JP4786434B2 - スペクトラム拡散信号受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、ＰＮコードによるスペクトラム拡散及びサブキャリアによるバイナリオフセットキャリア変調がされた信号を受信して、逆拡散及びバイナリオフセットキャリア復調を行うスペクトラム拡散信号受信装置に関する。

一般に、ＰＮ（Pseudo Noise）コードにより拡散されたスペクトラム拡散信号は、図６（ａ）に示すような電力スペクトラムを示す。また、近年においては、ＰＮコードに加えてＰＮコードのチップレートの整数倍となるサブキャリアを更に変調し、図６（ａ）における中心周波数ｆ０近辺の電力密度を分散するバイナリオフセットキャリア（ＢＯＣ：Binary Offset Carrier）変調方式も知られている（非特許文献１を参照）。図６（ｂ）は、チップレートとサブキャリアとの比を１：１とした場合のＢＯＣ変調方式の電力スペクトラムを示すものである。

具体的に、１：１の比率のＢＯＣコードの構成例を図７に示す。ＰＮコード（ａ）にＰＮコードと同じ周期のＮＲＺ（Non Return Zero）の矩形波であるサブキャリア（ｂ）を変調したのがＢＯＣコード（ｃ）である。

このようなＢＯＣ変調方式で変調された受信信号を復調するに際し、ＣＤＭＡ（Code
Division Multiple Access）方式により複数の送信信号を受信可能な複数の受信チャンネルを備えた受信装置では、空中線で受信した信号は所望の利得を得て、所定の中間周波数信号に周波数変換してから、各受信チャンネルで次のように処理する。

すなわち、中間周波数信号に対してＩ成分ローカル信号、Ｑ成分ローカル信号をそれぞれ混合してベースバンド変換し、Ｉ成分のベースバンド信号、Ｑ成分のベースバンド信号を得る。また、レプリカＰＮコードとサブキャリアとをそれぞれ生成して、これらを混合したレプリカＢＯＣコードを得る。そして、Ｉ成分、Ｑ成分のベースバンド信号とレプリカＢＯＣコードとの相関処理を行なって相関値（レプリカＢＯＣコードは所定の位相差で複数用意し、各レプリカＢＯＣコードとベースバンド信号との相関値を求める）を得、さらには積算相関値を得ることができる。

このような受信装置では、中間周波数信号の初期捕捉を行った後、追尾を維持する制御ループを構成する。具体的には、コードの追尾点であるＰ位相を得るために、Ｐより位相の進んでいるＥ（Early）コード、及びＰより位相が遅れているＬ（Late）コードを利用し、いわゆる“Early−Late”としたコード位相ディスクリミネート特性、すなわち“Ｅ−Ｌ＝０”となるような制御を行う。以下では、このような“Ｅ−Ｌ”の位相差を“τ”チップ（chip）と表現する。

同時に、中間周波数信号に含まれる搬送波成分の初期捕捉を行った後、搬送波成分の追尾を維持するよう制御ループを構成する。

そして、このような追尾動作を維持することで、送信信号に含まれるデータの復調、コード追尾情報、搬送波成分の追尾情報を得ることが可能となる。
Phillip W. Ward, A Design Technique toRemove the Correlation Ambiguity in Binary Offset Carrier（BOC) Spread Spectrum Signals ,Proceeding of the Institute ofNavigation 2004 National technical Meeting,2004,Jan.,pp886-896

スペクトラム拡散信号を復調するには、まずはスペクトラムの逆拡散を行う必要があるが、ＢＯＣ復調方式では、通常のＰＮコード変調と比較して異なる積算相関特性を示す。

すなわち、通常のＰＮコードの積算相関値は、図８（ａ）に示すように、理想的には±１チップの区間で、０チップを中心とした三角形状の積算相関値となる。

そのため、±１チップの範囲内であれば、図８（ｂ）に示すとおり、“Ｅ−Ｌ＝０”となるのは必ず０チップ付近となる。

ところで、例えば瞬間的な受信中断が生じた後、再び受信が回復した場合には、受信中断直前の追尾情報を利用して再追尾を行うが、この場合に、補正できない若干の誤差が生じて、追尾点がわずかにずれる場合がある。

このような場合にも、従来のＰＮコードによるスペクトラム拡散では、誤差が生じても０チップ付近しか“Ｅ−Ｌ＝０”とならない為、位相追尾制御の過程で真の追尾点に引き込むことが可能である。

しかしながら、ＢＯＣ復調の場合には、図９（ａ）に示すとおり、±１チップの範囲内で相関利得は有するものの、＋０．５チップ、−０．５チップの近傍で傾きの符号は反転する。従って、図９（ｂ）に示すように、±１チップの範囲内で“Ｅ−Ｌ＝０”となる箇所は０チップ付近、−０．５チップ付近、＋０．５チップ付近の３箇所に生じることになってしまう。

そのため、ＢＯＣ変調の場合は、瞬間的な受信中断が生じた後の受信の回復において、受信中断直前の追尾情報を利用して再追尾を行う際には、誤って真の位相Ｐに対して−０．５チップ、あるいは、＋０．５チップ位相のずれた点に誤って追尾してしまう危険性がある。

このような、誤追尾を回避するためには、追尾用のＥコード、Ｌコードの位相位置に相関器を用意する他、少なくとも−０．５チップ、＋０．５チップ位相のずれた位置の近傍にも相関器を多数設ける必要がある。

あるいは、追尾用のＥコード及びＬコードの位相位置に用いる相関器を使用して、少なくとも−０．５チップ、＋０．５チップ位相のずれた位置の近傍でも測定するようにする必要がある。

しかし、前者の場合は、数多くの相関器を用意しなければならないため、装置の製造コストを増大させてしまうという不具合がある。また、後者の場合は、処理のステップが多くなるため、再追尾を短時間で迅速に行うことができないという不具合がある。

そこで、本発明の目的は、装置の製造コストの増大をもたらす回路規模の増大を招くことなく、再追尾を短時間で迅速に行うことである。

本発明は、ＰＮコードによるスペクトラム拡散及びサブキャリアによるバイナリオフセットキャリア（ＢＯＣ）変調がされた信号を受信信号として逆拡散及びＢＯＣ復調を行うスペクトラム拡散信号受信装置であって、いずれも前記ＰＮコードと前記サブキャリアとを混合したＢＯＣコードであり、互いに１／２τチップだけ位相をずらしたＥ_ＢＯＣ，Ｐ_ＢＯＣ，Ｌ_ＢＯＣの各ＢＯＣコードをそれぞれ生成するＢＯＣコード生成器と、前記ＰＮコードであり、互いに１／２τチップだけ互いに位相をずらしたＥ_ＰＮ，Ｐ_ＰＮ，Ｌ_ＰＮの各ＰＮコードをそれぞれ生成するＰＮコード生成器と、前記各ＢＯＣコード及び前記各ＰＮコードに基づいてＥ´，Ｐ´，Ｌ´の各信号を生成する信号生成器と、前記受信信号と前記各Ｅ´，Ｐ´，Ｌ´信号との相関をそれぞれ行う相関器と、前記相関器で得られた相関値を積算した積算相関値を得る積算相関器と、前記Ｐ´信号より位相の進んでいる前記Ｅ´信号及び前記Ｐ´信号より位相が遅れている前記Ｌ´信号により“Ｅ´−Ｌ´＝０”となる制御を行って、前記Ｐ´信号の位相を追尾点とするように前記受信信号に追尾する追尾手段と、を備え、前記信号生成器は、前記“τ”を、前記追尾手段で“Ｅ´−Ｌ´＝０”となる制御を行なうときの前記Ｅ´信号と前記Ｌ´信号の位相差としていて、前記相関器で前記受信信号に対して前記各Ｅ´，Ｐ´，Ｌ´信号との相関を行うことにより、前記追尾手段による追尾を行うときの追尾点の±１／２τの範囲以外で“Ｅ´−Ｌ´＝０”となるサイドローブを除去する、ことを特徴とするスペクトラム拡散信号受信装置である。

この場合に、前記信号生成器は、“Ｅ´＝Ｅ_ＢＯＣ＋Ｅ_ＰＮ，Ｌ´＝Ｌ_ＢＯＣ−Ｌ_ＰＮ”の演算をそれぞれ行って、前記Ｅ´，Ｌ´信号の各信号を生成するようにしてもよい。

さらに、この場合に、前記信号生成器は、前記Ｅ´，Ｐ´，Ｌ´の各信号を生成するのに代えて、“Ｅ´−Ｌ´＝（Ｅ_ＢＯＣ＋Ｅ_ＰＮ）−（Ｌ_ＢＯＣ−Ｌ_ＰＮ）”という信号を生成し、前記相関器は、前記受信信号と前記各Ｅ´，Ｐ´，Ｌ´信号との相関をそれぞれ行うのに代えて、前記受信信号と前記“Ｅ´−Ｌ´”信号との相関を行うようにしてもよい。

また、複数の受信チャンネルごとに、前記受信信号を処理する前記ＢＯＣコード生成器、前記ＰＮコード生成器、前記信号生成器、前記相関器、前記積算相関器、及び前記追尾手段を備えるようにしてもよい。

本発明によれば、図１１の比較例の構成で、±１チップの範囲内で“Ｅ−Ｌ＝０”となる箇所は０チップ付近、−０．５チップ付近、＋０．５チップ付近の３箇所に生じるのに対して（図９（ｂ））、本発明によれば、追尾点の±１／２τの範囲以外で“Ｅ´−Ｌ´＝０”となるサイドローブを除去することができる（図３（ｄ）に示す符号９４の“Ｅ´−Ｌ´”処理を施した積算相関値を参照）。

よって、数多くの相関器を用意しなくても、また、処理のステップが多くしなくても、真の位相からずれた点に誤追尾してしまうことを防止できるので、装置の製造コストの増大をもたらす回路規模の増大を招くことなく、再追尾を短時間で迅速に行うことができる。

まず、本実施形態の比較例となるスペクトラム拡散信号受信装置について説明し、次に、当該スペクトラム拡散信号受信装置と比較しつつ、本実施形態のスペクトラム拡散信号受信装置について説明する。

［比較例について］
図１０は、ＰＮコードによるスペクトラム拡散及びサブキャリアによるＢＯＣ変調がされた信号を受信信号として、逆拡散及びＢＯＣ復調を行うスペクトラム拡散信号受信装置３０１の構成例を示すブロック図である。スペクトラム拡散信号受信装置３０１において、電波を受信する空中線２で受信した受信信号は、ダウンコンバータ３において、所望の利得を与えられ、更に後段において処理可能な中間周波数信号Ｓに周波数変換される。この中間周波数信号Ｓは、ベースバンド処理部４で処理される。

図１１は、ベースバンド処理部４の回路構成を示すブロック図である。ここでＰＮコードのチップレートをｆcode［Ｈｚ]、サブキャリアをｆsub［Ｈｚ]、中間周波数信号Ｓの中心周波数をｆ０とする。ＰＮコードのチップレートとサブキャリアの関係を１：１とすると、“ｆcode＝ｆsub”となる。また、ＢＯＣ変調により中心周波数よりシフトした中間周波数信号Ｓの周波数を各々ｆＬ、ｆＨ［Ｈｚ］とした場合、“ｆＬ＝ｆ０−ｆsub”“ｆＨ＝ｆ０＋ｆsub”となる。

ベースバンド処理部４では、ＣＤＭＡ方式により複数の送信信号を受信可能なように複数個の受信チャネル（Ｎチャネル）に対応している。各受信チャネル部５は各受信チャネルの回路を示す。この各受信チャネル部５の回路構成は共通であるため、ここでは代表して第１受信チャネルの回路構成について説明する。

第１受信チャネルの受信チャネル部５において、ＰＮコード発生器１１は、中間周波数信号Ｓに含まれるＰＮコードと同一のレプリカＰＮコード列を発生する。

サブキャリア発生器１２は、この例ではレプリカＰＮコード列のチップレートと同一の周波数（ｆsub＝ｆcode）のＣＷ信号を発生する。

サブキャリア混合器１３は、ＰＮコード発生器１１が発生するレプリカＰＮコード列と、サブキャリア発生器１２が発生するサブキャリアとを混合することにより、レプリカＢＯＣコードを生成する。

ＢＯＣコード位相遅延器１４は、サブキャリア混合器１３が出力するレプリカＢＯＣコードから、例えば０．１チップ程度の位相差をもった複数のレプリカＢＯＣコードＥ，Ｐ，Ｌを生成する。

以上の動作と並行して、ローカル信号発生器１５は、中間周波数信号Ｓに含まれる中間周波数成分ｆ０や受信信号に含まれるドップラ周波数偏差、送受信装置間のクロック誤差による微細な周波数偏差Δｆを除去するＩ成分ローカル信号及び当該Ｉ成分ローカル信号に直交したＱ成分ローカル信号を発生する。この場合、両信号の周波数は、“ｆ０＋Δｆ［Ｈｚ］”である。

ベースバンド変換器１６_Ｑ、１６_Ｉは、中間周波数信号Ｓと、Ｉ成分ローカル信号、Ｑ成分ローカル信号とをそれぞれ混合し、Ｉ成分ベースバンド信号とＱ成分ベースバンド信号を生成するベースバンド変換を行う。

相関器１７は、Ｉ成分ベースバンド信号、Ｑ成分ベースバンド信号と、Ｅ，Ｐ，ＬのレプリカＢＯＣコードとの相関処理を行い、相関値を得る。

積算相関器１８は、ＰＮコードの繰り返し周期の間、相関器１７で得られる各相関値を積算することで各積算相関値をそれぞれ得る。

制御部２１は、マイクロコンピュータ等で構成され、積算相関器１８で得られた各積算相関値を用い、制御部２１の機能で実現される受信制御部２２のコード制御器１４は、中間周波数信号Ｓに含まれる信号成分のＰＮコードの初期捕捉を行った後、ＰＮコードの追尾を維持する制御ループを構成する。

具体的には、コードの追尾点であるＰ位相を得るために、Ｐより位相の進んでいるＥ（Early）位相、及びＰより位相が遅れているＬ（Late）位相の信号を利用し、いわゆるEarly‐Lateとしたコード位相ディスクリミネート特性、すなわち“Ｅ−Ｌ＝０”となるよう制御を行う。

同時に、受信制御部２２のローカル信号制御部２４は、中間周波数信号Ｓに含まれる搬送波成分の初期捕捉を行った後、搬送波成分の追尾を維持するよう制御ループを構成する。

スペクトラム拡散信号受信装置３０１では、このような追尾動作を維持することで、送信信号に含まれるデータの復調、コード追尾情報、搬送波成分の追尾情報を得ることができる。

なお、ベースバンド処理部４では逆変換、ＢＯＣ復調を行い、図１１の構成の後段でさらに復調を行って最終的な信号を得ることになる。

［実施形態１について］
図１は、本実施形態のスペクトラム拡散信号受信装置１の構成例を示すブロック図である。本実施形態のスペクトラム拡散信号受信装置１においても、前述の比較例と同様、電波を受信する空中線２で受信した信号は、ダウンコンバータ３において、所望の利得を与えられ、更に後段において処理可能な中間周波数信号Ｓに周波数変換される。この中間周波数信号Ｓはベースバンド処理部４で処理される。

図２は、ベースバンド処理部４の回路構成を示すブロック図である。図２の回路構成が図１１のものと相違するのは、ＰＮコード位相遅延器３１、整形レプリカコード発生器３２をさらに備えている点にあり、図１１の回路構成と同様の回路要素等については、同図と同一の符号を付して詳細な説明は省略する。

まず、ＢＯＣコード位相遅延器１４は、例えば、各々１／２τ＝０．１チップ程度の位相差をもったレプリカＢＯＣコードＥ_ＢＯＣ，Ｐ_ＢＯＣ，Ｌ_ＢＯＣを生成する。ここで、レプリカＢＯＣコードで中間的な位相をもつＰ信号をＰ_ＢＯＣ（ｔ−θ）とすると、Ｅ_ＢＯＣ信号、Ｌ_ＢＯＣ信号（それぞれ、Ｅ_ＢＯＣ（ｔ−θ）、Ｌ_ＢＯＣ（ｔ−θ）とする）は、
Ｅ_ＢＯＣ（ｔ−θ）＝Ｐ_ＢＯＣ（ｔ−θ−１／２τ）、
Ｌ_ＢＯＣ（ｔ−θ）＝Ｐ_ＢＯＣ（ｔ−θ＋１／２τ）
となる。ＢＯＣコード位相遅延器１４、ＰＮコード発生器１１、サブキャリア発生器１２、サブキャリア混合器１３により、ＢＯＣコード生成器を実現している。

同様に、ＰＮコード位相遅延器３１は、例えば、１／２τ＝０．１チップ程度の位相差をもったレプリカＰＮコードＥ_ＰＮ，Ｐ_ＰＮ，Ｌ_ＰＮを生成する。この中で中間的な位相をもつレプリカＰＮコードＰ_ＰＮをＰ_ＰＮ（t−θ）と表すと、Ｅ_ＰＮ信号、Ｌ_ＰＮ信号（それぞれ、Ｅ_ＰＮ（t−θ、Ｌ_ＰＮ（t−θ）とする）は、
Ｅ_ＰＮ（t−θ）＝Ｐ_ＰＮ（t−θ−１／２τ）、
Ｌ_ＰＮ（t−θ）＝Ｐ_ＰＮ（t−θ＋１／２τ）
となる。ＰＮコード発生器１１、ＰＮコード位相遅延器３１により、ＰＮコード生成器を実現している。なお、これらのＢＯＣコード位相遅延器１４、ＰＮコード位相遅延器３１は、具体的にはシフトレジスタなどで構成することができる。

整形レプリカコード発生器３２は、ＢＯＣコード位相遅延器１４から出力されるＥ_ＢＯＣ，Ｐ_ＢＯＣ，Ｌ_ＢＯＣ、並びにＰＮコード位相遅延器３１から出力されるＥ_ＰＮ，Ｐ_ＰＮ，Ｌ_ＰＮから、Ｅ´，Ｐ´，Ｌ´信号を生成する。この整形レプリカコード発生器３２の具体的な動作については後述する。

相関器１７は、ベースバンド変換器１６_Ｑ、１６_Ｉで得られたＩ成分ベースバンド信号、及びＱ成分ベースバンド信号と、整形レプリカコードＥ´，Ｐ´，Ｌ´信号との相関処理を各々行い、相関値を得る。

制御部２１の受信制御部２２のコード制御部２３は、積算相関器１８で得られた各々の積算相関値を用い、中間周波数信号Ｓに含まれる信号成分のＰＮコードの初期捕捉を行った後、ＰＮコードの追尾を維持する制御ループを構成して、追尾手段を実現する。具体的には、コードの追尾点であるＰ位相を得るために、Ｐより１／２τチップ位相の進んでいるＥ（Early）コード（図２の整形レプリカコードＥ´信号）、及びＰより１／２τチップ位相が遅れているＬ（Late）コード（図２では整形レプリカコードＬ´信号）を利用し、いわゆる“Early−Late”としたコード位相ディスクリミネート特性、すなわち、“Ｅ´−Ｌ´＝０”となるような制御を行う。

同時に、ローカル信号制御部２４は、中間周波数信号Ｓに含まれる搬送波成分の初期捕捉を行った後、搬送波成分の追尾を維持するような制御ループを構成する。

更に上記の追尾動作を維持することで、送信信号に含まれるデータの復調、コード追尾情報、搬送波成分の追尾情報を得ることが可能となる。

次に、整形レプリカコード発生器３２の詳細な動作について説明する。

整形レプリカコード発生器３２は、レプリカＢＯＣコード及びレプリカＰＮコードを用いて、
Ｐ´ ＝ Ｐ_ＢＯＣ （すなわち、Ｐ´信号は、レプリカＢＯＣコードＰ_ＢＯＣをそのまま使用する）
…… （１）
Ｅ´ ＝ Ｅ_ＢＯＣ＋Ｅ_ＰＮ …… （２）
Ｌ´ ＝ Ｌ_ＢＯＣ−Ｌ_ＰＮ …… （３）
という演算処理を行う。

次に、このような整形レプリカコード発生器３２を設けたことによる作用について説明する。

まず、受信信号とレプリカＢＯＣコードとの積算相関値をとると、図３（ａ）に示すような積算相関値となる。そして、受信信号に対して、レプリカＰＮコードのみを相関した積算相関値は図３（ｂ）のような特性を示す。これは、デューティ５０％の矩形波であるサブキャリアは、一致した状態で積分すれば相殺されて０、位相が前後すれば、±１／２となる積算相関を示すことになるためである。

前記の特性を利用した、受信信号と、“レプリカＢＯＣコード＋レプリカＰＮコード”との積算相関特性を、図３（ｃ）の符号９０に示す。同様に、受信信号と、“レプリカＢＯＣコード−レプリカＰＮコード”の積算相関特性を、図３（ｃ）の符号９１に示す。

このような特性を利用した整形レプリカコードとして、Ｅ´信号はＰ´信号より１／２τチップだけ位相を早め（前述の（２）式）、Ｌ´信号はＰ´信号より１／２τチップ位相を遅らせた（前述の（３）式）状態を、図３（ｄ）に破線で示す（符号９２，９３）。また、その状態で“Ｅ´−Ｌ´”処理を施した積算相関値を図３（ｄ）の実線で示す（符号９４）。

図３（ｄ）の実線９４の波形を、図９（ｂ）の波形と比較すると、＋０．５チップ、−０．５チップ付近のサイドローブが除去されており、±０．５チップの範囲で“Ｅ−Ｌ＝０”となる箇所が０チップ近傍以外には生じないため、ＢＯＣ信号を受信する場合でも、誤追尾を回避できることがわかる。

なお、ここでは説明しやすいように、Ｅ位相信号とＬ位相信号を分けて出力して説明しているが、あらかじめ“Ｅ−Ｌ”処理を施したＥ−Ｌ位相信号を整形レプリカコード発生器３２で減算処理により生成して出力しても、前述の作用を前述と同様に実現でき、この場合には、相関器と積算相関器の１回路分の削減をはかることができるので、装置のさらなる製造コストの低減を図ることもできる。

その場合、整形レプリカコード発生器３２では、“Ｅ´−Ｌ´＝（Ｅ_ＢＯＣ＋Ｅ_ＰＮ）−（Ｌ_ＢＯＣ−Ｌ_ＰＮ）”の演算処理により、“Ｅ´−Ｌ´”という整形レプリカコードを生成し、この“Ｅ´−Ｌ´”信号と受信信号との相関を相関器でとることにより、積算相関器で“Ｅ´−Ｌ´”積算相関値を得る。

なお、本実施形態の目的は“Ｅ−Ｌ”又は“Ｅ´−Ｌ´”のサイドローブを除去することであるため、Ｐ´信号は前述のとおり、レプリカＢＯＣコードＰ_ＢＯＣをそのまま用いてもよい。

また、本実施形態では、サブキャリアの符号を前半＋１、後半−１として説明したが、送信信号の極性が変わったとしても補正方向を逆とするだけで同様の効果を得ることは容易である。

［実施形態２について］
次に、別の実施形態について説明する。

本実施形態のスペクトラム拡散信号受信装置１においても、図１を参照して説明した前述の実施形態１と同様、電波を受信する空中線２で受信した信号は、ダウンコンバータ３において、所望の利得を与えられ、更に後段において処理可能な中間周波数信号Ｓに周波数変換される。この中間周波数信号Ｓはベースバンド処理部４で処理される。

図４は、本実施形態におけるベースバンド処理部４の回路構成を示すブロック図である。図４の回路構成が実施形態１の図２のものと相違するのは、相関器１７にコード振幅抑圧相関器３３を備えている点にあり、図２の回路構成と同様の回路要素等については、同図と同一の符号を付して詳細な説明は省略する。

実施形態１の構成によれば、ＢＯＣ変調受信信号であっても、レプリカコードを整形レプリカコード発生器３２で整形することにより、図８（ｂ）のＰＮコードと同様の特性を示していることから、以降はＰＮコード変調信号の受信の場合と同様に扱うことができる。

そこで、本実施形態２は、ＰＮコード変調受信信号に対する有色雑音抑圧効果を得るための構成を実施形態１の構成に追加し、ＢＯＣ変調受信信号でも同様に有色雑音抑圧効果を得ようとするものである。

すなわち、コード振幅抑圧相関器３３は、コード位相中心に対して±αチップ（ただし、α＜１チップ）の区間のみ相関値を０とする処理を施した信号を生成する（信号αとする）。

同様に、コード振幅抑圧相関器３３は、コード位相中心±βチップ（ただし、α＜β＜１チップ）の区間のみ相関値を０とする信号を生成する（信号βとする）。

ここではまだ積算は実施しないが、積算相関値の最大値を１とした場合、前述の信号αと受信信号との積算相関値は、±αの区間では積算値に加えられる相関値は０であるため、“１−α”となる。同様に、前述の信号βと受信信号との積算相関値は、±βの区間でも積算値に加えられる相関値は０であるため、“１−β”となる。

コード振幅抑圧相関器３３は、引き続き“信号α−信号β”の減算処理を行った信号を生成する。この信号と、受信信号との相関値を積算した結果得られる積算相関値は、上記より、“（１−α）−（１−β）＝β−α”となる。

コード振幅抑圧相関器３３により、前述のＥ´信号に“信号α−信号β”に相当する処理を施した信号をＥ´´信号とし、前述のＬ´信号に同様の処理を施したものをＬ´´とし、積算相関器１８でベースバンド信号Ｉ，Ｑ成分との積算相関値を得た後の、コード位相弁別信号である“Ｅ´´−Ｌ´´”の積算相関値を図５に示す。

“α＜１、α＜β＜１”であることから、“β−α＜＜１”であり、図５に示すとおり、前述した“Ｅ´−Ｌ´”積算相関値と比較して、本実施形態の“Ｅ´´−Ｌ´´”積算相関値は、Ｘ軸方向（積算相関値振幅）、Ｙ軸方向（積算相関値位相差）ともに縮小し、有色雑音の影響を軽減できることがわかる。

なお、コード振幅抑圧相関器３３の具体的な構成など、本技術の詳細などについては、特許第３３３８００６号公報に開示されている。同公報は、通常のＰＮ変調信号を対象とした技術に関するものであるが、ＢＯＣ変調信号にも同様に適用することができる。

本発明の実施形態１のスペクトラム拡散信号受信装置の概略構成を示すブロック図である。 図１のスペクトラム拡散信号受信装置のベースバンド処理部の回路構成を示すブロック図である。 合成レプリカコードによる相関積算値の説明図である。 本発明の実施形態２のスペクトラム拡散信号受信装置のベースバンド処理部の回路構成を示すブロック図である。 図４の構成による整形レプリカコードによる相関積算値の説明図である。 従来のスペクトラム拡散の電力スペクトラムを示すグラフである。 従来のＰＮコード、ＢＯＣコードを示すグラフである。 ＰＮコード相関特性を示すグラフである。 ＢＯＣコード相関特性のグラフである。 比較例であるスペクトラム拡散信号受信装置の概略構成を示すブロック図である。 図１０のスペクトラム拡散信号受信装置のベースバンド処理部の回路構成を示すブロック図である。

符号の説明

１ スペクトラム拡散信号受信装置
１１ ＰＮコード発生器
１２ サブキャリア発生器
１３ サブキャリア混合器
１４ ＢＯＣコード位相遅延器
１７ 相関器
１８ 積算相関器
２３ コード制御部
３１ ＰＮコード位相遅延器
３２ 整形レプリカコード発生器

Claims (4)

1. ＰＮコードによるスペクトラム拡散及びサブキャリアによるバイナリオフセットキャリア（ＢＯＣ）変調がされた信号を受信信号として逆拡散及びＢＯＣ復調を行うスペクトラム拡散信号受信装置であって、
   いずれも前記ＰＮコードと前記サブキャリアとを混合したＢＯＣコードであり、互いに１／２τチップだけ位相をずらしたＥ_ＢＯＣ，Ｐ_ＢＯＣ，Ｌ_ＢＯＣの各ＢＯＣコードをそれぞれ生成するＢＯＣコード生成器と、
   前記ＰＮコードであり、互いに１／２τチップだけ互いに位相をずらしたＥ_ＰＮ，Ｐ_ＰＮ，Ｌ_ＰＮの各ＰＮコードをそれぞれ生成するＰＮコード生成器と、
   前記各ＢＯＣコード及び前記各ＰＮコードに基づいてＥ´，Ｐ´，Ｌ´の各信号を生成する信号生成器と、
   前記受信信号と前記各Ｅ´，Ｐ´，Ｌ´信号との相関をそれぞれ行う相関器と、
   前記相関器で得られた相関値を積算した積算相関値を得る積算相関器と、
   前記Ｐ´信号より位相の進んでいる前記Ｅ´信号及び前記Ｐ´信号より位相が遅れている前記Ｌ´信号により“Ｅ´−Ｌ´＝０”となる制御を行って、前記Ｐ´信号の位相を追尾点とするように前記受信信号に追尾する追尾手段と、
   を備え、
   前記信号生成器は、前記“τ”を、前記追尾手段で“Ｅ´−Ｌ´＝０”となる制御を行なうときの前記Ｅ´信号と前記Ｌ´信号の位相差としていて、
   前記相関器で前記受信信号に対して前記各Ｅ´，Ｐ´，Ｌ´信号との相関を行うことにより、前記追尾手段による追尾を行うときの追尾点の±１／２τの範囲以外で“Ｅ´−Ｌ´＝０”となるサイドローブを除去する、
   ことを特徴とするスペクトラム拡散信号受信装置。
2. 前記信号生成器は、“Ｅ´＝Ｅ_ＢＯＣ＋Ｅ_ＰＮ，Ｌ´＝Ｌ_ＢＯＣ−Ｌ_ＰＮ”の演算をそれぞれ行って、前記Ｅ´，Ｌ´信号の各信号を生成する、ことを特徴とする請求項１に記載のスペクトラム拡散信号受信装置。
3. 前記信号生成器は、前記Ｅ´，Ｐ´，Ｌ´の各信号を生成するのに代えて、“Ｅ´−Ｌ´＝（Ｅ_ＢＯＣ＋Ｅ_ＰＮ）−（Ｌ_ＢＯＣ−Ｌ_ＰＮ）”という信号を生成し、
   前記相関器は、前記受信信号と前記各Ｅ´，Ｐ´，Ｌ´信号との相関をそれぞれ行うのに代えて、前記受信信号と前記“Ｅ´−Ｌ´”信号との相関を行う、
   ことを特徴とする請求項２に記載のスペクトラム拡散信号受信装置。
4. 複数の受信チャンネルごとに、前記受信信号を処理する前記ＢＯＣコード生成器、前記ＰＮコード生成器、前記信号生成器、前記相関器、前記積算相関器、及び前記追尾手段を備えていること、を特徴とする請求項１〜３のいずれかの一項に記載のスペクトラム拡散信号受信装置。

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