RU2187899C2 - Способ и устройство для компенсации переменного смещения постоянной составляющей в дискретизированном сигнале - Google Patents

Способ и устройство для компенсации переменного смещения постоянной составляющей в дискретизированном сигнале Download PDF

Info

Publication number
RU2187899C2
RU2187899C2 RU99102235/09A RU99102235A RU2187899C2 RU 2187899 C2 RU2187899 C2 RU 2187899C2 RU 99102235/09 A RU99102235/09 A RU 99102235/09A RU 99102235 A RU99102235 A RU 99102235A RU 2187899 C2 RU2187899 C2 RU 2187899C2
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
level
samples
signal
constant component
baseband signal
Prior art date
Application number
RU99102235/09A
Other languages
English (en)
Other versions
RU99102235A (ru
Inventor
Андерс КХУЛЛАР
Original Assignee
Телефонактиеболагет Лм Эрикссон (Пабл)
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Телефонактиеболагет Лм Эрикссон (Пабл) filed Critical Телефонактиеболагет Лм Эрикссон (Пабл)
Publication of RU99102235A publication Critical patent/RU99102235A/ru
Application granted granted Critical
Publication of RU2187899C2 publication Critical patent/RU2187899C2/ru

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/02—Amplitude-modulated carrier systems, e.g. using on-off keying; Single sideband or vestigial sideband modulation
    • H04L27/06—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/06—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
    • H04L25/061—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection providing hard decisions only; arrangements for tracking or suppressing unwanted low frequency components, e.g. removal of dc offset
    • H04L25/062—Setting decision thresholds using feedforward techniques only
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
    • H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
    • H03D1/2245—Homodyne or synchrodyne circuits using two quadrature channels

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Analogue/Digital Conversion (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)
  • Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)
  • Dc Digital Transmission (AREA)

Abstract

Изобретение используется в случаях переменных смещений постоянной составляющей, в виде линейных изменений и скачков, для реализации приемника прямого преобразования для современных сотовых систем связи. Технический результат: изобретение не приводит к снижению эффективности в присутствии мощных помеховых сигналов. 2 с. и 2 з.п.ф-лы, 4 ил.

Description

Изобретение относится к приемникам прямого преобразования для систем связи, таким как портативные сотовые телефоны, беспроводные телефоны, пейджеры и т.д.
Демодуляция и аналого-цифровое преобразование сигнала связи, такого как радиосигнал, может быть выполнено с помощью приемника прямого преобразования, который иногда называют гомодинным приемником. Сигналы демодулируются и преобразуются по спектру с понижением частоты в полосу модулирующих частот непосредственно путем выбора частоты гетеродина приемника, равной частоте принимаемого сигнала несущей. Поскольку приемник прямого преобразования не имеет каскадов промежуточной частоты, можно не использовать множество фильтров или упростить их выполнение. В самом деле, вся фильтрация и обработка сигнала может быть выполнена с помощью цифровых логических схем, что может снизить стоимость аппаратных средств и сложность конструкции по сравнению с соответствующей аналоговой обработкой.
Прямое преобразование было введено для приемников радиосвязи с использованием одной боковой полосы в 1950-е годы, однако данный метод не ограничивается такими системами. Прямое преобразование может быть использовано с множеством различных схем модуляции, в частности, может быть эффективно использовано для схем квадратурной модуляции, используемых в настоящее время, например, таких как манипуляция с минимальным сдвигом, квадратурная амплитудная модуляция.
Различные аспекты прямого преобразования или гомодинных приемников рассмотрены в патентах США 5530929 и 5241702, а также в заявках на патент США 08/401127 и 08/365037, по которым приняты решения о выдаче патента.
Работа обычного приемника радиосвязи с прямым преобразованием описана ниже со ссылками на фиг.1. Радиочастотный (РЧ) сигнал с центральной частотой fc и полосой BWrf принимается антенной 10 и затем фильтруется полосовым фильтром 20. Отфильтрованный сигнал, сформированный полосовым фильтром, усиливается усилителем 30, который предпочтительно является малошумящим усилителем (МШУ), для улучшения общего коэффициента шума приемника.
Усиленный отфильтрованный сигнал, сформированный усилителем 30, затем преобразуется с понижением частоты в полосу модулирующих частот в синфазном (I) канале и в квадратурном (Q) канале с помощью балансных смесителей 40, 50. На смесители подаются соответственно синусоидальная (I) и косинусоидальная (Q) составляющие, сформированные из синусоидального сигнала, генерируемого гетеродином 60, с помощью соответствующего делителя и фазовращателя 70. В соответствии с принципом прямого преобразования, сигнал гетеродина также имеет частоту fc.
Смесители 40, 50 эффективно перемножают сигнал с усилителя 30 с I и Q составляющими сигнала гетеродина. Каждый смеситель формирует сигнал, который имеет частоты, представляющие собой сумму и разность частот усиленного отфильтрованного принятого сигнала и сигнала гетеродина. Разностные (преобразованные с понижением частоты) сигналы имеют спектр, который перенесен на нулевую частоту (составляющая постоянного тока) и занимает интервал от постоянной составляющей (нулевой частоты) до 1/2 BWrf.
Синфазный (I) и квадратурный (Q) сигналы, формируемые смесителями, фильтруются фильтрами нижних частот 80, 90, которые удаляют суммарные сигналы (преобразованные с повышением частоты), а также составляющие, которые могут быть обусловлены сигналами, близкими к РЧ сигналам. Фильтры 80, 90 определяют шумовую полосу и, следовательно, полную шумовую мощность в приемнике. Синфазный (I) и квадратурный (Q) сигналы полосы модулирующих частот затем усиливаются усилителями 100, 110 и подаются на аналого-цифровые преобразователи 120, 122 и на устройство 130 цифровой обработки сигналов (ЦОС).
При использовании схемы, показанной на фиг.1, практически любой тип модуляции может быть выделен путем программирования устройства 130 ЦОС соответствующим образом, чтобы обрабатывать цифровые выборки сигналов I и Q в квадратуре. Такая обработка может включать в себя фазовую демодуляцию, амплитудную демодуляцию, частотную демодуляцию или гибридные схемы демодуляции. Очевидно, что устройство 130 ЦОС может быть реализовано как логические схемы с фиксированным монтажом или, предпочтительно, как процессор цифровых сигналов на интегральной схеме (ИС), такой как ориентированная на конкретное прикладное применение ИС. Разумеется, что ориентированная на конкретное прикладное применение ИС может включать в себя логические схемы с фиксированным монтажом, которые оптимальны для выполнения требуемой функции. Такой вариант выполнения выбирается в том случае, когда скорость обработки или иной параметр эффективности более важен, чем универсальность программируемого процессора цифровых сигналов.
Главной проблемой для обычного приемника прямого преобразования является то, что смесители формируют продукты второго порядка помеховых сигналов (т. е. сигналы в тех же или соседних РЧ каналах связи). Одна составляющая таких продуктов второго порядка находится в полосе модулирующих частот и, следовательно, создает помехи полезному сигналу полосы модулирующих частот, ухудшая характеристики приемника. В некоторых ситуациях эта проблема полностью препятствует осуществлению связи с использованием высокоэффективных приемников прямого преобразования для современных цифровых сотовых систем, работающих в режиме множественного доступа с временным разделением (МДВР) каналов.
Для входного сигнала Vin нелинейное устройство, такое как смеситель, формирует выходной сигнал Vout, теоретически определяемый следующим выражением:
Vout=aVin+bVin 2+...
Если входной сигнал Vin является помеховым сигналом, определяемым следующим выражением:
Vin=Vmcos(ωct),
где Vm - максимальная амплитуда помехового сигнала, ωc соответствует несущей частоте fc, то продукт второго порядка b Vin 2 определяется следующим выражением:
bVin 2=(bVm 2/2)[1+cos (2ωct)].
Из приведенного выражения ясно, что первая составляющая в правой части соответствует искажению полезного сигнала в полосе модулирующих частот, например, после смесителей 40, 50. Второй составляющей в правой части можно пренебречь, поскольку она представляет преобразованный с повышением частоты (суммарный) сигнал с центром на удвоенной несущей частоте, который удаляется с помощью фильтров 80, 90.
Искажение представляет собой постоянную составляющую, если помеховый сигнал является только одной несущей fc или частотно-модулированным или фазомодулированным сигналом с постоянной огибающей. Такая постоянная составляющая может быть удалена различным путями, например, как описано в патенте США 5241702.
Если помеховый сигнал является амплитудно-модулированным сигналом, например, если Vm не является постоянным, то продукт второго порядка уже не будет вводить неизменной постоянной составляющей. Это имеет место во всех системах цифровой связи ввиду использования в них реальных амплитудно-модулированных сигналов и/или использования сигналов единственной несущей, манипулированной путем включения-выключения, или частотно-модулированных или фазомодулированных сигналов. Смещение постоянной составляющей, вводимое в сигнал полосы модулирующих частот передатчиком системы связи высокой мощности, может быть весьма большим по сравнению с полезным сигналом полосы модулирующих частот. Поскольку во многих случаях смещение постоянной составляющей изменяется весьма быстро, вследствие быстрого включения-выключения передатчика, то генерируются большие скачки уровня постоянной составляющей сигналов полосы модулирующих частот, которые весьма трудно компенсировать.
В мобильных системах связи различные операторы используют одну и ту же полосу частот для передачи сигналов радиосвязи. В системе связи режима МДВР, например, в системе, работающей в соответствии со стандартом глобальной системы мобильной связи (GSM), передатчики базовых станций могут включаться и выключаться без взаимной синхронизации. Большой скачок, обусловленный сигналом другой базовой станции, который возникает в середине пакета данных или выделенного временного интервала (слота), передаваемого базовой станцией к мобильной станции, существенным образом влияет на качество соединения, если мобильная станция оснащена гомодинным приемником. Этот переменный уровень постоянной составляющей должен детектироваться и удаляться.
В мобильных системах связи и в других системах реального времени, временной интервал, требуемый для выполнения такого детектирования и удаления, является весьма важным. При этом не могут использоваться сложные методы постпроцессорной обработки, вносящие большие задержки. Кроме того, возможности по запоминанию данных также ограничены; данное требование является типовым для многих портативных приемников.
Сущность изобретения
Задачей изобретения является обеспечить снижение влияния изменяющихся сдвигов постоянной составляющей в приемнике прямого преобразования.
Кроме того, задачей изобретения является создание приемника прямого преобразования для современных сотовых систем связи, который не испытывает снижения эффективности под влиянием мощных помеховых сигналов.
В соответствии с одним из аспектов изобретения в приемнике прямого преобразования предусмотрено устройство для компенсации текущей выборки сигнала полосы модулирующих частот, имеющей переменный уровень постоянного тока. Устройство содержит средство для генерирования выборок сигнала полосы модулирующих частот; средство для формирования оценки среднего значения выборок сигнала полосы модулирующих частот; средство для обнаружения изменения уровня постоянной составляющей сигнала полосы модулирующих частот на основе текущей выборки; и средство для генерирования скомпенсированной выборки путем формирования разности между текущей выборкой и оценкой, для обеспечения тем самым существенного устранения изменений в уровне постоянной составляющей.
В другом аспекте изобретения средство для обнаружения в заявленном устройстве содержит средство для определения верхнего предельного значения и нижнего предельного значения, а также средство для сравнения текущей выборки сигнала полосы модулирующих частот с верхним и с нижним предельными значениями. Верхнее и нижнее предельные значения могут основываться на максимальном значении выборок сигнала полосы модулирующих частот, при этом изменение в уровне постоянной составляющей сигнала полосы модулирующих частот обнаруживается, когда текущая выборка превышает одно из указанных предельных значений. Кроме того, оценка среднего значения может формироваться адаптивным образом, исходя из ряда выборок, соответственно тому, обнаружено ли изменение в уровне постоянной составляющей.
В другом аспекте заявлен способ компенсации текущей выборки сигнала полосы модулирующих частот, имеющего переменный уровень постоянной составляющей. Способ включает в себя этапы генерирования выборок сигнала полосы модулирующих частот; формирования оценки среднего значения выборок сигнала полосы модулирующих частот; обнаружения изменения в уровне постоянной составляющей сигнала полосы модулирующих частот, основываясь на текущей выборке; и генерирования скомпенсированной выборки путем формирования разности между текущей выборкой и оценкой, для обеспечения тем самым существенного снижения изменения в уровне постоянной составляющей.
В данном способе этап обнаружения может включать в себя этапы определения верхнего предельного значения и нижнего предельного значения, основываясь на максимальном значении выборок сигнала полосы модулирующих частот, и сравнения текущей выборки сигнала полосы модулирующих частот с верхним и нижним предельными значениями. Изменение в уровне постоянной составляющей сигнала полосы модулирующих частот обнаруживается, когда текущая выборка превышает одно из предельных значений. Кроме того, оценка среднего значения может быть сформирована адаптивным способом из ряда выборок соответственно тому, обнаружено ли изменение в уровне постоянной составляющей.
Краткое описание чертежей
Изобретение поясняется чертежами, на которых представлено следующее:
фиг.1 - блок-схема приемника прямого преобразования;
фиг. 2а, 2b - временные диаграммы для сигналов I-канала и Q-канала приемника прямого преобразования;
фиг.3 - блок-схема последовательности операций способа компенсации выборок сигнала полосы модулирующих частот в соответствии с изобретением;
фиг.4 - блок-схема последовательности операций способа обнаружения изменения уровня постоянной составляющей сигнала полосы модулирующих частот в соответствии с изобретением.
Детальное описание
Хотя последующее описание относится к приемнику системы радиосвязи с квадратурными каналами, однако следует иметь в виду, что изобретение может быть реализовано и в других формах выполнения приемников систем радиосвязи, например в виде приемника проводной линии связи, имеющего один канал.
В системе GSM принятый сигнал является модулированным по фазе с использованием манипуляции минимальным сдвигом, и в идеальном случае в полосе приема от 935 до 960 МГц отсутствует амплитудно-модулированный сигнал. Тем не менее, сильный фазомодулированный помеховый сигнал (блокирующий сигнал в полосе приема) может ввести смещение постоянной составляющей в полосе частот модулирующих сигналов, что создает помехи полезному сигналу. Переключение такого сильного помехового сигнала между состояниями включения и выключения вводит скачки между двумя различными смещениями постоянной составляющей (т. е. амплитудную модуляцию). В системе GSM время переключения между состояниями включения и выключения определено техническими характеристиками, и поэтому искажения, обусловленные амплитудной модуляцией, проявляются во временной области. (Воздействию подвергаются интервалы, длительность которых примерно равна трем битовым периодам.)
Для мобильных приемников системы GSM также известно, что такой помеховый сигнал может переключаться в состояние включения или выключения за время принятого пакета только однократно. Таким образом, для каждого оператора системы GSM, помимо оператора, обслуживающего мобильные станции, может иметь место только один скачок смещения постоянной составляющей за время принятого пакета. В Швеции, например, в настоящее время в полосе системы GSM в настоящее время действуют три оператора, и, следовательно, могут иметь место два скачка смещения постоянной составляющей за время принятого пакета. Заявленное изобретение позволяет обеспечить обработку в такой ситуации при наличии такого множества скачков.
Как показано на фиг.2а и 2b, помеховый сигнал, формирующий продукт второго порядка в сигналах полосы модулирующих частот I- и Q- каналов, проявляется во временной области как два различных уровня постоянной составляющей, связанных линейным изменением (вследствие переключения между состояниями включения и выключения), имеющим известные характеристики. Как показано на чертежах, идеальный сигнал представляет собой сигнал без продукта второго порядка, а полный принятый сигнал представляет собой сумму идеального сигнала и продукта второго порядка. Масштаб времени по оси абсцисс и масштаб амплитуд по оси ординат, являются произвольными.
Хотя дискретизированный сигнал полосы модулирующих частот имеет неизменный уровень постоянной составляющей, величины выборок xi изменяются относительно среднего значения Xmean. Например, значения выборок, которые должны быть получены из сигналов, изображенных на фиг.2А, 2b, будут изменяться в пределах между ±1, и среднее значение должно быть примерно нулевым для временного интервала от 0 до 20. Компенсация такого дискретизированного сигнала связана с генерированием скомпенсированных выборок xcompi в соответствии со следующим выражением:
xcompi=xi-Xmean,
где значение индекса i обозначает текущую выборку. Операции, необходимые для генерирования скомпенсированных выборок, выполняются устройством 130 ЦОС с использованием дискретизированных сигналов I- и Q-каналов, формируемых АЦП 120, 122, на базе от выборки к выборке. Эти операции иллюстрируются с помощью фиг. 3 и 4, где представлены блок-схемы последовательностей операций способов, соответствующих изобретению. Скомпенсированные дискретизированные сигналы I- и Q-каналов, затем обрабатываются в устройстве 130 ЦОС для получения полезного информационного сигнала.
С использованием выборок сигнала полосы модулирующих частот (блок 301 на фиг. 3) можно использовать различные способы оценки значения Xmean, т.е. среднего значения выборок (блок 303). Например, скользящее значение Xmean может быть определено путем формирования среднего значения для предварительно определенного числа N последних принятых выборок в соответствии с выражением
Xmean = N-1Σxi-n,
где суммирование выполняется для значений в диапазоне от 1 до N. В системе МДВР число усредняемых выборок может быть ограничено в пределах от 150 до 170, исходя из практических причин и ввиду того, что более высокая точность в типовом случае не является необходимой. (Каждый пакет в системе связи типа GSM включает в себя примерно 150-170 битов данных.) Тем не менее, могут иметься случаи, когда желательно или даже необходимо обрабатывать большое число битов, например, при контроле пакетов коррекции частоты. В системе GSM в каждом кадре из 51 временного интервала пять используются для передачи немодулированной несущей (так называемые "пакеты коррекции частоты"), которую мобильная станция может обнаружить с использованием узкополосного фильтра для получения грубой синхронизации и оценки ошибки по частоте. Поскольку Xmean представляет собой скользящее среднее значение, число обрабатываемых битов в принципе не ограничено.
Изменения в уровне постоянной составляющей могут быть обнаружены (этап 305) путем выбора верхнего предельного значения хmах и нижнего предельного значения xmin, и сравнения текущей выборки х, с этими предельными значениями. Данный способ обнаружения изменения уровня постоянной составляющей иллюстрируется на фиг. 4, где этап 401 показывает выбор верхнего и нижнего предельных значений, а этап 403 показывает сравнение текущей выборки с этими пределами. Если значение текущей выборки больше, чем хmах, или меньше, чем xmin, то принимается решение об изменении уровня постоянной составляющей (этап 405). Предельные значения хmах, xmin могут быть выбраны различными путями, например, путем их установки, исходя из максимального и минимального значений выборок, наблюдавшихся за последний предварительно определенный период времени. Кроме того, следует иметь в виду, что можно использовать любой способ обнаружения наличия помехового сигнала, как описано в заявке на патент США 08/365037.
При обычной обработке сигнала, т.е. когда нет существенного изменения в значении Xmean, среднее значение может быть определено с высокой точностью путем усреднения большого числа выборок. Более того, все выборки должны быть в соответствующих пределах, если значения хmах и xmin выбраны надлежащим образом. Например, значения хmах и xmin могут быть выбраны на основе амплитуды реального сигнала (в данном случае, xcompi) с учетом типовых или ожидаемых отклонений амплитуды.
Когда установлено, что одна или более выборок находятся за пределами хmах, xmin, это означает, что имеет место изменение уровня постоянной составляющей. Для обеспечения быстрого отслеживания изменения среднее значение определяется адаптивным образом путем придания большего веса текущей выборке (блок 307). Для реализации режима быстрого слежения среднее значение может быть установлено равным значению текущей выборки; в этом случае никакого веса не придается предыдущему среднему значению. Когда изменение прошло, т. е. предыдущее среднее значение вновь установлено, определение среднего значения может продолжаться с постепенным увеличением числа выборок N до достижения требуемой точности. В любом случае скомпенсированные выборки сигнала полосы модулирующих частот формируются в соответствии с выражением, приведенным выше, путем нахождения разности между текущими выборками и средним значением (блок 309).
В качестве конкретного примера заявленного способа, предположим, что Xmean является скользящим средним значением, которое определяется в соответствии со следующим выражением:
Xmean(новое)=Xmean(старое)(N-1)/N+xi/N,
где Xmean (новое) - значение Xmean, определенное для текущей выборки xi; Xmean (старое) - значение Xmean, определенное для предыдущей выборки; N - число выборок. Ясно, что коэффициенты (N-1)/N и 1/N являются весовыми коэффициентами. В нормальном случае, т.е. в отсутствие помехового сигнала, переключаемого между состояниями включения и выключения, уровень постоянной составляющей может рассматриваться как постоянный, и может использоваться большое значение N, что приводит к оценке Xmean высокой точности. Например, при N=32 получим:
Xmean (новое)=Xmean (старое)31/32+xi/32
Кроме того, допустим, что предельные значения xmax, xmin основаны на двукратном предыдущем максимальном значении выборки, т.е.
xmax=Xmean+2max |x-Xmean| и
xmax=Xmean-2max |x-Xmean|,
где значение выборки х находится в диапазоне от текущей выборки xi до предыдущей выборки xi-N.
Как отмечено выше, нахождение одной или нескольких выборок вне предельных значений xmax, xmin указывает на наличие скачка в уровне постоянной составляющей и вызывает снижение значения N, чтобы более эффективно отслеживать скачок. Например, N может быть уменьшено от 32 до 2, в результате чего получим:
Xmean (новое)=Xmean (старое)/2+хi/2.
Если текущее значение выборки xi возвращается к значению в пределах xmax, xmin, то значение N увеличивается. Для первой выборки, возвращающейся в указанные пределы, N устанавливается на значение 4; для второй последующей выборки в указанных пределах N устанавливается на 8; для третьей последующей выборки в указанных пределах N устанавливается на 16, и для четвертой последовательной выборки в указанных пределах N повторно устанавливается на 32.
Следует иметь в виду, что выборки, принятые на длительности резкого скачка, будут демодулироваться с низкой точностью. Во многих применениях, например, в системах мобильной связи, это может не создавать проблем. Надежные способы кодирования и исправления ошибок могут исправить ошибки в битах за ограниченное время, без потери качества связи. В наихудшем случае меньше информационных символов может быть потеряно ввиду различий между скомпенсированными и реальными сигналами полосы модулирующих частот. Этим можно часто пренебречь в системах связи с надежным кодированием каналов и чередованием данных, таких как системы GSM и DCS 1800.
Следует иметь в виду, что способ, соответствующий изобретению, может быть использован для устранения сдвигов постоянной составляющей полосы модулирующих частот в гомодинном приемнике системы радиосвязи, но не ограничивается данным применением. Данный способ пригоден для использования для коррекции потока выборок, независимо от длины, причем способ может быть использован для обработки любого типа смещений постоянной составляющей, переменных или постоянных. В данном случае не требуется постпроцессорная обработка данных, что важно для применения в сотовых телефонных системах, которые требуют операций, осуществляемых в реальном времени. Обработка сигналов выполняется непрерывно без существенной задержки выходного сигнала, при этом способ может быть реализован весьма эффективно с точки зрения аппаратных средств, например, на базе интегральной схемы, требующей незначительного пространства для размещения. Отсутствует потребность в большом объеме памяти, а также в комплексной арифметической обработке.
Специалистам в данной области техники должно быть ясно, что изобретение может быть реализовано в других формах, без изменения сущности изобретения. Поэтому варианты, описанные выше, должны рассматриваться как иллюстративные, но не ограничивающие изобретение. Объем изобретения определяется пунктами формулы изобретения.

Claims (4)

1. Устройство для компенсации переменного уровня смещения постоянной составляющей текущей выборки сигнала полосы модулирующих частот, имеющей переменный уровень постоянной составляющей, в приемнике прямого преобразования, отличающееся тем, что содержит средство для генерирования выборок сигнала полосы модулирующих частот, средство для формирования оценки среднего значения выборок, средство для обнаружения изменения уровня постоянной составляющей сигнала полосы модулирующих частот на основе текущей выборки и средство для генерирования скомпенсированной выборки при обнаружении изменения в уровне постоянной составляющей путем формирования разности между текущей выборкой и оценкой для обеспечения тем самым существенного устранения изменений в уровне постоянной составляющей.
2. Устройство по п.1, отличающееся тем, что средство для обнаружения содержит средство для определения верхнего предельного значения и нижнего предельного значения, причем верхнее и нижнее предельные значения основаны на максимальном значении выборок сигнала полосы модулирующих частот, и средство для сравнения текущей выборки с верхним и с нижним предельными значениями, при этом изменение в уровне постоянной составляющей сигнала полосы модулирующих частот обнаруживается, когда текущая выборка превышает одно из указанных предельных значений, а средство для формирования оценки включает в себя средство для адаптивного определения среднего значения ряда выборок сигнала полосы модулирующих частот, причем число выборок соответствует тому, обнаружено ли изменение в уровне постоянной составляющей.
3. Способ компенсации текущей выборки сигнала полосы модулирующих частот, имеющего переменный уровень постоянной составляющей, отличающийся тем, что включает этапы генерирования выборок сигнала полосы модулирующих частот, формирования оценки среднего значения выборок, обнаружения изменения в уровне постоянной составляющей сигнала полосы модулирующих частот и, при обнаружении изменения, генерирования скомпенсированной выборки путем формирования разности между текущей выборкой и оценкой для обеспечения тем самым существенного снижения изменения в уровне постоянной составляющей.
4. Способ по п.3, отличающийся тем, что этап обнаружения включает этапы определения верхнего предельного значения и нижнего предельного значения, основываясь на максимальном значении выборок сигнала полосы модулирующих частот, и сравнения текущей выборки сигнала полосы модулирующих частот с верхним и нижним предельными значениями, причем изменение в уровне постоянной составляющей сигнала полосы модулирующих частот обнаруживают, когда текущая выборка превышает одно из предельных значений, при этом этап формирования оценки включает этапы адаптивного определения среднего значения ряда выборок сигнала полосы модулирующих частот, причем число выборок соответствует тому, обнаружено ли изменение в уровне постоянной составляющей.
RU99102235/09A 1996-07-08 1997-07-04 Способ и устройство для компенсации переменного смещения постоянной составляющей в дискретизированном сигнале RU2187899C2 (ru)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US08/679,461 1996-07-08
US08/679,461 US5838735A (en) 1996-07-08 1996-07-08 Method and apparatus for compensating for a varying d.c. offset in a sampled signal

Publications (2)

Publication Number Publication Date
RU99102235A RU99102235A (ru) 2001-01-27
RU2187899C2 true RU2187899C2 (ru) 2002-08-20

Family

ID=24726987

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU99102235/09A RU2187899C2 (ru) 1996-07-08 1997-07-04 Способ и устройство для компенсации переменного смещения постоянной составляющей в дискретизированном сигнале

Country Status (16)

Country Link
US (1) US5838735A (ru)
EP (1) EP0910913B1 (ru)
JP (1) JP3744546B2 (ru)
KR (1) KR100473302B1 (ru)
CN (1) CN1228895A (ru)
AR (1) AR008399A1 (ru)
AU (1) AU723089B2 (ru)
BR (1) BR9710226A (ru)
CA (1) CA2259608C (ru)
CO (1) CO4650107A1 (ru)
DE (1) DE69730960D1 (ru)
EE (1) EE9900011A (ru)
NO (1) NO990064L (ru)
RU (1) RU2187899C2 (ru)
TR (1) TR199900019T2 (ru)
WO (1) WO1998001981A1 (ru)

Families Citing this family (29)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FI961935A (fi) * 1996-05-07 1997-11-08 Nokia Mobile Phones Ltd Erojännitteen eliminointi ja AM-vaimennus suoramuunnosvastaanottimessa
US6498929B1 (en) * 1996-06-21 2002-12-24 Kabushiki Kaisha Toshiba Receiver having DC offset decreasing function and communication system using the same
JP3559396B2 (ja) * 1996-09-10 2004-09-02 ローム株式会社 計数回路の入力回路
JP3475037B2 (ja) 1997-03-14 2003-12-08 株式会社東芝 無線機
US6751272B1 (en) * 1998-02-11 2004-06-15 3Com Corporation Dynamic adjustment to preserve signal-to-noise ratio in a quadrature detector system
DE69824390T2 (de) * 1998-04-01 2004-10-28 Motorola Semiconducteurs S.A. Kommunikationsanordnung, mobile Einrichtung und Verfahren
SE512965C2 (sv) * 1998-09-15 2000-06-12 Ericsson Telefon Ab L M Metod och anordning för att reducera fel i DC nivå i ett TDMA system
US6246867B1 (en) * 1998-11-17 2001-06-12 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for saving current while performing signal strength measurements in a homodyne receiver
SE513332C2 (sv) * 1998-11-26 2000-08-28 Ericsson Telefon Ab L M Kommunikationssignalmottagare samt driftmetod för densamma
AU2133400A (en) 1998-12-24 2000-07-31 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Communication receiver having reduced dynamic range
SE9900289D0 (sv) 1999-01-27 1999-01-27 Ericsson Telefon Ab L M DC estimate method for a homodyne receiver
GB2346777B (en) * 1999-02-12 2004-04-07 Nokia Mobile Phones Ltd DC offset correction in a direct conversion receiver
US6516185B1 (en) 1999-05-24 2003-02-04 Level One Communications, Inc. Automatic gain control and offset correction
WO2001005025A1 (de) * 1999-07-07 2001-01-18 Siemens Aktiengesellschaft Verfahren und vorrichtung zur korrektur einer nutzsignalverfälschung
US6373909B2 (en) * 1999-10-22 2002-04-16 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Communications terminal having a receiver and method for removing known interferers from a digitized intermediate frequency signal
GB2355900B (en) * 1999-10-29 2004-03-17 Ericsson Telefon Ab L M Radio receiver
GB2366460A (en) * 2000-08-24 2002-03-06 Nokia Mobile Phones Ltd DC compensation for a direct conversion radio receiver
JP4324316B2 (ja) * 2000-10-23 2009-09-02 株式会社日立グローバルストレージテクノロジーズ 垂直磁気記録再生装置
ATE315863T1 (de) * 2000-10-30 2006-02-15 Texas Instruments Inc Verfahren zur schätzung und entfernung eines zeitvarianten dc-offsets
ATE313166T1 (de) * 2000-10-30 2005-12-15 Texas Instruments Inc Vorrichtung zum ausgleichen des dc-offsets eines quadratur-demodulators , und verfahren dazu
DE10063695B4 (de) * 2000-12-20 2005-09-01 Siemens Ag Verfahren zur Kompensation von Offsetwerten
DE10128236A1 (de) * 2001-06-11 2002-08-01 Infineon Technologies Ag Verfahren zur Kompensation einer stufenförmigen DC-Störung in einem digitalen Basisbandsignal eines Homodyn-Funkempfängers
US7356326B2 (en) * 2001-12-12 2008-04-08 Samsung Electronics Co., Ltd. Direct-conversion receiver for removing DC offset
US20070030095A1 (en) * 2005-08-05 2007-02-08 Mitsutaka Hikita Antenna duplexer and wireless terminal using the same
GB0803710D0 (en) * 2008-02-28 2008-04-09 Nokia Corp DC compensation
US20100254491A1 (en) * 2009-04-01 2010-10-07 General Electric Company Dc offset compensating system and method
CN101989967B (zh) * 2010-11-11 2013-10-02 京信通信系统（中国）有限公司 一种模数转换芯片的直流偏置补偿方法
CN104202731A (zh) * 2014-08-28 2014-12-10 协同通信技术有限公司 一种数字集群gmsk信号的解调方法
US10763977B2 (en) * 2015-03-09 2020-09-01 Sony Corporation Device and method for determining a DC component

Family Cites Families (26)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3953805A (en) * 1974-11-07 1976-04-27 Texas Instruments Incorporated DC component suppression in zero CF IF systems
FR2462073A1 (fr) * 1979-07-17 1981-02-06 Thomson Csf Procede et dispositif pour l'extraction de donnees numeriques en presence de bruit et de distorsions
US4625320A (en) * 1985-04-30 1986-11-25 Motorola, Inc. Automatic bias circuit
US4944025A (en) * 1988-08-09 1990-07-24 At&E Corporation Direct conversion FM receiver with offset
US4873702A (en) * 1988-10-20 1989-10-10 Chiu Ran Fun Method and apparatus for DC restoration in digital receivers
US4902979A (en) * 1989-03-10 1990-02-20 General Electric Company Homodyne down-converter with digital Hilbert transform filtering
WO1991005427A1 (en) * 1989-09-29 1991-04-18 Motorola, Inc. Method of dc offset compensation using a transmitted dc compensation signal
US5241702A (en) * 1990-09-06 1993-08-31 Telefonaktiebolaget L M Ericsson D.c. offset compensation in a radio receiver
EP0475188B1 (de) * 1990-09-11 1995-11-08 Stefan Brinkhaus Verfahren und Vorrichtung zur Minimierung von Störungen beim FM- oder PM-Empfang
US5212826A (en) * 1990-12-20 1993-05-18 Motorola, Inc. Apparatus and method of dc offset correction for a receiver
US5140699A (en) * 1990-12-24 1992-08-18 American Nucleonics Corporation Detector DC offset compensator
JP3047927B2 (ja) * 1991-04-09 2000-06-05 三菱電機株式会社 映像信号クランプ回路
US5222078A (en) * 1991-11-13 1993-06-22 Motorola, Inc. Data signal compensation apparatus for use in a receiver
GB2267629B (en) * 1992-06-03 1995-10-25 Fujitsu Ltd Signal error reduction in receiving apparatus
GB9211712D0 (en) * 1992-06-03 1992-07-15 Fujitsu Microelectronics Ltd Gm digital receive processing
JP2598913Y2 (ja) * 1992-07-27 1999-08-23 ミツミ電機株式会社 データスライサ
JP3084952B2 (ja) * 1992-09-07 2000-09-04 松下電器産業株式会社 データ復号装置
DE69228816T2 (de) * 1992-10-28 1999-08-19 Alcatel Offsetgleichspannungskorrektur für Direktmisch-TDMA-Empfänger
US5371763A (en) * 1992-11-13 1994-12-06 At&T Corp. Packet mode digital data receiver
US5369411A (en) * 1993-06-01 1994-11-29 Westinghouse Electric Corporation Imbalance correction of in-phase and quadrature phase return signals
JPH0766793A (ja) * 1993-08-27 1995-03-10 Sharp Corp 符号化直交周波数分割多重信号受信機
SE502599C2 (sv) * 1993-09-09 1995-11-20 Ericsson Ge Mobile Communicat Sätt och anordning vid en homodynmottagare för att minimera läckage av störsignaler
US5583706A (en) * 1994-11-17 1996-12-10 Cirrus Logic, Inc. Decimation DC offset control in a sampled amplitude read channel
US5579347A (en) * 1994-12-28 1996-11-26 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Digitally compensated direct conversion receiver
US5568520A (en) * 1995-03-09 1996-10-22 Ericsson Inc. Slope drift and offset compensation in zero-IF receivers
JP3316723B2 (ja) * 1995-04-28 2002-08-19 三菱電機株式会社 受信装置の補償方法・受信装置及び送受信装置

Also Published As

Publication number Publication date
AU3638597A (en) 1998-02-02
NO990064L (no) 1999-03-08
CN1228895A (zh) 1999-09-15
US5838735A (en) 1998-11-17
DE69730960D1 (de) 2004-11-04
JP3744546B2 (ja) 2006-02-15
BR9710226A (pt) 1999-08-10
EE9900011A (et) 1999-06-15
AR008399A1 (es) 2000-01-19
KR20000023607A (ko) 2000-04-25
CO4650107A1 (es) 1998-09-03
KR100473302B1 (ko) 2005-03-07
EP0910913B1 (en) 2004-09-29
CA2259608C (en) 2005-05-24
CA2259608A1 (en) 1998-01-15
WO1998001981A1 (en) 1998-01-15
TR199900019T2 (xx) 1999-03-22
AU723089B2 (en) 2000-08-17
EP0910913A1 (en) 1999-04-28
NO990064D0 (no) 1999-01-07
JP2000514965A (ja) 2000-11-07

Similar Documents

Publication Publication Date Title
RU2187899C2 (ru) Способ и устройство для компенсации переменного смещения постоянной составляющей в дискретизированном сигнале
KR100379723B1 (ko) 디지탈적으로보상된직접변환수신기
US6516183B1 (en) Method and apparatus for disturbance compensation of a direct conversion receiver in a full duplex transceiver
KR100780117B1 (ko) 각도 변조 ｒｆ 신호 수신기
EP0706730B1 (en) Method and apparatus for automatic gain control and dc offset cancellation in quadrature receiver
US8350746B2 (en) Anti jamming system
JPH1056394A (ja) 直接変換受信装置におけるｄ．ｃ．オフセット除去とスプリアスａｍ抑圧方法及び装置
CN101010871B (zh) 用于无线通信终端的接收机和方法
JP3643364B2 (ja) 受信装置
KR100764522B1 (ko) 복소 신호들을 곱하기 위한 곱셈기
JP3819469B2 (ja) 周波数補償機能を備えた無線通信装置
CN111355501B (zh) 一种tdd系统宽带发射器正交误差校正系统及方法
KR19990060369A (ko) 디지탈 이동 통신 시스템에서의 수신 신호의 이득 자동 제어장치
JPH1093461A (ja) 受信機
GB2379106A (en) Improvements in or relating to fast frequency hopping demodulators
KR100299661B1 (ko) 디지털 직교 복조기에서 디씨 오프셋 평가방법 및 디씨 오프셋평가기
KR20120007867A (ko) 제로크로싱복조 기반 수신기 및 이의 구동 방법
JPH07283840A (ja) Ｆｓｋ信号のデータ復号装置
JPH04246937A (ja) 自動干渉除去装置

Legal Events

Date Code Title Description
MM4A The patent is invalid due to non-payment of fees

Effective date: 20070705