JP3847507B2 - スペクトル拡散受信装置およびデータ復調方法 - Google Patents
スペクトル拡散受信装置およびデータ復調方法 Download PDFInfo
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スペクトル拡散通信方式を採用するスペクトル拡散受信装置に関するものであり、特に、直接拡散（ＤＳ：Direct Sequence）方式を採用するスペクトル拡散送信装置にて生成された信号を受け取り、その受信信号に対してキャリア再生処理およびデータ復調処理を行うスペクトル拡散受信装置、およびそのスペクトル拡散受信装置におけるデータ復調方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
以下、従来のスペクトル拡散受信装置について説明する。近年、移動体通信システムや衛星通信システムにおいては、画像、音声、およびデータ（プログラム等も含む）等の伝送する方式の一つとして、たとえば、スペクトラム拡散（ＳＳ：Spread Spectrum）通信方式を用いた符号分割多元接続（ＣＤＭＡ：Code Division Multiple Access）通信方式が検討されている。なお、スペクトラム拡散通信方式には、直接拡散（ＤＳ）方式、および周波数ホッピング（ＦＨ：Frequency Hopping）方式等があり、上記ＤＳ方式は、広帯域の拡散符号系列を情報信号に直接乗算することによりスペクトル拡散を行う方式である。
【０００３】
上記、直接拡散方式を用いたスペクトラム拡散通信システムにおける送信装置、および受信装置としては、たとえば、特開平８−１６７８６４に記載された送信装置及び受信装置がある。図１２および図１３は、それぞれ、特開平８−１６７８６４に記載されたスペクトラム拡散通信システムにおける送信装置および受信装置の構成を示す図である。ここでは、符号多重数分の拡散符号を用いて符号多重を行うことによりデータ通信を行っている。
【０００４】
まず、図１２を用いて、従来の送信装置の構成および動作を説明する。図１２において、１０１はデータ発生部であり、１０２はシリアル／パラレル変換部（Ｓ／Ｐ部）であり、１０３はクロック発生部であり、１０４は符号多重数分の拡散符号を発生する拡散符号発生部であり、１０５ａ，１０５ｂ，…１０５ｎは拡散変調部であり、１０６は加算部であり、１０７は周波数変換部であり、１０８は電力増幅部であり、１０９は送信アンテナである。
【０００５】
上記のように構成される送信装置においては、まず、データ発生部１０１が、「１」または「−１」の値を持つディジタル情報信号を生成する。なお、ここでは、ディジタル情報信号の発生速度を「ビットレート」と呼び、また、ビットレートの値を「Ｒb」と表記する。
【０００６】
Ｓ／Ｐ部１０２では、受け取ったディジタル情報信号をｎチャネルの並列情報信号に変換する。なお、ここでは、各チャネルにおける並列情報信号の発生速度を「並列ビットレート」と呼び、また、並列ビットレートの値を「Ｒp（＝Ｒb／ｎ）」、拡散符号周期を「Ｔp（＝１／Ｒp）」と表記する。
【０００７】
拡散符号発生部１０４では、ｎ個の異なる拡散符号（ＰＮ１〜ＰＮｎ）と、同期専用の拡散符号（ＰＮ０）と、を発生する。なお、上記（ｎ＋１）個の拡散符号は、「１」または「−１」の値を持ち、かつ符号長Ｌ［ビット］の拡散符号系列であり、クロック発生部１０３にて作成されたＲp×Ｌのクロック周波数帯域を持つ。また、ここでは、クロック発生部１０３にて作成されたクロックレートを「Ｒc（＝Ｒp×Ｌ）」と表記し、チップレートＲcのクロック周期、すなわち、チップ周期を「Ｔc（＝１／Ｒc）」と表記する。
【０００８】
拡散変調部１０５ａ〜１０５ｎでは、ｎチャネルの各並列情報信号と、拡散符号発生部にて生成されたｎ個の拡散符号と、をそれぞれ乗算することにより、ｎチャネルの並列スペクトル拡散信号を生成する。なお、この並列スペクトル拡散信号は、チップレートＲcとなる。
【０００９】
加算部１０６では、拡散符号発生部１０４から出力される同期専用拡散符号と、各拡散変調部にて生成されたｎチャネルの並列スペクトル拡散信号と、をすべて加算する。そして、周波数変換部１０７では、加算部１０６の出力と、搬送波（キャリア）と、を乗算することにより周波数変換を実行し、その後、電力増幅部１０８では、周波数変換部１０７の出力を電力増幅することにより多重ＲＦ信号を生成する。なお、時刻ｔにおいて、上記のように生成される多重ＲＦ信号Ｒ（ｔ）は、次式（１）のように表すことができる。
【００１０】
【数１】
【００１１】
ただし、ｃ0（ｔ）〜ｃn（ｔ）は、それぞれＰＮ０〜ＰＮｎの拡散符号系列を、Ｄ1（ｔ）〜Ｄn（ｔ）は、それぞれ各チャネルのベースバンド変調信号を、ωはキャリア周波数を表す。
【００１２】
最後に、送信装置では、多重ＲＦ信号Ｒ（ｔ）を、送信アンテナ１５４を用いて通信相手方へ送信する。
【００１３】
つぎに、図１３を用いて、従来の受信装置の構成および動作を説明する。図１３において、２０１は受信アンテナであり、２０２はＲＦ増幅部であり、２０３は準同期検波部であり、２０４は符号同期部であり、２０５は拡散符号発生部であり、２０６はキャリア再生部であり、２０７ａ，２０７ｂ，…，２０７ｎはベースバンド復調部であり、２０８はパラレル／シリアル変換部（Ｐ／Ｓ部）である。
【００１４】
上記のように構成される受信装置においては、まず、ＲＦ増幅部２０２が、受信アンテナ２０１にて受信した上記送信装置からの多重ＲＦ信号に対してＲＦ増幅を行う。
【００１５】
その後、準同期検波部２０３では、ＲＦ増幅された多重ＲＦ信号を、チップレートＲcの周波数帯域を持つ信号に、周波数変換を行う。なお、この周波数変換後の複素信号において、同相（実数）成分ＦＩ（ｔ）および直交（虚数）成分ＦＱ（ｔ）は、それぞれ、式（２）、（３）のように表すことができる。
【００１６】
【数２】
【００１７】
【数３】
ただし、θはキャリア位相を表す。
【００１８】
符号同期部２０４では、準同期検波部２０３にて周波数変換された信号と、拡散符号発生部２０５にて生成される同期専用拡散符号ＰＮ０と、を用いて、送信信号に対する拡散符号同期、およびクロック同期を確立し、さらに、符号同期信号、およびクロック信号を出力する。また、符号同期確立後、拡散符号発生部２０５では、送信装置で用いた拡散符号と同様の、クロック信号と位相が一致した（ｎ＋１）個の拡散符号群を発生する。
【００１９】
キャリア再生部２０６では、拡散符号発生部２０５にて生成される同期専用拡散符号ＰＮ０を用いて、上記準同期検波部２０３にて周波数変換された複素信号の同相成分ＦＩ（ｔ）と直交成分ＦＱ（ｔ）とを逆拡散し、ＳＩおよびＳＱを算出する。このとき、ＳＩとＳＱは、拡散符号ｃ0（ｔ）と拡散符号ｃ1（ｔ）〜ｃn（ｔ）との相互相関が常に０の場合、式（４）、（５）のように求めることができる。
【００２０】
【数４】
【００２１】
【数５】
【００２２】
そして、キャリア位相θは、次式（６）のように、ＳＩとＳＱの逆正接を求めることにより算出する。
【００２３】
【数６】
【００２４】
上記の動作により、キャリア再生部２０６では、キャリア位相θの推定が可能となる。
【００２５】
ベースバンド復調部２０７ａ〜２０７ｎでは、キャリア再生部２０６にて生成された再生キャリア位相信号と、準同期検波部２０３にて周波数変換された信号と、からベースバンド信号を生成する。さらに、ベースバンド復調部２０７ａ〜２０７ｎでは、拡散符号発生部２０５からの符号同期が確立された拡散符号群ＰＮ１〜ＰＮｎを用いて、符号分割チャネル単位のベースバンド信号に対して、それぞれ相関演算を行い、その相関演算結果に基づいてデータ復調を行う。
【００２６】
最後に、Ｐ／Ｓ部２０８では、ｎチャネルの並列ビットレートＲpの並列復調データから、１チャネルのビットレートＲb（＝ｎＲp）の復調データを生成する。
【００２７】
このように、直接拡散方式を採用するスペクトル拡散通信システムの受信装置においては、同期専用チャネルだけを逆拡散し、その後、すべてのチャネルに対するキャリア再生を行う。これにより、チャネル単位のキャリア再生回路が不要となり、回路規模を小さくすることができる。
【００２８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記、従来のスペクトル拡散受信装置においては、同期専用チャネルの逆拡散情報だけを用いて、キャリア再生を行うため、同期専用チャネルの逆拡散情報と他のチャネルの逆拡散情報との両方を用いてキャリア再生を行う場合と比べて、推定キャリアの精度が低くなる、という問題があった。
【００２９】
また、上記、従来のスペクトル拡散受信装置においては、同期専用チャネルにてデータ通信を行っていないため、その分だけ伝送効率が低下する、という問題があった。
【００３０】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、データ通信用のチャネルを用いてキャリア再生および符号同期を行うことにより、推定キャリアの精度および伝送効率の向上を実現可能とし、さらに、良好なビット誤り率特性を実現可能なスペクトル拡散受信装置、およびデータ復調方法を得ることを目的とする。
【００３１】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置にあっては、ｎ（ｎ≧２の自然数）個の２値並列情報系列に対して同一の拡散符号でスペクトル拡散処理を行うことにより生成された各並列スペクトル拡散信号に、それぞれ異なる遅延時間と、それぞれ任意の移相量と、を与え、その後、多重化した、送信装置からの多重スペクトル拡散信号を受け取り、前記多重スペクトル拡散信号と、前記拡散符号と、の相関演算結果に基づいて、複素相関信号を算出する相関値算出手段（後述する実施の形態の受信アンテナ１、ＲＦ増幅部２、準同期検波部３、相関値算出部４に相当）と、前記複素相関信号に基づいて、前記拡散符号の符号同期点に同期したシンボルクロックを生成する符号同期手段（符号同期部５に相当）と、前記複素相関信号をｎ個に分岐し、前記複素相関信号の各ピーク値が前記シンボルクロックの立ち上り時に発生するように遅延補正を行う遅延補正手段（遅延補正部６ａ〜６ｎに相当）と、前記遅延補正後の複素相関信号の各ピーク値を前記シンボルクロックの立ち上りエッジでサンプリングし、各ピーク値のキャリア位相を揃えるように移相補正を行う移相補正手段（ラッチ部７ａ〜７ｎ、移相補正部８ａ〜８ｎに相当）と、前記移相補正後の各ピーク値を用いてキャリア再生を行い、推定キャリア信号を出力するキャリア再生手段（キャリア再生部９に相当）と、前記移相補正後の各ピーク値と、前記推定キャリア信号と、を用いて、もとの情報系列を生成するデータ復調手段（データ復調部１０ａ〜１０ｎに相当）と、を備えることを特徴とする。
【００３２】
つぎの発明にかかるスペクトル拡散受信装置において、前記キャリア再生手段にあっては、前記推定キャリア信号を１拡散符号周期分だけ遅延させる遅延手段（遅延部６６に相当）と、前記移相補正後の各ピーク値を、前記遅延後の推定キャリア信号の推定キャリア位相分だけ反対方向に移相する移相手段（移相部６１ａ〜６１ｎに相当）と、前記移相後の各ピーク値に基づいて、前記１拡散符号周期分だけ遅延させた推定キャリア信号のキャリア位相に関する情報として、各ピーク値単位に誤差信号を生成し、その後、前記各誤差信号を加算して合成誤差信号を生成する誤差信号生成手段（誤差信号生成部６２ａ〜６２ｎに相当）と、前記合成誤差信号を平均し、前記平均化後のキャリア位相に関する情報に基づいて、前記推定キャリア信号の移相制御を行う移相制御手段（平均化部６４、移相制御部６５に相当）と、を備えることを特徴とする。
【００３３】
つぎの発明にかかるスペクトル拡散受信装置において、前記キャリア再生手段にあっては、前記推定キャリア信号を１拡散符号周期分だけ遅延させる遅延手段（遅延部７４に相当）と、前記移相補正後の各ピーク値と、前記１拡散符号周期だけ遅延させた推定キャリア信号と、を用いて、それぞれ逆変調処理を行い、各ピーク値単位に無変調信号を生成する逆変調手段（逆変調部７１ａ〜７１ｎに相当）と、前記各無変調信号を加算して合成無変調信号を生成し、さらに、前記合成無変調信号を平均化することにより推定キャリア信号を生成するキャリア信号生成手段（ベクトル加算部７２、平均化部７３に相当）と、を備えることを特徴とする。
【００３４】
つぎの発明にかかるスペクトル拡散受信装置において、前記キャリア再生手段にあっては、前記移相補正後の各ピーク値に対してそれぞれ逓倍処理を行い、各ピーク値単位に無変調信号を生成する逓倍手段（逓倍部９１ａ〜９１ｎに相当）と、前記各無変調信号を加算して合成無変調信号を生成し、さらに、前記合成無変調信号を平均化する平均化手段（ベクトル加算部９２、平均化部９３に相当）と、前記平均化後の合成無変調信号に対して分周処理を行うことにより推定キャリア信号を生成する分周手段（分周部９４に相当）と、を備えることを特徴とする。
【００３５】
つぎの発明にかかるデータ復調方法にあっては、ｎ（ｎ≧２の自然数）個の２値並列情報系列に対して同一の拡散符号でスペクトル拡散処理を行うことにより生成された各並列スペクトル拡散信号に、それぞれ異なる遅延時間と、それぞれ任意の移相量と、を与え、その後、多重化した、送信装置からの多重スペクトル拡散信号を受け取り、前記多重スペクトル拡散信号と、前記拡散符号と、の相関演算結果に基づいて、複素相関信号を算出する相関値算出ステップと、前記複素相関信号に基づいて、前記拡散符号の符号同期点に同期したシンボルクロックを生成する符号同期ステップと、前記複素相関信号をｎ個に分岐し、前記複素相関信号の各ピーク値が前記シンボルクロックの立ち上り時に発生するように遅延補正を行う遅延補正ステップと、前記遅延補正後の複素相関信号の各ピーク値を前記シンボルクロックの立ち上りエッジでサンプリングし、各ピーク値のキャリア位相を揃えるように移相補正を行う移相補正ステップと、前記移相補正後の各ピーク値を用いてキャリア再生を行い、推定キャリア信号を出力するキャリア再生ステップと、前記移相補正後の各ピーク値と、前記推定キャリア信号と、を用いて、もとの情報系列を生成するデータ復調ステップと、を含むことを特徴とする。
【００３６】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００３７】
実施の形態１．
本実施の形態では、タイミングオフセット多重化ＳＳシステムにおいて、１組の相関器から出力される全チャネルの逆拡散信号を用いて、高精度にキャリア再生を行うスペクトル拡散受信装置を得る。なお、タイミングオフセット多重化ＳＳシステムとは、スペクトラム拡散通信システムの一例であり、たとえば、送信装置が、並列情報系列を同一の拡散符号によりスペクトル拡散し、拡散変調後の各信号に対してそれぞれ異なる時間オフセットを与え、さらに、それらの信号を多重化することで生成された多重化信号（後述する多重ＲＦ信号を表す）を出力し、前記多重化信号を受け取った受信装置が、その信号をもとの並列情報系列に復調する。
【００３８】
図１は、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態１の構成を示す図である。図１において、１は受信アンテナであり、２はＲＦ増幅部であり、３は準同期検波部であり、４は相関値算出部であり、５は符号同期部であり、６ａ，６ｂ，…６ｎは遅延補正部であり、７ａ，７ｂ，…，７ｎはラッチ部であり、８ａ，８ｂ，…８ｎは移相補正部であり、９はキャリア再生部であり、１０ａ，１０ｂ，…，１０ｎはデータ復調部であり、１１はパラレル／シリアル変換部（Ｐ／Ｓ部）である。
【００３９】
ここで、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の動作を説明する前に、まず、スペクトル拡散受信装置に対して前記多重化信号を送信するスペクトル拡散送信装置の構成および動作について説明する。
【００４０】
図２は、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置に対して多重化信号（多重ＲＦ信号）を送信するスペクトル拡散送信装置の構成を示す図である。図２において、２１はデータ発生部であり、２２はシリアル／パラレル変換部（Ｓ／Ｐ部）であり、２３はクロック発生部であり、２４は拡散符号発生部であり、２５ａ，２５ｂ，…，２５ｎは拡散変調部であり、２６ａ，２６ｂ，…２６ｎは遅延部であり、２７ａ，２７ｂ，…，２７ｎは移相部であり、２８は加算部であり、２９は周波数変換部であり、３０は電力増幅部であり、３１は送信アンテナである。
【００４１】
つぎに、タイミングオフセット多重化ＳＳシステムにおけるスペクトル拡散送信装置の動作を図２にしたがって説明する。まず、データ発生部２１では、「１」または「−１」の値で構成されるディジタル情報信号を生成する。以降の説明においては、ディジタル情報信号の発生速度を「ビットレート」と呼び、ディジタル情報信号のビットレートの値を「Ｒb」と表記する。
【００４２】
Ｓ／Ｐ部２２では、受け取ったディジタル情報信号をｎチャネルの並列情報信号に変換する。このとき、多重数ｎは、拡散符号長Ｌ［ビット］以下の値とする。また、以降の説明においては、各チャネルにおける並列情報信号の発生速度を「並列ビットレート」と呼び、前記並列ビットレートの値を「Ｒp（＝Ｒb／ｎ）」と表記する。
【００４３】
そして、拡散符号発生部２４では、拡散符号系列が生成される。たとえば、この拡散符号系列は、「１」または「−１」の値を持ち、かつ符号長Ｌ［ビット］であり、クロック発生部２３で作成されたＲp×Ｌのクロック周波数帯域を持つ。具体的な拡散符号系列としては、符号作成回路構成が容易で、自己相関および各符号間での相互相関が小さい符号である、たとえば、Ｍ系列やＧｏｌｄ符号等が使用される。なお、以降の説明においては、クロック発生部２３で作成されるクロックレートを「チップレートＲc（＝Ｒp×Ｌ）」と呼び、チップレートＲcのクロック周期を「チップ周期Ｔc（＝１／Ｒc）」と呼ぶ。
【００４４】
拡散変調部２５ａ〜２５ｎでは、ｎチャネルの並列情報信号と、拡散符号発生部２４にて生成された拡散符号と、を乗算することにより、ｎチャネルの並列スペクトル拡散信号を生成する。なお、この並列スペクトル拡散信号は、チップレートがＲcである。
【００４５】
遅延部２６ａ〜２６ｎでは、ｎチャネルの並列スペクトル拡散信号系列に対して、それぞれ異なるｎ個の遅延時間｛ｂ1，ｂ2，ｂ3，…，ｂn｝を与える。そして、移相部２７ａ〜２７ｎでは、遅延後の各並列スペクトル拡散信号系列に対して、それぞれ予め決められている移相量｛α1，α2，α3，…，αn｝で信号を移相する。ここでの移相処理は、ある並列スペクトル拡散信号系列の同相（実数）成分をＩsとし、直交（虚数）成分をＱsとし、移相量をａ［ラジアン］とすると、式（７）と（８）に表すことができる。
【００４６】
【数７】
【００４７】
【数８】
【００４８】
その後、加算部２８では、移相後の各並列スペクトル拡散信号をすべて加算することにより、多重スペクトル拡散信号を生成する。なお、ＩdとＱdは、それぞれ移相後の並列スペクトル拡散信号系列の同相成分、および直交成分を示す。ただし、φ［ラジアン］は、式（９）により算出される。
【００４９】
【数９】
【００５０】
また、多重スペクトル拡散信号は、移相された並列スペクトル拡散信号系列を加算しているので、複素数の値をもつ信号である。
【００５１】
周波数変換部２９は、加算部２８の出力である多重スペクトル拡散信号と搬送波（キャリア）とを乗算することで周波数変換を行い、その後、電力増幅部３０は、周波数変換後の信号を電力増幅することで多重ＲＦ信号を生成する。このように生成される多重ＲＦ信号の同相成分ＲＩ（ｔ）、および直交成分ＲＱ（ｔ）は、時刻ｔに１倍の電力増幅を行う場合、式（１０）、式（１１）で表すことができる。
【００５２】
【数１０】
【００５３】
【数１１】
【００５４】
なお、ｃ（ｔ）は、拡散符号発生部２４にて生成される拡散符号系列であり、Ｄ1（ｔ）〜Ｄn（ｔ）は、それぞれ各チャネルの並列情報信号を示し、ωは、キャリア周波数を示す。
【００５５】
最後に、送信装置では、前記生成した多重ＲＦ信号を送信アンテナ３１を用いて通信相手方へ送信する。
【００５６】
つぎに、上記のように生成され、送信された多重ＲＦ信号を受け取り、その後、もとのデータに復調する本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の動作を、図１にしたがって詳細に説明する。
【００５７】
スペクトル拡散受信装置では、まず、ＲＦ増幅部２が、受信アンテナ１で受け取った前記多重ＲＦ信号に対してＲＦ増幅を行う。そして、準同期検波部３では、ＲＦ増幅された多重ＲＦ信号に対して、チップレートＲcの周波数帯域を持つ信号に周波数変換を行い、複素スペクトル拡散信号Ｆ（ｔ）を生成する。このように生成される複素スペクトル拡散信号Ｆ（ｔ）と、複素スペクトル拡散信号Ｆ（ｔ）の同相成分ＦＩ（ｔ）と、直交成分ＦＱ（ｔ）は、たとえば、ＲＦ増幅部２で１倍のＲＦ増幅を行う場合、それぞれ式（１２）、（１３）、（１４）のように表すことができる。
【００５８】
【数１２】
【００５９】
【数１３】
【００６０】
【数１４】
ただし、θはキャリア位相である。
【００６１】
相関値算出部４では、式（１５）に示すように、準同期検波部３から出力される複素スペクトル拡散信号と、送信装置の拡散符号発生部２４で生成された拡散符号と同系列の符号系列と、の相関演算を行うことにより、複素相関信号Ｈ（ｔ）を算出する。
【００６２】
【数１５】
【００６３】
上記、式（１５）からわかるように、複素相関信号Ｈ（ｔ）は、時刻ｔ＝ｕＴp＋ｂm（ｕ＝０，±１，±２，…、ｍ＝１，２，…，ｎ）において、各並列情報信号Ｄm（ｔ）に対する相関ピークを表す。また、ｎチャネルの並列スペクトル拡散信号系列は、並列情報信号を同一の拡散符号系列にスペクトル拡散されているが、図２に示す遅延部２６ａ〜２６ｎで、それぞれ異なる遅延時間が与えられて多重されているため、各並列情報系列に対するデータ復調が個別に可能となる。すなわち、各並列情報系列の相関ピーク発生時において、各並列スペクトル拡散信号系列と、残り（ｎ−１）個の並列スペクトル拡散信号系列の相互相関と、がそれぞれ小さな値となるため、各並列情報系列に対するデータ復調が個別に可能となる。
【００６４】
遅延補正部６ａ〜６ｎでは、それぞれ対応する並列情報信号における複素相関信号の相関ピークの発生タイミングが揃うように、遅延補正を行う。すなわち、図２に示す遅延部２６ａ〜２６ｎの遅延付加によってずらされた各並列スペクトル拡散信号のタイミングを一致させる。
【００６５】
符号同期部５では、複素相関信号Ｈ（ｔ）から、前記揃えられた各複素相関信号のピーク発生タイミングに同期したシンボルクロックＣＫを生成する。そして、ラッチ部７ａ〜７ｎでは、符号同期部５にて生成されたシンボルクロックＣＫを用いて、各複素相関信号のピーク値をそれぞれラッチする。
【００６６】
移相補正部８ａ〜８ｎでは、対応する各並列スペクトル拡散信号に付加された移相量、すなわち、図２に示す移相部２７ａ〜２７ｎによって付与された位相オフセットを除去するために必要な量の移相補正量を、各複素相関信号のピーク値に与え、相関ピーク信号Ｓm（ｔ）をそれぞれ出力する。すなわち、ここでは、各複素相関信号のピーク値のキャリア位相を揃える。なお、ｍ＝１，２，…，ｎとする。
【００６７】
このように、相関値算出処理、遅延補正処理、ラッチ処理、および移相補正処理を行うことにより、移相補正部８ａ〜８ｎより出力される各相関ピーク信号Ｓm（ｔ）と、相関ピーク信号Ｓm（ｔ）の同相成分ＳＩm（ｔ）と、直交成分ＳＱm（ｔ）は、それぞれ式（１６）、式（１７）、式（１８）に示すように、たとえば、各チャネルの並列情報信号Ｄm（ｔ）とキャリア位相θだけで表すことができる。
【００６８】
【数１６】
【００６９】
【数１７】
【００７０】
【数１８】
【００７１】
キャリア再生部９では、移相補正部８ａ〜８ｎより出力されるすべての相関ピーク信号Ｓm（ｔ）を用いてキャリア再生を行い、推定キャリア信号ＲＣ（ｔ）を出力する。そして、データ復調部１０ａ〜１０ｎでは、キャリア再生部９から出力される推定キャリア信号ＲＣ（ｔ）と、各移相補正部から出力される信号Ｓm（ｔ）と、を用いて、それぞれ並列復調データを求める。最後に、Ｐ／Ｓ部１１では、ｎチャネルの並列ビットレートＲpの並列復調データから、ビットレートＲb（＝ｎＲp）の復調データ、すなわち、もとの情報系列を生成する。
【００７２】
図３は、上記準同期検波部３の構成を示す図である。図３において、４１は電圧制御発信器（ＶＣＯ）であり、４２は移相部であり、４３および４４は乗算部であり、４５および４６はローパスフィルタであり、準同期検波部３は、搬送波の周波数帯を持つ多重ＲＦ信号から、チップレートＲcの周波数帯域を持つ複素スペクトル拡散信号を得るものである。
【００７３】
ここで、上記のように構成される準同期検波部３の動作を図３にしたがって説明する。準同期検波部３では、乗算部４３が、ＶＣＯ４１から出力されるキャリア周波数ωの局部搬送波と、ＲＦ増幅された多重ＲＦ信号と、を乗算し、ローパスフィルタ４５が、乗算結果の高調波成分を除去することにより、チップレートＲcの複素スペクトル拡散信号の同相成分ＦＩ（ｔ）を生成する。同様に、準同期検波部３では、乗算部４４が、移相部４２によりπ／２移相されたキャリア周波数ωの局部搬送波と、ＲＦ増幅された多重ＲＦ信号と、を乗算し、ローパスフィルタ４６が、乗算結果の高調波成分を除去することにより、チップレートＲcの複素スペクトル拡散信号の直交成分ＦＱ（ｔ）を生成する。
【００７４】
図４は、上記符号同期部５の構成を示す図である。図４において、５１は相関電力算出部であり、５２ａ，５２ｂ，…，５２ｎは遅延補正部であり、５３は加算部であり、５４は符号同期点検出部であり、５５はシンボルクロック生成部であり、符号同期部５は、送信装置内で用いられる拡散符号系列と、上記相関値算出部４で用いられる符号系列と、の符号同期を得て、拡散符号周期ＴpのシンボルクロックＣＫを出力するものである。
【００７５】
ここで、上記のように構成される符号同期部５の動作を図４にしたがって説明する。まず、相関電力算出部５１では、複素相関信号を二乗し、その後、絶対値をとることにより、二乗相関値Ａ１を算出する。その後、この二乗相関値Ａ１は、各チャネルに対応した各遅延補正部にそれぞれ入力され、各遅延補正部では、各並列スペクトル拡散信号の二乗相関値のピークタイミングが揃うように、それぞれに遅延補正時間を与える。そして、加算部５３は、遅延補正後のｎ個の二乗相関値を加算し、その加算結果である多重二乗相関値Ｍ１を符号同期点検出部５４に出力する。
【００７６】
このとき、多重二乗相関値Ｍ１は、拡散符号周期単位に、符号同期点から所定時刻Ｙを経過した時刻（多重ピーク時刻）で、最大ピーク値を発生するため、符号同期点検出部５４では、この多重ピーク時刻を検出し、その検出結果をもとに符号同期点の推定を行い、さらに、この符号同期点に同期した捕捉パルスＰ１を生成する。
【００７７】
最後に、シンボルクロック生成部５５では、この捕捉パルスＰ１のタイミングに同期した拡散符号周期ＴpのシンボルクロックＣＫを生成し、後続のラッチ部７ａ〜７ｎに出力する。
【００７８】
図５、図６、および図７は、上記符号同期点を推定するための処理を示すタイミングチャートである。ここでは、たとえば、多重数ｎ＝３とし、さらに、図２に示す各遅延部にて並列スペクトル拡散信号に与える遅延時間をそれぞれ｛ｂ1，ｂ2，ｂ3｝＝｛τ1Ｔc，τ2Ｔc，τ3Ｔc｝とする。なお、Ｔcは、チップ周期を表す。このような場合、二乗相関値Ａ１は、図５に示すように、符号同期点ｔpから各遅延時間｛τ1Ｔc，τ2Ｔc，τ3Ｔc｝を遅延したタイミングでピーク値を持ち、拡散符号Ｔp内で三つのピーク値を持つ。
【００７９】
図６は、符号同期点を推定するための処理における、τ1＝２、τ2＝４、τ3＝６の場合の二乗相関値、多重二乗相関値、および多重ピーク時刻の関係を示す図である。（ａ）は、遅延がない場合の二乗相関値を示すタイミングチャートであり、拡散符号Ｔp内で三つのピーク値ａ，ｂ，ｃを有する。（ｂ），（ｃ），（ｄ）は、（ａ）に示す二乗相関値をそれぞれ｛（Ｔp−τ1Ｔc），（Ｔp−τ2Ｔc），（Ｔp−τ3Ｔc）｝遅延した場合の二乗相関値である。
【００８０】
ここで、加算部５３では、（ｂ）〜（ｄ）に示した二乗相関値を加算し、この加算結果として、（ｅ）に示す多重二乗相関値を出力する。この場合、ピーク値ａ，ａ＋ｂ，ａ＋ｂ＋ｃ，ｂ＋ｃ，ｃの５つのピークが現れるが、ここでは、最も大きなピーク値（ａ＋ｂ＋ｃ）を多重ピーク時刻として検出する。その結果、多重ピーク時刻は、所定時間Ｙ＝Ｔpとしているため、符号同期点ｔpに一致することがわかる。
【００８１】
符号同期点検出部５４では、多重ピーク時刻に同期した捕捉パルスＰ１を生成し、シンボルクロック生成部５５では、捕捉パルスＰ１のタイミングに同期したシンボルクロックＣＫを生成する。これにより、受信装置では、送信された符号系列との同期をとることができる。
【００８２】
図７は、符号同期点を推定するための処理における、τ1＝１、τ2＝３、τ3＝７の場合の二乗相関値、多重二乗相関値、および多重ピーク時刻の関係を示す図である。（ａ）は、遅延がない場合の二乗相関値を示すタイミングチャートであり、拡散符号Ｔp内で三つのピーク値ａ〜ｃを有する。（ｂ），（ｃ），（ｄ）は、（ａ）に示した二乗相関値をそれぞれ｛（Ｔp−τ1Ｔc），（Ｔp−τ2Ｔc），（Ｔp−τ3Ｔc）｝遅延した場合の二乗相関値である。
【００８３】
ここで、加算部５３では、（ｂ）〜（ｄ）に示した二乗相関値を加算し、この加算結果として、（ｅ）に示す多重二乗相関値を出力する。この場合、ピーク値ａ，ｂ，ａ，ａ＋ｂ＋ｃ，ｂ，ｃ，ｃの７つのピークが現れるが、ここでは、最も大きなピーク値（ａ＋ｂ＋ｃ）を多重ピーク時刻として検出する。この場合、ピーク値（ａ＋ｂ＋ｃ）以外のピーク値は、二乗相関値のピーク値分の値に抑えられており、多重ピーク値の検出が容易である。多重ピーク時刻は、所定時間Ｙ＝Ｔpとしているため、符号同期点ｔpに一致することがわかる。
【００８４】
符号同期点検出部５４では、図６の場合と同様に、多重ピーク時刻に同期した捕捉パルスＰ１を生成し、シンボルクロック生成部５５では、捕捉パルスＰ１のタイミングに同期したシンボルクロックＣＫを生成する。
【００８５】
図８は、上記キャリア再生部９の構成を示す図である。図８において、６１ａ，６１ｂ，…，６１ｎは移相部であり、６２ａ，６２ｂ，…，６２ｎは誤差信号生成部であり、６３は加算部であり、６４は平均化部であり、６５は移相制御部であり、６６は遅延部であり、キャリア再生部９は、ｎチャネル分の並列情報信号に対する複素相関信号のピーク値を用いて、短時間で高精度なキャリア推定を行うものである。
【００８６】
ここで、上記のように構成されるキャリア生成部９の動作を図８にしたがって説明する。キャリア再生部９では、移相補正部８ａ〜８ｎから出力される相関ピーク信号Ｓm（ｔ）を用いて、推定キャリア信号ＲＣ（ｔ）を得る。ここでは、推定キャリア信号ＲＣ（ｔ）は、複素数の値を持つ。この場合、まず、推定キャリア位相θ’（ｔ）は、式（１９）のように表すことができる。
【００８７】
【数１９】
【００８８】
なお、ｍ＝１，２，…，ｎとする。また、Ｒｅ（ＲＣ（ｔ））は、推定キャリア信号ＲＣ（ｔ）の実数成分を表し、Ｉｍ（ＲＣ（ｔ））は、推定キャリア信号ＲＣ（ｔ）の虚数成分を表す。
【００８９】
各移相部では、下記に示す式（２０）のように、移相補正部８ａ〜８ｎからの各相関ピーク信号Ｓm（ｔ）と、遅延部６６で拡散符号周期Ｔp分だけ遅延された推定キャリア信号の複素共役ＲＣ*（ｔ−Ｔp）と、をそれぞれ乗算することにより、各相関ピーク信号Ｓm（ｔ）をθ’（ｔ−Ｔp）分だけ反対方向に移相し、信号ＳＲm（ｔ）を生成する。
【００９０】
【数２０】
【００９１】
そして、誤差信号生成部６２ａ〜６２ｎでは、移相部６１ａ〜６１ｎからの信号ＳＲm（ｔ）を用いて、１拡散符号周期Ｔp以前の推定キャリア位相θ’（ｔ−Ｔp）に対して、キャリア位相を進めるか、またはキャリア位相を遅らすか、を示す誤差信号Ｅ1（ｔ）〜Ｅn（ｔ）を生成する。たとえば、並列情報信号Ｄm（ｔ）がＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）変調された信号の場合は、式（２１）に示すように、ＳＲm（ｔ）の実数成分と虚数成分を乗算することにより、並列情報信号Ｄm（ｔ）を二乗した値が常に１となるため、並列情報信号Ｄm（ｔ）の成分を除去することができ、誤差信号Ｅm（ｔ）を求めることができる。
【００９２】
【数２１】
【００９３】
加算部６３では、各誤差信号生成部からの誤差信号Ｅm（ｔ）を加算することで、ＳＮ比が向上された合成誤差信号ＧＥ（ｔ）を算出する。そして、平均化部６４では、加算部６３から合成誤差信号ＧＥ（ｔ）の平均化を行う。最後に、移相制御６５では、１拡散符号周期Ｔp以前の推定キャリア信号ＲＣ（ｔ−Tp）と、平均化された合成誤差信号ＧＥ（ｔ）と（キャリア位相を進めるかまたはキャリア位相を遅らすかを示す情報）、を用いて、推定キャリア信号ＲＣ（ｔ）を求める。
【００９４】
なお、上述した本実施の形態においては、「１」または「−１」の２値のディジタル情報信号を取り扱えるようにしているが、これに限らず、たとえば、他の２値データであってもよい。また、Ｐ／Ｓ部１１から各チャネルに対応する復調データを出力することとしてもよい。また、ラッチ処理後に位相補正処理を行っているが、位相補正処理については、遅延補正処理またはラッチ処理の前に行うこととしてもよい。
【００９５】
このように、キャリア再生部９では、ｎチャネル分の複素相関信号の各ピーク値から求められる誤差信号Ｅ1（ｔ）〜Ｅn（ｔ）を用いて、ＳＮ比が向上された合成誤差信号ＧＥ（ｔ）を算出し、さらに、この合成誤差信号ＧＥ（ｔ）を用いて、推定キャリア信号ＲＣ（ｔ）の生成を行う。そのため、従来のスペクトル拡散受信装置のような、同期用チャネルの複素相関信号のピーク値からキャリア再生を行う場合に比べて、高精度なキャリア推定を行うことが可能となる。また、キャリア再生部９では、平均化部６４にて高ＳＮ比の合成誤差信号ＧＥ（ｔ）に対して平均化を行うため、平均化処理に用いるデータ数を減らした場合においても、十分高精度なキャリア推定を行うことができ、さらに、このような場合には、キャリア再生に要する時間の短縮化を実現することが可能となる。
【００９６】
以上、本実施の形態のスペクトル拡散受信装置においては、データ復調部１０ａ〜１０ｎが、それぞれ、キャリア再生部９で生成された高精度な推定キャリア信号を用いてデータ復調を行うため、良好なビット誤り率特性を実現可能とする。
【００９７】
また、本実施の形態においては、一つの拡散符号系列分の相関器（同相相関値と直交相関値の算出が必要なため、ｋ系列の拡散符号系列を用いた場合、２ｋ個の相関器が必要。本発明ではｋ＝１となる）で、多重ＲＦ信号からキャリア再生処理、およびデータ復調処理を行うことができるため、従来のスペクトル拡散受信装置と同程度の回路規模で、より良好な復調データを得ることができる。
【００９８】
また、本実施の形態においては、データ通信を実行可能なチャネルを用いてキャリア再生処理および符号同期を行い、同期用チャネルが不要であるため、伝送効率をより向上させることが可能となる。
【００９９】
実施の形態２．
本実施の形態では、実施の形態１と同様に、タイミングオフセット多重化ＳＳシステムにおいて、１組の相関器から出力される全チャネルの逆拡散信号を用いて、高精度にキャリア再生を行うスペクトル拡散受信装置を得る。ここでは、特に、各チャネルの逆拡散信号に対して逆変調処理を行うことにより無変調信号を生成し、さらに、すべてのチャネルの無変調信号から高ＳＮ比の合成無変調信号を算出し、この合成無変調信号を用いて高精度にキャリア再生を行う。
【０１００】
なお、本実施の形態において、前述の実施の形態におけるスペクトル拡散受信装置と同様の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。具体的にいうと、ここでは、図１に示すキャリア再生部９をキャリア再生部９ａに置き換える。
【０１０１】
図９は、本実施の形態のスペクトル拡散受信装置に用いられるキャリア再生部９ａの構成を示す図である。図９において、７１ａ，７１ｂ，…，７１ｎは逆変調部であり、７２はベクトル加算部であり、７３は平均化部であり、７４は遅延部である。
【０１０２】
ここで、上記のように構成されるキャリア再生部９ａの動作を図９にしたがって説明する。キャリア再生部９ａでは、まず、逆変調部７１ａ〜７１ｎが、移相補正部８ａ〜８ｎからの相関ピーク信号Ｓm（ｔ）と、遅延部７４で１拡散符号周期Ｔp分だけ遅延された推定キャリア信号の複素共役ＲＣ*（ｔ−Ｔp）と、を用いて、相関ピーク信号Ｓm（ｔ）における変調成分となるＤm（ｔ）を除去し、無変調信号Ｍm（ｔ）を生成する。なお、ｍ＝１，２，…，ｎとする。また、Ｄm（ｔ），Ｄm（ｔ），ＲＣ*（ｔ−Ｔp），Ｍm（ｔ）は、複素数の値を有する。
【０１０３】
ベクトル加算部７２では、各逆変調部からのすべての無変調信号Ｍm（ｔ）を複素加算し、複素数の値を有する合成無変調信号ＧＭ（ｔ）を算出する。そして、平均化部７３では、合成無変調信号ＧＭ（ｔ）の平均化を行うことにより、推定キャリア信号ＲＣ（ｔ）を求める。
【０１０４】
つぎに、上記逆変調部の動作を図面にしたがって詳細に説明する。なお、本実施の形態においては、逆変調部７１ａを例として説明するが、逆変調部７１ｂ〜７１ｎについても同様である。図１０は、キャリア再生部９ａ内の逆変調部７１ａの構成を示す図である。図１０において、８１は複素乗算部であり、８２はリミタであり、８３は乗算部であり、逆変調部７１ａでは、たとえば、並列情報信号Ｄ1（ｔ）が「１」または「−１」のスカラー値を持つＢＰＳＫ変調された信号の場合、相関ピーク信号Ｓ1（ｔ）から変調成分となるＤ1（ｔ）を除去し、無変調信号Ｍ1（ｔ）を生成する。
【０１０５】
まず、複素乗算部８１では、相関ピーク信号Ｓm（ｔ）と、遅延部６６にて１拡散符号周期Ｔp分だけ遅延された推定キャリア信号の複素共役ＲＣ*（ｔ−Ｔp）と、をそれぞれ乗算することにより、相関ピーク信号Ｓm（ｔ）に乗算されている変調成分の抽出を行う。
【０１０６】
そして、リミタ８２では、複素乗算部８１から抽出された変調成分から並列情報信号Ｄm（ｔ）が、「１」または「−１」のいずれの値を有するかを判定し、その判定結果を出力する。
【０１０７】
最後に、乗算部８３では、相関ピーク信号Ｓm（ｔ）と、リミタ８２からの判定結果と、を乗算することにより、相関ピーク信号Ｓm（ｔ）における変調成分Ｄm（ｔ）を除去し、無変調信号Ｍm（ｔ）を生成する。
【０１０８】
このように、本実施の形態においては、キャリア再生部９ａが、まず、ｎチャネル分の各並列情報信号に対する複素相関信号のピーク値に対して逆変調処理を行い、つぎに、逆変調処理により求められる無変調信号Ｍ1（ｔ）〜Ｍn（ｔ）を用いて、ＳＮ比が向上された合成無変調信号ＧＭ（ｔ）を算出し、最後に、この合成無変調信号ＧＭ（ｔ）を用いて、推定キャリア信号ＲＣ（ｔ）の生成を行う。これにより、本実施の形態においては、前述の実施の形態１と同様の効果が得られるとともに、従来のスペクトル拡散受信装置のような、同期用チャネルの複素相関信号のピーク値からキャリア再生を行う場合に比べて、さらに、高精度なキャリア推定を行うことが可能となる。
【０１０９】
また、本実施の形態においては、キャリア再生部９ａが、平均化部７３を用いて高ＳＮ比の合成誤差信号ＧＭ（ｔ）に対して平均化を行うため、平均化処理に用いるデータ数を減らした場合においても、十分高精度なキャリア推定を行うことができ、さらに、このような場合には、キャリア再生に要する時間の短縮化を実現することが可能となる。
【０１１０】
実施の形態３．
本実施の形態では、実施の形態１と同様に、タイミングオフセット多重化ＳＳシステムにおいて、１組の相関器から出力される全チャネルの逆拡散信号を用いて、高精度にキャリア再生を行うスペクトル拡散受信装置を得る。ここでは、特に、各チャネルの逆拡散信号に対して逓倍処理を行うことにより無変調信号を生成し、さらに、すべてのチャネルの無変調信号から高ＳＮ比の合成無変調信号を算出し、この合成無変調信号を用いて高精度にキャリア再生を行う。
【０１１１】
なお、本実施の形態において、前述の実施の形態におけるスペクトル拡散受信装置と同様の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。具体的にいうと、ここでは、図１に示すキャリア再生部９、またはキャリア再生部９ａを、キャリア再生部９ｂに置き換える。
【０１１２】
図１１は、本実施の形態のスペクトル拡散受信装置に用いられるキャリア再生部９ｂの構成を示す図である。図１１において、９１ａ，９１ｂ，…，９１ｎは逓倍部であり、９２はベクトル加算部であり、９３は平均化部であり、９４は分周部である。
【０１１３】
ここで、上記のように構成されるキャリア生成部９ｂの動作を図１１にしたがって説明する。キャリア再生部９ｂでは、逓倍部９１ａ〜９１ｎが、移相補正部８ａ〜８ｎからの各相関ピーク信号Ｓm（ｔ）に対して逓倍処理を行うことにより、各相関ピーク信号Ｓm（ｔ）の変調成分となるＤm（ｔ）を除去し、無変調信号Ｑm（ｔ）を生成する。なお、ｍ＝１，２，…，ｎとする。また、Ｄm（ｔ），Ｓm（ｔ），Ｑm（ｔ）は、複素数の値を有する。また、上記逓倍処理とは、変調成分Ｄm（ｔ）がＢＰＳＫ信号であれば２逓倍処理を、ＱＰＳＫ信号であれば４逓倍処理を行うことを意味する。また、複素数Ａに対してｋ逓倍処理（ｋは自然数）を行う場合は、Ａkを算出する。
【０１１４】
ベクトル加算部９２では、各逓倍部からの無変調信号Ｑm（ｔ）を複素加算し、複素数の値を有する合成無変調信号ＧＱ（ｔ）を算出する。そして、平均化部９３では、合成無変調信号ＧＱ（ｔ）の平均化を行う。さらに、分周部９４では、平均化部９３からの合成無変調信号ＧＱ（ｔ）の平均値に対して分周処理を行い、推定キャリア信号ＲＣ（ｔ）を求める。なお、分周処理とは、変調成分Ｄm（ｔ）がＢＰＳＫ信号であれば２分周処理を、ＱＰＳＫ信号であれば４分周処理を行うことを意味する。また、複素数Ａに対してｋ分周処理（ｋは自然数）を行う場合は、Ａ-kを算出する。
【０１１５】
このように、本実施の形態においては、キャリア再生部９ｂが、まず、ｎチャネル分の各並列情報信号に対する複素相関信号のピーク値に対して逓倍処理を行い、つぎに、逓倍処理により求められる無変調信号Ｑ1（ｔ）〜Ｑn（ｔ）を用いて、ＳＮ比が向上された合成無変調信号ＧＱ（ｔ）を算出し、最後に、この合成無変調信号ＧＱ（ｔ）を用いて、推定キャリア信号ＲＣ（ｔ）の生成を行う。これにより、本実施の形態においては、前述の実施の形態１と同様の効果が得られるとともに、従来のスペクトル拡散受信装置のような、同期用チャネルの複素相関信号のピーク値からキャリア再生を行う場合に比べて、さらに、高精度なキャリア推定を行うことが可能となる。
【０１１６】
また、本実施の形態においては、キャリア再生部９ｂが、平均化部９３にて高ＳＮ比の合成誤差信号ＧＱ（ｔ）に対して平均化を行うため、平均化処理に用いるデータ数を減らした場合においても、より高精度なキャリア推定を行うことができ、さらに、このような場合には、キャリア再生に要する時間の短縮化を実現することが可能となる。
【０１１７】
【発明の効果】
以上、説明したとおり、本発明によれば、データ復調手段が、キャリア再生手段で生成された高精度な推定キャリア信号を用いてデータ復調を行うため、良好なビット誤り率特性を実現可能なスペクトル拡散受信装置を得ることができる、という効果を奏する。また、一つの拡散符号系列分の相関器で、多重スペクトル拡散信号からキャリア再生処理、およびデータ復調処理を行うことができるため、従来のスペクトル拡散受信装置と同程度の回路規模で、より良好な復調データを得ることが可能なスペクトル拡散受信装置を得ることができる、という効果を奏する。また、データ通信を実行可能なチャネルを用いてキャリア再生処理および符号同期を行うことにより、同期用チャネルが不要となるため、伝送効率をより向上させることが可能なスペクトル拡散受信装置を得ることができる、という効果を奏する。
【０１１８】
つぎの発明によれば、キャリア再生手段が、ｎチャネル分の複素相関信号の各ピーク値から求められる誤差信号を用いて、ＳＮ比が向上された合成誤差信号を算出し、さらに、この合成誤差信号を用いて、推定キャリア信号の生成を行う。そのため、従来のスペクトル拡散受信装置のような、同期用チャネルの複素相関信号のピーク値からキャリア再生を行う場合に比べて、高精度なキャリア推定を行うことが可能なスペクトル拡散受信装置を得ることができる、という効果を奏する。また、高ＳＮ比の合成誤差信号に対して平均化を行うため、平均化処理に用いるデータ数を減らした場合においても、十分高精度なキャリア推定を行うことができ、さらに、このような場合、キャリア再生に要する時間の短縮化を実現することが可能なスペクトル拡散受信装置を得ることができる、という効果を奏する。
【０１１９】
つぎの発明によれば、本実施の形態においては、キャリア再生手段が、まず、ｎチャネル分の各並列情報信号に対する複素相関信号のピーク値に対して逆変調処理を行い、つぎに、逆変調処理により求められる無変調信号を用いて、ＳＮ比が向上された合成無変調信号を算出し、最後に、この合成無変調信号を用いて、推定キャリア信号の生成を行う。これにより、従来のスペクトル拡散受信装置のように、同期用チャネルの複素相関信号のピーク値からキャリア再生を行う場合に比べて、さらに、高精度なキャリア推定を行うことが可能なスペクトル拡散受信装置を得ることができる、という効果を奏する。また、高ＳＮ比の合成誤差信号に対して平均化を行うため、平均化処理に用いるデータ数を減らした場合においても、十分高精度なキャリア推定を行うことができ、さらに、このような場合、キャリア再生に要する時間の短縮化を実現することが可能なスペクトル拡散受信装置を得ることができる、という効果を奏する。
【０１２０】
つぎの発明によれば、キャリア再生手段が、まず、ｎチャネル分の各並列情報信号に対する複素相関信号のピーク値に対して逓倍処理を行い、つぎに、逓倍処理により求められる無変調信号を用いて、ＳＮ比が向上された合成無変調信号を算出し、最後に、この合成無変調信号を用いて、推定キャリア信号の生成を行う。これにより、従来のスペクトル拡散受信装置のような、同期用チャネルの複素相関信号のピーク値からキャリア再生を行う場合に比べて、さらに、高精度なキャリア推定を行うことが可能なスペクトル拡散受信装置を得ることができる、という効果を奏する。また、本実施の形態においては、高ＳＮ比の合成誤差信号に対して平均化を行うため、平均化処理に用いるデータ数を減らした場合においても、より高精度なキャリア推定を行うことができ、さらに、このような場合、キャリア再生に要する時間の短縮化を実現することが可能なスペクトル拡散受信装置を得ることができる、という効果を奏する。
【０１２１】
つぎの発明によれば、キャリア再生ステップにて生成された高精度な推定キャリア信号を用いてデータ復調を行うため、良好なビット誤り率特性を実現可能なデータ復調方法を得ることができる、という効果を奏する。また、データ通信を実行可能なチャネルを用いてキャリア再生処理および符号同期を行うことにより、同期用チャネルが不要となるため、伝送効率をより向上させることが可能なデータ復調方法を得ることができる、という効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態１の構成を示す図である。
【図２】 本発明にかかるスペクトル拡散受信装置に対して多重化信号を送信するスペクトル拡散送信装置の構成を示す図である。
【図３】 準同期検波部の構成を示す図である。
【図４】 符号同期部の構成を示す図である。
【図５】 符号同期点を推定するための処理を示すタイミングチャートである。
【図６】 符号同期点を推定するための処理を示すタイミングチャートである。
【図７】 符号同期点を推定するための処理を示すタイミングチャートである。
【図８】 キャリア再生部の構成を示す図である。
【図９】 キャリア再生部の構成を示す図である。
【図１０】 逆変調部の構成を示す図である。
【図１１】 キャリア再生部の構成を示す図である。
【図１２】 従来におけるスペクトル拡散送信装置の構成を示す図である。
【図１３】 従来におけるスペクトル拡散受信装置の構成を示す図である。
【符号の説明】
１ 受信アンテナ、２ ＲＦ増幅部、３ 準同期検波部、４ 相関値算出部、５ 符号同期部、６ａ，６ｂ，６ｎ 遅延補正部、７ａ，７ｂ，７ｎ ラッチ部、８ａ，８ｂ，８ｎ 移相補正部、９ キャリア再生部、１０ａ，１０ｂ，１０ｎ データ復調部、１１ パラレル／シリアル変換部（Ｐ／Ｓ部）、２１ データ発生部、２２ シリアル／パラレル変換部（Ｓ／Ｐ部）、２３ クロック発生部、２４ 拡散符号発生部、２５ａ，２５ｂ，２５ｎ、拡散変調部、２６ａ，２６ｂ，２６ｎ 遅延部、２７ａ，２７ｂ，２７ｎ 移相部、２８ 加算部、２９周波数変換部、３０ 電力増幅部、３１ 送信アンテナ、４１ 電圧制御発信器（ＶＣＯ）、４２ は移相部、４３，４４ 乗算部、４５，４６ ローパスフィルタ、５１ 相関電力算出部、５２ａ，５２ｂ，５２ｎ 遅延補正部、５３ 加算部、５４ 符号同期点検出部、５５ シンボルクロック生成部、６１ａ，６１ｂ，６１ｎ 移相部、６２ａ，６２ｂ，６２ｎ 誤差信号生成部、６３ 加算部、６４ 平均化部、６５ 移相制御部、６６ 遅延部、７１ａ，７１ｂ，７１ｎ 逆変調部、７２ ベクトル加算部、７３ 平均化部、７４ 遅延部、８１ 複素乗算部、８２ リミタ、８３ 乗算部、９１ａ，９１ｂ，９１ｎ 逓倍部、９２ ベクトル加算部、９３ 平均化部、９４ 分周部。
【発明の属する技術分野】
本発明は、スペクトル拡散通信方式を採用するスペクトル拡散受信装置に関するものであり、特に、直接拡散（ＤＳ：Direct Sequence）方式を採用するスペクトル拡散送信装置にて生成された信号を受け取り、その受信信号に対してキャリア再生処理およびデータ復調処理を行うスペクトル拡散受信装置、およびそのスペクトル拡散受信装置におけるデータ復調方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
以下、従来のスペクトル拡散受信装置について説明する。近年、移動体通信システムや衛星通信システムにおいては、画像、音声、およびデータ（プログラム等も含む）等の伝送する方式の一つとして、たとえば、スペクトラム拡散（ＳＳ：Spread Spectrum）通信方式を用いた符号分割多元接続（ＣＤＭＡ：Code Division Multiple Access）通信方式が検討されている。なお、スペクトラム拡散通信方式には、直接拡散（ＤＳ）方式、および周波数ホッピング（ＦＨ：Frequency Hopping）方式等があり、上記ＤＳ方式は、広帯域の拡散符号系列を情報信号に直接乗算することによりスペクトル拡散を行う方式である。
【０００３】
上記、直接拡散方式を用いたスペクトラム拡散通信システムにおける送信装置、および受信装置としては、たとえば、特開平８−１６７８６４に記載された送信装置及び受信装置がある。図１２および図１３は、それぞれ、特開平８−１６７８６４に記載されたスペクトラム拡散通信システムにおける送信装置および受信装置の構成を示す図である。ここでは、符号多重数分の拡散符号を用いて符号多重を行うことによりデータ通信を行っている。
【０００４】
まず、図１２を用いて、従来の送信装置の構成および動作を説明する。図１２において、１０１はデータ発生部であり、１０２はシリアル／パラレル変換部（Ｓ／Ｐ部）であり、１０３はクロック発生部であり、１０４は符号多重数分の拡散符号を発生する拡散符号発生部であり、１０５ａ，１０５ｂ，…１０５ｎは拡散変調部であり、１０６は加算部であり、１０７は周波数変換部であり、１０８は電力増幅部であり、１０９は送信アンテナである。
【０００５】
上記のように構成される送信装置においては、まず、データ発生部１０１が、「１」または「−１」の値を持つディジタル情報信号を生成する。なお、ここでは、ディジタル情報信号の発生速度を「ビットレート」と呼び、また、ビットレートの値を「Ｒb」と表記する。
【０００６】
Ｓ／Ｐ部１０２では、受け取ったディジタル情報信号をｎチャネルの並列情報信号に変換する。なお、ここでは、各チャネルにおける並列情報信号の発生速度を「並列ビットレート」と呼び、また、並列ビットレートの値を「Ｒp（＝Ｒb／ｎ）」、拡散符号周期を「Ｔp（＝１／Ｒp）」と表記する。
【０００７】
拡散符号発生部１０４では、ｎ個の異なる拡散符号（ＰＮ１〜ＰＮｎ）と、同期専用の拡散符号（ＰＮ０）と、を発生する。なお、上記（ｎ＋１）個の拡散符号は、「１」または「−１」の値を持ち、かつ符号長Ｌ［ビット］の拡散符号系列であり、クロック発生部１０３にて作成されたＲp×Ｌのクロック周波数帯域を持つ。また、ここでは、クロック発生部１０３にて作成されたクロックレートを「Ｒc（＝Ｒp×Ｌ）」と表記し、チップレートＲcのクロック周期、すなわち、チップ周期を「Ｔc（＝１／Ｒc）」と表記する。
【０００８】
拡散変調部１０５ａ〜１０５ｎでは、ｎチャネルの各並列情報信号と、拡散符号発生部にて生成されたｎ個の拡散符号と、をそれぞれ乗算することにより、ｎチャネルの並列スペクトル拡散信号を生成する。なお、この並列スペクトル拡散信号は、チップレートＲcとなる。
【０００９】
加算部１０６では、拡散符号発生部１０４から出力される同期専用拡散符号と、各拡散変調部にて生成されたｎチャネルの並列スペクトル拡散信号と、をすべて加算する。そして、周波数変換部１０７では、加算部１０６の出力と、搬送波（キャリア）と、を乗算することにより周波数変換を実行し、その後、電力増幅部１０８では、周波数変換部１０７の出力を電力増幅することにより多重ＲＦ信号を生成する。なお、時刻ｔにおいて、上記のように生成される多重ＲＦ信号Ｒ（ｔ）は、次式（１）のように表すことができる。
【００１０】
【数１】
ただし、ｃ0（ｔ）〜ｃn（ｔ）は、それぞれＰＮ０〜ＰＮｎの拡散符号系列を、Ｄ1（ｔ）〜Ｄn（ｔ）は、それぞれ各チャネルのベースバンド変調信号を、ωはキャリア周波数を表す。
【００１２】
最後に、送信装置では、多重ＲＦ信号Ｒ（ｔ）を、送信アンテナ１５４を用いて通信相手方へ送信する。
【００１３】
つぎに、図１３を用いて、従来の受信装置の構成および動作を説明する。図１３において、２０１は受信アンテナであり、２０２はＲＦ増幅部であり、２０３は準同期検波部であり、２０４は符号同期部であり、２０５は拡散符号発生部であり、２０６はキャリア再生部であり、２０７ａ，２０７ｂ，…，２０７ｎはベースバンド復調部であり、２０８はパラレル／シリアル変換部（Ｐ／Ｓ部）である。
【００１４】
上記のように構成される受信装置においては、まず、ＲＦ増幅部２０２が、受信アンテナ２０１にて受信した上記送信装置からの多重ＲＦ信号に対してＲＦ増幅を行う。
【００１５】
その後、準同期検波部２０３では、ＲＦ増幅された多重ＲＦ信号を、チップレートＲcの周波数帯域を持つ信号に、周波数変換を行う。なお、この周波数変換後の複素信号において、同相（実数）成分ＦＩ（ｔ）および直交（虚数）成分ＦＱ（ｔ）は、それぞれ、式（２）、（３）のように表すことができる。
【００１６】
【数２】
【数３】
【００１８】
符号同期部２０４では、準同期検波部２０３にて周波数変換された信号と、拡散符号発生部２０５にて生成される同期専用拡散符号ＰＮ０と、を用いて、送信信号に対する拡散符号同期、およびクロック同期を確立し、さらに、符号同期信号、およびクロック信号を出力する。また、符号同期確立後、拡散符号発生部２０５では、送信装置で用いた拡散符号と同様の、クロック信号と位相が一致した（ｎ＋１）個の拡散符号群を発生する。
【００１９】
キャリア再生部２０６では、拡散符号発生部２０５にて生成される同期専用拡散符号ＰＮ０を用いて、上記準同期検波部２０３にて周波数変換された複素信号の同相成分ＦＩ（ｔ）と直交成分ＦＱ（ｔ）とを逆拡散し、ＳＩおよびＳＱを算出する。このとき、ＳＩとＳＱは、拡散符号ｃ0（ｔ）と拡散符号ｃ1（ｔ）〜ｃn（ｔ）との相互相関が常に０の場合、式（４）、（５）のように求めることができる。
【００２０】
【数４】
【数５】
そして、キャリア位相θは、次式（６）のように、ＳＩとＳＱの逆正接を求めることにより算出する。
【００２３】
【数６】
上記の動作により、キャリア再生部２０６では、キャリア位相θの推定が可能となる。
【００２５】
ベースバンド復調部２０７ａ〜２０７ｎでは、キャリア再生部２０６にて生成された再生キャリア位相信号と、準同期検波部２０３にて周波数変換された信号と、からベースバンド信号を生成する。さらに、ベースバンド復調部２０７ａ〜２０７ｎでは、拡散符号発生部２０５からの符号同期が確立された拡散符号群ＰＮ１〜ＰＮｎを用いて、符号分割チャネル単位のベースバンド信号に対して、それぞれ相関演算を行い、その相関演算結果に基づいてデータ復調を行う。
【００２６】
最後に、Ｐ／Ｓ部２０８では、ｎチャネルの並列ビットレートＲpの並列復調データから、１チャネルのビットレートＲb（＝ｎＲp）の復調データを生成する。
【００２７】
このように、直接拡散方式を採用するスペクトル拡散通信システムの受信装置においては、同期専用チャネルだけを逆拡散し、その後、すべてのチャネルに対するキャリア再生を行う。これにより、チャネル単位のキャリア再生回路が不要となり、回路規模を小さくすることができる。
【００２８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記、従来のスペクトル拡散受信装置においては、同期専用チャネルの逆拡散情報だけを用いて、キャリア再生を行うため、同期専用チャネルの逆拡散情報と他のチャネルの逆拡散情報との両方を用いてキャリア再生を行う場合と比べて、推定キャリアの精度が低くなる、という問題があった。
【００２９】
また、上記、従来のスペクトル拡散受信装置においては、同期専用チャネルにてデータ通信を行っていないため、その分だけ伝送効率が低下する、という問題があった。
【００３０】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、データ通信用のチャネルを用いてキャリア再生および符号同期を行うことにより、推定キャリアの精度および伝送効率の向上を実現可能とし、さらに、良好なビット誤り率特性を実現可能なスペクトル拡散受信装置、およびデータ復調方法を得ることを目的とする。
【００３１】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置にあっては、ｎ（ｎ≧２の自然数）個の２値並列情報系列に対して同一の拡散符号でスペクトル拡散処理を行うことにより生成された各並列スペクトル拡散信号に、それぞれ異なる遅延時間と、それぞれ任意の移相量と、を与え、その後、多重化した、送信装置からの多重スペクトル拡散信号を受け取り、前記多重スペクトル拡散信号と、前記拡散符号と、の相関演算結果に基づいて、複素相関信号を算出する相関値算出手段（後述する実施の形態の受信アンテナ１、ＲＦ増幅部２、準同期検波部３、相関値算出部４に相当）と、前記複素相関信号に基づいて、前記拡散符号の符号同期点に同期したシンボルクロックを生成する符号同期手段（符号同期部５に相当）と、前記複素相関信号をｎ個に分岐し、前記複素相関信号の各ピーク値が前記シンボルクロックの立ち上り時に発生するように遅延補正を行う遅延補正手段（遅延補正部６ａ〜６ｎに相当）と、前記遅延補正後の複素相関信号の各ピーク値を前記シンボルクロックの立ち上りエッジでサンプリングし、各ピーク値のキャリア位相を揃えるように移相補正を行う移相補正手段（ラッチ部７ａ〜７ｎ、移相補正部８ａ〜８ｎに相当）と、前記移相補正後の各ピーク値を用いてキャリア再生を行い、推定キャリア信号を出力するキャリア再生手段（キャリア再生部９に相当）と、前記移相補正後の各ピーク値と、前記推定キャリア信号と、を用いて、もとの情報系列を生成するデータ復調手段（データ復調部１０ａ〜１０ｎに相当）と、を備えることを特徴とする。
【００３２】
つぎの発明にかかるスペクトル拡散受信装置において、前記キャリア再生手段にあっては、前記推定キャリア信号を１拡散符号周期分だけ遅延させる遅延手段（遅延部６６に相当）と、前記移相補正後の各ピーク値を、前記遅延後の推定キャリア信号の推定キャリア位相分だけ反対方向に移相する移相手段（移相部６１ａ〜６１ｎに相当）と、前記移相後の各ピーク値に基づいて、前記１拡散符号周期分だけ遅延させた推定キャリア信号のキャリア位相に関する情報として、各ピーク値単位に誤差信号を生成し、その後、前記各誤差信号を加算して合成誤差信号を生成する誤差信号生成手段（誤差信号生成部６２ａ〜６２ｎに相当）と、前記合成誤差信号を平均し、前記平均化後のキャリア位相に関する情報に基づいて、前記推定キャリア信号の移相制御を行う移相制御手段（平均化部６４、移相制御部６５に相当）と、を備えることを特徴とする。
【００３３】
つぎの発明にかかるスペクトル拡散受信装置において、前記キャリア再生手段にあっては、前記推定キャリア信号を１拡散符号周期分だけ遅延させる遅延手段（遅延部７４に相当）と、前記移相補正後の各ピーク値と、前記１拡散符号周期だけ遅延させた推定キャリア信号と、を用いて、それぞれ逆変調処理を行い、各ピーク値単位に無変調信号を生成する逆変調手段（逆変調部７１ａ〜７１ｎに相当）と、前記各無変調信号を加算して合成無変調信号を生成し、さらに、前記合成無変調信号を平均化することにより推定キャリア信号を生成するキャリア信号生成手段（ベクトル加算部７２、平均化部７３に相当）と、を備えることを特徴とする。
【００３４】
つぎの発明にかかるスペクトル拡散受信装置において、前記キャリア再生手段にあっては、前記移相補正後の各ピーク値に対してそれぞれ逓倍処理を行い、各ピーク値単位に無変調信号を生成する逓倍手段（逓倍部９１ａ〜９１ｎに相当）と、前記各無変調信号を加算して合成無変調信号を生成し、さらに、前記合成無変調信号を平均化する平均化手段（ベクトル加算部９２、平均化部９３に相当）と、前記平均化後の合成無変調信号に対して分周処理を行うことにより推定キャリア信号を生成する分周手段（分周部９４に相当）と、を備えることを特徴とする。
【００３５】
つぎの発明にかかるデータ復調方法にあっては、ｎ（ｎ≧２の自然数）個の２値並列情報系列に対して同一の拡散符号でスペクトル拡散処理を行うことにより生成された各並列スペクトル拡散信号に、それぞれ異なる遅延時間と、それぞれ任意の移相量と、を与え、その後、多重化した、送信装置からの多重スペクトル拡散信号を受け取り、前記多重スペクトル拡散信号と、前記拡散符号と、の相関演算結果に基づいて、複素相関信号を算出する相関値算出ステップと、前記複素相関信号に基づいて、前記拡散符号の符号同期点に同期したシンボルクロックを生成する符号同期ステップと、前記複素相関信号をｎ個に分岐し、前記複素相関信号の各ピーク値が前記シンボルクロックの立ち上り時に発生するように遅延補正を行う遅延補正ステップと、前記遅延補正後の複素相関信号の各ピーク値を前記シンボルクロックの立ち上りエッジでサンプリングし、各ピーク値のキャリア位相を揃えるように移相補正を行う移相補正ステップと、前記移相補正後の各ピーク値を用いてキャリア再生を行い、推定キャリア信号を出力するキャリア再生ステップと、前記移相補正後の各ピーク値と、前記推定キャリア信号と、を用いて、もとの情報系列を生成するデータ復調ステップと、を含むことを特徴とする。
【００３６】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００３７】
実施の形態１．
本実施の形態では、タイミングオフセット多重化ＳＳシステムにおいて、１組の相関器から出力される全チャネルの逆拡散信号を用いて、高精度にキャリア再生を行うスペクトル拡散受信装置を得る。なお、タイミングオフセット多重化ＳＳシステムとは、スペクトラム拡散通信システムの一例であり、たとえば、送信装置が、並列情報系列を同一の拡散符号によりスペクトル拡散し、拡散変調後の各信号に対してそれぞれ異なる時間オフセットを与え、さらに、それらの信号を多重化することで生成された多重化信号（後述する多重ＲＦ信号を表す）を出力し、前記多重化信号を受け取った受信装置が、その信号をもとの並列情報系列に復調する。
【００３８】
図１は、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態１の構成を示す図である。図１において、１は受信アンテナであり、２はＲＦ増幅部であり、３は準同期検波部であり、４は相関値算出部であり、５は符号同期部であり、６ａ，６ｂ，…６ｎは遅延補正部であり、７ａ，７ｂ，…，７ｎはラッチ部であり、８ａ，８ｂ，…８ｎは移相補正部であり、９はキャリア再生部であり、１０ａ，１０ｂ，…，１０ｎはデータ復調部であり、１１はパラレル／シリアル変換部（Ｐ／Ｓ部）である。
【００３９】
ここで、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の動作を説明する前に、まず、スペクトル拡散受信装置に対して前記多重化信号を送信するスペクトル拡散送信装置の構成および動作について説明する。
【００４０】
図２は、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置に対して多重化信号（多重ＲＦ信号）を送信するスペクトル拡散送信装置の構成を示す図である。図２において、２１はデータ発生部であり、２２はシリアル／パラレル変換部（Ｓ／Ｐ部）であり、２３はクロック発生部であり、２４は拡散符号発生部であり、２５ａ，２５ｂ，…，２５ｎは拡散変調部であり、２６ａ，２６ｂ，…２６ｎは遅延部であり、２７ａ，２７ｂ，…，２７ｎは移相部であり、２８は加算部であり、２９は周波数変換部であり、３０は電力増幅部であり、３１は送信アンテナである。
【００４１】
つぎに、タイミングオフセット多重化ＳＳシステムにおけるスペクトル拡散送信装置の動作を図２にしたがって説明する。まず、データ発生部２１では、「１」または「−１」の値で構成されるディジタル情報信号を生成する。以降の説明においては、ディジタル情報信号の発生速度を「ビットレート」と呼び、ディジタル情報信号のビットレートの値を「Ｒb」と表記する。
【００４２】
Ｓ／Ｐ部２２では、受け取ったディジタル情報信号をｎチャネルの並列情報信号に変換する。このとき、多重数ｎは、拡散符号長Ｌ［ビット］以下の値とする。また、以降の説明においては、各チャネルにおける並列情報信号の発生速度を「並列ビットレート」と呼び、前記並列ビットレートの値を「Ｒp（＝Ｒb／ｎ）」と表記する。
【００４３】
そして、拡散符号発生部２４では、拡散符号系列が生成される。たとえば、この拡散符号系列は、「１」または「−１」の値を持ち、かつ符号長Ｌ［ビット］であり、クロック発生部２３で作成されたＲp×Ｌのクロック周波数帯域を持つ。具体的な拡散符号系列としては、符号作成回路構成が容易で、自己相関および各符号間での相互相関が小さい符号である、たとえば、Ｍ系列やＧｏｌｄ符号等が使用される。なお、以降の説明においては、クロック発生部２３で作成されるクロックレートを「チップレートＲc（＝Ｒp×Ｌ）」と呼び、チップレートＲcのクロック周期を「チップ周期Ｔc（＝１／Ｒc）」と呼ぶ。
【００４４】
拡散変調部２５ａ〜２５ｎでは、ｎチャネルの並列情報信号と、拡散符号発生部２４にて生成された拡散符号と、を乗算することにより、ｎチャネルの並列スペクトル拡散信号を生成する。なお、この並列スペクトル拡散信号は、チップレートがＲcである。
【００４５】
遅延部２６ａ〜２６ｎでは、ｎチャネルの並列スペクトル拡散信号系列に対して、それぞれ異なるｎ個の遅延時間｛ｂ1，ｂ2，ｂ3，…，ｂn｝を与える。そして、移相部２７ａ〜２７ｎでは、遅延後の各並列スペクトル拡散信号系列に対して、それぞれ予め決められている移相量｛α1，α2，α3，…，αn｝で信号を移相する。ここでの移相処理は、ある並列スペクトル拡散信号系列の同相（実数）成分をＩsとし、直交（虚数）成分をＱsとし、移相量をａ［ラジアン］とすると、式（７）と（８）に表すことができる。
【００４６】
【数７】
【数８】
その後、加算部２８では、移相後の各並列スペクトル拡散信号をすべて加算することにより、多重スペクトル拡散信号を生成する。なお、ＩdとＱdは、それぞれ移相後の並列スペクトル拡散信号系列の同相成分、および直交成分を示す。ただし、φ［ラジアン］は、式（９）により算出される。
【００４９】
【数９】
また、多重スペクトル拡散信号は、移相された並列スペクトル拡散信号系列を加算しているので、複素数の値をもつ信号である。
【００５１】
周波数変換部２９は、加算部２８の出力である多重スペクトル拡散信号と搬送波（キャリア）とを乗算することで周波数変換を行い、その後、電力増幅部３０は、周波数変換後の信号を電力増幅することで多重ＲＦ信号を生成する。このように生成される多重ＲＦ信号の同相成分ＲＩ（ｔ）、および直交成分ＲＱ（ｔ）は、時刻ｔに１倍の電力増幅を行う場合、式（１０）、式（１１）で表すことができる。
【００５２】
【数１０】
【数１１】
なお、ｃ（ｔ）は、拡散符号発生部２４にて生成される拡散符号系列であり、Ｄ1（ｔ）〜Ｄn（ｔ）は、それぞれ各チャネルの並列情報信号を示し、ωは、キャリア周波数を示す。
【００５５】
最後に、送信装置では、前記生成した多重ＲＦ信号を送信アンテナ３１を用いて通信相手方へ送信する。
【００５６】
つぎに、上記のように生成され、送信された多重ＲＦ信号を受け取り、その後、もとのデータに復調する本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の動作を、図１にしたがって詳細に説明する。
【００５７】
スペクトル拡散受信装置では、まず、ＲＦ増幅部２が、受信アンテナ１で受け取った前記多重ＲＦ信号に対してＲＦ増幅を行う。そして、準同期検波部３では、ＲＦ増幅された多重ＲＦ信号に対して、チップレートＲcの周波数帯域を持つ信号に周波数変換を行い、複素スペクトル拡散信号Ｆ（ｔ）を生成する。このように生成される複素スペクトル拡散信号Ｆ（ｔ）と、複素スペクトル拡散信号Ｆ（ｔ）の同相成分ＦＩ（ｔ）と、直交成分ＦＱ（ｔ）は、たとえば、ＲＦ増幅部２で１倍のＲＦ増幅を行う場合、それぞれ式（１２）、（１３）、（１４）のように表すことができる。
【００５８】
【数１２】
【数１３】
【数１４】
【００６１】
相関値算出部４では、式（１５）に示すように、準同期検波部３から出力される複素スペクトル拡散信号と、送信装置の拡散符号発生部２４で生成された拡散符号と同系列の符号系列と、の相関演算を行うことにより、複素相関信号Ｈ（ｔ）を算出する。
【００６２】
【数１５】
上記、式（１５）からわかるように、複素相関信号Ｈ（ｔ）は、時刻ｔ＝ｕＴp＋ｂm（ｕ＝０，±１，±２，…、ｍ＝１，２，…，ｎ）において、各並列情報信号Ｄm（ｔ）に対する相関ピークを表す。また、ｎチャネルの並列スペクトル拡散信号系列は、並列情報信号を同一の拡散符号系列にスペクトル拡散されているが、図２に示す遅延部２６ａ〜２６ｎで、それぞれ異なる遅延時間が与えられて多重されているため、各並列情報系列に対するデータ復調が個別に可能となる。すなわち、各並列情報系列の相関ピーク発生時において、各並列スペクトル拡散信号系列と、残り（ｎ−１）個の並列スペクトル拡散信号系列の相互相関と、がそれぞれ小さな値となるため、各並列情報系列に対するデータ復調が個別に可能となる。
【００６４】
遅延補正部６ａ〜６ｎでは、それぞれ対応する並列情報信号における複素相関信号の相関ピークの発生タイミングが揃うように、遅延補正を行う。すなわち、図２に示す遅延部２６ａ〜２６ｎの遅延付加によってずらされた各並列スペクトル拡散信号のタイミングを一致させる。
【００６５】
符号同期部５では、複素相関信号Ｈ（ｔ）から、前記揃えられた各複素相関信号のピーク発生タイミングに同期したシンボルクロックＣＫを生成する。そして、ラッチ部７ａ〜７ｎでは、符号同期部５にて生成されたシンボルクロックＣＫを用いて、各複素相関信号のピーク値をそれぞれラッチする。
【００６６】
移相補正部８ａ〜８ｎでは、対応する各並列スペクトル拡散信号に付加された移相量、すなわち、図２に示す移相部２７ａ〜２７ｎによって付与された位相オフセットを除去するために必要な量の移相補正量を、各複素相関信号のピーク値に与え、相関ピーク信号Ｓm（ｔ）をそれぞれ出力する。すなわち、ここでは、各複素相関信号のピーク値のキャリア位相を揃える。なお、ｍ＝１，２，…，ｎとする。
【００６７】
このように、相関値算出処理、遅延補正処理、ラッチ処理、および移相補正処理を行うことにより、移相補正部８ａ〜８ｎより出力される各相関ピーク信号Ｓm（ｔ）と、相関ピーク信号Ｓm（ｔ）の同相成分ＳＩm（ｔ）と、直交成分ＳＱm（ｔ）は、それぞれ式（１６）、式（１７）、式（１８）に示すように、たとえば、各チャネルの並列情報信号Ｄm（ｔ）とキャリア位相θだけで表すことができる。
【００６８】
【数１６】
【数１７】
【数１８】
キャリア再生部９では、移相補正部８ａ〜８ｎより出力されるすべての相関ピーク信号Ｓm（ｔ）を用いてキャリア再生を行い、推定キャリア信号ＲＣ（ｔ）を出力する。そして、データ復調部１０ａ〜１０ｎでは、キャリア再生部９から出力される推定キャリア信号ＲＣ（ｔ）と、各移相補正部から出力される信号Ｓm（ｔ）と、を用いて、それぞれ並列復調データを求める。最後に、Ｐ／Ｓ部１１では、ｎチャネルの並列ビットレートＲpの並列復調データから、ビットレートＲb（＝ｎＲp）の復調データ、すなわち、もとの情報系列を生成する。
【００７２】
図３は、上記準同期検波部３の構成を示す図である。図３において、４１は電圧制御発信器（ＶＣＯ）であり、４２は移相部であり、４３および４４は乗算部であり、４５および４６はローパスフィルタであり、準同期検波部３は、搬送波の周波数帯を持つ多重ＲＦ信号から、チップレートＲcの周波数帯域を持つ複素スペクトル拡散信号を得るものである。
【００７３】
ここで、上記のように構成される準同期検波部３の動作を図３にしたがって説明する。準同期検波部３では、乗算部４３が、ＶＣＯ４１から出力されるキャリア周波数ωの局部搬送波と、ＲＦ増幅された多重ＲＦ信号と、を乗算し、ローパスフィルタ４５が、乗算結果の高調波成分を除去することにより、チップレートＲcの複素スペクトル拡散信号の同相成分ＦＩ（ｔ）を生成する。同様に、準同期検波部３では、乗算部４４が、移相部４２によりπ／２移相されたキャリア周波数ωの局部搬送波と、ＲＦ増幅された多重ＲＦ信号と、を乗算し、ローパスフィルタ４６が、乗算結果の高調波成分を除去することにより、チップレートＲcの複素スペクトル拡散信号の直交成分ＦＱ（ｔ）を生成する。
【００７４】
図４は、上記符号同期部５の構成を示す図である。図４において、５１は相関電力算出部であり、５２ａ，５２ｂ，…，５２ｎは遅延補正部であり、５３は加算部であり、５４は符号同期点検出部であり、５５はシンボルクロック生成部であり、符号同期部５は、送信装置内で用いられる拡散符号系列と、上記相関値算出部４で用いられる符号系列と、の符号同期を得て、拡散符号周期ＴpのシンボルクロックＣＫを出力するものである。
【００７５】
ここで、上記のように構成される符号同期部５の動作を図４にしたがって説明する。まず、相関電力算出部５１では、複素相関信号を二乗し、その後、絶対値をとることにより、二乗相関値Ａ１を算出する。その後、この二乗相関値Ａ１は、各チャネルに対応した各遅延補正部にそれぞれ入力され、各遅延補正部では、各並列スペクトル拡散信号の二乗相関値のピークタイミングが揃うように、それぞれに遅延補正時間を与える。そして、加算部５３は、遅延補正後のｎ個の二乗相関値を加算し、その加算結果である多重二乗相関値Ｍ１を符号同期点検出部５４に出力する。
【００７６】
このとき、多重二乗相関値Ｍ１は、拡散符号周期単位に、符号同期点から所定時刻Ｙを経過した時刻（多重ピーク時刻）で、最大ピーク値を発生するため、符号同期点検出部５４では、この多重ピーク時刻を検出し、その検出結果をもとに符号同期点の推定を行い、さらに、この符号同期点に同期した捕捉パルスＰ１を生成する。
【００７７】
最後に、シンボルクロック生成部５５では、この捕捉パルスＰ１のタイミングに同期した拡散符号周期ＴpのシンボルクロックＣＫを生成し、後続のラッチ部７ａ〜７ｎに出力する。
【００７８】
図５、図６、および図７は、上記符号同期点を推定するための処理を示すタイミングチャートである。ここでは、たとえば、多重数ｎ＝３とし、さらに、図２に示す各遅延部にて並列スペクトル拡散信号に与える遅延時間をそれぞれ｛ｂ1，ｂ2，ｂ3｝＝｛τ1Ｔc，τ2Ｔc，τ3Ｔc｝とする。なお、Ｔcは、チップ周期を表す。このような場合、二乗相関値Ａ１は、図５に示すように、符号同期点ｔpから各遅延時間｛τ1Ｔc，τ2Ｔc，τ3Ｔc｝を遅延したタイミングでピーク値を持ち、拡散符号Ｔp内で三つのピーク値を持つ。
【００７９】
図６は、符号同期点を推定するための処理における、τ1＝２、τ2＝４、τ3＝６の場合の二乗相関値、多重二乗相関値、および多重ピーク時刻の関係を示す図である。（ａ）は、遅延がない場合の二乗相関値を示すタイミングチャートであり、拡散符号Ｔp内で三つのピーク値ａ，ｂ，ｃを有する。（ｂ），（ｃ），（ｄ）は、（ａ）に示す二乗相関値をそれぞれ｛（Ｔp−τ1Ｔc），（Ｔp−τ2Ｔc），（Ｔp−τ3Ｔc）｝遅延した場合の二乗相関値である。
【００８０】
ここで、加算部５３では、（ｂ）〜（ｄ）に示した二乗相関値を加算し、この加算結果として、（ｅ）に示す多重二乗相関値を出力する。この場合、ピーク値ａ，ａ＋ｂ，ａ＋ｂ＋ｃ，ｂ＋ｃ，ｃの５つのピークが現れるが、ここでは、最も大きなピーク値（ａ＋ｂ＋ｃ）を多重ピーク時刻として検出する。その結果、多重ピーク時刻は、所定時間Ｙ＝Ｔpとしているため、符号同期点ｔpに一致することがわかる。
【００８１】
符号同期点検出部５４では、多重ピーク時刻に同期した捕捉パルスＰ１を生成し、シンボルクロック生成部５５では、捕捉パルスＰ１のタイミングに同期したシンボルクロックＣＫを生成する。これにより、受信装置では、送信された符号系列との同期をとることができる。
【００８２】
図７は、符号同期点を推定するための処理における、τ1＝１、τ2＝３、τ3＝７の場合の二乗相関値、多重二乗相関値、および多重ピーク時刻の関係を示す図である。（ａ）は、遅延がない場合の二乗相関値を示すタイミングチャートであり、拡散符号Ｔp内で三つのピーク値ａ〜ｃを有する。（ｂ），（ｃ），（ｄ）は、（ａ）に示した二乗相関値をそれぞれ｛（Ｔp−τ1Ｔc），（Ｔp−τ2Ｔc），（Ｔp−τ3Ｔc）｝遅延した場合の二乗相関値である。
【００８３】
ここで、加算部５３では、（ｂ）〜（ｄ）に示した二乗相関値を加算し、この加算結果として、（ｅ）に示す多重二乗相関値を出力する。この場合、ピーク値ａ，ｂ，ａ，ａ＋ｂ＋ｃ，ｂ，ｃ，ｃの７つのピークが現れるが、ここでは、最も大きなピーク値（ａ＋ｂ＋ｃ）を多重ピーク時刻として検出する。この場合、ピーク値（ａ＋ｂ＋ｃ）以外のピーク値は、二乗相関値のピーク値分の値に抑えられており、多重ピーク値の検出が容易である。多重ピーク時刻は、所定時間Ｙ＝Ｔpとしているため、符号同期点ｔpに一致することがわかる。
【００８４】
符号同期点検出部５４では、図６の場合と同様に、多重ピーク時刻に同期した捕捉パルスＰ１を生成し、シンボルクロック生成部５５では、捕捉パルスＰ１のタイミングに同期したシンボルクロックＣＫを生成する。
【００８５】
図８は、上記キャリア再生部９の構成を示す図である。図８において、６１ａ，６１ｂ，…，６１ｎは移相部であり、６２ａ，６２ｂ，…，６２ｎは誤差信号生成部であり、６３は加算部であり、６４は平均化部であり、６５は移相制御部であり、６６は遅延部であり、キャリア再生部９は、ｎチャネル分の並列情報信号に対する複素相関信号のピーク値を用いて、短時間で高精度なキャリア推定を行うものである。
【００８６】
ここで、上記のように構成されるキャリア生成部９の動作を図８にしたがって説明する。キャリア再生部９では、移相補正部８ａ〜８ｎから出力される相関ピーク信号Ｓm（ｔ）を用いて、推定キャリア信号ＲＣ（ｔ）を得る。ここでは、推定キャリア信号ＲＣ（ｔ）は、複素数の値を持つ。この場合、まず、推定キャリア位相θ’（ｔ）は、式（１９）のように表すことができる。
【００８７】
【数１９】
なお、ｍ＝１，２，…，ｎとする。また、Ｒｅ（ＲＣ（ｔ））は、推定キャリア信号ＲＣ（ｔ）の実数成分を表し、Ｉｍ（ＲＣ（ｔ））は、推定キャリア信号ＲＣ（ｔ）の虚数成分を表す。
【００８９】
各移相部では、下記に示す式（２０）のように、移相補正部８ａ〜８ｎからの各相関ピーク信号Ｓm（ｔ）と、遅延部６６で拡散符号周期Ｔp分だけ遅延された推定キャリア信号の複素共役ＲＣ*（ｔ−Ｔp）と、をそれぞれ乗算することにより、各相関ピーク信号Ｓm（ｔ）をθ’（ｔ−Ｔp）分だけ反対方向に移相し、信号ＳＲm（ｔ）を生成する。
【００９０】
【数２０】
そして、誤差信号生成部６２ａ〜６２ｎでは、移相部６１ａ〜６１ｎからの信号ＳＲm（ｔ）を用いて、１拡散符号周期Ｔp以前の推定キャリア位相θ’（ｔ−Ｔp）に対して、キャリア位相を進めるか、またはキャリア位相を遅らすか、を示す誤差信号Ｅ1（ｔ）〜Ｅn（ｔ）を生成する。たとえば、並列情報信号Ｄm（ｔ）がＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）変調された信号の場合は、式（２１）に示すように、ＳＲm（ｔ）の実数成分と虚数成分を乗算することにより、並列情報信号Ｄm（ｔ）を二乗した値が常に１となるため、並列情報信号Ｄm（ｔ）の成分を除去することができ、誤差信号Ｅm（ｔ）を求めることができる。
【００９２】
【数２１】
加算部６３では、各誤差信号生成部からの誤差信号Ｅm（ｔ）を加算することで、ＳＮ比が向上された合成誤差信号ＧＥ（ｔ）を算出する。そして、平均化部６４では、加算部６３から合成誤差信号ＧＥ（ｔ）の平均化を行う。最後に、移相制御６５では、１拡散符号周期Ｔp以前の推定キャリア信号ＲＣ（ｔ−Tp）と、平均化された合成誤差信号ＧＥ（ｔ）と（キャリア位相を進めるかまたはキャリア位相を遅らすかを示す情報）、を用いて、推定キャリア信号ＲＣ（ｔ）を求める。
【００９４】
なお、上述した本実施の形態においては、「１」または「−１」の２値のディジタル情報信号を取り扱えるようにしているが、これに限らず、たとえば、他の２値データであってもよい。また、Ｐ／Ｓ部１１から各チャネルに対応する復調データを出力することとしてもよい。また、ラッチ処理後に位相補正処理を行っているが、位相補正処理については、遅延補正処理またはラッチ処理の前に行うこととしてもよい。
【００９５】
このように、キャリア再生部９では、ｎチャネル分の複素相関信号の各ピーク値から求められる誤差信号Ｅ1（ｔ）〜Ｅn（ｔ）を用いて、ＳＮ比が向上された合成誤差信号ＧＥ（ｔ）を算出し、さらに、この合成誤差信号ＧＥ（ｔ）を用いて、推定キャリア信号ＲＣ（ｔ）の生成を行う。そのため、従来のスペクトル拡散受信装置のような、同期用チャネルの複素相関信号のピーク値からキャリア再生を行う場合に比べて、高精度なキャリア推定を行うことが可能となる。また、キャリア再生部９では、平均化部６４にて高ＳＮ比の合成誤差信号ＧＥ（ｔ）に対して平均化を行うため、平均化処理に用いるデータ数を減らした場合においても、十分高精度なキャリア推定を行うことができ、さらに、このような場合には、キャリア再生に要する時間の短縮化を実現することが可能となる。
【００９６】
以上、本実施の形態のスペクトル拡散受信装置においては、データ復調部１０ａ〜１０ｎが、それぞれ、キャリア再生部９で生成された高精度な推定キャリア信号を用いてデータ復調を行うため、良好なビット誤り率特性を実現可能とする。
【００９７】
また、本実施の形態においては、一つの拡散符号系列分の相関器（同相相関値と直交相関値の算出が必要なため、ｋ系列の拡散符号系列を用いた場合、２ｋ個の相関器が必要。本発明ではｋ＝１となる）で、多重ＲＦ信号からキャリア再生処理、およびデータ復調処理を行うことができるため、従来のスペクトル拡散受信装置と同程度の回路規模で、より良好な復調データを得ることができる。
【００９８】
また、本実施の形態においては、データ通信を実行可能なチャネルを用いてキャリア再生処理および符号同期を行い、同期用チャネルが不要であるため、伝送効率をより向上させることが可能となる。
【００９９】
実施の形態２．
本実施の形態では、実施の形態１と同様に、タイミングオフセット多重化ＳＳシステムにおいて、１組の相関器から出力される全チャネルの逆拡散信号を用いて、高精度にキャリア再生を行うスペクトル拡散受信装置を得る。ここでは、特に、各チャネルの逆拡散信号に対して逆変調処理を行うことにより無変調信号を生成し、さらに、すべてのチャネルの無変調信号から高ＳＮ比の合成無変調信号を算出し、この合成無変調信号を用いて高精度にキャリア再生を行う。
【０１００】
なお、本実施の形態において、前述の実施の形態におけるスペクトル拡散受信装置と同様の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。具体的にいうと、ここでは、図１に示すキャリア再生部９をキャリア再生部９ａに置き換える。
【０１０１】
図９は、本実施の形態のスペクトル拡散受信装置に用いられるキャリア再生部９ａの構成を示す図である。図９において、７１ａ，７１ｂ，…，７１ｎは逆変調部であり、７２はベクトル加算部であり、７３は平均化部であり、７４は遅延部である。
【０１０２】
ここで、上記のように構成されるキャリア再生部９ａの動作を図９にしたがって説明する。キャリア再生部９ａでは、まず、逆変調部７１ａ〜７１ｎが、移相補正部８ａ〜８ｎからの相関ピーク信号Ｓm（ｔ）と、遅延部７４で１拡散符号周期Ｔp分だけ遅延された推定キャリア信号の複素共役ＲＣ*（ｔ−Ｔp）と、を用いて、相関ピーク信号Ｓm（ｔ）における変調成分となるＤm（ｔ）を除去し、無変調信号Ｍm（ｔ）を生成する。なお、ｍ＝１，２，…，ｎとする。また、Ｄm（ｔ），Ｄm（ｔ），ＲＣ*（ｔ−Ｔp），Ｍm（ｔ）は、複素数の値を有する。
【０１０３】
ベクトル加算部７２では、各逆変調部からのすべての無変調信号Ｍm（ｔ）を複素加算し、複素数の値を有する合成無変調信号ＧＭ（ｔ）を算出する。そして、平均化部７３では、合成無変調信号ＧＭ（ｔ）の平均化を行うことにより、推定キャリア信号ＲＣ（ｔ）を求める。
【０１０４】
つぎに、上記逆変調部の動作を図面にしたがって詳細に説明する。なお、本実施の形態においては、逆変調部７１ａを例として説明するが、逆変調部７１ｂ〜７１ｎについても同様である。図１０は、キャリア再生部９ａ内の逆変調部７１ａの構成を示す図である。図１０において、８１は複素乗算部であり、８２はリミタであり、８３は乗算部であり、逆変調部７１ａでは、たとえば、並列情報信号Ｄ1（ｔ）が「１」または「−１」のスカラー値を持つＢＰＳＫ変調された信号の場合、相関ピーク信号Ｓ1（ｔ）から変調成分となるＤ1（ｔ）を除去し、無変調信号Ｍ1（ｔ）を生成する。
【０１０５】
まず、複素乗算部８１では、相関ピーク信号Ｓm（ｔ）と、遅延部６６にて１拡散符号周期Ｔp分だけ遅延された推定キャリア信号の複素共役ＲＣ*（ｔ−Ｔp）と、をそれぞれ乗算することにより、相関ピーク信号Ｓm（ｔ）に乗算されている変調成分の抽出を行う。
【０１０６】
そして、リミタ８２では、複素乗算部８１から抽出された変調成分から並列情報信号Ｄm（ｔ）が、「１」または「−１」のいずれの値を有するかを判定し、その判定結果を出力する。
【０１０７】
最後に、乗算部８３では、相関ピーク信号Ｓm（ｔ）と、リミタ８２からの判定結果と、を乗算することにより、相関ピーク信号Ｓm（ｔ）における変調成分Ｄm（ｔ）を除去し、無変調信号Ｍm（ｔ）を生成する。
【０１０８】
このように、本実施の形態においては、キャリア再生部９ａが、まず、ｎチャネル分の各並列情報信号に対する複素相関信号のピーク値に対して逆変調処理を行い、つぎに、逆変調処理により求められる無変調信号Ｍ1（ｔ）〜Ｍn（ｔ）を用いて、ＳＮ比が向上された合成無変調信号ＧＭ（ｔ）を算出し、最後に、この合成無変調信号ＧＭ（ｔ）を用いて、推定キャリア信号ＲＣ（ｔ）の生成を行う。これにより、本実施の形態においては、前述の実施の形態１と同様の効果が得られるとともに、従来のスペクトル拡散受信装置のような、同期用チャネルの複素相関信号のピーク値からキャリア再生を行う場合に比べて、さらに、高精度なキャリア推定を行うことが可能となる。
【０１０９】
また、本実施の形態においては、キャリア再生部９ａが、平均化部７３を用いて高ＳＮ比の合成誤差信号ＧＭ（ｔ）に対して平均化を行うため、平均化処理に用いるデータ数を減らした場合においても、十分高精度なキャリア推定を行うことができ、さらに、このような場合には、キャリア再生に要する時間の短縮化を実現することが可能となる。
【０１１０】
実施の形態３．
本実施の形態では、実施の形態１と同様に、タイミングオフセット多重化ＳＳシステムにおいて、１組の相関器から出力される全チャネルの逆拡散信号を用いて、高精度にキャリア再生を行うスペクトル拡散受信装置を得る。ここでは、特に、各チャネルの逆拡散信号に対して逓倍処理を行うことにより無変調信号を生成し、さらに、すべてのチャネルの無変調信号から高ＳＮ比の合成無変調信号を算出し、この合成無変調信号を用いて高精度にキャリア再生を行う。
【０１１１】
なお、本実施の形態において、前述の実施の形態におけるスペクトル拡散受信装置と同様の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。具体的にいうと、ここでは、図１に示すキャリア再生部９、またはキャリア再生部９ａを、キャリア再生部９ｂに置き換える。
【０１１２】
図１１は、本実施の形態のスペクトル拡散受信装置に用いられるキャリア再生部９ｂの構成を示す図である。図１１において、９１ａ，９１ｂ，…，９１ｎは逓倍部であり、９２はベクトル加算部であり、９３は平均化部であり、９４は分周部である。
【０１１３】
ここで、上記のように構成されるキャリア生成部９ｂの動作を図１１にしたがって説明する。キャリア再生部９ｂでは、逓倍部９１ａ〜９１ｎが、移相補正部８ａ〜８ｎからの各相関ピーク信号Ｓm（ｔ）に対して逓倍処理を行うことにより、各相関ピーク信号Ｓm（ｔ）の変調成分となるＤm（ｔ）を除去し、無変調信号Ｑm（ｔ）を生成する。なお、ｍ＝１，２，…，ｎとする。また、Ｄm（ｔ），Ｓm（ｔ），Ｑm（ｔ）は、複素数の値を有する。また、上記逓倍処理とは、変調成分Ｄm（ｔ）がＢＰＳＫ信号であれば２逓倍処理を、ＱＰＳＫ信号であれば４逓倍処理を行うことを意味する。また、複素数Ａに対してｋ逓倍処理（ｋは自然数）を行う場合は、Ａkを算出する。
【０１１４】
ベクトル加算部９２では、各逓倍部からの無変調信号Ｑm（ｔ）を複素加算し、複素数の値を有する合成無変調信号ＧＱ（ｔ）を算出する。そして、平均化部９３では、合成無変調信号ＧＱ（ｔ）の平均化を行う。さらに、分周部９４では、平均化部９３からの合成無変調信号ＧＱ（ｔ）の平均値に対して分周処理を行い、推定キャリア信号ＲＣ（ｔ）を求める。なお、分周処理とは、変調成分Ｄm（ｔ）がＢＰＳＫ信号であれば２分周処理を、ＱＰＳＫ信号であれば４分周処理を行うことを意味する。また、複素数Ａに対してｋ分周処理（ｋは自然数）を行う場合は、Ａ-kを算出する。
【０１１５】
このように、本実施の形態においては、キャリア再生部９ｂが、まず、ｎチャネル分の各並列情報信号に対する複素相関信号のピーク値に対して逓倍処理を行い、つぎに、逓倍処理により求められる無変調信号Ｑ1（ｔ）〜Ｑn（ｔ）を用いて、ＳＮ比が向上された合成無変調信号ＧＱ（ｔ）を算出し、最後に、この合成無変調信号ＧＱ（ｔ）を用いて、推定キャリア信号ＲＣ（ｔ）の生成を行う。これにより、本実施の形態においては、前述の実施の形態１と同様の効果が得られるとともに、従来のスペクトル拡散受信装置のような、同期用チャネルの複素相関信号のピーク値からキャリア再生を行う場合に比べて、さらに、高精度なキャリア推定を行うことが可能となる。
【０１１６】
また、本実施の形態においては、キャリア再生部９ｂが、平均化部９３にて高ＳＮ比の合成誤差信号ＧＱ（ｔ）に対して平均化を行うため、平均化処理に用いるデータ数を減らした場合においても、より高精度なキャリア推定を行うことができ、さらに、このような場合には、キャリア再生に要する時間の短縮化を実現することが可能となる。
【０１１７】
【発明の効果】
以上、説明したとおり、本発明によれば、データ復調手段が、キャリア再生手段で生成された高精度な推定キャリア信号を用いてデータ復調を行うため、良好なビット誤り率特性を実現可能なスペクトル拡散受信装置を得ることができる、という効果を奏する。また、一つの拡散符号系列分の相関器で、多重スペクトル拡散信号からキャリア再生処理、およびデータ復調処理を行うことができるため、従来のスペクトル拡散受信装置と同程度の回路規模で、より良好な復調データを得ることが可能なスペクトル拡散受信装置を得ることができる、という効果を奏する。また、データ通信を実行可能なチャネルを用いてキャリア再生処理および符号同期を行うことにより、同期用チャネルが不要となるため、伝送効率をより向上させることが可能なスペクトル拡散受信装置を得ることができる、という効果を奏する。
【０１１８】
つぎの発明によれば、キャリア再生手段が、ｎチャネル分の複素相関信号の各ピーク値から求められる誤差信号を用いて、ＳＮ比が向上された合成誤差信号を算出し、さらに、この合成誤差信号を用いて、推定キャリア信号の生成を行う。そのため、従来のスペクトル拡散受信装置のような、同期用チャネルの複素相関信号のピーク値からキャリア再生を行う場合に比べて、高精度なキャリア推定を行うことが可能なスペクトル拡散受信装置を得ることができる、という効果を奏する。また、高ＳＮ比の合成誤差信号に対して平均化を行うため、平均化処理に用いるデータ数を減らした場合においても、十分高精度なキャリア推定を行うことができ、さらに、このような場合、キャリア再生に要する時間の短縮化を実現することが可能なスペクトル拡散受信装置を得ることができる、という効果を奏する。
【０１１９】
つぎの発明によれば、本実施の形態においては、キャリア再生手段が、まず、ｎチャネル分の各並列情報信号に対する複素相関信号のピーク値に対して逆変調処理を行い、つぎに、逆変調処理により求められる無変調信号を用いて、ＳＮ比が向上された合成無変調信号を算出し、最後に、この合成無変調信号を用いて、推定キャリア信号の生成を行う。これにより、従来のスペクトル拡散受信装置のように、同期用チャネルの複素相関信号のピーク値からキャリア再生を行う場合に比べて、さらに、高精度なキャリア推定を行うことが可能なスペクトル拡散受信装置を得ることができる、という効果を奏する。また、高ＳＮ比の合成誤差信号に対して平均化を行うため、平均化処理に用いるデータ数を減らした場合においても、十分高精度なキャリア推定を行うことができ、さらに、このような場合、キャリア再生に要する時間の短縮化を実現することが可能なスペクトル拡散受信装置を得ることができる、という効果を奏する。
【０１２０】
つぎの発明によれば、キャリア再生手段が、まず、ｎチャネル分の各並列情報信号に対する複素相関信号のピーク値に対して逓倍処理を行い、つぎに、逓倍処理により求められる無変調信号を用いて、ＳＮ比が向上された合成無変調信号を算出し、最後に、この合成無変調信号を用いて、推定キャリア信号の生成を行う。これにより、従来のスペクトル拡散受信装置のような、同期用チャネルの複素相関信号のピーク値からキャリア再生を行う場合に比べて、さらに、高精度なキャリア推定を行うことが可能なスペクトル拡散受信装置を得ることができる、という効果を奏する。また、本実施の形態においては、高ＳＮ比の合成誤差信号に対して平均化を行うため、平均化処理に用いるデータ数を減らした場合においても、より高精度なキャリア推定を行うことができ、さらに、このような場合、キャリア再生に要する時間の短縮化を実現することが可能なスペクトル拡散受信装置を得ることができる、という効果を奏する。
【０１２１】
つぎの発明によれば、キャリア再生ステップにて生成された高精度な推定キャリア信号を用いてデータ復調を行うため、良好なビット誤り率特性を実現可能なデータ復調方法を得ることができる、という効果を奏する。また、データ通信を実行可能なチャネルを用いてキャリア再生処理および符号同期を行うことにより、同期用チャネルが不要となるため、伝送効率をより向上させることが可能なデータ復調方法を得ることができる、という効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態１の構成を示す図である。
【図２】 本発明にかかるスペクトル拡散受信装置に対して多重化信号を送信するスペクトル拡散送信装置の構成を示す図である。
【図３】 準同期検波部の構成を示す図である。
【図４】 符号同期部の構成を示す図である。
【図５】 符号同期点を推定するための処理を示すタイミングチャートである。
【図６】 符号同期点を推定するための処理を示すタイミングチャートである。
【図７】 符号同期点を推定するための処理を示すタイミングチャートである。
【図８】 キャリア再生部の構成を示す図である。
【図９】 キャリア再生部の構成を示す図である。
【図１０】 逆変調部の構成を示す図である。
【図１１】 キャリア再生部の構成を示す図である。
【図１２】 従来におけるスペクトル拡散送信装置の構成を示す図である。
【図１３】 従来におけるスペクトル拡散受信装置の構成を示す図である。
【符号の説明】
１ 受信アンテナ、２ ＲＦ増幅部、３ 準同期検波部、４ 相関値算出部、５ 符号同期部、６ａ，６ｂ，６ｎ 遅延補正部、７ａ，７ｂ，７ｎ ラッチ部、８ａ，８ｂ，８ｎ 移相補正部、９ キャリア再生部、１０ａ，１０ｂ，１０ｎ データ復調部、１１ パラレル／シリアル変換部（Ｐ／Ｓ部）、２１ データ発生部、２２ シリアル／パラレル変換部（Ｓ／Ｐ部）、２３ クロック発生部、２４ 拡散符号発生部、２５ａ，２５ｂ，２５ｎ、拡散変調部、２６ａ，２６ｂ，２６ｎ 遅延部、２７ａ，２７ｂ，２７ｎ 移相部、２８ 加算部、２９周波数変換部、３０ 電力増幅部、３１ 送信アンテナ、４１ 電圧制御発信器（ＶＣＯ）、４２ は移相部、４３，４４ 乗算部、４５，４６ ローパスフィルタ、５１ 相関電力算出部、５２ａ，５２ｂ，５２ｎ 遅延補正部、５３ 加算部、５４ 符号同期点検出部、５５ シンボルクロック生成部、６１ａ，６１ｂ，６１ｎ 移相部、６２ａ，６２ｂ，６２ｎ 誤差信号生成部、６３ 加算部、６４ 平均化部、６５ 移相制御部、６６ 遅延部、７１ａ，７１ｂ，７１ｎ 逆変調部、７２ ベクトル加算部、７３ 平均化部、７４ 遅延部、８１ 複素乗算部、８２ リミタ、８３ 乗算部、９１ａ，９１ｂ，９１ｎ 逓倍部、９２ ベクトル加算部、９３ 平均化部、９４ 分周部。
Claims (5)
- ｎ（ｎ≧２の自然数）個の２値並列情報系列に対して同一の拡散符号でスペクトル拡散処理を行うことにより生成された各並列スペクトル拡散信号に、それぞれ異なる遅延時間と、それぞれ任意の移相量と、を与え、その後、多重化した、送信装置からの多重スペクトル拡散信号を受け取り、前記多重スペクトル拡散信号と、前記拡散符号と、の相関演算結果に基づいて、複素相関信号を算出する相関値算出手段と、
前記複素相関信号に基づいて、前記拡散符号の符号同期点に同期したシンボルクロックを生成する符号同期手段と、
前記複素相関信号をｎ個に分岐し、前記複素相関信号の各ピーク値が前記シンボルクロックの立ち上り時に発生するように遅延補正を行う遅延補正手段と、
前記遅延補正後の複素相関信号の各ピーク値を前記シンボルクロックの立ち上りエッジでサンプリングし、各ピーク値のキャリア位相を揃えるように移相補正を行う移相補正手段と、
前記移相補正後の各ピーク値を用いてキャリア再生を行い、推定キャリア信号を出力するキャリア再生手段と、
前記移相補正後の各ピーク値と、前記推定キャリア信号と、を用いて、もとの情報系列を生成するデータ復調手段と、
を備えることを特徴とするスペクトル拡散受信装置。 - 前記キャリア再生手段にあっては、
前記推定キャリア信号を１拡散符号周期分だけ遅延させる遅延手段と、
前記移相補正後の各ピーク値を、前記遅延後の推定キャリア信号の推定キャリア位相分だけ反対方向に移相する移相手段と、
前記移相後の各ピーク値に基づいて、前記１拡散符号周期分だけ遅延させた推定キャリア信号のキャリア位相に関する情報として、各ピーク値単位に誤差信号を生成し、その後、前記各誤差信号を加算して合成誤差信号を生成する誤差信号生成手段と、
前記合成誤差信号を平均し、前記平均化後のキャリア位相に関する情報に基づいて、前記推定キャリア信号の移相制御を行う移相制御手段と、
を備えることを特徴とする請求項１に記載のスペクトル拡散受信装置。 - 前記キャリア再生手段にあっては、
前記推定キャリア信号を１拡散符号周期分だけ遅延させる遅延手段と、
前記移相補正後の各ピーク値と、前記１拡散符号周期だけ遅延させた推定キャリア信号と、を用いて、それぞれ逆変調処理を行い、各ピーク値単位に無変調信号を生成する逆変調手段と、
前記各無変調信号を加算して合成無変調信号を生成し、さらに、前記合成無変調信号を平均化することにより推定キャリア信号を生成するキャリア信号生成手段と、
を備えることを特徴とする請求項１に記載のスペクトル拡散受信装置。 - 前記キャリア再生手段にあっては、
前記移相補正後の各ピーク値に対してそれぞれ逓倍処理を行い、各ピーク値単位に無変調信号を生成する逓倍手段と、
前記各無変調信号を加算して合成無変調信号を生成し、さらに、前記合成無変調信号を平均化する平均化手段と、
前記平均化後の合成無変調信号に対して分周処理を行うことにより推定キャリア信号を生成する分周手段と、
を備えることを特徴とする請求項１に記載のスペクトル拡散受信装置。 - ｎ（ｎ≧２の自然数）個の２値並列情報系列に対して同一の拡散符号でスペクトル拡散処理を行うことにより生成された各並列スペクトル拡散信号に、それぞれ異なる遅延時間と、それぞれ任意の移相量と、を与え、その後、多重化した、送信装置からの多重スペクトル拡散信号を受け取り、前記多重スペクトル拡散信号と、前記拡散符号と、の相関演算結果に基づいて、複素相関信号を算出する相関値算出ステップと、
前記複素相関信号に基づいて、前記拡散符号の符号同期点に同期したシンボルクロックを生成する符号同期ステップと、
前記複素相関信号をｎ個に分岐し、前記複素相関信号の各ピーク値が前記シンボルクロックの立ち上り時に発生するように遅延補正を行う遅延補正ステップと、
前記遅延補正後の複素相関信号の各ピーク値を前記シンボルクロックの立ち上りエッジでサンプリングし、各ピーク値のキャリア位相を揃えるように移相補正を行う移相補正ステップと、
前記移相補正後の各ピーク値を用いてキャリア再生を行い、推定キャリア信号を出力するキャリア再生ステップと、
前記移相補正後の各ピーク値と、前記推定キャリア信号と、を用いて、もとの情報系列を生成するデータ復調ステップと、
を含むことを特徴とするデータ復調方法。
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