JP2938337B2 - スペクトル拡散通信用データ復調回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はスペクトル拡散通信用デ
ータ復調回路、特に基地局（セルサイト）から送信され
るデータ変調のかかっていないパイロット信号を用いて
検波後残留する搬送波オフセットの影響を除去するデー
タ復調回路、さらにはタイミングの異なるパイロット信
号が与える干渉を除去するデータ復調回路、及びこれら
のデータ復調回路を複数用いてダイバーシチ受信する、
データ復調回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】直接拡散（ＤＳ）方式のスペクトル拡散
通信方式（以下、ＳＳ方式という）は、耐干渉性、耐選
択性フェージング性、多元接続性等の利点を有し、自動
車電話、携帯電話、コードレス電話、無線ＬＡＮ等の移
動体通信のための通信方式の１つとして開発が行われて
いる。以下に述べる説明において、シンボルとはデータ
変調形式で決まる情報アルファベットの１つを意味す
る。情報変調方式がＢＰＳＫ（２相ＰＳＫ）の時はシン
ボルとデータは同義と考えて良い。

【０００３】図３１にはＵＳＰ（米国特許）５１０３４
５９号に開示されたＣＤＭＡセルラー電話システムの移
動機の概略構成が示されている。この移動機ＣＤＭＡ電
話システムはアンテナ１を含んでおり、ディプレクサ２
を介してアナログレシーバ３及びパワーアンプ４に接続
される。アンテナ１は基地局（セルサイト）からのＳＳ
信号を受信し、ディプレクサ２を介してアナログレシー
バ３に受信信号を供給する。アナログレシーバ３はダウ
ンコンバータを含んでおり、供給された受信信号をベー
スバンド信号に変換し更にＡ／Ｄコンバータでディジタ
ル信号に変換する。ディジタル信号に変換されたベース
バンド信号はサーチャーレシーバ５、ディジタルデータ
レシーバ（データ復調回路）６，７に供給される。

【０００４】複数のパスを通ってＳＳ信号が受信装置で
受信された場合、パス毎に受信タイミングの差が生じる
ことになる。データ復調回路６，７はどのパスの信号を
トラックし、受信するかを選択することができる。図３
１に示すように２つのデータ復調回路がある場合には２
つの別々のパスがパラレルにトラックされることにな
る。

【０００５】一方、サーチャーレシーバ５はコントロー
ルプロセッサ８からの制御信号に基づき、セルサイトか
らの受信マルチパス信号（複数のパスを通って受信され
る信号）にそれぞれ含まれるパイロット信号を検出すべ
く、受信パイロット信号の基準タイミング近傍の時間領
域をスキャンする。そして、サーチャーレシーバ５は受
信パイロット信号の強度を互いに比較し、コントロール
プロセッサ８に強度信号を出力して、最も強度の強い信
号等を指示する。

【０００６】そして、コントロールプロセッサ８はデー
タ復調回路６，７に制御信号を供給し、それぞれのデー
タ復調回路に異なった最強信号等を処理させる。

【０００７】データ復調回路６，７の機能は受信信号と
送信側で使用されたＰＮ符号との相関をとることであ
る。図３２は同じくＵＳＰ５１０３４５９号に開示され
たデータ復調回路の詳細である。データ復調回路６，７
はそれぞれ同相軸用及び直交軸用のＰＮ符号ＰＮ
_I（ｔ），ＰＮ_Q（ｔ）を受信パス信号に対応させて生成
するＰＮ発生器５１６，５１８を含む。データ復調回路
６，７はセルサイトにとってこの移動機と通信するのに
適当なＷａｌｓｈ関数を発生させるＷａｌｓｈ関数発生
器５２０をも含む。Ｗａｌｓｈ関数発生器５２０はコン
トロールプロセッサからのセレクト信号に応じて割り当
てられたＷａｌｓｈ関数に対応する符号系列を生成す
る。セレクト信号はセルサイトによって移動機ユニット
にコールセットアップメッセージの一部として送信され
る。ＰＮ発生器５１６，５１８出力のＰＮ符号ＰＮ
_I（ｔ），ＰＮ_Q（ｔ）はそれぞれＥＸ−ＯＲゲート５２
２，５２４への入力となる。Ｗａｌｓｈ関数発生器５２
０はその出力をＥＸ−ＯＲゲート５２２，５２４に供給
し、ゲートにおいてＥＸ−ＯＲが演算されて、系列ＰＮ
_I’（ｔ），ＰＮ_Q’（ｔ）を出力する。

【０００８】系列ＰＮ_I’（ｔ），ＰＮ_Q’（ｔ）はＰＮ
ＱＰＳＫ相関器５２６へ入力されて処理され、出力
Ｉ，Ｑはそれぞれ対応するアキュムレータ５２８，５３
０に導かれる。アキュムレータ５２８，５３０は１シン
ボル時間に渡り入力信号を積分（累積加算）する。その
結果、ＰＮ ＱＰＳＫ相関器５２６とアキュムレータに
より同相軸受信信号、直交軸受信信号との相関が演算さ
れる。アキュムレータ出力は位相回転器５３２へ入力さ
れる。位相回転器５３２にはコントロールプロセッサ８
からのパイロット信号の位相も入力される。受信シンボ
ルの位相はパイロット信号の位相に従って回転される。
パイロット信号の位相はサーチャーレシーバとコントロ
ールプロセッサによって決定される。位相回転器５３２
の出力は同相軸データであり、コンバイナ・デコーダ回
路９に供給される。コンバイナ・デコーダ回路９にはダ
イバーシチコンバイナ回路とＦＥＣデコーダ回路が含ま
れている。ダイバーシチコンバイナ回路は、２つの受信
シンボルのタイミングを同時になるように調整し、２つ
のシンボルをそれぞれの相対的な信号強度に対応した値
で乗算した後、それらを同時に加算する。この操作によ
り最大比合成ダイバーシチ受信動作が行われる。なお、
ＣＤＭＡセルラシステムにおけるダイバーシチ受信方式
についてはＰＣＴ／ＵＳ９０／０６４１７に開示されて
いる。

【０００９】従来の受信装置は以上のように、受信信号
をダウンコンバート（検波）しディジタル信号に変換す
るアナログレシーバが、全てのパス信号について共通に
処理される構成となっている。ただし、各受信パス信号
は互いに独立な搬送波位相を有している。単一のパス信
号に対しては、例えば、コスタスループ等の搬送波再生
回路により、アナログレシーバ３において、受信信号の
位相を制御する方法が、Ｊ．Ｋ．ＨＯＬＭＥＳ著、ＣＯ
ＨＥＲＥＮＴ ＳＰＲＥＡＤ ＳＰＥＣＴＲＵＭ ＳＹ
ＳＴＥＭＳ，Ｊｏｈｎ Ｗｉｌｅｙ ＆ Ｓｏｎ社刊に
示されている。しかしながら、アナログレシーバを共有
する場合、複数の受信パス信号の位相を同時に制御する
ことは困難である。従って、各データ復調器への入力信
号には、必然的に受信パスの搬送波とダウンコンバート
（検波）に用いられる局部搬送波間の位相差（検波後の
残留位相差）が含まれることになる。

【００１０】即ち、ＵＳＰ５１０３４５９号に開示され
た通信方式と同様に、データ変調並びにユーザ識別のた
めのＷａｌｓｈ関数による変調がＢＰＳＫ（２相ＰＳ
Ｋ）、拡散変調がＱＰＳＫ（４相ＰＳＫ）の場合、送信
信号の複素包絡線Ｓ（ｔ）は、 Ｓ（ｔ）＝Ｗ（ｔ）［ＰＮ_I（ｔ）＋ｊＰＮ_Q（ｔ）］ ＝Ｗ（ｔ）ＰＮ_I＋ｊＷ（ｔ）ＰＮ_Q（ｔ） ＝Ｓ_I（ｔ）＋ｊＳ_Q（ｔ） で与えられる。ここで、Ｗ（ｔ）は各ユーザへの送信信
号、及びパイロット信号が多重化された多重化信号であ
り、ｉ番目のユーザへの変調データをｄ_i（ｔ），Ｗａ
ｌｓｈ関数をＷ_i（ｔ）、電力配分に関する定数をα_iと
し、多重化数をＮとすれば、 Ｗ（ｔ）＝Σα_iｄ_i（ｔ）Ｗ_i（ｔ） （但しΣはｉ＝０〜Ｎの加算、ｉ＝０はパイロット信号
に対応）となる。

【００１１】次に、受信パス信号の受信振幅をρ、受信
パス信号の搬送波とダウンコンバートに用いられる局部
搬送波間の位相差（検波後の残留位相差）をθとすれ
ば、アナログレシーバ出力に含まれる復調すべき受信パ
ス信号の複素包絡線ＲＸ（ｔ）は、 ＲＸ（ｔ）＝ρＳ（ｔ）ｅｘｐ［ｊθ］ ＝ρＷ（ｔ）［ＰＮ_I（ｔ）＋ｊＰＮ_Q（ｔ）］ ＊［ｃｏｓθ＋ｊｓｉｎθ］ ＝ρＷ（ｔ）［｛ＰＮ_I（ｔ）ｃｏｓθ−ＰＮ_Q（ｔ）ｓｉｎθ｝ ＋ｊ｛ＰＮ_Q（ｔ）ｃｏｓθ＋ＰＮ_I（ｔ）ｓｉｎθ｝］ ＝ＲＸ_I（ｔ）＋ｊＲＸ_Q（ｔ） となる。即ち、同相軸受信信号ＲＸ_I（ｔ）はＲＸ
（ｔ）の実数成分、即ち、 ＲＸ_I（ｔ）＝ρＷ（ｔ）｛ＰＮ_I（ｔ）ｃｏｓθ−ＰＮ_Q（ｔ）ｓｉｎθ｝ であり、直交軸受信信号ＲＸ_Q（ｔ）はＲＸ（ｔ）の虚
数成分、即ち、 ＲＸ_Q（ｔ）＝ρＷ（ｔ）｛ＰＮ_Q（ｔ）ｃｏｓθ＋ＰＮ_I（ｔ）ｓｉｎθ｝ である。この同相軸受信信号及び直交軸受信信号がＰＮ
ＱＰＳＫ相関器への入力信号となる。

【００１２】図３２では、位相回転器５３２により位相
差の影響を除去している。ＵＳＰ５１０３４５９号は位
相回転器の基準位相となるパイロット信号位相の決定方
法について詳細に開示していないが、サーチャーレシー
バにおいてもパイロット信号に関するＰＮ ＱＰＳＫ相
関器とアキュムレータを有しており、これよりｔａｎ^-1
（ｓｉｎθ／ｃｏｓθ）演算を行い位相を決定すると考
えられる。また、位相回転操作は位相補償項ｅｘｐ（−
ｊθ）＝ｃｏｓθ−ｊｓｉｎθの乗積操作と考えられ
る。この場合には、θを求めるためのｔａｎ^-1演算、及
び得られたθから再度ｃｏｓθ，ｓｉｎθを求めること
が必要な位相回転操作という複雑な処理が必要となる。
さらに、サーチャーレシーバは、複数の受信パス信号を
スキャンするため、単一の受信パス信号から位相を決定
する場合に比べ、スキャンする時間領域に応じて、雑音
の影響を軽減するための平均化時間が短くなり、基準位
相が雑音の影響を受け易くなるという課題があった（即
ち、雑音はランダムであるため平均化時間を長くするこ
とにより影響が軽減されるが、平均化時間が短いと軽減
効果があまり期待できない）。一方、雑音の影響を十分
に軽減するために平均化時間を長くすると全時間領域の
スキャン結果を得るまでの所要時間が長くなり、その間
に移動機の移動に伴う回線状態の変化により正しい位相
差が得られなくなる場合がある。

【００１３】これに対し、特願平５−１４９３６９で
は、データ復調回路内において、データ復調回路が復調
する特定の受信パス信号に含まれるパイロット信号を相
関処理して位相差情報を抽出し、これにより位相差の影
響を補償するデータ復調回路を開示している。図３３は
特願平５−１４９３６９に開示された、データ復調回路
の位相差情報の抽出部及び位相補償部を示している。図
３３において２０ａ，２０ｂ，２０ｃ，２０ｄは平均化
部であり、入力信号に対しての時間平均操作を行う部分
である。同相軸受信信号及び直交軸受信信号に対して同
図に示された処理を行うことにより、平均化部出力とし
て、位相差情報に関する成分ρα₀ｃｏｓθまたは、ρ
α₀ｓｉｎθを出力する。ここで、α₀はパイロット信号
の電力配分に関する定数である。また、各平均化部の１
シンボル時間相当以上の時間平均操作により、乗算器１
１，１２，１３，１４出力に含まれるＰＮ_IとＰＮ_Qの相
互相関の影響は十分小さくなる。

【００１４】ここで、前述したように位相差が存在する
場合の受信信号は、ＲＸ（ｔ）＝ρＳ（ｔ）ｅｘｐ［ｊ
θ］であるので、ＲＸ（ｔ）に位相補償項ｅｘｐ［−ｊ
θ］を乗算することにより位相差の影響を除去できる。
即ち、 ρＳ（ｔ）ｅｘｐ［ｊθ］ｅｘｐ［−ｊθ］＝ρＳ（ｔ） ＝ρＳ_I（ｔ）＋ｊρＳ_Q（ｔ） となる。ここで、受信信号を同相軸受信信号と直交軸受
信信号に分けてから位相補償項を乗算すると、 ρＳ（ｔ）ｅｘｐ［ｊθ］ｅｘｐ［−ｊθ］ ＝［ＲＸ_I（ｔ）＋ｊＲＸ_Q（ｔ）］＊ｅｘｐ［−ｊθ］ ＝［ＲＸ_I（ｔ）＋ｊＲＸ_Q（ｔ）］＊［ｃｏｓθ−ｊｓｉｎθ］ ＝［ＲＸ_I（ｔ）ｃｏｓθ＋ＲＸ_Q（ｔ）ｓｉｎθ］ ＋ ｊ［ＲＸ_Q（ｔ）ｃｏｓθ−ＲＸ_I（ｔ）ｓｉｎθ］ となる。

【００１５】即ち、上式の右辺に着目すると、第１項は
同相軸受信信号にｃｏｓθを乗算した項と、直交軸受信
信号にｓｉｎθを乗算した項の和になっており、第２項
は同相軸受信信号に−ｓｉｎθを乗算した項と直交軸受
信信号にｃｏｓθを乗算した項の和となっている。一
方、平均化部ｍｅａｎ２０ａ，２０ｂ，２０ｃ，２０ｄ
からの出力はそれぞれ、ρα₀ｃｏｓθ，−ρα₀ｓｉｎ
θ，ρα₀ｓｉｎθ，ρα₀ｃｏｓθである。従って、図
３３に示されるような組み合わせで、平均化部ｍｅａｎ
２０ａ，２０ｂ，２０ｃ，２０ｄの出力とＲＸ_I，ＲＸ_Q
とを乗算し、乗算結果を加減算することにより、係数ρ
α₀を除けば、上式と同等な信号処理が実現することに
なる。

【００１６】図３３ではｃｏｓθに関する成分が平均化
部ｍｅａｎ２０ａ，２０ｄにｓｉｎθに関する成分が平
均化部ｍｅａｎ２０ｂ，２０ｃにそれぞれ２つ得られ
る。図３４は同じく特願平５−１４９３６９で開示され
たデータ復調回路の位相補償部であり、ｃｏｓθ，ｓｉ
ｎθに関する成分を抽出するための乗算器、平均化部を
それぞれ１つにし、回路の簡略化を図っている。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】このように図３２の構
成では、ｔａｎ^-1演算、位相回転操作等の複雑な処理を
必要とし、あるいは、複数の受信パイロット信号をスキ
ャンするサーチャーレシーバによるパイロット位相を用
いるために基準位相が雑音の影響を受け易いという課題
があった。また、図３３の構成はこれらの課題を解決を
図っているものの依然として、冗長な回路構成となって
いた。図３４は図３３の冗長性を取り除く工夫がなされ
ているものの、受信信号中に含まれる得られる位相差情
報に関する成分を半分しか用いていないため、雑音の影
響を受け易いという課題が残されている。

【００１８】また、ダイバーシチ受信を行う場合、複数
のデータ復調回路を用いるため、各々のデータ復調回路
の構成、あるいは、処理が複雑になると、受信機全体と
しての複雑度が一層増大するという課題が残されてい
る。さらに、データ復調回路の位相補償手段の雑音によ
る影響が大きくなると、データ復調回路の復調特性が劣
化する。そこで、各々のデータ復調回路の復調特性を改
善しダイバーシチ受信による復調特性を一層改善させる
という課題も残されている。更に最大比合成によるダイ
バーシチ受信の性能を最大限に引き出すためには、各デ
ータ復調回路出力の位相を正確に合わせ、信号強度に対
応した値で重み付けする必要があるが、サーチャーレシ
ーバによるパイロット信号位相、パイロット信号レベル
を用いると、雑音の影響が大きいため、ダイバーシチ受
信の性能を十分に引き出せないという課題も残されてい
る。ここで位相を合わせるとは位相補償を精度よく行う
ことを意味する。

【００１９】また、基地局送信装置で使用される送信搬
送周波数と移動機がダウンコンバート（検波）に用いら
れる局部発振器出力周波数間には一般に周波数偏差が存
在する。前述した検波後残留する位相差θは、時間的変
動がないと見なせるような位相差であるが、周波数偏差
が存在する場合には、受信パス信号の搬送波とダウンコ
ンバート（検波）に用いられる局部発振器出力間の偏差
は、 φ＝δωｔ＋θ の形で示されることになる。ここで、δω＝２πδｆで
あり、δｆが周波数偏差である。以後、上式で示される
φを搬送波オフセットと呼ぶことにする。雑音はランダ
ムな振る舞いをするため、平均化部の平均化時間を長く
すると雑音による影響は低減されるものの、δωによる
時間変動のために、搬送波オフセット補償（周波数・位
相補償）ができなくなる。時間ｔを小さくすれば、δω
の影響が小さくなるが、反面、平均化時間が短くなり、
平均化による雑音の低減効果が小さくなる。従って、従
来の位相補償手段では、雑音による影響が大きくなると
いう課題が残されている。

【００２０】また、データ復調回路の位相補償手段の雑
音による影響が大きくなると、データ復調回路の復調特
性が劣化する。そこで、各々のデータ復調回路の復調特
性を改善し、ダイバーシチ受信による復調特性を一層改
善する課題も残されている。同じく、各データ復調回路
出力の位相を合わせ、ダイバーシチ受信の性能を十分に
引き出すという課題も残されている。

【００２１】搬送波オフセットに対する補償手段として
は、例えば、高橋、武石、大西等の報告（電子情報通信
学会１９９３年春期全国大会Ａ−２０４）がある（但
し、変調方式はＵＳＰ５１０３４５９号とは異なる）。
これは、逆拡散シンボル毎にｔａｎ^-1演算を行い、シン
ボル単位の位相及び位相の差分を求め、位相の差分を平
均化して周波数オフセットに相当する位相回転量を求
め、シンボル単位で求めた位相に相当する位相回転量を
減じた結果の平均をとり、固定位相差を求める方法であ
る。即ち、第ｎ番目の逆拡散シンボルより得られた位相
をφ（ｎ）、シンボル時間をＴとし、δφ＝δωＴ、平
均化数をＮとすれば、 φ（ｎ）＝ｔａｎ^-1［ｓｉｎ｛φ（ｎ）｝／ｃｏｓ｛φ（ｎ）｝］ δφ＝（１／Ｎ）Σ［φ（ｎ＋１）−φ（ｎ）］ θ＝（１／Ｎ）Σ［φ（ｎ）−ｎδφ］ （但しΣは、ｎ＝１〜Ｎの加算） の処理によりδφ，θを求め、逆拡散シンボル（図３２
ではアキュムレータ５２８，５３０出力に相当する）に
ｅｘｐ（−ｊφ）乗算操作を行っている。しかしなが
ら、ｔａｎ^-1演算及び位相回転操作が必要となり、処理
が複雑になるという課題は依然として残っている。

【００２２】また、ダイバーシチ受信を行う場合、複数
のデータ復調回路を用いるため、各々のデータ復調回路
の処理が複雑になると、受信機全体としての複雑度が一
層増大するという課題が残されていた。

【００２３】さらに、ＵＳＰ５１０３４５９号に開示さ
れた通信方式を用いる場合、受信マルチパス信号が互い
に干渉要因となり、受信特性が劣化するという課題があ
る。即ち、セルサイトから送信された信号が複数のパス
を通って受信される場合には、各受信パス信号の受信タ
イミングに差が生じる。Ｓ（ｔ）は、Ｗａｌｓｈ関数に
よる直交多重化信号であるが、直交多重化信号の直交性
は、受信タイミングが同一である場合にのみ成立し、受
信タイミングが異なる場合には、干渉成分となり、復調
特性が劣化する。従って、干渉成分によるデータ復調回
路の復調特性の劣化を改善するという課題が残されてい
る。

【００２４】また、干渉成分による各々のデータ復調回
路の復調特性の劣化を低減し、ダイバーシチ受信による
復調特性を一層改善する課題も残されている。

【００２５】本発明は上記従来技術の有する課題に鑑み
なされたものであり、その目的は、より簡易な構成で、
検波後残留する搬送波オフセットの影響を除去し、復調
特性を改善させることが可能なスペクトル拡散通信用デ
ータ復調回路を提供することあるいは、タイミングの異
なるパイロット信号が与える干渉を除去し、復調特性を
改善させることが可能なスペクトル拡散通信用データ復
調回路を提供することあるいは、これらのデータ復調回
路を用いてダイバーシチ受信することにより簡易な構成
で復調特性の一層の改善が可能なスペクトル拡散通信用
データ復調回路を提供することにある。

【００２６】

【課題を解決するための手段】上述した課題を解決し、
目的を達成するために、本発明にかかるスペクトル拡散
通信用データ復調回路にあっては、同相軸の拡散符号と
直交軸の拡散符号により、直接拡散方式で同相軸及び直
交軸に対しスペクトル拡散された信号を受信し、この受
信信号よりデータを復調することを特徴とし、さらに、
同相軸の受信信号及び直交軸の受信信号それぞれに、送
信側で用いられた拡散符号を乗算し、乗算結果を所定の
組み合わせで加減算し、加減算結果を平均化して、位相
差に関する情報を抽出する位相差情報抽出手段（後述す
る実施例の位相差情報抽出手段１０に相当）と、前記位
相差情報抽出手段にて得られた位相差情報を用いて、同
相軸の受信信号及び直交軸の受信信号に含まれる位相差
の影響を補償する位相補償手段（位相補償手段３０に相
当）と、前記位相補償手段出力より、送信データを復調
するデータ復調手段（データ復調手段３０に相当）と、
を有することを特徴とする（図１および図２参照）。

【００２７】また、つぎの発明にかかるスペクトル拡散
通信用データ復調回路にあっては、異なるタイミングで
動作する前記位相差情報抽出手段、位相補償手段、およ
びデータ復調手段の組み合わせを複数有する構成とし、
さらに、各組み合わせからの出力の受信タイミングを一
致させるタイミング調整手段（後述する実施例の遅延手
段６０１，６０２に相当）と、前記タイミング調整手段
出力を加算する加算手段（加算器６０３に相当）と、前
記加算手段出力からの送信データを判定するデータ判定
手段（データ判定手段６０４に相当）と、を有すること
を特徴とする（図３および図４参照）。

【００２８】また、つぎの発明にかかるスペクトル拡散
通信用データ復調回路にあっては、同相軸の拡散符号と
直交軸の拡散符号により、直接拡散方式で同相軸及び直
交軸に対しスペクトル拡散された信号を受信し、この受
信信号よりデータを復調することを特徴とし、さらに、
同相軸の受信信号及び直交軸の受信信号それぞれに、送
信側で用いられた拡散符号を乗算し、乗算結果を所定の
組み合わせで加減算し、加減算結果を平均化して、位相
差に関する情報を抽出する位相差情報抽出手段（後述す
る実施例の位相差情報抽出手段１０に相当）と、同相軸
受信信号及び直交軸受信信号を一定の時間遅延させる遅
延手段（遅延手段５０，５１に相当）と、前記位相差情
報抽出手段により抽出された位相差情報により、前記遅
延手段により時間遅延された同相軸受信信号及び直交軸
受信信号に対して、周波数・位相補償を行う周波数・位
相補償手段（周波数・位相補償手段６０に相当）と、前
記周波数・位相補償手段出力より、送信データを復調す
るデータ復調手段（データ復調手段４０に相当）と、を
有することを特徴とする（図５参照）。

【００２９】また、つぎの発明にかかるスペクトル拡散
通信用データ復調回路にあっては、異なるタイミングで
動作する前記位相差情報抽出手段、遅延手段、周波数・
位相補償手段、およびデータ復調手段の組み合わせを複
数有する構成とし、さらに、各組み合わせからの出力の
受信タイミングを一致させるタイミング調整手段（後述
する実施例の遅延手段６０１，６０２に相当）と、前記
タイミング調整手段出力を加算する加算手段（加算器６
０３に相当）と、前記加算手段出力からの送信データを
判定するデータ判定手段（データ判定手段６０４に相
当）と、を有することを特徴とする（図６および図４参
照）。

【００３０】また、つぎの発明にかかるスペクトル拡散
通信用データ復調回路にあっては、前記位相差情報抽出
手段によって得られた位相差情報のレベルを制御するレ
ベル制御手段（後述する実施例のレベル制御手段７０に
相当）を有することを特徴とする（図７、図８、および
図９参照）。

【００３１】また、つぎの発明にかかるスペクトル拡散
通信用データ復調回路にあっては、異なるタイミングで
動作する前記位相差情報抽出手段、位相補償手段、デー
タ復調手段、およびレベル制御手段の組み合わせを複数
有する構成か、または、前記位相差情報抽出手段、遅延
手段、周波数・位相補償手段、データ復調手段、および
レベル制御手段の組み合わせを複数有する構成とし、さ
らに、各組み合わせからの出力の受信タイミングを一致
させるタイミング調整手段（後述する実施例の遅延手段
７７１，７７２に相当）と、タイミング調整された前記
タイミング調整手段出力のレベルを調整するレベル調整
手段（乗算器７７３，７７４に相当）と、前記レベル調
整手段出力を加算する加算手段（加算器７７５に相当）
と、前記加算手段出力からの送信データを判定するデー
タ判定手段（データ判定手段７７６に相当）と、を有す
ることを特徴とする（図１０、図１１、および図２７参
照）。

【００３２】また、つぎの発明にかかるスペクトル拡散
通信用データ復調回路にあっては、タイミングの異なる
パイロット信号が前記位相補償手段、または前記周波数
・位相補償手段出力に与える干渉量を計算する干渉量算
出手段（後述する実施例の乗算加減算部１１０，１２
０，１３０）を有する構成とし、前記データ復調手段
は、さらに、前記位相補償手段、または前期周波数・位
相補償手段出力からの送信データを復調する際に、前記
干渉量算出手段により算出された干渉量を減じてデータ
復調を行うキャンセラ付きデータ復調手段（キャンセラ
付きデータ復調手段９０に相当）とすることを特徴とす
る（図１２、図１３、および図１４参照）。

【００３３】また、つぎの発明にかかるスペクトル拡散
通信用データ復調回路にあっては、異なるタイミングで
動作する前記位相差情報抽出手段、位相補償手段、およ
びキャンセラ付きデータ復調手段の組み合わせを複数有
する構成か、または、前記位相差情報抽出手段、遅延手
段、周波数・位相補償手段、およびキャンセラ付きデー
タ復調手段の組み合わせを複数有する構成とし、さら
に、各組み合わせからの出力の受信タイミングを一致さ
せるタイミング調整手段（後述する実施例の遅延手段６
０１，６０２に相当）と、前記タイミング調整手段出力
を加算する加算手段（加算器６０３に相当）と、前記加
算手段出力から送信データを判定するデータ判定手段
（データ判定手段６０４に相当）と、を有することを特
徴とする（図１５、図１６、および図４参照）。

【００３４】また、つぎの発明にかかるスペクトル拡散
通信用データ復調回路にあっては、前記位相差情報抽出
手段により抽出された位相差情報のレベルを検出するレ
ベル検出手段（後述する実施例のレベル検出手段１４０
に相当）を有する構成とし、前記干渉量算出手段は、タ
イミングの異なるパイロット信号が前記位相補償手段、
または前記周波数・位相補償手段出力に与える干渉量を
計算し、前記レベル検出手段により検出されたレベルに
より前記計算結果を制御し、前記制御結果に応じて干渉
量を選択して出力する選択的干渉量算出手段（乗算加減
算部１７０，１８０，１９０、制御部１６０、セレクタ
２００）とすることを特徴とする（図１７、図１８、図
１９、および図２０参照）。

【００３５】また、つぎの発明にかかるスペクトル拡散
通信用データ復調回路にあっては、異なるタイミングで
動作する前記位相差情報抽出手段、位相補償手段、レベ
ル検出手段、およびキャンセラ付きデータ復調手段の組
み合わせを複数有する構成か、または、前記位相差情報
抽出手段、遅延手段、周波数・位相補償手段、レベル検
出手段、およびキャンセラ付きデータ復調手段の組み合
わせを複数有する構成とし、さらに、各組み合わせから
の出力の受信タイミングを一致させるタイミング調整手
段（後述する実施例の遅延手段６０１，６０２に相当）
と、前記タイミング調整手段出力を加算する加算手段
（加算器６０３に対応）と、前記加算手段出力から送信
データを判定するデータ判定手段（データ判定手段６０
４に相当）と、を有することを特徴とする（図２１、図
２２、および図４参照）。

【００３６】また、つぎの発明にかかるスペクトル拡散
通信用データ復調回路にあっては、タイミングの異なる
パイロット信号がレベル制御された前記位相補償手段、
または前記周波数・位相補償手段出力に与える干渉量を
計算する干渉量算出手段（後述する実施例の乗算加減算
部１１０，１２０，１３０，２１０に相当）を有する構
成とし、前記データ復調手段は、さらに、前記位相補償
手段、または前期周波数・位相補償手段出力からの送信
データを復調する際に、前記干渉量算出手段により算出
された干渉量を減じてデータ復調を行うキャンセラ付き
データ復調手段（キャンセラ付きデータ復調手段９０に
相当）とすることを特徴とする（図２３、図２４、およ
び図２５参照）。

【００３７】また、つぎの発明にかかるスペクトル拡散
通信用データ復調回路にあっては、異なるタイミングで
動作する前記位相差情報抽出手段、位相補償手段、レベ
ル制御手段、およびキャンセラ付きデータ復調手段の組
み合わせを複数有する構成か、または、前記位相差情報
抽出手段、遅延手段、周波数・位相補償手段、レベル制
御手段、およびキャンセラ付きデータ復調手段の組み合
わせを複数有する構成とし、さらに、各組み合わせから
の出力の受信タイミングを一致させるタイミング調整手
段（後述する実施例の遅延手段７７１，７７２に相当）
と、タイミング調整された前記タイミング調整手段出力
のレベルを調整するレベル調整手段（乗算器７７３，７
７４に相当）と、前記レベル調整手段出力を加算する加
算手段（加算器７７５に相当）と、前記加算手段出力か
ら送信データを判定するデータ判定手段（データ判定手
段７７６に相当）と、を有することを特徴とする（図２
６、図２７、図２８、および図２４に相当）。

【００３８】また、つぎの発明にかかるスペクトル拡散
通信用データ復調回路にあっては、タイミングの異なる
パイロット信号が前記位相補償手段、または前記周波数
・位相補償手段出力に与える干渉量を計算し、前記レベ
ル制御手段の制御量算出過程で得られる検出レベルによ
り前記計算結果を制御し、前記制御結果に応じて干渉量
を選択して出力する選択的干渉量算出手段（後述する実
施例の乗算加減算器１７０，１８０，１９０，２２０、
制御部１６０、セレクタ２３０に相当）を有する構成と
し、前記データ復調手段は、さらに、前記位相補償手
段、または前期周波数・位相補償手段出力からの送信デ
ータを復調する際に、前記干渉量算出手段により算出さ
れた干渉量を減じてデータ復調を行うキャンセラ付きデ
ータ復調手段（キャンセラ付きデータ復調手段９０に相
当）とすることを特徴とする（図２３、図２５、および
図２９参照）。

【００３９】また、つぎの発明にかかるスペクトル拡散
通信用データ復調回路にあっては、異なるタイミングで
動作する前記位相差情報抽出手段、位相補償手段、レベ
ル制御手段、およびキャンセラ付きデータ復調手段の組
み合わせを複数有する構成か、または、前記位相差情報
抽出手段、遅延手段、周波数・位相補償手段、レベル制
御手段、およびキャンセラ付きデータ復調手段の組み合
わせを複数有する構成とし、さらに、各組み合わせから
の出力の受信タイミングを一致させるタイミング調整手
段（後述する実施例の遅延手段７７１，７７２に相当）
と、タイミング調整された前記タイミング調整手段出力
のレベルを調整するレベル調整手段（乗算器７７３，７
７４に相当）と、前記レベル調整手段出力を加算する加
算手段（加算器７７５に相当）と、前記加算手段出力か
ら送信データを判定するデータ判定手段（データ判定手
段７７６に相当）と、を有することを特徴とする（図２
６、図２７、図２８、図２９に相当）。

【００４０】また、つぎの発明にかかるスペクトル拡散
通信用データ復調回路にあっては、同相軸の受信信号及
び直交軸の受信信号それぞれに、送信側で用いられた拡
散符号を乗算し、乗算結果を所定の組み合わせで加減算
し、加減算結果を平均化して、位相差に関する情報を抽
出する位相差情報抽出手段（後述する実施例の位相差情
報抽出手段１０に相当）を有し、前記位相差情報抽出手
段にて得られた位相差情報を用いて、同相軸の受信信号
及び直交軸の受信信号に含まれる位相差の影響を補償す
ることを特徴とする（図１参照）。

【００４１】また、つぎの発明にかかるスペクトル拡散
通信用データ復調回路にあっては、前記複数のデータ復
調回路からの出力の受信タイミングを一致させるタイミ
ング調整手段（後述する実施例の遅延手段７７１，７７
２に相当）と、タイミング調整された前記タイミング調
整手段出力のレベルを調整するレベル調整手段（乗算器
７７３，７７４に相当）と、前記レベル調整手段出力を
加算する加算手段（加算器７７５に相当）と、前記加算
手段出力からの送信データを判定するデータ判定手段
（データ判定手段７７６に相当）と、を有することを特
徴とする（図２７参照）。

【００４２】また、つぎの発明にかかるスペクトル拡散
通信用データ復調回路にあっては、タイミングの異なる
パイロット信号による干渉量を計算する干渉量算出手段
を有することを特徴とする（図１３参照）。

【００４３】

【作用】このように、本発明にかかるスペクトル拡散通
信用データ復調回路は、同相軸受信信号及び直交軸受信
信号に同相軸用拡散符号及び直交軸拡散符号をそれぞれ
乗算し、乗算結果を加減算した後平均化が行われるよう
に作用する。

【００４４】また、つぎの発明にかかるスペクトル拡散
通信用データ復調回路は、前記複数のデータ復調回路出
力に対して最大比合成ダイバーシチ受信を行うように作
用する。

【００４５】また、つぎの発明にかかるスペクトル拡散
通信用データ復調回路は、一定時間遅延させた受信信号
に対し、周波数・位相補償を行うので、相対的な周波数
偏差による位相回転量が同一となるように作用する。

【００４６】また、つぎの発明にかかるスペクトル拡散
通信用データ復調回路は、前記複数のデータ復調回路出
力に対して最大比合成ダイバーシチ受信を行うように作
用する。

【００４７】また、つぎの発明にかかるスペクトル拡散
通信用データ復調回路は、レベル制御手段を設けること
により、レベルが一定のまま周波数・位相補償が行われ
るように作用する。

【００４８】また、つぎの発明にかかるスペクトル拡散
通信用データ復調回路は、前記複数のデータ復調回路出
力に対して最大比合成ダイバーシチ受信を行うように作
用する。

【００４９】また、つぎの発明にかかるスペクトル拡散
通信用データ復調回路は、干渉量算出手段と、キャンセ
ラ付きデータ復調手段により、パイロット信号による干
渉量がキャンセルされるように作用する。

【００５０】また、つぎの発明にかかるスペクトル拡散
通信用データ復調回路は、前記複数のデータ復調回路出
力に対して最大比合成ダイバーシチ受信を行うように作
用する。

【００５１】また、つぎの発明にかかるスペクトル拡散
通信用データ復調回路は、選択的干渉量算出手段によ
り、検出されたレベルに応じてキャンセル動作を制御す
るように作用する。

【００５２】また、つぎの発明にかかるスペクトル拡散
通信用データ復調回路は、前記複数のデータ復調回路出
力に対して最大比合成ダイバーシチ受信を行うように作
用する。

【００５３】また、つぎの発明にかかるスペクトル拡散
通信用データ復調回路は、干渉量算出手段によりレベル
制御された周波数・位相補償手段出力に含まれる干渉量
が算出され、キャンセラ付きデータ復調手段により、パ
イロット信号による干渉量がキャンセルされるように作
用する。

【００５４】また、つぎの発明にかかるスペクトル拡散
通信用データ復調回路は、前記複数のデータ復調回路出
力に対して最大比合成ダイバーシチ受信を行うように作
用する。

【００５５】また、つぎの発明にかかるスペクトル拡散
通信用データ復調回路は、選択的干渉量算出手段により
検出されたレベルに応じて、レベル制御された周波数・
位相補償手段出力に含まれるパイロット信号による干渉
量のキャンセル動作を制御するように作用する。

【００５６】また、つぎの発明にかかるスペクトル拡散
通信用データ復調回路は、前記複数のデータ復調回路出
力に対して最大比合成ダイバーシチ受信を行うように作
用する。

【００５７】また、つぎの発明にかかるスペクトル拡散
通信用データ復調回路は、同相軸受信信号及び直交軸受
信信号に同相軸用拡散符号及び直交軸拡散符号をそれぞ
れ乗算し、乗算結果を加減算した後平均化が行われるよ
うに作用する。

【００５８】また、つぎの発明にかかるスペクトル拡散
通信用データ復調回路は、例えば、レベル制御手段にて
信号レベルを常に一定に制御する場合、信号レベルを示
す係数に基づいて、受信信号のレベル調整を行うことに
より、複数のデータ復調回路出力に対して最大比合成ダ
イバーシチ受信を行うように作用する。

【００５９】また、つぎの発明にかかるスペクトル拡散
通信用データ復調回路は、干渉量算出手段にて干渉量が
計算されるように作用する。

【００６０】

【実施例】以下、図面を用いながら本発明に係るスペク
トル拡散通信用データ復調回路の実施例を示す。

【００６１】実施例１． 図１は本発明に係るデータ復調回路の実施例１の構成図
である。図１において同相軸受信信号ＲＸ_I及び直交軸
受信信号ＲＸ_Qは同相軸の拡散符号ＰＮ_I及び直交軸の拡
散符号ＰＮ_Qとともに位相差情報抽出手段１０に入力さ
れ、平均化部ｍｅａｎＣ２０，ｍｅａｎＳ２５より位相
差に関する情報が抽出される。位相補償手段３０は、抽
出された位相差情報を用いて、検波後、ＲＸ_I（ｔ），
ＲＸ_Q（ｔ）に残留する位相差の影響を補償し、位相補
償された同相軸成分、直交軸成分を出力する。データ復
調手段４０では、同相軸成分、直交軸成分にそれぞれ同
相軸の拡散符号ＰＮ_I、直交軸の拡散符号ＰＮ_Qを乗算
し、それぞれの乗算結果を加算器４３にて加算し、加算
器４３出力と移動機に割り当てられたＷａｌｓｈ関数と
を乗算し、乗算結果をアキュムレータ４５において１シ
ンボル時間アキュムレートする。尚、明細書全体に渡っ
てアキュムレータ４５出力は、データ判定手段に導かれ
データ判定されるかあるいは、ダイバーシチコンバイナ
回路に導かれダイバーシチ受信後データ判定手段に導か
れる。

【００６２】以下、図１のより詳細な動作を説明する。
ただし、本実施例は課題のうち検波後残留する位相差θ
を簡易な構成で特性よく補償することにあるので、ここ
では、δωが十分小さい場合（φ＝θ）について説明す
る。また、同相軸受信信号及び直交軸受信信号には複数
受信パス信号が含まれているが、データ復調回路がトラ
ックし受信しているパス信号についてのみ考える。な
お、異なるタイミングの受信パス信号が与える干渉は、
復調時は（アキュムレータ出力において）、ガウス雑音
的な振る舞いをすることが報告されている（著者：ＡＬ
ＬＥＮ ＳＡＬＭＡＳＩ，ＫＬＥＩＮ Ｓ．ＧＩＬＨＯ
ＵＳＥＮ，文献名：ＯＮ ＴＨＥＳＹＳＴＥＭ ＤＥＳ
ＩＧＮ ＡＳＰＥＣＴＳ ＯＦ ＣＯＤＥ ＤＩＶＩＳ
ＩＯＮ ＭＵＬＴＩＰＬＥ ＡＣＣＥＳＳ（ＣＤＭＡ）
ＡＰＰＬＩＥＤ ＴＯ ＤＩＧＩＴＡＬ ＣＥＬＬＵＬ
ＡＲ ＡＮＤ ＰＥＲＳＯＮＡＬ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡ
ＴＩＯＮＳ ＮＥＴＷＯＲＫＳ，４１ｓｔ ＩＥＥＥ
ＶＥＨＩＣＵＬＡＲＴＥＣＨＮＯＬＯＧＹ ＣＯＮＦＥ
ＲＥＮＣＥ）。

【００６３】従来の技術で説明したように、同相軸受信
信号ＲＸ_I（ｔ）、直交軸受信信号ＲＸ_Q（ｔ）は、それ
ぞれ、 ＲＸ_I（ｔ）＝ρＷ（ｔ）｛ＰＮ_I（ｔ）ｃｏｓθ−ＰＮ_Q（ｔ）ｓｉｎθ｝ ＲＸ_Q（ｔ）＝ρＷ（ｔ）｛ＰＮ_Q（ｔ）ｃｏｓθ＋ＰＮ_I（ｔ）ｓｉｎθ｝ である。乗算器１１，１３出力はそれぞれＲＸ_I （ｔ）
ＰＮ_I （ｔ），ＲＸ_Q（ｔ）ＰＮ_Qとなる。

【００６４】従って加算器１５出力は、ＰＮ_I ²（ｔ）＝
ＰＮ_Q ²（ｔ）＝１であるから、 ＲＸ_I （ｔ）ＰＮ_I（ｔ）＋ＲＸ_Q（ｔ）ＰＮ_Q（ｔ） ＝ρＷ（ｔ）｛ＰＮ_i（ｔ）ｃｏｓθ−ＰＮ_Q（ｔ）ｓｉｎθ｝ＰＮ_I（ｔ） ＋ ρＷ（ｔ）｛ＰＮ_Q（ｔ）ｃｏｓθ＋ＰＮ_I（ｔ）ｓｉｎθ｝ＰＮ_Q（ｔ） ＝２ρＷ（ｔ）ｃｏｓθ となる。

【００６５】同様に乗算器１２，１４出力はそれぞれ、
−ＲＸ_I（ｔ）ＰＮ_Q（ｔ），ＲＸ_Q（ｔ）ＰＮ_Iとなる。
従って加算器１６出力は、 ＲＸ_Q（ｔ）ＰＮ_I（ｔ）−ＲＸ_I（ｔ）ＰＮ_Q（ｔ） ＝ρＷ（ｔ）｛ＰＮ_Q（ｔ）ｃｏｓθ＋ＰＮ_I（ｔ）ｓｉｎθ｝ＰＮ_I（ｔ） − ρＷ（ｔ）｛ＰＮ_I（ｔ）ｃｏｓθ−ＰＮ_Q（ｔ）ｓｉｎθ｝ＰＮ_Q（ｔ） ＝２ρＷ（ｔ）ｓｉｎθ となる。

【００６６】加算器１５，１６出力はそれぞれ平均化部
ｍｅａｎＣ２０，ｍｅａｎＳ２５に入力される。なお、
従来の図３３，３４に比べ、加算器１５，１６により、
ｃｏｓθが抽出される成分とｓｉｎθが抽出される成分
が、それぞれコヒーレント（ベクトル的に同一方向）に
加算された後に対応する平均化部２０または２５に入力
される。一方、それぞれの加算器１５，１６に入力され
る雑音はそれぞれ互いに独立であるため、ランダムに加
算される。すなわち、例えば、図３３では、位相差情報
ρα₀ｃｏｓθが２つあるが、これらの情報は、同期軸
受信信号および直交軸受信信号がそれぞれ別の雑音によ
る影響を受けているものであるため、実際には、異なる
値となる。しかしながら、本発明においては、両方の情
報を加算器１５，１６でそれぞれ加算したものを、平均
化部２０，２１で平均化しているため、同一の平均化時
間でも、より雑音の影響の少ない位相差情報が抽出でき
る。さらに、本発明においては、図示のとおり、平均化
部の個数を４個（図３３参照）から２個（図１参照）に
削減でき、構成が簡易となる。これらのことから、本発
明にかかるデータ復調装置では、簡易な構成で、検波後
残留する位相差θを特性よく補償することができる。

【００６７】図２は平均化部ｍｅａｎＣ２０，ｍｅａｎ
Ｓ２５の詳細構成を示す図である。加算器１５あるいは
１６出力は平均化部ｍｅａｎＣ２０あるいはｍｅａｎＳ
２５内のアキュムレータ２１に入力され１シンボル時間
Ｔに渡り積分（累積加算）される。ｍｅａｎＣ２０の場
合は、 ∫２ρＷ（ｔ）ｃｏｓθｄｔ＝２ρ∫Σα_iｄ_i（ｔ）Ｗ_i（ｔ）ｃｏｓθｄｔ （∫は１シンボル時間に渡る積分）となる。

【００６８】積分時間がシンボル時間Ｔである場合、Ｗ
ａｌｓｈ関数の直交性により、Ｗ₀（ｔ）［＝１］以外
の積分結果はゼロとなる。そして、ｉ＝０はパイロット
信号に割り当てられたＷａｌｓｈ関数であり、パイロッ
ト信号は無変調（ｄ₀＝１）であるため、ｍｅａｎＣ２
０の出力は、２Ｔρα₀ｃｏｓθとなる。同様にｍｅａ
ｎＳ２５の出力は、２Ｔρα₀ｓｉｎθとなる。すなわ
ち、ここでは、受信データをシンボル単位で積分するこ
とにより、パイロット信号とデータ信号を分離する。

【００６９】なお、アキュムレータ２１出力には、他の
マルチパス信号あるいは、熱雑音等に起因する雑音成分
も含まれているため、アキュムレータ出力をシフトレジ
スタ２３ａ，２３ｂに導いてディレイを付加し、その内
容を加算器２４で加算して、平均化を行い、雑音の影響
を軽減する。各シフトレジスタはＴ間隔で入力されるア
キュムレータ出力を順次シフトしてゆく。また、本実施
例では、シフトレジスタの段数を２段とした場合につい
て示すが、これは、信号強度、移動機の移動に伴う受信
信号の位相変動等に応じて最適に設定されるものであ
る。また、アキュムレータ２１とシフトレジスタ２３ａ
間に挿入されている乗算器２２は正規化を行うため、す
なわち、振幅を変えないようにするための補正係数を乗
算するための、重み付け回路であり、例えば、加算器２
４への入力数をｍ（レジスタ段数＝ｍ−１）とした場合
には、係数として、１／（２Ｔ・ｍ）が設定される。こ
のようにして演算され、雑音の影響が軽減された加算器
２４出力が、平均化部ｍｅａｎＣ２０，ｍｅａｎＳ２５
の出力ρα₀ｃｏｓθ，ρα₀ｓｉｎθであり、位相差情
報抽出手段１０の出力となる。すなわち、位相差情報抽
出手段１０からは、不要成分だけが出力されることにな
る。

【００７０】位相差情報抽出手段１０により抽出された
位相差情報を用いて、受信信号に含まれる検波後の残留
位相の影響を補償する動作は、図３３、図３４の従来例
と同様であり、［００１４］ないし［００１５］で説明
したように、加算器３５は、ρＳ_I（ｔ）に係数ρα₀が
加算されたρ² α₀ Ｓ_I （ｔ）を出力し、同様に加算器
３６はρ² α₀ Ｓ_Q（ｔ）を出力する。加算器３５，３
６出力は位相差の影響が除去された同相軸成分及び直交
軸成分であり、位相補償手段３０出力として、データ復
調手段４０に入力される。

【００７１】データ復調手段４０では、同相軸成分にＰ
Ｎ_I（ｔ）が乗算され、直交軸成分にＰＮ_Q（ｔ）が乗算
され、加算器４３で乗算結果が加算されて以下の出力を
得る。 ρ²α₀Ｓ_I（ｔ）ＰＮ_I（ｔ）＋ρ²α₀Ｓ_Q（ｔ）ＰＮ_Q（ｔ） ＝ρ²α₀［Ｓ_I（ｔ）ＰＮ_I（ｔ）＋Ｓ_Q（ｔ）ＰＮ_Q（ｔ）］ ＝ρ²α₀Ｗ（ｔ）［ＰＮ_I ²（ｔ）＋ＰＮ_Q ²（ｔ）］ ＝２ρ²α₀Ｗ（ｔ）

【００７２】そして、乗算器４４は、加算器４３出力と
移動機に割り当てられたＷａｌｓｈ関数Ｗ_i（ｔ）と乗
算し、 ２ρ²α₀Ｗ（ｔ）Ｗ_i（ｔ） ＝２ρ²α₀Ｗ_i（ｔ）Σα_iｄ_i（ｔ）Ｗ_i（ｔ） をアキュムレータ４５へ出力する。アキュムレータ４５
では乗算器４４出力を累積加算する。アキュムレータ出
力は、Ｗａｌｓｈ関数の直交性により多重化信号中α_i
ｄ_i （ｔ）Ｗ_i（ｔ）のみが抽出され、データ復調手段
４０出力として、２ρ²α₀α_iｄ_i（ｔ）を得る。

【００７３】なお、ここでは乗算器２２による正規化を
アキュムレータ２１とシフトレジスタ２３ａ，２３ｂと
の間で行う方法について開示したが、正規化はアキュム
レータ２１の入力で行っても、加算器２４の出力で行っ
ても、あるいは複数の場所に分けて行ってもよい。すな
わち、正規化は、ディジタルデータの量子化ビット数、
あるいはシフトレジスタの段数等に応じて、量子化誤差
の影響が最小となる場所等の最も好ましい場所で行えば
よい。

【００７４】実施例２． 図３は本発明に係るデータ復調回路の実施例２の構成図
である。６００は第１のデータ復調回路であり、６１０
は第２のデータ復調回路である。６００，６１０の動作
は実施例１と同一であるが、６００は第１の受信パス信
号に対して動作し、６１０は第２の受信パス信号に対し
て動作する。ＰＮ_I1，ＰＮ_Q1，Ｗ_i1はそれぞれ第１の受
信パス信号の拡散符号、Ｗａｌｓｈ関数であり、Ｐ
Ｎ_I2，ＰＮ_Q2，Ｗ_i2はそれぞれ第２の受信パス信号の拡
散符号、Ｗａｌｓｈ関数である。例えば、第１、第２の
受信パス信号が同一の基地局から送信された信号の場合
には、それぞれの拡散符号、およびＷａｌｓｈ関数が同
一であり、タイミングのみが異なる。従って、この場合
には、複数の受信パスが復調されることになり、より精
度の高い復調データが得られる。

【００７５】一方、移動機と基地局の位置関係によって
は、複数の基地局から同一の移動機に対し信号が同時に
送信される場合があるが、そのような場合には、Ｐ
Ｎ_I1，ＰＮ_Q1，Ｗ_i1は第１の基地局で使用された拡散符
号とＷａｌｓｈ関数となり、ＰＮ_I2，ＰＮ_Q2，Ｗ_i2は第
２の基地局で使用された拡散符号とＷａｌｓｈ関数とな
る。これは、ハンドオーバーが発生する場所で有効であ
り、例えば、異なる基地局から送信させ、その信号の受
信レベルの高い方の基地局を認識することにより、ソフ
トハンドオーバーを行う。従って、この場合も、より精
度の高い復調データが得られる。なお、これらの関係は
その他の実施例についても同様である。

【００７６】データ復調回路６００出力Ｄ₁、データ復
調回路６１０出力Ｄ₂は図４に示されるダイバーシチコ
ンバイナ回路に入力される。なお、ここでいうダイバー
シチは、パスダイバーシチを表し、アンテナダイバーシ
チとは異なる。ダイバーシチコンバイナ回路では、遅延
手段６０１，６０２により、Ｄ₁とＤ₂のタイミングが同
一となるようにタイミング調整される。それぞれの遅延
時間Ｔ₁，Ｔ₂は、同一受信装置内のサーチャーレシーバ
５あるいはデータ復調回路６００，６１０及びコントロ
ールプロセッサ８等により決定される。遅延手段６０
１，６０２の出力は加算器６０３において加算（最大比
合成）後、データ判定手段６０４に導かれてデータ判定
される。

【００７７】このダイバーシチコンバイナ回路では、デ
ータ復調回路６００，６１０の位相補償手段３０におい
て、位相補償される際に係数ρ₁α₀ ，ρ₂α₀ が同時に
乗算される。ここで、ρ₁，ρ₂はそれぞれ第１、第２の
受信パス信号の受信振幅（受信レベル）である。即ち最
大比合成ダイバーシチ受信動作を行う際に必要な受信レ
ベルに応じた重み付けが既に行われているため、ダイバ
ーシチコンバイナ回路では、タイミング調整後の出力を
加算するのみでよく、回路が非常に簡略化される。ま
た、位相補償、振幅に対応した重み付けも各データ復調
回路で復調すべき受信パス信号に含まれる単一のパイロ
ット信号のみの平均化結果を用いているため、平均化部
２０，２５のシフトレジスタの段数が最適に設定されて
いる場合には、最大比合成に必要な位相補償、レベルに
対する重み付けも最適に行なわれており、例えば、サー
チャーレシーバ５からの雑音の影響が大きい位相情報、
振幅情報を用いる場合に比べ、雑音の影響が十分に軽減
された最大比合成ダイバーシチ受信が実現でき、伴って
好適なダイバーシチ受信の効果が得られ、これによりデ
ータ復調特性が大きく改善できる。

【００７８】実施例３． 図５は本発明に係るデータ復調回路の実施例３の構成図
である。実施例１と異なる点は遅延手段５０，５１が付
加された点である。位相差情報抽出手段１０、データ復
調手段４０は実施例１と同一である。周波数・位相補償
手段６０の構成は位相補償手段３０の構成と全く同一で
あるが、周波数偏差についての補償も可能となるため、
名称を異にしている。本実施例は、課題のうち簡易な構
成で検波後残留する搬送波オフセットの影響を特性よく
除去することにある。以下、図５の原理について説明す
る。

【００７９】搬送波オフセットが存在する場合、同相軸
受信信号及び直交軸受信信号はそれぞれ、以下のように
なる。 ＲＸ_I（ｔ）＝ρＷ（ｔ）｛ＰＮ_I（ｔ）ｃｏｓφ−ＰＮ_Q（ｔ）ｓｉｎφ｝ ＲＸ_Q（ｔ）＝ρＷ（ｔ）｛ＰＮ_Q（ｔ）ｃｏｓφ＋ＰＮ_I（ｔ）ｓｉｎφ｝ ここでφ＝δωｔ＋θは時間関数である。

【００８０】図３０に示すように、第ｎ番目のシンボル
が時間（ｎ−１／２）Ｔから（ｎ＋１／２）Ｔに渡って
存在する場合、第ｎ番目のシンボルの平均位相角φ
（ｎ）は、 φ（ｎ）＝δωｎＴ＋θ＝ｎ（δωＴ）＋θ＝ｎδφ＋θ となる。なお、実施例１では、δωが充分に小さく、例
えば、δω＝０の場合について説明している。また、図
２では、アキュムレータ２１出力を加算器２４による平
均化を行わず直接出力した場合でも、アキュムレータは
演算時間Ｔを要するため、ＲＸ_I（ｔ），ＲＸ_Q（ｔ）に
含まれる搬送波オフセットφ（ｎ＋１）との間にδφだ
けの位相差が生じることになる。また、加算器２４は雑
音の影響を軽減するためのものであるが、２段のシフト
レジスタを用いて平均化を行う場合には、φ（ｎ），φ
（ｎ−１），φ（ｎ−２）の位相の平均を行うため、Ｒ
Ｘ_I（ｔ），ＲＸ_Q（ｔ）に含まれる残留搬送波オフセッ
トφ（ｎ＋１）との位相差がさらに増大する傾向にあ
る。

【００８１】しかしながら、位相差情報抽出手段１０か
ら抽出される位相差情報で、現在の受信信号であるＲＸ
_I（ｔ），ＲＸ_Q（ｔ）ではなく、ＲＸ_I （ｔ），ＲＸ_Q
（ｔ）を２シンボル時間遅延させた同相軸受信信号、直
交軸受信信号を位相補償すれば、２シンボル前の残留搬
送波オフセットはφ（ｎ−１）であるから、加算器２４
出力から得られる搬送波オフセットに一致（ベクトル）
するはずである。即ち、遅延手段５０，５１の遅延時間
Ｔｄ＝２Ｔとすれば、周波数偏差による位相回転δφが
存在する場合でも、搬送波オフセットの影響を除去する
ことができる。従って、本実施例では、周波数偏差に対
してもｔａｎ^-1演算を必要とせず、単に遅延手段５０，
５１を設けるのみであるため、簡易な構成であり、さら
に、検波後残留する搬送波オフセットの影響を特性よく
除去する処理量も少ない。なお、遅延手段５０，５１は
シフトレジスタ等から構成されるが、少なくともチップ
時間単位（ビット単位）でシフトされる必要があり、チ
ップ時間間隔と遅延時間とに応じた段数を要する。

【００８２】以下に図５の動作について説明する。シフ
トレジスタ２３の段数が２段の場合、 ｃｏｓ｛φ（ｎ）｝＋ｃｏｓ｛φ（ｎ−１）｝＋ｃｏｓ｛φ（ｎ−２）｝ ＝ｃｏｓ｛φ（ｎ−１）｝＋ｃｏｓ｛φ（ｎ）｝＋ｃｏｓ｛φ（ｎ−２）｝ ＝ｃｏｓ｛φ（ｎ−１）｝＋２ｃｏｓ［｛φ（ｎ）＋φ（ｎ−２）｝／２］ ＊ｃｏｓ［｛φ（ｎ）−φ（ｎ−２）｝／２］ ＝ｃｏｓ｛φ（ｎ−１）｝＋２ｃｏｓ（δφ） ＊ｃｏｓ［（ｎ−１）δφ＋θ］ ＝ｃｏｓ｛φ（ｎ−１）｝＋２ｃｏｓ（δφ）＊ｃｏｓ｛φ（ｎ−１）｝ ＝ｃｏｓ｛φ（ｎ−１）｝［１＋２ｃｏｓ（δφ）］ なる関係を用いれば、ｍｅａｎＣ２０における加算器２４の出力は、 ρα₀（１／３）［１＋２ｃｏｓ（δφ）］＊ｃｏｓ｛φ（ｎ−１）｝ となる。

【００８３】同様にして、 ｓｉｎ｛φ（ｎ）｝＋ｓｉｎ｛φ（ｎ−１）｝＋ｓｉｎ｛φ（ｎ−２）｝ ＝ｓｉｎ｛φ（ｎ−１）｝＋ｓｉｎ｛φ（ｎ）｝＋ｓｉｎ｛φ（ｎ−２）｝ ＝ｓｉｎ｛φ（ｎ−１）｝＋２ｓｉｎ［｛φ（ｎ）＋φ（ｎ−２）｝／２］ ＊ｃｏｓ［｛φ（ｎ）−φ（ｎ−２）｝／２］ ＝ｓｉｎ｛φ（ｎ−１）｝＋２ｃｏｓ（δφ） ＊ｓｉｎ［（ｎ−１）δφ＋θ］ ＝ｓｉｎ｛φ（ｎ−１）｝＋２ｃｏｓ（δφ）＊ｓｉｎ｛φ（ｎ−１）｝ ＝ｓｉｎ｛φ（ｎ−１）｝［１＋２ｃｏｓ（δφ）］ なる関係を用いれば、ｍｅａｎＳ２５における加算器２４の出力は、 ρα₀（１／３）［１＋２ｃｏｓ（δφ）］＊ｓｉｎ｛φ（ｎ−１）｝ となる。

【００８４】従って、遅延手段５０及び５１の遅延時間
Ｔｄを２Ｔ（２シンボル時間）とすれば、検波後の残留
搬送波オフセット量がφ（ｎ−１）で一致するため、実
施例１の場合と同様に、平均化部２０，２５の出力と、
ＲＸ_I，ＲＸ_Qとを乗算し、その乗算結果を加減算するこ
とにより、係数ρα₀（１／３）［１＋２ｃｏｓ（δ
φ）］を除くと、搬送波オフセットの影響を周波数・位
相補償手段６０において除去することができる。

【００８５】ここで、係数のうち（１／３）［１＋２ｃ
ｏｓ（δφ）］は、δφに依存する平均化操作に伴う損
失と考えられる。例えば、δφ＝０の時（φ＝θ）の時
は、係数はρα₀（損失無し）であり、搬送波オフセッ
トが位相差θのみの時は、実施例１の場合と全く同一の
効果が得られる。一方、δφの増大に伴い係数の値が減
少し、例えば、δφ＝±２π／３の時は、係数が０とな
り、すなわち、受信信号のエネルギーが０となり、位相
差情報が抽出されないことになる。従って、シフトレジ
スタを２段とした場合、δφ（シンボル当たりの位相回
転量）＝２π／３ｒａｄが残留搬送波オフセットの補償
限界となる。

【００８６】補償限界はシフトレジスタの段数により変
化する。例えば、シフトレジスタの段数が４（加算器で
の加算数が５）の場合には、ｍｅａｎＣ２０，ｍｅａｎ
Ｓ２５の出力は、それぞれ ρα₀（１／５）［１＋２ｃｏｓ（２δφ）＋２ｃｏｓ（δφ）］ｃｏｓ｛φ（ ｎ−３）｝ ρα₀（１／５）［１＋２ｃｏｓ（２δφ）＋２ｃｏｓ（δφ）］ｓｉｎ｛φ（ ｎ−３）｝ となる。

【００８７】それに伴い、遅延手段５０，５１の遅延時
間Ｔｄは４Ｔに設定する必要がある。この場合、平均化
数の増大に伴い、雑音の影響はより軽減される。ただ
し、補償限界となるδφは０．４πｒａｄであり、補償
できる最高周波数オフセット量が低下する。一方シフト
レジスタの段数が１の場合には、ｍｅａｎＣ２０，ｍｅ
ａｎＳ２５の出力はそれぞれ、 ρα₀（１／２）２ｃｏｓ（δφ／２）ｃｏｓ｛φ（ｎ−１／２）｝ ρα₀（１／２）２ｃｏｓ（δφ／２）ｓｉｎ｛φ（ｎ−１／２）｝ となる。

【００８８】この場合は、遅延手段５０，５１の遅延時
間Ｔｄは、１．５Ｔに設定する必要がある。この場合平
均化数の減少に伴い、雑音の影響が増大するが、補償限
界となるδφはπとなり、補償可能な最高周波数オフセ
ット量が増大する。なお、位相差情報抽出手段１０の出
力の導出は、シフトレジスタの段数２の時と同様に、三
角関数の和の公式を用いることにより得られる。

【００８９】上記の説明においては補償限界を位相差情
報抽出手段１０の出力が０となるδφとして言及した
が、補償限界に近づくにつれ、位相差情報抽出手段１０
出力は徐々に減少してゆく。更に、搬送波オフセットが
大きくなると平均化部ｍｅａｎＣ２０，ｍｅａｎＳ２５
内のアキュムレータ２１出力（相関値）も低下してく
る。この低下量は例えば電子情報通信学会論文誌、Ｖｏ
ｌ．Ｊ６９−Ｂ Ｎｏ．１１ｐｐ．１５４０〜１５４７
で報告されている。一方、アキュムレータ２１出力に含
まれる雑音成分は搬送波オフセットとは独立であるか
ら、平均化操作に伴う損失、アキュムレータ出力の低下
により、雑音の影響が徐々に増大してゆく。移動機にお
いては、以上のことに注意して、シフトレジスタの段数
を決定する必要がある。これには、損失の度合とアキュ
ムレータ出力（相関値）の低下と、シフトレジスタの段
数の増加に伴う雑音の影響の低減効果及び、搬送波オフ
セットの補償限界等を加味しながら、実システムに合う
ように決定されるのが好ましい。具体的にいうと、例え
ば、シンセサイザの精度が悪い場合には補償限界に基づ
いてシフトレジスタの段数を少なくし、逆の場合にはシ
フトレジスタの段数を多くする。

【００９０】実施例４． 図６は本発明に係るデータ復調回路の実施例４の構成図
である。６２０，６３０はそれぞれ第１、第２のデータ
復調回路であり、その動作は実施例３と同一である。デ
ータ復調回路６２０，６３０はそれぞれ遅延手段５０，
５１を有しているため、図４に示されるダイバーシチコ
ンバイナ回路に入力することにより、実施例２の効果に
加えて、周波数偏差がある場合においても同様な効果を
得ることができ、簡易な構成で搬送波オフセットの影響
を排除し、かつ、好適な最大比合成ダイバーシチの動作
が実現できる。

【００９１】実施例５． 図７は本発明に係るデータ復調回路の実施例５の構成図
である。実施例３と異なる点は、位相差情報抽出手段１
０と周波数・位相補償手段６０の間にレベル制御手段７
０が挿入されている点である。その他の構成要素は、実
施例３と同一である。実施例３において、シフトレジス
タの段数が２の場合の平均化部ｍｅａｎＣ２０，ｍｅａ
ｎＳ２５出力は、それぞれ、 ρα₀（１／３）［１＋２ｃｏｓ（δφ）］＊ｃｏｓ｛φ（ｎ−１）｝ ρα₀（１／３）［１＋２ｃｏｓ（δφ）］＊ｓｉｎ｛φ（ｎ−１）｝ となることを説明した。

【００９２】これらのうち、真の位相差情報は、ｃｏｓ
｛φ（ｎ−１）｝及び、ｓｉｎ｛φ（ｎ−１）｝であ
り、係数の部分は、周波数・位相補償手段６０出力にお
いて、同相軸成分及び直交軸成分に乗算される形とな
る。ＲＸ_I，ＲＸ_QはＡ／Ｄコンバータによりディジタル
信号に変換されたディジタルデータであるため、ディジ
タルデータを表すビット数に適合するようにアナログ部
において、ＡＧＣ等の操作が行われた後Ａ／Ｄ変換され
ている。従って、ビット数に余り余裕のないような場合
には、搬送波オフセット補償を行う際に係数の乗算によ
り振幅まで変換されると量子化誤差の影響を大きく受け
る場合がある。特に、移動機の場合には、ハードウェア
規模削減、あるいは低消費電力化等の観点からビット数
は必要最小限で設計されているのが普通である。そこ
で、実施例５で開示するデータ復調回路は、搬送波オフ
セットに対する補償については実施例３と同等な効果を
得ることを特徴とし、かつ、補償時に振幅変換がなされ
ないように構成されたデータ復調回路である。

【００９３】レベル制御手段７０は上記のビット数が少
ない場合に対応できるように挿入されたものであり、位
相差情報抽出手段１０出力から制御量算出部８０におい
て、受信シンボルの信号レベルが下がらないように、制
御量を算出し、乗算器７１，７２で位相差情報抽出手段
１０出力に該制御量を乗算することにより、常にレベル
を一定に制御するものである。

【００９４】図８に制御量算出部８０の詳細構成を示
す。位相差情報抽出手段１０出力はそれぞれ２乗器８
１，８２に入力され２乗器８１，８２及び加算器８３で
２乗和が計算される。平均化部ｍｅａｎＣ２０，ｍｅａ
ｎＳ２５の出力において、位相差情報であるｃｏｓ，ｓ
ｉｎ項に係る係数は同一であるので、２乗和をとること
により、加算器８３出力として係数の２乗値が得られ
る。次にルート算出手段８４において係数の２乗値に対
してルートがとられ、ここで、係数の大きさが得られ
る。なお、ルート算出手段８４出力はレベルモニタとし
ても利用可能である。そして、逆数回路８５において係
数の大きさの逆数を求めることにより、制御量が算出さ
れる。制御量算出部８５出力は、係数の大きさの逆数と
なっているため、乗算器７１，７２で位相差情報抽出手
段１０出力と乗算することにより、係数の影響が取り除
かれた位相差情報が周波数・位相補償手段６０に出力さ
れる。

【００９５】これにより、本発明では、ビット数に余り
余裕のないような場合に、搬送波オフセット補償を行う
際に係数の乗算により振幅まで変換され、量子化誤差の
影響を大きく受ける場合でも、量子化誤差の影響を取り
除くことができ、常に信号レベルを一定に制御すること
ができる。

【００９６】実施例６． 図９は本発明に係るデータ復調回路の実施例６の構成図
である。実施例５との違いは、遅延手段５０，５１を有
していない点である。これは、δφが十分小さく、搬送
波オフセットが位相オフセットθと見なせる場合の装置
構成である。δφが十分小さい場合とは、例えば、局部
発振器（シンセサイザ）の精度が十分よい場合、あるい
は、別の手段によりδφが補正される場合等が想定さ
れ、遅延手段を必要とせず、回路規模の縮小化が図れ
る。

【００９７】実施例７． 図１０は本発明に係るデータ復調回路の実施例７の構成
図である。６４０，６５０はそれぞれ第１、第２のデー
タ復調回路であり、その動作は実施例５と同一である。
データ復調回路６４０，６５０はそれぞれレベル調整手
段７０を有しているため、周波数・位相補償手段６０に
おいて、振幅が変化しない構成となっており、量子化ビ
ット数が少ない場合にも有効に動作する。ただし、最大
比合成ダイバーシチ動作を実現するためには、ダイバー
シチコンバイナ回路（図２７参照）において、振幅に比
例した係数（信号レベルを表す）を乗算する必要があ
る。

【００９８】図２７は、第１および第２のデータ復調回
路６４０，６５０出力から最大比合成ダイバーシチ受信
を実現するダイバーシチコンバイナ回路を示している。
図４と異なる点は、タイミングを調整する遅延手段７７
１，７７２と加算器７７５の間に振幅（図１０の信号レ
ベルＬ₁、Ｌ₂に対応）に比例した係数を乗算するための
乗算器７７３，７７４が設けられている点である。振幅
に比例した係数は、図８に示される制御量算出部８０の
ルート算出手段８４から得られるため、新たな手段、処
理の追加を行うことなく容易に最大比合成ダイバーシチ
動作が実現される。

【００９９】すなわち、前記レベル制御手段７０にて一
定の信号レベルに保持された復調信号に前記係数をかけ
ることにより、レベルに比例した重みが付けられ、そし
て、それらを加算することにより、信号レベルの大きい
信号ほど出力に寄与する割合が大きくなる最大比合成ダ
イバーシチ動作（ＳＮ（Signal to Noise ratio）比を
最大にするという意味で最適な方法である）を実現させ
る。なお、遅延手段７７１と乗算器７７３の前後関係は
逆で合ってもよい。同様に遅延手段７７２と乗算器７７
４の前後関係も逆であってもよい。

【０１００】実施例８． 図１１は本発明に係るデータ復調回路の実施例８の構成
図である。実施例７との違いは、遅延手段５０，５１を
有していない点である。これは、δφが十分小さく、搬
送波オフセットが位相オフセットθと見なせる場合の装
置構成である。δφが十分小さい場合とは、例えば、局
部発振器（シンセサイザ）の精度が十分よい場合、ある
いは、別の手段によりδφが補正される場合等が想定さ
れ、遅延手段を必要とせず、回路規模の縮小化が図れ
る。

【０１０１】実施例９． 図１２は本発明に係るデータ復調回路の実施例９の構成
図である。実施例１ないし８では、受信パス信号のみに
着目してきたが、実際には、タイミングの異なるパス信
号あるいは、他の基地局より送信された信号等も存在す
る。これらは、ランダムな雑音と見なされ、データ復調
特性を劣化させるものであるが、復調時の雑音量を計算
するのは膨大な演算を要し処理的に困難である。

【０１０２】しかしながら、移動機は受信パス信号中に
含まれるパイロット信号を常にモニタし続けているた
め、少なくともレベルの大きな（パイロット信号では移
動機が同期検波を行うため比較的大きなレベルを与えて
いる）、さらに、変調されていないパイロット信号の受
信タイミング、位相等の情報が得られている。すなわ
ち、本実施例は、課題のうち、パイロット信号の受信タ
イミング、位相等の情報から、タイミングの異なるパイ
ロット信号が与える干渉量を計算し、データ復調手段の
中で除去する復調回路を提供することにある。図１２は
実施例３の図５と比べ、干渉量算出手段（図１３参照）
を有する点とデータ復調手段が干渉量を除去するキャン
セラ９１を有するキャンセラ付きデータ復調手段９０で
ある点が異なる。その他の位相差情報抽出手段１０、周
波数・位相補償手段６０、遅延手段５０，５１は実施例
３と同一構成である。

【０１０３】また、図１３は干渉量算出手段の構成図で
ある。干渉算出手段は、例えば、ある拡散符号（Ｐ
Ｎ_I1，ＰＮ_Q1）とその拡散信号と異なるタイミングの拡
散符号（ＰＮ_I2，ＰＮ_Q2）から干渉量を算出する乗算加
減算部１１０（乗算器１１１〜１１４と加算器１１５と
減算器１１６とを含む）と、フェージング等の影響（位
相φ、重みρ等）を算出する乗算加減算部１２０（乗算
器１２１〜１２４と加算器１２５と減算器１２６とを含
む）と、乗算加減算部１２０にて算出したフェージング
等の影響を乗算加減算部１１０にて算出した干渉量に重
み付けして精度の高い干渉量を算出する乗算加減算に１
３０（乗算器１３１，１３２と加算器１３３とを含む）
から構成され、これにより、異なるパイロット信号が与
える干渉量を算出する。

【０１０４】まず、タイミングの異なるパイロット信号
が与える干渉について説明する。受信機に２つの異なる
タイミングを有するパス信号が受信される場合を考え
る。例えば、タイミングの早い信号を先行波、遅い信号
を遅延波と呼ぶことにする。データ復調回路に入力され
る信号の複素包絡線ＲＸ（ｔ）は、 ＲＸ（ｔ）＝ρ₁Ｓ（ｔ）ｅｘｐ（ｊφ₁）＋ρ₂Ｓ（ｔ＋τ）ｅｘｐ（ｊφ₂） となる。なお、この式における各変数は先に説明したと
おり位相差情報抽出手段１０から抽出できる。例えば、
ρ₁，φ₁はそれぞれ先行波の受信振幅（信号レベル）、
搬送波オフセットであり、ρ₂，φ₂はそれぞれ遅延波の
受信振幅（信号レベル）、搬送波オフセットである。ま
た、τは先行波と遅延波のタイミング差を示す。

【０１０５】図１２が先行波に対して動作しているとす
れば、周波数・位相補償手段１０出力は実施例３で説明
したようにＲＸ（ｔ）に対して、ＲＸ（ｔ）＊ρ₁α₀ｅ
ｘｐ（−ｊφ₁ ）なる操作を行い、その結果、周波数・
位相補償手段出力は、 ρ₁ ²α₀Ｓ（ｔ）＋ρ₁α₀ρ₂Ｓ（ｔ＋τ）ｅｘｐ［ｊ（φ₂−φ₁）］ となる。ここで、上式第１項が希望成分であり、第２項
がタイミングの異なるパス信号による干渉要因である。

【０１０６】以下、希望成分については、実施例１で説
明したので、干渉要因となる第２項の振る舞いについて
説明する。第２項を整理すると、 ρ₁α₀ρ₂Ｓ（ｔ＋τ）ｅｘｐ［ｊ（φ₂−φ₁）］ ＝ρ₁α₀ρ₂Ｗ（ｔ＋τ）［ ｛ＰＮ_I（ｔ＋τ）ｃｏｓΔφ −ＰＮ_Q（ｔ＋τ）ｓｉｎΔφ｝＋ｊ｛ＰＮ_Q（ｔ＋τ）ｃｏｓΔφ ＋ＰＮ_I（ｔ＋τ）ｓｉｎΔφ｝］ となる。

【０１０７】上式において、実数成分が乗算器４１入力
であり、虚数成分が乗算器４２入力である。また、Δφ
＝φ₂−φ₁である。キャンセラ付きデータ復調手段９０
において、干渉要因に関し、乗算器４１は、入力に対し
ＰＮ_I（ｔ）を乗算し、出力は ρ₁α₀ρ₂Ｗ（ｔ＋τ）｛ＰＮ_I（ｔ＋τ）ｃｏｓΔφ −ＰＮ_Q（ｔ＋τ）ｓｉｎΔφ｝＊ＰＮ_I（ｔ） ＝ρ₁α₀ρ₂Ｗ（ｔ＋τ）｛ＰＮ_I2ｃｏｓΔφ−ＰＮ_I2ｓｉｎΔφ｝＊ＰＮ_I1 となる。

【０１０８】同様に、乗算器４２出力は、 ρ₁α₀ρ₂Ｗ（ｔ＋τ）｛ＰＮ_Q（ｔ＋τ）ｃｏｓΔφ ＋ＰＮ_I（ｔ＋τ）ｓｉｎΔφ｝＊ＰＮ_Q（ｔ） ＝ρ₁α₀ρ₂Ｗ（ｔ＋τ）｛ＰＮ_Q2ｃｏｓΔφ＋ＰＮ_I2ｓｉｎΔφ｝＊ＰＮ_Q2 となる。

【０１０９】以後、Ｗ_i（ｔ）＝Ｗ_i1，Ｗ_i（ｔ＋τ）＝
Ｗ_i2，ＰＮ_I1＝ＰＮ_I（ｔ），ＰＮ_{Q 1}＝ＰＮ_Q（ｔ），Ｐ
Ｎ_I2＝ＰＮ_I（ｔ＋τ），ＰＮ_Q2＝ＰＮ_Q（ｔ＋τ）のよ
うに表記するものとする。また、パイロット信号は無変
調であり、ここで、Ｗ（ｔ＋τ）に含まれるパイロット
信号Ｗ₀₂は、ａｌｌ １であり、また、電力配分係数は
α₀であるため、乗算器４１，４２出力中の干渉要因
中、遅延波パイロット信号に起因する干渉成分は、それ
ぞれ、 ρ₁α₀ρ₂α₀｛ＰＮ_I2ｃｏｓΔφ−ＰＮ_Q2ｓｉｎΔφ｝＊ＰＮ_I1 ρ₁α₀ρ₂α₀｛ＰＮ_I2ｃｏｓΔφ−ＰＮ_Q2ｓｉｎΔφ｝＊ＰＮ_Q2 となり、加算器４３出力における干渉要因中、遅延波パ
イロット信号による干渉量Ｉ_DF1は両式の和となり、 Ｉ_DF1＝ρ₁α₀ρ₂α₀｛ＰＮ_I2ｃｏｓΔφ−ＰＮ_Q2ｓｉｎΔφ｝＊ＰＮ_I1 ＋ ρ₁α₀ρ₂α₀｛ＰＮ_I2ｃｏｓΔφ−ＰＮ_Q2ｓｉｎΔφ｝＊ＰＮ_Q2 となる。

【０１１０】同様にして、遅延波に対して動作するデー
タ復調回路における、加算器４３出力に含まれる干渉要
因のうち先行波パイロット信号による干渉量Ｉ_DF2も求
めることができる。 Ｉ_DF2＝ρ₁α₀ρ₂α₀｛ＰＮ_I2ｃｏｓΔφ−ＰＮ_Q2ｓｉｎΔφ｝＊ＰＮ_I1 ＋ ρ₁α₀ρ₂α₀｛ＰＮ_Q2ｃｏｓΔφ＋ＰＮ_I2ｓｉｎΔφ｝＊ＰＮ_Q2 ＝Ｉ_DF1

【０１１１】即ち、移動機内部で、Ｉ_DF（＝Ｉ_DF1＝Ｉ
_DF2）を算出できれば、先行波に対して動作するキャン
セラ付きデータ復調手段９０の加算器４３出力からＩ_DF
を減算することにより、遅延波パイロット信号干渉を除
去することができ、遅延波に対して動作するデータ復調
回路の加算器４３出力からＩ_DFを減算することにより先
行波パイロット信号について干渉除去することができ、
復調特性の改善が図れる。

【０１１２】ところで、ρ₁α₀ｃｏｓφ₁ ，ρ₁α₀ｓｉ
ｎφ₁ は、それぞれ、先行波に対して動作するデータ復
調回路における位相差情報抽出手段１０のｍｅａｎＣ２
０，ｍｅａｎＳ２５より得られ、ρ₂α₀ｃｏｓφ₂ ，ρ
₂α₀ｓｉｎφ₂ は遅延波に対して動作するデータ復調回
路における位相差情報抽出手段１０のｍｅａｎＣ２０，
ｍｅａｎＳ２５より得られる。なお、ここでは、実施例
３で説明した搬送波オフセットによる平均化操作に伴う
損失は十分小さい場合について述べている。また、図中
には直接示されていないが、ＰＮ_I1，ＰＮ_Q1は先行波に
対して動作するデータ復調回路のタイミング再生系より
与えられ、ＰＮ_I2，ＰＮ_Q2は遅延波に対して動作するデ
ータ復調回路のタイミング再生系より与えられる。

【０１１３】以上から、図１３に示す干渉量算出手段に
よりＩ_DFを求めることが可能となる。なお、図１３は、
前記した各々の成分からＩ_DFを求めるための数学的操作
を図示したものであり、ソフトウェアによって計算され
ても同等の効果を有する。

【０１１４】実施例１０． 図１４は本発明に係るデータ復調回路の実施例１０の構
成図である。実施例９との違いは、遅延手段５０，５１
を有していない点である。これは、δφが十分小さく、
搬送波オフセットが位相オフセットθと見なせる場合の
装置構成である。δφが十分小さい場合とは、例えば、
局部発振器（シンセサイザ）の精度が十分よい場合、あ
るいは、別の手段によりδφが補正される場合等が想定
され、回路規模の縮小化が図れる。

【０１１５】実施例１１． 図１５は本発明に係るデータ復調回路の実施例１１の構
成図である。６８０が先行波に対して動作する第１のデ
ータ復調回路、６９０が遅延波に対して動作する第２の
データ復調回路である。６８０，６９０の第１および第
２のデータ復調回路の動作は実施例９と同一である。即
ち、図１３のρ₁α₀ｃｏｓφ₁ ，ρ₁α₀ｓｉｎφ₁ は６
８０の位相差情報抽出手段１０より与えられ、同じくρ
₂ α₀ｃｏｓφ₂ ，ρ₂ α₀ｓｉｎφ₂は６９０の位相差
情報抽出手段１０より与えられる。同様にＰＮ_I1，ＰＮ
_Q1は６８０のタイミング再生系より与えられ、ＰＮ_I2，
ＰＮ_Q2は６９０のタイミング再生系より与えられる。第
１および第２のデータ復調回路６８０，６９０出力
Ｄ₁，Ｄ₂ではそれぞれのパイロット信号干渉がキャンセ
ルされているため、図４のダイバーシチコンバイナ回路
を用いることにより、簡易な構成で、タイミングの異な
る受信パス信号中に含まれるパイロット信号の電力に応
じて、実施例４よりも復調特性が更に改善される。

【０１１６】実施例１２． 図１６は本発明に係るデータ復調回路の実施例１２の構
成図である。実施例１１との違いは、遅延手段５０，５
１を有していない点である。これは、δφが十分小さ
く、搬送波オフセットが位相オフセットθと見なせる場
合の装置構成である。δφが十分小さい場合とは、例え
ば、局部発振器（シンセサイザ）の精度が十分よい場
合、あるいは、別の手段によりδφが補正される場合等
が想定され、回路規模の縮小化が図れる。

【０１１７】実施例１３． 図１７は本発明に係るデータ復調回路の実施例１３の構
成図である。実施例９の図１２との違いは、位相差情報
抽出手段１０と周波数・位相補償手段６０の間にレベル
検出手段１４０が挿入されている点である。また、本実
施例における干渉量算出手段は図１９の構成となり、実
施例９の図１３と比べ、制御部１６０及びセレクタ２０
０が付加されている点が異なる。例えば、干渉除去につ
いては、位相差情報抽出手段１０の出力において雑音の
影響が十分に軽減されている場合には、その目的を達成
するが、信号レベルが低い場合には、雑音の影響が大き
くなり、位相差情報抽出手段１０出力にも雑音の影響が
大きくなってくる。そのような場合には、干渉量算出手
段によって得られた干渉量も雑音の影響を大きく受けて
おり、図１７の加算器９１においてＩ_DFを減算するとか
えって受信特性が劣化する場合がある。

【０１１８】このような受信特性の劣化を防ぐために、
レベル検出手段１４０では、検出されたレベルを図１９
の制御部１６０に入力する。そして、先行波に対して動
作するデータ復調回路、及び遅延波に対して動作するデ
ータ復調回路の検出レベルρ₁α₀ ，ρ₂α₀ のいずれか
が、制御部１６０に同時に入力されるスレッシュホルド
レベル（Ｌ₀）以下になった場合、制御部１６０は１７
０，１８０，１９０の各乗算、加減算部分にｃｏｎｔｒ
ｏｌ信号を出力し、演算を停止させる。そして、演算が
停止されると、消費電力が低減されることになる。同時
にセレクタ２００にはｓｅｌｅｃｔ信号が出力され、そ
の場合、干渉量算出手段は、Ｉ_DF＝０を出力する。Ｉ_DF
＝０が加算器９１に入力される場合には、実効的にキャ
ンセル動作が停止し、特性劣化の防止が可能となる。な
お、図１８には、レベル検出部１５０の詳細構成を示
す。レベル検出のみであるので、先に説明したレベル制
御手段とは異なり、２乗和とルート算出手段のみで構成
される。

【０１１９】実施例１４． 図２０は本発明に係るデータ復調回路の実施例１４の構
成図である。実施例１３との違いは、遅延手段５０，５
１を有していない点である。これは、δφが十分小さ
く、搬送波オフセットが位相オフセットθと見なせる場
合の装置構成である。δφが十分小さい場合とは、例え
ば、局部発振器（シンセサイザ）の精度が十分よい場
合、あるいは、別の手段によりδφが補正される場合等
が想定され、回路規模の縮小化が図れる。

【０１２０】実施例１５． 図２１は本発明に係るデータ復調回路の実施例１５の構
成図である。７２０が先行波に対して動作する第１のデ
ータ復調回路、７３０が遅延波に対して動作する第２の
データ復調回路であり、それぞれの動作は実施例１３と
同一である。即ち、図１９のρ₁α₀ｃｏｓφ₁ ，ρ₁α₀
ｓｉｎφ₁ は７２０の位相差情報抽出手段１０より与え
られ、同じくρ₂ α₀ｃｏｓφ₂ ，ρ₂ α₀ｓｉｎφ₂ は
７３０の位相差情報抽出手段１０より与えられる。そし
て、同様にＰＮ_I1，ＰＮ_Q1は７２０のタイミング再生系
より与えられ、ＰＮ_I2，ＰＮ_Q2は７３０のタイミング再
生系より与えられる。

【０１２１】また、ρ₁α₀，ρ₂α₀はそれぞれ７２０，
７３０のレベル検出手段より与えられる。なお、スレッ
シュホルドレベルＬ₀は、受信Ｓ／Ｎ比あるいは、α₀の
大きさ等から、干渉除去が無効になる値を加味しながら
適宜決定される。データ復調回路７２０，７３０の出力
は、図４のダイバーシチコンバイナ回路に入力され、実
施例１１の図１５の動作に付け加え、いずれかの受信パ
ス信号のレベルが小さいときは、キャンセル動作を停止
して、キャンセル動作が逆にデータ復調特性の劣化を引
き起こすような動作を防止する。

【０１２２】実施例１６． 図２２は本発明に係るデータ復調回路の実施例１６の構
成図である。実施例１５との違いは、遅延手段５０，５
１を有していない点である。これは、δφが十分小さ
く、搬送波オフセットが位相オフセットθと見なせる場
合の装置構成である。δφが十分小さい場合とは、例え
ば、局部発振器（シンセサイザ）の精度が十分よい場
合、あるいは、別の手段によりδφが補正される場合等
が想定され、回路規模の縮小化が図れる。

【０１２３】実施例１７． 図２３は本発明に係るデータ復調回路の実施例１７の構
成図である。実施例５の図７で示した構成に対して、図
２４に示される干渉量算出手段を用いてキャンセラ付き
データ復調手段９０の加算器９１で干渉量Ｉ_DF1、また
はＩ_DF2を除去する構成となっている。図２３が先行波
に対して動作する場合には、Ｉ_DF1が入力され、遅延波
に対して動作する場合には、Ｉ_DF2が入力される。即
ち、データ復調回路がレベル制御手段７０を有する場合
には、レベル制御手段７０を有しない実施例９の図１２
と比べて、遅延Ｉ_DF1，Ｉ_DF2が異なった値となるが、レ
ベル制御手段７０出力がＲＸ（ｔ）に対して、それぞれ
ρ₁ α₀ｅｘｐ（−ｊφ₁），ρ₂ α₀ｅｘｐ（−ｊφ₂）
ではなく、ｅｘｐ（−ｊφ₁ ），ｅｘｐ（−ｊφ₂ ）で
あることに注意すれば、実施例９で示した方法から容易
に求めることができ、 Ｉ_DF1＝ρ₂α₀｛ＰＮ_I2ｃｏｓΔφ−ＰＮ_Q2ｓｉｎΔφ｝＊ＰＮ_I1 ＋ ρ₂α₀｛ＰＮ_Q2ｃｏｓΔφ＋ＰＮ_I2ｓｉｎΔφ｝＊ＰＮ_Q2 Ｉ_DF2＝ρ₁α₀｛ＰＮ_I2ｃｏｓΔφ−ＰＮ_Q2ｓｉｎΔφ｝＊ＰＮ_I1 ＋ ρ₁α₀｛ＰＮ_Q2ｃｏｓΔφ＋ＰＮ_I2ｓｉｎΔφ｝＊ＰＮ_Q2 となる。

【０１２４】従って、図２４に示す干渉量算出手段によ
りＩ_DF1，_DF2を求めることが可能となる。なお、図２４
は、前記した、各々の成分からＩ_DF1，Ｉ_DF2 を求める
ための数学的操作を図示したものであり、ソフトウェア
によって計算されても同等の効果を有する。

【０１２５】実施例１８． 図２５は本発明に係るデータ復調回路の実施例１８の構
成図である。実施例１７との違いは、遅延手段５０，５
１を有していない点である。これは、δφが十分小さ
く、搬送波オフセットが位相オフセットθと見なせる場
合の装置構成である。δφが十分小さい場合とは、例え
ば、局部発振器（シンセサイザ）の精度が十分よい場
合、あるいは、別の手段によりδφが補正される場合等
が想定され、回路規模の縮小化が図れる。

【０１２６】実施例１９． 図２６は本発明に係るデータ復調回路の実施例１９の構
成図である。７６０が先行波に対して動作する第１のデ
ータ復調回路、７７０が遅延波に対して動作する第２の
データ復調回路であり、動作は実施例１７と同一であ
る。即ち、図２４のｃｏｓφ₁，ｓｉｎφ₁は７６０のレ
ベル制御手段７０より与えられ、同じくｃｏｓφ₂ ，ｓ
ｉｎφ₂ は７７０のレベル制御手段７０より与えられ
る。また、ＰＮ_I1，ＰＮ_Q1は７６０のタイミング再生系
より与えられ、ＰＮ_I2，ＰＮ_Q2は７７０のタイミング再
生系より与えられる。また、ρ₁α₀，ρ₂α₀はそれぞれ
７６０，７７０のレベル制御手段７０内の制御量算出部
８０より与えられる。制御量算出部８０の構成は図８に
示される。データ復調回路７６０，７７０の出力は、図
２７に示すダイバーシチコンバイナに入力され、最大比
合成ダイバーシチ受信動作が実現される。

【０１２７】このように、図２３ないし図２６の構成に
より、レベル制御された周波数・位相補償手段６０を用
いる場合にも、タイミングの異なるパイロット信号が与
える干渉量を求め、キャンセラ付きデータ復調手段９０
内においてキャンセルし、復調特性を改善することが可
能となり、量子化ビット数が少ない場合にも、搬送波オ
フセット、タイミングの異なるパイロット信号干渉に対
して有効に動作し、好適な最大比合成ダイバーシチ受信
の動作を実現する。

【０１２８】実施例２０． 図２８は本発明に係るデータ復調回路の実施例２０の構
成図である。実施例１９との違いは、遅延手段５０，５
１を有していない点である。これは、δφが十分小さ
く、搬送波オフセットが位相オフセットθと見なせる場
合の装置構成である。δφが十分小さい場合とは、例え
ば、局部発振器（シンセサイザ）の精度が十分よい場
合、あるいは、別の手段によりδφが補正される場合等
が想定され、回路規模の縮小化が図れる。

【０１２９】実施例２１． 図２３は本発明に係るデータ復調回路の実施例２１の構
成図である。実施例１７と実施例２１の関係は、実施例
９と実施例１３の関係に類似する。即ち、実施例２１は
実施例１９のレベル制御手段において得られたレベルに
応じて、キャンセル動作が受信特性を逆に劣化させるよ
うな場合に実効的にキャンセル動作を停止し、特性劣化
の防止が可能となるデータ復調回路を与えることが目的
である。

【０１３０】従って、図２９に示される干渉量算出手段
が用いられる。図２９の干渉量算出手段は図２４の干渉
量算出手段に、制御部１６０、セレクタ２３０が付加さ
れたものであり、制御部１６０において、レベル制御手
段７０内の制御量算出部より与えられる検出レベルρ₁
α₀ ，ρ₂α₀ から、いずれかの検出レベルが、スレッ
シュホルドレベル（Ｌ₀）以下になった場合にｃｏｎｔ
ｒｏｌ信号を乗算加減算部分１７０，１８０，１９０，
２２０に出力し、演算を停止させる。同時に制御部１６
０はセレクタ２３０に対してｓｅｌｅｃｔ信号を出力
し、その場合、Ｉ_DF1，Ｉ_DF2は０が出力され、実効的に
キャンセル動作が停止され、特性劣化の防止が図れる。
なお、スレシホルドレベルＬ₀は、受信Ｓ／Ｎ比あるい
は、α₀の大きさ等から、干渉除去が無効になる値を加
味しながら適宜決定される。

【０１３１】実施例２２． 図２５及び図２９は本発明に係るデータ復調回路の実施
例２２の構成図である。実施例２１との違いは、遅延手
段５０，５１を有していない点である。これは、δφが
十分小さく、搬送波オフセットが位相オフセットθと見
なせる場合の装置構成である。δφが十分小さい場合と
は、例えば、局部発振器（シンセサイザ）の精度が十分
よい場合、あるいは、別の手段によりδφが補正される
場合等が想定され、回路規模の縮小化が図れる。

【０１３２】実施例２３． 図２６は本発明に係るデータ復調回路の実施例２３の構
成図である。但し、第１のデータ復調回路７６０及び第
２のデータ復調回路７７０に用いられる干渉量算出手段
の構成は図２９の構成であり、データ復調回路７６０，
７７０の動作は実施例２１と同一であり、データ復調回
路７６０，７７０出力を、図２７に示すダイバーシチコ
ンバイナ回路に入力することにより、ビット数が少ない
場合でも、搬送波オフセットの影響を取り除き、かつ、
タイミングの異なるパイロット信号が与える干渉の影響
もキャンセルし、更に、受信パス信号のレベルが低い場
合には、キャンセル動作を停止して、キャンセルによる
特性劣化をも防止する。

【０１３３】実施例２４． 図２８は本発明に係るデータ復調回路の実施例２４の構
成図である。実施例２３との違いは、遅延手段５０，５
１を有していない点である。これは、δφが十分小さ
く、搬送波オフセットが位相オフセットθと見なせる場
合の装置構成である。δφが十分小さい場合とは、例え
ば、局部発振器（シンセサイザ）の精度が十分よい場
合、あるいは、別の手段によりδφが補正される場合等
が想定され、回路規模の縮小化が図れる。

【０１３４】なお、上記実施例においては、受信パスは
先行波と遅延波の２つのみについて説明したが、強度の
大きいパスが３つ以上ある場合にも同様な構成により、
干渉量が算出でき、パイロット信号干渉の影響を除去す
ることができる。即ち、第１パス信号に対して動作する
データ復調回路に対しては、第２パス信号に含まれるパ
イロット信号が与える干渉量及び第３パスに含まれるパ
イロット信号が与える干渉量を上記実施例に開示した方
法と同様にして、個別に干渉量算出手段によって計算
し、第１パス信号に対して動作する復調回路の加算器９
１に入力することにより、干渉を除去することが可能で
ある。第２パス信号及び第３パス信号に対して動作する
データ復調回路についても同様である。

【０１３５】また、データ復調回路の総和が制限されて
いる場合に、データ復調回路が割り当てられていない受
信パス信号に対して、拡散符号のタイミング再生手段
（実施例５ないし実施例１２）、位相差情報抽出手段１
０（実施例５ないし実施例１２）、レベル検出手段１４
０（実施例７ないし実施例８）、レベル制御手段７０
（実施例９ないし実施例１２）を設けることにより、干
渉量算出に必要な成分を求めることができるので、それ
ぞれの実施例に対応した干渉量算出手段を用いて、デー
タ復調回路が割り当てられていない、受信パス信号に含
まれるパイロット信号が与える干渉量を求め、加算器１
９に入力することにより、干渉を除去することも可能で
ある。また、明細書においては同相軸および直交軸の両
方の軸に対してスペクトル拡散された信号（ＱＰＳＫの
スペクトル拡散信号）のデータ復調回路について開示し
たが、スペクトル拡散が同相軸のみ（ＢＰＳＫのスペク
トル拡散信号）の場合にも、直交軸用拡散符号に関する
処理系を省くことにより、同等な効果を有するデータ復
調回路が得られる。この時の動作については、明細書で
開示した内容中、ＰＮ_Q，ＰＮ_Q1，ＰＮ_Q2を全てゼロと
考えれば容易に理解できる。

【０１３６】

【発明の効果】以上説明したように、本発明に係るスペ
クトル拡散通信用データ復調回路によれば、同相軸受信
信号及び直交軸受信信号に同相軸用拡散符号及び直交軸
用拡散符号をそれぞれ乗算し、乗算結果を加減算した後
平均化が行われるように作用し、簡易な構成で、雑音の
影響を受けにくい位相差情報が抽出できる。

【０１３７】また、一定時間遅延させた受信信号に対
し、周波数・位相補償を行うので、相対的な周波数偏差
による位相回転量が同一となるように作用し、ｔａｎ^-1
演算、位相回転操作等の複雑な処理を必要とせず、遅延
手段のみで周波数偏差による影響も除去できる。

【０１３８】更に、レベル制御手段により一定レベルで
周波数・位相補償が行われるように作用するので、量子
化ビット数が制限される場合に効果的に動作する。

【０１３９】また、干渉量算出手段とキャンセラ付きデ
ータ復調手段により、パイロット信号による干渉量が除
去されるように作用するので、復調特性が改善する。

【０１４０】また、検出レベルの大きさに応じて干渉量
算出手段の動作が制御されるように作用するので、レベ
ルが小さいときに、干渉除去による特性劣化を防止する
ことができる。

【０１４１】更には、これらのデータ復調回路を複数用
いて、ダイバーシチコンバイナ回路により最大比合成ダ
イバーシチ受信を行うため、簡易な構成で、上記効果を
含んだ特性の良い最大比ダイバーシチ受信動作を実現で
きるといった効果を有する。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施例１におけるデータ復調回路の構成図であ
る。

【図２】実施例１における平均化部の構成図である。

【図３】実施例２におけるデータ復調回路の構成図であ
る。

【図４】実施例２、４、１１、１２、１５、１６におけ
るダイバーシチコンバイナ回路の構成図である。

【図５】実施例３におけるデータ復調回路の構成図であ
る。

【図６】実施例４におけるデータ復調回路の構成図であ
る。

【図７】実施例５におけるデータ復調回路の構成図であ
る。

【図８】実施例５、６における制御量算出部の構成図で
ある。

【図９】実施例６におけるデータ復調回路の構成図であ
る。

【図１０】実施例７におけるデータ復調回路の構成図で
ある。

【図１１】実施例８におけるデータ復調回路の構成図で
ある。

【図１２】実施例９におけるデータ復調回路の構成図で
ある。

【図１３】実施例９における干渉量算出部の構成図であ
る。

【図１４】実施例１０におけるデータ復調回路の構成図
である。

【図１５】実施例１１におけるデータ復調回路の構成図
である。

【図１６】実施例１２におけるデータ復調回路の構成図
である。

【図１７】実施例１３におけるデータ復調回路の構成図
である。

【図１８】実施例１３、１４におけるレベル検出部の構
成図である。

【図１９】実施例１３、１４における干渉量算出部の構
成図である。

【図２０】実施例１４におけるデータ復調回路の構成図
である。

【図２１】実施例１５におけるデータ復調回路の構成図
である。

【図２２】実施例１６におけるデータ復調回路の構成図
である。

【図２３】実施例１７、２１におけるデータ復調回路の
構成図である。

【図２４】実施例１７〜２０における干渉量算出部の構
成図である。

【図２５】実施例１８、２２におけるデータ復調回路の
構成図である。

【図２６】実施例１９、２３におけるデータ復調回路の
構成図である。

【図２７】実施例７、８、１９、２０、２３、２４にお
けるダイバーシチコンバイナ回路の構成図である。

【図２８】実施例２０、２４におけるデータ復調回路の
構成図である。

【図２９】実施例２１〜２４における干渉量算出部の構
成図である。

【図３０】本実施例におけるシンボルタイミングを説明
するための図である。

【図３１】従来の送受信装置の構成ブロック図である。

【図３２】従来装置におけるデータ復調回路の構成図で
ある。

【図３３】他の従来装置における位相差情報抽出部及び
位相補償回路の構成図である。

【図３４】他の従来装置における位相差情報抽出部及び
位相補償回路の構成図である。

【符号の説明】

１０ 位相差情報抽出手段 ２０，２５ 平均化部 ３０ 位相補償手段 ４０ データ復調手段 ５０，５１ 遅延手段 ６０ 周波数・位相補償手段 ７０ レベル制御手段 ８０ 制御量算出部 ９０ キャンセラ付きデータ復調手段 １１０，１２０，１３０，１７０，１８０，１９０，２
２０ 乗算加減算部 １４０ レベル検出手段 １５０ レベル検出部 １６０ 制御部 ２００，２１０，２３０ セレクタ ６００，６１０，６２０，６３０，６４０，６５０，６
６０，６７０，６８０，６９０，７００，７１０，７２
０，７３０，７４０，７５０，７６０，７７０，７８
０，７９０ データ復調回路

フロントページの続き (56)参考文献 特開 平６−90219（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−90220（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−90221（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−90222（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−148540（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−157832（ＪＰ，Ａ) 特表 平５−507397（ＪＰ，Ａ) 米国特許5103459（ＵＳ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H04B 1/707

Claims (17)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 同相軸の拡散符号と直交軸の拡散符号に
   より、直接拡散方式で同相軸及び直交軸に対しスペクト
   ル拡散された信号を受信し、この受信信号よりデータを
   復調するスペクトル拡散通信用データ復調回路におい
   て、 同相軸の受信信号及び直交軸の受信信号それぞれに、送
   信側で用いられた拡散符号を乗算し、乗算結果を所定の
   組み合わせで加減算し、加減算結果を平均化して、位相
   差に関する情報を抽出する位相差情報抽出手段と、 前記位相差情報抽出手段にて得られた位相差情報を用い
   て、同相軸の受信信号及び直交軸の受信信号に含まれる
   位相差の影響を補償する位相補償手段と、 前記位相補償手段出力より、送信データを復調するデー
   タ復調手段と、 を有することを特徴とするスペクトル拡散通信用データ
   復調回路。
2. 【請求項２】 異なるタイミングで動作する前記位相差
   情報抽出手段、位相補償手段、およびデータ復調手段の
   組み合わせを複数有する構成とし、 さらに、各組み合わせからの出力の受信タイミングを一
   致させるタイミング調整手段と、 前記タイミング調整手段出力を加算する加算手段と、 前記加算手段出力からの送信データを判定するデータ判
   定手段と、 を有することを特徴とする請求項１に記載のスペクトル
   拡散通信用データ復調回路。
3. 【請求項３】 同相軸の拡散符号と直交軸の拡散符号に
   より、直接拡散方式で同相軸及び直交軸に対しスペクト
   ル拡散された信号を受信し、この受信信号よりデータを
   復調するスペクトル拡散通信用データ復調回路におい
   て、 同相軸の受信信号及び直交軸の受信信号それぞれに、送
   信側で用いられた拡散符号を乗算し、乗算結果を所定の
   組み合わせで加減算し、加減算結果を平均化して、位相
   差に関する情報を抽出する位相差情報抽出手段と、 同相軸受信信号及び直交軸受信信号を一定の時間遅延さ
   せる遅延手段と、 前記位相差情報抽出手段により抽出された位相差情報に
   より、前記遅延手段により時間遅延された同相軸受信信
   号及び直交軸受信信号に対して、周波数・位相補償を行
   う周波数・位相補償手段と、 前記周波数・位相補償手段出力より、送信データを復調
   するデータ復調手段と、 を有することを特徴とするスペクトル拡散通信用データ
   復調回路。
4. 【請求項４】 異なるタイミングで動作する前記位相差
   情報抽出手段、遅延手段、周波数・位相補償手段、およ
   びデータ復調手段の組み合わせを複数有する構成とし、 さらに、各組み合わせからの出力の受信タイミングを一
   致させるタイミング調整手段と、 前記タイミング調整手段出力を加算する加算手段と、 前記加算手段出力からの送信データを判定するデータ判
   定手段と、 を有することを特徴とする請求項３に記載のスペクトル
   拡散通信用データ復調回路。
5. 【請求項５】 前記位相差情報抽出手段によって得られ
   た位相差情報のレベルを制御するレベル制御手段を有す
   ることを特徴とする請求項１または３に記載のスペクト
   ル拡散通信用データ復調回路。
6. 【請求項６】 異なるタイミングで動作する前記位相差
   情報抽出手段、位相補償手段、データ復調手段、および
   レベル制御手段の組み合わせを複数有する構成か、 または、前記位相差情報抽出手段、遅延手段、周波数・
   位相補償手段、データ復調手段、およびレベル制御手段
   の組み合わせを複数有する構成とし、 さらに、各組み合わせからの出力の受信タイミングを一
   致させるタイミング調整手段と、 タイミング調整された前記タイミング調整手段出力のレ
   ベルを調整するレベル調整手段と、 前記レベル調整手段出力を加算する加算手段と、 前記加算手段出力からの送信データを判定するデータ判
   定手段と、 を有することを特徴とする請求項５に記載のスペクトル
   拡散通信用データ復調回路。
7. 【請求項７】 タイミングの異なるパイロット信号が前
   記位相補償手段、または前記周波数・位相補償手段出力
   に与える干渉量を計算する干渉量算出手段を有する構成
   とし、 前記データ復調手段は、さらに、前記位相補償手段、ま
   たは前期周波数・位相補償手段出力からの送信データを
   復調する際に、前記干渉量算出手段により算出された干
   渉量を減じてデータ復調を行うキャンセラ付きデータ復
   調手段とすることを特徴とする請求項１または３に記載
   のスペクトル拡散通信用データ復調回路。
8. 【請求項８】 異なるタイミングで動作する前記位相差
   情報抽出手段、位相補償手段、およびキャンセラ付きデ
   ータ復調手段の組み合わせを複数有する構成か、 または、前記位相差情報抽出手段、遅延手段、周波数・
   位相補償手段、およびキャンセラ付きデータ復調手段の
   組み合わせを複数有する構成とし、 さらに、各組み合わせからの出力の受信タイミングを一
   致させるタイミング調整手段と、 前記タイミング調整手段出力を加算する加算手段と、 前記加算手段出力から送信データを判定するデータ判定
   手段と、 を有することを特徴とする請求項７に記載のスペクトル
   拡散通信用データ復調回路。
9. 【請求項９】 前記位相差情報抽出手段により抽出され
   た位相差情報のレベルを検出するレベル検出手段を有す
   る構成とし、 前記干渉量算出手段は、タイミングの異なるパイロット
   信号が前記位相補償手段、または前記周波数・位相補償
   手段出力に与える干渉量を計算し、前記レベル検出手段
   により検出されたレベルにより前記計算結果を制御し、
   前記制御結果に応じて干渉量を選択して出力する選択的
   干渉量算出手段とすることを特徴とする請求項７に記載
   のスペクトル拡散通信用データ復調回路。
10. 【請求項１０】 異なるタイミングで動作する前記位相
    差情報抽出手段、位相補償手段、レベル検出手段、およ
    びキャンセラ付きデータ復調手段の組み合わせを複数有
    する構成か、 または、前記位相差情報抽出手段、遅延手段、周波数・
    位相補償手段、レベル検出手段、およびキャンセラ付き
    データ復調手段の組み合わせを複数有する構成とし、 さらに、各組み合わせからの出力の受信タイミングを一
    致させるタイミング調整手段と、 前記タイミング調整手段出力を加算する加算手段と、 前記加算手段出力から送信データを判定するデータ判定
    手段と、 を有することを特徴とする請求項９に記載のスペクトル
    拡散通信用データ復調回路。
11. 【請求項１１】 タイミングの異なるパイロット信号が
    レベル制御された前記位相補償手段、または前記周波数
    ・位相補償手段出力に与える干渉量を計算する干渉量算
    出手段を有する構成とし、 前記データ復調手段は、さらに、前記位相補償手段、ま
    たは前期周波数・位相補償手段出力からの送信データを
    復調する際に、前記干渉量算出手段により算出された干
    渉量を減じてデータ復調を行うキャンセラ付きデータ復
    調手段とすることを特徴とする請求項５に記載のスペク
    トル拡散通信用データ復調回路。
12. 【請求項１２】 異なるタイミングで動作する前記位相
    差情報抽出手段、位相補償手段、レベル制御手段、およ
    びキャンセラ付きデータ復調手段の組み合わせを複数有
    する構成か、 または、前記位相差情報抽出手段、遅延手段、周波数・
    位相補償手段、レベル制御手段、およびキャンセラ付き
    データ復調手段の組み合わせを複数有する構成とし、 さらに、各組み合わせからの出力の受信タイミングを一
    致させるタイミング調整手段と、 タイミング調整された前記タイミング調整手段出力のレ
    ベルを調整するレベル調整手段と、 前記レベル調整手段出力を加算する加算手段と、 前記加算手段出力から送信データを判定するデータ判定
    手段と、 を有することを特徴とする請求項１１に記載のスペクト
    ル拡散通信用データ復調回路。
13. 【請求項１３】 タイミングの異なるパイロット信号が
    前記位相補償手段、または前記周波数・位相補償手段出
    力に与える干渉量を計算し、前記レベル制御手段の制御
    量算出過程で得られる検出レベルにより前記計算結果を
    制御し、前記制御結果に応じて干渉量を選択して出力す
    る選択的干渉量算出手段を有する構成とし、 前記データ復調手段は、さらに、前記位相補償手段、ま
    たは前期周波数・位相補償手段出力からの送信データを
    復調する際に、前記干渉量算出手段により算出された干
    渉量を減じてデータ復調を行うキャンセラ付きデータ復
    調手段とすることを特徴とする請求項５に記載のスペク
    トル拡散通信用データ復調回路。
14. 【請求項１４】 異なるタイミングで動作する前記位相
    差情報抽出手段、位相補償手段、レベル制御手段、およ
    びキャンセラ付きデータ復調手段の組み合わせを複数有
    する構成か、 または、前記位相差情報抽出手段、遅延手段、周波数・
    位相補償手段、レベル制御手段、およびキャンセラ付き
    データ復調手段の組み合わせを複数有する構成とし、 さらに、各組み合わせからの出力の受信タイミングを一
    致させるタイミング調整手段と、 タイミング調整された前記タイミング調整手段出力のレ
    ベルを調整するレベル調整手段と、 前記レベル調整手段出力を加算する加算手段と、 前記加算手段出力から送信データを判定するデータ判定
    手段と、 を有することを特徴とする請求項１３に記載のスペクト
    ル拡散通信用データ復調回路。
15. 【請求項１５】 同相軸の拡散符号と直交軸の拡散符号
    により、直接拡散方式で同相軸及び直交軸に対しスペク
    トル拡散された信号を受信し、この受信信号よりデータ
    を復調するスペクトル拡散通信用データ復調回路におい
    て、 同相軸の受信信号及び直交軸の受信信号それぞれに、送
    信側で用いられた拡散符号を乗算し、乗算結果を所定の
    組み合わせで加減算し、加減算結果を平均化して、位相
    差に関する情報を抽出する位相差情報抽出手段を有し、 前記位相差情報抽出手段にて得られた位相差情報を用い
    て、同相軸の受信信号及び直交軸の受信信号に含まれる
    位相差の影響を補償することを特徴とするスペクトル拡
    散通信用データ復調回路。
16. 【請求項１６】 同相軸の拡散符号と直交軸の拡散符号
    により、直接拡散方式で同相軸及び直交軸に対しスペク
    トル拡散された信号を受信し、この受信信号よりデータ
    を復調する複数のデータ復調回路を有するスペクトル拡
    散通信用データ復調回路において、 前記複数のデータ復調回路からの出力の受信タイミング
    を一致させるタイミング調整手段と、 タイミング調整された前記タイミング調整手段出力のレ
    ベルを調整するレベル調整手段と、 前記レベル調整手段出力を加算する加算手段と、 前記加算手段出力からの送信データを判定するデータ判
    定手段と、 を有することを特徴とするスペクトル拡散通信用データ
    復調回路。
17. 【請求項１７】 同相軸の拡散符号と直交軸の拡散符号
    により、直接拡散方式で同相軸及び直交軸に対しスペク
    トル拡散された信号を受信し、この受信信号よりデータ
    を復調するスペクトル拡散通信用データ復調回路におい
    て、 タイミングの異なるパイロット信号による干渉量を計算
    する干渉量算出手段を有することを特徴とするスペクト
    ル拡散通信用データ復調回路。