JP3852533B2 - 初期捕捉回路 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直接拡散スペクトラム拡散通信システムにおけて、並列データ系列に対して同一の拡散符号系列を用いてスペクトル拡散を行い、その後時間オフセットを与えて多重された送信信号に対して、送信信号に乗算されている拡散符号系列と受信装置側の相関器で用いる拡散符号系列との符号同期を行う初期捕捉回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、移動体通信システムや衛星通信システムでは、画像、音声やデータ等のトラヒックの伝送方式の一つとしてスペクトラム拡散方式を用いた符号分割多元接続通信方式が検討されている。
スペクトラム拡散通信方式の一つである直接拡散方式は、情報信号よりもはるかに広帯域の拡散符号系列を情報信号に直接乗算させることにより、情報信号を拡散して通信を行う方式である。
そして、初期捕捉回路は、送信側で乗算された拡散符号系列と受信側の相関器で用いる拡散符号系列との符号同期を得るものである。以下での符号同期状態とは、データ復調時において受信信号に乗算されている拡散符号と相関器で用いている拡散符号との位相が等しい状態のことである。
【０００３】
図８及び図９は、それぞれ、特開平６−１９７０９６に示されている従来のパラレルデータに対して同一の拡散符号を用いてスペクトル拡散を行い、その後時間オフセットを与えて多重してデータ通信を行うスペクトラム拡散通信システム（以下では、同一拡散符号多重ＳＳシステム）の送信装置及び受信装置の構成図である。
図８は、従来の同一拡散符号多重ＳＳシステムの送信装置を示す構成図である。図８において、２１１はデータ発生手段、２１２はシリアル／パラレル変換手段、２１３はクロック発生手段、２１４は拡散符号発生手段、２２１から２２ｎは拡散変調手段、２３１から２３ｎは遅延手段、２４１は多重手段、２４２は周波数変換手段、２４３は電力増幅手段であり、２４４は送信アンテナである。
【０００４】
次に、従来の同一拡散符号多重ＳＳシステムの送信装置の動作について説明する。図８において、従来の同一拡散符号多重ＳＳシステムの送信装置は、まず、データ発生手段２１１により、“１”又は“−１”の値を持つディジタル情報信号を生成する。以下では、ディジタル情報信号の発生速度をビットレートと呼び、ディジタル情報信号のビットレートの値をＲ_bと表記する。次に、シリアル／パラレル変換手段２１２によりディジタル情報信号をｎチャネルの並列情報信号に変換する。ここで、多重数ｎは、拡散符号長Ｌ［ビット］以下の値である。また、以下では、各チャネルでの並列情報信号の発生速度を並列ビットレートと呼び、並列ビットレートの値をＲ_p（＝Ｒ_b／ｎ）と表記する。従来の同一拡散符号多重ＳＳシステムの送信装置で用いる拡散符号系列は、拡散符号発生手段２１４で生成され、“１”又は“−１”の値を持ち、かつ符号長Ｌ［ビット］の拡散符号系列であり、クロック発生手段２１３で作成されたＲ_p×Ｌのクロック周波数帯域を持つ。
【０００５】
拡散符号系列としては、符号作成回路構成が容易、かつ自己相関及び各符号間での相互相関が小さい符号、例えばＭ系列やＧｏｌｄ符号等が使用される。また、以下では、クロック発生手段２１３で作成されたクロックレートをチップレートＲ_c（＝Ｒ_p×Ｌ）、チップレートＲ_cを持つクロック周期をチップ周期Ｔ_c（＝１／Ｒ_c）と呼ぶ。そして、拡散変調手段２２１〜２２ｎで、ｎチャネルの各並列情報信号と拡散符号発生手段２１４で生成された拡散符号とを乗算することによりｎチャネルの並列スペクトル拡散信号を生成する。ここで、並列スペクトル拡散信号は、チップレートＲ_cを持つ。
【０００６】
そして、ｎチャネルの各並列スペクトル拡散信号系列に対して、遅延手段２３１〜２３ｎでそれぞれ異なるｎ個の遅延時間｛τ₁Ｔ_c，τ₂Ｔ_c，τ₃Ｔ_c，・・・，τ_nＴ_c｝（但し、以下では｛τ₁，τ₂，τ₃，・・・，τ_n｝を遅延係数と呼び、遅延係数｛τ₁，τ₂，τ₃，・・・，τ_n｝は、０≦τ₁＜τ₂＜τ₃＜・・・＜τ_n＜Ｌを満たす整数である）を与え、その後、多重手段２４１で遅延されたｎチャネルの並列スペクトル拡散信号を全て加算することにより、多重スペクトル拡散信号を生成する。ｎチャネルの各並列スペクトル拡散信号系列は、並列情報信号を同一の拡散符号系列でスペクトル拡散されているが、それぞれ異なる遅延時間が与えられて多重されているため、各データ系列の符号同期時における各データ系列間の相互相関は小さな値を持つ。
【０００７】
さらに、多重スペクトル拡散信号を、周波数変換手段２４２で無線周波数（ＲＦ）に周波数変換し、その後、電力増幅手段２４３で電力増幅することにより多重ＲＦ信号を生成する。そして、多重ＲＦ信号を送信アンテナ２４４を用いて通信相手方へ送信する。
また、図９は、従来の同一拡散符号多重ＳＳシステムの受信装置を示す構成図である。図９において、３１１は受信アンテナ、３１２はＲＦ増幅手段、１１１は準同期検波手段、１１２は相関値算出手段、１４１は初期捕捉手段であり、３１３はパラレル／シリアル変換手段、３２１〜３２ｎは遅延補正手段であり、３３１〜３３ｎはデータ復調手段である。そして、準同期検波手段１１１は、ＶＣＯ３４１、π／２移相手段３４２、乗算手段３４３及び３４４、ローパスフィルタ３４５及び３４６、Ａ／Ｄ変換手段３４７及び３４８で構成され、相関値算出手段１１２は、同相相関値算出手段３５１及び直交相関値算出手段３５２で構成される。
【０００８】
次に、従来の同一拡散符号多重ＳＳシステムの受信装置の動作について説明する。図９において、従来の同一拡散符号多重ＳＳシステムの受信装置は、まず、受信アンテナ３１１で受信した上述の従来の同一拡散符号多重ＳＳシステムの送信装置で送信された多重ＲＦ信号に対して、ＲＦ増幅手段３１２でＲＦ増幅する。そして、準同期検波手段１１１において、乗算手段３４３で電圧制御発信器（ＶＣＯ）３４１から出力されるチップレートＲ_cの周波数帯域を持つ局部搬送波とＲＦ増幅された多重ＲＦ信号とを乗算し、ローパスフィルタ３４５により高調波成分を除去し、更にＡ／Ｄ変換手段３４７によりディジタルデータに変換することにより、チップレートＲ_cの周波数帯域を持つ複素スペクトル拡散信号の同相成分を生成する。
【０００９】
同様に、準同期検波手段１１１において、乗算手段３４４で移相手段３４２によりπ／２移相されたチップレートＲ_cを持つ局部搬送波とＲＦ増幅された多重ＲＦ信号とを乗算し、ローパスフィルタ３４６、Ａ／Ｄ変換手段３４８を介して、チップレートＲ_cの周波数帯域を持つ複素スペクトル拡散信号の直交成分を生成する。次に、相関値算出手段１１２において、複素スペクトル拡散信号の同相成分及び直交成分を、同相相関値算出手段３５１及び直交相関値算出手段３５２で、それぞれ多重ＲＦ信号に乗算されている符号と同系列の拡散符号系列と相関演算を行うことにより同相相関値及び直交相関値を算出する。ここで、同相相関値算出手段３５１及び直交相関算出手段３５２では、マッチドフィルタ等が用いられる。また、初期捕捉手段１４１で、直交相関値及び同相相関値から、多重ＲＦ信号に乗算されている拡散符号系列の周期に同期したシンボルクロックを生成する。
【００１０】
そして、遅延補正手段３２１〜３２ｎで、直交相関値及び同相相関値に対して、それぞれ｛Ｔ_P−τ₁Ｔ_c，Ｔ_P−τ₂Ｔ_c，Ｔ_P−τ₃Ｔ_c，・・・，Ｔ_P−τ_nＴ_c｝（ここで、Ｔ_pは並列ビット周期であり、Ｔ_p＝１／Ｒ_pを満たす）の遅延補正時間を与えることにより、各チャネルに乗算された拡散符号系列の位相とシンボルクロックとのタイミング同期が可能である。さらに、データ復調手段３３１〜３３ｎにより、各チャネルに対して、シンボルクロックに同期したタイミングで算出された同相相関値及び直交相関値から並列復調データを算出する。ここで、多重ＲＦ信号は、同一の拡散符号が乗算された並列情報信号系列が多重されることにより生成される。
【００１１】
しかし、多重ＲＦ信号は、多重されている各チャネルに対してそれぞれ異なる遅延時間が与えられているので、データ復調時での各チャネル間の相互相関は小さな値となるため、各チャネルに対して復調作業が可能である。ここでは、並列復調データは、並列ビットレートＲ_pを持ち、かつ“１”又は“−１”の値を持つ信号である。更に、パラレル／シリアル変換手段３１３で、ｎチャネルの並列ビットレートＲ_pを持つ並列復調データからビットレートＲ_b（＝ｎＲ_p）を持つ復調データの生成を行う。この上記の動作により、多重ＲＦ信号から復調データを抽出することが可能である。
【００１２】
次に初期捕捉手段１４１について説明する。
図１０は、スペクトル拡散通信システム（横山光雄 著，科学技術出版社）のｐ．３２５からｐ．３２９に示されている従来の直接拡散方式の初期捕捉回路の構成図である。
図１０において、１１１は準同期検波手段、１１２は相関値算出手段、１１３及び１１４は二乗算出手段、１１５は加算手段、４１１は符号同期点検出手段であり、１３３はシンボルクロック生成手段である。
この従来の初期捕捉回路は、まず、準同期検波手段１１１において、受信ＲＦ信号から複素スペクトル拡散信号の同相成分（実数成分）及び直交成分（虚数成分）を生成する。
【００１３】
そして、準同期検波手段１１１で生成された複素スペクトル拡散信号の同相成分及び直交成分を、相関値算出手段１１２でそれぞれ受信ＲＦ信号に乗算されている符号と同系列の拡散符号系列と相関演算を行うことにより同相相関値及び直交相関値を算出する。そして、相関値算出手段から出力される同相相関値及び直交相関値を二乗算出手段１１３及び１１４で二乗して、その後、加算手段１１５で加算することにより二乗相関値を算出する。さらに、符号同期点検出手段４１１で、１拡散符号周期内で二乗相関値が最大値を示す時刻で、符号同期位置を示す捕捉パルスを生成する。
【００１４】
最後に、シンボルクロック生成手段１３３で捕捉パルスのタイミングに同期したシンボルクロックを生成する。このシンボルクロックにより、受信ＲＦ信号と受信装置内の相関器で用いられる拡散符号との符号同期の確立が可能である。
【００１５】
前記の動作を式を用いて説明する。送信搬送波角周波数をω_c、時刻ｔにおけるディジタル情報信号をＤ_m（ｍ＝１，２，３，・・・）、拡散符号系列をｃ_i＝｛ｃ₀，ｃ₁，ｃ₂，・・・，ｃ_L-1｝とすると、受信ＲＦ信号ｆ（ｔ）は
ｆ（ｔ）＝Ｄ_mｃ_icos（ω_cｔ）＋ｊＤ_mｃ_isin（ω_cｔ）
となる。
【００１６】
以下では、ＶＣＯ３４１より発生される局部搬送波の周波数が送信搬送波角周波数と同じ値ω_cを持つと仮定する。そして、受信ＲＦ信号とＶＣＯ３４１より発生される局部搬送波とを乗算手段３４３で乗算され、ローパスフィルタ３４５でフィルタリングされた信号ｒ（ｔ）は、
ｒ（ｔ）＝Ｄ_mｃ_icos（Δθ）
同様に、乗算手段３４４で乗算され、ローパスフィルタ３４６でフィルタリングされた信号ｉ（ｔ）は、
ｉ（ｔ）＝Ｄ_mｃ_isin（Δθ）
ここで、Δθは送受信間のキャリア位相誤差である。
そして、ｒ（ｔ）及びｉ（ｔ）を、同相相関値算出手段３５１及び直交相関値算出手段３５２でそれぞれ送信装置で用られたのと同じ拡散符号系列ｃ_i’＝｛ｃ₀’，ｃ₁’，ｃ₂’，・・・，ｃ_L-1’｝と相関演算した場合を考慮する。
【００１７】
もし、拡散符号系列ｃ_i’と拡散符号系列ｃ_iとの位相が異なる場合では、同相成分ｒ（ｔ）及び直交成分ｉ（ｔ）の各相関値の二乗和は小さな値を持つ。また、拡散符号系列ｃ_i’と拡散符号系列ｃ_iの位相が一致している（符号同期している）場合には、各相関値の二乗和は大きな値となる。これは、拡散符号として用いられる符号系列は、符号系列の位相が一致している場合の自己相関値は大きく、位相が一致していない場合の自己相関値は小さいという特徴を持つためである。よって、同相成分及び直交成分の相関値の二乗和は、符号同期している状態では大きな値となり、符号同期していない場合には小さな値となるので、この相関値の二乗和を算出することにより、複素スペクトル拡散信号と受信装置の相関器で用いられる拡散符号との符号同期状態の確立が可能である。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
同一拡散符号多重ＳＳシステムで上記のような従来の初期捕捉回路を用いた場合、同一の拡散符号系列を乗算し遅延させた各並列データ系列を多重してデータ送信を行うため、受信装置側の相関器では、図１１に示すように、１シンボル周期内で多重回数の二乗相関ピーク値を持つ。ここで、図１１は、多重数ｎ＝３の場合の二乗相関値及びシンボルクロックのタイミングチャートである。このため、従来の初期捕捉回路を同一拡散符号多重ＳＳシステムで用いた場合、システム全体の符号同期点（従来の技術で説明した送信装置内の遅延手段２２１〜２２ｎで遅延時間を与えなかった場合の符号同期点）を検出し、シンボルクロックを生成することが困難であるという問題点があった。
【００１９】
また、同一拡散符号多重ＳＳシステムでシンボルクロックを生成する方策としては、例えば、特開平４−３６０４３４に示されるように、符号同期用の拡散符号を用いる方式が存在するが、データ通信用の相関器３５１及び３５２以外に符号同期用の相関器が一組新たに必要（同相相関値算出用及び直交相関値算出用の相関器がそれぞれ一個ずつ必要）となるため、回路規模が増大するという問題点があった。
この発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、第１の目的は、同一拡散符号多重ＳＳシステムに対して、高精度な初期捕捉特性を実現する初期捕捉回路を得るものである。
【００２０】
また、第２の目的は、復調作業を行う際、符号同期用の相関器を用いず、１チャネル分の相関器数で初期捕捉作業を実現できるため、回路規模及び消費電力の増大を緩和することが可能な同一拡散符号多重ＳＳシステム用初期捕捉回路を得るものである。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
第１の発明に係わる初期捕捉回路は、ｎ（≧２）個の並列データ系列に同一の拡散符号系列を乗算してスペクトル拡散を行い、前記ｎ個の並列データ系列に対してｎ個のそれぞれ異なる遅延時間｛τ₁Ｔ_c，τ₂Ｔ_c，τ₃Ｔ_c，・・・，τ_nＴ_c｝（但し、遅延係数｛τ₁，τ₂，τ₃，・・・，τ_n｝は、０≦τ₁＜τ₂＜τ₃＜・・・＜τ_n＜Ｌを満たす整数、Ｌは拡散符号長、Ｔ_cはチップ周期である）を与えた後、多重することにより生成される多重ＲＦ信号に対して、
互いに直交する局部搬送波を乗算し、高調波成分を除去することにより複素スペクトル拡散信号を生成する準同期検波手段と、
前記複素スペクトル拡散信号と前記並列データ系列に乗算された拡散符号系列との同相相関値及び直交相関値を算出する相関値算出手段と、
前記同相相関値及び直交相関値をそれぞれ二乗する二乗算出手段と、
前記二乗された同相相関値及び直交相関値を加算して二乗相関値を算出する加算手段と、
前記二乗相関値をｎ個に分括し、分括したｎ個の各二乗相関値にそれぞれ遅延時間｛（Ｙ−τ₁）Ｔ_c，（Ｙ−τ₂）Ｔ_c，（Ｙ−τ₃）Ｔ_c，・・・，（Ｙ−τ_n）Ｔ_c｝（但し、ＹはＹ≧τ_nを満たす整数）を与え相関ピークタイミングを揃える遅延補正手段と、
前記ｎ個の遅延補正された二乗相関値を全て加算して多重二乗相関値を算出する加算手段と、
前記多重二乗相関値の最大値を示す時刻から符号同期点を推定し、この符号同期点に同期したタイミングで捕捉パルスを生成する符号同期点検出手段と、
前記捕捉パルスに同期したシンボルクロックを生成するシンボルクロック生成手段と、を備えたものである。
【００２２】
第２の発明に係わる初期捕捉回路は、前記符号同期点検出手段が、前記多重二乗相関値に対して、
１拡散符号周期で累積加算を行う加算手段と、
累積加算結果を１拡散符号周期分記憶するフレームメモリ手段と、前記フレームメモリ手段内に記憶された前記累積加算結果の最大値を示す時刻でピークパルスを生成する最大値検出手段と、
前記ピークパルスを遅延補正して、符号同期点に同期した捕捉パルスを生成するパルスタイミング補正手段と、を備えたものである。
【００２３】
第３の発明に係わる初期捕捉回路は、前記符号同期点検出手段が、前記多重二乗相関値に対して、
予め決められた閾値と比較することによりピーク時刻を検出して、前記ピーク時刻でピークパルスを生成する比較手段と、
前記ピークパルスを遅延補正して、符号同期点に同期した捕捉パルスを生成するパルスタイミング補正手段と、を備えたものである。
【００２４】
第４の発明に係わる初期捕捉回路は、前記遅延補正手段の遅延係数｛τ₁，τ₂，τ₃，・・・，τ_n｝が、τ_i＝２^mi-1−１（但し、ｍ_iは１≦ｍ₁＜ｍ₂＜ｍ₃＜・・・＜ｍ_n≦ｌｏｇ₂（Ｌ＋１）を満たす整数、ｉ＝１，２，３，・・・，ｎ）の値を持つものである。
【００２５】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
本実施の形態１は、受信信号の同相成分及び直交成分の相関値をそれぞれ算出するため、各成分それぞれ一組のみの相関器を用いて、従来の技術で説明した同一拡散符号多重ＳＳシステムの送信装置から送信された多重ＲＦ信号に乗算されている拡散符号系列と受信装置側で逆拡散時に用いる拡散符号系列との高精度な符号同期を実現する初期捕捉回路を得るものである。
【００２６】
図１は、本実施の形態１の初期捕捉回路を示す構成図である。図１において、１１１は準同期検波手段、１１２は相関値算出手段、１１３及び１１４は二乗算出手段、１１５は加算手段、１３３はシンボルクロック生成手段、１４１は初期捕捉手段である。また、１２１〜１２ｎは遅延補正手段であり、１３１は加算手段であり、１３２は符号同期点検出手段である。
次に本実施の形態１の初期捕捉回路の動作について説明する。図１において、実施の形態１の初期捕捉回路は、従来の初期捕捉回路と同様に、準同期検波手段１１１において、受信多重ＲＦ信号から複素スペクトル拡散信号の同相成分及び直交成分を生成する。そして、準同期検波手段１１１で生成された複素スペクトル拡散信号の同相成分（実数成分）及び直交成分（虚数成分）を、相関値算出手段１１２でそれぞれ受信多重ＲＦ信号に乗算されている符号と同系列の拡散符号系列と相関演算を行うことにより同相相関値及び直交相関値を算出する。
【００２７】
そして、同相相関値及び直交相関値を二乗算出手段１１３及び１１４で二乗して、その後、加算手段１１５で各成分の二乗値を加算することで二乗相関値を算出する。
上記二乗相関値は各系列に対して乗算されている拡散符号が符号同期している場合にピーク値を持つため、各系列の二乗相関値のピークは、図１１に示されるように、システム全体の符号同期点から従来の技術で説明した送信装置内の遅延手段２２１〜２２ｎで与えられた遅延時間｛τ₁Ｔ_c，τ₂Ｔ_c，τ₃Ｔ_c，・・・，τ_nＴ_c｝（但し、遅延係数｛τ₁，τ₂，τ₃，・・・，τ_n｝は、０≦τ₁＜τ₂＜τ₃＜・・・＜τ_n＜Ｌを満たす整数、Ｔ_cはチップ周期である）だけそれぞれ遅延されたタイミングで発生する。
【００２８】
そこで、二乗相関値をｎ個に分括し、分括したｎ個の各二乗相関値に対して遅延補正手段１３１〜１３ｎを用いてそれぞれ遅延補正時間｛（Ｙ−τ₁）Ｔ_c，（Ｙ−τ₂）Ｔ_c，（Ｙ−τ₃）Ｔ_c，・・・，（Ｙ−τ_n）Ｔ_c｝（但し、ＹはＹ≧τ_nを満たす整数、Ｌは拡散符号長である）を与えることにより、ｎ個の各二乗相関値の相関ピークタイミングを揃える。さらに、加算手段１４１で、遅延補正手段１２１〜１２ｎにより遅延されたｎ個の二乗相関値を全て加算して多重二乗相関値を算出する。ここで、多重数ｎ＝３、Ｙ＝Ｌの場合の二乗相関値及び多重二乗相関値を図４，図５に示す。
図４はτ₁＝２、τ₂＝４、τ₃＝６設定時、図５はτ₁＝１、τ₂＝３、τ₃＝７設定時の各相関値を示している。
【００２９】
図４，図５で示すように、遅延補正手段１２１〜１２ｎを用いてｎ個の二乗相関値のピーク値を揃えて加算することにより得られる多重二乗相関値は、１拡散符号周期毎にシステム全体の符号同期点からＹの時刻を経過した時刻（以下では、多重ピーク時刻）で、大きなピーク値が発生することになる。図４，図５では、Ｙ＝Ｌとしているため、多重ピーク時刻とシステム全体の符号同期点の時刻とが一致している。上記の動作により、本実施の形態１ではシステム全体の符号同期点の検出を可能にする。
さらに、図６，図７に、Ｙ＝Ｌの場合及びＹ≠Ｌの場合の多重二乗相関値、捕捉パルス及びシンボルクロックのタイミングチャートを示す。図６，図７に示すように、符号同期点検出手段１３２を用いて、多重ピーク時刻（図６では、Ｙ＝Ｌとしているため、多重ピーク時刻とシステム全体の符号同期点を持つ時刻とが一致している）からシステム全体の符号同期点を推定し、システム全体の符号同期点に同期した捕捉パルスを生成する。
【００３０】
最後に、シンボルクロック生成手段１３４で捕捉パルスのタイミングに同期したシンボルクロックを生成する。このシンボルクロックにより、受信した複素スペクトル拡散信号と受信装置の相関器で用いられる拡散符号との符号同期の確立が可能である。
また、本発明の初期捕捉回路では、図４に示すように、各チャネルの遅延補正された二乗相関値のピーク値が、多重ピーク時刻以外の時刻で２つ以上同時に発生する場合が考えられる（図４では、多重ピーク時刻±２チップ時間における時刻で発生している）。このような場合では、多重二乗相関値が多重ピーク時刻以外でも大きな値を持つため、熱雑音等の影響により、システム全体の符号同期点を誤判定する可能性が高くなる。
【００３１】
そこで、多重数ｎがｎ≦ｌｏｇ₂（Ｌ＋１）を満たす場合には、従来の技術で説明した同一拡散符号多重ＳＳ方式の送信装置内の遅延手段２２１〜２２ｎで、遅延係数｛τ₁，τ₂，τ₃，・・・，τ_n｝がτ_i＝２^mi-1−１（但し、ｍ_iは１≦ｍ₁＜ｍ₂＜ｍ₃＜・・・＜ｍ_n≦ｌｏｇ₂（Ｌ＋１）を満たす整数、ｉ＝１，２，３，・・・，ｎ）となる値を与えることにより、各チャネルの遅延された二乗相関値のピーク値は、図５に示すように、多重ピーク時刻以外の時刻で２つ以上同時に発生しない。このため、多重ピーク時刻での多重二乗相関値が小さい値で抑えられるため、システム全体の符号同期点を誤判定する可能性を減少させることが可能である。
上記のように、本実施の形態１の初期捕捉回路では、同一の拡散符号を乗算されたパラレル送信情報系列にそれぞれ異なる特定の遅延時間を与えて多重された多重ＲＦ信号に対して、直交成分及び同相成分それぞれ一組の相関器のみを用いて符号同期を実現することが可能であるため、従来の通信用の相関器とは別に一組の符号同期用相関器を必要とする方式（特開平４−３６０４３４）と比較して、復調器の小型化及び低消費電力化を実現できる。
【００３２】
また、本実施の形態１の初期捕捉回路では、遅延補正手段を用いて、多重された全ての二乗相関値を合計して用いることにより、従来例（スペクトル拡散通信システムのｐ．３２５からｐ．３２９に示されている従来の直接拡散方式の初期捕捉回路）と比較して、高精度な初期捕捉特性を実現することが可能である。
さらに、多重数ｎがｎ≦ｌｏｇ₂（Ｌ＋１）を満たす場合には、従来の技術で説明した同一拡散符号多重ＳＳ方式の送信装置内の遅延手段２２１〜２２ｎで、遅延係数｛τ₁，τ₂，τ₃，・・・，τ_n｝がτ_i＝２^mi-1−１（但し、ｍ_iは１≦ｍ₁＜ｍ₂＜ｍ₃＜・・・＜ｍ_n≦ｌｏｇ₂（Ｌ＋１）を満たす整数、ｉ＝１，２，３，・・・，ｎ）となる値を与えることにより、多重ピーク時刻以外での多重二乗相関値の値を小さくすることができるため、本実施の形態１の初期捕捉回路は、より良好な初期捕捉特性を得ることが可能である。
【００３３】
なお、実施の形態１では、Ｙ＝Ｌとして説明を行ったが、Ｙ≧τ_nであれば、どのような整数でも良い。この場合、図７に示すように、符号同期点検出手段で、多重ピーク時刻を検出してからmod（Ｌ−mod（Ｙ，Ｌ），Ｌ）チップ周期後に捕捉パルスを出力することにより、システム全体の符号同期点に同期した捕捉パルスを得ることが可能である（但し、mod（Ａ，Ｂ）はＡをＢで割り算した時の余りである）。
【００３４】
実施の形態２．
本実施の形態２は、上記実施の形態１で説明した多重二乗相関値に対して１シンボル周期での累積加算（巡回加算）を行うことにより、システム全体の符号同期点に同期した高精度な捕捉パルスを生成する符号同期点検出回路を得るものである。
図２は、本実施の形態２の符号同期点検出回路を示す構成図である。図２において、５１１は加算手段、５１２は１シンボル周期分の累積加算結果を記憶するフレームメモリ手段であり、５１３はフレームメモリ内の累積加算結果の最大値を検出し、検出位置でピークパルスを発生するピーク検出手段、５１４はピークパルスが発生するタイミングの補正を行い、システム全体の符号同期点に同期して発生する捕捉パルスを生成するパルスタイミング補正手段である。
次に、本発明の実施の形態２の符号同期点検出回路の動作について説明する。
【００３５】
上記実施の形態１内で説明したように熱雑音等が存在しない伝送路環境下でデータ伝送を行った場合では、多重二乗相関値は多重ピーク時刻で最大値を持つ。そこで、本実施の形態２の符号同期点検出回路では、まず、多重二乗相関値に対して、加算手段５１１とフレームメモリ手段５１２を用いて、１シンボル周期で多重二乗相関値の累積加算（巡回加算）を行う。この巡回加算を行うことにより、熱雑音等が存在する伝送路環境下でも、多重二乗相関値のＳＮ比の向上が可能である。そして、フレームメモリ手段５１２において１シンボル周期分の巡回加算された結果を記憶する。さらに、ピーク検出手段５１３においてフレームメモリ手段５１２で記憶されている巡回加算結果の最大値を検出し、検出位置においてピークパルスを生成する。
【００３６】
ここで、ピークパルスの発生時刻は、システム全体の符号同期点からＹの時刻を経過した時刻であるため、ピークパルスをパルスタイミング補正手段で、mod（Ｌ−mod（Ｙ，Ｌ），Ｌ）チップ周期時間の遅延を与えることにより、図７に示すように、システム全体の符号同期点に同期した捕捉パルスを生成することが可能である。
上記のように、本実施の形態２では、巡回加算を行うことにより、多重二乗相関値のＳＮ比を向上させることができるため、ピーク検出手段５１３において巡回加算された多重二乗相関値がシステム全体の符号同期点以外でピーク値を誤って検出してしまう誤捕捉の確率を減少させることが可能であり、良好な初期捕捉特性を実現できる。
【００３７】
実施の形態３．
本実施の形態３は、上記実施の形態１で説明した多重二乗相関値と予め決められている閾値とを比較することにより、システム全体の符号同期点に同期した捕捉パルスを生成する符号同期点検出回路を得るものである。また、本実施の形態３は、熱雑音等の影響が比較的小さい良好な伝送路環境下で用いられ、簡易かつ小規模な回路で実現可能である。
図３は、本実施の形態３の符号同期点検出回路を示す構成図である。図３において、６１１は上記実施の形態１で説明した多重二乗相関値と予め決められている閾値εとを比較する比較手段であり、５１４は上述の実施の形態２で用いたものと同じパルスタイミング補正手段である。
【００３８】
次に、本発明の実施の形態３の符号同期点検出回路の動作について説明する。まず、図６，図7に多重二乗相関値、捕捉パルス及びシンボルクロックのタイミングチャートを示す（図６では、Ｙ＝Ｌとしているため、多重ピーク時刻とシステム全体の符号同期点を持つ時刻とが一致している）。図６，図７に示されるように、良好な伝送路環境下でデータ伝送を行った場合では、多重二乗相関値は多重ピーク時刻で最大値を持つ。そこで、多重ピーク時刻での多重二乗相関値の最大値のみを検出できるような閾値εを設定する。そして、比較手段５１１においてこの閾値εと多重二乗相関値とを比較し、もし、多重二乗相関値が閾値εより大きな値を持つ場合にはピークパルス信号をオンにし、小さい場合にはピークパルスをオフにすることにより、ピークパルスの生成が可能である。
【００３９】
そして、実施の形態２の場合と同様に、ピークパルスをパルスタイミング補正手段で、mod（Ｌ−mod（Ｙ，Ｌ），Ｌ）チップ周期時間の遅延を与えることにより、図７に示すように、システム全体の符号同期点に同期した捕捉パルスを生成することが可能である。
上記のように、本実施の形態３の符号同期点検出回路は、比較器と遅延器のみで構成可能なため、簡易かつ小規模な回路構成で実現することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】 実施の形態１の初期捕捉回路を示す構成図である。
【図２】 実施の形態２の符号同期点検出回路を示す構成図である。
【図３】 実施の形態３の符号同期点検出回路を示す構成図である。
【図４】 多重数ｎ＝３、Ｙ＝Ｌ（τ₁＝２、τ₂＝４、τ₃＝６）の場合の二乗相関値及び多重二乗相関値を示す。
【図５】 多重数ｎ＝３、Ｙ＝Ｌ（τ₁＝１、τ₂＝３、τ₃＝７）の場合の二乗相関値及び多重二乗相関値を示す。
【図６】 Ｙ＝Ｌの場合の多重二乗相関値、捕捉パルス及びシンボルクロックのタイミングチャートを示す。
【図７】 Ｙ≠Ｌの場合の多重二乗相関値、捕捉パルス及びシンボルクロックのタイミングチャートを示す。
【図８】 従来の同一拡散符号多重ＳＳシステムの送信装置の構成図である。
【図９】 従来の同一拡散符号多重ＳＳシステムの受信装置の構成図である。
【図１０】 従来の直接拡散方式の初期捕捉回路の構成図である。
【図１１】 多重数ｎ＝３の場合の二乗相関値及びシンボルクロックのタイミングチャートである。
【符号の説明】
１１１ 準同期検波手段
１１２ 相関値算出手段
１１３及び１１４ 二乗算出手段
１１５ 加算手段
１３３ シンボルクロック生成手段
１４１ 初期捕捉手段
１２１〜１２ｎ 遅延補正手段
１３１ 加算手段
１３２ 符号同期点検出手段
５１１ 加算手段
５１２ １シンボル周期分の累積加算結果を記憶するフレームメモリ手段
５１３ ピーク検出手段
５１４ パルスタイミング補正手段
６１１ 比較手段
τ１〜τｎ 遅延係数
Ｔｃ チップ周期

Claims (4)

1. ｎ（≧２）個の並列データ系列に同一の拡散符号系列を乗算してスペクトル拡散を行い、前記ｎ個の並列データ系列に対してｎ個のそれぞれ異なる遅延時間｛τ₁Ｔ_c，τ₂Ｔ_c，τ₃Ｔ_c，・・・，τ_nＴ_c｝（但し、遅延係数｛τ₁，τ₂，τ₃，・・・，τ_n｝は、０≦τ₁＜τ₂＜τ₃＜・・・＜τ_n＜Ｌを満たす整数、Ｌは拡散符号長、Ｔ_cはチップ周期である）を与えた後、多重することにより生成される多重ＲＦ信号に対して、
   互いに直交する局部搬送波を乗算し、高調波成分を除去することにより複素スペクトル拡散信号を生成する準同期検波手段と、
   前記複素スペクトル拡散信号と前記並列データ系列に乗算された拡散符号系列との同相相関値及び直交相関値を算出する相関値算出手段と、
   前記同相相関値及び直交相関値をそれぞれ二乗する二乗算出手段と、
   前記二乗された同相相関値及び直交相関値を加算して二乗相関値を算出する加算手段と、
   前記二乗相関値をｎ個に分括し、分括したｎ個の各二乗相関値にそれぞれ遅延時間｛（Ｙ−τ₁）Ｔ_c，（Ｙ−τ₂）Ｔ_c，（Ｙ−τ₃）Ｔ_c，・・・，（Ｙ−τ_n）Ｔ_c｝（但し、ＹはＹ≧τ_nを満たす整数）を与え相関ピークタイミングを揃える遅延補正手段と、
   前記ｎ個の遅延補正された二乗相関値を全て加算して多重二乗相関値を算出する加算手段と、
   前記多重二乗相関値の最大値を示す時刻から符号同期点を推定し、この符号同期点に同期したタイミングで捕捉パルスを生成する符号同期点検出手段と、
   前記捕捉パルスに同期したシンボルクロックを生成するシンボルクロック生成手段と、を備えたことを特徴とする初期捕捉回路。
2. 前記符号同期点検出手段は、前記多重二乗相関値に対して、
   １拡散符号周期で累積加算を行う加算手段と、
   累積加算結果を１拡散符号周期分記憶するフレームメモリ手段と、
   前記フレームメモリ手段内に記憶された前記累積加算結果の最大値を示す時刻でピークパルスを生成する最大値検出手段と、
   前記ピークパルスを遅延補正して、符号同期点に同期した捕捉パルスを生成するパルスタイミング補正手段と、を備えたことを特徴とする請求項１に記載の初期捕捉回路。
3. 前記符号同期点検出手段は、前記多重二乗相関値に対して、予め決められた閾値と比較することによりピーク時刻を検出して、前記ピーク時刻でピークパルスを生成する比較手段と、
   前記ピークパルスを遅延補正して、符号同期点に同期した捕捉パルスを生成するパルスタイミング補正手段と、を備えたことを特徴とする請求項１に記載の初期捕捉回路。
4. 前記遅延補正手段の遅延係数｛τ₁，τ₂，τ₃，・・・，τ_n｝が、τ_i＝２^mi-1−１（但し、ｍ_iは１≦ｍ₁＜ｍ₂＜ｍ₃＜・・・＜ｍ_n≦ｌｏｇ₂（Ｌ＋１）を満たす整数、ｉ＝１，２，３，・・・，ｎ）の値を持つことを特徴とする請求項１に記載の初期捕捉回路。

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