KR100868463B1 - 시분할 복신 시스템에서 아이/큐 부정합 보상 장치 및 방법 - Google Patents

시분할 복신 시스템에서 아이/큐 부정합 보상 장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

무선통신시스템에서 송신신호를 이용하여 I(in phase)/Q(Quadreture) 부정합을 보상하기 위한 장치 및 방법에 관한 것으로서, 상기 송신신호를 커플링하여 수신경로로 제공하는 커플러와, 상기 커플링된 송신신호를 푸리에 변환(Fast Fourier Transform)을 수행하는 FFT연산기와, 상기 푸리에 변환된 송신신호의 프리앰블을 이용하여 I/Q 부정합을 추정하는 I/Q 부정합 추정기를 포함하여, 실시간으로 I/Q 부정합의 보상이 가능한 이점이 있다. 또한, I/Q 부정합 추정과정에서 요구되는 푸리에 변환을 위한 별도의 알고리즘 구현이 필요 없이 상기 TDD OFDM 방식 수신기의 수신신호 검출부에 구현되는 FFT연산기를 사용하므로 추가 자원을 줄일 수 있는 이점이 있다.
Figure R1020050079963
I/Q부정합, 프리앰블, DC오프셋, I채널, Q채널

Description

시분할 복신 시스템에서 아이/큐 부정합 보상 장치 및 방법{COMPENSATION APPARATUS AND METHOD FOR I/Q IMBALANCE IN TDD SYSTEMS}
도 1은 종래기술에 따른 I/Q 부정합을 보상하기 위한 수신장치를 도시하는 도면,
도 2는 통상적인 시분할 복신 시스템의 시분할 주기를 나타내는 도면,
도 3은 본 발명에 따른 I/Q 부정합을 보상하기 위한 수신장치를 도시하는 도면,
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 I/Q 부정합을 보상하기 위한 절차를 도시하는 도면,
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 이득 부정합에 대한 성능 변화 그래프를 도시하는 도면, 및
도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 위상 부정합에 대한 성능 변화 그래프를 도시하는 도면.
본 발명은 시분할 복신 시스템(Time Division Duplex : 이하, TDD라 칭함)에 서 I/Q 부정합을 보상하기 위한 장치 및 방법에 관한 것으로서, 특히 시분할 복신 직교주파수 분할 변조 방식(Time Division Duplex Orthogonal Frequency Division Multiplexing : 이하, TDD OFDM이라 칭함) 시스템의 수신기에서 I채널(In-phase, 동위상)과 Q채널(Quadrature, 직교) 간의 이득 및 위상 불일치, DC 오프셋으로 인한 채널 간의 부정합을 보상하기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.
디지털 통신 시스템에서 사용되는 신호의 대역폭이 넓어짐에 따라 수신된 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하기 위해 아날로그/디지털 변환기(Analog/Digital Converter : 이하. ADC라 칭함)는 높은 샘플링 주파수를 요구한다. 하지만, 상기 ADC의 샘플링 주파수의 기술적인 한계와 구현 비용의 현실성을 고려하여 상기 아날로그 수신단에서는 I채널과 Q채널을 구별하여 직교 하향변환(Quadrature Down Conversion)을 수행한 후, 상기 아날로그/디지털 변환을 수행한다.
상술한 바와 같이 I채널과 Q채널을 구별하여 직교 하향변환을 수행하면, I/Q 채널을 구별없이 아날로그/디지털 변환을 수행하는 ADC보다 낮은 샘플링 주파수를 사용하는 ADC를 사용할 수 있는 이점이 있다. 하지만, 아날로그 단에서 직교 하향변환이 수행된 이후 기저대역으로 아날로그/디지털 변환되는 I채널과 Q채널은 직교 하향 변환시 발생하는 이득, 위상 및 DC오프셋의 차이로 인한 수신기 성능 저하가 발생한다.
상기 I/Q 부정합을 보상하기 위한 종래기술로는 그린(R.A.Green)과 앤더슨(R.Anderson-Sprecher), 및 피 어(J.W.Pierre)의 "직교 수신기의 부정합 교정 "(Quadraturee receiver mismatch calibration, IEEE Trans. Sig. Proc., vol.47, no. 11, pp. 3130-133, Nov. 1999)과, 처칠(F.E.Churchill)과 오거(G.W.Ogar), 및 톰슨(B.J.Thompson)의 "가간접성 처리기에서 I/Q 오차의 교정"(The correction of I and Q errors in a coherent processor, IEEE Trans.Aerosp.Electro.Syst., vol.AES-17, no.1, pp.131-137, Jan.1981)에서는 수신기에 정현파를 인가하고, 복소 기저대역(Complex Base band) 변환된 수신신호를 이용해 I/Q 부정합을 추정하는 방법을 제시하였다.
또한, 대한민국 특허출원번호 10-2000-0004053호(발명의 명칭: I/Q 부정합 오차를 고려한 채널추정 장치 및 이를 구비한 디지털 신호 수신기)와 대한민국 특허출원번호 10-2002-0026853호(발명의 명칭: I/Q 부정합의 추정 및 보상방법과 그 장치, I/Q 부정합과 DC 오프셋의 추정 및 보상방법과 그 장치)는 특정 시험신호를 이용하여 I/Q 부정합을 추정하고 보상하는 방법을 제시하였다.
도 1은 종래 기술에 따른 I/Q 부정합을 보상하기 위한 수신장치를 도시하고 있다. 이하 설명은 I/Q 부정합을 추정하기 위해 시험신호를 발생하는 것을 예를 들어 설명한다.
상기 도 1에 도시된 바와 같이 상기 I/Q 부정합을 보상하기 위한 장치는 시험 신호 발생기(101), 대역통과 필터(Band Pass Filter)(103), 저잡음증폭기(Low Noise Amplifier)(105), I채널 및 Q채널 믹서(107, 108), 국부 발진기(109), 위상 변환기(111), 저역통과필터(Low Pass Filter)(113, 114), A/D변환기(Analog/Digital Converter)(115, 116), I/Q부정합 추정 및 보상기(117) 및 수신신호 검출부(119)를 포함하여 구성된다.
먼저 시험신호 발생기(101)는 수신기의 I/Q 부정합을 추정하기 위하여 특정 시험 신호를 발생시킨다. 대역통과 필터(103)는 상기 시험신호 발생기(101)에서 발생시킨 시험 신호를 필터링하여 상기 수신기에서 사용되는 대역만을 출력한다. 이후, 저잡음증폭기(105)는 상기 대역통과 필터링된 신호를 저잡음 증폭한다.
I채널 및 Q채널믹서(107, 108)는 상기 저잡음증폭기(105)로부터 제공받은 신호를 I채널과 Q채널로 구별하여 직교 하향 변환을 수행하여 기저대역 신호로 변환한다. 이때, 상기 I채널 및 Q채널믹서(107, 108)는 국부 발진기(109)에서 제공되는 발진신호와 위상 변환기(111)에서 상기 국부발진기(109)의 발진신호를 90°위상 회전시킨 신호를 각각 제공받아 상기 I채널과 Q채널 신호를 기저대역 신호로 변환한다.
저역통과필터(113, 114)는 상기 I채널 및 Q채널믹서(107, 108)로부터 제공받은 신호를 각각 필터링한 후, A/D 변환기(115, 116)에서 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환한다. I/Q부정합 추정 및 보상기(117)는 상기 A/D변환기(115, 1160으로부터 제공받은 신호를 이용하여 상기 수신기의 I/Q 부정합을 추정한다. 이후, 상기 추정된 I/Q 부정합을 이용하여 수신되는 신호의 I/Q 부정합을 보상한다. 이때, 상기 I/Q 부정합 추정 및 보상기(117)는 상기 I/Q 부정합을 추정하기 위해 별도의 FFT연산 알고리즘이 포함된다.
수신신호 검출부(119)는 상기 I/Q 부정합 추정 및 보상기(117)에서 I/Q 부정합이 보상된 신호를 제공받아 신호를 검출한다.
상술한 바와 같이 종래 기술에 따른 수신기는 시험신호를 사용하여 I/Q 부정합을 추정한다. 즉, 별도의 시험신호를 이용하여 I/Q 부정합의 추정하기 때문에 상기 I/Q부정합을 추정하는 동안 상기 수신기는 정상적인 수신신호를 수신하지 못하는 문제점이 있다. 또한, 상기 수신기에 시험신호를 공급하기 위한 신호발생기가 추가로 필요하고, 부정합을 추정하기 위한 별도의 추가적인 알고리즘이 복조단에 구현되기 때문에 상기 수신기 구현에 추가적인 하드웨어 및 소프트웨어 자원할당을 요구하게 되는 문제점이 있다.
따라서, 본 발명의 목적은 시분할 복신 시스템에서 I/Q 부정합 추정을 위한 하드웨어 및 소프트웨어 자원할당을 간소화하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 시분할 복신 시스템에서 송신신호의 프리앰블을 이용하여 I/Q 부정합을 보상하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 시분할 복신 시스템의 정상 운용 중 I/Q 부정합을 보상하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 시분할 복신 직교주파수 분할 다중 방식 수신기에서 송신신호의 프리앰블을 이용하여 I/Q 부정합을 보상하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제 1견지에 따르면, 무선통신 시스템에서 I(in phase)/Q(Quadreture) 부정합을 보상하기 위한 장치는, 송신신호를 커플링하여 수신경로로 제공하는 커플러와, 상기 커플링된 송신신호를 푸리에 변환(Fast Fourier Transform)을 수행하는 FFT연산기와, 상기 푸리에 변환된 송신신호의 프리앰블을 이용하여 I/Q 부정합을 추정하는 I/Q 부정합 추정기를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 제 2 견지에 따르면, 무선통신 시스템에서 I(in phase)/Q(Quadreture) 부정합을 보상하기 위한 방법은, 상기 송신신호를 커플링하는 과정과, 상기 커플링된 송신신호를 푸리에 변환(Fast Fourier Transform)을 수행하는 과정과, 상기 푸리에 변환된 송신신호의 프리앰블을 이용하여 이득 부정합과 위상 부정합 및 보정 계수를 산출하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 제 3견지에 따르면, I/Q 부정합을 보상하기 위한 이득 및 위상 부정합 추정과 보정 계수의 산출은, 상기 푸리에 변환된 프리앰블 신호의 부반송파들과, 상기 부반송파들의 영상 신호를 획득하는 과정과, 상기 획득한 부반송파들과 영상 신호들을 이용하여 이득 및 위상 부정합과 보정 계수를 산출하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.
이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면의 참조와 함께 상세히 설명한다. 그리고, 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단 된 경우 그 상세한 설명은 생략한다.
이하 본 발명은 무선 통신시스템에서 송신신호의 프리앰블을 커플링하여 I/Q 부정합을 보상하기 위한 기술에 대해 설명한다. 이하 설명에서 시분할 복신(Time Division Duplex) 및 직교주파수 분할 다중 접속(Orthogonal Frequency Division Multiplexing Access) 방식을 사용하는 무선통신시스템을 예를 들어 설명하며, 다른 다중 접속 방식 및 다른 분할 복신 기반의 통신시스템에도 동일하게 적용 가능하다.
도 2는 본 발명에 따른 시분할 복신 시스템의 시분할 주기를 나타내고 있다.
상기 도 2를 참조하면, 상기 시분할 복신 시스템은 송신신호가 출력되는 시간 구간(201)에는 수신기로 입력되는 수신신호가 없기 때문에 수신신호 검출을 수행하지 않는다. 또한, 송신 구간(201)과 수신 구간(203) 사이에는 천이시간 구간(Guard time)(205, 207)이 존재한다. 여기서, 상기 송신구간(201)에서는 도시된 바와 같이 프리앰블과 데이터 신호가 순차적으로 출력되는 구조를 갖는다.
따라서, 이하 본 발명은 상기 시분할 복신 시스템의 송신 구간(201)에서는 수신신호 검출을 수행하지 않는 시분할 주기의 특성을 이용하여 상기 I/Q 부정합을 추정하고자 한다. 다시 말해, 상기 송신 구간(201) 동안 수신부는 동작하지 않으므로 본 발명에서는 상기 송신구간(201)에서 출력되는 송신신호를 상기 수신부로 커플링한다. 즉, 상기 수신부에서는 I/Q 부정합을 추정하기 위한 시험 신호 대신에 상기 커플링된 송신신호의 프리앰블을 이용하여 I/Q 부정합을 추정한다. 이후, 수신 구간(203)에서는 상기 추정된 I/Q 부정합을 상기 수신신호에 적용하여 상기 I/Q 부정합을 보상한다.
도 3은 본 발명에 따른 I/Q 부정합을 보상하기 위한 수신장치를 도시하고 있다.
상기 도 3에 도시된 바와 같이 시분할 복신 시스템의 송신부, 수신부, RF스위치(311) 및 대역통과필터(Band Pass Filter)(313)를 포함하여 구성된다.
먼저 송신부는 변조부(301), 디지털/아날로그 변환기(Digital/Analog Converter : 이하, DAC라 칭함)(303), RF상향 변조기(Radio Frequency Up Converter)(305), 커플러(Coupler)(307) 및 전력증폭기(309)를 포함하여 구성된다.
상기 도 2의 송신 구간(201)에서 변조부(301)는 미리 정해진 변조 기법 및 부호율로 송신신호를 변조하여 출력한다. DAC(303)는 상기 변조부(301)의 디지털 출력신호(So(t))를 제공받아 아날로그 신호로 변환한 후, RF상향 변조기(305)는 상기 DAC(303)로부터 제공받은 기저대역 신호를 RF신호로 변환한다.
커플러(307)는 상기 RF 상향 변환기(305)에서 제공되는 신호를 커플링하여 상기 수신부로 제공한다. 이때 상기 커플러(307)는 상기 커플링된 송신신호(Sc(t))를 상기 수신부가 동작하기 위한 크기가 되도록 상기 송신신호의 커플링 크기를 조절한다. 여기서, 상기 송신신호를 수신부로 제공하는 것을 커플러를 예를 들어 설명하지만, 디바이더(Divider)를 사용할 수도 있다.
전력 증폭기(309)는 상기 커플러(307)를 거친 송신신호의 전력이 낮아 무선으로 직접 방사할 수 없기 때문에 고출력으로 증폭하여 RF스위치(311)을 거쳐 안테나를 통해 송신된다. 상기 RF스위치(311)는 송신부와 수신부 사이에 존재하여 송신모드시 전력 증폭된 송신신호가 수신부로 유입되는 것을 방지한다. 이하 본 발명에서는 RF스위치(311)를 써큘레이터를 사용하여 구현한다.
다음으로 수신부는 저잡음 증폭기(Low Noise Amplifier)(315), 결합기(Combiner)(317), I채널 및 Q채널믹서(319, 320), 국부 발진기(321), 위상 변환기(323), 저역통과필터(Low Pass Filter)(325, 326), 아날로그/디지털 변환기(Analog/Digital Converter : 이하 ADC라 칭함)(327, 328), I/Q부정합 보상기(329) 및 수신신호 검출부(331)를 포함하여 구성된다. 상기 수신부는 상기 송신구간(201)에서 상기 송신부에서 커플링된 신호를 이용하여 I/Q부정합을 추정한다.
결합기(317)는 상기 송신구간(201)에서 상기 커플러(307)에서 커플링된 신호(Sc(t))를 수신경로로 연결한다. I채널 및 Q채널믹서(319, 320)는 상기 결합기(317)로부터 제공받은 신호를 I채널과 Q채널로 구별하여 직교 하향 변환을 수행하여 기저대역 신호로 변환한다. 이때, 상기 I채널 및 Q채널믹서(319, 320)는 국부 발진기(321)에서 제공되는 발진신호와 위상 변환기(323)에서 상기 발진신호를 90°위상 회전시킨 신호를 각각 제공받아 상기 I채널과 Q채널 신호를 기저대역 신호로 변환한다.
저역통과필터(325, 326)는 상기 I채널 및 Q채널믹서(319, 320)로부터 제공받은 신호를 각각 필터링한 후, ADC(327, 328)에서 디지털 신호로 변환한다. 이때, 상기 ADC(327, 328)의 출력신호는 하기 <수학식 1>과 같이 각각 I채널과 Q채널에서 발생하는 왜곡을 포함한다.
하기 수학식 1은 I채널과 Q채널에서 발생한 왜곡된 신호를 나타낸다.
Figure 112005048373600-pat00001
여기서, 상기 r(t)는 상기 I채널 및 Q채널 믹서(319, 320)에 입력되는 신호를 나타내고, 상기 e는 이득 부정합을 나타내며, φ는 위상 부정합을 나타낸다. 상기 a는 I채널의 DC오프셋을 나타내고, 상기 B는 Q채널의 DC오프셋을 나타낸다. 또한, 상기 Wc(=2πfc)는 상기 국부발진기(321)의 동작 주파수를 나타내며, 상기 Wc는 송수신기 동작 주파수와 같다. 상기 θ는 상기 국부발진기(321)의 위상을 나타내고, 상기 []LPF는 저역통과필터(325, 326)를 거친 결과를 나타낸다.
I/Q 부정합 보상기(329)는 상기 수신구간(203) 동안 상기 ADC(327, 328)에서 제공되는 I/Q 부정합에 의해 왜곡된 수신신호를 수신신호 검출부(331)에서 제공되는 DC오프셋 추정치와 I/Q 부정합 추정치를 이용하여 하기 <수학식 2>를 이용하여 보상한다. 여기서, 상기 I/Q 부정합 보상기(329)는 상기 송신구간(201)에서 커플링된 송신신호의 프리앰블을 이용하여 추정된 I/Q 부정합 및 DC오프셋으로 상기 수신구간(203)에 수신되는 수신신호의 왜곡을 보상한다.
하기 수학식 2는 I/Q부정합을 보상하기 위한 수식이다.
Figure 112005048373600-pat00002
여기서, 상기 Ird와 Qrd는 DC오프셋이 보상된 신호를 나타낸다. 또한, 상기 E(
Figure 112007026614516-pat00003
)와 P(
Figure 112007026614516-pat00004
)는 상기 수신신호 검출부(331)의 I/Q부정합 추정기(337)에서 추정되는 보정계수를 나타낸다.
상기 수신신호 검출부(331)는 FFT(Fast Fourier Transform)연산기(333), DC오프셋 추정기(335), I/Q 부정합 추정기(337), 및 수신신호 복조기(339)를 포함하여 상기 송신구간(201)에서 커플링된 송신신호를 이용하여 I/Q부정합과 DC 오프셋을 추정한다.
상기 FFT연산기(333)와 DC오프셋 추정기(335)는 상기 I/Q 부정합 보상기(329)의 출력신호(rr(t))를 제공받는다. 먼저 DC 오프셋 추정기(335)는 상기 송신구간(201)에서 커플링된 송신신호를 이용하여 DC오프셋을 추정한다. 즉, 상기 도 2의 수신/송신 천이시간 구간(207)에서 각 채널의 잡음 전력의 크기를 측정하여 하기 <수학식 3>과 같이 DC 오프셋을 추정한다. 이후, 상기 추정된 DC오프셋을 상기 I/Q 부정합 보상기(329)에 제공하여 상기 수신 구간(203)에 수신되는 수신신호를 하기 <수학식 4>과 같이 DC오프셋을 보상한다.
하기 수학식 3은 DC 오프셋을 추정하기 위한 수식이다.
Figure 112005048373600-pat00005
여기서, 상기 N은 수신/송신 천이시간 구간(207)에서 측정한 신호의 샘플 개수를 나타낸다.
하기 수학식 4는 DC 오프셋이 보상된 I채널과 Q채널을 나타낸다.
Figure 112005048373600-pat00006
여기서, 상기 r(t)는 상기 I채널 및 Q채널 믹서(319, 320)에 입력되는 신호를 나타내고, 상기 e는 이득 부정합을 나타내며, φ는 위상 부정합을 나타낸다. 상기 Wc(=2πfc)는 상기 국부발진기(321)의 동작 주파수를 나타낸다. 상기 Wc는 송수신기 동작 주파수와 같다. 또한, 상기 θ는 상기 국부발진기(321)의 위상을 나타내고, 상기 []LPF는 저역통과필터(325, 326)를 거친 결과를 나타낸다.
상기 FFT연산기(333)는 상기 rr(t) 즉, I/Q 부정합에 의해 왜곡된 송신신호를 푸리에 변환을 수행하여 I/Q 부정합 추정기(337)와 수신신호 복조기(339)로 출력한다. 여기서, 상기 rr(t)신호를 푸리에 변환하면 하기 <수학식 5>와 같이 나타낸다.
하기 수학식 5는 I/Q 부정합에 의해 왜곡된 신호가 푸리에 변환된 결과를 나타낸다.
Figure 112005048373600-pat00007
여기서, M은 푸리에 변환 샘플 개수를 나타내고, (1/T)는 샘플링 주파수를 나타낸다. 또한, k=0, 1, 2, …, M-1을 나타내고, B(= 1/(MT))는 부반송파의 간격을 나타낸다.
상기 I/Q 부정합 추정기(337)는 상기 FFT연산기(333)에서 제공되는 푸리에 변환된 송신신호 중 프리앰블을 이용하여 보정 계수(E, P) 및 위상 부정합(φ)를 추정한다.
상기 수신신호 검출부(331)에서 보정 계수와 위상 부정합을 추정하는 방법을 상세히 살펴보면 다음과 같다.
먼저, 상기 송신신호(Sc(t))의 프리앰블은 하기 <수학식 6>과 같이 나타낸다.
하기 수학식 6은 커플링된 송신신호의 프리앰블 신호를 나타낸다.
Figure 112005048373600-pat00008
여기서, 상기 fc는 송수신 주파수를 나타내며, 상기 1/T는 샘플링 주파수를 나타내고, 상기 Ch는 부반송파 계수를 나타낸다. 또한, 상기 h = 0, 1, 2, …, H-1 로 H개의 부반송파를 나타낸다.
상기 프리앰블 신호를 직교 하향변환 과정에서 I/Q부정합으로 인해 왜곡되면 하기 <수학식 7>과 같이 나타낸다.
하기 수학식 7은 프리앰블 신호가 I/Q 부정합으로 인해 왜곡된 수식이다.
Figure 112005048373600-pat00009
여기서, 상기 e는 이득 부정합을 나타내고, 상기 φ는 위상 부정합을 나타내며, 상기 θ는 국부발진기의 위상을 나타내고, 상기 Ch는 부반송파 계수를 나타낸다. 또한, 상기 a는 I채널의 DC오프셋을 나타내고, 상기 b는 Q채널의 DC오프셋을 나타내며, 상기 H는 부반송파(h)의 개수를 나타낸다.
상기 <수학식 7>에 나타낸 신호를 I/Q 부정합을 추정하기 위하여 푸리에 변환을 수행하여 정리한다. 즉, 상기 <수학식 7>을 상기 <수학식 5>에 대입하여 정리하면, 하기 <수학식 8>과 같이 나타낼 수 있다.
하기 수학식 8은 I/Q부정합에 의해 왜곡된 신호를 푸리에 변환한 수식이다.
Figure 112005048373600-pat00010
여기서, 상기 Rr(kB)는 푸리에 변환된 프리앰블의 부반송파를 나타내고, 상기 Rr((K-k)B)는 상기 부반송파의 영상(Image) 신호를 나타내며, 상기 Ck는 상기 부반송파의 계수를 나타낸다. 또한, 상기 e는 이득 부정합을 나타내고, 상기 φ는 위상 부정합을 나타내며, 상기 θ는 국부발진기의 위상을 나타내고, 상기 K는 푸리에 변환길이를 나타낸다.
이후, 상기 <수학식 8>의 프리앰블의 부반송파와 상기 부반송파의 영상 신호를 하기 <수학식 9>에 대입하여 상기 보정 계수(E, P) 및 이득 부정합(e)과 위상 부정합(φ)을 산출한다.
하기 수학식 9는 보정 계수를 산출하기 위한 수식이다.
Figure 112005048373600-pat00011
여기서, 상기 φ는 위상 부정합을 나타내고, 상기 e는 이득 부정합을 나타낸다.
상기 프리앰블의 부반송파와 상기 부반송파의 영상 신호를 상기 <수학식 9>에 대입하면 하기 <수학식 10>과 같은 보정계수를 산출된다.
하기 수학식 10은 산출된 보정계수(E(k), P(k))를 나타낸다.
Figure 112005048373600-pat00012
여기서, 상기 R* r(k)는 Rr(k)의 복소공액(Complex Conjugate)을 나타내고, 상기 Rr(kB)는 푸리에 변환된 프리앰블의 부반송파를 나타내며, 상기 Rr((K-k)B)는 상기 부반송파의 영상 신호를 나타낸다. 또한, 상기 B는 부반송파간의 간격(1/MT)을 나타내고, 상기 M은 푸리에 변환 샘플 개수를 나타내며, 상기 1/T는 샘플링 주파수를 나타낸다. 여기서, 상기 부반송파와 상기 영상신호를 사용하는 것은, 상기 프리앰블 신호가 사용하고 있는 부반송파들이 상호간의 영상 주파수 위치에 있을 수도 있기 때문에 선택된 부반송파와 영상 신호들을 이용한다.
즉, 상기 <수학식 10>에서 k번째 보정 계수(E(k), P(k))는 k번째 부반송파와 상기 부반송파의 영상신호 및 상기 부반송파와 영상신호의 부반송파 계수를 이용하여 산출한다.
상기 보정 계수와 위상 부정합이 모두 산출되면 상기 I/Q 부정합 추정기(337)는 상기 산출한 보정 계수와 위상 부정합을 상기 I/Q 부정합 보상기(329)로 제공한다. 상기 I/Q 부정합 보상기(329)는 상기 I/Q 부정합 추정기(337)로부터 제공받은 보정 계수와 위상 부정합으로 상기 수신구간(203)에서 수신되는 수신신호의 왜곡을 보상한다.
여기서, 상기 수신신호의 왜곡 보상은, 상기 <수학식 10>에서 산출한 보정 계수들의 RMS(Root Mean Squared)값을 상기 <수학식 2>에 적용하면, 하기 <수학식 11>과 같은 I/Q 부정합을 보상한다.
하기 수학식 11은 I/Q 부정합이 보상된 수식이다.
Figure 112005048373600-pat00013
여기서, 상기 φ는 위상 부정합을 나타내고, 상기 θ는 국부발진기의 위상을 나타낸다. 또한, 상기 []LPF는 저역통과필터(325, 326)를 거친 결과를 나타낸다.
상기 <수학식 11>과 같이 I/Q 부정합이 보상된 상태에서 상기 산출된 위상 부정합(φ)를 상기 <수학식 11>에 대입하면 하기 <수학식 12>와 같이 최종 보상을 수행한다.
하기 수학식 12는 최종적인 I/Q 부정합이 보상된 수식이다.
Figure 112005048373600-pat00014
상기 수신신호 복조기(339)는 상기 FFT연산기(333)에서 I/Q부정합이 보상된 수신신호를 제공받아 상기 수신신호를 복조한다.
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 I/Q 부정합을 보상하기 위한 절차를 도시하고 있다.
상기 도 4를 참조하면, 먼저 수신기는 401단계에서 송신 구간에서 상기 커플러(307)로부터 커플링된 송신 신호를 직교 하향 변환하여 기저대역신호로 변환한다. 상기 송신신호가 직교 하향 변환될 때, 상기 <수학식 1>과 같이 I/Q 부정합에 의해 왜곡이 생긴다.
상기 커플링된 송신신호를 기저대역 신호로 변환한 후, 상기 수신기는 403단 계로 진행하여 상기 기저대역 신호를 이용하여 DC오프셋을 추정한다. 즉, 상기 도 2에 도시된 바와 같이 이전 시분할 구간의 수신/송신 천이시간구간(207)에서 상기 <수학식 3>을 이용하여 I채널과 Q채널의 DC오프셋을 추정한다.
이후, 상기 수신기는 405단계로 진행하여 상기 커플링된 송신신호의 프리앰블을 푸리에 변환을 수행한다. 여기서, 상기 프리앰블을 푸리에 변환하면 상기 <수학식 8>과 같이 지정된 부반송파와 상기 부반송파의 영상 신호를 획득한다.
상기 프리앰블의 부반송파와 상기 부반송파의 영상 신호를 획득한 후, 상기 수신기는 409단계로 진행하여 상기 프리앰블의 부반송파와 상기 영상 신호를 상기 <수학식 9>에 적용하여 보정 계수(E, P), 위상 부정합(φ) 및 이득 부정합(e)을 산출한다. 여기서, 상기 부반송파와 상기 영상신호를 사용하는 것은, 상기 프리앰블 신호가 사용하고 있는 부반송파들이 상호간의 이미지 주파수 위치에 있을 수도 있기 때문에 선택된 부반송파와 영상 신호들을 이용한다.
상기 보정 계수와 위상 부정합 및 이득 부정합을 추정한 후, 상기 수신기는 411단계로 진행하여 상기 수신구간(203) 동안 수신되는 수신신호를 상기 추정한 보정 계수와 위상 부정합을 이용하여 I/Q 부정합을 보상한다. 즉, 상기 수신신호를 보상하기 위해 상기 보정 계수를 상기 <수학식 2>에 적용하여 상기 <수학식 11> 이득 부정합을 보상한 후, 상기 추정된 위상 부정합을 대입하여 최종적으로 I/Q 부정합을 보상한다. 이후, 상기 수신기는 본 알고리즘을 종료한다.
도 5와 도 6은 본 발명에 따른 이득 부정합 및 위상 부정합 발생시 EVM 값을 나타내고 있다. 이하 설명에서 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 변조 방식을 사용하고, 2048개의 푸리에 변환 길이를 갖는 OFDM 심볼이 1703개의 부반송파를 사용하는 경우에 대해서 신호대 잡음비가 40dB인 AWGN(Additive White Gaussian Noise)환경에서 실험한다. 또한, 상기 도 5의 가로축은 이득 부정합을 나타내고, 세로축은 EVM을 나타내며, 상기 도 6의 가로축은 위상 부정합을 나타내고, 세로축은 EVM을 나타낸다.
상기 도 5와 도 6에 도시된 바와 같이 I/Q 부정합을 보상하기 전에는 이득 부정합과 위상 부정합이 커질수록 EVM(Error Vector Magnitude)가 증가한다. 하지만, 본 발명에 따라 I/Q 부정합을 실시간으로 보상할 경우에는 상기 이득 부정합과 위상 부정합이 증가하여도 EVM이 일정하게 유지된다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
상술한 바와 같이, TDD OFDM 방식 수신기에서 별도의 시험신호 발생기를 사용하지 않고 송신신호를 커플링하여 I/Q 부정합을 추정하여 보상함으로써, 실시간으로 I/Q 부정합의 보상이 가능한 이점이 있다. 또한, I/Q 부정합 추정과정에서 요구되는 푸리에 변환을 위한 별도의 알고리즘 구현이 필요 없이 상기 TDD OFDM 방식 수신기의 수신신호 검출부에 구현되는 FFT연산기를 사용하므로 추가 자원을 줄일 수 있는 이점이 있다.

Claims (22)

  1. 무선 통신시스템에서 I(in phase)/Q(Quadreture) 부정합을 보상하기 위한 장치에 있어서,
    시분할 복신(TDD : Time Division Duplex) 방식에 따라 신호를 수신하지 않는 송신 구간 동안 전송하는 송신신호를 검출하여 수신경로로 제공하는 검출기와,
    상기 검출된 송신신호를 푸리에 변환(Fast Fourier Transform)을 수행하는 FFT연산기와,
    상기 푸리에 변환된 송신신호의 프리앰블을 이용하여 I/Q 부정합을 추정하는 I/Q 부정합 추정기를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  2. 삭제
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 검출기는, 커플러 또는 분할기(Divider)중 어느하나를 사용하는 것을 특징으로 하는 장치.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 검출된 송신신호를 I채널과 Q채널로 구별하여 직교 하향 변환하여 기저대역신호로 변환한 후, FFT연산기와 DC오프셋으로 제공하는 기저대역 변환부와,
    상기 기저대역신호를 이용하여 DC오프셋을 추정하는 DC오프셋 추정기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  5. 제 4항에 있어서,
    상기 기저대역 변환부는,
    상기 검출된 송신신호를 수신경로로 연결하는 결합기와,
    상기 검출된 송신신호를 I채널과 Q채널로 구별하여 직교 하향변환시키는 제 1 믹서 및 제 2 믹서와,
    상기 직교 하향 변환된 신호를 디지털 신호로 변환하는 아날로그/디지털 변환기를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  6. 제 1항에 있어서,
    상기 I/Q 부정합 추정기는,
    상기 푸리에 변환된 프리앰블의 부반송파와 상기 부반송파의 영상(Image) 신호를 이용하여 보정 계수와 위상 부정합 및 이득 부정합을 산출하는 것을 특징으로 하는 장치.
  7. 제 6항에 있어서,
    상기 프리앰블의 부반송파들과 상기 부반송파들의 이미지 신호는, 하기 수학식 13와 같이 산출하는 것을 특징으로 하는 장치.
    Figure 112007026614516-pat00015
    여기서, 상기 Rr(kB)는 푸리에 변환된 프리앰블의 부반송파, 상기 Rr((K-k)B)는 상기 부반송파의 영상(Image) 신호, 상기 Ck는 상기 부반송파의 계수, 상기 e는 이득 부정합, 상기 φ는 위상 부정합, 상기 θ는 국부발진기의 위상, 상기 K는 푸리에 변환길이를 나타냄.
  8. 제 6항에 있어서,
    상기 보정계수는, 하기 수학식 14와 같이 산출하는 것을 특징으로 하는 장치.
    Figure 112008047725759-pat00016
    여기서, 상기 E(k)와 상기 P(k)는 보정계수, 상기 R* r(k)는 Rr(k)의 복소공액(Complex Conjugate), 상기 Rr(kB)는 푸리에 변환된 프리앰블의 부반송파, 상기 Rr((K-k)B)는 상기 부반송파의 영상 신호, 상기 B는 부반송파간의 간격을 나타냄.
  9. 제 8항에 있어서,
    상기 보정 계수는, 적어도 하나의 부반송파들 각각의 보정 계수들의 RMS(Root Mean Squqred)를 이용하여 산출하는 것을 특징으로 하는 장치.
  10. 제 1항에 있어서,
    상기 추정된 I/Q 부정합을 이용하여 수신신호의 I/Q 부정합을 보상하는 I/Q 부정합 보상기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  11. 제 10항에 있어서,
    상기 I/Q 부정합의 보상은, 하기 수학식 15를 이용하여 산출하는 것을 특징으로 하는 장치.
    Figure 112007026614516-pat00017
    여기서, 상기 Ird와 상기 Qrd는 DC오프셋이 보상된 I채널 및 Q채널 신호, 상기 E와 상기 P는 보정계수를 나타냄.
  12. 무선통신시스템에서 I(in phase)/Q(Quadreture) 부정합을 보상하기 위한 방법에 있어서,
    시분할 복신(TDD : Time Division Duplex) 방식에 따라 신호를 수신하지 않는 송신 구간 동안 전송하는 송신신호를 커플링하는 과정과,
    상기 커플링된 송신신호를 푸리에 변환(Fast Fourier Transform)을 수행하는 과정과,
    상기 푸리에 변환된 송신신호의 프리앰블을 이용하여 이득 부정합과 위상 부정합 및 보정 계수를 산출하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  13. 삭제
  14. 제 12항에 있어서,
    상기 커플링된 송신신호를 I채널과 Q채널로 구별하여 직교 하향 변환하여 기저대역 신호로 변환하는 과정과,
    상기 기저대역신호를 이용하여 이전 시분할 구간의 수신/송신 천이시간 구간에서 DC오프셋을 추정하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  15. 제 12항에 있어서,
    이득 및 위상 부정합 추정과 보정 계수의 산출은,
    상기 푸리에 변환된 프리앰블 신호의 부반송파들과, 상기 부반송파들의 영상 신호를 획득하는 과정과,
    상기 획득한 부반송파들과 영상 신호들을 이용하여 이득 및 위상 부정합과 보정 계수를 산출하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  16. 제 15항에 있어서,
    상기 프리앰블의 부반송파들과 이미지 신호들은, 하기 수학식 16을 이용하여 산출하는 것을 특징으로 하는 방법.
    Figure 112007026614516-pat00018
    여기서, 상기 Rr(kB)는 푸리에 변환된 프리앰블의 부반송파, 상기 Rr((K-k)B)는 상기 부반송파의 영상(Image) 신호, 상기 Ck는 상기 부반송파의 계수, 상기 e는 이득 부정합, 상기 φ는 위상 부정합, 상기 θ는 국부발진기의 위상, 상기 K는 푸리에 변환길이를 나타냄.
  17. 제 12항에 있어서,
    상기 보정 계수는, 하기 수학식 17과 같이 산출하는 것을 특징으로 하는 방법
    Figure 112008047725759-pat00019
    여기서, 상기 E(k)와 상기 P(k)는 보정계수. 상기 R* r(k)는 Rr(k)의 복소공액(Complex Conjugate), 상기 Rr(kB)는 푸리에 변환된 프리앰블의 부반송파, 상기 Rr((K-k)B)는 상기 부반송파의 영상 신호, 상기 B는 부반송파간의 간격을 나타냄.
  18. 제 12항에 있어서,
    상기 보정 계수는, 적어도 하나의 부반송파들 각각의 보정 계수들의 RMS(Root Mean Squqred)를 이용하여 산출하는 것을 특징으로 하는 방법.
  19. 제 12항에 있어서,
    상기 이득 부정합과 위상 부정합 및 보정 계수를 이용하여 수신신호의 I/Q 부정합을 보상하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  20. 제 19항에 있어서,
    상기 I/Q 부정합의 보상은, 하기 수학식 18을 이용하여 산출하는 것을 특징으로 하는 방법.
    Figure 112007026614516-pat00020
    여기서, 상기 Ird와 상기 Qrd는 DC오프셋이 보상된 I채널 및 Q채널 신호, 상기 E와 상기 P는 보정계수를 나타냄.
  21. 무선 통신시스템에서 위상 부정합을 보상하기 위한 장치에 있어서,
    송신신호를 검출하여 수신경로로 제공하는 검출기와,
    상기 검출된 송신신호를 푸리에 변환(Fast Fourier Transform)을 수행하는 FFT연산기와,
    상기 푸리에 변환된 송신신호의 프리앰블을 이용하여 I/Q 부정합을 추정하는 I/Q 부정합 추정기를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  22. 무선통신시스템에서 위상 부정합을 보상하기 위한 방법에 있어서,
    송신신호를 검출하는 과정과,
    상기 검출된 송신신호를 푸리에 변환(Fast Fourier Transform)을 수행하는 과정과,
    상기 푸리에 변환된 송신신호의 프리앰블을 이용하여 이득 부정합과 위상 부정합 및 보정 계수를 산출하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
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