KR100575938B1 - 이동통신시스템에서 주파수 오프셋 보상장치 및 방법 - Google Patents

이동통신시스템에서 주파수 오프셋 보상장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 이동통신시스템의 수신장치에서 수신신호가 가지는 주파수 오프셋을 보상하는 장치 및 방법을 제안한다. 이를 위해 본 발명에서는 데이터 심벌들의 열에 삽입된 훈련 시퀀스를 다운 컨버팅함으로써 출력되는 동 위상 채널신호와 직교 위상 채널신호를 가산 및 감산하여 정형파 성분과 여현파 성분을 구하고, 서로 다른 두 시점에서 구하여진 정형파 성분들과 여현파 성분들에 의해 상기 두 시점에서의 정접파 성분들에 의해 제1 및 제2위상 값들을 얻을 수 있다. 주파수 오프셋은 제1 및 제2위상 값에 의해 그려지는 2차 직선의 기울기에 의해 계산됨으로써 수신신호에 대한 주파수 오프셋을 보정할 수 있다.
OFDM, 주파수 오프셋, 주파수 보상, 훈련 시퀀스, 주파수 오프셋 추정 값

Description

이동통신시스템에서 주파수 오프셋 보상장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR COMPENSATING FREQUENCE OFFSET IN MOBILE COMMUNICATION SYSTEM}
도 1은 이동통신시스템에서 주파수 오프셋의 발생을 개념적으로 보이고 있는 도면.
도 2는 이동통신시스템에서 실제 주파수 오프셋의 발생 예를 보이고 있는 도면.
도 3은 모의 실험을 통해 주파수 오프셋을 변화시킴으로써 나타나는 수신 심벌들의 분포 변화를 보이고 있는 도면.
도 4는 통상적인 이동통신시스템에서 훈련신호의 전송 일 예를 보이고 있는 도면.
도 5는 종래 이동통신시스템에서 주파수 오프셋을 보상하기 위한 수신장치의 구조를 보이고 있는 도면.
도 6은 본 발명에서 가정하고 있는 90도 위상 차의 단일 중간 주파수 DCR의 구성을 보이고 있는 도면.
도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 이동통신시스템의 수신장치에서 주파수 오프셋을 제거하는 주파수 오프셋 보상장치의 구성을 보이고 있는 도면.
본 발명은 이동통신시스템에 관한 것으로서, 특히 주파수 동기를 위한 미세 주파수 오프셋을 보상하는 장치 및 방법에 관한 것이다.
일반적으로 이동통신시스템에서는 무선채널의 특성에 의하여 위상 지터(phase jitter), 도플러 천이(doppler shift) 등이 발생하거나 수신기의 동조기가 불안정할 경우 송신 주파수와 수신 주파수의 동기화가 이루어지지 않아 주파수 오프셋(Frequency Offset)이 발생하게 되는 원인이 된다. 상기 송신 주파수는 상기 이동통신시스템의 송신장치에서 신호를 전송하기 위해 사용되는 반송파의 주파수이며, 상기 수신 주파수는 상기 이동통신시스템의 수신장치에서 신호를 수신하기 위해 사용되는 반송파의 주파수이다. 상기 주파수 오프셋이 발생하게 되는 원인이 되는 동조기의 불안정은 송/수신기의 국부 발진기간, 즉 반송파간의 동조가 이루어지지 않음을 의미한다.
도 1은 통상적인 직교위상편이변조(QPSK : Quadrature Phase Shift Keying) 방식을 사용하는 이동통신시스템에서 송/수신장치를 개념적으로 도시하고 있는 도면이다. 상기 도 1에서 보이고 있는 바와 같이 상기 QPSK 방식을 사용하는 이동통신시스템의 송신장치에서는 전송하고자 하는 정보를 상호 90도의 위상 차를 가지는 동 위상 채널신호(I 채널신호)와 직교 위상 채널신호(Q 채널신호)로써 전송한다. 한편, 상기 QPSK 방식을 사용하는 이동통신시스템의 수신장치에서는 상호 90도의 위상 차를 가지는 동 위상 채널신호(I 채널신호)와 직교 위상 채널신호(Q 채널신호)를 수신하고, 상기 I 채널신호와 상기 Q 채널신호로부터 원하는 정보를 복조한다.
상기 도 1을 참조하면, 전송하고자 하는 베이스 밴드 대역의 I 채널신호와 Q 채널신호는 송신기(110)로 입력된다. 상기 송신기(110)는 상기 I 채널신호와 상기 Q 채널신호를 무선 주파수(RF : Radio Frequence) 대역으로 업-컨버젼하여 출력한다. 상기 업-컨버젼을 위해서는 소정의 반송파가 사용된다. 상기 RF 대역의 송신신호는 전력 증폭기(PA : Power Amp)(120)를 통해 일정 송신전력으로 증폭된 후 안테나를 통해 전송된다. 한편, 상기 송신장치로부터 전송된 신호는 수신장치의 안테나를 통해 수신된다. 상기 안테나를 통해 수신된 RF 대역의 수신신호는 저 잡음 증폭기(LNA : Low Noise Amp)(130)로 입력되어 잡음 성분을 줄이고, 원 신호 성분을 증가시키기 위한 증폭이 이루어진다. 상기 LNA(130)로부터 출력되는 RF 대역의 수신신호는 수신기(140)로 제공된다. 상기 수신기(140)는 상기 RF 대역의 수신신호를 베이스 밴드 대역의 신호로 다운 컨버젼하여 출력한다. 상기 다운-컨버젼을 위해서는 상기 송신기에서 사용된 반송파와 동일한 반송파가 사용되어야 한다. 하지만, 송신기와 수신기에서 동일한 반송파에 의해 업-컨버젼 또는 다운-컨버젼을 수행하는 것은 앞에서 살펴본 주파수 오프셋에 의해 거의 불가능하다고 할 것이다. 따라서 다운-컨버젼의 신뢰도를 향상시키기 위해서는 수신기에서 주파수 오프셋의 보상이 반드시 요구된다.
도 2 내지 도 4에서는 상기 도 1에서 보이고 있는 수신기의 구현 예들을 도 시하고 있는 도면이다.
상기 도 2는 I 채널신호와 Q 채널신호 각각을 하나의 믹서를 사용하여 다운-컨버젼을 수행하는 구성을 보이고 있다. 상기 도 2에 있어 수신신호 "A cos ωRFt + B sin ωRFt"는 반송파 "cos(ωLO - Δω)t"와 "sin(ωLO - Δω)t" 각각에 의해 다운 컨버팅(down converting)되어 I 채널신호와 Q 채널신호로 출력된다.
상기 도 3은 I 채널신호와 Q 채널신호 각각은 두 개의 믹서들을 사용하여 두 번에 걸친 다운-컨버젼을 수행하는 구성을 보이고 있다.
상기 도 3을 참조하면, 수신신호 "A cos ωRFt + B sin ωRFt"는 제1반송파 "cos(ωLO1 - Δω1)t"와의 곱에 의해 1차 다운 컨버팅(down converting)된다. 그리고, 상기 1차 다운 컨버젼된 수신신호는 제2반송파 "cos(ωLO2 - Δω2)t"와 "sin(ωLO2 - Δω2)t" 각각에 의해 2차 다운 컨버젼이 이루어진다. 이때, 송신측에서 사용된 반송파인 ωRFt는 "ωLO1 + ωLO2"로써 정의되며, 주파수 오프셋인 Δω은 "Δω1 + Δω2"로써 정의된다. 상기 제2반송파 "cos(ωLO2 - Δω2)t"에 의해 2차 다운 컨버팅(down converting)된 신호는 디지털 신호로 변환되어 I 채널신호로 출력되며, 상기 제2반송파 "sin(ωLO2 - Δω2)t"에 의해 2차 다운 컨버팅(down converting)된 신호는 디지털 신호로 변환되어 Q 채널신호로 출력된다.
상기 도 4는 I 채널신호와 Q 채널신호 각각은 두 개의 믹서들을 사용하여 두 번에 걸친 다운-컨버젼을 수행하는 다른 구성을 도시하고 있는 도면이다.
상기 도 4를 참조하면, 수신신호 "A cos ωRFt + B sin ωRFt"는 제1반송파 "cos(ωLO1 - Δω1)t"와 "sin(ωLO1 - Δω1)t" 각각의 곱에 의해 1차 다운 컨버팅(down converting)된다. 그리고, 상기 cos(ωLO1-Δω1)t에 의해 1차 다운 컨버팅(down converting)된 수신신호는 제2반송파 "cos(ωLO2 - Δω2)t"와 "sin(ωLO2 - Δω2)t" 각각에 의해 2차 다운 컨버팅(down converting)이 이루어진다. 한편, 상기 sin(ωLO1 - Δω1)t에 의해 1차 다운 컨버팅(down converting)된 수신신호는 상기 제2반송파 "cos(ωLO2 - Δω2)t"와 "sin(ωLO2 - Δω 2)t" 각각에 의해 2차 다운 컨버팅(down converting)이 이루어진다. 이때, 송신측에서 사용된 반송파인 ωRFt는 "ωLO1 + ωLO2"로써 정의되며, 주파수 오프셋인 Δω은 "Δω1 + Δω2"로써 정의된다. 상기 제1반송파 "cos(ωLO1 - Δω1)t"와 상기 제2반송파 "cos(ω LO2 - Δω2)t"에 의해 1차 및 2차 다운 컨버팅(down converting)된 신호는 상기 제1반송파 "sin(ωLO1 - Δω1)t"와 상기 제2반송파 "sin(ωLO2 - Δω2 )t"에 의해 1차 및 2차 다운 컨버팅(down converting)된 신호가 감산된 후 디지털 신호로 변환되어 I 채널 신호로 출력된다. 한편, 상기 제1반송파 "cos(ωLO1 - Δω1)t"와 상기 제2반송파 "sin(ωLO2 - Δω2)t"에 의해 1차 및 2차 다운 컨버팅(down converting)된 신호와 상기 제1반송파 "sin(ωLO1 - Δω1)t"와 상기 제2반송파 "cos(ωLO2 - Δω2)t"에 의해 1차 및 2차 다운 컨버팅(down converting)된 신호는 가산된 후 디지털 신호로 변환되어 Q 채널 신호로 출력된다.
하지만 상기 도 2 내지 상기 도 4의 구성을 통해 출력되는 상기 I 채널신호와 상기 Q 채널신호는 진폭 성분(A 또는 B)만을 가지는 이상적인 신호가 아닌 주파수 성분을 가지게 된다. 이는 주파수 오프셋인 Δω에 의한 것이다. 즉, 상기 주파수 오프셋 Δω로 인해 1차 및 2차 다운 컨버팅(down converting) 시 반송파 성분이 완전히 제거되지 않았기 때문이다.
이와 같이 주파수 오프셋은 수신신호의 위상(phase)을 변화시켜서 반송파들 간의 직교성(Orthogonality)을 잃어버리게 하여 시스템의 복호 성능을 저하시킨다. 상기 주파수 오프셋은 아무리 작다고 하더라도 수신 시스템의 성능을 떨어뜨리는 심각한 원인이 된다. 도 3에서는 모의 실험을 통해 주파수 오프셋을 변화시킴으로써 나타나는 수신 심벌들의 분포를 보이고 있다. 상기 도 3에서는 주파수 오프셋으로 0.2ppm, 1ppm, 10ppm을 적용한 예들을 보이고 있으며, 상기 주파수 오프셋이 증가할수록 수신 심벌들의 오류율이 증가함을 알 수 있다. 그러므로 이동통신시스템에서는 주파수 오프셋으로 인해 반송파들 간의 직교성이 상실되는 것을 방지하기 위한 주파수 동기 기술의 구현은 필수적이라 할 것이다.
통상적으로 주파수 오프셋은 수신기에서 반송파들 간의 간격을 기준으로 하여 제거한다. 상기 주파수 오프셋은 부반송파들 간의 간격으로 나눌 경우 정수부와 소수부로 표현이 가능하다. 여기서, 상기 정수부에 해당하는 초기 주파수 오프셋을 제거하는 과정을 대략적 주파수 동기(Coarse Frequency Synchronization)라 하며, 상기 소수부에 해당하는, 즉 상기 대략적 주파수 동기 후에 남아 있는 잔류 주파수 오프셋을 제거하는 과정이 미세 주파수 동기(Fine Frequency Synchronization)라 한다. 상기 주파수 동기 기술의 일 예로써 직교주파수분할다중(OFDM : Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 방식의 이동통신시스템에서는 고속 푸리에 변환(FFT : Fast Fourier Transform)을 수행하기 전인 시간 영역(time domain)의 신호를 이용한 알고리즘과 FFT를 수행한 후인 주파수 영역(frequency domain)의 신호를 이용한 알고리즘으로 분류할 수 있다. 이 중에서 상기 시간 영역의 신호를 이용한 알고리즘으로는 주파수 오프셋의 보상을 위해 데이터 이외에 추가로 전송되는 긴 프리앰블을 이용하는 방법이 일반적으로 사용된다. 이는 IEEE 802.11a의 무선 랜 표준안에서 제안되고 있다.
전술한 바와 같이 종래 이동통신시스템에서는 주파수 오프셋을 보상하기 위해 긴 프리앰블을 전송하도록 하고, 상기 프리앰블에 의해 주파수 오프셋을 추정하여 수신신호의 주파수 오프셋을 보상하도록 하고 있다. 즉, 종래 주파수 오프셋 보상을 위해서는 전송 프레임에 있어 긴 프리앰블을 사용하여야 하며, 프리앰블에 의해 주파수 오프셋을 보상하기 위한 복잡한 알고리즘이 요구되는 문제점을 가진다.
따라서, 상기한 바와 같은 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 목적은 수신신 호를 이용하여 주파수 오프셋을 추정하여 보상하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 소정 위상 차를 가지는 두 채널신호들을 이용하여 주파수 오프셋을 추정하여 수신신호에 대한 주파수 오프셋을 보상하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 메모리에 저장된 추정 주파수 오프셋과 수신신호에 대해 간단한 연산을 취함으로써 수신신호의 주파수 오프셋을 보상하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 미리 진폭을 알고 있는 훈련 시퀀스를 통해 주파수 오프셋을 추정하고, 추정한 주파수 오프셋에 의해 수신신호의 주파수 오프셋을 보상하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기한 바와 같은 목적을 달성하기 위한 제1견지에 있어, 본 발명은 데이터 심벌들의 열에 미리 정해진 패턴을 가지는 훈련 심볼들이 삽입된 신호를 수신하고, 상기 수신신호를 소정의 반송파에 의해 다운 컨버팅하여 동 위상 채널신호와 직교 위상 채널신호를 출력하는 이동통신시스템의 수신장치에서 상기 동 위상 채널신호와 상기 직교 위상 채널신호의 주파수 오프셋을 보상하기 위한 주파수 오프셋을 추정하는 장치에 있어서, 상기 훈련 심볼들을 다운 컨버팅함으로써 출력되는 동 위상 채널신호와 직교 위상 채널신호를 가산하여 여현파 성분(cos 성분) 또는 정현파 성분(sin 성분)만으로 이루어진 가산 채널신호를 출력하는 가산기와, 상기 훈련 시퀀스를 다운 컨버팅함으로써 출력되는 동 위상 채널신호와 직교 위상 채널신호를 감산하여 상기 가산 채널신호와 상응하도록 정현파 성분(sin 성분) 또는 여현파 성분(cos 성분)만으로 이루어진 감산 채널신호를 출력하는 감산기와, 서로 다른 두 시점들 각각에서 제공되는 제1 및 제2가산 채널신호들과 제1 및 제2감산 채널신호들을 입력하고, 상기 제1가산 채널신호와 상기 제1감산 채널신호에 의한 제1위상 값과 상기 제2가산 채널신호와 상기 제2감산 채널신호에 의한 제2위상 값을 구하며, 상기 제1위상 값과 상기 제2위상 값에 의해 형성되는 2차 직선의 기울기에 의해 주파수 오프셋을 추정하는 주파수 오프셋 추정기를 포함함을 특징으로 한다.
상기한 바와 같은 목적을 달성하기 위한 제2견지에 있어, 본 발명은 데이터 심벌들의 열에 미리 정해진 패턴을 가지는 훈련 심볼들이 삽입된 신호를 수신하고, 상기 수신신호를 소정의 반송파에 의해 다운 컨버팅하여 동 위상 채널신호와 직교 위상 채널신호를 출력하는 이동통신시스템의 수신장치에서 상기 동 위상 채널신호와 상기 직교 위상 채널신호의 주파수 오프셋을 보상하기 위한 주파수 오프셋을 추정하는 방법에 있어서, 상기 훈련 심볼들을 다운 컨버팅함으로써 출력되는 동 위상 채널신호와 직교 위상 채널신호를 가산하여 여현파 성분(cos 성분) 또는 정현파 성분(sin 성분)만으로 이루어진 가산 채널신호를 출력하는 과정과, 상기 훈련 시퀀스를 다운 컨버팅함으로써 출력되는 동 위상 채널신호와 직교 위상 채널신호를 감산하여 상기 가산 채널신호와 상응하도록 정현파 성분(sin 성분) 또는 여현파 성분(cos 성분)만으로 이루어진 감산 채널신호를 출력하는 과정과, 서로 다른 두 시점들 각각에서 제공되는 제1 및 제2가산 채널신호들과 제1 및 제2감산 채널신호들을 입력하고, 상기 제1가산 채널신호와 상기 제1감산 채널신호에 의한 제1위상 값과 상기 제2가산 채널신호와 상기 제2감산 채널신호에 의한 제2위상 값을 구하 며, 상기 제1위상 값과 상기 제2위상 값에 의해 형성되는 2차 직선의 기울기에 의해 주파수 오프셋을 추정하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.
상기한 바와 같은 목적을 달성하기 위한 제3견지에 있어, 본 발명은 데이터 심벌들의 열을 수신하고, 상기 수신신호를 소정의 반송파에 의해 다운 컨버팅하여 동 위상 채널신호와 직교 위상 채널신호를 출력하는 이동통신시스템의 수신장치에서 상기 동 위상 채널신호와 상기 직교 위상 채널신호의 주파수 오프셋을 보상하기 위한 주파수 오프셋을 추정하는 장치에 있어서, 상기 데이터 심볼들을 다운 컨버팅함으로써 출력되는 동 위상 채널신호와 직교 위상 채널신호를 복조함으로써 출력되는 복조 심볼들 중 미리 정해진 패턴을 가지는 심볼들이 검출될 시 갱신 명령을 출력하는 심볼 검출부와, 상기 데이터 심볼들을 다운 컨버팅함으로써 출력되는 동 위상 채널신호와 직교 위상 채널신호를 가산하여 여현파 성분(cos 성분) 또는 정현파 성분(sin 성분)만으로 이루어진 가산 채널신호를 출력하는 가산기와, 상기 데이터 심볼들을 다운 컨버팅함으로써 출력되는 동 위상 채널신호와 직교 위상 채널신호를 감산하여 상기 가산 채널신호와 상응하도록 정현파 성분(sin 성분) 또는 여현파 성분(cos 성분)만으로 이루어진 감산 채널신호를 출력하는 감산기와, 서로 다른 두 시점들 각각에서 제공되는 제1 및 제2가산 채널신호들과 제1 및 제2감산 채널신호들을 입력하고, 상기 제1가산 채널신호와 상기 제1감산 채널신호에 의한 제1위상 값과 상기 제2가산 채널신호와 상기 제2감산 채널신호에 의한 제2위상 값을 구하며, 상기 제1위상 값과 상기 제2위상 값에 의해 형성되는 2차 직선의 기울기에 의해 주파수 오프셋을 추정한 후 상기 갱신 명령에 의해 상기 주파수 오프셋을 출력 하는 주파수 오프셋 추정기를 포함함을 특징으로 한다.
상기한 바와 같은 목적을 달성하기 위한 제4견지에 있어, 본 발명은 데이터 심벌들의 열을 수신하고, 상기 수신신호를 소정의 반송파에 의해 다운 컨버팅하여 동 위상 채널신호와 직교 위상 채널신호를 출력하는 이동통신시스템의 수신장치에서 상기 동 위상 채널신호와 상기 직교 위상 채널신호의 주파수 오프셋을 보상하기 위한 주파수 오프셋을 추정하는 방법에 있어서, 상기 데이터 심볼들을 다운 컨버팅함으로써 출력되는 동 위상 채널신호와 직교 위상 채널신호를 복조함으로써 출력되는 복조 심볼들 중 미리 정해진 패턴을 가지는 심볼들이 검출될 시 갱신 명령을 출력하는 과정과, 상기 데이터 심볼들을 다운 컨버팅함으로써 출력되는 동 위상 채널신호와 직교 위상 채널신호를 가산하여 여현파 성분(cos 성분) 또는 정현파 성분(sin 성분)만으로 이루어진 가산 채널신호를 출력하는 과정과, 상기 데이터 심볼들을 다운 컨버팅함으로써 출력되는 동 위상 채널신호와 직교 위상 채널신호를 감산하여 상기 가산 채널신호와 상응하도록 정현파 성분(sin 성분) 또는 여현파 성분(cos 성분)만으로 이루어진 감산 채널신호를 출력하는 과정과, 서로 다른 두 시점들 각각에서 제공되는 제1 및 제2가산 채널신호들과 제1 및 제2감산 채널신호들을 입력하고, 상기 제1가산 채널신호와 상기 제1감산 채널신호에 의한 제1위상 값과 상기 제2가산 채널신호와 상기 제2감산 채널신호에 의한 제2위상 값을 구하며, 상기 제1위상 값과 상기 제2위상 값에 의해 형성되는 2차 직선의 기울기에 의해 주파수 오프셋을 추정한 후 상기 갱신 명령에 의해 상기 주파수 오프셋을 출력하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.
이하 본 발명의 실시 예를 첨부된 도면을 참조하여 설명하면 다음과 같다.
일반적으로 이동통신시스템의 수신장치에서 바람직하기로는 수신신호로부터 반송파로 인한 주파수 성분을 완전히 제거함으로써 데이터에 해당하는 진폭 성분만을 얻도록 하는 것이다. 이를 위해서는 반송파로 인한 주파수 성분을 완전히 제거할 수 있는 장치 및 방법이 제안되어야 할 것이다. 따라서, 후술될 본 발명에서는 미리 알고 있는 진폭을 가지는 훈련 시퀀스 또는 특정 심볼 패턴을 가지는 데이터 심볼들에 의해 주파수 오프셋을 추정하여 메모리에 저장하고, 상기 추정한 주파수 오프셋과 수신신호와의 소정 연산을 통해 상기 수신신호의 주파수 오프셋을 보상하는 장치 및 방법을 제안할 것이다.
후술될 상세한 설명에서 사용되는 용어들 중 훈련 시퀀스는 채널 추정을 위해 데이터 심벌들의 임의의 위치에 삽입되어 전송되는 시퀀스로써 정해진 포맷을 가진다. 도 10에서는 데이터 심볼들의 열의 앞에 훈련 시퀀스를 삽입하여 전송하는 예를 보이고 있다. 상기 훈련 시퀀스가 가질 수 있는 포맷은 동일한 두 개의 심볼들로 이루어지는 경우와 서로 다른 두 개의 심볼들로 이루어지는 경우가 있을 수 있다. 예컨대, 상기 첫 번째 경우는 (1,1) 또는 (-1,-1)이 될 수 있으며, 상기 두 번째 경우는 (-1, 1) 또는 (1,-1)이 될 수 있다. 본 발명의 실시를 위해서는 훈련 시퀀스로 앞에서 예시한 어떠한 포맷을 같더라도 구현이 가능하다. 하지만, 상기 훈련 시퀀스가 동일한 심볼들로 이루어지는 경우와 서로 다른 심볼들로 이루어지는 경우에 있어 주파수 오프셋을 추정하기 위한 수학적인 계산 과정은 구분되어야 한 다. 이에 대한 구체적인 설명은 후술될 것이다. 또한 본 발명의 실시 예에서는 프레임을 통해 전송되는 데이터 심볼들 중 훈련 시퀀스와 동일한 포맷을 가지는 데이터 심볼들을 이용하여 주파수 오프셋을 추정하는 기술에 대해서도 제시할 것이다. 한편, 후술될 본 발명에 따른 상세한 설명에서는 90도의 위상 차의 단일 중간 주파수 DCR(Quadrature Single-IF DCR)을 가정한다.
1. 훈련 시퀀스를 이용한 실시 예
이하 이동통신시스템의 송신장치로부터 주파수 오프셋 추정 및 보상을 위해 전송되는 훈련 시퀀스를 이용하여 주파수 오프셋을 추정하고, 상기 추정된 주파수 오프셋에 의해 수신신호에 대한 주파수 오프셋을 보상하는 구성 및 동작에 대해 상세히 살펴보도록 한다. 후술될 설명에서는 상기 훈련 시퀀스가 동일한 심볼들로 이루어진 예와 서로 다른 심볼들로 이루어진 예를 구분하여 설명하도록 한다.
먼저, 본 발명에서 가정하고 있는 90도의 위상 차의 단일 중간 주파수 DCR에 대해 주파수 오프셋을 추정 및 보상하기 위한 구성을 도 6을 참조하여 살펴보면 다음과 같다.
송신장치로부터의 수신신호는 안테나를 통해 RF 수신부(610)에 수신된다. 상기 수신신호는 무선 주파수(Radio Frequence) 대역의 신호(이하 "RF 신호"라 칭함)이다. 상기 RF 수신부(610)는 상기 RF 신호을 베이스 밴드(Base Band) 대역의 신호(이하 "BB 신호"라 칭함)로 다운 컨버팅(down converting)하여 출력한다. 상기 RF 수신부(610)의 구성에 대한 예들은 도 2 내지 도 4에서 게시하고 있다. 상기 RF 수신부(610)로부터의 출력은 동 위상 성분인 I 채널신호와 직교 위상 성분인 Q 채 널신호로 구분된다. 상기 I 채널신호(IRX)는 "A(t)
Figure 112003008817517-pat00001
{
Figure 112003008817517-pat00002
cos Δωt +
Figure 112003008817517-pat00003
sin Δωt}"로 표현되며, 상기 Q 채널신호(QRX)는 "A(t)
Figure 112003008817517-pat00004
{
Figure 112003008817517-pat00005
sin Δωt +
Figure 112003008817517-pat00006
cos Δωt}"로 표현된다. 상기 RF 수신부(610)에 의해 다운 컨버팅되는 수신신호는 주파수 오프셋의 추정을 위해 전송되는 훈련 시퀀스를 포함한다. 따라서, 상기 송신장치로부터 전송되는 훈련 시퀀스 또한 전술한 절차에 의해 I 채널신호와 Q 채널신호로써 출력될 것이다. 이하 훈련 시퀀스에 의해 출력되는 I 채널신호를 "Itra"로 표시하며, Q 채널신호는 "Qtra"이라 표시한다.
상기 RF 수신부(610)로부터 출력되는 상기 I 채널신호와 상기 Q 채널신호는 주파수 오프셋 추정부(612)로 제공된다. 상기 도 6에서는 상기 RF 수신부(610)로부터 출력되는 모든 I 채널신호와 Q 채널신호를 상기 주파수 오프셋 추정부(612)로 제공하는 것을 게시하고 있다. 하지만 상기 주파수 오프셋 추정부(612)로는 훈련 시퀀스에 의해 출력되는 I 채널신호 Itra와 Q 채널신호 Qtra만이 입력되고, 나머지 I 채널신호와 Q 채널신호는 주파수 오프셋 보상부(614)로 입력될 수 있도록 신호 경로를 형성할 수 있다. 상기 주파수 오프셋 추정부(612)는 상기 I 채널신호 Itra와 상기 Q 채널신호 Qtra를 이용하여 원하는 주파수 오프셋 값을 얻을 수 있다. 상기 주파수 오프셋 추정부(612)의 상세 구성과 동작에 대해서는 도 7을 참조하여 후술할 것이다. 상기 주파수 오프셋 추정부(612)에 의해 추정된 주파수 오프셋 값은 주파수 오프셋 보상부(614)로 제공된다. 상기 주파수 오프셋 보상부(614)는 상기 RF 수신부(610)를 통해 수신된 I 채널신호와 Q 채널신호 별로 상기 주파수 오프셋 추정부(612)로부터 제공되는 주파수 오프셋 값에 의해 주파수 보정을 수행한다. 상기 주파수 보정된 I 채널신호와 Q 채널신호는 모뎀부(616)로 제공된다. 상기 모뎀부(616)는 상기 주파수 보정된 I 채널신호와 Q 채널신호에 의해 수신신호를 복조한 후 복조된 데이터를 출력한다.
도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 주파수 오프셋 추정부(612) 및 주파수 오프셋 보상부(614)의 상세 구성을 보이고 있는 도면으로써, 상기 주파수 오프셋 보상부(614)를 상기 도 4의 구조에 적용한 예이다. 상기 도 7에서 보이고 있듯이 상기 주파수 오프셋 추정부(612)는 가산기(712), 감산기(714), 주파수 오프셋 추정기(716) 및 메모리(718)로 구성되며, 상기 주파수 오프셋 보상부(614)는 네 개의 승산기들(722, 724, 726, 728)과 감산기(730) 및 가산기(732)로 구성된다.
상기 도 7을 참조하면, RF 수신부(610)로부터 제공되는 I 채널신호와 Q 채널신호는 주파수 오프셋 추정부(612)와 주파수 오프셋 보상부(614)로 각각 제공된다. 상기 I 채널신호와 상기 Q 채널신호는 상기 주파수 오프셋 추정부(612)의 가산기(712)와 감산기(714)로 입력된다. 상기 가산기(712)는 상기 I 채널신호와 상기 Q 채널신호를 가산하여 출력한다. 상기 감산기(714)는 상기 I 채널신호로부터 상기 Q 채널신호를 감산하여 출력한다. 상기 가산기(712)에 의해 가산된 채널신호(이하 "가산 채널신호"라 칭함)와 상기 감산기(714)에 의해 감산된 채널신호(이하 "감산 채널신호"라 칭함)는 주파수 오프셋 추정기(716)로 제공된다. 한편, 상기 가 산 채널신호와 상기 감산 채널신호는 정현파 성분(sin 성분) 또는 여현파 성분(cos 성분)만으로 이루어진 신호이다. 예컨대, 상기 가산 채널신호가 정현파 성분을 가지면 상기 감산 채널신호는 여현파 성분을 가진다. 상기 주파수 오프셋 추정기(716)는 상기 가산 채널신호와 상기 감산 채널신호를 엘리먼트로 하는 소정 연산을 통해 주파수 오프셋에 의한 각 속도 변화량(Δω)을 계산한다. 상기 Δω를 계산하기 위한 연산은 입력되는 훈련 시퀀스의 패턴에 의해 차별화될 수 있다. 즉, 상기 훈련 시퀀스가 동일한 두 개의 심볼들로 이루어진 경우와 서로 상이한 두 개의 심볼들로 이루어진 경우로 구분될 수 있다. 상기 Δω를 계산하기 위한 구체적인 연산 과정은 후술하도록 한다. 상기 주파수 오프셋 추정기(716)에 의해 출력되는 상기 Δω는 메모리(718)로 제공되어 저장된다. 상기 메모리(718)에 저장된 상기 Δω는 송신장치로부터 주기적으로 전송되는 훈련 시퀀스에 의해 갱신될 것이다. 상기 메모리(718)에 저장된 상기 Δω에 의해 결정되는 코사인 값(cosΔωt)과 사인 값(sinΔωt)은 상기 주파수 오프셋 보상부(614)로 제공된다. 상기 주파수 오프셋 보상부(614)의 제1승산기(722)는 상기 I 채널신호와 상기 cosΔωt를 승산하여 출력한다. 상기 제1승산기(722)로부터 출력되는 채널신호는 상기 I 채널신호로부터 주파수 오프셋으로 인한 cos 성분 신호가 제거된 신호이다. 상기 주파수 오프셋 보상부(614)의 제2승산기(724)는 상기 I 채널신호와 상기 sinΔωt를 승산하여 출력한다. 상기 제2승산기(724)로부터 출력되는 채널신호는 상기 I 채널신호로부터 주파수 오프셋으로 인한 sin 성분 신호가 제거된 신호이다. 상기 주파수 오프셋 보상부(614)의 제3승산기(726)는 상기 Q 채널신호와 상기 cosΔωt를 승산하여 출력 한다. 상기 제3승산기(726)로부터 출력되는 채널신호는 상기 Q 채널신호로부터 주파수 오프셋으로 인한 cos 성분 신호가 제거된 신호이다. 상기 주파수 오프셋 보상부(614)의 제4승산기(728)는 상기 Q 채널신호와 상기 sinΔωt를 승산하여 출력한다. 상기 제4승산기(728)로부터 출력되는 채널신호는 상기 Q 채널신호로부터 주파수 오프셋으로 인한 sin 성분 신호가 제거된 신호이다. 상기 제1승산기(722)와 상기 제4승산기(728)로부터 각각 출력되는 신호들은 감산기(730)의 입력으로 제공된다. 상기 감산기(730)는 상기 제1승산기(722)로부터의 출력에서 상기 제4승산기(728)로부터의 출력을 감산하여 최종 출력신호로써 A를 출력한다. 상기 제2승산기(724)와 상기 제3승산기(726)로부터 각각 출력되는 신호들은 가산기(732)의 입력으로 제공된다. 상기 가산기(732)는 상기 제2승산기(724)로부터의 출력과 상기 제3승산기(726)로부터의 출력을 가산하여 최종 출력신호로써 B를 출력한다. 상기 감산기(730)로부터 출력되는 상기 A는 "I
Figure 112003008817517-pat00007
cosΔωt - Q
Figure 112003008817517-pat00008
sinΔωt"로 정의될 수 있으며, 상기 가산기(732)로부터 출력되는 상기 B는 "I
Figure 112003008817517-pat00009
sinΔωt + Q
Figure 112003008817517-pat00010
cosΔωt"로 정의될 수 있다.
1.1 동일 심볼들로 구성된 훈련시퀀스에 의한 주파수 오프셋 추정
후술될 실시 예에서는 훈련 시퀀스가 동일한 두 개의 심볼들로 이루어진 것을 가정하고 있다. 이때, 훈련 시퀀스를 구성하는 두 개의 심볼들의 포맷은 (1,1) 또는 (-1,-1)이 될 수 있다.
훈련 시퀀스에 포함된 반송파로 인한 주파수 성분은 RF 수신부(610)에 의해 제거된 후 I 채널신호와 Q 채널신호로 출력된다. 상기 I 채널신호 IRX와, 상기 Q 채널신호 QRX는 하기 <수학식 1>로써 표현될 수 있다.
Figure 112003008817517-pat00011
여기서, A(t)는 진폭을 나타내며, φ는 Δωt + φ0으로 정의되며, 상기 Δω는 2πΔf로 정의된다.
하지만, 상기 I 채널신호와 상기 Q 채널신호에는 주파수 오프셋으로 인한 주파수 성분(cos 성분, sin 성분)이 포함되어 있다. 따라서 상기 I 채널신호와 상기 Q 채널신호를 가산함으로써 상기 주파수 오프셋으로 인한 주파수 성분들 중 순수한 cos 성분(cos Δωt)을 얻을 수 있다. 또한, 상기 I 채널신호에서 상기 Q 채널신호를 감산함으로써 상기 주파수 오프셋으로 인한 주파수 성분들 중 순수한 sin 성분(sin Δωt)을 얻을 수 있다. 따라서 상기 I 채널신호와 상기 Q 채널신호는 가산기(712)에 의해 가산되어 cos 성분인 cos Δωt가 출력되며, 상기 I 채널신호와 상기 Q 채널신호는 감산기(714)에 의해 감산되어 sin 성분인 sin Δωt가 출력된다.
한편, 후술될 주파수 오프셋 추정기(716)에서 주파수 오프셋을 추정하기 위해서는 시간 축상에서 두 시점에서의 위상 값들이 요구된다. 이는 도 8에서 잘 보이고 있다. 상기 도 8은 시간 변화에 따른 위상 변화의 일 예를 보이고 있는 도면이다. 상기 도 8을 참조할 때, t1과 t2 각각에서의 위상 값들 φ1과 φ2를 계산하고, 상기 φ1과 φ2를 연결하는 2차 직선을 구한다. 이때, 상기 2차 직선과 상기 도 8에서 보이고 있는 좌표의 y축이 만나는 지점의 값이 주파수 오프셋에 의한 위상 값 φ가 된다.
따라서 본 발명의 실시를 위해서는 두 시점에서의 위상 값을 구하는 것이 요구됨에 따라 t1과 t2 각각에서의 위상 값들을 구하는 과정을 설명하면 다음과 같다.
상기 훈련 시퀀스의 전송 시점 t가 t1이라 가정할 시 상기 가산기(712)로부터 출력되는 가산 채널신호(I1 + Q1)와 상기 감산기(714)로부터 출력되는 감산 채널신호(I1 - Q1)는 하기 <수학식 2>로써 표현된다.
Figure 112003008817517-pat00012
기서, φ1은 Δωt1 + φ0으로 정의되며, 상기 Δω는 2πΔft1로 정의된다.
상기 <수학식 2>에 의해 계산된 값들은 주파수 오프셋 추정기(716)로 입력된다. 상기 주파수 오프셋 추정기(716)는 상기 두 개의 값들을 통해 상기 도 8에서 보이고 있는 그래프의 기울기(Δf)를 구함으로써 Δω를 획득하게 된다. 상기 Δf 를 구하기 위해서는 tan Φ1의 계산이 선행되어야 한다. 상기 tan Φ1은 상기 <수학식 2>에 의해 계산된 값들을 하기 <수학식 3>에 대입함으로써 계산된다.
Figure 112003008817517-pat00013
상기 <수학식 3>에 의해 φ1을 구하게 된다.
상기 훈련 시퀀스의 전송 시점 t가 t2라 가정할 시 상기 가산기(712)로부터 출력되는 가산 채널신호(I2 + Q2)와 상기 감산기(714)로부터 출력되는 감산 채널신호(I2 - Q2)는 하기 <수학식 4>로써 표현된다.
Figure 112003008817517-pat00014
여기서, φ2는 Δωt2 + φ0으로 정의되며, 상기 Δω는 2πΔft2 로 정의된다.
상기 <수학식 4>에 의해 계산된 값들은 주파수 오프셋 추정기(716)로 입력된다. 상기 주파수 오프셋 추정기(716)는 상기 두 개의 값들을 통해 상기 도 8에서 보이고 있는 그래프의 기울기(Δf)를 구함으로써 Δω를 획득하게 된다. 상기 Δf 를 구하기 위해서는 tan Φ2의 계산이 선행되어야 한다. 상기 tan Φ2는 상기 <수학식 4>에 의해 계산된 값들을 하기 <수학식 5>에 대입함으로써 계산된다.
Figure 112003008817517-pat00015
상기 <수학식 5>에 의해 φ2를 구하게 된다.
전술한 바에 의해 두 지점에서의 위상 값들 상기 φ1과 상기 φ2를 구하면, 시간을 x축으로 하고 위상 값을 y축으로 하는 좌표 상에 상기 두 개의 위상 값들 상기 φ1과 상기 φ2로 이루어진 2차 방정식에 의해 2차 직선을 그릴 수 있다. 이때, 상기 2차 직선은 임의의 기울기를 가지게 되는데 상기 기울기가 주파수 오프셋 Δf가 된다. 상기 Δf가 계산되면 주파수 오프셋 보상을 위한 각 속도 변화량 Δω를 획득하게 된다. 상기 주파수 오프셋 추정기(716)는 전술한 바에 의해 획득한 Δω를 출력한다. 상기 출력된 Δω는 메모리(718)로 제공되어 저장된다.
1.2 상이한 심볼들로 구성된 훈련 시퀀스에 의한 주파수 오프셋 추정
후술될 실시 예에서는 훈련 시퀀스가 서로 다른 두 개의 심볼들로 이루어진 것을 가정하고 있다. 이때, 훈련 시퀀스를 구성하는 두 개의 심볼들의 포맷은 (-1,1) 또는 (1,-1)이 될 수 있다. 이와 같이 훈련 시퀀스을 구성하는 두 개의 심볼들의 패턴이 상이한 경우라 하더라도 상기 주파수 오프셋 추정부(612)를 구성하는 가산기(712)와 감산기(714)의 동작에는 변함이 없다. 즉, 주파수 오프셋 추정기(716)로 입력되는 두 개의 값들에 대한 정의는 변화가 없다. 단지 입력되는 I 채널신호와 Q 채널신호가 서로 상이한 부호를 가진다는 것이다. 예를 들어 훈련 시퀀스가 (1,-1)인 경우 상기 I 채널신호 IRX와, 상기 Q 채널신호 QRX는 하기 <수학식 6>으로 표현되며, 훈련 시퀀스가 (-1,1)인 경우 상기 I 채널신호 IRX와, 상기 Q 채널신호 QRX는 하기 <수학식 7>로 표현된다.
Figure 112003008817517-pat00016
여기서, φ는 Δωt + φ0으로 정의되며, 상기 Δω는 2πΔf로 정의된다.
Figure 112003008817517-pat00017
여기서, φ는 Δωt + φ0으로 정의되며, 상기 Δω는 2πΔf로 정의된다.
상기 <수학식 6>에서 정의된 I 채널신호와 Q 채널신호가 입력되는 경우를 가정하면, 주파수 오프셋 추정부(612)의 가산기(712)와 감산기(714)로부터 출력되는 가산 채널신호(IRX + QRX)와 감산 채널신호(IRX - QRX)는 하기 <수학식 8>로써 표현된 다.
Figure 112003008817517-pat00018
상기 <수학식 7>에서 정의된 I 채널신호와 Q 채널신호가 입력되는 경우를 가정하면, 주파수 오프셋 추정부(612)의 가산기(712)와 감산기(714)로부터 출력되는 가산 채널신호(IRX + QRX)와 감산 채널신호(IRX - QRX)는 하기 <수학식 9>로써 표현된다.
Figure 112003008817517-pat00019
상기 <수학식 8>과 상기 <수학식 9>에 의해 계산된 값들은 주파수 오프셋 추정기(716)로 입력된다. 상기 주파수 오프셋 추정기(716)는 상기 두 개의 값들을 통해 상기 도 8에서 보이고 있는 그래프의 기울기(Δf)를 구함으로써 Δω를 획득하게 된다. 상기 Δf를 구하기 위해서는 tan Φ의 계산이 선행되어야 한다. 상기 tan Φ은 상기 <수학식 2>에 의해 계산된 값들을 하기 <수학식 10>에 대입함으로써 계산된다.
Figure 112003008817517-pat00020
상기 <수학식 10>에 의해 φ를 구하게 되며, 상기 φ에 의해 원하는 기울기 Δf를 계산할 수 있다. 상기 Δf가 계산되면 주파수 오프셋 보상을 위한 각 속도 변화량 Δω를 획득하게 된다. 상기 주파수 오프셋 추정기(716)는 전술한 바에 의해 획득한 Δω를 출력한다. 상기 출력된 Δω는 메모리(718)로 제공되어 저장된다.
2. 복조된 데이터 심볼을 이용한 실시 예
이하 본 발명에 따른 주파수 오프셋을 추정하는 다른 실시 예로써 복조된 데이터 심볼들 중 훈련 시퀀스와 동일한 패턴의 데이터 심볼들이 수신될 시 상기 데이터 심볼들에 의해 추정된 Δω를 사용하여 주파수 오프셋을 보상하도록 한다. 이를 위해서는 복호되어 출력되는 데이터 심볼들의 패턴을 감시하고, 훈련 시퀀스와 동일한 패턴이 감지될 시 이를 주파수 오프셋 추정부로 알려주는 구성이 요구된다.
도 9는 본 발명의 다른 실시 예에 따른 주파수 오프셋을 추정 및 보상하기 위한 수신장치의 구성을 보이고 있다. 상기 도 9에서는 상기 도 6의 구성에 데이터 심볼들에 의해 주파수 오프셋을 추정하기 위한 일부 구성을 추가하고 있다.
이를 상기 도 9를 참조하여 살펴보면, 주파수 오프셋 보정부(914)로부터 주파수 오프셋이 보정되어 출력되는 I 채널신호와 Q 채널신호는 모뎀부(916)로 제공된다. 상기 모뎀부(916)는 상기 I 채널신호와 상기 Q 채널신호를 입력하고, 송신장 치에서 사용된 변조방식에 대응하는 복조방식에 의해 상기 I 채널신호와 상기 Q 채널신호를 복조하여 데이터 심볼들의 열을 심볼 검출부(918)로 출력한다. 상기 심볼 검출부(918)는 상기 데이터 심볼들의 열로부터 특정 패턴을 가지는 심볼들을 검출한다. 상기 특정 패턴은 훈련 시퀀스를 구성하는 심볼들의 패턴과 동일할 수 있다. 상기 심볼 검출부(918)는 상기 데이터 심볼들의 열로부터 특정 패턴을 가지는 심볼들이 검출되면 메모리에 저장된 주파수 오프셋 Δf를 갱신할 것을 요구하는 갱신 요구 명령을 출력한다. 예컨대, 상기 특정 패턴은 (1,1), (1,-1), (-1,1), (-1,-1) 중 하나의 패턴으로 결정될 수 있다.
상기 갱신 요구 명령을 수신한 주파수 오프셋 추정부(912)는 상기 특정 패턴을 가지는 데이터 심볼들에 대응하는 I 채널신호와 Q 채널신호에 의해 추정된 주파수 오프셋 Δf에 의해 현재 메모리에 저장된 Δω를 갱신한다. 따라서 상기 특정 패턴을 가지는 데이터 심볼들 이후에 수신되는 I 채널신호와 Q 채널신호는 상기 갱신된 Δω에 의해 주파수 보정이 이루어진다. 이는 주파수 오프셋 보정을 위한 Δω의 갱신 주기를 줄일 수 있어 보다 적확한 주파수 보정이 이루어질 수 있도록 한다.
전술한 바와 같이 본 발명은 주파수 오프셋을 제거하기 위해 프리앰블에 포함된 훈련신호를 이용하지 않고 데이터 심벌들에 삽입되어 수신되는 훈련 시퀀스에 의해 주파수 오프셋을 보상하는 구성을 제안함으로써 프리앰블의 길이를 줄일 수 있는 효과를 가진다. 또한, 기존에 주파수 오프셋을 보상하기 위해 요구되는 하드웨어의 복잡도를 줄일 수 있을 뿐만 아니라 주파수 오프셋을 보상하기 위한 알고리즘을 간소화하는 효과를 가진다.

Claims (38)

  1. 이동통신시스템의 수신장치에서 주파수 오프셋을 추정하는 장치에 있어서,
    무선 주파수 대역의 수신신호를 소정의 반송파에 의해 기저대역으로 다운 컨버팅하여 동 위상 채널신호와 직교 위상 채널신호를 출력하는 무선 주파수 수신부와,
    상기 동 위상 채널신호와 상기 직교 위상 채널신호를 가산하여 여현파 성분(cos 성분) 또는 정현파 성분(sin 성분)만으로 이루어진 가산 채널신호를 출력하는 가산기와,
    상기 동 위상 채널신호와 상기 직교 위상 채널신호를 감산하여 상기 가산 채널신호와 상응하도록 정현파 성분(sin 성분) 또는 여현파 성분(cos 성분)만으로 이루어진 감산 채널신호를 출력하는 감산기와,
    제1시점에서 상기 가산기로부터 출력되는 제1가산 채널신호와 상기 감산기로부터 출력되는 제1감산 채널신호에 의해 제1위상 값을 구하고, 상기 제1시점과 다른 제2시점에서 상기 가산기로부터 출력되는 제2가산 채널신호와 상기 감산기로부터 출력되는 제2감산 채널신호에 의해 제2위상 값을 구하며, 상기 제1위상 값과 상기 제2위상 값에 의해 형성되는 2차 직선의 기울기에 의해 주파수 오프셋을 추정하는 주파수 오프셋 추정기로 구성되는 주파수 오프셋 추정장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 수신신호에 동일 심볼들로 이루어진 훈련 시퀀스가 삽입된 경우, 상기 가산기로부터는 여현파 성분의 가산 채널신호가 출력되고, 상기 감산기로부터는 정현파 성분의 감산 채널신호가 출력됨을 특징으로 하는 주파수 오프셋 추정장치.
  3. 제2항에 있어서, 상기 제1 및 제2위상 값은 상기 제1 및 제2감산 채널신호 각각을 분자로 하고 상기 제1 및 제2가산 채널신호 각각을 분모로 하는 제1 및 제2정접파 성분 (tan 성분)을 구하고, 상기 제1 및 제2정접파 성분의 역정접파 성분 (arctan 성분)에 의해 계산됨을 특징으로 하는 주파수 오프셋 추정장치.
  4. 제1항에 있어서, 상기 수신신호에 동일 심볼들로 이루어진 훈련 시퀀스가 삽입된 경우, 상기 가산기로부터는 정현파 성분의 가산 채널신호가 출력되고, 상기 감산기로부터는 여현파 성분의 감산 채널신호가 출력됨을 특징으로 하는 주파수 오프셋 추정장치.
  5. 제4항에 있어서, 상기 제1 및 제2위상 값은 상기 제1 및 제2가산 채널신호 각각을 분자로 하고 상기 제1 및 제2감산 채널신호 각각을 분모로 하는 제1 및 제2정접파 성분(tan 성분)을 구하고, 상기 제1 및 제2정접파 성분의 역정접파 성분 (arctan 성분)에 의해 얻어지는 두 개의 위상 값들임 특징으로 하는 주파수 오프셋 추정장치.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 데이터 심볼들을 다운 컨버팅함으로써 출력되는 동 위상 채널신호와 상기 주파수 오프셋에 의한 여현파 성분을 승산한 값에서 상기 데이터 심볼들을 다운 컨버팅함으로써 출력되는 직교 위상 채널신호와 상기 주파수 오프셋에 의한 정현파 성분을 승산한 값을 감산함으로써 제1신호를 출력하고, 상기 동 위상 채널신호와 상기 주파수 오프셋에 의한 정현파 성분을 승산한 값과 상기 직교 위상 채널신호와 상기 주파수 오프셋에 의한 여현파 성분을 승산한 값을 가산하여 제2신호로 출력하는 주파수 오프셋 보상부를 더 구비함을 특징으로 하는 주파수 오프셋 추정장치.
  7. 제1항에 있어서, 상기 주파수 오프셋을 저장하는 메모리를 더 구비함을 특징으로 하는 주파수 오프셋 추정장치.
  8. 이동통신시스템의 수신장치에서 주파수 오프셋을 추정하는 방법에 있어서,
    무선 주파수 대역의 수신신호를 소정의 반송파에 의해 기저대역으로 다운 컨버팅하여 동 위상 채널신호와 직교 위상 채널신호를 출력하는 과정과,
    상기 동 위상 채널신호와 상기 직교 위상 채널신호를 가산하여 여현파 성분(cos 성분) 또는 정현파 성분(sin 성분)만으로 이루어진 가산 채널신호를 출력하는 과정과,
    상기 동 위상 채널신호와 상기 직교 위상 채널신호를 감산하여 상기 가산 채널신호와 상응하도록 정현파 성분(sin 성분) 또는 여현파 성분(cos 성분)만으로 이루어진 감산 채널신호를 출력하는 과정과,
    제1시점에서 상기 가산기로부터 출력되는 제1가산 채널신호와 상기 감산기로부터 출력되는 제1감산 채널신호에 의해 제1위상 값을 계산하는 과정과,
    상기 제1시점과 다른 제2시점에서 상기 가산기로부터 출력되는 제2가산 채널신호와 상기 감산기로부터 출력되는 제2감산 채널신호에 의해 제2위상 값을 계산하는 과정과,
    상기 제1위상 값과 상기 제2위상 값에 의해 형성되는 2차 직선의 기울기에 의해 주파수 오프셋을 추정하는 과정에 의해 주파수 오프셋을 추정하는 방법.
  9. 제8항에 있어서, 상기 수신신호에 동일 심볼들로 이루어진 훈련 시퀀스가 삽입된 경우, 상기 가산 채널신호는 여현파 성분을 가지며, 상기 감산 채널신호는 정현파 성분을 가짐을 특징으로 하는 주파수 오프셋 추정방법.
  10. 제9항에 있어서, 상기 제1 및 제2위상 값은 상기 제1 및 제2감산 채널신호 각각을 분자로 하고 상기 제1 및 제2가산 채널신호 각각을 분모로 하는 제1 및 제2정접파 성분(tan 성분)을 구하고, 상기 제1 및 제2정접파 성분의 역정접파 성분 (arctan 성분)에 의해 계산됨을 특징으로 하는 주파수 오프셋 추정방법.
  11. 제8항에 있어서, 상기 수신신호에 동일 심볼들로 이루어진 훈련 시퀀스가 삽입된 경우, 상기 가산 채널신호는 정현파 성분을 가지며, 상기 감산 채널신호는 여현파 성분을 가짐을 특징으로 하는 주파수 오프셋 추정방법.
  12. 제11항에 있어서, 상기 제1 및 제2위상 값은 상기 제1 및 제2가산 채널신호 각각을 분자로 하고 상기 제1 및 제2감산 채널신호 각각을 분모로 하는 제1 및 제2정접파 성분(tan 성분)을 구하고, 상기 제1 및 제2정접파 성분의 역정접파 성분 (arctan 성분)에 의해 얻어지는 두 개의 위상 값들임 특징으로 하는 주파수 오프셋 추정방법.
  13. 제8항에 있어서,
    상기 동 위상 채널신호와 상기 주파수 오프셋에 의한 여현파 성분을 승산한 신호에서 상기 직교 위상 채널신호와 상기 주파수 오프셋에 의한 정현파 성분을 승산한 신호를 감산하여 제1신호를 출력하는 과정과,
    상기 동 위상 채널신호와 상기 주파수 오프셋에 의한 정현파 성분을 승산한 신호와 상기 직교 위상 채널신호와 상기 주파수 오프셋에 의한 여현파 성분을 승산한 신호를 가산하여 제2신호로 출력하는 과정을 더 구비함을 특징으로 하는 주파수 오프셋 추정방법.
  14. 제8항에 있어서, 상기 주파수 오프셋을 메모리에 저장하는 과정을 더 구비함을 특징으로 하는 주파수 오프셋 추정방법.
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  31. 제1항에 있어서,
    상기 동 위상 채널신호와 상기 직교 위상 채널신호를 복조함으로써 출력되는 복조 심볼 열이 미리 정해진 패턴을 가지는 심볼들을 포함하면, 상기 주파수 오프셋 추정기에게 상기 추정된 주파수 오프셋을 주파수 오프셋 보상부로 출력할 것을 명령하는 주파수 오프셋 갱신 명령을 전달하는 심볼 검출부를 더 구비함을 특징으로 하는 주파수 오프셋 추정장치.
  32. 제31항에 있어서, 상기 미리 정해진 패턴은 (1,1), (1,-1), (-1,1), (-1,-1) 중 하나임을 특징으로 하는 주파수 오프셋 추정장치.
  33. 제32항에 있어서, 상기 미리 정해진 패턴이 (1,1) 또는 (-1,-1)이면 상기 가산기는 여현파 성분의 가산 채널신호를 출력하고, 상기 감산기는 정현파 성분의 감산 채널신호를 출력함을 특징으로 하는 주파수 오프셋 추정장치.
  34. 제33항에 있어서, 상기 미리 정해진 패턴이 (1,-1) 또는 (-1,1)이면 상기 가산기는 정현파 성분의 가산 채널신호를 출력하고, 상기 감산기는 여현파 성분의 감산 채널신호를 출력함을 특징으로 하는 주파수 오프셋 추정장치.
  35. 제8항에 있어서,
    상기 동 위상 채널신호와 상기 직교 위상 채널신호를 복조함으로써 출력되는 복조 심볼 열이 미리 정해진 패턴을 가지는 심볼들을 포함할 시 주파수 오프셋 보상을 위해 상기 추정된 주파수 오프셋을 출력하는 과정을 더 구비함을 특징으로 하는 주파수 오프셋 추정방법.
  36. 제35항에 있어서, 상기 미리 정해진 패턴은 (1,1), (1,-1), (-1,1), (-1,-1) 중 하나임을 특징으로 하는 주파수 오프셋 추정방법.
  37. 제36항에 있어서, 상기 미리 정해진 패턴이 (1,1) 또는 (-1,-1)이면 상기 가산기는 여현파 성분의 가산 채널신호를 출력하고, 상기 감산기는 정현파 성분의 감산 채널신호를 출력함을 특징으로 하는 주파수 오프셋 추정방법.
  38. 제37항에 있어서, 상기 미리 정해진 패턴이 (1,-1) 또는 (-1,1)이면 상기 가산기는 정현파 성분의 가산 채널신호를 출력하고, 상기 감산기는 여현파 성분의 감산 채널신호를 출력함을 특징으로 하는 주파수 오프셋 추정방법.
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