JPH0456543A - スペクトラム拡散受信機 - Google Patents
スペクトラム拡散受信機Info
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- JPH0456543A JPH0456543A JP2167933A JP16793390A JPH0456543A JP H0456543 A JPH0456543 A JP H0456543A JP 2167933 A JP2167933 A JP 2167933A JP 16793390 A JP16793390 A JP 16793390A JP H0456543 A JPH0456543 A JP H0456543A
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- 238000001228 spectrum Methods 0.000 title claims description 12
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 15
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 abstract description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 abstract description 3
- 230000002596 correlated effect Effects 0.000 description 16
- 238000000034 method Methods 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 description 3
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 2
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/709—Correlator structure
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野コ
本発明はスペクトラム拡散受信機の狭帯域妨害波の影響
を低減するための改良に関する。
を低減するための改良に関する。
［発明の概要］
スペクトラム拡散受信機において、相関器の出力をベー
スバンド情報に変換し、その変換出力から直流より１／
τ程度の周波数成分を除去することにより狭帯域妨害波
の影響を低減したものである。
スバンド情報に変換し、その変換出力から直流より１／
τ程度の周波数成分を除去することにより狭帯域妨害波
の影響を低減したものである。
［従来の技術］
通信方式として、現在までに種々の方式が研究・開発さ
れているが、その１つの方式として、スペクトラム拡散
受信機式（以下ＳＳ通信方式と略す）がある。
れているが、その１つの方式として、スペクトラム拡散
受信機式（以下ＳＳ通信方式と略す）がある。
二のＳＳ通信方式は、送信側の狭帯域のデータや音声等
の信号を擬似雑音符号（ＰＮコード）により広帯域にス
ペクトラム拡散して送信し、受信側でその広帯域信号を
相関器より、もとの狭帯域信号に逆拡散させて信号を再
生するものである。
の信号を擬似雑音符号（ＰＮコード）により広帯域にス
ペクトラム拡散して送信し、受信側でその広帯域信号を
相関器より、もとの狭帯域信号に逆拡散させて信号を再
生するものである。
このＳＳ通信方式は、外部干渉や雑音に強く、特に狭帯
域妨害波、例えば連続波ＣＷ （Ｃｏｎｔｉｎ〜ｕｏｕ
ｓ Ｗａｖｅ）に対しては、プロセスゲイン（ＰＧ）分
の排除能力があることが知られている。ここで言うプロ
セスゲインとは、次式で表される。
域妨害波、例えば連続波ＣＷ （Ｃｏｎｔｉｎ〜ｕｏｕ
ｓ Ｗａｖｅ）に対しては、プロセスゲイン（ＰＧ）分
の排除能力があることが知られている。ここで言うプロ
セスゲインとは、次式で表される。
情報速度
また、上記無線周波数帯域幅とは、送信されるスペクト
ラム拡散信号の帯域幅であり、情報速度とは、ベースバ
ンドチャネルでのデータ速度である。
ラム拡散信号の帯域幅であり、情報速度とは、ベースバ
ンドチャネルでのデータ速度である。
このようなＳＳ通信方式を用いた通信装置（ＳＳ通信装
置）の受信部として、特願昭６３−１１５６７号（特開
平１−１８８０４４号）に開示されたものがある。この
ＳＳ通信装置の受信部は、上記先願の公開公報第１図に
示す如＜ＳＡＷコンボルバの出力にＢＰＦ （帯域通過
フィルタ）、増幅器、エンベロープ検波器、コンパレー
タ回路、パルス幅拡大回路を介してデータ復調を行うも
のである。各部の出力波形は、上記公開公報第３図のよ
うになる。
置）の受信部として、特願昭６３−１１５６７号（特開
平１−１８８０４４号）に開示されたものがある。この
ＳＳ通信装置の受信部は、上記先願の公開公報第１図に
示す如＜ＳＡＷコンボルバの出力にＢＰＦ （帯域通過
フィルタ）、増幅器、エンベロープ検波器、コンパレー
タ回路、パルス幅拡大回路を介してデータ復調を行うも
のである。各部の出力波形は、上記公開公報第３図のよ
うになる。
ここで、上記の構成を有するＳＳ通信装置において、Ｓ
Ｓ信号の帯域に狭帯域妨害波、例えばＣＷが混入した受
信信号が相関器に入力すると、相関器出力の波形は、第
５図（ａ）に示すように、受信信号におけるＳＳ信号と
参照信号のＳＳ信号の畳み込み積分結果すなわち相関ス
パイクと、受信信号におけるＣＷと参照信号の畳み込み
積分結果すなわちスプリアスが重畳した波形となる。こ
のような相関スパイクとスプリアスの変動が発生した相
関出力を包絡線検波した後も第５図（ｂ）に示すように
同じである。
Ｓ信号の帯域に狭帯域妨害波、例えばＣＷが混入した受
信信号が相関器に入力すると、相関器出力の波形は、第
５図（ａ）に示すように、受信信号におけるＳＳ信号と
参照信号のＳＳ信号の畳み込み積分結果すなわち相関ス
パイクと、受信信号におけるＣＷと参照信号の畳み込み
積分結果すなわちスプリアスが重畳した波形となる。こ
のような相関スパイクとスプリアスの変動が発生した相
関出力を包絡線検波した後も第５図（ｂ）に示すように
同じである。
このような状態において、前記先願の公開公報の第６図
のコンパレータ回路により、基準電圧を設定して相関ス
パイクを２値化する場合、相関スパイクとスプリアスの
分離ができなくなる。このため、先願公報第５図（Ｃ）
に示すように相関スパイクが有るのに無しと誤判定した
り、逆に相関スパイクが無いのに有りと誤判定すること
になる。
のコンパレータ回路により、基準電圧を設定して相関ス
パイクを２値化する場合、相関スパイクとスプリアスの
分離ができなくなる。このため、先願公報第５図（Ｃ）
に示すように相関スパイクが有るのに無しと誤判定した
り、逆に相関スパイクが無いのに有りと誤判定すること
になる。
よって、このような２値化された相関スパイク（相関パ
ルス）をパルス幅拡大回路により、波形整形した信号を
データ復調に用いる場合、第５図（ｄ）に示すように、
データを復調するサンプルポイントによっては、誤った
データを復調する二ξになり、誤り率の劣化となる。
ルス）をパルス幅拡大回路により、波形整形した信号を
データ復調に用いる場合、第５図（ｄ）に示すように、
データを復調するサンプルポイントによっては、誤った
データを復調する二ξになり、誤り率の劣化となる。
従って上記先願の方式におけるこの欠点を改善したもの
に前記先願の公報の第９図に示す方式の受信機がある。
に前記先願の公報の第９図に示す方式の受信機がある。
この方式は、パルス幅拡大回路出力をＬＰＦ（低域通過
フィルタ）に通して積分し、波形整形回路により積分さ
れた信号を波形整形し、データ復調するものである。し
かし、この場合においても、前記第５図（Ｃ）に示すよ
うに、コンパレータ回路における誤判定が多ければ、前
記と同様に誤ったデータを復調することとなる。
フィルタ）に通して積分し、波形整形回路により積分さ
れた信号を波形整形し、データ復調するものである。し
かし、この場合においても、前記第５図（Ｃ）に示すよ
うに、コンパレータ回路における誤判定が多ければ、前
記と同様に誤ったデータを復調することとなる。
なお、第５図（ａ）では、時間領域で相関スパイクがス
プリアスに重畳した際、相関スパイクのピークの点にお
いて、スプリアスに対する相関スパイクの位相関係がほ
ぼ−π／２〜π／２内で重畳した場合を示しているが、
π／２〜３π／２内で重畳する場合も考えられる。
プリアスに重畳した際、相関スパイクのピークの点にお
いて、スプリアスに対する相関スパイクの位相関係がほ
ぼ−π／２〜π／２内で重畳した場合を示しているが、
π／２〜３π／２内で重畳する場合も考えられる。
一π／２〜π／２内の場合は、スプリアスに対して、相
関スパイクは増加の方向で重畳し、最大値は第６図（ａ
）に示すように同相（０）のとき、スプリアスレベル＋
相関スパイクのレベルで重畳する。
関スパイクは増加の方向で重畳し、最大値は第６図（ａ
）に示すように同相（０）のとき、スプリアスレベル＋
相関スパイクのレベルで重畳する。
π／２〜３π／２の場合は、スプリアスに対して、相関
スパイクは減少の方向で重畳し、最小値は第６図（ｂ）
に示すように逆相（π）のとき、スプリアスのレベル−
相関スパイクのレベルで重畳する。
スパイクは減少の方向で重畳し、最小値は第６図（ｂ）
に示すように逆相（π）のとき、スプリアスのレベル−
相関スパイクのレベルで重畳する。
このように、相関スパイクがスプリアスに重畳した場合
、舵記先願公報の第６図に示すような方式のコンパレー
タ回路では、−π／２〜π／２内での重畳の場合しか検
出できず、これもデータ復調における劣化の原因となる
。
、舵記先願公報の第６図に示すような方式のコンパレー
タ回路では、−π／２〜π／２内での重畳の場合しか検
出できず、これもデータ復調における劣化の原因となる
。
［発明の目的コ
本発明の目的は上記先願の装置を更に改良し狭帯域妨害
波の影響を低減し、通信品質のよいＳＳ受信装置を提供
することにある。
波の影響を低減し、通信品質のよいＳＳ受信装置を提供
することにある。
［課題を解決するための手段］
本発明によるスペクトラム拡散受信機は上記目的を達成
するため、相関器の出力段に設けられ、該相関器の出力
をベースバンド情報に変換する検波手段と、上記検波手
段の出力段に設けられ、該検波手段の出力に含まれる少
なくとも直流から上記相関器のゲート遅延時間をτとし
て１／τ程度までの周波数成分を除去するハイパスフィ
ルタとを、設けたことを要旨とする。
するため、相関器の出力段に設けられ、該相関器の出力
をベースバンド情報に変換する検波手段と、上記検波手
段の出力段に設けられ、該検波手段の出力に含まれる少
なくとも直流から上記相関器のゲート遅延時間をτとし
て１／τ程度までの周波数成分を除去するハイパスフィ
ルタとを、設けたことを要旨とする。
［作用］
相関スパイクがスプリアスに重畳しても、上記構成によ
りスプリアスの変動が抑圧されるので、復調データの誤
りを低減することができる。
りスプリアスの変動が抑圧されるので、復調データの誤
りを低減することができる。
［実施例コ
以下図面に示す実施例を参照して本発明を説明する。第
１図は本発明によるスペクトラム拡散受信機の一実施例
である。同図において、ｌは受信アンテナ、２はバンド
パスフィルタ、３は増幅器、４はミキサー、５は局部発
振器、６はＡＧＣ増幅器、７はバンドパスフィルタ、８
はキャリア発振器、９はミキサー、ｉｏはＰＮコード発
生器、１１はクロック発生器、１２は相関器（例えばＳ
ＡＷコンボルバ）、１３は増幅器、１４はバンドパスフ
ィルタ、１５は検波回路、１６はローパスフィルタ、１
７はハイパスフィルタ、１８はコンパレータ回路、１９
はパルス幅拡大回路、２０はローパスフィルタ、２１は
波形整形回路である。
１図は本発明によるスペクトラム拡散受信機の一実施例
である。同図において、ｌは受信アンテナ、２はバンド
パスフィルタ、３は増幅器、４はミキサー、５は局部発
振器、６はＡＧＣ増幅器、７はバンドパスフィルタ、８
はキャリア発振器、９はミキサー、ｉｏはＰＮコード発
生器、１１はクロック発生器、１２は相関器（例えばＳ
ＡＷコンボルバ）、１３は増幅器、１４はバンドパスフ
ィルタ、１５は検波回路、１６はローパスフィルタ、１
７はハイパスフィルタ、１８はコンパレータ回路、１９
はパルス幅拡大回路、２０はローパスフィルタ、２１は
波形整形回路である。
上述した第１図の構成において、１〜１２及び１８〜２
１の各回路は前記先願のものと同様のものであり、従っ
てその詳細は省略する。本発明において、特に付加され
た回路は１３〜１７の各回路であり、以下これら回路の
動作について説明する。
１の各回路は前記先願のものと同様のものであり、従っ
てその詳細は省略する。本発明において、特に付加され
た回路は１３〜１７の各回路であり、以下これら回路の
動作について説明する。
まず、ＣＷ妨害波の混入した相関器１２の出力を増幅器
１３によって適当なレベルに増幅し、その出力をバンド
パスフィルタ１４に与えて、相関器１２の非線形によっ
て発生する不要な成分をフィルタ１４により除去する６ 次にこのフィルタ出力に対し検波器１５で、自乗検波ま
たは包絡線検波を行ってからローパスフィルタ１６で不
要な高調波の除去を行うことにより、第２図（ａ）のよ
うに高周波の相関出力をベースバンドへ周波数シフトし
た信号が得られる。
１３によって適当なレベルに増幅し、その出力をバンド
パスフィルタ１４に与えて、相関器１２の非線形によっ
て発生する不要な成分をフィルタ１４により除去する６ 次にこのフィルタ出力に対し検波器１５で、自乗検波ま
たは包絡線検波を行ってからローパスフィルタ１６で不
要な高調波の除去を行うことにより、第２図（ａ）のよ
うに高周波の相関出力をベースバンドへ周波数シフトし
た信号が得られる。
ここで、自乗検波または包路線検波により、スプリアス
変動のスペクトル成分は、主に直流（ＤＣ）から１／τ
（相関器のゲート遅延時間τの逆数）程度の周波数成分
として存在する。
変動のスペクトル成分は、主に直流（ＤＣ）から１／τ
（相関器のゲート遅延時間τの逆数）程度の周波数成分
として存在する。
ハイパスフィルタ１７は第２図（ｂ）のようにＤＣから
ｌ／τのスペクトル成分を除去するフィルタで、例えば
、相関器１２としてコンボルバ（ゲート長１０ μ５ｅ
ｃ）を用いれば、ＤＣ〜１００ＫＨｚのスペクトル成分
を除去するフィルタとする。
ｌ／τのスペクトル成分を除去するフィルタで、例えば
、相関器１２としてコンボルバ（ゲート長１０ μ５ｅ
ｃ）を用いれば、ＤＣ〜１００ＫＨｚのスペクトル成分
を除去するフィルタとする。
検波回路１５の出力をこのハイパスフィルタ１７に通過
させると、第２図（Ｃ）のように、スプリアスの変動が
抑圧された波形の出力が得られる。
させると、第２図（Ｃ）のように、スプリアスの変動が
抑圧された波形の出力が得られる。
ハイパスフィルタ１７の出力以降は、コンバレータロ路
１８以降のような構成で処理される。
１８以降のような構成で処理される。
上述したような構成を付加することにより、第２図（ｃ
）に示すようにスプリアスの変動は抑圧されているので
、復調されたデータの誤りを低減できる。
）に示すようにスプリアスの変動は抑圧されているので
、復調されたデータの誤りを低減できる。
第３図は本発明の他の実施例で、第１図におけるコンパ
レータ回路１８を、コンパレータ２５゜２６及びオア回
路２７で構成する。コンパレータ２５．２６の一方の入
力には図示の如く正及び負の基準電圧が印加される。
レータ回路１８を、コンパレータ２５゜２６及びオア回
路２７で構成する。コンパレータ２５．２６の一方の入
力には図示の如く正及び負の基準電圧が印加される。
コンパレータ２５，２６から成るダブルコンパレータ部
２８は、前記時間領域で相関スパイクがスプリアスに重
畳する際、相関スパイクのピークの点において、スプリ
アスに対する相関スパイクの位相関係が、−π／２〜π
／２内とπ／２〜３π／２内で重畳する場合の両方の相
関スパイクの検出を行う、すなわち第４図（ａ）に示す
ように、ハイパスフィルタ通過後の相関スパイクは、ス
プリアスとの位相関係により、−π／２〜π／２内で重
畳するときに発生する正側の相関スパイクをコンパレー
タ２５で検出し、π／２〜３π／２内で重畳するときに
発生する負側の相関スパイクをコンパレータ２６で検出
する。
２８は、前記時間領域で相関スパイクがスプリアスに重
畳する際、相関スパイクのピークの点において、スプリ
アスに対する相関スパイクの位相関係が、−π／２〜π
／２内とπ／２〜３π／２内で重畳する場合の両方の相
関スパイクの検出を行う、すなわち第４図（ａ）に示す
ように、ハイパスフィルタ通過後の相関スパイクは、ス
プリアスとの位相関係により、−π／２〜π／２内で重
畳するときに発生する正側の相関スパイクをコンパレー
タ２５で検出し、π／２〜３π／２内で重畳するときに
発生する負側の相関スパイクをコンパレータ２６で検出
する。
オア回路２７は、第４図（ｂ）に示すように、ダブルコ
ンパレータ部２８によりパルス化された正側及び負側の
相関スパイク（８間パルス）を合成する。
ンパレータ部２８によりパルス化された正側及び負側の
相関スパイク（８間パルス）を合成する。
このように負側の相関スパイクも検出できるような構成
にすることにより、さらにデータ復調特性が改善される
。
にすることにより、さらにデータ復調特性が改善される
。
［発明の効果］
以上説明したように本発明によれば、スペクトラム拡散
受信機において、スプリアスの変動が抑圧されるので、
復調データの誤りを低減することができる。
受信機において、スプリアスの変動が抑圧されるので、
復調データの誤りを低減することができる。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
その動作説明用波形図、第３図は本発明の他の実施例の
主要部を示すブロック図、第４図はその動作説明用波形
図、第５図及び第６図は先願装置の動作説明用波形図で
ある。 １２・・・・・・・・・相関器、１４・・・・・・・・
・バンドパスフィルタ、１５・・・・・・・・・検波回
路、１６・・・・・・・・・ローパスフィルタ、１７・
・・・・・・・・ハイパスフィルタ。
その動作説明用波形図、第３図は本発明の他の実施例の
主要部を示すブロック図、第４図はその動作説明用波形
図、第５図及び第６図は先願装置の動作説明用波形図で
ある。 １２・・・・・・・・・相関器、１４・・・・・・・・
・バンドパスフィルタ、１５・・・・・・・・・検波回
路、１６・・・・・・・・・ローパスフィルタ、１７・
・・・・・・・・ハイパスフィルタ。
Claims (2)
- （１）相関器の出力段に設けられ、該相関器の出力をベ
ースバンド情報に変換する検波手段と、上記検波手段の
出力段に設けられ、該検波手段の出力に含まれる少なく
とも直流から上記相関器のゲート遅延時間をτとして１
／τ程度までの周波数成分を除去するハイパスフィルタ
とを、備えたことを特徴とするスペクトラム拡散受信機
。 - （２）相関器の出力段に設けられ、該相関器の出力をベ
ースバンド情報に変換する検波手段と、該検波手段の出
力段に設けられ、該検波手段の出力に含まれる少なくと
も直流から上記相関器のゲート遅延時間をτとして１／
τ程度までの周波数成分を除去するハイパスフィルタと
、 該ハイパスフィルタの出力を、正の基準電圧と比較する
第１の比較部及び負の基準電圧と比較す上記第１の比較
部の出力と、第２の比較部の出力が入力されるオア回路
と、を備えたことを特徴とするスペクトラム拡散受信機
。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2167933A JPH0456543A (ja) | 1990-06-26 | 1990-06-26 | スペクトラム拡散受信機 |
| US07/720,723 US5195105A (en) | 1990-06-26 | 1991-06-25 | Spread spectrum receiver |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2167933A JPH0456543A (ja) | 1990-06-26 | 1990-06-26 | スペクトラム拡散受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0456543A true JPH0456543A (ja) | 1992-02-24 |
Family
ID=15858751
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2167933A Pending JPH0456543A (ja) | 1990-06-26 | 1990-06-26 | スペクトラム拡散受信機 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5195105A (ja) |
| JP (1) | JPH0456543A (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0537491A (ja) * | 1991-07-31 | 1993-02-12 | Clarion Co Ltd | スペクトラム拡散通信装置 |
| JP3581448B2 (ja) * | 1994-10-21 | 2004-10-27 | キヤノン株式会社 | スペクトラム拡散通信装置 |
| RU2185033C2 (ru) * | 1999-07-08 | 2002-07-10 | Копейкин Владимир Васильевич | Устройство связи |
| JP4282520B2 (ja) * | 2004-03-24 | 2009-06-24 | シャープ株式会社 | 信号処理方法、信号出力装置、信号処理装置、画像処理装置、及び画像形成装置 |
| US7428281B2 (en) * | 2004-08-31 | 2008-09-23 | Texas Instruments Incorporated | System and method of removing discrete spurious signals in cable broadband and other RF environments |
| JP4972742B2 (ja) * | 2006-10-17 | 2012-07-11 | 国立大学法人九州工業大学 | 高域信号補間方法及び高域信号補間装置 |
| US10294689B2 (en) * | 2017-01-13 | 2019-05-21 | Quanta Associates, L.P. | Pole setting device and method of using the same |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0810839B2 (ja) * | 1988-01-21 | 1996-01-31 | 宣夫 御子柴 | スペクトラム拡散通信装置 |
| JP2521527B2 (ja) * | 1989-02-07 | 1996-08-07 | クラリオン株式会社 | 通信装置 |
| JPH07120968B2 (ja) * | 1989-02-07 | 1995-12-20 | クラリオン株式会社 | スペクトラム拡散通信装置 |
| JPH0777359B2 (ja) * | 1989-05-18 | 1995-08-16 | クラリオン株式会社 | 弾性表面波コンボルバの相関処理装置 |
-
1990
- 1990-06-26 JP JP2167933A patent/JPH0456543A/ja active Pending
-
1991
- 1991-06-25 US US07/720,723 patent/US5195105A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5195105A (en) | 1993-03-16 |
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