JP3904754B2 - 符号分割多重通信における送信装置、受信装置及びその方法 - Google Patents
符号分割多重通信における送信装置、受信装置及びその方法 Download PDFInfo
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、符号分割多重通信に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図９は、従来の符号分割多重方式における拡散処理部の構成を示すブロック図である。
【０００３】
データ系列DataI1、DataI2、・・・DataQ1、DataQ2、・・・（同図の場合には、データ系列Ｉ１〜データ系列Ｑ２までの４つのデータ系列が示されているが、必ずしも４つのデータ系列には限定されない）は、それぞれのSpreading Code （拡散コード）で拡散され、更にScrambling Code（スクランブリングコード）でＩＱスクランブル（Ｉ信号とＱ信号をスクランブリングコードで拡散）されてから変調・送信される。
【０００４】
すなわち、データ系列Ｉ１（DataI1）は、拡散コードＩ１と乗算器９００−１において乗算されることにより、拡散される。同様に、データ系列Ｉ２（DataI2）は拡散コードＩ２により乗算器９００−２で拡散される。これら、それぞれ異なった拡散コードで拡散されたデータ系列Ｉ１とデータ系列Ｉ２は、加算器９０１−１で加算され、乗算器９０２−１、９０２−２に入力される。
【０００５】
また、データＱ１とＱ２（DataQ1、DataQ2）は、それぞれ、拡散コードＱ１、Ｑ２と乗算器９００−３、９００−４で乗算され、加算器９０１−２で加算される。そして、加算器９０１−２の出力は、乗算器９０２−３，９０２−４に入力される。そして、乗算器９０２−１と９０２−２において、加算器９０１−１の出力信号がスクランブリングコードｃI 、ｃQ と乗算される。同様にして、乗算器９０３−３と乗算器９０３−４において、加算器９０１−２の出力信号がスクランブリングコードｃI 、ｃQ と乗算される。乗算器９０２−１と９０２−３の出力は加算器９０３−１に入力され、互いに加算される。また、乗算器９０２−２と乗算器９０２−４の出力は加算器９０３−２に入力され、互いに加算される。そして、加算器９０３−１の出力はＩ信号として、ＱＰＳＫ変調器９０４に入力され、加算器９０３−２の出力はＱ信号として、ＱＰＳＫ変調器９０４に入力される。
【０００６】
拡散コードは、各チャネルを識別するものであって、データＩ１〜Ｑ２はそれぞれ異なるチャネルにのせられて送信される。これに対し、スクランブリングコードは、ユーザに固有に割り当てられるコードであり、１つのユーザ端末からは同じスクランブリングコードによって拡散された信号が出力される。
【０００７】
データ系列Ｉ１〜Ｑ２は、異なるチャネルにのせられることになるので、それぞれに異なる拡散コードＩ１〜Ｑ２が乗算されているが、これらがまとめられて、１つのユーザからの発信信号となる場合には、例えば、Ｉ１、Ｑ１及びＩ２、Ｑ２が該ユーザの異なる２つのデータのＩ信号とＱ信号というように区別されると共に、スクランブリングコードもｃIとｃQとが用意される。スクランブリングコードと拡散コードによって拡散された信号の乗算は、それぞれを複素信号と見たときに、複素数の乗算と同じような演算を行う回路によって実施される。
【０００８】
すなわち、該回路はデータ系列Ｉ１（ＤI1）とデータ系列Ｑ１（ＤQ1）、及びデータ系列Ｉ２（ＤI2）とデータ系列Ｑ２（ＤQ2）とを、それぞれ、１組の複素数データとみなして、以下の式（１）の演算を実施するように構成される。
（ＤI1ＳI1＋ｊＤQ1ＳQ1）（ｃI ＋ｊｃQ ）＋（ＤI2ＳI2＋ｊＤQ2ＳQ2）（ｃI ＋ｊｃQ ）
＝（ＤI1ＳI1＋ＤI2ＳI2）（ｃI ＋ｊｃQ ）＋ｊ（ＤQ1ＳQ1＋ＤQ2ＳQ2）（ｃI ＋ｊｃQ ）
＝（（ＤI1ＳI1＋ＤI2ＳI2）ｃI −（ＤQ1ＳQ1＋ＤQ2ＳQ2）ｃQ ）＋ｊ（（ＤI1ＳI1＋ＤI2ＳI2）ｃQ ＋（ＤQ1ＳQ1＋ＤQ2ＳQ2）ｃI ）・・・（１）
ここで、ｊは虚数単位である。また、ＳI1、ＳI2、ＳQ1、ＳQ2は、それぞれ、拡散コードＩ１、Ｉ２、Ｑ１、Ｑ２である。式（１）で表される複素数の実数成分をＩ信号、虚数成分をＱ信号として、ＱＰＳＫ変調器９０４で変調する。ここで、式（１）に示すように、Ｉ信号の第２項の符号がマイナスとなっているので、図９に示すように、乗算器９０２−３から出力される信号の符号を反転して加算器９０３−１に入力している。
【０００９】
なお、同図においては、１つのユーザが使用するチャネル数を４としているが、必ずしもこの数に限定されるものではなく、任意のチャネル数を１ユーザに割り当てても良い。この場合も、各チャネルのデータ系列信号を２つずつ組にして複素数として扱い、同じく複素数として扱うスクランブリングコードとの乗算結果が、上記式（１）と同様に複素数同士の乗算結果に一致するように回路を構成する。
【００１０】
図１０は、図９に示す従来の符号分割多重通信方式で送信されてくる信号を受信する従来の受信器構成の例を示すブロック図である。
受信側では、送信側で使用されたスクランブリングコードの複素共役を受信信号に乗算してから、拡散コードで逆拡散してもとのデータを得る。この図の例ではデータ系列ＤI1を伝送されるべき情報系列とし、データ系列ＤQ1を伝搬路のパラメータを推定するためのパイロットシンボルとして扱っている。ＤQ1は受信側であらかじめ既知であるものを使用し、これでパイロットシンボルの受信信号（拡散符号ＳQ1を用いて逆拡散した信号）を除算することによって伝搬路のパラメータの推定値αを得る。
【００１１】
すなわち、アンテナ１０００において、受信された信号は、乗算器１００４において、送信側で使用されたスクランブリングコードの複素共役と乗算される。ここで、スクランブリングコードの複素共役を乗算するとは、受信した信号がＩ信号とＱ信号とからなる複素信号であると見なしたときに、スクランブリングコードの２つの成分ｃI とｃQ を、１つの複素信号の実数成分と虚数成分とみなして乗算するということを意味している。同図では、該乗算を実施する回路の詳細は示していないが、デジタル信号処理回路の既知の構成を利用できることは当業者であれば容易に理解されるであろう。なお、同図で、スクランブリングコードの複素共役ｃI −ｊｃQ に付された（ｔ−τ）という記号は、受信信号に対して、適切な同期捕捉及び同期保持がなされ、受信信号とスクランブリングコードの複素共役を同期させながら乗算させることを示しており、τは位相の遅延を示す。以降、このように、スクランブリングコードあるいは拡散コードの記号等に（ｔ−τ）が付記されている場合には、コードの乗算に当たって、適切なタイミング調整により同期がとられていることを意味するものとする。
【００１２】
乗算器１００４でスクランブリングコードの複素共役が乗算され、受信信号のスクランブルが解除された後に、該解除後の信号は分岐され、乗算器１００５−１では、拡散コードＩ１が乗算される。これにより、データＩ１が復調される。一方、乗算器１００５−２では、拡散コードＱ１が乗算される。これによって、データＱ１が復調されるが、ここでは、データＱ１をパイロット信号（パイロットシンボル）としている。パイロット信号は、システムにおいて予め決められている受信側で既知の信号である。復調されたパイロット信号は、除算器１００７に入力され、予め分かっている伝送前のパイロット信号のシンボルＤQ1で除算が行われる。このような処理により、伝送されてきたパイロット信号がフェージングにより本来の信号に対しどの程度変動しているか、すなわち、振幅がどの程度変動しているか及びどの程度位相が回転しているかを示す値が演算される。該演算結果はチャネル推定の推定値αとみなされ、その複素共役が乗算器１００６に入力される。乗算器１００６には、復調されたデータ信号ＤI1も入力されており、推定値αの複素共役と乗算されることによって、伝送路で受けた位相回転が補償される。このようにして位相回転が補償されると共に、振幅値がパイロット信号の振幅変動比に応じて変化されたデータ信号ＤＩ１は、ＲＡＫＥ合成部１００２に入力され、逆拡散部１００１−１と同様の構成を持つ、逆拡散部１００１−２からの他のパスの信号と合成される。このようにしてＲＡＫＥ合成された信号は、信号判定部１００３に入力され、ノイズ等が除去された形で信号値が決定される。
【００１３】
なお、同図では、ＲＡＫＥ受信するためのマルチパス受信用の逆拡散部が２つのみ記載されているが、より多くの逆拡散部を設けてより多くのマルチパスを受信するような構成もある。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
図９に示す従来の符号分割多重方式で送信される信号の振幅−位相ダイヤグラム（コンステレーション）を図１１に示す。この例は、データ系列DataI1、DataI2、DataQ1、DataQ2が等しく±１の振幅を持つ場合を示す。この場合の送信信号は上記４個のデータ系列が多重されたものであるため、ある瞬間には２√２の振幅を持ち、また、ある瞬間では２の振幅を持ち、振幅が０である場合も存在する。振幅の最大と最小の比が大きい信号や平均電力に比べて信号の振幅の最大が大きい信号を増幅器で増幅する場合、増幅器には入出力特性として高い線形性が必要とされる。一般に入出力特性の線形性が高い増幅器は効率が低いため電源利用効率や発熱の観点から、振幅の変動が少なく最大振幅と平均電力の比が小さい信号方式が望まれる。
【００１５】
本発明の課題は、符号分割多重通信において、送信信号の振幅変化を小さくすることのできる信号生成装置及び方法を提供することである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
本発明の第１の側面における送信装置は、複数のデータ系列を複数の拡散符号コードで拡散・逆拡散して送受信する符号分割多重通信における送信装置において、複数のデータ系列をそれぞれ異なった拡散コードで拡散する拡散手段と、該拡散手段で得られた複数の拡散信号を、ユーザに固有に割り当てられるスクランブリングコードでスクランブルするスクランブリング手段と、該スクランブリング手段の出力を各データ系列毎に異なった位相で変調する変調手段とを備えることを特徴とする。
【００１７】
本発明の第２の側面における送信装置は、複数のデータ系列を複数の拡散符号コードで拡散・逆拡散して送受信する符号分割多重通信における送信装置において、複数のデータ系列をそれぞれ異なった拡散コードで拡散する拡散手段と、該拡散手段で得られた複数の拡散信号を各データ系列毎に個別に位相が割り当てられる搬送波で変調する変調手段とを備えることを特徴とする。
【００１８】
本発明の第３の側面における送信装置は、複数のデータ系列を複数の拡散符号コードで拡散・逆拡散して送受信する符号分割多重通信における送信装置において、複数のデータ系列をそれぞれ異なった拡散コードで拡散する拡散手段と、該拡散手段で得られた複数の拡散信号の位相を各データ系列毎に個別に変調する位相変調手段と、該位相変調手段から出力される各データ系列の信号を合成する信号合成手段と、該信号合成手段から出力される合成信号を、ユーザに固有に割り当てられるスクランブリングコードでスクランブルするスクランブリング手段と、該スクランブリング手段から出力される信号を所定の周波数の搬送波で変調する変調手段とを備えることを特徴とする。
【００１９】
本発明の第４の側面における送信装置は、複数のデータ系列を複数の拡散符号コードで拡散・逆拡散して送受信する符号分割多重通信における送信装置において、複数のデータ系列をそれぞれ異なった拡散コードで拡散する拡散手段と、該拡散手段で得られた複数の拡散信号の位相を各データ系列毎に個別に変調する位相変調手段と、該位相変調手段から出力される各データ系列の信号を合成する信号合成手段と、該信号合成手段から出力される合成信号を所定の周波数の搬送波で変調する変調手段とを備えることを特徴とする。
【００２０】
本発明の第１の側面における受信装置は、複数のデータ系列を複数の拡散符号コードで拡散・逆拡散して送受信する符号分割多重通信における受信装置において、受信した信号のスクランブリングコードによるスクランブルを逆スクランブルする逆スクランブリング手段と、該スクランブリング手段により得られた信号を逆拡散する逆拡散手段と、該逆拡散手段の出力信号の中からパイロット信号を抽出するパイロット信号抽出手段と、該パイロット信号からチャネル推定値を算出するチャネル推定手段と、該チャネル推定値に、該パイロット信号に関する情報の搬送波と、上記逆拡散手段から出力されるデータ信号の搬送波の位相差に関する情報を記憶する位相差情報記憶手段と、該チャネル推定値の位相を、該位相差情報に基づて補正するチャネル推定値補正手段と、該データ信号の位相を、該チャネル推定値補正手段によって補正されたチャネル推定値に基づいて補償する補償手段と、該補償手段によって生成された信号に基づいて、受信データ信号の信号値を判定する判定手段とを備えることを特徴とする。
【００２１】
本発明の第２の側面における受信装置は、複数のデータ系列を複数の拡散符号コードで拡散・逆拡散して送受信する符号分割多重通信における受信装置において、受信した信号を逆拡散する逆拡散手段と、該逆拡散手段の出力信号の中からパイロット信号を抽出するパイロット信号抽出手段と、該パイロット信号からチャネル推定値を算出するチャネル推定手段と、該チャネル推定値に、該パイロット信号の搬送波と、上記逆拡散手段から出力されるデータ信号のチャネルの位相差に関する情報を記憶する位相差情報記憶手段と、該データ信号を該チャネル推定値と該位相差情報を用いて処理した結果に基づいて、該データ信号の信号値を判定する判定手段とを備えることを特徴とする。
【００２２】
本発明によれば、上記符号分割多重通信において、各データ系列を変調する搬送波の位相を各データ系列毎に、個別に設定して送信するので、各データ系列の合成変調信号は、Ｉ−Ｑ平面上に表すと、従来よりも狭い領域に分布して配置されることになる。したがって、上記位相を適切に調整することによって、この配置を最適化すれば、Ｉ−Ｑ平面上に配置される信号間において、最大の振幅を示すものと最小の振幅を示すものとの振幅の差を縮小することができると共に、最大振幅も従来より小さくできる。従って、通常、送信機に設けられる、送信信号出力電力を増幅するために使用される電力増幅器に要求される増幅特性の線形性を緩和することができる。このため、小型で、出力電力の小さい増幅器を使用することができるので、低電力化、装置の小型化に多大に寄与することができる。
【００２３】
また、受信側では、各チャネルの搬送波の位相をシステム内で予め決めて、パイロットシンボルが送信されるチャネルと各データ系列が送信されるチャネル間での搬送波の位相差に関する情報を記憶しておくことにより、データ再生途中で行われる、チャネル推定値による受信データ信号のフェージングによる位相の回転の補償を正常に行うことができる。従って、各チャネルの搬送波の位相を個別に設定しても、正常にデータを受信することができる。
【００２４】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の送信器の一実施形態を示す図である。
それぞれのデータ系列が拡散変調およびＩＱスクランブルされた後、搬送波位相がθI1、θI2、・・・、θQ1、θQ2、・・・である直交変調器で変調される。搬送波位相θI1、θI2、・・・、θQ1、θQ2、・・・は、任意に決定できるが、同図の実施形態では、特に、θI1、θI2、・・・、θQ1、θQ2、・・・を、それぞれ、拡散符号ＳI1、ＳI2、・・・、ＳQ1、ＳQ2、・・・と対応づけている。
【００２５】
データＩ１は、乗算器１−Ｉ１において、拡散コードＩ１と乗算される。同様に、データＩ２、・・・及びデータＱ１、データＱ２、・・・は、それぞれ、乗算器１−Ｉ２、・・・及び１−Ｑ１、１−Ｑ２、・・・において、拡散コードＩ２、・・・及びＱ１、Ｑ２、・・・と乗算される。データＩ１、Ｉ２、・・・及びＱ１、Ｑ２、・・・はそれぞれ異なるチャネルのデータを表している。そして、拡散コードで拡散されたそれぞれのデータＩ１、Ｉ２、・・・、Ｑ１、Ｑ２、・・・は、それぞれ２分岐され、乗算器２−Ｉ１Ｉ、２−Ｉ１Ｑ、２−Ｉ２Ｉ、２−Ｉ２Ｑ、・・・、２−Ｑ１Ｉ、２−Ｑ１Ｑ、２−Ｑ２Ｉ、２−Ｑ２Ｑ、・・・において、スクランブルコードｃI、ｃQと乗算される。そして、乗算器２−Ｉ１Ｉと、２−Ｉ１Ｑの出力、乗算器２−Ｉ２Ｉと、２−Ｉ２Ｑの出力、・・・、乗算器２−Ｑ１Ｉと、２−Ｑ１Ｑの出力、乗算器２−Ｑ２Ｉと、２−Ｑ２Ｑの出力、・・・からの出力は、それぞれＱＰＳＫ変調器３−Ｉ１、３−Ｉ２、・・・、３−Ｑ１、３−Ｑ２、・・・において位相変調される。このとき、各ＱＰＳＫ変調器３−Ｉ１、３−Ｉ２、・・・、３−Ｑ１、３−Ｑ２、・・・には、それぞれ位相が異なる搬送波が入力され、この搬送波に基づいて変調される。異なる位相の変調器で変調された信号は、加算器４で加算されて、アンテナ５から送出されていく。
【００２６】
本実施形態においては、以下の複素数の演算により送信信号が生成されるように回路を構成する。
｛ＤI1ＳI1（ｃI ＋ｊｃQ ）ｅｘｐ（ｊθI1）＋ＤI2ＳI2（ｃI ＋ｊｃQ ）ｅｘｐ（ｊθI2）＋・・・＋ＤQ1ＳQ1（ｃI ＋ｊｃQ ）ｅｘｐ（ｊθQ1）＋ＤQ2ＳQ2（ｃI ＋ｊｃQ ）ｅｘｐ（ｊθQ2）＋・・・｝ｅｘｐ（ｊωｔ）
ここで、ｅｘｐ（ｊωｔ）は、角周波数ωの搬送波を表す。
【００２７】
図２は、本発明の受信器の一実施形態の構成を示すブロック図であり、図１に示す送信器から送信されてくるデータ系列ＤI1、ＤQ1の変調信号を復調する回路を示している。
【００２８】
この実施形態では、伝搬路のチャネル推定値を拡散コード毎の位相差（同図の例ではθI1−θQ1）で補正する。なお、同一局に送信する複数の拡散コードチャネル間では位相差が０になるようにθI1、θI2、・・・、θQ1、θQ2、・・・の割り当てを限ればθI1−θQ1の補正は不要である。拡散コードによって補正すべき位相項の値は使用する拡散コードに対応して設定されており、受信側で既知の値として設定可能である。
【００２９】
図１の送信器によって送信されてくる信号は、拡散コードによって決定されるチャネルによって搬送波の位相が一意に決定されている。受信器では、アンテナ１０で信号を受信し、該受信信号が不図示のベースバンド信号復調回路で、ＲＦ帯域の信号からベースバンド信号に変化されて、同図の逆拡散部１１−１、１１−２に入力される。逆拡散部１１−１、１１−２は、ＲＡＫＥ受信するために複数設けられている。上記ベースバンド信号は、乗算器１３に入力され、乗算器１３において、ユーザ毎に決定されているスクランブリングコードの複素共役（ｃI −ｊｃQ （ｔ−τ））と同期がとられて乗算される。これにより、スクランブルが解除され、乗算器１３の出力信号は、拡散コードのみによって拡散された信号となる。次に、データ系列ＤI1、ＤQ1、の信号を取り出すため、乗算器１３の出力信号が、乗算器１４−１、１４−２において、それぞれ、拡散コードＩ１及びＱ１と逆拡散に適切なタイミングで、乗算される。拡散コードＩ１にる逆拡散により得られたデータ系列信号は、データ信号として取り出され、乗算器１６に入力される。一方、拡散コードＱ１による逆拡散により得られたデータ系列信号は、同図の場合、パイロット信号として取り出され、除算器１５に入力される。除算器１５では、既知のパイロットシンボルＤQ1で上記受信されたパイロット信号で除算し、その除算結果を、伝送路におけるパイロットシンボルＤQ1の変動量を示す指標であるチャネル推定値αとして取得する。そして、該チャネル推定値αは乗算器１７に入力され、乗算器１７においてその位相に位相差記憶部２０に記憶されているｅｘｐ（ｊ（θI1−θQ1））の値を用いて、拡散コードＩ１のチャネルの搬送波と拡散コードＱ１のチャネルの搬送波の位相差θI1−θQ1が加算される操作が実施される。このようにして、送信側で与えられた拡散コードＩ１のチャネルの搬送波に対して拡散コードＱ１のチャネルの搬送波に与えられた位相差が修正されると、この位相補正されたチャネル推定値αの複素共役が乗算器１６に入力されて、乗算器１６において、乗算器１４−１から出力されるデータ信号と乗算される。データ信号は、送信時に与えられた位相補正されたチャネル推定値αと乗算されることにより、伝送路で受けた位相回転が補償され、ＲＡＫＥ合成部１８に入力される。ＲＡＫＥ合成部１８では、複数の逆拡散部１１−１、１１−２（２個とは限らない）から受け取った信号をＲＡＫＥ合成し、信号判定部１９に出力する。信号判定部１９では、ノイズが抑制された入力信号を判定し、データ信号値を決定する。
【００３０】
図１の実施形態に従って送信された信号は、各チャネル（拡散コード）毎に搬送波の位相が異なっている。従って、受信側では、各チャネルの信号をベースバンド信号におとした後、まず、パイロット信号と各チャネルのデータ信号間に存在する位相差を打ち消して、次に、チャネル推定値αにより、伝送路で生じたデータ信号の位相変動を補償する必要がある。ここで、各チャネル（拡散コード）とその搬送波に与えられる位相値との関係が予め決定されているので、受信側では逆拡散部１１−１により得られているデータ信号と、逆拡散部１１−２により得られるパイロット信号との位相差を予め知ることができる。そして、この位相差を、メモリなどからなる位相差記憶部２０に記憶しておき、データ信号の位相補償を行う前に、該記憶値により、除算器１５により得られたチャネル推定値αの位相を補正することにより、最終的に所望のチャネル推定値αを得ることができる。
【００３１】
図３は、本実施形態による符号分割多重方式で送信される信号の振幅−位相ダイヤグラム（コンスタレーション）の一例を示す図である。
この例は、１つのユーザに４つの拡散コードＳI1、ＳQ1、ＳI2、ＳQ2を割り当てた場合に、θI1＝θQ1＝０°、θI2＝θQ2＝４５°に設定した場合を示す。この場合信号点の振幅は２種類となり一方は√（１＋√２）、他方は√（√２−１）となる。平均電力は従来の技術で示した場合と同一である。同図に示すように、従来方式に比べ振幅の変動も小さく最大振幅の小さい信号となっている。このような信号は増幅器の直線性に対する要求を緩和し、電力利用効率や装置の小型化に貢献する。
【００３２】
同図において、点線の線分が交わる点が、θI1＝θQ1＝０°の場合における、基準位相でのＱＰＳＫ変調による振幅１である信号点の１つであり、この上に、θI2＝θQ2＝４５°の場合におけるＱＰＳＫ変調によるＩ軸上及びＱ軸上に配置される振幅が１の４種類の信号点を加算結果、得られる信号点が、同図の黒丸で表されているものである。図２に示す受信器の信号判定部１９は、図３に示す１６個の信号を判定する。このように、各チャネルの搬送波の位相に差異を設けることにより、ＱＰＳＫ変調波のＩ−Ｑ平面上での信号点の位置を変えることができる。従って、Ｉ−Ｑ平面上にうまく信号点が配置されるように、各チャネルの搬送波の位相を、個々に、適切に変化させるように制御すれば、送信信号の振幅の最大瞬間値及び変動を小さく抑えることにより電力増幅器を小型のもので済ますことができ、大型でハイパワーの電力増幅器を使用することによる電力の無駄を抑えることができる。
【００３３】
上記図３の例では多重するデータ系列がＩ１、Ｑ１、Ｉ２、Ｑ２の４つの場合について述べた。
多重するデータ系列が２つ以上の場合、位相θI1、θI2、・・・、θQ1、θQ2、・・・の中で等しいもの、あるいは、値の近いものがあると、それらの位相で変調した信号の合成信号の振幅は大きいものとなるので、上記位相θI1、θI2、・・・、θQ1、θQ2、・・・を等間隔で分布させると送信信号の最大振幅を低く抑えることができる。ｎ個のデータ系列を多重する場合、θI1、θI2、・・・、θIn及びθQ1、θQ2、・・・、θQnは、０，π／２ｎ、２π／２ｎ、３π／２ｎ、・・・、（ｎ−１）π／２ｎとすると、送信信号の最大振幅を最も小さく抑えられる。しかし、必ずしもこの位相配置に限られるものではなく、変調器の都合によって０°と４５°の２種類の位相や０°、３０°、６０°の３種類の位相のみを用いても送信信号の振幅は、全て同じ位相で変調する従来方式よりも最大振幅を低く抑えることができる。
【００３４】
図４は、本発明の送信器の別の実施形態を示すブロック図である。
図４に示すように各データ系列Ｉ１、Ｉ２、Ｑ１、Ｑ２を対応する拡散コードＳI1、ＳI2、ＳQ1、ＳQ2で拡散変調した後、該拡散変調により得られた信号の位相にθI1、θI2、・・・、θQ1、θQ2、・・・の位相を付加すれば直交変調器の数が節約される。
【００３５】
なお、同図では、説明を簡易にするために、データＩ１〜Ｑ２の４チャネル伝送を前提とした送信器を例示している。データＩ１〜データＱ２は、それぞれ乗算器３０−１〜３０−４において、拡散コードＩ１〜Ｑ２と乗算され、拡散される。この後、拡散コードで拡散変調されたデータＩ１〜Ｑ２は、拡散信号となって、それぞれ２分岐され、乗算器３１−１〜３１−８において、それらの位相に、予め、それぞれに割り当てられた位相が付加される。そして、これら位相を付加された拡散信号は、加算器３２−１、３２−２で加算され、乗算器３３−１〜３３−４でスクランブリングコードｃI 、ｃQ と乗算され、その後、加算器３４−１、３４−２で加算される。そして、加算器３４−１、３４−２の加算結果は、それぞれＩ信号とＱ信号としてＱＰＳＫ変調器３５に入力される。ＱＰＳＫ変調器３５は、入力っされるＩ信号、Ｑ信号をＱＰＳＫ変調して、不図示の電力増幅器に出力する。
【００３６】
同図の回路は、以下の複素演算を実現するように構成される。なお、下記の式（２）において、ｊは虚数単位である。また、ＳI1〜ＳQ2は拡散コードであり、ｅｘｐ（ｊωｔ）は、搬送波の複素関数表現（オイラーの公式による表現）である。
【００３７】
図５は、本発明の送信器の更に別の実施形態を示すブロック図である。
【００３８】
本実施形態においては、θI1＝θQ1＝０°、θI2＝θQ2＝θと限定している。
同図の構成は、データＩ１とデータＱ１に与えられる位相が０°で、データＩ２とデータＱ２に与えられる位相がある値θである場合である。このように、データを２つの系列に分けることにより、データ信号ＤI1、ＤQ1と拡散コードＳI1、ＳQ1との積を取ったものを２つ組み合わせて複素数ＤI1ＳI1＋ｊＤQ1ＳQ1、ＤI2ＳI2＋ｊＤQ2ＳQ2と見なし、これらに、やはり複素数であるスクランブリングコード（ｃI ＋ｊｃQ ）を乗算して、ＱＰＳＫ変調器４０−１、４０−２において、上記２系統の搬送波の位相が互いに異なるように変えている。ＱＰＳＫ変調器４０−１の搬送波の位相は０°であり、ＱＰＳＫ変調器４０−２の搬送波の位相はθである。このような構成にすると、ＱＰＳＫ変調器を２つのみとすることができ、ＱＰＳＫ変調器の個数を図１の実施形態の半分にすることができる。ＱＰＳＫ変調器４０−１、４０−２から出力される変調信号は、加算器４１において加算され、不図示の電力増幅器を介してアンテナ４２より電波として出力される。
【００３９】
図６は、図５の実施形態において、多重するデータ系列が増加した場合の構成を示すブロック図である。
同図の構成は、多重するデータ系列数が増えたときに図１の実施形態に従うより直交変調器・位相の乗算器が少なくて済む。
【００４０】
同図においては、データ系列を搬送波の位相が０°のものと、θのものとに分類し、搬送波の位相が０°のデータ系列群については、予め加算器４３−１で累算した後、乗算器４４−１、ＱＰＳＫ変調器４５−１で、それぞれ、スクランブル変調、ＱＰＳＫ変調を図５の実施形態と同様に施して、加算器４４に入力させる。また、搬送波の位相がθのもデータ系列群についても予め加算器４３ー２で累算してから図５の実施形態と同様に、乗算器４４−２、ＱＰＳＫ変調器４５−２で、それぞれ、スクランブル変調、ＱＰＳＫ変調を施して、加算器４６に入力させる。加算器４６は、ＱＰＳＫ変調器４５−１、４５−２からそれぞれ入力される変調信号を加算して、その加算結果を、不図示の電力増幅器に出力する。
【００４１】
図７は、時間多重パイロットシンボルを用いるシステムの受信器の実施形態を示すブロック図である。
パイロット信号（パイロットシンボル）をデータ系列信号と同じ拡散コードを用いて拡散し、データ信号と時分割に多重して送信する方式においては、受信信号とフレーム同期を取って、該受信信号からパイロット信号部分を抽出するようにしなければならない。
【００４２】
同図において、アンテナ５０で受信された信号は、ＲＦ帯域からＩＦ帯域へ変換された後（不図示）乗算器５１に入力される。乗算器５１において、スクランブリングコード（ｃI −ｊｃQ （ｔ−τ））が、検出タイミングで、該受信パイロット信号と乗算される（スクランブル解除）。次に、乗算器５２において、拡散コードＳI1（ｔ−τ）が乗算器５１の乗算結果に乗算され（逆拡散）、パイロット信号が復元される。該復元されたパイロット信号は、データメモリ５３に一旦記憶された後、パイロット抽出部５４により読み出される。以後、同様にして、乗算器５１及び乗算器５２にいおいて、受信データ系列信号のスクランブル解除、逆拡散が行われ、復元されたデータ系列信号がデータメモリ５３に格納される。パイロット抽出部５４は、パイロットタイミング同期部５８から入力される同期信号に基づいて、時間多重されているパイロット信号をデータメモリ５３から抽出する。パイロット抽出部５４は、その後、データメモリ５３からパイロット信号以外のデータ信号を読み出し、該データ信号は、そのまま乗算器５７に出力する。パイロット抽出部５４は、抽出したパイロット信号を、除算器５５に出力する。除算器５５は、該パイロット信号を予め分かっているパイロットシンボルＤI1で除算し、チャネル推定値αを求める。そして、チャネル推定値αは複素共役部５６に入力され、複素共役部５６によりαの複素共役が求められる。αの複素共役は乗算器５７に入力される。乗算器５７において、αの複素共役とデータ系列信号とが乗算されることにより、フェージングによるデータ系列信号の位相回転が補償され、該位相補償が施されたデータ系列信号はＲＡＫＥ合成部５９に入力される。ＲＡＫＥ合成部５９においてＲＡＫＥ合成された信号は、信号判定部６０に入力され、信号判定部６０から判定された信号値が出力される。パイロットタイミング同期部５８は、信号判定部６０から信号値が入力される毎に、内蔵のカウンタを計数することによってパイロット信号の入力タイミングを検出する。そして、パイロット信号の入力タイミングを検出すると、同期信号をパイロット抽出部５４に出力して、パイロット抽出部５４にパイロット信号を抽出させる。なお、時分割多重パイロットシンボル方式の場合、パイロットシンボル（パイロット信号）は、送信側から周期的に送られてくる。従って、パイロットシンボル間のデータ系列信号の個数はシステムで定められた固定値となる。
【００４３】
なお、同図の場合、データ系列信号とパイロット信号が同じ搬送波にのせられて送られてくるので、データ系列信号とパイロット信号との間で搬送波の位相差は無いので、チャネル推定値αの位相を修正する必要はない。
【００４４】
図８は、パイロット信号をデータ系列信号とは異なるチャネルで送信する符号多重パイロットシンボル方式の場合の受信器の実施形態を示すブロック図である。
【００４５】
パイロット信号（パイロットシンボル）をデータ系列とは別の拡散コードで拡散して送信する符号多重パイロットシンボルを用いる方式の場合、同一受信局に対してパイロットシンボルを変調する搬送波の位相と情報データ系列を変調する搬送波の位相を同一にするなら従来と同様の構成の受信器（図７）が使用できる。
【００４６】
本実施形態の構成例では、搬送波の位相と拡散コードを対応づける。例えば、情報データ系列ＤI1が変調される搬送波の位相を０°、情報データ系列ＤI2が変調される搬送波の位相を４５°とする。また、データ系列ＤQ1をパイロットシンボルとして用いることとし、このデータ系列ＤQ1が変調される搬送波の位相も４５°とする。
【００４７】
このような方式により送信された信号では、それぞれの拡散コードが既知であれば、該拡散コードに対応づけられたそれぞれの搬送波間の位相差も既知のものとなる。上述したように、情報データ系列ＤI1の変調用の搬送波とデータ系列ＤQ1の変調用の搬送波との位相差は−４５°、情報データ系列ＤI2の変調用の搬送波とデータ系列ＤQ1の変調波の搬送波との位相差は０°なので、図８に示すように、受信側が伝送路の変動パラメータの推定結果である推定値αについて、情報データ系列ＤI1の復調に関してはその位相を−４５°回転させたαを、情報データ系列ＤI2の復調に関してはその位相の回転させずにαをそのまま用いて、位相補償を行うことで情報データ系列ＤI1、ＤI2の復調が可能となる。
【００４８】
アンテナ７０で受信された信号は、ベースバンドに変換された後、乗算器７１で、スクランブリングコード（ｃI ＋ｊｃQ ）と適切なタイミングで乗算される。次に、該乗算によりスクランブルが解除された信号（スクランブル解除信号）は、分岐されて乗算器７２、７３に入力する。該スクランブル解除信号は、乗算器７２で、拡散コードＩ１と乗算され、その結果、データＩ１が抽出される。一方、乗算器７３では、該スクランブル解除信号は拡散コードＩ２と乗算され、その結果データＩ２が抽出される。また、乗算器７４では、該スクランブル解除信号は拡散コードＱ１と乗算され、その結果、パイロット信号が抽出される。該パイロット信号は、除算器７５に入力され、除算器７５において既知のパイロットシンボルＤQ1で除算され、その除算値であるチャネル推定値αが求められる。
【００４９】
不図示の複素共役部７５で生成された該チャネル推定値αの複素共役は乗算器７８、７９にそれぞれ入力される。乗算器７８、７９は、該複素共役を、それぞれ、位相差記憶部８２−１、８２−２に記憶されている、パイロット信号（パイロットシンボル）の搬送波と情報データと情報データ系列ＤI1の搬送波の位相差補正値ｅｘｐ（ｊ（θI2−θQ1））、パイロット信号（パイロットシンボル）の搬送波と情報データ系列ＤI2の搬送波の位相差補正値ｅｘｐ（ｊ（θI1−θQ1））と乗算する。この結果、上記チャネル推定値αの複素共役は、乗算器７８、７９において、それぞれ、その位相が（θI2−θQ1）、（θI1−θQ1）だけ回転される。
【００５０】
このようにして、送信側で付与された情報データ系列ＤI1、ＤI2の搬送波とパイロット信号（パイロットシンボル）の搬送波間の位相差が補正された上記チャネル推定値αの複素共役は、乗算器７９、７８から出力され、それぞれ乗算器７６、７７に入力される。上記データＩ１と上記データＩ２は、それぞれ乗算器７６、７７で、上記位相補正を施されたチャネル推定値αの複素共役と乗算され、フェージングによる位相回転が補償されて、ＲＡＫＥ合成部８０−１、８０−２に入力される。ＲＡＫＥ合成部８０−１、８０−２において、ＲＡＫＥ合成されたデータＩ１とデータＩ２は、それぞれ信号判定部８１−１、８１−２に入力され、信号判定部８１−１、８１−２において信号判定された後、確定した信号値ＤI1、ＤI2として出力される。
【００５１】
このように、各データ系列毎に搬送波の位相を個別に予め決定しておき、これらの位相情報を基に、各情報データ系列ＤI1、ＤI2の搬送波の位相と受信側で既知のデータであるパイロット信号（パイロットシンボル）の搬送波の位相との位相差を補正するためのデータを位相差記憶部８２−１、８２−２に記憶しておき、各情報データ系列ＤI1、ＤI2の受信信号のフェージングによる位相の回転を補償する。必要が生じたときに、該位相差補正データを用いて、受信パイロット信号から得られるチャネル推定値αの複素共役の位相を補正することで、該補正されたチャネル推定値αの複素共役を用いて、情報データ系列信号ＤI1、ＤI2を正しく受信することができる。
【００５２】
なお、上述した実施形態は、いずれも、スクランブリングコードによりスクランブルして送信する方式であるが、本発明はこれに限定されることなく、該スクランブリングコードによるスクランブルが省略された符号分割多重通信方式にも適用可能である。
【００５３】
また、上記実施例では、実際の回路に設けられるアンプ等の構成要素の図示を省略しているが、実際の回路においては、どのような構成要素が必要であるかは当業者によれば容易に理解されるであろう。
【００５４】
【発明の効果】
本発明によれば、送信信号の振幅変動及び最大振幅の値を抑制できるので、増幅器の効率的な動作に寄与でき、また、送信信号出力用の増幅器として、低パワーで小型の増幅器を使用できるので、装置の小型化をも可能とする。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の送信器の一実施形態を示す図である。
【図２】本発明の受信器の一実施形態の構成を示すブロック図である。
【図３】本実施形態による符号分割多重方式で送信される信号の振幅−位相ダイヤグラム（コンスタレーション）を示す図である。
【図４】本発明の送信器の別の実施形態を示すブロック図である。
【図５】本発明の送信器の更に別の実施形態を示すブロック図である。
【図６】図５の実施形態において、多重するデータ系列が増加した場合の構成を示すブロック図である。
【図７】時間多重パイロットシンボルを用いる場合の受信器の実施形態を示すブロック図である。
【図８】パイロット信号をデータ信号とは異なるチャネルで送信する場合の受信器の実施形態を示すブロック図である。
【図９】従来の符号分割多重方式における拡散処理部の構成を示すブロック図である。
【図１０】従来の受信側構成の例を示すブロック図である。
【図１１】従来の符号分割多重方式で送信される信号の振幅−位相ダイヤグラム（コンステレーション）を示す図である。
【符号の説明】
１−Ｉ１・・・、１−Ｑ１・・・、２−Ｉ１Ｉ・・・、２−Ｑ１Ｑ・・・、１３、１４−１、１４−２、１６、３０−１〜３０−４、３１−１〜３１−８、３３−１〜３３−４、５１、５２、５７、７１，７２，７３，７４、７６、７７
乗算器
３−Ｉ１、・・・、３−Ｑ１、・・・、３５、４０−１、４０−２、４５−１、４５−２ ＱＰＳＫ変調器
４、１７、３２−１、３２−２、３４−１、３４−２、４１、４３−１、４３−２、４４−１、４４−２、４６、７８、７９ 加算器
５、１０、４２、５０、７０ アンテナ
１１−１、１１−２ 逆拡散部
１５、５５、７５ 除算器
１８、５９、８０−１、８０−２ ＲＡＫＥ合成部
１９、６０、８１−１、８１−２ 信号判定部
２０、８２−１、８２−２ 位相差記憶部
５３ データメモリ
５４ パイロット抽出部
５６ 複素共役部
５８ パイロットタイミング同期部
【発明の属する技術分野】
本発明は、符号分割多重通信に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図９は、従来の符号分割多重方式における拡散処理部の構成を示すブロック図である。
【０００３】
データ系列DataI1、DataI2、・・・DataQ1、DataQ2、・・・（同図の場合には、データ系列Ｉ１〜データ系列Ｑ２までの４つのデータ系列が示されているが、必ずしも４つのデータ系列には限定されない）は、それぞれのSpreading Code （拡散コード）で拡散され、更にScrambling Code（スクランブリングコード）でＩＱスクランブル（Ｉ信号とＱ信号をスクランブリングコードで拡散）されてから変調・送信される。
【０００４】
すなわち、データ系列Ｉ１（DataI1）は、拡散コードＩ１と乗算器９００−１において乗算されることにより、拡散される。同様に、データ系列Ｉ２（DataI2）は拡散コードＩ２により乗算器９００−２で拡散される。これら、それぞれ異なった拡散コードで拡散されたデータ系列Ｉ１とデータ系列Ｉ２は、加算器９０１−１で加算され、乗算器９０２−１、９０２−２に入力される。
【０００５】
また、データＱ１とＱ２（DataQ1、DataQ2）は、それぞれ、拡散コードＱ１、Ｑ２と乗算器９００−３、９００−４で乗算され、加算器９０１−２で加算される。そして、加算器９０１−２の出力は、乗算器９０２−３，９０２−４に入力される。そして、乗算器９０２−１と９０２−２において、加算器９０１−１の出力信号がスクランブリングコードｃI 、ｃQ と乗算される。同様にして、乗算器９０３−３と乗算器９０３−４において、加算器９０１−２の出力信号がスクランブリングコードｃI 、ｃQ と乗算される。乗算器９０２−１と９０２−３の出力は加算器９０３−１に入力され、互いに加算される。また、乗算器９０２−２と乗算器９０２−４の出力は加算器９０３−２に入力され、互いに加算される。そして、加算器９０３−１の出力はＩ信号として、ＱＰＳＫ変調器９０４に入力され、加算器９０３−２の出力はＱ信号として、ＱＰＳＫ変調器９０４に入力される。
【０００６】
拡散コードは、各チャネルを識別するものであって、データＩ１〜Ｑ２はそれぞれ異なるチャネルにのせられて送信される。これに対し、スクランブリングコードは、ユーザに固有に割り当てられるコードであり、１つのユーザ端末からは同じスクランブリングコードによって拡散された信号が出力される。
【０００７】
データ系列Ｉ１〜Ｑ２は、異なるチャネルにのせられることになるので、それぞれに異なる拡散コードＩ１〜Ｑ２が乗算されているが、これらがまとめられて、１つのユーザからの発信信号となる場合には、例えば、Ｉ１、Ｑ１及びＩ２、Ｑ２が該ユーザの異なる２つのデータのＩ信号とＱ信号というように区別されると共に、スクランブリングコードもｃIとｃQとが用意される。スクランブリングコードと拡散コードによって拡散された信号の乗算は、それぞれを複素信号と見たときに、複素数の乗算と同じような演算を行う回路によって実施される。
【０００８】
すなわち、該回路はデータ系列Ｉ１（ＤI1）とデータ系列Ｑ１（ＤQ1）、及びデータ系列Ｉ２（ＤI2）とデータ系列Ｑ２（ＤQ2）とを、それぞれ、１組の複素数データとみなして、以下の式（１）の演算を実施するように構成される。
（ＤI1ＳI1＋ｊＤQ1ＳQ1）（ｃI ＋ｊｃQ ）＋（ＤI2ＳI2＋ｊＤQ2ＳQ2）（ｃI ＋ｊｃQ ）
＝（ＤI1ＳI1＋ＤI2ＳI2）（ｃI ＋ｊｃQ ）＋ｊ（ＤQ1ＳQ1＋ＤQ2ＳQ2）（ｃI ＋ｊｃQ ）
＝（（ＤI1ＳI1＋ＤI2ＳI2）ｃI −（ＤQ1ＳQ1＋ＤQ2ＳQ2）ｃQ ）＋ｊ（（ＤI1ＳI1＋ＤI2ＳI2）ｃQ ＋（ＤQ1ＳQ1＋ＤQ2ＳQ2）ｃI ）・・・（１）
ここで、ｊは虚数単位である。また、ＳI1、ＳI2、ＳQ1、ＳQ2は、それぞれ、拡散コードＩ１、Ｉ２、Ｑ１、Ｑ２である。式（１）で表される複素数の実数成分をＩ信号、虚数成分をＱ信号として、ＱＰＳＫ変調器９０４で変調する。ここで、式（１）に示すように、Ｉ信号の第２項の符号がマイナスとなっているので、図９に示すように、乗算器９０２−３から出力される信号の符号を反転して加算器９０３−１に入力している。
【０００９】
なお、同図においては、１つのユーザが使用するチャネル数を４としているが、必ずしもこの数に限定されるものではなく、任意のチャネル数を１ユーザに割り当てても良い。この場合も、各チャネルのデータ系列信号を２つずつ組にして複素数として扱い、同じく複素数として扱うスクランブリングコードとの乗算結果が、上記式（１）と同様に複素数同士の乗算結果に一致するように回路を構成する。
【００１０】
図１０は、図９に示す従来の符号分割多重通信方式で送信されてくる信号を受信する従来の受信器構成の例を示すブロック図である。
受信側では、送信側で使用されたスクランブリングコードの複素共役を受信信号に乗算してから、拡散コードで逆拡散してもとのデータを得る。この図の例ではデータ系列ＤI1を伝送されるべき情報系列とし、データ系列ＤQ1を伝搬路のパラメータを推定するためのパイロットシンボルとして扱っている。ＤQ1は受信側であらかじめ既知であるものを使用し、これでパイロットシンボルの受信信号（拡散符号ＳQ1を用いて逆拡散した信号）を除算することによって伝搬路のパラメータの推定値αを得る。
【００１１】
すなわち、アンテナ１０００において、受信された信号は、乗算器１００４において、送信側で使用されたスクランブリングコードの複素共役と乗算される。ここで、スクランブリングコードの複素共役を乗算するとは、受信した信号がＩ信号とＱ信号とからなる複素信号であると見なしたときに、スクランブリングコードの２つの成分ｃI とｃQ を、１つの複素信号の実数成分と虚数成分とみなして乗算するということを意味している。同図では、該乗算を実施する回路の詳細は示していないが、デジタル信号処理回路の既知の構成を利用できることは当業者であれば容易に理解されるであろう。なお、同図で、スクランブリングコードの複素共役ｃI −ｊｃQ に付された（ｔ−τ）という記号は、受信信号に対して、適切な同期捕捉及び同期保持がなされ、受信信号とスクランブリングコードの複素共役を同期させながら乗算させることを示しており、τは位相の遅延を示す。以降、このように、スクランブリングコードあるいは拡散コードの記号等に（ｔ−τ）が付記されている場合には、コードの乗算に当たって、適切なタイミング調整により同期がとられていることを意味するものとする。
【００１２】
乗算器１００４でスクランブリングコードの複素共役が乗算され、受信信号のスクランブルが解除された後に、該解除後の信号は分岐され、乗算器１００５−１では、拡散コードＩ１が乗算される。これにより、データＩ１が復調される。一方、乗算器１００５−２では、拡散コードＱ１が乗算される。これによって、データＱ１が復調されるが、ここでは、データＱ１をパイロット信号（パイロットシンボル）としている。パイロット信号は、システムにおいて予め決められている受信側で既知の信号である。復調されたパイロット信号は、除算器１００７に入力され、予め分かっている伝送前のパイロット信号のシンボルＤQ1で除算が行われる。このような処理により、伝送されてきたパイロット信号がフェージングにより本来の信号に対しどの程度変動しているか、すなわち、振幅がどの程度変動しているか及びどの程度位相が回転しているかを示す値が演算される。該演算結果はチャネル推定の推定値αとみなされ、その複素共役が乗算器１００６に入力される。乗算器１００６には、復調されたデータ信号ＤI1も入力されており、推定値αの複素共役と乗算されることによって、伝送路で受けた位相回転が補償される。このようにして位相回転が補償されると共に、振幅値がパイロット信号の振幅変動比に応じて変化されたデータ信号ＤＩ１は、ＲＡＫＥ合成部１００２に入力され、逆拡散部１００１−１と同様の構成を持つ、逆拡散部１００１−２からの他のパスの信号と合成される。このようにしてＲＡＫＥ合成された信号は、信号判定部１００３に入力され、ノイズ等が除去された形で信号値が決定される。
【００１３】
なお、同図では、ＲＡＫＥ受信するためのマルチパス受信用の逆拡散部が２つのみ記載されているが、より多くの逆拡散部を設けてより多くのマルチパスを受信するような構成もある。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
図９に示す従来の符号分割多重方式で送信される信号の振幅−位相ダイヤグラム（コンステレーション）を図１１に示す。この例は、データ系列DataI1、DataI2、DataQ1、DataQ2が等しく±１の振幅を持つ場合を示す。この場合の送信信号は上記４個のデータ系列が多重されたものであるため、ある瞬間には２√２の振幅を持ち、また、ある瞬間では２の振幅を持ち、振幅が０である場合も存在する。振幅の最大と最小の比が大きい信号や平均電力に比べて信号の振幅の最大が大きい信号を増幅器で増幅する場合、増幅器には入出力特性として高い線形性が必要とされる。一般に入出力特性の線形性が高い増幅器は効率が低いため電源利用効率や発熱の観点から、振幅の変動が少なく最大振幅と平均電力の比が小さい信号方式が望まれる。
【００１５】
本発明の課題は、符号分割多重通信において、送信信号の振幅変化を小さくすることのできる信号生成装置及び方法を提供することである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
本発明の第１の側面における送信装置は、複数のデータ系列を複数の拡散符号コードで拡散・逆拡散して送受信する符号分割多重通信における送信装置において、複数のデータ系列をそれぞれ異なった拡散コードで拡散する拡散手段と、該拡散手段で得られた複数の拡散信号を、ユーザに固有に割り当てられるスクランブリングコードでスクランブルするスクランブリング手段と、該スクランブリング手段の出力を各データ系列毎に異なった位相で変調する変調手段とを備えることを特徴とする。
【００１７】
本発明の第２の側面における送信装置は、複数のデータ系列を複数の拡散符号コードで拡散・逆拡散して送受信する符号分割多重通信における送信装置において、複数のデータ系列をそれぞれ異なった拡散コードで拡散する拡散手段と、該拡散手段で得られた複数の拡散信号を各データ系列毎に個別に位相が割り当てられる搬送波で変調する変調手段とを備えることを特徴とする。
【００１８】
本発明の第３の側面における送信装置は、複数のデータ系列を複数の拡散符号コードで拡散・逆拡散して送受信する符号分割多重通信における送信装置において、複数のデータ系列をそれぞれ異なった拡散コードで拡散する拡散手段と、該拡散手段で得られた複数の拡散信号の位相を各データ系列毎に個別に変調する位相変調手段と、該位相変調手段から出力される各データ系列の信号を合成する信号合成手段と、該信号合成手段から出力される合成信号を、ユーザに固有に割り当てられるスクランブリングコードでスクランブルするスクランブリング手段と、該スクランブリング手段から出力される信号を所定の周波数の搬送波で変調する変調手段とを備えることを特徴とする。
【００１９】
本発明の第４の側面における送信装置は、複数のデータ系列を複数の拡散符号コードで拡散・逆拡散して送受信する符号分割多重通信における送信装置において、複数のデータ系列をそれぞれ異なった拡散コードで拡散する拡散手段と、該拡散手段で得られた複数の拡散信号の位相を各データ系列毎に個別に変調する位相変調手段と、該位相変調手段から出力される各データ系列の信号を合成する信号合成手段と、該信号合成手段から出力される合成信号を所定の周波数の搬送波で変調する変調手段とを備えることを特徴とする。
【００２０】
本発明の第１の側面における受信装置は、複数のデータ系列を複数の拡散符号コードで拡散・逆拡散して送受信する符号分割多重通信における受信装置において、受信した信号のスクランブリングコードによるスクランブルを逆スクランブルする逆スクランブリング手段と、該スクランブリング手段により得られた信号を逆拡散する逆拡散手段と、該逆拡散手段の出力信号の中からパイロット信号を抽出するパイロット信号抽出手段と、該パイロット信号からチャネル推定値を算出するチャネル推定手段と、該チャネル推定値に、該パイロット信号に関する情報の搬送波と、上記逆拡散手段から出力されるデータ信号の搬送波の位相差に関する情報を記憶する位相差情報記憶手段と、該チャネル推定値の位相を、該位相差情報に基づて補正するチャネル推定値補正手段と、該データ信号の位相を、該チャネル推定値補正手段によって補正されたチャネル推定値に基づいて補償する補償手段と、該補償手段によって生成された信号に基づいて、受信データ信号の信号値を判定する判定手段とを備えることを特徴とする。
【００２１】
本発明の第２の側面における受信装置は、複数のデータ系列を複数の拡散符号コードで拡散・逆拡散して送受信する符号分割多重通信における受信装置において、受信した信号を逆拡散する逆拡散手段と、該逆拡散手段の出力信号の中からパイロット信号を抽出するパイロット信号抽出手段と、該パイロット信号からチャネル推定値を算出するチャネル推定手段と、該チャネル推定値に、該パイロット信号の搬送波と、上記逆拡散手段から出力されるデータ信号のチャネルの位相差に関する情報を記憶する位相差情報記憶手段と、該データ信号を該チャネル推定値と該位相差情報を用いて処理した結果に基づいて、該データ信号の信号値を判定する判定手段とを備えることを特徴とする。
【００２２】
本発明によれば、上記符号分割多重通信において、各データ系列を変調する搬送波の位相を各データ系列毎に、個別に設定して送信するので、各データ系列の合成変調信号は、Ｉ−Ｑ平面上に表すと、従来よりも狭い領域に分布して配置されることになる。したがって、上記位相を適切に調整することによって、この配置を最適化すれば、Ｉ−Ｑ平面上に配置される信号間において、最大の振幅を示すものと最小の振幅を示すものとの振幅の差を縮小することができると共に、最大振幅も従来より小さくできる。従って、通常、送信機に設けられる、送信信号出力電力を増幅するために使用される電力増幅器に要求される増幅特性の線形性を緩和することができる。このため、小型で、出力電力の小さい増幅器を使用することができるので、低電力化、装置の小型化に多大に寄与することができる。
【００２３】
また、受信側では、各チャネルの搬送波の位相をシステム内で予め決めて、パイロットシンボルが送信されるチャネルと各データ系列が送信されるチャネル間での搬送波の位相差に関する情報を記憶しておくことにより、データ再生途中で行われる、チャネル推定値による受信データ信号のフェージングによる位相の回転の補償を正常に行うことができる。従って、各チャネルの搬送波の位相を個別に設定しても、正常にデータを受信することができる。
【００２４】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の送信器の一実施形態を示す図である。
それぞれのデータ系列が拡散変調およびＩＱスクランブルされた後、搬送波位相がθI1、θI2、・・・、θQ1、θQ2、・・・である直交変調器で変調される。搬送波位相θI1、θI2、・・・、θQ1、θQ2、・・・は、任意に決定できるが、同図の実施形態では、特に、θI1、θI2、・・・、θQ1、θQ2、・・・を、それぞれ、拡散符号ＳI1、ＳI2、・・・、ＳQ1、ＳQ2、・・・と対応づけている。
【００２５】
データＩ１は、乗算器１−Ｉ１において、拡散コードＩ１と乗算される。同様に、データＩ２、・・・及びデータＱ１、データＱ２、・・・は、それぞれ、乗算器１−Ｉ２、・・・及び１−Ｑ１、１−Ｑ２、・・・において、拡散コードＩ２、・・・及びＱ１、Ｑ２、・・・と乗算される。データＩ１、Ｉ２、・・・及びＱ１、Ｑ２、・・・はそれぞれ異なるチャネルのデータを表している。そして、拡散コードで拡散されたそれぞれのデータＩ１、Ｉ２、・・・、Ｑ１、Ｑ２、・・・は、それぞれ２分岐され、乗算器２−Ｉ１Ｉ、２−Ｉ１Ｑ、２−Ｉ２Ｉ、２−Ｉ２Ｑ、・・・、２−Ｑ１Ｉ、２−Ｑ１Ｑ、２−Ｑ２Ｉ、２−Ｑ２Ｑ、・・・において、スクランブルコードｃI、ｃQと乗算される。そして、乗算器２−Ｉ１Ｉと、２−Ｉ１Ｑの出力、乗算器２−Ｉ２Ｉと、２−Ｉ２Ｑの出力、・・・、乗算器２−Ｑ１Ｉと、２−Ｑ１Ｑの出力、乗算器２−Ｑ２Ｉと、２−Ｑ２Ｑの出力、・・・からの出力は、それぞれＱＰＳＫ変調器３−Ｉ１、３−Ｉ２、・・・、３−Ｑ１、３−Ｑ２、・・・において位相変調される。このとき、各ＱＰＳＫ変調器３−Ｉ１、３−Ｉ２、・・・、３−Ｑ１、３−Ｑ２、・・・には、それぞれ位相が異なる搬送波が入力され、この搬送波に基づいて変調される。異なる位相の変調器で変調された信号は、加算器４で加算されて、アンテナ５から送出されていく。
【００２６】
本実施形態においては、以下の複素数の演算により送信信号が生成されるように回路を構成する。
｛ＤI1ＳI1（ｃI ＋ｊｃQ ）ｅｘｐ（ｊθI1）＋ＤI2ＳI2（ｃI ＋ｊｃQ ）ｅｘｐ（ｊθI2）＋・・・＋ＤQ1ＳQ1（ｃI ＋ｊｃQ ）ｅｘｐ（ｊθQ1）＋ＤQ2ＳQ2（ｃI ＋ｊｃQ ）ｅｘｐ（ｊθQ2）＋・・・｝ｅｘｐ（ｊωｔ）
ここで、ｅｘｐ（ｊωｔ）は、角周波数ωの搬送波を表す。
【００２７】
図２は、本発明の受信器の一実施形態の構成を示すブロック図であり、図１に示す送信器から送信されてくるデータ系列ＤI1、ＤQ1の変調信号を復調する回路を示している。
【００２８】
この実施形態では、伝搬路のチャネル推定値を拡散コード毎の位相差（同図の例ではθI1−θQ1）で補正する。なお、同一局に送信する複数の拡散コードチャネル間では位相差が０になるようにθI1、θI2、・・・、θQ1、θQ2、・・・の割り当てを限ればθI1−θQ1の補正は不要である。拡散コードによって補正すべき位相項の値は使用する拡散コードに対応して設定されており、受信側で既知の値として設定可能である。
【００２９】
図１の送信器によって送信されてくる信号は、拡散コードによって決定されるチャネルによって搬送波の位相が一意に決定されている。受信器では、アンテナ１０で信号を受信し、該受信信号が不図示のベースバンド信号復調回路で、ＲＦ帯域の信号からベースバンド信号に変化されて、同図の逆拡散部１１−１、１１−２に入力される。逆拡散部１１−１、１１−２は、ＲＡＫＥ受信するために複数設けられている。上記ベースバンド信号は、乗算器１３に入力され、乗算器１３において、ユーザ毎に決定されているスクランブリングコードの複素共役（ｃI −ｊｃQ （ｔ−τ））と同期がとられて乗算される。これにより、スクランブルが解除され、乗算器１３の出力信号は、拡散コードのみによって拡散された信号となる。次に、データ系列ＤI1、ＤQ1、の信号を取り出すため、乗算器１３の出力信号が、乗算器１４−１、１４−２において、それぞれ、拡散コードＩ１及びＱ１と逆拡散に適切なタイミングで、乗算される。拡散コードＩ１にる逆拡散により得られたデータ系列信号は、データ信号として取り出され、乗算器１６に入力される。一方、拡散コードＱ１による逆拡散により得られたデータ系列信号は、同図の場合、パイロット信号として取り出され、除算器１５に入力される。除算器１５では、既知のパイロットシンボルＤQ1で上記受信されたパイロット信号で除算し、その除算結果を、伝送路におけるパイロットシンボルＤQ1の変動量を示す指標であるチャネル推定値αとして取得する。そして、該チャネル推定値αは乗算器１７に入力され、乗算器１７においてその位相に位相差記憶部２０に記憶されているｅｘｐ（ｊ（θI1−θQ1））の値を用いて、拡散コードＩ１のチャネルの搬送波と拡散コードＱ１のチャネルの搬送波の位相差θI1−θQ1が加算される操作が実施される。このようにして、送信側で与えられた拡散コードＩ１のチャネルの搬送波に対して拡散コードＱ１のチャネルの搬送波に与えられた位相差が修正されると、この位相補正されたチャネル推定値αの複素共役が乗算器１６に入力されて、乗算器１６において、乗算器１４−１から出力されるデータ信号と乗算される。データ信号は、送信時に与えられた位相補正されたチャネル推定値αと乗算されることにより、伝送路で受けた位相回転が補償され、ＲＡＫＥ合成部１８に入力される。ＲＡＫＥ合成部１８では、複数の逆拡散部１１−１、１１−２（２個とは限らない）から受け取った信号をＲＡＫＥ合成し、信号判定部１９に出力する。信号判定部１９では、ノイズが抑制された入力信号を判定し、データ信号値を決定する。
【００３０】
図１の実施形態に従って送信された信号は、各チャネル（拡散コード）毎に搬送波の位相が異なっている。従って、受信側では、各チャネルの信号をベースバンド信号におとした後、まず、パイロット信号と各チャネルのデータ信号間に存在する位相差を打ち消して、次に、チャネル推定値αにより、伝送路で生じたデータ信号の位相変動を補償する必要がある。ここで、各チャネル（拡散コード）とその搬送波に与えられる位相値との関係が予め決定されているので、受信側では逆拡散部１１−１により得られているデータ信号と、逆拡散部１１−２により得られるパイロット信号との位相差を予め知ることができる。そして、この位相差を、メモリなどからなる位相差記憶部２０に記憶しておき、データ信号の位相補償を行う前に、該記憶値により、除算器１５により得られたチャネル推定値αの位相を補正することにより、最終的に所望のチャネル推定値αを得ることができる。
【００３１】
図３は、本実施形態による符号分割多重方式で送信される信号の振幅−位相ダイヤグラム（コンスタレーション）の一例を示す図である。
この例は、１つのユーザに４つの拡散コードＳI1、ＳQ1、ＳI2、ＳQ2を割り当てた場合に、θI1＝θQ1＝０°、θI2＝θQ2＝４５°に設定した場合を示す。この場合信号点の振幅は２種類となり一方は√（１＋√２）、他方は√（√２−１）となる。平均電力は従来の技術で示した場合と同一である。同図に示すように、従来方式に比べ振幅の変動も小さく最大振幅の小さい信号となっている。このような信号は増幅器の直線性に対する要求を緩和し、電力利用効率や装置の小型化に貢献する。
【００３２】
同図において、点線の線分が交わる点が、θI1＝θQ1＝０°の場合における、基準位相でのＱＰＳＫ変調による振幅１である信号点の１つであり、この上に、θI2＝θQ2＝４５°の場合におけるＱＰＳＫ変調によるＩ軸上及びＱ軸上に配置される振幅が１の４種類の信号点を加算結果、得られる信号点が、同図の黒丸で表されているものである。図２に示す受信器の信号判定部１９は、図３に示す１６個の信号を判定する。このように、各チャネルの搬送波の位相に差異を設けることにより、ＱＰＳＫ変調波のＩ−Ｑ平面上での信号点の位置を変えることができる。従って、Ｉ−Ｑ平面上にうまく信号点が配置されるように、各チャネルの搬送波の位相を、個々に、適切に変化させるように制御すれば、送信信号の振幅の最大瞬間値及び変動を小さく抑えることにより電力増幅器を小型のもので済ますことができ、大型でハイパワーの電力増幅器を使用することによる電力の無駄を抑えることができる。
【００３３】
上記図３の例では多重するデータ系列がＩ１、Ｑ１、Ｉ２、Ｑ２の４つの場合について述べた。
多重するデータ系列が２つ以上の場合、位相θI1、θI2、・・・、θQ1、θQ2、・・・の中で等しいもの、あるいは、値の近いものがあると、それらの位相で変調した信号の合成信号の振幅は大きいものとなるので、上記位相θI1、θI2、・・・、θQ1、θQ2、・・・を等間隔で分布させると送信信号の最大振幅を低く抑えることができる。ｎ個のデータ系列を多重する場合、θI1、θI2、・・・、θIn及びθQ1、θQ2、・・・、θQnは、０，π／２ｎ、２π／２ｎ、３π／２ｎ、・・・、（ｎ−１）π／２ｎとすると、送信信号の最大振幅を最も小さく抑えられる。しかし、必ずしもこの位相配置に限られるものではなく、変調器の都合によって０°と４５°の２種類の位相や０°、３０°、６０°の３種類の位相のみを用いても送信信号の振幅は、全て同じ位相で変調する従来方式よりも最大振幅を低く抑えることができる。
【００３４】
図４は、本発明の送信器の別の実施形態を示すブロック図である。
図４に示すように各データ系列Ｉ１、Ｉ２、Ｑ１、Ｑ２を対応する拡散コードＳI1、ＳI2、ＳQ1、ＳQ2で拡散変調した後、該拡散変調により得られた信号の位相にθI1、θI2、・・・、θQ1、θQ2、・・・の位相を付加すれば直交変調器の数が節約される。
【００３５】
なお、同図では、説明を簡易にするために、データＩ１〜Ｑ２の４チャネル伝送を前提とした送信器を例示している。データＩ１〜データＱ２は、それぞれ乗算器３０−１〜３０−４において、拡散コードＩ１〜Ｑ２と乗算され、拡散される。この後、拡散コードで拡散変調されたデータＩ１〜Ｑ２は、拡散信号となって、それぞれ２分岐され、乗算器３１−１〜３１−８において、それらの位相に、予め、それぞれに割り当てられた位相が付加される。そして、これら位相を付加された拡散信号は、加算器３２−１、３２−２で加算され、乗算器３３−１〜３３−４でスクランブリングコードｃI 、ｃQ と乗算され、その後、加算器３４−１、３４−２で加算される。そして、加算器３４−１、３４−２の加算結果は、それぞれＩ信号とＱ信号としてＱＰＳＫ変調器３５に入力される。ＱＰＳＫ変調器３５は、入力っされるＩ信号、Ｑ信号をＱＰＳＫ変調して、不図示の電力増幅器に出力する。
【００３６】
同図の回路は、以下の複素演算を実現するように構成される。なお、下記の式（２）において、ｊは虚数単位である。また、ＳI1〜ＳQ2は拡散コードであり、ｅｘｐ（ｊωｔ）は、搬送波の複素関数表現（オイラーの公式による表現）である。
【００３７】
【００３８】
本実施形態においては、θI1＝θQ1＝０°、θI2＝θQ2＝θと限定している。
同図の構成は、データＩ１とデータＱ１に与えられる位相が０°で、データＩ２とデータＱ２に与えられる位相がある値θである場合である。このように、データを２つの系列に分けることにより、データ信号ＤI1、ＤQ1と拡散コードＳI1、ＳQ1との積を取ったものを２つ組み合わせて複素数ＤI1ＳI1＋ｊＤQ1ＳQ1、ＤI2ＳI2＋ｊＤQ2ＳQ2と見なし、これらに、やはり複素数であるスクランブリングコード（ｃI ＋ｊｃQ ）を乗算して、ＱＰＳＫ変調器４０−１、４０−２において、上記２系統の搬送波の位相が互いに異なるように変えている。ＱＰＳＫ変調器４０−１の搬送波の位相は０°であり、ＱＰＳＫ変調器４０−２の搬送波の位相はθである。このような構成にすると、ＱＰＳＫ変調器を２つのみとすることができ、ＱＰＳＫ変調器の個数を図１の実施形態の半分にすることができる。ＱＰＳＫ変調器４０−１、４０−２から出力される変調信号は、加算器４１において加算され、不図示の電力増幅器を介してアンテナ４２より電波として出力される。
【００３９】
図６は、図５の実施形態において、多重するデータ系列が増加した場合の構成を示すブロック図である。
同図の構成は、多重するデータ系列数が増えたときに図１の実施形態に従うより直交変調器・位相の乗算器が少なくて済む。
【００４０】
同図においては、データ系列を搬送波の位相が０°のものと、θのものとに分類し、搬送波の位相が０°のデータ系列群については、予め加算器４３−１で累算した後、乗算器４４−１、ＱＰＳＫ変調器４５−１で、それぞれ、スクランブル変調、ＱＰＳＫ変調を図５の実施形態と同様に施して、加算器４４に入力させる。また、搬送波の位相がθのもデータ系列群についても予め加算器４３ー２で累算してから図５の実施形態と同様に、乗算器４４−２、ＱＰＳＫ変調器４５−２で、それぞれ、スクランブル変調、ＱＰＳＫ変調を施して、加算器４６に入力させる。加算器４６は、ＱＰＳＫ変調器４５−１、４５−２からそれぞれ入力される変調信号を加算して、その加算結果を、不図示の電力増幅器に出力する。
【００４１】
図７は、時間多重パイロットシンボルを用いるシステムの受信器の実施形態を示すブロック図である。
パイロット信号（パイロットシンボル）をデータ系列信号と同じ拡散コードを用いて拡散し、データ信号と時分割に多重して送信する方式においては、受信信号とフレーム同期を取って、該受信信号からパイロット信号部分を抽出するようにしなければならない。
【００４２】
同図において、アンテナ５０で受信された信号は、ＲＦ帯域からＩＦ帯域へ変換された後（不図示）乗算器５１に入力される。乗算器５１において、スクランブリングコード（ｃI −ｊｃQ （ｔ−τ））が、検出タイミングで、該受信パイロット信号と乗算される（スクランブル解除）。次に、乗算器５２において、拡散コードＳI1（ｔ−τ）が乗算器５１の乗算結果に乗算され（逆拡散）、パイロット信号が復元される。該復元されたパイロット信号は、データメモリ５３に一旦記憶された後、パイロット抽出部５４により読み出される。以後、同様にして、乗算器５１及び乗算器５２にいおいて、受信データ系列信号のスクランブル解除、逆拡散が行われ、復元されたデータ系列信号がデータメモリ５３に格納される。パイロット抽出部５４は、パイロットタイミング同期部５８から入力される同期信号に基づいて、時間多重されているパイロット信号をデータメモリ５３から抽出する。パイロット抽出部５４は、その後、データメモリ５３からパイロット信号以外のデータ信号を読み出し、該データ信号は、そのまま乗算器５７に出力する。パイロット抽出部５４は、抽出したパイロット信号を、除算器５５に出力する。除算器５５は、該パイロット信号を予め分かっているパイロットシンボルＤI1で除算し、チャネル推定値αを求める。そして、チャネル推定値αは複素共役部５６に入力され、複素共役部５６によりαの複素共役が求められる。αの複素共役は乗算器５７に入力される。乗算器５７において、αの複素共役とデータ系列信号とが乗算されることにより、フェージングによるデータ系列信号の位相回転が補償され、該位相補償が施されたデータ系列信号はＲＡＫＥ合成部５９に入力される。ＲＡＫＥ合成部５９においてＲＡＫＥ合成された信号は、信号判定部６０に入力され、信号判定部６０から判定された信号値が出力される。パイロットタイミング同期部５８は、信号判定部６０から信号値が入力される毎に、内蔵のカウンタを計数することによってパイロット信号の入力タイミングを検出する。そして、パイロット信号の入力タイミングを検出すると、同期信号をパイロット抽出部５４に出力して、パイロット抽出部５４にパイロット信号を抽出させる。なお、時分割多重パイロットシンボル方式の場合、パイロットシンボル（パイロット信号）は、送信側から周期的に送られてくる。従って、パイロットシンボル間のデータ系列信号の個数はシステムで定められた固定値となる。
【００４３】
なお、同図の場合、データ系列信号とパイロット信号が同じ搬送波にのせられて送られてくるので、データ系列信号とパイロット信号との間で搬送波の位相差は無いので、チャネル推定値αの位相を修正する必要はない。
【００４４】
図８は、パイロット信号をデータ系列信号とは異なるチャネルで送信する符号多重パイロットシンボル方式の場合の受信器の実施形態を示すブロック図である。
【００４５】
パイロット信号（パイロットシンボル）をデータ系列とは別の拡散コードで拡散して送信する符号多重パイロットシンボルを用いる方式の場合、同一受信局に対してパイロットシンボルを変調する搬送波の位相と情報データ系列を変調する搬送波の位相を同一にするなら従来と同様の構成の受信器（図７）が使用できる。
【００４６】
本実施形態の構成例では、搬送波の位相と拡散コードを対応づける。例えば、情報データ系列ＤI1が変調される搬送波の位相を０°、情報データ系列ＤI2が変調される搬送波の位相を４５°とする。また、データ系列ＤQ1をパイロットシンボルとして用いることとし、このデータ系列ＤQ1が変調される搬送波の位相も４５°とする。
【００４７】
このような方式により送信された信号では、それぞれの拡散コードが既知であれば、該拡散コードに対応づけられたそれぞれの搬送波間の位相差も既知のものとなる。上述したように、情報データ系列ＤI1の変調用の搬送波とデータ系列ＤQ1の変調用の搬送波との位相差は−４５°、情報データ系列ＤI2の変調用の搬送波とデータ系列ＤQ1の変調波の搬送波との位相差は０°なので、図８に示すように、受信側が伝送路の変動パラメータの推定結果である推定値αについて、情報データ系列ＤI1の復調に関してはその位相を−４５°回転させたαを、情報データ系列ＤI2の復調に関してはその位相の回転させずにαをそのまま用いて、位相補償を行うことで情報データ系列ＤI1、ＤI2の復調が可能となる。
【００４８】
アンテナ７０で受信された信号は、ベースバンドに変換された後、乗算器７１で、スクランブリングコード（ｃI ＋ｊｃQ ）と適切なタイミングで乗算される。次に、該乗算によりスクランブルが解除された信号（スクランブル解除信号）は、分岐されて乗算器７２、７３に入力する。該スクランブル解除信号は、乗算器７２で、拡散コードＩ１と乗算され、その結果、データＩ１が抽出される。一方、乗算器７３では、該スクランブル解除信号は拡散コードＩ２と乗算され、その結果データＩ２が抽出される。また、乗算器７４では、該スクランブル解除信号は拡散コードＱ１と乗算され、その結果、パイロット信号が抽出される。該パイロット信号は、除算器７５に入力され、除算器７５において既知のパイロットシンボルＤQ1で除算され、その除算値であるチャネル推定値αが求められる。
【００４９】
不図示の複素共役部７５で生成された該チャネル推定値αの複素共役は乗算器７８、７９にそれぞれ入力される。乗算器７８、７９は、該複素共役を、それぞれ、位相差記憶部８２−１、８２−２に記憶されている、パイロット信号（パイロットシンボル）の搬送波と情報データと情報データ系列ＤI1の搬送波の位相差補正値ｅｘｐ（ｊ（θI2−θQ1））、パイロット信号（パイロットシンボル）の搬送波と情報データ系列ＤI2の搬送波の位相差補正値ｅｘｐ（ｊ（θI1−θQ1））と乗算する。この結果、上記チャネル推定値αの複素共役は、乗算器７８、７９において、それぞれ、その位相が（θI2−θQ1）、（θI1−θQ1）だけ回転される。
【００５０】
このようにして、送信側で付与された情報データ系列ＤI1、ＤI2の搬送波とパイロット信号（パイロットシンボル）の搬送波間の位相差が補正された上記チャネル推定値αの複素共役は、乗算器７９、７８から出力され、それぞれ乗算器７６、７７に入力される。上記データＩ１と上記データＩ２は、それぞれ乗算器７６、７７で、上記位相補正を施されたチャネル推定値αの複素共役と乗算され、フェージングによる位相回転が補償されて、ＲＡＫＥ合成部８０−１、８０−２に入力される。ＲＡＫＥ合成部８０−１、８０−２において、ＲＡＫＥ合成されたデータＩ１とデータＩ２は、それぞれ信号判定部８１−１、８１−２に入力され、信号判定部８１−１、８１−２において信号判定された後、確定した信号値ＤI1、ＤI2として出力される。
【００５１】
このように、各データ系列毎に搬送波の位相を個別に予め決定しておき、これらの位相情報を基に、各情報データ系列ＤI1、ＤI2の搬送波の位相と受信側で既知のデータであるパイロット信号（パイロットシンボル）の搬送波の位相との位相差を補正するためのデータを位相差記憶部８２−１、８２−２に記憶しておき、各情報データ系列ＤI1、ＤI2の受信信号のフェージングによる位相の回転を補償する。必要が生じたときに、該位相差補正データを用いて、受信パイロット信号から得られるチャネル推定値αの複素共役の位相を補正することで、該補正されたチャネル推定値αの複素共役を用いて、情報データ系列信号ＤI1、ＤI2を正しく受信することができる。
【００５２】
なお、上述した実施形態は、いずれも、スクランブリングコードによりスクランブルして送信する方式であるが、本発明はこれに限定されることなく、該スクランブリングコードによるスクランブルが省略された符号分割多重通信方式にも適用可能である。
【００５３】
また、上記実施例では、実際の回路に設けられるアンプ等の構成要素の図示を省略しているが、実際の回路においては、どのような構成要素が必要であるかは当業者によれば容易に理解されるであろう。
【００５４】
【発明の効果】
本発明によれば、送信信号の振幅変動及び最大振幅の値を抑制できるので、増幅器の効率的な動作に寄与でき、また、送信信号出力用の増幅器として、低パワーで小型の増幅器を使用できるので、装置の小型化をも可能とする。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の送信器の一実施形態を示す図である。
【図２】本発明の受信器の一実施形態の構成を示すブロック図である。
【図３】本実施形態による符号分割多重方式で送信される信号の振幅−位相ダイヤグラム（コンスタレーション）を示す図である。
【図４】本発明の送信器の別の実施形態を示すブロック図である。
【図５】本発明の送信器の更に別の実施形態を示すブロック図である。
【図６】図５の実施形態において、多重するデータ系列が増加した場合の構成を示すブロック図である。
【図７】時間多重パイロットシンボルを用いる場合の受信器の実施形態を示すブロック図である。
【図８】パイロット信号をデータ信号とは異なるチャネルで送信する場合の受信器の実施形態を示すブロック図である。
【図９】従来の符号分割多重方式における拡散処理部の構成を示すブロック図である。
【図１０】従来の受信側構成の例を示すブロック図である。
【図１１】従来の符号分割多重方式で送信される信号の振幅−位相ダイヤグラム（コンステレーション）を示す図である。
【符号の説明】
１−Ｉ１・・・、１−Ｑ１・・・、２−Ｉ１Ｉ・・・、２−Ｑ１Ｑ・・・、１３、１４−１、１４−２、１６、３０−１〜３０−４、３１−１〜３１−８、３３−１〜３３−４、５１、５２、５７、７１，７２，７３，７４、７６、７７
乗算器
３−Ｉ１、・・・、３−Ｑ１、・・・、３５、４０−１、４０−２、４５−１、４５−２ ＱＰＳＫ変調器
４、１７、３２−１、３２−２、３４−１、３４−２、４１、４３−１、４３−２、４４−１、４４−２、４６、７８、７９ 加算器
５、１０、４２、５０、７０ アンテナ
１１−１、１１−２ 逆拡散部
１５、５５、７５ 除算器
１８、５９、８０−１、８０−２ ＲＡＫＥ合成部
１９、６０、８１−１、８１−２ 信号判定部
２０、８２−１、８２−２ 位相差記憶部
５３ データメモリ
５４ パイロット抽出部
５６ 複素共役部
５８ パイロットタイミング同期部
Claims (10)
- 複数のデータ系列を複数の拡散符号コードで拡散・逆拡散して送受信する符号分割多重通信における受信装置において、
受信した信号のスクランブリングコードによるスクランブルを逆スクランブルする逆スクランブリング手段と、
該スクランブリング手段により得られた信号を逆拡散する逆拡散手段と、
該逆拡散手段の出力信号の中からパイロット信号を抽出するパイロット信号抽出手段と、
該パイロット信号からチャネル推定値を算出するチャネル推定手段と、
該パイロット信号に関する搬送波と上記逆拡散手段から出力されるデータ信号の搬送波との位相差に関する情報を記憶する位相差情報記憶手段と、
該チャネル推定値の位相を、該位相差情報に基づいて補正するチャネル推定値補正手段と、
該データ信号の位相を、該チャネル推定値補正手段によって補正されたチャネル推定値に基づいて補償する補償手段と、
該補償手段によって生成された信号に基づいて、受信データ信号の信号値を判定する判定手段と、
を備えることを特徴とする受信装置。 - 複数のデータ系列を複数の拡散符号コードで拡散・逆拡散して送受信する符号分割多重通信における受信装置において、
受信した信号を逆拡散する逆拡散手段と、
該逆拡散手段の出力信号の中からパイロット信号を抽出するパイロット信号抽出手段と、
該パイロット信号からチャネル推定値を算出するチャネル推定手段と、
該パイロット信号に関する搬送波と上記逆拡散手段から出力されるデータ信号の搬送波との位相差に関する情報を記憶する位相差情報記憶手段と、
該チャネル推定値の位相を、該位相差情報に基づいて補正するチャネル推定値補正手段と、
該データ信号の位相を、該チャネル推定値補正手段によって補正されたチャネル推定値に基づいて補償する補償手段と、
該補償手段によって生成された信号に基づいて、受信データ信号の信号値を判定する判定手段と、
を備えることを特徴とする受信装置。 - 前記判定手段は、上記位相補償後の信号をＲＡＫＥ合成した結果、得られる信号について信号判定を行うことを特徴とする請求項１または２に記載の受信装置。
- 前記パイロット信号は、前記データ信号と時分割で多重されていることを特徴とする請求項１または２に記載の受信装置。
- 前記パイロット信号は、前記データ信号と符号多重されていることを特徴とする請求項１または２に記載の受信装置。
- 複数のデータ系列を複数の拡散符号コードで拡散・逆拡散して送受信する符号分割多重通信における受信方法において、
（ａ）受信した信号のスクランブリングコードによるスクランブルを逆スクランブルするステップと、
（ｂ）該ステップ（ａ）により得られた信号を逆拡散するステップと、
（ｃ）該ステップ（ｂ）の出力信号の中からパイロット信号を抽出するステップと、
（ｄ）該ステップ（ｃ）からチャネル推定値を算出するステップと、
（ｅ）該パイロット信号に関する搬送波と上記ステップ（ｂ）から出力されるデータ信号の搬送波との位相差に関する情報を記憶するステップと、
（ｆ）該チャネル推定値の位相を、該位相差情報に基づいて補正するステップと、
（ｇ）該データ信号の位相を、該ステップ（ｆ）によって補正されたチャネル推定値に基づいて補償するステップと、
（ｈ）該ステップ（ｇ）によって生成された信号に基づいて、受信データ信号の信号値を判定するステップと、
を備えることを特徴とする受信方法。 - 複数のデータ系列を複数の拡散符号コードで拡散・逆拡散して送受信する符号分割多重通信における受信方法において、
（ｉ）受信した信号を逆拡散するステップと、
（ｊ）該ステップ（ｉ）の出力信号の中からパイロット信号を抽出するステップと、
（ｋ）該パイロット信号からチャネル推定値を算出するステップと、
（ｌ）該パイロット信号に関する搬送波と上記ステップ（ｂ）から出力されるデータ信号の搬送波との位相差に関する情報を記憶するステップと、
（ｍ）該チャネル推定値の位相を、該位相差情報に基づいて補正するステップと、
（ｎ）該データ信号の位相を、該ステップ（ｍ）によって補正されたチャネル推定値に基づいて補正するステップと、
（ｏ）該ステップ（ｎ）によって生成された信号に基づいて、受信データ信号の信号値を判定するステップと、
を備えることを特徴とする受信方法。 - 前記ステップ（ｈ）及びステップ（ｏ）は、上記位相補償後の信号をＲＡＫＥ合成した結果、得られる信号について信号判定を行うことを特徴とする請求項６または７に記載の受信方法。
- 前記パイロット信号は、前記データ信号と時分割で多重されていることを特徴とする請求項６または７に記載の受信方法。
- 前記パイロット信号は、前記データ信号と符号多重されていることを特徴とする請求項６または７に記載の受信方法。
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