JP3744546B2

JP3744546B2 - 被サンプリング信号の可変ｄ．ｃ．オフセットを補償する方法および装置

Info

Publication number: JP3744546B2
Application number: JP50515198A
Authority: JP
Inventors: クラル，アンデルス
Original assignee: テレフオンアクチーボラゲツトエルエムエリクソン（パブル）
Priority date: 1996-07-08
Filing date: 1997-07-04
Publication date: 2006-02-15
Anticipated expiration: 2017-07-04
Also published as: KR20000023607A; RU2187899C2; US5838735A; WO1998001981A1; EP0910913A1; TR199900019T2; NO990064D0; AU723089B2; NO990064L; AU3638597A; KR100473302B1; CO4650107A1; CN1228895A; JP2000514965A; BR9710226A; CA2259608A1; EP0910913B1; CA2259608C; DE69730960D1; AR008399A1

Description

背景
本発明はポータブルセルラ電話機、コードレス電話機、ページャのような通信システム用の直接変換受信機に関する。
無線信号のような通信信号の復調およびアナログ対デジタル（Ａ／Ｄ）変換は時折ホモダイン受信機とも呼ばれる直接変換受信機で行なわれることができる。受信機の局部発振器の周波数を受信したキャリア信号の周波数と同一にすることによって信号が復調されかつベースバンドに直接スペクトル的に下向きに移行される。直接変換受信機は中間周波数（ＩＦ）段を何等持たないため、多くのフィルタを省略あるいは簡略化することができる。勿論、全ての濾波および信号処理をデジタルロジックで行なうことができ、これは対応するアナログ処理に比較してハードウェアコストと設計上の複雑さを減少することができる。
直接変換は１９５０年代に単側波帯受信機用に取入れられたが、この技術はこのようなシステムに制限されない。直接変換は多くの異なった変調方式と共に使用されることができ、最少偏移変数（ＭＳＫ）および直交振幅変調（ＱＡＭ）のような今日の直交変調方式のために特にふさわしい。
直接交換すなわちホモダイン受信機の数々の特徴がＬｉｎｄｑｖｉｓｔへの米国特許第５，５３０，９２９号およびＤｎｅｔへの同第５，２４１，７０２号並びにＬｉｎｄｑｕｉｓｔ等による許可された米国特許出願第０８／４０１，１２７号Ｌｉｎｄｑｖｉｓｔ等による同第０８／３６５，０３７号に記載されている。これらの文書は特に参照としてここに組み入れられる。
従来の直接変換受信機の動作は図１に関連して次のように説明され得る。中心周波数ｆｃおよび帯域幅ＢＷｒｆを有する無線周波数（ＲＦ）信号はアンテナ１０で受信され、その後帯域フィルタ２０により濾波される。帯域フィルタによって得られた濾波信号は、受信機の総合雑音指数を改善するためになくべく低雑音性の増幅器３０によって増幅される。
増幅器３０で得られた増幅された濾波信号は、次いで、平衡ミキサ４０および５０により同相（Ｉ）チャンネルおよび直角位相（Ｑ）チャンネルにおいてベースバンドに下変換される。これらミキサは局部発振器６０によって発生された正弦波信号から好ましい分周器および移相器７０で得られたサイン（Ｉ）およびコサイン（Ｑ）成分のそれぞれのものによりドライブされる。直接変換の原理に従って、ＬＯ信号も周波数ｆ_cを有している。
ミキサ４０、５０は増幅器３０からの信号と局部発振器のＩ、Ｑ成分とを有効的に掛け合わせる。各ミキサは増幅された濾波受信信号と局部発振器信号との周波数の和および差となる周波数の信号を生じさせる。差の（下変換された）信号のそれぞれはゼロ周波数（ｄ．ｃ．）の周りで折り曲げられたスペクトルを有し、ｄ．ｃ．から１／２ＢＷ_rfまで広がる。
ミキサで得られたＩおよびＱ信号は低域フィルタ８０、９０で濾波され、これらの低減フィルタは和の（上変換された）信号並びに近ＲＦ信号が原因すると考えられる成分を取り除く。フィルタ８０、９０は受信機の雑音帯域幅、従って総合雑音電力を設定する。次いで、ＩおよびＱベースバンド信号は通例増幅器１００、１１０により増幅され、アナログ対デジタル変換器１２０、１２２およびデジタル信号処理（ＤＳＰ）装置１３０に与えられる。
図１に示される構成を用いれば、直交ＩおよびＱ信号のデジタルサンプルを取り扱うようにＤＳＰ装置１３０を適切にプログラムすることによって殆どのどの形式の変調でも検波することが可能である。このような処理には位相復調、振幅復調、周波数復調あるい混成復調方式を含ませることができる。ＤＳＰ装置１３０は配線論理回路として、あるいは好ましくはアプリケーション特定集積回路（ＡＳＩＣ）のような集積化デジタル信号処理器として構成化されてもよいことを認めるであろう。勿論、ＡＳＩＣは必要な機能を行なうために最適化されている配線論理回路を含んでもよく、これは速度あるいは他の性能パラメータがプログラマブルデジタル信号処理器の融通性よりもより重要である時には普通に選択される構成であることを理解するであろう。
この従来の直接変換受信機に付随する大きな問題は干渉信号（例えば、同一および近ＲＦ通信チャネルでの信号）の２次積がミキサによって発生されることである。これら２次積のうちの１つの成分はベースバンドに位置し、このため所望のベースバンド信号と干渉して性能を劣化させる。ある状況において、この問題は今日の時分割多元接続（ＴＤＭＡ）デジタルセルラシステム用高性能直接変換受信機においての通信を全体的に妨げる。
入力信号Ｖ_inに対して、ミキサのような非線形装置は理論的に次式により与えられる出力信号Ｖ_outを生じさせる。

入力信号Ｖ_inが次式によって与えられる干渉信号である場合には、

（ここで、Ｖ_mは干渉信号の最大振幅であり、ω_cはキャリア周波数ｆ_cに対応する）、２次積ｂＶ_in ²は次式によって与えられる。

前式から明らかなように、右の最初の項は例えばミキサ４０、５０の後のベースバンドでの所望信号の歪である。右の第２の項は、それがフィルタ８０、９０により除去されるキャリア周波数の２倍付近に中心決めされる上変換（和）信号を表すため無視され得る。
干渉信号が単一のキャリアｆ_cだけかまたは定エンベロープ周波数あるいは位相変調信号である場合に、歪はｄ．ｃ．成分となる。このようなｄ．ｃ．オフセットはＤｅｎｔへの米国特許第５，２４１，７０２号（上記で参照として組み入れられた）の態様のような多くの方法で除去され得る。
ある状況で干渉信号が振幅変調（ＡＭ）信号である場合、すなわちＶ_mが一定ではない場合に、２次積は最早一定のｄ．ｃ．オフセットを簡単には生じさせない。これが全てのデジタル通信システムで生じるのは、それらが実際のＡＭ信号を使用しているか、それらが単一キャリアまたは周波数あるいは位相変調信号のオン／オフスイッチングを使用しているかのいずれか一方あるいは両方のためである。強力な無線送信機によりベースバンド信号に誘導するｄ．ｃ．オフセットは目的のベースバンド信号に較べて極めて大きくなる可能性がある。干渉する送信機がオンおよびオフに急速にスイッチングすることで多くの場合にｄ．ｃ．オフセットは急速に変動するため、ベースバンド信号のｄ．ｃ．レベルに大きなステップを発生し、これは補償を困難にする。
移動電気通信にあっては、異なったオペレータが無線伝送のための同一の周波数帯を用いている。時分割多元接続（ＴＤＭＡ）通信システム、例えば移動通信用大域システム（ＧＳＭ）に従って運用するシステムでは、基地局送信機を相互同期無しでオンおよびオフにスイッチングすることができる。ある基地局によって移動局に送られているバーストすなわち時間スロットの中間に生じる他の基地局からの大きなステップは移動局がホモダイン受信機を装備している時には接続の品位を著しく阻害する。この可変のｄ．ｃ．レベルを検出して取り除く必要がある。
この移動電話および他の実時間応用において、このような検出および除去を行なうために必要な時間期間もまた重要である。遅延を導入する複雑な事後処理方法は使用できない。データ記憶能力も制限される恐れがある（これは多くのポータブル受信機では典型的である）。
概要
本発明の一つの目的は直接変換受信機において所望の信号の可変ｄ．ｃ．オフセットの影響を取り除くことである。
本発明の他の目的は強力な干渉信号による性能劣化を受けない現代の通信システム用直接変換受信機を実現することである。
出願人の発明の一つの特徴によれば、直接変換受信機において可変ｄ．ｃ．レベルを有するベースバンド信号の現在のサンプルを補償する装置が提供される。この装置はベースバンド信号のサンプルを発生する手段と、ベースバンド信号のサンプルの平均値の推定値を形成する手段と、ベースバンド信号のｄ．ｃ．レベルの変動を現在のサンプルに基づいて検出する手段と、現在のサンプルおよび推定値間の差を形成しそれによりｄ．ｃ．レベルの変動を実質的に取り除くことによって被補償サンプルを発生する手段とを具備する。
出願人の発明の他の特徴によれば、この装置の検出手段は上方制限値と下方制限値を決定する手段と、ベースバンド信号の現在のサンプルをこれら上方および下方制限値と比較する手段とを含んでいる。上方および下方制限値はベースバンド信号のサンプルのうちの最大のものに基づいてもよく、ベースバンド信号のｄ．ｃ．レベルの変動は現在のサンプルが制限値の１つを越える時に検出される。更に、平均値の推定値は多数のサンプルから適応的に生成されてもよく、これはｄ．ｃ．レベルの変動が検出されたかどうかに対応する。
出願人の発明の他の特徴において、可変ｄ．ｃ．レベルを有するベースバンド信号の現在のサンプルを補償する方法が提供される。この方法はベースバンド信号のサンプルを発生するステップと、ベースバンド信号のサンプルの平均値の推定値を形成するステップと、ベースバンド信号のｄ．ｃ．レベルの変動を現在のサンプルに基づいて検出するステップと、現在のサンプルおよび推定値間の差を形成しそれによりｄ．ｃ．レベルの変動を実質的に取り除くことによって被補償サンプルを発生するステップとを具備する。
この方法において、決定ステップは上方制限値と下方制限値をベースバンド信号のサンプルの最大のものに基づいて決定するステップと、ベースバンド信号の現在のサンプルをこれら上方および下方制限値と比較するステップとを含んでいる。ベースバンド信号のｄ．ｃ．レベルの変動は現在のサンプルが制限値の１つを越える時に検出される。更に、平均値の推定値は多数のサンプルから適応的に生成されてもよく、これはｄ．ｃ．レベルの変動が検出されたかどうかに対応する。
【図面の簡単な説明】
出願人の発明は次の図面に関連してこの説明を読むことによって理解されるであろう。
図１は直接変換受信機のブロック図である。
図２ａ、２ｂは直接変換受信機のＩおよびＱチャンネルの信号のタイミング図である。
図３は出願人の発明に従ったベースバンド信号のサンプルを補償する方法のフローチャートである。
図４は出願人の発明に従ったベースバンド信号のｄ．ｃ．レベルの変動を検出する方法のフローチャートである。
詳細な説明
以下の説明は直交チャンネルを有する無線受信機に関連しているが、出願人の発明は単一チャンネルを有する有線受信機のような他の形態の通信受信機にも実施され得ることを認めるであろう。
ＧＳＭにおいて、受信信号はＧＭＳＫを用いて位相変調されており、理想的には、９３５〜９６０ＭＨＺの受信帯内にＡＭは存在しない。それにも拘らず、強力な位相変調干渉信号（受信帯内のブロッキング信号）がベースバンドにｄ．ｃ．オフセットを誘起してしまい、これは所望の信号と干渉する。このような強力な干渉信号をオンおよびオフにスイッチングすることは２つの異なったｄ．ｃ．オフセット間でステッピング（すなわちＡＭ）を誘起する。ＧＳＭにおいては、オンおよびオフにスイッチングする時間は指定されており、従ってＡＭ歪は時間領域で既知である。（ほぼ３ビット期間が影響を受ける。）
ＧＳＭ移動受信機にとって、このような干渉信号が１つの受信バーストの間で１度オンまたはオフにスイッチングされ得るに過ぎないことも知られている。従って、各ＧＳＭオペレータ、他に移動局をサービスするオペレータに対して、どの受信バーストの間にも１つだけのｄ．ｃ．オフセットステップが存在してしまう。例えば、スウェーデンでは、現在ＧＳＭ帯に３つのオペレータが存在し、どの受信バーストの間でも２つのｄ．ｃ．オフセットステップの可能性がある。出願人の発明はこのような多ステップを取り扱うことができる。
図２ａおよび２ｂに示されるように、ベースバンドＩおよびＱチャンネル信号に２次積を生じさせる干渉信号は既知の特性を有するランプと結び付いた（オンまたはオフのスイッチングのため）２つの異なったｄ．ｃ．レベルとしてそれ自体を時間領域で表している。図において、理想信号は２次積がない信号であり、総合受信信号は理想信号と２次積の和である。横座標の時間スケールおよび縦座標の振幅スケールは任意である。
被サンプリングベースバンド信号は一定のｄ．ｃ．レベルを有するが、サンプルｘ_iの大きさは平均値Ｘｍｅａｎを中心に変る。例えば、図２ａ、２ｂに示された信号から得られるようなサンプル値はほぼ±１の間で変るだろうし、平均値は０と２０の時間期間の間でほぼゼロとなるであろう。このような被サンプリング信号を補償することは次式に従って被補償サンプルｘｃｏｍｐ_iを発生することを含む。

ここで、インデックス値ｉは現在のサンプルを表す。被補償サンプルを発生するために必要な演算はＡ／Ｄ変換器１２０、１２２によりサンプル対サンプル基準で発生された被サンプリングＩおよびＱチャンネル信号を用いてＤＳＰ装置１３０により行なわれる。これらの演算は出願人の発明に従った方法のフローチャートである図３および図４によって表される。被補償ＩおよびＱチャンネル被サンプリング信号はその後ＤＳＰ装置１３０において一層処理され、所望の情報信号を得るようにする。
ベースバンド信号のサンプル（図３のブロック３０１）を用いて、Ｘｍｅａｎの値、すなわちサンプルの平均値（ブロック３０３）を推定する幾つかの異なった方法を使用することができる。例えば、次式に従って所定数Ｎの最も新しく受けたサンプルの平均を形成することによって滑らかなＸｍｅａｎを決定することができる。

ここで、１からＮまでの範囲のｎの値に対して加算が行なわれる。ＴＤＭＡシステムにおいて、平均されるサンプルの数は実際的な理由で、また典型的にはより高精度は不用であるため約１５０から約１７０の範囲に制限されることになろう。（ＧＳＭ通信システムでの各バーストはざっと１５０〜１７０のデータビットを含んでいる。）それにも拘らず、例えば、周波数訂正バーストをモニターする時に、必ずしも必要でないかもしれないが、極めて多数のビットを処理する状況が存在する。ＧＳＭにおいては、各フレーム５１のスロットのうちの５つが無変調キャリア（「周波数訂正バースト」すなわちＦＣＨ）を伝送するために使用され、移動局は狭帯域フィルタを用いてこれを検出し、粗いタイミングおよび周波数誤差推定値を与えることができる。Ｘｍｅａｎは滑らかな平均であるため、処理されるビットの数は原理的に制限されない。
上方制限値ｘｍａｘおよび下方制限値ｘｍｉｎを選択しかつ現在のサンプルｘ_iをこれらの制限値と比較することによってｄ．ｃ．レベルの変動を検出することができる（ステップ３０５）。ｄ．ｃ．レベルの変動を検出するこの方法は図４に示されており、そこでステップ４０１は上方および下方制限値を選択することを示し、ステップ４０３は現在のサンプルをこれら制限値と比較することを示す。現在のサンプルの値がｘｍａｘよりも大きいかあるいはｘｍｉｎよりも小さい場合には、ｄ．ｃ．レベルの変動が推測される（ステップ４０５）。制限値ｘｍａｘ、ｘｍｉｎは、例えば最も新しい所定の時間期間で観られた最大および最小サンプル値にそれらを設定することによって、幾つかの態様で選択され得る。更に、米国特許出願第０８／３６５，０３７号（引用され、上述のように参照として組み入れられている）に記載されている干渉信号の存在を検出する技術のどれかを用いてもよいことを理解することであろう。
通常の信号処理において、すなわちＸｍｅａｎに大きな変動がない時に、極めて多数のサンプルを平均化することによって平均値を高精度で決定することができる。更にまた、ｘｍａｘおよびｘｍｉｎの値が適切に選択されている場合には全てのサンプルはこれら制限値内になる。例えば、実際の信号振幅（この場合にはｘｃｏｍｐ_i）および振幅の典型的あるいは期待変動の認識に基づいてｘｍａｘ、ｘｍｉｎを選択することができる。変動がなければ、
制限値ｘｍａｘの外側に１つあるいはそれ以上のサンプルを見い出すと、ｘｍｉｎはｄ．ｃ．レベルの変動を表すものと看做される。変動をより高速に追従するために、大きな重みを現在のサンプルに与えることによって平均値をその後適応的に決定する（ブロック３０７）。極めて高速の追従能力を達成するために、平均値は現在のサンプルの値に等しく設定されることができ、これは前の平均値に重みを全然与えない。変動が通りすぎ、例えば前の平均値が再設定されると、所望の高精度となるまで、平均値の決定はだんだん多くなるサンプル数Ｎで連続して行なってもよい。どの場合でも、ベースバンド信号の被補償サンプルは現在のサンプルおよび平均値間の差を見い出すことによって上記の式に従って形成される（ブロック３０９）。
出願人の方法の特定の例として、Ｘｍｅａｎが次式に従って決定された滑らかな平均であるものとする。

ここで、Ｘｍｅａｎ（新）は現在のサンプルｘ_iに対して決定されたＸｍｅａｎの値であり、Ｘｍｅａｎ（旧）は前のサンプルに対して決定されたＸｍｅａｎの値であり、Ｎはサンプル数である。因数（Ｎ−１）／Ｎおよび１／Ｎは重み因子であることを理解することであろう。通常の場合に、すなわち干渉信号がオンまたはオフにスイッチングされない時には、高精度を持つＸｍｅａｎの推定値を与えることで、ｄ．ｃ．レベルを一定のものと看做すことができ、かつ大きな値のＮを使用することができる。一例として、Ｎ＝３２とする。これは次の式を与える。

更に、制限値ｘｍａｘ、ｘｍｉｎが前の最大サンプル値の２倍に基づくようにすれば、すなわちこれは次の式を与える。

ここで、サンプル値ｘは現在のサンプルｘ_iから前のサンプルｘ_i-Nのような前のサンプルを通る範囲のものである。
上に記したように、制限値ｘｍａｘの外側の１つあるいはそれ以上のサンプルを見い出すことにより、ｘｍｉｎはｄ．ｃ．レベルのステップを表し、このステップを良好に追従するためにＮの値を減少させる。例えば、次式を与えて３２から２までＮを減少することができる。

現在のサンプルｘ_iが制限値ｘｍａｘ、ｘｍｉｎ内に戻ると、Ｎの値は増大される。制限値内に戻る最初のサンプルに対して、Ｎは４に設定され、制限値内の第２の継続したサンプルに対して、Ｎは８に設定され、制限値内の第３の継続したサンプルに対して、Ｎは１６に設定され、制限値内の第４の継続したサンプルに対しては、Ｎは３２に設定される。
鋭いステップの間に受けられたサンプルは不十分な精度で復調されることになることを認めるであろう。移動通信のような多くの応用においては、これは問題とはならないであろう。ロバスト情報コード化および誤差訂正方法は総合通信品位のロス無しで制限された時間の間にビット誤差をうまく処理することができる。最悪の場合に、被補償および実際のベースバンド信号間の差のため少しの情報シンボルは欠落してしまう。ＧＳＭおよびＤＣＳ１８００システムのようなロバストチャンネルコード化およびインターリーブ機能を有する通信システムにおいては往々これを無視することができる。
出願人の発明による方法はホモダイン無線受信機においてベースバンドｄ．ｃ．オフセットを取り除くことによく適合するがそれに限定されないことを理解するであろう。このような方法はサンプルのストリームを長さに拘らず訂正するのに好ましく、この方法は変化するかあるいは一定のどの種類のｄ．ｃ．オフセットも取り扱うことができる。また、この方法はｄ．ｃ．オフセットの反復ランプあるいはステップも取り扱うことができる。データの事後処理は必要なく、これは実時間動作を要求するセルラ電話のような応用に対しては特に重要である。出力に顕著な遅延がなく信号処理が連続して行なわれ、この方法は例えば小さな面積しか必要としない集積回路でハードウェア的に極めて効果的に構成化され得る。大きなデータ記憶ユニットは不用であり、複雑な演算処理を行なう必要はない。
本発明がその必須の特徴から逸脱せずに他の形態で実施され得ることを当業者は認めることであろう。従って、上で説明した実施例は全ての点で図示のためのものとしてであって限定的なものではないと考えられなければならない。発明の適用範囲は以下の請求の範囲により定められる。

Claims

直接変換受信機にあって、可変ｄ．ｃ．レベルを有するベースバンド信号の現在のサンプルを補償する装置において、
上記ベースバンド信号のサンプルを発生する手段と、
上記サンプルの平均値の推定値を形成する手段と、
上記ベースバンド信号のｄ．ｃ．レベルの変動を上記現在のサンプルに基づいて検出する手段と、
上記現在のサンプルおよび上記推定値間の差を形成しそれによりｄ．ｃ．レベルの変動を実質的に取り除くことによって被補償サンプルを発生する手段と、
を具備することを特徴とする装置。
請求の範囲第１項記載の装置において、上記検出手段は、
上方制限値と下方制限値を決定する手段を含み、上記上方および下方制限値は上記ベースバンド信号のサンプルのうちの最大のものに基づくようにされており、
上記現在のサンプルを上記上方および下方制限値と比較する手段を含み、上記現在のサンプルが上記制限値の１つを越える時に上記ベースバンド信号のｄ．ｃ．レベルの変動を検出するようにされており、
上記推定値形成手段は、
上記ベースバンド信号の多数のサンプルの平均を適応的に決定する手段を含み、ｄ．ｃ．レベルの変動が検出されたかどうかにサンプルの数が対応するようにされた、
ことを特徴とする装置。
可変ｄ．ｃ．レベルを有するベースバンド信号の現在のサンプルを補償する方法において、
上記ベースバンド信号のサンプルを発生するステップと、
上記サンプルの平均値の推定値を形成するステップと、
上記ベースバンド信号のｄ．ｃ．レベルの変動を検出するステップと、
変動が検出された時に、上記現在のサンプルおよび上記推定値間の差を形成しそれによりｄ．ｃ．レベルの変動を実質的に取り除くことによって被補償サンプルを発生するステップと、
を具備することを特徴とする方法。
請求の範囲第３項記載の方法において、上記検出ステップは、
上方制限値と下方制限値を上記ベースバンド信号のサンプルの最大のものに基づいて決定するステップを含み、
上記現在のサンプルを上記上方および下方制限値と比較するステップを含み、上記現在のサンプルが上記制限値の１つを越える時に上記ベースバンド信号のｄ．ｃ．レベルの変動が検出されようにし、
推定値を形成する上記ステップは、
上記ベースバンド信号の多数のサンプルの平均を適応的に決定するステップを含み、ｄ．ｃ．レベルの変動が検出されたかどうかにサンプルの数が対応するようにされた、
ことを特徴とする方法。