JPH0823361A - Ｔｄｍａデータ受信装置 - Google Patents
Ｔｄｍａデータ受信装置Info
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- JPH0823361A JPH0823361A JP15502194A JP15502194A JPH0823361A JP H0823361 A JPH0823361 A JP H0823361A JP 15502194 A JP15502194 A JP 15502194A JP 15502194 A JP15502194 A JP 15502194A JP H0823361 A JPH0823361 A JP H0823361A
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- circuit
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ベースバンド遅延検波を用いたＰＳＫ変調波
用ＴＤＭＡデータ受信装置において、トータルとして高
精度なＡＦＣを実現する。 【構成】 相関演算回路１２において、複素信号Ｓと既
知の同期ワードに対応するベースバンド信号との相関値
を計算し、相関パワー判定回路１３を介して周波数オフ
セットに起因する位相誤差信号を検出する。そして、ス
イッチ１８をａ側に倒し、位相誤差信号を位相補償回路
１４に供給し、現受信スロットの複素信号Ｓに対して位
相補償を行なう。次にスイッチ１８をｂ側に倒し、位相
誤差信号を周波数制御信号発生回路１９を介してシンセ
サイザ６に供給し、次のスロットを受信する前にミキサ
２および直交検波器５に供給するローカル信号の周波数
オフセットを補償する。
用ＴＤＭＡデータ受信装置において、トータルとして高
精度なＡＦＣを実現する。 【構成】 相関演算回路１２において、複素信号Ｓと既
知の同期ワードに対応するベースバンド信号との相関値
を計算し、相関パワー判定回路１３を介して周波数オフ
セットに起因する位相誤差信号を検出する。そして、ス
イッチ１８をａ側に倒し、位相誤差信号を位相補償回路
１４に供給し、現受信スロットの複素信号Ｓに対して位
相補償を行なう。次にスイッチ１８をｂ側に倒し、位相
誤差信号を周波数制御信号発生回路１９を介してシンセ
サイザ６に供給し、次のスロットを受信する前にミキサ
２および直交検波器５に供給するローカル信号の周波数
オフセットを補償する。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル無線通信で
用いられるＴＤＭＡデータ受信装置に関するものであ
る。
用いられるＴＤＭＡデータ受信装置に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】図３は従来のＴＤＭＡデータ受信装置の
構成を示している。図２はＲＡＭに記憶される受信デー
タを示している。図３において、１は差動符号化された
ＰＳＫ変調波信号を受信するアンテナ、２は受信ＲＦ信
号をＩＦ信号に周波数変換するためのミキサ、３は受信
用ルートナイキストバンドパスフィルタ、４は受信用ル
ートナイキストバンドパスフィルタ３に接続されたリミ
タアンプ、５はリミタアンプ４の出力を周波数変換して
複素ベースバンド信号を検出するための直交検波器、６
はミキサ２と直交検波器５にローカル信号を供給するた
めのシンセサイザ、７は直交検波器５の出力である複素
ベースバンド信号をディジタル信号に変換するためのシ
ンボルレートの整数倍のサンプリング周波数で動作する
Ａ／Ｄ変換器、８はＡ／Ｄ変換後の自局の受信スロット
のデータを記憶するためのＲＡＭ、９はＲＡＭ８に記憶
されている自局の受信スロットデータを、後述する相関
パワー判定回路１３からの制御信号に応じてシンボル周
期毎にサンプリングして読み出すためのスイッチ、１０
はスイッチ９の出力であるシンボル周期毎にサンプリン
グされた自局の受信スロットデータの複素信号値Ｒs を
取り込み、受信ＰＳＫ変調波信号の変調位相差を検出し
て複素信号Ｓとして出力するベースバンド遅延検波回
路、１１は既知の同期ワードに対応する変調位相差の複
素ベースバンド信号Ｓi を発生する同期ワード発生回
路、１２は受信データの同期ワードの区間において複素
信号Ｓと複素ベースバンド信号Ｓi との複素相関値Ψお
よびそのパワー｜Ψ｜を計算するための相関演算回路、
１３は相関演算回路１２から供給された相関パワー｜Ψ
｜の値からシンボル識別点の検出を行ない、その結果を
制御信号としてスイッチ９に供給することでシンボル識
別点の値のみをサンプリングし、さらにそのシンボル識
別点での複素相関値Ψをシンセサイザ６での周波数オフ
セットに起因する位相誤差信号として検出するための相
関パワー判定回路、１４は相関パワー判定回路１３で検
出された位相誤差信号を用いて、ベースバンド遅延検波
後の複素ベースバンド信号Ｓの位相補償を行なう位相補
償回路、１５は位相補償回路１４の出力Ｓｅに対して
Ｉ，Ｑ平面上での象限判定を行なうための判定回路、１
６は判定回路１５の出力を２進のシリアルデータに変換
するためのデコーダ、１７はデコーダ１６の出力を受信
データとして検出するための受信データ出力端子であ
る。
構成を示している。図２はＲＡＭに記憶される受信デー
タを示している。図３において、１は差動符号化された
ＰＳＫ変調波信号を受信するアンテナ、２は受信ＲＦ信
号をＩＦ信号に周波数変換するためのミキサ、３は受信
用ルートナイキストバンドパスフィルタ、４は受信用ル
ートナイキストバンドパスフィルタ３に接続されたリミ
タアンプ、５はリミタアンプ４の出力を周波数変換して
複素ベースバンド信号を検出するための直交検波器、６
はミキサ２と直交検波器５にローカル信号を供給するた
めのシンセサイザ、７は直交検波器５の出力である複素
ベースバンド信号をディジタル信号に変換するためのシ
ンボルレートの整数倍のサンプリング周波数で動作する
Ａ／Ｄ変換器、８はＡ／Ｄ変換後の自局の受信スロット
のデータを記憶するためのＲＡＭ、９はＲＡＭ８に記憶
されている自局の受信スロットデータを、後述する相関
パワー判定回路１３からの制御信号に応じてシンボル周
期毎にサンプリングして読み出すためのスイッチ、１０
はスイッチ９の出力であるシンボル周期毎にサンプリン
グされた自局の受信スロットデータの複素信号値Ｒs を
取り込み、受信ＰＳＫ変調波信号の変調位相差を検出し
て複素信号Ｓとして出力するベースバンド遅延検波回
路、１１は既知の同期ワードに対応する変調位相差の複
素ベースバンド信号Ｓi を発生する同期ワード発生回
路、１２は受信データの同期ワードの区間において複素
信号Ｓと複素ベースバンド信号Ｓi との複素相関値Ψお
よびそのパワー｜Ψ｜を計算するための相関演算回路、
１３は相関演算回路１２から供給された相関パワー｜Ψ
｜の値からシンボル識別点の検出を行ない、その結果を
制御信号としてスイッチ９に供給することでシンボル識
別点の値のみをサンプリングし、さらにそのシンボル識
別点での複素相関値Ψをシンセサイザ６での周波数オフ
セットに起因する位相誤差信号として検出するための相
関パワー判定回路、１４は相関パワー判定回路１３で検
出された位相誤差信号を用いて、ベースバンド遅延検波
後の複素ベースバンド信号Ｓの位相補償を行なう位相補
償回路、１５は位相補償回路１４の出力Ｓｅに対して
Ｉ，Ｑ平面上での象限判定を行なうための判定回路、１
６は判定回路１５の出力を２進のシリアルデータに変換
するためのデコーダ、１７はデコーダ１６の出力を受信
データとして検出するための受信データ出力端子であ
る。
【０００３】次に、上記従来例の動作について、図３に
基づき図２を参照しながら説明する。ただし、ここでは
フレーム同期が既に獲得され、自局の受信スロットの位
置がわかっているものと仮定する。図３において、アン
テナ１から受信されたＲＦ変調信号は、ミキサ２により
ＩＦ帯に周波数変換される。この時、変調波信号のシン
ボルレートをｆＲ＝１／Ｔ（Ｔ：シンボル周期）、Ａ／
Ｄ変換器７のサンプリング周波数をｆs ＝１／Ｔs ＝Ｍ
ｆR （Ｔs ：サンプル周期、Ｍ：オーバーサンプル比
（正整数））とすると、Ａ／Ｄ変換器７の出力である複
素ベースバンド信号Ｒ（ｎＴs ）は式（１）のようにな
る。ただし雑音は０であると仮定する。 Ｒ（ｎＴs ）＝ｅｘｐ（ｊ（φ（ｎＴs ）＋２πΔｆｎＴs ＋ｄ（ｎＴs ））） ・・・・（１）
基づき図２を参照しながら説明する。ただし、ここでは
フレーム同期が既に獲得され、自局の受信スロットの位
置がわかっているものと仮定する。図３において、アン
テナ１から受信されたＲＦ変調信号は、ミキサ２により
ＩＦ帯に周波数変換される。この時、変調波信号のシン
ボルレートをｆＲ＝１／Ｔ（Ｔ：シンボル周期）、Ａ／
Ｄ変換器７のサンプリング周波数をｆs ＝１／Ｔs ＝Ｍ
ｆR （Ｔs ：サンプル周期、Ｍ：オーバーサンプル比
（正整数））とすると、Ａ／Ｄ変換器７の出力である複
素ベースバンド信号Ｒ（ｎＴs ）は式（１）のようにな
る。ただし雑音は０であると仮定する。 Ｒ（ｎＴs ）＝ｅｘｐ（ｊ（φ（ｎＴs ）＋２πΔｆｎＴs ＋ｄ（ｎＴs ））） ・・・・（１）
【０００４】式（１）において、φ（ｎＴs ）は変調位
相、Δｆはシンセサイザ６からミキサ２および直交検波
器５に供給されるローカル信号Ｌo1、Ｌo2のトータルの
周波数オフセットである。また、ｄ（ｎＴs ）はＬo1の
周波数オフセットにより受信用ルートナイキストバンド
パスフィルタ３で生じる符号間干渉成分である。一方、
これらのサンプルデータの内、自局の受信スロットに対
応するデータのみがＲＡＭ８に記憶される。なおここで
は、ＲＡＭ８に記憶されている１スロット分の受信デー
タは、以下のように表されるものと仮定する（図２参
照）。 （１）ＲＡＭ８に記憶される複素ベースバンド信号のサ
ンプルデータは、 Ｒ（０）， Ｒ（Ｔs ），・・・・， Ｒ（ＰＭＴs ） なるＰＭ＋１サンプルであると仮定する。 （２）ＲＡＭ８に記憶されている複素ベースバンド信号
のサンプルデータの内、実際の識別点でのシンボルデー
タは、 Ｒ（ｋＴ＋（Ｍ／２）Ｔs ） （ｋ＝０，１，・・・，Ｐ−１） （Ｔ＝ＭＴs 、オーバーサンプル比Ｍは偶数） なるシンボルであり、その内、ｋ＝Ｎ，Ｎ＋１，・・
・，Ｎ＋Ｌ−１なる時刻のデータは同期ワード（Ｌシン
ボル）であると仮定する。
相、Δｆはシンセサイザ６からミキサ２および直交検波
器５に供給されるローカル信号Ｌo1、Ｌo2のトータルの
周波数オフセットである。また、ｄ（ｎＴs ）はＬo1の
周波数オフセットにより受信用ルートナイキストバンド
パスフィルタ３で生じる符号間干渉成分である。一方、
これらのサンプルデータの内、自局の受信スロットに対
応するデータのみがＲＡＭ８に記憶される。なおここで
は、ＲＡＭ８に記憶されている１スロット分の受信デー
タは、以下のように表されるものと仮定する（図２参
照）。 （１）ＲＡＭ８に記憶される複素ベースバンド信号のサ
ンプルデータは、 Ｒ（０）， Ｒ（Ｔs ），・・・・， Ｒ（ＰＭＴs ） なるＰＭ＋１サンプルであると仮定する。 （２）ＲＡＭ８に記憶されている複素ベースバンド信号
のサンプルデータの内、実際の識別点でのシンボルデー
タは、 Ｒ（ｋＴ＋（Ｍ／２）Ｔs ） （ｋ＝０，１，・・・，Ｐ−１） （Ｔ＝ＭＴs 、オーバーサンプル比Ｍは偶数） なるシンボルであり、その内、ｋ＝Ｎ，Ｎ＋１，・・
・，Ｎ＋Ｌ−１なる時刻のデータは同期ワード（Ｌシン
ボル）であると仮定する。
【０００５】次に、ＲＡＭ８に記憶されているデータか
らシンボル識別点を検出する。即ち、上記の仮定で述べ
たｋＴ＋（Ｍ／２）Ｔs （ｋ＝０，１，・・・，Ｐ−
１）なる時刻を検出するわけである。まず図３におい
て、ＲＡＭ８に記憶されているサンプルデータを、次式
で示されるように、スイッチ９を介してシンボル周期Ｔ
（＝ＭＴs ）毎に読み出し、その値をＲs （ｋＴ）とす
る。 Ｒs （ｋＴ）＝Ｒ（（ｋＭ＋ｍ）Ｔs ）＝Ｒ（ｋＴ＋ｍＴs ） （ｋ＝０，１，・・・，Ｐ−１）・・・・（２） ここでは、相関パワー判定回路１３からの制御信号に応
じて式（２）におけるｍの値を変化（ｍ＝０，１，・・
・，Ｍ）させ、シンボル周期毎のサンプル位置をスライ
ドさせながらデータの読み出しを行なう。次いで、Ｒs
（ＫＴ）がベースバンド遅延検波回路１０に入力され
る。ベースバンド遅延検波回路１０ではＲs（ＫＴ）に
対して式（３）で示される複素遅延乗算を行なう。 Ｓ（ｋＴ＋ｍＴs ）＝Ｒs （ｋＴ）Ｒs*（（ｋ−１）Ｔ） ＝Ｒ（ｋＴ＋ｍＴs ）Ｒ*（（ｋ−１）Ｔ＋ｍＴs ） （ｋ＝０，１，・・・，Ｐ−１） （＊：共役複素数）・・・・（３）
らシンボル識別点を検出する。即ち、上記の仮定で述べ
たｋＴ＋（Ｍ／２）Ｔs （ｋ＝０，１，・・・，Ｐ−
１）なる時刻を検出するわけである。まず図３におい
て、ＲＡＭ８に記憶されているサンプルデータを、次式
で示されるように、スイッチ９を介してシンボル周期Ｔ
（＝ＭＴs ）毎に読み出し、その値をＲs （ｋＴ）とす
る。 Ｒs （ｋＴ）＝Ｒ（（ｋＭ＋ｍ）Ｔs ）＝Ｒ（ｋＴ＋ｍＴs ） （ｋ＝０，１，・・・，Ｐ−１）・・・・（２） ここでは、相関パワー判定回路１３からの制御信号に応
じて式（２）におけるｍの値を変化（ｍ＝０，１，・・
・，Ｍ）させ、シンボル周期毎のサンプル位置をスライ
ドさせながらデータの読み出しを行なう。次いで、Ｒs
（ＫＴ）がベースバンド遅延検波回路１０に入力され
る。ベースバンド遅延検波回路１０ではＲs（ＫＴ）に
対して式（３）で示される複素遅延乗算を行なう。 Ｓ（ｋＴ＋ｍＴs ）＝Ｒs （ｋＴ）Ｒs*（（ｋ−１）Ｔ） ＝Ｒ（ｋＴ＋ｍＴs ）Ｒ*（（ｋ−１）Ｔ＋ｍＴs ） （ｋ＝０，１，・・・，Ｐ−１） （＊：共役複素数）・・・・（３）
【０００６】この結果、ベースバンド遅延検波回路１０
の出力Ｓ（ｋＴ＋ｍＴs ）には、次式（４）で示される
ような受信信号の変調位相差Δφ（ｋＴ＋ｍＴs ）の複
素信号を発生する。 Ｓ（ｋＴ＋ｍＴs ） ＝ｅｘｐ（ｊ（Δφ（ｋＴ＋ｍＴs ）＋θe ＋Δｄ（ｋＴ＋ｍＴs ））） ・・・・（４） Δφ（ｋＴ＋ｍＴs ）＝φ（ｋＴ＋ｍＴs ）−φ（（ｋ−１）Ｔ＋ｍＴs ） ・・・・（５） Δｄ（ｋＴ＋ｍＴs ）＝ｄ（ｋＴ＋ｍＴs）−ｄ（（ｋ−１）Ｔ＋ｍＴs） ・・・・（６） 但し、式（４）におけるΔｄ（ｋＴ＋ｍＴs ）は符号間
干渉の差分成分、θe は式（７）で表されるような周波
数オフセットΔｆに起因する位相誤差である。 θe ＝２πΔｆＭＴs ＝２πΔｆＴ ・・・・（７）
の出力Ｓ（ｋＴ＋ｍＴs ）には、次式（４）で示される
ような受信信号の変調位相差Δφ（ｋＴ＋ｍＴs ）の複
素信号を発生する。 Ｓ（ｋＴ＋ｍＴs ） ＝ｅｘｐ（ｊ（Δφ（ｋＴ＋ｍＴs ）＋θe ＋Δｄ（ｋＴ＋ｍＴs ））） ・・・・（４） Δφ（ｋＴ＋ｍＴs ）＝φ（ｋＴ＋ｍＴs ）−φ（（ｋ−１）Ｔ＋ｍＴs ） ・・・・（５） Δｄ（ｋＴ＋ｍＴs ）＝ｄ（ｋＴ＋ｍＴs）−ｄ（（ｋ−１）Ｔ＋ｍＴs） ・・・・（６） 但し、式（４）におけるΔｄ（ｋＴ＋ｍＴs ）は符号間
干渉の差分成分、θe は式（７）で表されるような周波
数オフセットΔｆに起因する位相誤差である。 θe ＝２πΔｆＭＴs ＝２πΔｆＴ ・・・・（７）
【０００７】一方、自局の受信スロットの同期ワードは
既知であり、この既知の同期ワードに対応するベースバ
ンド信号が図３における同期ワード発生回路１１から出
力される。なおここでは、この既知の同期ワードに対す
るベースバンド信号を次式（８）に示す複素信号Ｓｉ
（ｋＴ）（ｋ＝０，１，２，・・・，Ｌ−１）として表
現する。 Ｓｉ（ｋＴ）＝ｅｘｐ（ｊΔφ（ｋＴ）） （ｋ＝０，１，２，・・・，Ｌ−１）・・・・（８）
既知であり、この既知の同期ワードに対応するベースバ
ンド信号が図３における同期ワード発生回路１１から出
力される。なおここでは、この既知の同期ワードに対す
るベースバンド信号を次式（８）に示す複素信号Ｓｉ
（ｋＴ）（ｋ＝０，１，２，・・・，Ｌ−１）として表
現する。 Ｓｉ（ｋＴ）＝ｅｘｐ（ｊΔφ（ｋＴ）） （ｋ＝０，１，２，・・・，Ｌ−１）・・・・（８）
【０００８】次に、シンボル識別点を検出するために、
先ず、図３の相関演算回路１２においてベースバンド遅
延検波回路１０から出力されるＳ（ｋＴ＋ｍＴs ）およ
び同期ワード発生回路１１から出力されるＳｉ（ｋＴ）
を用い、同期ワードの区間（ｋ＝Ｎ，Ｎ＋１，・・・，
Ｎ＋Ｌ−１）について、ｍの値をｍ＝０，１，２，・・
・，Ｍと変化させてサンプル位置をスライドさせなが
ら、次式（９）で示される複素相関演算を行なう。
先ず、図３の相関演算回路１２においてベースバンド遅
延検波回路１０から出力されるＳ（ｋＴ＋ｍＴs ）およ
び同期ワード発生回路１１から出力されるＳｉ（ｋＴ）
を用い、同期ワードの区間（ｋ＝Ｎ，Ｎ＋１，・・・，
Ｎ＋Ｌ−１）について、ｍの値をｍ＝０，１，２，・・
・，Ｍと変化させてサンプル位置をスライドさせなが
ら、次式（９）で示される複素相関演算を行なう。
【数１】 また、複素相関値Ψ（ｍ）のパワーを次式（１０）によ
り計算する。
り計算する。
【数２】 なお、｜Ψ（ｍ）｜は１以下の実数である。一方、上述
した受信データについての仮定（２）より、ｋＴ＋（Ｍ
／２）Ｔs なる時刻がシンボル識別点であることから、
Ｓ（ｋＴ＋（Ｍ／２）Ｔs ）（ｋ＝Ｎ，Ｎ＋１，・・
・，Ｎ＋Ｌ−１）は同期ワードのシンボル値に対応す
る。即ち式（４）、（８）より、 Ｓ（ｋＴ＋（Ｍ／２）Ｔs ） ＝ｅｘｐ（ｊ（Δφｉ（（ｋ−Ｎ）Ｔ）＋θe ＋Δｄ（ｋＴ＋（Ｍ／２）Ｔｓ） ）） （ｋ＝Ｎ，Ｎ＋１，・・・，Ｎ＋Ｌ−１）・・・・（１１） なる関係が成り立つ。したがって、ｍの値を変化させ、
サンプル位置をスライドさせながら｜Ψ（ｍ）｜の値を
観測していると、ｍ＝Ｍ／２なるサンプル位置での相関
パワー｜Ψ（Ｍ／２）｜は式（８）、（１０）、（１
１）から以下のようになる。
した受信データについての仮定（２）より、ｋＴ＋（Ｍ
／２）Ｔs なる時刻がシンボル識別点であることから、
Ｓ（ｋＴ＋（Ｍ／２）Ｔs ）（ｋ＝Ｎ，Ｎ＋１，・・
・，Ｎ＋Ｌ−１）は同期ワードのシンボル値に対応す
る。即ち式（４）、（８）より、 Ｓ（ｋＴ＋（Ｍ／２）Ｔs ） ＝ｅｘｐ（ｊ（Δφｉ（（ｋ−Ｎ）Ｔ）＋θe ＋Δｄ（ｋＴ＋（Ｍ／２）Ｔｓ） ）） （ｋ＝Ｎ，Ｎ＋１，・・・，Ｎ＋Ｌ−１）・・・・（１１） なる関係が成り立つ。したがって、ｍの値を変化させ、
サンプル位置をスライドさせながら｜Ψ（ｍ）｜の値を
観測していると、ｍ＝Ｍ／２なるサンプル位置での相関
パワー｜Ψ（Ｍ／２）｜は式（８）、（１０）、（１
１）から以下のようになる。
【数３】
【０００９】いま、受信用ルートナイキストバンドパス
フィルタでの符号間干渉が無視できるくらい周波数オフ
セットΔｆが小さいと仮定すると、 Δｄ（ｋＴ＋（２／Ｍ）Ｔs ）≒０ ・・・・（１３） が成り立ち、式（１２）は次のように最大値をとる。 ｜Ψ（Ｍ／２）｜≒１ ・・・・（１４）
フィルタでの符号間干渉が無視できるくらい周波数オフ
セットΔｆが小さいと仮定すると、 Δｄ（ｋＴ＋（２／Ｍ）Ｔs ）≒０ ・・・・（１３） が成り立ち、式（１２）は次のように最大値をとる。 ｜Ψ（Ｍ／２）｜≒１ ・・・・（１４）
【００１０】図３の相関パワー判定回路においては、相
関パワー｜Ψ（ｍ）｜がしきい値を越える最大値をとっ
た時、その時点のｍの値のサンプル位置をシンボル識別
点と判定する。即ち、ここではｍ＝Ｍ／２なるサンプル
位置をシンボル識別点であると判定する。そして、シン
ボル識別点のｍの値を制御信号として、ＲＡＭ８のデー
タを読み出すためのスイッチ９に供給し、シンボル識別
点にて受信データをサンプリングするように制御する。
また、｜Ψ（ｍ）｜が最大値をとるｍ＝Ｍ／２なるサン
プル位置における複素相関値Ψ（Ｍ／２）は、次式に示
すように周波数オフセットに起因した位相誤差θe の情
報を与える。
関パワー｜Ψ（ｍ）｜がしきい値を越える最大値をとっ
た時、その時点のｍの値のサンプル位置をシンボル識別
点と判定する。即ち、ここではｍ＝Ｍ／２なるサンプル
位置をシンボル識別点であると判定する。そして、シン
ボル識別点のｍの値を制御信号として、ＲＡＭ８のデー
タを読み出すためのスイッチ９に供給し、シンボル識別
点にて受信データをサンプリングするように制御する。
また、｜Ψ（ｍ）｜が最大値をとるｍ＝Ｍ／２なるサン
プル位置における複素相関値Ψ（Ｍ／２）は、次式に示
すように周波数オフセットに起因した位相誤差θe の情
報を与える。
【数４】
【００１１】次に、位相補償回路１６では、Ψ（Ｍ／
２）を用い、シンボル識別点にてサンプリングされてベ
ースバンド遅延検波された複素ベースバンド信号Ｓ（ｋ
Ｔ＋（Ｍ／２）Ｔs ）に対して、次式で示される複素演
算を行なうことにより位相誤差θe を補償する。 Ｓｅ（ｋＴ＋（Ｍ／２）Ｔs ） ＝Ｓ（ｋＴ＋（Ｍ／２）Ｔs ）Ψ* （Ｍ／２）） ＝ｅｘｐ（ｊ（Δφ（ｋＴ＋（Ｍ／２）Ｔs ）） ・・・・（１６）
２）を用い、シンボル識別点にてサンプリングされてベ
ースバンド遅延検波された複素ベースバンド信号Ｓ（ｋ
Ｔ＋（Ｍ／２）Ｔs ）に対して、次式で示される複素演
算を行なうことにより位相誤差θe を補償する。 Ｓｅ（ｋＴ＋（Ｍ／２）Ｔs ） ＝Ｓ（ｋＴ＋（Ｍ／２）Ｔs ）Ψ* （Ｍ／２）） ＝ｅｘｐ（ｊ（Δφ（ｋＴ＋（Ｍ／２）Ｔs ）） ・・・・（１６）
【００１２】次に判定回路１５により、位相補償回路１
４の出力Ｓｅに対してＩ，Ｑ平面上での象限判定を行な
う。そして、判定回路１５の出力は、デコーダ１６にお
いて２進のシリアルデータに変換され、受信データとし
て出力される。
４の出力Ｓｅに対してＩ，Ｑ平面上での象限判定を行な
う。そして、判定回路１５の出力は、デコーダ１６にお
いて２進のシリアルデータに変換され、受信データとし
て出力される。
【００１３】このように、上記従来のＴＤＭＡデータ受
信装置においても、受信用ルートナイキストバンドパス
フィルタ３での符号間干渉が無視できるくらい周波数オ
フセットが小さいものであるならば、ベースバンド遅延
検波後の受信データと既知の同期ワードの相関をとるこ
とにより、周波数オフセットに起因した位相誤差の補償
を行なうことができる。
信装置においても、受信用ルートナイキストバンドパス
フィルタ３での符号間干渉が無視できるくらい周波数オ
フセットが小さいものであるならば、ベースバンド遅延
検波後の受信データと既知の同期ワードの相関をとるこ
とにより、周波数オフセットに起因した位相誤差の補償
を行なうことができる。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来のＴＤＭＡデータ受信装置では、シンセサイザ６での
周波数オフセットが大きくなると、ローカル信号Ｌo1の
周波数誤差により受信用ルートナイキストバンドパスフ
ィルタ３での符号間干渉が増加し、周波数オフセットに
起因した位相誤差θe を正確に推定することができず、
ＡＦＣ（Ａutomatic Ｆrequency Ｃontrol）の精度が
劣化してしまうという問題があった。
来のＴＤＭＡデータ受信装置では、シンセサイザ６での
周波数オフセットが大きくなると、ローカル信号Ｌo1の
周波数誤差により受信用ルートナイキストバンドパスフ
ィルタ３での符号間干渉が増加し、周波数オフセットに
起因した位相誤差θe を正確に推定することができず、
ＡＦＣ（Ａutomatic Ｆrequency Ｃontrol）の精度が
劣化してしまうという問題があった。
【００１５】本発明は、このような従来の問題を解決す
るものであり、相関演算により求めた位相誤差の推定値
を用いて、トータルとして高精度なＡＦＣを実現したＴ
ＤＭＡデータ受信装置を提供することを目的とするもの
である。
るものであり、相関演算により求めた位相誤差の推定値
を用いて、トータルとして高精度なＡＦＣを実現したＴ
ＤＭＡデータ受信装置を提供することを目的とするもの
である。
【００１６】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達
成するために、周波数オフセットに起因した位相誤差の
推定値を用いて現受信スロットのデータに対してベース
バンドにて周波数オフセットの補償を行なう手段と、次
のスロットを受信する前にその推定値を用いて受信部の
シンセサイザの発振周波数を制御する手段と、これら２
つの手段を交互に選択する手段とを備えたものである。
成するために、周波数オフセットに起因した位相誤差の
推定値を用いて現受信スロットのデータに対してベース
バンドにて周波数オフセットの補償を行なう手段と、次
のスロットを受信する前にその推定値を用いて受信部の
シンセサイザの発振周波数を制御する手段と、これら２
つの手段を交互に選択する手段とを備えたものである。
【００１７】
【作用】したがって、本発明によれば、相関演算により
求めた位相誤差の推定値を用いて、ベースバンドだけで
なく、ＲＦ、ＩＦ帯においても周波数オフセットの補償
を行なうことにより、トータルとして高精度なＡＦＣを
実現することができるという効果を有する。
求めた位相誤差の推定値を用いて、ベースバンドだけで
なく、ＲＦ、ＩＦ帯においても周波数オフセットの補償
を行なうことにより、トータルとして高精度なＡＦＣを
実現することができるという効果を有する。
【００１８】
【実施例】図１は本発明の一実施例の構成を示してい
る。図２はＲＡＭに記憶される受信データを示してい
る。本実施例が図３に示した従来例と異なるのは、スイ
ッチ１８と周波数制御信号発生回路１９を追加したこと
だけである、その他の構成は同じなので同じ要素には同
じ符号を付してある。図１において、１は差動符号化さ
れたＰＳＫ変調波信号を受信するアンテナ、２は受信Ｒ
Ｆ信号をＩＦ信号に周波数変換するためのミキサ、３は
このＩＦ信号を波形整形するための受信用ルートナイキ
ストバンドパスフィルタ、４は受信用ルートナイキスト
バンドパスフィルタ３に接続されたリミタアンプ、５は
リミタアンプ４の出力を周波数変換して複素ベースバン
ド信号を検出するための直交検波器、６はミキサ２と直
交検波器５にローカル信号を供給するためのシンセサイ
ザ、７は直交検波器５の出力である複素ベースバンド信
号をディジタル信号に変換するためのシンボルレートの
整数倍のサンプリング周波数で動作するＡ／Ｄ変換器、
８はＡ／Ｄ変換後の自局の受信スロットのデータを記憶
するためのＲＡＭ、９はＲＡＭ８に記憶されている自局
の受信スロットデータを、後述する相関パワー判定回路
１３からの制御信号に応じてシンボル周期毎にサンプリ
ングして読み出すためのスイッチ、１０はスイッチ９の
出力であるシンボル周期毎にサンプリングされた自局の
受信スロットデータの複素信号値Ｒs を取り込み、受信
ＰＳＫ変調波信号の変調位相差を検出して複素信号Ｓと
して出力するベースバンド遅延検波回路。１１は既知の
同期ワードに対応する変調位相差の複素ベースバンド信
号Ｓｉを発生する同期ワード発生回路、１２は受信デー
タの同期ワードの区間において複素信号Ｓと複素ベース
バンド信号Ｓｉとの複素相関値Ψおよびそのパワー｜Ψ
｜を計算するための相関演算回路、１３は相関演算回路
１２より供給された相関パワー｜Ψ｜の値からシンボル
識別点の検出を行ない、その結果を制御信号としてスイ
ッチ９に供給することでシンボル識別点の値のみをサン
プリングし、さらにそのシンボル識別点での複素相関値
Ψをシンセサイザ６での周波数オフセットに起因する位
相誤差信号として検出するための相関パワー判定回路、
１４は位相誤差信号を用いて、ベースバンド遅延検波後
の複素ベースバンド信号Ｓの位相補償を行なう位相補償
回路、１５は位相補償回路１４の出力Ｓｅに対してＩ，
Ｑ平面上での象限判定を行なうための判定回路、１６は
判定回路１５の出力を２進のシリアルデータに変換する
ためのデコーダ、１７はデコーダ１６の出力を受信デー
タとして検出するための受信データ出力端子、１８は相
関パワー判定回路１３からの位相誤差信号を位相補償回
路１４または周波数制御信号発生回路１９に供給するた
めのスイッチ、１９は位相誤差信号を用いて、シンセサ
イザ６の発生するローカル信号Ｌo1、Ｌo2の周波数を制
御するための制御信号を発生してシンセサイザ６に供給
する周波数制御信号発生回路である。
る。図２はＲＡＭに記憶される受信データを示してい
る。本実施例が図３に示した従来例と異なるのは、スイ
ッチ１８と周波数制御信号発生回路１９を追加したこと
だけである、その他の構成は同じなので同じ要素には同
じ符号を付してある。図１において、１は差動符号化さ
れたＰＳＫ変調波信号を受信するアンテナ、２は受信Ｒ
Ｆ信号をＩＦ信号に周波数変換するためのミキサ、３は
このＩＦ信号を波形整形するための受信用ルートナイキ
ストバンドパスフィルタ、４は受信用ルートナイキスト
バンドパスフィルタ３に接続されたリミタアンプ、５は
リミタアンプ４の出力を周波数変換して複素ベースバン
ド信号を検出するための直交検波器、６はミキサ２と直
交検波器５にローカル信号を供給するためのシンセサイ
ザ、７は直交検波器５の出力である複素ベースバンド信
号をディジタル信号に変換するためのシンボルレートの
整数倍のサンプリング周波数で動作するＡ／Ｄ変換器、
８はＡ／Ｄ変換後の自局の受信スロットのデータを記憶
するためのＲＡＭ、９はＲＡＭ８に記憶されている自局
の受信スロットデータを、後述する相関パワー判定回路
１３からの制御信号に応じてシンボル周期毎にサンプリ
ングして読み出すためのスイッチ、１０はスイッチ９の
出力であるシンボル周期毎にサンプリングされた自局の
受信スロットデータの複素信号値Ｒs を取り込み、受信
ＰＳＫ変調波信号の変調位相差を検出して複素信号Ｓと
して出力するベースバンド遅延検波回路。１１は既知の
同期ワードに対応する変調位相差の複素ベースバンド信
号Ｓｉを発生する同期ワード発生回路、１２は受信デー
タの同期ワードの区間において複素信号Ｓと複素ベース
バンド信号Ｓｉとの複素相関値Ψおよびそのパワー｜Ψ
｜を計算するための相関演算回路、１３は相関演算回路
１２より供給された相関パワー｜Ψ｜の値からシンボル
識別点の検出を行ない、その結果を制御信号としてスイ
ッチ９に供給することでシンボル識別点の値のみをサン
プリングし、さらにそのシンボル識別点での複素相関値
Ψをシンセサイザ６での周波数オフセットに起因する位
相誤差信号として検出するための相関パワー判定回路、
１４は位相誤差信号を用いて、ベースバンド遅延検波後
の複素ベースバンド信号Ｓの位相補償を行なう位相補償
回路、１５は位相補償回路１４の出力Ｓｅに対してＩ，
Ｑ平面上での象限判定を行なうための判定回路、１６は
判定回路１５の出力を２進のシリアルデータに変換する
ためのデコーダ、１７はデコーダ１６の出力を受信デー
タとして検出するための受信データ出力端子、１８は相
関パワー判定回路１３からの位相誤差信号を位相補償回
路１４または周波数制御信号発生回路１９に供給するた
めのスイッチ、１９は位相誤差信号を用いて、シンセサ
イザ６の発生するローカル信号Ｌo1、Ｌo2の周波数を制
御するための制御信号を発生してシンセサイザ６に供給
する周波数制御信号発生回路である。
【００１９】次に、上記実施例の動作について、図１に
基づき図２を参照しながら説明する。本実施例における
動作は、図３に示した従来例の式（１）から（１４）を
用いた説明までは同じなので、それ以後の動作につい
て、以下説明する。
基づき図２を参照しながら説明する。本実施例における
動作は、図３に示した従来例の式（１）から（１４）を
用いた説明までは同じなので、それ以後の動作につい
て、以下説明する。
【００２０】相関パワー判定回路１３においては、相関
パワー｜Ψ（ｍ）｜がしきい値を越える最大値をとった
時、その時点のｍの値のサンプル位置をシンボル識別点
と判定し、ここではｍ＝Ｍ／２なるサンプル位置をシン
ボル識別点であると判定する。そして、シンボル識別点
のｍの値を制御信号としてＲＡＭ８のデータを読み出す
ためのスイッチ９に供給し、シンボル識別点にて受信デ
ータをサンプリングするように制御する。また、｜Ψ
（ｍ）｜が最大値をとるｍ＝Ｍ／２なるサンプル位置に
おける複素相関値Ψ（Ｍ／２）は、次式に示すように周
波数オフセットに起因した位相誤差θe の推定値の情報
を与える。
パワー｜Ψ（ｍ）｜がしきい値を越える最大値をとった
時、その時点のｍの値のサンプル位置をシンボル識別点
と判定し、ここではｍ＝Ｍ／２なるサンプル位置をシン
ボル識別点であると判定する。そして、シンボル識別点
のｍの値を制御信号としてＲＡＭ８のデータを読み出す
ためのスイッチ９に供給し、シンボル識別点にて受信デ
ータをサンプリングするように制御する。また、｜Ψ
（ｍ）｜が最大値をとるｍ＝Ｍ／２なるサンプル位置に
おける複素相関値Ψ（Ｍ／２）は、次式に示すように周
波数オフセットに起因した位相誤差θe の推定値の情報
を与える。
【数５】 式（１７）からもわかるように、Ψ（Ｍ／２）に関して
も符号間干渉の影響を含んでいるが、この値を位相誤差
θe の近似的な推定値の情報として用いる。
も符号間干渉の影響を含んでいるが、この値を位相誤差
θe の近似的な推定値の情報として用いる。
【００２１】先ず、スイッチ１８をａ側に倒し、Ψ（Ｍ
／２）を位相補償回路１４に供給する。位相補償回路１
４では、現受信スロットでのベースバンド遅延検波後の
複素ベースバンド信号Ｓ（ｋＴ＋（Ｍ／２）Ｔs ）に対
して、次式で示される複素演算を行ない、位相誤差θe
の補償を行なう。ただし、θｅｒは符号間干渉に起因し
た残留位相誤差である。 Ｓｅ（ｋＴ＋（Ｍ／２）Ｔs ） ＝Ｓ（ｋＴ＋（Ｍ／２）Ｔs ）Ψ* （Ｍ／２）） ＝ｅｘｐ（ｊ（Δφ（ｋＴ＋（Ｍ／２）Ｔs ）＋θｅｒ） ・・・・（１８）
／２）を位相補償回路１４に供給する。位相補償回路１
４では、現受信スロットでのベースバンド遅延検波後の
複素ベースバンド信号Ｓ（ｋＴ＋（Ｍ／２）Ｔs ）に対
して、次式で示される複素演算を行ない、位相誤差θe
の補償を行なう。ただし、θｅｒは符号間干渉に起因し
た残留位相誤差である。 Ｓｅ（ｋＴ＋（Ｍ／２）Ｔs ） ＝Ｓ（ｋＴ＋（Ｍ／２）Ｔs ）Ψ* （Ｍ／２）） ＝ｅｘｐ（ｊ（Δφ（ｋＴ＋（Ｍ／２）Ｔs ）＋θｅｒ） ・・・・（１８）
【００２２】次に、スイッチ１８をｂ側に倒し、Ψ（Ｍ
／２）を周波数制御信号発生回路１９に供給し、Ψ（Ｍ
／２）の値に応じてシンセサイザ６をコントロールする
ための周波数制御信号を発生させる。そして、次のスロ
ットを受信する前にシンセサイザ６の発振周波数を制御
し、出力されるローカル信号Ｌo1、Ｌo2に乗っている周
波数オフセットを削減する。以上のベースバンドおよび
ＲＦ、ＩＦ帯での周波数オフセット補償の動作をスロッ
トに渡って繰り返すことにより、周波数オフセットΔｆ
が小さくなっていくと同時に、受信用ルートナイキスト
バンドパスフィルタ３における符号間干渉も減り、式
（１８）における残留位相誤差θｅｒが０に収束し、高
精度なＡＦＣが行なえるようになる。
／２）を周波数制御信号発生回路１９に供給し、Ψ（Ｍ
／２）の値に応じてシンセサイザ６をコントロールする
ための周波数制御信号を発生させる。そして、次のスロ
ットを受信する前にシンセサイザ６の発振周波数を制御
し、出力されるローカル信号Ｌo1、Ｌo2に乗っている周
波数オフセットを削減する。以上のベースバンドおよび
ＲＦ、ＩＦ帯での周波数オフセット補償の動作をスロッ
トに渡って繰り返すことにより、周波数オフセットΔｆ
が小さくなっていくと同時に、受信用ルートナイキスト
バンドパスフィルタ３における符号間干渉も減り、式
（１８）における残留位相誤差θｅｒが０に収束し、高
精度なＡＦＣが行なえるようになる。
【００２３】一方、判定回路１５においては、位相補償
回路１４の出力Ｓｅに対してＩ，Ｑ平面上での象限判定
を行なう。そして、判定回路１５の出力は、デコーダ１
６において２進のシリアルデータに変換され、受信デー
タとして出力端子１７から出力される。
回路１４の出力Ｓｅに対してＩ，Ｑ平面上での象限判定
を行なう。そして、判定回路１５の出力は、デコーダ１
６において２進のシリアルデータに変換され、受信デー
タとして出力端子１７から出力される。
【００２４】このように、上記実施例によれば、相関演
算により求めた位相誤差の推定値を用いて現受信スロッ
トのデータに対してベースバンドにて周波数オフセット
補償を行なうとともに、次のスロットを受信する前にこ
の推定値を用いて受信部のシンセサイザの発振周波数を
制御することにより、ＲＦ、ＩＦ帯においても周波数オ
フセットの補償を行なうことができる。この結果、周波
数オフセットに起因してＩＦ帯の受信用ルートナイキス
トバンドパスフィルタ３において符号間干渉が発生して
いる場合についても、ベースバンドだけでなく、ＲＦ、
ＩＦ帯においても周波数オフセット補償を行なうこと
で、トータルとして高精度なＡＦＣを実現することがで
きる。
算により求めた位相誤差の推定値を用いて現受信スロッ
トのデータに対してベースバンドにて周波数オフセット
補償を行なうとともに、次のスロットを受信する前にこ
の推定値を用いて受信部のシンセサイザの発振周波数を
制御することにより、ＲＦ、ＩＦ帯においても周波数オ
フセットの補償を行なうことができる。この結果、周波
数オフセットに起因してＩＦ帯の受信用ルートナイキス
トバンドパスフィルタ３において符号間干渉が発生して
いる場合についても、ベースバンドだけでなく、ＲＦ、
ＩＦ帯においても周波数オフセット補償を行なうこと
で、トータルとして高精度なＡＦＣを実現することがで
きる。
【００２５】
【発明の効果】本発明は、上記実施例から明らかなよう
に、相関演算により求めた位相誤差の推定値を用いて、
現受信スロットのデータに対してベースバンドにて周波
数オフセットの補償を行なう手段と、次のスロットを受
信する前にその推定値を用いて受信部のシンセサイザの
発振周波数を制御する手段と、これら２つの手段を交互
に選択する手段とを備えているので、ベースバンドだけ
でなく、ＲＦ、ＩＦ帯においても周波数オフセット補償
を行なうことにより、トータルとして高精度なＡＦＣを
実現することができるという効果を有する。
に、相関演算により求めた位相誤差の推定値を用いて、
現受信スロットのデータに対してベースバンドにて周波
数オフセットの補償を行なう手段と、次のスロットを受
信する前にその推定値を用いて受信部のシンセサイザの
発振周波数を制御する手段と、これら２つの手段を交互
に選択する手段とを備えているので、ベースバンドだけ
でなく、ＲＦ、ＩＦ帯においても周波数オフセット補償
を行なうことにより、トータルとして高精度なＡＦＣを
実現することができるという効果を有する。
【図１】本発明の一実施例におけるＴＤＭＡデータ受信
装置の構成を示すブロック図
装置の構成を示すブロック図
【図２】ＲＡＭに記憶する受信データのフォーマット図
【図３】従来のＴＤＭＡデータ受信装置の構成を示すブ
ロック図
ロック図
１ アンテナ ２ ミキサ ３ 受信用ルートナイキストバンドパスフィルタ ４ リミタアンプ ５ 直交検波器 ６ シンセサイザ ７ Ａ／Ｄ変換器 ８ ＲＡＭ ９ スイッチ １０ ベースバンド遅延検波回路 １１ 同期ワード発生回路 １２ 相関演算回路 １３ 相関パワー判定回路 １４ 位相補償回路 １５ 判定回路 １６ デコーダ １７ 受信データ出力端子 １８ スイッチ １９ 周波数制御信号発生回路
Claims (2)
- 【請求項１】 周波数オフセットに起因した位相誤差の
推定値を用いて現受信スロットのデータに対してベース
バンドにて周波数オフセットの補償を行なう手段と、次
のスロットを受信する前に前記推定値を用いて受信部の
シンセサイザの発振周波数を制御する手段と、これら２
つの手段を交互に選択する手段とを備えたＴＤＭＡデー
タ受信装置。 - 【請求項２】 ＴＤＭＡの差動符号化されたＰＳＫ変調
波信号を受信するアンテナと、受信ＲＦ信号をＩＦ信号
に周波数変換するためのミキサと、このＩＦ信号を波形
整形するための受信用ルートナイキストバンドパスフィ
ルタと、前記バンドパスフィルタに接続されたリミタア
ンプと、前記リミタアンプの出力を周波数変換し複素ベ
ースバンド信号を検出するための直交検波器と、前記ミ
キサと前記直交検波器にローカル信号を供給するための
シンセサイザと、前記直交検波器の出力である複素ベー
スバンド信号をディジタル信号に変換するためのシンボ
ルレートの整数倍のサンプリング周波数で動作するＡ／
Ｄ変換器と、Ａ／Ｄ変換後の自局の受信スロットデータ
を記憶するためのＲＡＭと、前記ＲＡＭに記憶されてい
る自局の受信スロットデータを、後述する相関パワー判
定回路からの制御信号に応じてシンボル周期毎にサンプ
リングし読み出すための第１のスイッチと、前記第１の
スイッチの出力であるシンボル周期毎にサンプリングさ
れた自局の受信スロットデータの複素信号値Ｒs を取り
込み、受信ＰＳＫ変調波信号の変調位相差を検出し複素
信号Ｓとして出力するベースバンド遅延検波回路と、既
知の同期ワードに対応する変調位相差の複素ベースバン
ド信号Ｓi を発生する同期ワード発生回路と、受信デー
タの同期ワードの区間において前記記号ＳとＳi の複素
相関値Ψおよびそのパワー｜Ψ｜の値からシンボル識別
点の検出を行ない、その結果を制御信号として前記第１
のスイッチに供給することでシンボル識別点の値のみを
サンプリングし、さらにそのシンボル識別点での複素相
関値Ψを前記シンセサイザでの周波数オフセットに起因
する位相誤差信号として検出するための相関パワー判定
回路と、前記位相誤差信号を後述する位相補償回路また
は周波数制御信号発生回路に供給するための第２のスイ
ッチと、前記位相誤差信号を用いて、前記シンセサイザ
の派生するローカル信号の周波数を制御するための制御
信号を発生して前記シンセサイザに供給する周波数制御
信号発生回路と、前記位相誤差信号を用いて、ベースバ
ンド遅延検波後の複素ベースバンド信号Ｓの位相補償を
行なう位相補償回路と、前記位相補償回路の出力に対し
てＩ，Ｑ平面上での象限判定を行なうための判定回路
と、前記判定回路の出力を２進のシリアルデータに変換
するためのデータ出力端子とを備えたＴＤＭＡデータ受
信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15502194A JPH0823361A (ja) | 1994-07-06 | 1994-07-06 | Ｔｄｍａデータ受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15502194A JPH0823361A (ja) | 1994-07-06 | 1994-07-06 | Ｔｄｍａデータ受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0823361A true JPH0823361A (ja) | 1996-01-23 |
Family
ID=15596943
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15502194A Pending JPH0823361A (ja) | 1994-07-06 | 1994-07-06 | Ｔｄｍａデータ受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0823361A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH10276233A (ja) * | 1997-03-28 | 1998-10-13 | Sony Corp | 無線受信機及び無線受信方法 |
| WO2003045026A1 (fr) * | 2001-11-20 | 2003-05-30 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Recepteur radio et procede et programme de commande de rythme de symboles |
-
1994
- 1994-07-06 JP JP15502194A patent/JPH0823361A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH10276233A (ja) * | 1997-03-28 | 1998-10-13 | Sony Corp | 無線受信機及び無線受信方法 |
| WO2003045026A1 (fr) * | 2001-11-20 | 2003-05-30 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Recepteur radio et procede et programme de commande de rythme de symboles |
| US7149491B2 (en) | 2001-11-20 | 2006-12-12 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Radio reception apparatus symbol timing control method, and symbol timing control program |
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