から送信する。
受信部においては、７′のアンテナで受信されたスペ
クトラム拡散信号は、増幅器９及びバンドパスフィルタ
8,10によって高周波増幅した後SAWコンボルバ13に加え
られる。
クトラム拡散信号は、増幅器９及びバンドパスフィルタ
8,10によって高周波増幅した後SAWコンボルバ13に加え
られる。
また、SAWコンボルバ13には、送信側のPNコード４と
時間的に反転されたPNコードを発生するPNコード発生器
19を用いて、SAWコンボルバの受信信号入力と同じ搬送
周波数を発振する発振器11からのキャリアをミキサー12
で２相位相変調したものを参照信号として加える。
時間的に反転されたPNコードを発生するPNコード発生器
19を用いて、SAWコンボルバの受信信号入力と同じ搬送
周波数を発振する発振器11からのキャリアをミキサー12
で２相位相変調したものを参照信号として加える。
上記参照信号のPNコードはエンベロープ検波回路16、
同期回路17、PNコードコントロール回路18によって、送
信側から送られ受信されたPNコードと同期状態が保たれ
る。このときコンボルバ13からの出力（周波数は入力キ
ャリアの２倍の2fc）は、受信信号のキャリアと同期を
同期回路20（中心周波数は2fc）でとりながら、バンド
パスフィルタ14及び増幅器15を介してミキサー21を通し
たあと上述のPNコード同期のためにエンベロープ検波回
路16に導かれるがPNコードと搬送波が同期状態になれ
ば、データ復調回路22からベースバンド情報の１次のデ
ータが得られる。
同期回路17、PNコードコントロール回路18によって、送
信側から送られ受信されたPNコードと同期状態が保たれ
る。このときコンボルバ13からの出力（周波数は入力キ
ャリアの２倍の2fc）は、受信信号のキャリアと同期を
同期回路20（中心周波数は2fc）でとりながら、バンド
パスフィルタ14及び増幅器15を介してミキサー21を通し
たあと上述のPNコード同期のためにエンベロープ検波回
路16に導かれるがPNコードと搬送波が同期状態になれ
ば、データ復調回路22からベースバンド情報の１次のデ
ータが得られる。
［発明が解決しようとする問題点］ しかし、上述の如き従来のスペクトラム拡散通信機の
構成では、PNコード及び搬送波（キャリア）の同期をと
ることが必要であるため、受信機の構成を簡易化するこ
とが困難であり、実用上問題である。
構成では、PNコード及び搬送波（キャリア）の同期をと
ることが必要であるため、受信機の構成を簡易化するこ
とが困難であり、実用上問題である。
［発明の目的］ 本発明は係る点を考慮してなされたもので、PNコード
及び搬送波に対して何ら同期をとることを必要とせず
に、情報を再生できるようにしたスペクトラム拡散通信
機を提供することを目的とするものである。
及び搬送波に対して何ら同期をとることを必要とせず
に、情報を再生できるようにしたスペクトラム拡散通信
機を提供することを目的とするものである。
［問題点を解決するための手段］ 本発明は上記目的を達成するため、下記の構成を特徴
とするスペクトラム拡散通信装置を提供する。
とするスペクトラム拡散通信装置を提供する。
即ち、第１番目の発明によるスペクトラム拡散通信装
置は、送信すべきデータのベースバンド情報によりキャ
リア周波数を変調する１次変調手段と、所定のPNコード
より２次変調しスペクトラムが拡散された送信信号を送
信する上記１次変調手段と２次変調手段とを有する送信
機と、 上記送信機におけるキャリア周波数とPNコードとに非
同期で該PNコードとは時間的に反転した参照信号用PNコ
ードが受信されたスペクトラム拡散信号と共に印加され
て両者の相関をとるコンボルバと、該コンボルバから出
力されるピークパルス列を検波する手段と、検波された
パルス列の各パルスに応答してベースバンド情報パルス
を発生するパルス幅拡大回路を含む復調手段とを有する
受信機と、を備えたことを特徴とする。
置は、送信すべきデータのベースバンド情報によりキャ
リア周波数を変調する１次変調手段と、所定のPNコード
より２次変調しスペクトラムが拡散された送信信号を送
信する上記１次変調手段と２次変調手段とを有する送信
機と、 上記送信機におけるキャリア周波数とPNコードとに非
同期で該PNコードとは時間的に反転した参照信号用PNコ
ードが受信されたスペクトラム拡散信号と共に印加され
て両者の相関をとるコンボルバと、該コンボルバから出
力されるピークパルス列を検波する手段と、検波された
パルス列の各パルスに応答してベースバンド情報パルス
を発生するパルス幅拡大回路を含む復調手段とを有する
受信機と、を備えたことを特徴とする。
第２番目の発明は第１番目の発明と同一の送信機と、
上記送信機におけるキャリア周波数とPNコードとに非同
期で該PNコードとは時間的に反転した参照信号用PNコー
ドが受信されたスペクトラム拡散信号と共に印加されて
両者の相関をとるコンボルバと、該コンボルバから出力
されるピークパルス列を検波し整形する波形整形手段
と、上記波形整形手段の出力パルスの数をカウントして
前記ベースバンド情報を復調するパルスカウント復調器
とを有する受信機と、を備えたことを特徴とする。
上記送信機におけるキャリア周波数とPNコードとに非同
期で該PNコードとは時間的に反転した参照信号用PNコー
ドが受信されたスペクトラム拡散信号と共に印加されて
両者の相関をとるコンボルバと、該コンボルバから出力
されるピークパルス列を検波し整形する波形整形手段
と、上記波形整形手段の出力パルスの数をカウントして
前記ベースバンド情報を復調するパルスカウント復調器
とを有する受信機と、を備えたことを特徴とする。
第３番目の発明は第１番目の発明において前記復調手
段がローパスフィルタと波形整形回路とを有し、前記パ
ルス幅拡大回路の出力が上記ローパスフィルタ及び波形
整形回路を介して取り出されるようになっていることを
特徴とする。
段がローパスフィルタと波形整形回路とを有し、前記パ
ルス幅拡大回路の出力が上記ローパスフィルタ及び波形
整形回路を介して取り出されるようになっていることを
特徴とする。
第４番目の発明は第１番目の発明と同一の送信機と、
上記送信機におけるキャリア周波数とPNコードとに非同
期で該PNコードとは時間的に反転していてかつ中心周波
数の異なる２つの参照信号が受信されたスペクトラム拡
散信号と共に印加された両者の相関をとる第１及び第２
のコンボルバと、該夫々のコンボルバから出力されるピ
ークパルス列を検波し整形する第１及び第２の波形整形
手段と、上記第１及び第２の波形整形手段の出力パルス
列を比較して前記ベースバンド情報を復調する比較復調
器とを有する受信機と、を備えたことを特徴とする。
上記送信機におけるキャリア周波数とPNコードとに非同
期で該PNコードとは時間的に反転していてかつ中心周波
数の異なる２つの参照信号が受信されたスペクトラム拡
散信号と共に印加された両者の相関をとる第１及び第２
のコンボルバと、該夫々のコンボルバから出力されるピ
ークパルス列を検波し整形する第１及び第２の波形整形
手段と、上記第１及び第２の波形整形手段の出力パルス
列を比較して前記ベースバンド情報を復調する比較復調
器とを有する受信機と、を備えたことを特徴とする。
第５番目の発明は第１番目の発明と同一の送信機と、
上記送信機におけるキャリア周波数とPNコードとに非同
期で該PNコードとは時間的に反転していてかつ中心周波
数の異なる２つの参照信号が切り換えられて、受信され
たスペクトラム拡散信号と共に印加されて両者の相関を
とるコンボルバと、該コンボルバから出力されるピーク
パルス列を検波し整形する波形整形手段と、上記波形整
形手段から出力される上記中心周波数の夫々に対応する
パルス列を比較して前記ベースバンド情報を復調する比
較復調器とを有する受信機と、 を備えたことを特徴とする。
上記送信機におけるキャリア周波数とPNコードとに非同
期で該PNコードとは時間的に反転していてかつ中心周波
数の異なる２つの参照信号が切り換えられて、受信され
たスペクトラム拡散信号と共に印加されて両者の相関を
とるコンボルバと、該コンボルバから出力されるピーク
パルス列を検波し整形する波形整形手段と、上記波形整
形手段から出力される上記中心周波数の夫々に対応する
パルス列を比較して前記ベースバンド情報を復調する比
較復調器とを有する受信機と、 を備えたことを特徴とする。
第６番目の発明は第１番目の発明において、前記パル
ス幅拡大回路がトリリガラブル・ワンショット回路を含
み、該回路の出力パルスの時間幅が前記ピークパルス列
の時間間隔よりも大となるようにしたことを特徴とす
る。
ス幅拡大回路がトリリガラブル・ワンショット回路を含
み、該回路の出力パルスの時間幅が前記ピークパルス列
の時間間隔よりも大となるようにしたことを特徴とす
る。
更に第７番目の発明は第５番目の発明において、電圧
制御発振器と、コントロール回路とを有し、前記比較復
調器の復調出力が安定かつ最大になるように上記コント
ロール回路によって電圧制御発振器の発振周波数を切り
換えて前記２つの参照信号用の異なるキャリア周波数を
発生させるようになっていることを特徴とする。
制御発振器と、コントロール回路とを有し、前記比較復
調器の復調出力が安定かつ最大になるように上記コント
ロール回路によって電圧制御発振器の発振周波数を切り
換えて前記２つの参照信号用の異なるキャリア周波数を
発生させるようになっていることを特徴とする。
［作用］ 上記受信機において、キャリア及びPNコードによる復
調過程は非同期で行なわれ、そのため送信すべき情報速
度よりPNコードの繰返し速度を充分大としてある。
調過程は非同期で行なわれ、そのため送信すべき情報速
度よりPNコードの繰返し速度を充分大としてある。
［実施例］ 以下、図面を参照しながら本発明の各実施例について
説明する。
説明する。
第１図は本発明による非同期型スペクトラム拡散通信
機位の一実施例を示す。まず送受信機の概略を説明する
と、第１図に示す送受信機においてキャリアをベースバ
ンド情報であるデジタルデータでその周波数をｆ′１又
はｆ′２にクロックコントロール回路23でFSK変調し、
周波数てい倍回路25を通してｆ″１又はｆ″２にする。
そしてその出力を更にPNコード発生器４のPNコードによ
りミキサー３で２位相変調（BPSK変調）する。このとき
PNコードとベースバンド情報とは同期をとる必要はな
い。ミキサー３の出力を発振器28とミキサー27で、任意
のRF周波数帯（例えばｆ１又はｆ２）へ周波数変換
してアンテナ７から送信する。
機位の一実施例を示す。まず送受信機の概略を説明する
と、第１図に示す送受信機においてキャリアをベースバ
ンド情報であるデジタルデータでその周波数をｆ′１又
はｆ′２にクロックコントロール回路23でFSK変調し、
周波数てい倍回路25を通してｆ″１又はｆ″２にする。
そしてその出力を更にPNコード発生器４のPNコードによ
りミキサー３で２位相変調（BPSK変調）する。このとき
PNコードとベースバンド情報とは同期をとる必要はな
い。ミキサー３の出力を発振器28とミキサー27で、任意
のRF周波数帯（例えばｆ１又はｆ２）へ周波数変換
してアンテナ７から送信する。
一方、受信機では、中間周波数帯域にてSAWコンボル
バ13には、送信側のキャリア、PNコードとは非同期で、
送信側とは時間的に反転されたコードを発生するPNコー
ド発生器19を用いて、発振周波数f1の発振器11から出た
キャリアをBPSK変調した参照信号を加える。従って、コ
ンボルバ13は、受信信号の周波数がf1でかつ両PNコード
ガ合致したときのみ相関ピーク列を出力する。従って、
相関ピーク列のあるなしがベースバンド情報の“H"レベ
ル、“L"レベルに対応する。相関ピークは、エンベロー
プ検波回路16で検波して、コンパレータ33で波形整形を
したあと、パルス幅拡大回路34によって、ベースバンド
情報復調出力になる。これらの復調過程は送信側と受信
側のキャリアおよびPNコードにおいて非同期に行なわれ
る。
バ13には、送信側のキャリア、PNコードとは非同期で、
送信側とは時間的に反転されたコードを発生するPNコー
ド発生器19を用いて、発振周波数f1の発振器11から出た
キャリアをBPSK変調した参照信号を加える。従って、コ
ンボルバ13は、受信信号の周波数がf1でかつ両PNコード
ガ合致したときのみ相関ピーク列を出力する。従って、
相関ピーク列のあるなしがベースバンド情報の“H"レベ
ル、“L"レベルに対応する。相関ピークは、エンベロー
プ検波回路16で検波して、コンパレータ33で波形整形を
したあと、パルス幅拡大回路34によって、ベースバンド
情報復調出力になる。これらの復調過程は送信側と受信
側のキャリアおよびPNコードにおいて非同期に行なわれ
る。
さて、第１図に示した非同期型スペクトラム拡散通信
機の動作の詳細をさらに各部の動作波形並びに実際の回
路例を以下の図面で示しながら説明する。
機の動作の詳細をさらに各部の動作波形並びに実際の回
路例を以下の図面で示しながら説明する。
まず、第２図に第１図に示した送信機（ａ），
（ｂ），（ｃ）の部分の電圧波形を示す。
（ｂ），（ｃ）の部分の電圧波形を示す。
（ａ）部はベースバンド情報であり、この実施例では
デジタルデータであるが、一般にアナログデータであっ
てもよい。
デジタルデータであるが、一般にアナログデータであっ
てもよい。
第２図において、（ａ）はデジタル信号である。デジ
タルクロックコントロール回路23に入力した（ａ）のデ
ジタル信号によって“H"レベル（“1"状態）で周波数
ｆ′１、“L"レベル（“0"状態）で周波数ｆ′２のクロ
ックを発生させる。しかる後、ローパスルィルタ（L.P.
F.）24と周波数てい倍回路25によって、第１図の（ｂ）
点で元のデジタル信号“1"に対してキャリアｆ″1,“0"
に対してｆ″２が第２図の（ｂ）のような波形として発
生する。これは、デジタル信号によってキャリア周波数
を周波数シフトさせたことであり、FSK変調と呼ばれて
いるものの一種である。
タルクロックコントロール回路23に入力した（ａ）のデ
ジタル信号によって“H"レベル（“1"状態）で周波数
ｆ′１、“L"レベル（“0"状態）で周波数ｆ′２のクロ
ックを発生させる。しかる後、ローパスルィルタ（L.P.
F.）24と周波数てい倍回路25によって、第１図の（ｂ）
点で元のデジタル信号“1"に対してキャリアｆ″1,“0"
に対してｆ″２が第２図の（ｂ）のような波形として発
生する。これは、デジタル信号によってキャリア周波数
を周波数シフトさせたことであり、FSK変調と呼ばれて
いるものの一種である。
なお、受信機中の中間周波帯でのf1とf2の選び方は、
受信機中のSAWコンボルバ13において参照信号のキャリ
ア周波数をSAWコンボルバのバンド幅内のf1としたと
き、受信信号の中のf2はSAWコンボルバ出力が極端に減
少する周波数なら何でもよい。
受信機中のSAWコンボルバ13において参照信号のキャリ
ア周波数をSAWコンボルバのバンド幅内のf1としたと
き、受信信号の中のf2はSAWコンボルバ出力が極端に減
少する周波数なら何でもよい。
通常、SAWコンボルバ13に入力する参照信号の中心周
波数をf1としたとき、受信信号中の中心周波数f2との差
Δｆ＝|f1−f2|＝|f″２−ｆ″2|が、（SAWコンボルバ
のコンボリューションゲート電極上をSAWが伝搬する時
間の逆数）＝fgの整数倍で、もしくは、Δｆがfgをこえ
ると、SAWコンボルバ出力は極端に減少する。
波数をf1としたとき、受信信号中の中心周波数f2との差
Δｆ＝|f1−f2|＝|f″２−ｆ″2|が、（SAWコンボルバ
のコンボリューションゲート電極上をSAWが伝搬する時
間の逆数）＝fgの整数倍で、もしくは、Δｆがfgをこえ
ると、SAWコンボルバ出力は極端に減少する。
従って、Δｆ＝|f1−f2|をfgの整数倍のどれかもしく
はその近傍又はfg以上のどこかに選ぶ。通信チャンネル
割当の場合はお互いのチャンネルのf1同士、ｆ″１同士
の差がfgの整数倍のどれかもしくはその近傍に選ぶ。こ
の変調方式は振幅は一定であるから、受信機中の中間周
波数（IF）段のAGC回路31を有効に働かせることが可能
となる。
はその近傍又はfg以上のどこかに選ぶ。通信チャンネル
割当の場合はお互いのチャンネルのf1同士、ｆ″１同士
の差がfgの整数倍のどれかもしくはその近傍に選ぶ。こ
の変調方式は振幅は一定であるから、受信機中の中間周
波数（IF）段のAGC回路31を有効に働かせることが可能
となる。
一例として、デジタルクロックコントロール回路23で
発生させる周波数をｆ′１＝26.875MHZ、ｆ′２＝27.00
0MHZとし、周波数てい倍回路25によって８てい倍すれ
ば、ｆ″１＝215MHZ、ｆ″２＝216MHZが容易に得られ
た。ｆ″１とｆ″２の割当は、逆の各々の周波数であっ
ても構わない。また、この実施例に用いたSAWコンボル
バの場合、fgは約110kHZであり、中心周波数215MHZ、バ
ンド幅23MHZ（出力3dBダウン）であった。
発生させる周波数をｆ′１＝26.875MHZ、ｆ′２＝27.00
0MHZとし、周波数てい倍回路25によって８てい倍すれ
ば、ｆ″１＝215MHZ、ｆ″２＝216MHZが容易に得られ
た。ｆ″１とｆ″２の割当は、逆の各々の周波数であっ
ても構わない。また、この実施例に用いたSAWコンボル
バの場合、fgは約110kHZであり、中心周波数215MHZ、バ
ンド幅23MHZ（出力3dBダウン）であった。
ここまでの変調が１次変調で、例えばデジタル信号を
ベースバンド情報としてFSK変調した。
ベースバンド情報としてFSK変調した。
しかる後、スペクトラム拡散のためにPNコードによる
２次変調を行なう。第１図に示した送信機のクロック発
生器26とPNコード発生器４からは、PNコードが作られ
て、ダブルバランスドミキサー３に、ｆ″１又はｆ″２
にFSK変調されたキャリアと共に加えられる。すると、P
NコードによるいわゆるDS（Direct Sequence）変調が行
なわれ、送信機の（ｃ）の部分の波形は第２図の（ｃ）
に示したようなPNコードによる２次変調波形が得られ
る。
２次変調を行なう。第１図に示した送信機のクロック発
生器26とPNコード発生器４からは、PNコードが作られ
て、ダブルバランスドミキサー３に、ｆ″１又はｆ″２
にFSK変調されたキャリアと共に加えられる。すると、P
NコードによるいわゆるDS（Direct Sequence）変調が行
なわれ、送信機の（ｃ）の部分の波形は第２図の（ｃ）
に示したようなPNコードによる２次変調波形が得られ
る。
このとき、重要な点は、通信機の性能を損なわずに簡
易化するためにPNコードと、ベースバンド情報であるデ
ジタルデータさらにｆ″1,f″２のキャリアに対してお
互いに何らの同期もとることを必要としないことであ
る。
易化するためにPNコードと、ベースバンド情報であるデ
ジタルデータさらにｆ″1,f″２のキャリアに対してお
互いに何らの同期もとることを必要としないことであ
る。
この実施例では、ベースバンド情報としてデジタルデ
ータを用いて１次変調をFSK変調したが、これはアナロ
グデジタル情報その他ベースバンド情報として使うもの
等でもよく、１次変調も通常のFM,AM,SSBその他の変調
方式の何でも可能であるが、好適にはAGC回路による通
信安定化のために、FMもしくは位相変調方式をとること
が望ましい。また、２次変調には、PNコードによるダブ
ルバランスドミキサーでキャリアを位相変調する方式を
用いるとしたが、この２次変調ではベースバンド情報を
PNコードとキャリアと非同期で全体のスペクトラム拡散
すればよく、FMもしくは位相変調その他の方法のいかな
る手法でもよく、またダブルバランスドミキサーに限ら
ず各々の変調方式に適した変調器を用いることができ
る。
ータを用いて１次変調をFSK変調したが、これはアナロ
グデジタル情報その他ベースバンド情報として使うもの
等でもよく、１次変調も通常のFM,AM,SSBその他の変調
方式の何でも可能であるが、好適にはAGC回路による通
信安定化のために、FMもしくは位相変調方式をとること
が望ましい。また、２次変調には、PNコードによるダブ
ルバランスドミキサーでキャリアを位相変調する方式を
用いるとしたが、この２次変調ではベースバンド情報を
PNコードとキャリアと非同期で全体のスペクトラム拡散
すればよく、FMもしくは位相変調その他の方法のいかな
る手法でもよく、またダブルバランスドミキサーに限ら
ず各々の変調方式に適した変調器を用いることができ
る。
送信した信号が、受信機で非同期で再生されるために
は、変調過程において、伝送すべき情報速度より、PNコ
ードの繰返し速度を大きくしておかなければならない。
は、変調過程において、伝送すべき情報速度より、PNコ
ードの繰返し速度を大きくしておかなければならない。
第２図において示した送信機中の波形において、ベー
スバンド情報である（ａ）のデジタルデータの１パルス
の幅をTBとし、PNコードの１シーケンス長さを2Tとする
と、 TB≫Ｔ …（１） でなければならない。望ましくは、TBはＴの10倍以上、
さらに100倍以上であれば非同期タイプの通信でも安心
した通信が可能である。
スバンド情報である（ａ）のデジタルデータの１パルス
の幅をTBとし、PNコードの１シーケンス長さを2Tとする
と、 TB≫Ｔ …（１） でなければならない。望ましくは、TBはＴの10倍以上、
さらに100倍以上であれば非同期タイプの通信でも安心
した通信が可能である。
さて、このようにしてベースバンド情報を１次、２次
変調したスペクトラム拡散信号（ｃ）は、RF周波数変換
部を経て、アンテナ７から最終的に送信される。このRF
周波数変換部は、送信する伝播帯域を望みの周波数にす
るもので、発振器28とミキサー27とバンドパスフィルタ
５とアンプ６から成る。
変調したスペクトラム拡散信号（ｃ）は、RF周波数変換
部を経て、アンテナ７から最終的に送信される。このRF
周波数変換部は、送信する伝播帯域を望みの周波数にす
るもので、発振器28とミキサー27とバンドパスフィルタ
５とアンプ６から成る。
次に、第１図に示した受信機の動作を詳細に説明す
る。第３図に受信機の中の（ｄ），（ｅ），（ｆ），
（ｇ），（ｈ）の部分の電圧波形を示す。
る。第３図に受信機の中の（ｄ），（ｅ），（ｆ），
（ｇ），（ｈ）の部分の電圧波形を示す。
まず、受信アンテナ７′で送信機側からの中心周波数
ｆ１又はｆ２のスペクトラム拡散信号を受信する。
このときアンテナには種々の雑音が入っていてもよく、
例えばスペクトラム拡散信号より雑音の方が大きい場合
であってもよい。何故ならば、以下に述べるSAWコンボ
ルバ13と後述のパルス幅拡大回路方式と呼ぶ復調方式に
よってS/N比を改善して雑音の中から信号を再生できる
からである。雑音に埋もれてしまった情報信号を取り出
す場合、同期を必要とする従来の復調方式では、雑音に
埋もれた信号に同期を取るのは非常に困難であるが、本
実施例に示した完全非同期方式では非常に簡便に雑音中
の情報をS/Nを改善した上で再生することができる。
ｆ１又はｆ２のスペクトラム拡散信号を受信する。
このときアンテナには種々の雑音が入っていてもよく、
例えばスペクトラム拡散信号より雑音の方が大きい場合
であってもよい。何故ならば、以下に述べるSAWコンボ
ルバ13と後述のパルス幅拡大回路方式と呼ぶ復調方式に
よってS/N比を改善して雑音の中から信号を再生できる
からである。雑音に埋もれてしまった情報信号を取り出
す場合、同期を必要とする従来の復調方式では、雑音に
埋もれた信号に同期を取るのは非常に困難であるが、本
実施例に示した完全非同期方式では非常に簡便に雑音中
の情報をS/Nを改善した上で再生することができる。
この場合、雑音とは、妨害波あるいは都市雑音、熱雑
音等情報以外の不要な電波を指す。
音等情報以外の不要な電波を指す。
アンテナ７′に入力した中心周波数ｆ１又はｆ２
のスペクトラム拡散信号はバンドパスフィルタ８とアン
プ９にて増幅されたあと、局部発振器29とミキサー30に
よって中間周波数帯域のf1,f2に変換される。
のスペクトラム拡散信号はバンドパスフィルタ８とアン
プ９にて増幅されたあと、局部発振器29とミキサー30に
よって中間周波数帯域のf1,f2に変換される。
このとき、AGC回路31は送信機側から送られてきた変
調信号が振幅一定のもの、例えばこの場合、f1又はf2の
FSK信号であるので、容易に作用し、フェージング等の
受信電波強度の不安定性を取り除くことができる。
調信号が振幅一定のもの、例えばこの場合、f1又はf2の
FSK信号であるので、容易に作用し、フェージング等の
受信電波強度の不安定性を取り除くことができる。
さて、雑音の中に埋もれた信号を再生する手段として
最も重要なものがSAWコンボルバ13である。SAWコンボル
バの入力の１つとして受信信号（ｄ）が加えられる。そ
の波形は第３図に示した中心周波数f1又はf2のスペクト
ラム拡散信号である。
最も重要なものがSAWコンボルバ13である。SAWコンボル
バの入力の１つとして受信信号（ｄ）が加えられる。そ
の波形は第３図に示した中心周波数f1又はf2のスペクト
ラム拡散信号である。
さて、SAWコンボルバのもう１つの入力として参照信
号が加えられるが、これはキャリア周波数f1の正弦波
を、受信信号の中のPNコードと同じものを時間的に反転
したPNコードで、キャリアとは非同期に送信時と同様に
２相位相変調（BPSK）したものである。本発振器11はf1
で発振させ、クロック発生器32とPNコード発生器19で参
照信号用PNコードが発生し、ミキサー12でf1のキャリア
をBPSK変調する。
号が加えられるが、これはキャリア周波数f1の正弦波
を、受信信号の中のPNコードと同じものを時間的に反転
したPNコードで、キャリアとは非同期に送信時と同様に
２相位相変調（BPSK）したものである。本発振器11はf1
で発振させ、クロック発生器32とPNコード発生器19で参
照信号用PNコードが発生し、ミキサー12でf1のキャリア
をBPSK変調する。
SAWコンボルバ13からの出力は受信信号と参照信号の
相関出力であり、キャリアの中心周波数f1とPNコードが
合致（参照用のPNコードは時間的に逆で合致する）した
とき、コンボリューションピーク列が時間間隔Ｔで第３
図（ｅ）の波形のように、第１図（ｅ）の部分に出力さ
れる。このとき、ＴはPNコードの１シーケンスの半分で
ある。受信信号のキャリアの中心周波数がf2のときには
コンボリューションピーク列は出ない。１つのf1に対し
てf2の選び方は前に述べた通りである。f1,f2（同様に
ｆ″1,f″２）の選択、PNコードの選択でお互いの通信
チャンネルを構成できる。
相関出力であり、キャリアの中心周波数f1とPNコードが
合致（参照用のPNコードは時間的に逆で合致する）した
とき、コンボリューションピーク列が時間間隔Ｔで第３
図（ｅ）の波形のように、第１図（ｅ）の部分に出力さ
れる。このとき、ＴはPNコードの１シーケンスの半分で
ある。受信信号のキャリアの中心周波数がf2のときには
コンボリューションピーク列は出ない。１つのf1に対し
てf2の選び方は前に述べた通りである。f1,f2（同様に
ｆ″1,f″２）の選択、PNコードの選択でお互いの通信
チャンネルを構成できる。
さて、受信信号のキャリアの中心周波数がf1のとき、
受信機（ｅ）の部分で、第３図の（ｅ）のようにコンボ
リューションピーク列が出るが、これをエンベロープ検
波器16によって包絡線検波とすると第３図の（ｆ）のよ
うになり、更にコンパレータ33を通すと、第３図の
（ｇ）のように波形整形され、時間間隔Ｔのパルス列が
キャリアの中心周波数がf1の区間で得られる。
受信機（ｅ）の部分で、第３図の（ｅ）のようにコンボ
リューションピーク列が出るが、これをエンベロープ検
波器16によって包絡線検波とすると第３図の（ｆ）のよ
うになり、更にコンパレータ33を通すと、第３図の
（ｇ）のように波形整形され、時間間隔Ｔのパルス列が
キャリアの中心周波数がf1の区間で得られる。
このパルス列をパルス幅拡大回路34を通して元のベー
スバンド情報であるTBのパルス幅のデジタルデータを第
３図（ｈ）のように復調して出力する。
スバンド情報であるTBのパルス幅のデジタルデータを第
３図（ｈ）のように復調して出力する。
パルス幅拡大回路34としては例えば、この（ｇ）の時
間間隔Ｔのパルス列の１ケのパルス毎に、トリガがかか
り、幅τのパルスを発生するリトリガラブル・ワンショ
ットICを用いることができる。
間間隔Ｔのパルス列の１ケのパルス毎に、トリガがかか
り、幅τのパルスを発生するリトリガラブル・ワンショ
ットICを用いることができる。
コンボルバの出力ピークパルス列の周期をＴとすると Ｔ＜τ …（２） の関係を満たすように、パルス幅拡大回路34の時定数を
設定すると、パルス列が続いている間は“H"（＝“1"）
レベルの出力を保持し続ける。
設定すると、パルス列が続いている間は“H"（＝“1"）
レベルの出力を保持し続ける。
また、第３図の（ｅ）において受信信号のキャリアの
中心周波数がf2のとき、すなち伝送すべきベースバンド
情報のデジタルデータがレベル“L"（＝“0"）のとき、
コンボルバからの出力ピーク列は出ない。従って第３図
の（ｆ），（ｇ）においても、パルス列がないので、
（ｈ）の最終的な復調出力は“L"（＝“0"）に保たれ
る。
中心周波数がf2のとき、すなち伝送すべきベースバンド
情報のデジタルデータがレベル“L"（＝“0"）のとき、
コンボルバからの出力ピーク列は出ない。従って第３図
の（ｆ），（ｇ）においても、パルス列がないので、
（ｈ）の最終的な復調出力は“L"（＝“0"）に保たれ
る。
第３図の（ｈ）に示すように、受信信号がf1区間から
f2区間に変化し、（ｇ）のパルス列がなくなると最後の
パルスより、時定数τ後に（ｈ）のレベルは“L"（＝
“0"）になる。逆に受信信号が、f2区間からf1区間に変
化し、（ｇ）のパルス列が出力されるとただちに（ｈ）
のレベルは“H"（＝“1"）になる。
f2区間に変化し、（ｇ）のパルス列がなくなると最後の
パルスより、時定数τ後に（ｈ）のレベルは“L"（＝
“0"）になる。逆に受信信号が、f2区間からf1区間に変
化し、（ｇ）のパルス列が出力されるとただちに（ｈ）
のレベルは“H"（＝“1"）になる。
従って、本方式による復調出力には最大τのジッタが
生じることになるが、式（１）に記したように、伝送す
べきベースバンド情報速度より、PNコードの繰返し速度
を充分大きくとることでこのτのジッタは無視できる。
生じることになるが、式（１）に記したように、伝送す
べきベースバンド情報速度より、PNコードの繰返し速度
を充分大きくとることでこのτのジッタは無視できる。
本実施例で、相関ピークパルス出力の間隔に対するパ
ルス幅拡大回路の時定数はf1区間に発生したパルス列あ
るいは一般に出力信号を積算でき、（S/N）改善できる
ようにパルス幅拡大回路34が動作するように選べる。
ルス幅拡大回路の時定数はf1区間に発生したパルス列あ
るいは一般に出力信号を積算でき、（S/N）改善できる
ようにパルス幅拡大回路34が動作するように選べる。
さて、第１図で示したスペクトラム拡散送受信機シス
テムの実施例において、用いられた各部の回路例を次に
示す。
テムの実施例において、用いられた各部の回路例を次に
示す。
これは、あくまで一例であって基本的には今迄に述べ
た機能を果たす回路ブロックが各部に設置されていれば
良く、何ら、簡便な非同期型スペクトラム拡散通信機の
実現を限定するものではない。
た機能を果たす回路ブロックが各部に設置されていれば
良く、何ら、簡便な非同期型スペクトラム拡散通信機の
実現を限定するものではない。
まず、第４図にパルス幅拡大回路34の実施例の１つを
示す。前述したように、このパルス幅拡大回路では、前
述した時定数τを（２）式を満たすように調節しなけれ
ばならない。本実施例の場合このτは、図中の抵抗Ｒ
τ、コンデンサＣτで決定され、 τ＝kCτＲτ …（３） で表される。ここでｋは、定数である。なお、第４図
で、ICは前記トリガラブル・ワンショットIC回路、Ｉは
入力端子、Ｏは出力端子、INV1,INV2はインバータ、NAN
Dはナンド回路である。
示す。前述したように、このパルス幅拡大回路では、前
述した時定数τを（２）式を満たすように調節しなけれ
ばならない。本実施例の場合このτは、図中の抵抗Ｒ
τ、コンデンサＣτで決定され、 τ＝kCτＲτ …（３） で表される。ここでｋは、定数である。なお、第４図
で、ICは前記トリガラブル・ワンショットIC回路、Ｉは
入力端子、Ｏは出力端子、INV1,INV2はインバータ、NAN
Dはナンド回路である。
次に、第５図にエンベロープ検波器16の一例で、ショ
ットキー・ダイオードSD1,SD2、抵抗R1〜R3、コンデン
サC1,C2、コイルＬから成る。この検波回路では、図中
に示したようなf1のキャリアの２倍の周波数にのったパ
ルスの入力波形を検波して図示のような形の出力パルス
を発生する。
ットキー・ダイオードSD1,SD2、抵抗R1〜R3、コンデン
サC1,C2、コイルＬから成る。この検波回路では、図中
に示したようなf1のキャリアの２倍の周波数にのったパ
ルスの入力波形を検波して図示のような形の出力パルス
を発生する。
出力パルスの立上りをtr、立ち下がりをtdとすると、
trは2f1に応答するようにしておき、かつtdは図に示す
相関ピーク入力のRFパルスのｔに比べて長く、前述のパ
ルス列の間隔Ｔよりは短くなるようにしておく。
trは2f1に応答するようにしておき、かつtdは図に示す
相関ピーク入力のRFパルスのｔに比べて長く、前述のパ
ルス列の間隔Ｔよりは短くなるようにしておく。
このように、tr,tdを設定すれば、安定な検波された
パルス列が第３図の（ｆ）のように得られる。
パルス列が第３図の（ｆ）のように得られる。
さらに、第６図にコンパレータ回路33の一例を示す。
このコンパレータを構成するにおいて重要である点は、
パルス列の繰返し周期Ｔが高速であるため、Ｔに応答で
きる充分な高速性がなければならないことである。ま
た、レベル変動に対応答するため、（S/N）が良い所に
自動的に調節されるように、第６図に示すように自動レ
ベルコントロール手段を設けることが、安定な通信を行
なうために必要である。この自動レベルコントロール手
段とは回路33aによって入力のエンベロープ検波出力信
号のパルスのピーク電圧Vpを検出し、基準電圧を発生さ
せることにより、コンパレータ33cを与えて、スレッシ
ョッルドVsをノイズレベルとVpのほぼ中間に設定する。
なお、33cはコンパレータ、33d,33eはダイオードであ
る。
このコンパレータを構成するにおいて重要である点は、
パルス列の繰返し周期Ｔが高速であるため、Ｔに応答で
きる充分な高速性がなければならないことである。ま
た、レベル変動に対応答するため、（S/N）が良い所に
自動的に調節されるように、第６図に示すように自動レ
ベルコントロール手段を設けることが、安定な通信を行
なうために必要である。この自動レベルコントロール手
段とは回路33aによって入力のエンベロープ検波出力信
号のパルスのピーク電圧Vpを検出し、基準電圧を発生さ
せることにより、コンパレータ33cを与えて、スレッシ
ョッルドVsをノイズレベルとVpのほぼ中間に設定する。
なお、33cはコンパレータ、33d,33eはダイオードであ
る。
次に、第７図に送信機中に設置したデジタルクロック
コントロール23の簡便な実現がなされた一例を示す。こ
の一列では、ナンドゲート23a〜23dによりデジタルデー
タ入力に応じて周波数ｆ′１とｆ′２の切り換えを行な
っている。
コントロール23の簡便な実現がなされた一例を示す。こ
の一列では、ナンドゲート23a〜23dによりデジタルデー
タ入力に応じて周波数ｆ′１とｆ′２の切り換えを行な
っている。
第８図に更に本発明によるスペクトラム拡散通信機の
第２の実施例を示す。これはパルスカウント方式と呼ぶ
ものである。
第２の実施例を示す。これはパルスカウント方式と呼ぶ
ものである。
送信機の構成は、第１図と同じものである。受信機に
おいて、第１の実施例では、第１図で示したようにパル
ス幅拡大回路34が用いられたが、本実施例では、パルス
カウント復調器35を用いた。これはコンボリューション
ピークをエンベロープ検波器16で検波し、コンパレータ
33で波形整形したあと、パルスカウント復調器35によっ
て、第３図の（ｇ）で示すパルスの数をカウントして積
分し、ベースバンド情報を復調するものである。このパ
ルスカウント方式は、第１の実施例のパルス幅拡大回路
方式より複雑ではあるが、より安定な通信のために有効
である。
おいて、第１の実施例では、第１図で示したようにパル
ス幅拡大回路34が用いられたが、本実施例では、パルス
カウント復調器35を用いた。これはコンボリューション
ピークをエンベロープ検波器16で検波し、コンパレータ
33で波形整形したあと、パルスカウント復調器35によっ
て、第３図の（ｇ）で示すパルスの数をカウントして積
分し、ベースバンド情報を復調するものである。このパ
ルスカウント方式は、第１の実施例のパルス幅拡大回路
方式より複雑ではあるが、より安定な通信のために有効
である。
第９図は本発明によるスペクトラム拡散通信機の第３
の実施例を示す。これは（パルス拡大＋積分回路）方式
と呼ぶものである。送信機の構成は、第１図の第１の実
施例と同じものである。
の実施例を示す。これは（パルス拡大＋積分回路）方式
と呼ぶものである。送信機の構成は、第１図の第１の実
施例と同じものである。
受信機の構成において、第１の実施例では、第１図の
（ｈ）の部分の出力をベースバンド情報として使った
が、この実施例では、（ｈ）の出力を第９図に示すよう
に、更にローパスフィルタ（L.P.F）36と波形整形回路3
7を通すことによって、より復調エラーを低減すること
ができるようにしている。
（ｈ）の部分の出力をベースバンド情報として使った
が、この実施例では、（ｈ）の出力を第９図に示すよう
に、更にローパスフィルタ（L.P.F）36と波形整形回路3
7を通すことによって、より復調エラーを低減すること
ができるようにしている。
第10図は本発明による、スペクトラム拡散通信機の第
４の実施例を示す。これは２コンボルバ方式と呼ぶもの
である。送信機の構成は、第１図に示した第１の実施例
と同じものである。この送信機では、ベースバンド情報
であるデジタルデータによってキャリアの中心周波数を
ｆ″１とｆ″２に切り換えるFSK変調を行なっている。
実施例その１では受信機でSAWコンボルバ13を１ケのみ
使用し、f1又はf2のどちらか一方の区間のみコンボリュ
ーションピークのパルス列が発生するようにしていた。
４の実施例を示す。これは２コンボルバ方式と呼ぶもの
である。送信機の構成は、第１図に示した第１の実施例
と同じものである。この送信機では、ベースバンド情報
であるデジタルデータによってキャリアの中心周波数を
ｆ″１とｆ″２に切り換えるFSK変調を行なっている。
実施例その１では受信機でSAWコンボルバ13を１ケのみ
使用し、f1又はf2のどちらか一方の区間のみコンボリュ
ーションピークのパルス列が発生するようにしていた。
しかしこの実施例では受信機に、コンボルバ13,40と
２ケ使用し、各々に中心周波数f1,f2の参照信号用PNコ
ードを各々に加えておく。こうすると、SAWコンボルバ1
3からはf1区間のときに、SAWコンボルバ40からはf2区間
のときに各々コンボリューションピークのパルス列が発
生するので、比較復調器45を用いて、第１の実施例より
約２倍の確実性でベースバンド情報が復調できた。
２ケ使用し、各々に中心周波数f1,f2の参照信号用PNコ
ードを各々に加えておく。こうすると、SAWコンボルバ1
3からはf1区間のときに、SAWコンボルバ40からはf2区間
のときに各々コンボリューションピークのパルス列が発
生するので、比較復調器45を用いて、第１の実施例より
約２倍の確実性でベースバンド情報が復調できた。
なお、38,38′は夫々発振周波数f1,f2の発振器、39は
12と同様のミキサー、41〜44は夫々14〜33の各回路と同
様の回路である。
12と同様のミキサー、41〜44は夫々14〜33の各回路と同
様の回路である。
第11図は本発明による、スペクトラム拡散通信機の第
５の実施例を示す。これは２参照信号方式と呼ぶもので
ある。送信機の構成は、第１図に示した第１の実施例と
同じものである。第４の実施例では、２つのコンボルバ
を用いて、受信信号のキャリアのf1区間とf2区間を両方
検出した。しかしこの実施例ではSAWコンボルバ13は１
つであるが、参照信号のキャリア中心周波数をf1とf2で
変化させてやり、どちらの場合にコンボリューション出
力を得るかを比較復調器46で判断してベースバンド情報
を復調する。
５の実施例を示す。これは２参照信号方式と呼ぶもので
ある。送信機の構成は、第１図に示した第１の実施例と
同じものである。第４の実施例では、２つのコンボルバ
を用いて、受信信号のキャリアのf1区間とf2区間を両方
検出した。しかしこの実施例ではSAWコンボルバ13は１
つであるが、参照信号のキャリア中心周波数をf1とf2で
変化させてやり、どちらの場合にコンボリューション出
力を得るかを比較復調器46で判断してベースバンド情報
を復調する。
48は、キャリアの中心周波数をf1又はf2に切り換えら
れる電圧制御発振器であり、47がこの発振器48への切り
換え信号Stを出すタイミングを調整して比較復調器46の
出力が安定最大になるように制御するコントロール回路
である。この実施例によれば、第１の実施例と比較し
て、約２倍の確実性でベースバンド情報が復調できる。
れる電圧制御発振器であり、47がこの発振器48への切り
換え信号Stを出すタイミングを調整して比較復調器46の
出力が安定最大になるように制御するコントロール回路
である。この実施例によれば、第１の実施例と比較し
て、約２倍の確実性でベースバンド情報が復調できる。
［発明の効果］ 以上説明したように本発明よれば、スペクトラム拡散
通信機において、同期回路を用いないので、非常に簡便
な送信機で誤りの少ない高信頼性の情報通信が行なえ
る。特にこの効果は微弱な電波を用いて通信を行なう場
合著しく実用上の効果は多大である。
通信機において、同期回路を用いないので、非常に簡便
な送信機で誤りの少ない高信頼性の情報通信が行なえ
る。特にこの効果は微弱な電波を用いて通信を行なう場
合著しく実用上の効果は多大である。
第１図は本発明の第１の実施例のブロック図、第２図は
第１図の実施例における送信機の各部の動作波形を示す
図、第３図は第１図の実施例における受信機の各部の動
作波形を示す図、第４図は第１図の実施例におけるパル
ス幅拡大回路の一例を示す図、第５図は第１図の実施例
におけるエンベロープ検波器の一例を示す図、第６図は
第１図の実施例におけるコンパレータ回路の一例を示す
図、第７図は第１図の実施例におけるデジタルクロック
コントロール回路の一例を示す図、第８図は本発明の第
２の実施例を示すブロック図、第９図は本発明の第３の
実施例を示すブロック図、第10図は本発明の第４の実施
例を示すブロック図、第11図は本発明の第５の実施例を
示すブロック図、第12図は従来のスペクトラム拡散通信
装置を示すブロック図である。 1,3,12,21,27,30,39……ミキサー、２……発振器及びPN
コードクロック発生器、4,19……PNコード発生器、5,8,
10,14,40……バンドパルスフィルタ（BPF）、６……送
信用増幅器、7,7′……送受信アンテナ、９……受信用
高周波増幅器、11,38……参照信号用キャリア発振器、1
3,40……SAWコンボルバ、15.42……増幅器、16,43……
エンベロープ検波器、17……PNコードクロック用同期回
路、18……PNコードコントロール回路、20……キャリア
同期回路、22……データ復調回路、23……デジタルクロ
ックコントロール回路、24,36……ローパスフィルタ（L
PF）、25……周波数てい倍回路、26,32……PNコード用
クロック発生器、28,29……無線周波数変換用局部発振
器、31……AGCアンプ、33,44……コンパレータ、34……
パルス幅拡大回路、35……パルスカウント復調器、37…
…波形整形回路、45……比較復調器、46……比較復調
器、47……キャリア周波数コントロール回路、48……電
圧制御発振器。
第１図の実施例における送信機の各部の動作波形を示す
図、第３図は第１図の実施例における受信機の各部の動
作波形を示す図、第４図は第１図の実施例におけるパル
ス幅拡大回路の一例を示す図、第５図は第１図の実施例
におけるエンベロープ検波器の一例を示す図、第６図は
第１図の実施例におけるコンパレータ回路の一例を示す
図、第７図は第１図の実施例におけるデジタルクロック
コントロール回路の一例を示す図、第８図は本発明の第
２の実施例を示すブロック図、第９図は本発明の第３の
実施例を示すブロック図、第10図は本発明の第４の実施
例を示すブロック図、第11図は本発明の第５の実施例を
示すブロック図、第12図は従来のスペクトラム拡散通信
装置を示すブロック図である。 1,3,12,21,27,30,39……ミキサー、２……発振器及びPN
コードクロック発生器、4,19……PNコード発生器、5,8,
10,14,40……バンドパルスフィルタ（BPF）、６……送
信用増幅器、7,7′……送受信アンテナ、９……受信用
高周波増幅器、11,38……参照信号用キャリア発振器、1
3,40……SAWコンボルバ、15.42……増幅器、16,43……
エンベロープ検波器、17……PNコードクロック用同期回
路、18……PNコードコントロール回路、20……キャリア
同期回路、22……データ復調回路、23……デジタルクロ
ックコントロール回路、24,36……ローパスフィルタ（L
PF）、25……周波数てい倍回路、26,32……PNコード用
クロック発生器、28,29……無線周波数変換用局部発振
器、31……AGCアンプ、33,44……コンパレータ、34……
パルス幅拡大回路、35……パルスカウント復調器、37…
…波形整形回路、45……比較復調器、46……比較復調
器、47……キャリア周波数コントロール回路、48……電
圧制御発振器。
Claims (7)
- 【請求項１】送信すべきデータのベースバンド情報によ
りキャリア周波数を変調する１次変調手段と、所定のPN
コードにより２次変調しスペクトラムが拡散された送信
信号を送信する上記１次変調手段と２次変調手段とを有
する送信機と、 上記送信機におけるキャリア周波数とPNコードとに非同
期で該PNコードとは時間的に反転した参照信号用PNコー
ドが受信されたスペクトラム拡散信号と共に印加されて
両者の相関をとるコンボルバと、該コンボルバから出力
されるピークパルス列を検波する手段と、検波されたパ
ルス列の各パルスに応答してベースバンド情報パルスを
発生するパルス幅拡大回路を含む復調手段とを有する受
信機と、 を備えたことを特徴とするスペクトラム拡散通信装置。 - 【請求項２】送信すべきデータのベースバンド情報によ
りキャリア周波数を変調する１次変調手段と、所定のPN
コードにより２次変調しスペクトラムが拡散された送信
信号を送信する上記１次変調手段と２次変調手段とを有
する送信機と、 上記送信機におけるキャリア周波数とPNコードとに非同
期で該PNコードとは時間的に反転した参照信号用PNコー
ドが受信されたスペクトラム拡散信号と共に印加されて
両者の相関をとるコンボルバと、該コンボルバから出力
されるピークパルス列を検波し整形する波形整形手段
と、上記波形整形手段の出力パルスの数をカウントして
前記ベースバンド情報を復調するパルスカウント復調器
とを有する受信機と、 を備えたことを特徴とするスペクトラム拡散通信装置。 - 【請求項３】前記復調手段がローパスフィルタと波形整
形回路とを有し、前記パルス幅拡大回路の出力が上記ロ
ーパスフィルタ及び波形整形回路を介して取り出される
ようになっている特許請求の範囲第１項記載のスペクト
ラム拡散通信装置。 - 【請求項４】送信すべきデータのベースバンド情報によ
りキャリア周波数を変調する１次変調手段と、所定のPN
コードにより２次変調しスペクトラムが拡散された送信
信号を送信する上記１次変調手段と２次変調手段とを有
する送信機と、 上記送信機におけるキャリア周波数とPNコードとに非同
期で該PNコードとは時間的に反転していてかつ中心周波
数の異なる２つの参照信号が受信されたスペクトラム拡
散信号と共に印加されて両者の相関をとる第１及び第２
のコンボルバと、該夫々のコンボルバから出力されるピ
ークパルス列を検波する第１及び第２の検波手段と、上
記第１及び第２の検波手段の出力パルス列を比較して前
記ベースバンド情報を復調する比較復調器とを有する受
信機と、 を備えたことを特徴とするスペクトラム拡散通信装置。 - 【請求項５】送信すべきデータのベースバンド情報によ
りキャリア周波数を変調する１次変調手段と、所定のPN
コードにより２次変調しスペクトラムが拡散された送信
信号を送信する上記１次変調手段と２次変調手段とを有
する送信機と、 上記送信機におけるキャリア周波数とPNコードとに非同
期で該PNコードとは時間的に反転していてかつ中心周波
数の異なる２つの参照信号が切り換えられて、受信され
たスペクトラム拡散信号と共に印加されて両者の相関を
とるコンボルバと、該コンボルバから出力されるピーク
パルス列を検波し整形する波形整形手段と、上記波形整
形手段から出力される上記中心周波数の夫々に対応する
パルス列を比較して前記ベースバンド情報を復調する比
較復調器とを有する受信機と、 を備えたことを特徴とするスペクトラム拡散通信装置。 - 【請求項６】前記パルス幅拡大回路がリトリガラブル・
ワンショット回路を含み、該回路の出力パルスの時間幅
が前記ピークパルス列の時間間隔よりも大となるように
した特許請求の範囲第１項記載のスペクトラム拡散通信
装置。 - 【請求項７】電圧制御発振器と、コントロール回路とを
有し、前記比較復調器の復調出力が安定かつ最大になる
ように上記コントロール回路によって電圧制御発振器の
発振周波数を切り換えて前記２つの参照信号用の異なる
キャリア周波数を発生させるようになっている特許請求
の範囲第５項記載のスペクトラム拡散通信装置。
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