JP2744541B2 - 二重差動符号化通信装置 - Google Patents
二重差動符号化通信装置Info
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- JP2744541B2 JP2744541B2 JP4010694A JP1069492A JP2744541B2 JP 2744541 B2 JP2744541 B2 JP 2744541B2 JP 4010694 A JP4010694 A JP 4010694A JP 1069492 A JP1069492 A JP 1069492A JP 2744541 B2 JP2744541 B2 JP 2744541B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、携帯電話やＬＡＮ等の
高速デジタル信号伝送用の無線ネットワークで使用され
る二重差動符号化通信装置に関する。
高速デジタル信号伝送用の無線ネットワークで使用され
る二重差動符号化通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】上述の無線ネットワークで使用される通
信装置、特に受信装置としては、位相変調された受信高
周波信号から搬送波の周波数Ｆ C 、変調デジタル信号の
シンボルレートＦ B に対して、 ｜Ｆ C −Ｆ L ｜≧（１／２）・Ｆ B なる関係を有する周波数Ｆ L の参照信号でベースバンド
信号を検波する位相検波部と、前記位相検波部で抽出さ
れ周波数Ｆ C −Ｆ L で位相回転する前記ベースバンド信号
に対してπ／２間隔でＡ／Ｄ変換して直交成分データを
導出する直交成分導出部とで構成される前記位相検波手
段と、 その位相検波手段により検波されたベースバンド
信号と１タイムスロット前のベースバンド信号とから変
調デジタル信号を演算導出する遅延検波手段を備えて構
成して、前記遅延検波手段を、今回のベースバンド信号
と、１タイムスロット前のベースバンド信号とから変調
デジタル信号を演算導出するべく、直交成分データを１
タイムスロット遅延させる遅延回路と、以下に示す式を
演算する３乃至４個の乗算器及び加減算器等でなる演算
回路とを設けて構成したものが提案されている（特願平
２−２５２３３８号）。
信装置、特に受信装置としては、位相変調された受信高
周波信号から搬送波の周波数Ｆ C 、変調デジタル信号の
シンボルレートＦ B に対して、 ｜Ｆ C −Ｆ L ｜≧（１／２）・Ｆ B なる関係を有する周波数Ｆ L の参照信号でベースバンド
信号を検波する位相検波部と、前記位相検波部で抽出さ
れ周波数Ｆ C −Ｆ L で位相回転する前記ベースバンド信号
に対してπ／２間隔でＡ／Ｄ変換して直交成分データを
導出する直交成分導出部とで構成される前記位相検波手
段と、 その位相検波手段により検波されたベースバンド
信号と１タイムスロット前のベースバンド信号とから変
調デジタル信号を演算導出する遅延検波手段を備えて構
成して、前記遅延検波手段を、今回のベースバンド信号
と、１タイムスロット前のベースバンド信号とから変調
デジタル信号を演算導出するべく、直交成分データを１
タイムスロット遅延させる遅延回路と、以下に示す式を
演算する３乃至４個の乗算器及び加減算器等でなる演算
回路とを設けて構成したものが提案されている（特願平
２−２５２３３８号）。
【０００３】詳述すると、今、第Ｉ番目のシンボル内で
ｎ番目にA/D 変換されたベースバンド信号をSi(n) と
し、１シンボル当りのサンプル数をＭとすると、
ｎ番目にA/D 変換されたベースバンド信号をSi(n) と
し、１シンボル当りのサンプル数をＭとすると、
【０００４】
【数１】
【０００５】 Si(n)＝ Acos(πΣ(j=0,i)S(j) ＋(M ・ (i-1)＋n)π/2) …………… (１） となる。但し、１≦ｎ≦Ｍである。ここから、変調デジタル信号を得るべく、 I(i,n)＝Si(n) ・Si-1(n) ＋Si(n-1) ・Si-1(n-1) ……………（２） Q(i,n)＝−Si(n) ・Si-1(n-1) ＋Si(n-1) ・Si-1(n) ……………（３） の演算を施す。 I(i,n)＝Si(n)・Si-1(n)＋Si(n-1)・Si-1(n-1) ＝ Acos(πΣ(j=0,i)S(j)＋(M(i-1)＋n)π/2)Acos(πΣ(j=0,i-1)S(j) ＋(M(i-1)＋n)π/2) ＋ Acos(πΣ(j=0,i)S(j)＋(M(i-1)＋n-1)π/2)Acos(πΣ(j=0,i-1)S(j) ＋(M(i-1)＋n-1)π/2) ＝A2｛ ( cosπΣ(j=0,i)S(j)cos(M(i-1)＋n)π/2 − sinπΣ(j=0,i)S(j)sin(M(i-1)＋n)π/2) × cosπΣ(j=0,i-1)S(j)cos(M(i-1)＋n)π/2 − sinπΣ(j=0,i-1)S(j)sin(M(i-1)＋n)π/2) ＋ cosπΣ(j=0,i)S(j)cos(M(i-1)＋n-1)π/2 − sinπΣ(j=0,i)S(j)sin(M(i-1)＋n-1)π/2) × cosπΣ(j=0,i-1)S(j)cos(M(i-1)＋n-1)π/2 − sinπΣ(j=0,i-1)S(j)sin(M(i-1)＋n-1)π/2)｝ ＝A2｛(cosπΣ(j=0,i)S(j)cosπΣ(j=0,i-1)S(j)cos(M(i-1)＋n)π/2 cos(M(i-1)＋n)π/2 − cosπΣ(j=0,i)S(j)sinπΣ(j=0,i-1)S(j)cos(M(i-1)＋n)π/2 sin(M(i-1)＋n)π/2 − sinπΣ(j=0,i)S(j)cosπΣ(j=0,i-1)S(j)sin(M(i-1)＋n)π/2 cos(M(i-1)＋n)π/2 ＋ sinπΣ(j=0,i)S(j)sinπΣ(j=0,i-1)S(j)sin(M(i-1)＋n)π/2 sin(M(i-1)＋n)π/2 ＋ cosπΣ(j=0,i)S(j)cosπΣ(j=0,i-1)S(j)cos(M(i-1)＋n-1)π/2 cos(M(i-1)＋n-1)π/2 − cosπΣ(j=0,i)S(j)sinπΣ(j=0,i-1)S(j)cos(M(i-1)＋n-1)π/2 sin(M(i-1)＋n-1)π/2 − sinπΣ(j=0,i)S(j)cosπΣ(j=0,i-1)S(j)sin(M(i-1)＋n-1)π/2 cos(M(i-1)＋n-1)π/2 ＋ sinπΣ(j=0,i)S(j)sinπΣ(j=0,i-1)S(j)sin(M(i-1)＋n-1)π/2 sin(M(i-1)＋n-1)π/2｝ ＝A2｛ cosπΣ(j=0,i)S(j)cosπΣ(j=0,i-1)S(j)(cos(M(i-1)＋n)π/2 ×cos(M(i-1)＋n)π/2＋cos(M(i-1)＋n-1)π/2cos(M(i-1)＋n-1)π/2) − cosπΣ(j=0,i)S(j)sinπΣ(j=0,i-1)S(j)(cos(M(i-1)＋n)π/2 ×sin(M(i-1)＋n)π/2＋cos(M(i-1)＋n-1)π/2sin(M(i-1)＋n-1)π/2) − sinπΣ(j=0,i)S(j)cosπΣ(j=0,i-1)S(j)(sin(M(i-1)＋n)π/2 ×cos(M(i-1)＋n)π/2＋sin(M(i-1)＋n)π/2cos(M(i-1)＋n-1)π/2) ＋ sinπΣ(j=0,i)S(j)sinπΣ(j=0,i-1)S(j)(sin(M(i-1)＋n)π/2 ×sin(M(i-1)＋n)π/2＋sin(M(i-1)＋n-1)π/2sin(M(i-1)＋n-1)π/2)｝ ここで、 cos(M(i-1)＋n-1)π/2＝cos((M(i-1)＋n)π/2−π/2) ＝ sin(M(i-1)＋n)π/2、 sin(M(i-1)＋n-1)π/2＝sin((M(i-1)＋n)π/2−π/2) ＝−cos(M(i-1)＋n)π/2、 より I(i,n) ＝A2｛ cosπΣ(j=0,i)S(j)cosπΣ(j=0,i-1)S(j)(cos(M(i-1)＋n)π/2 cos(M(i-1)＋n)π/2 ＋ sin(M(i-1)＋n)π/2sin(M(i-1)＋n)π/2) − cosπΣ(j=0,i)S(j)sinπΣ(j=0,i-1)S(j)cos(M(i-1)＋n)π/2 sin(M(i-1)＋n)π/2 −sin(M(i-1)＋n)π/2cos(M(i-1)＋n)π/2 − sinπΣ(j=0,i)S(j)cosπΣ(j=0,i-1)S(j)sin(M(i-1)＋n)π/2 cos(M(i-1)＋n)π/2 −cos(M(i-1)＋n)π/2sin(M(i-1)＋n)π/2 ＋ sinπΣ(j=0,i)S(j)sinπΣ(j=0,i-1)S(j)sin(M(i-1)＋n)π/2 sin(M(i-1)＋n)π/2 ＋cos(M(i-1)＋n)π/2cos(M(i-1)＋n)π/2｝ ＝A2｛ cosπΣ(j=0,i)S(j)cosπΣ(j=0,i-1)S(j) ＋ sinπΣ(j=0,i)S(j)sinπΣ(j=0,i-1)S(j)｝ ＝A2 cos（πΣ(j=0,i)S(j)−πΣ(j=0,i-1)S(j))） ＝A2 cosπS(i) …………… (４) Q(i,n)＝−Si(n)・Si-1(n-1)＋Si(n-1)・Si-1(n) ＝-Acos(πΣ(j=0,i)S(j)＋(M(i-1)＋n)π/2)Acos(πΣ(j=0,i-1)S(j) ＋(M(i-1)＋n-1)π/2) ＋ Acos(πΣ(j=0,i)S(j)＋(M(i-1)＋n-1)π/2)Acos(πΣ(j=0,i-1)S(j) ＋(M(i-1)＋n)π/2) ＝A2｛(−cosπΣ(j=0,i)S(j)cos(M(i-1)＋n)π/2 − sinπΣ(j=0,i)S(j)sin(M(i-1)＋n)π/2) × cosπΣ(j=0,i-1)S(j)cos(M(i-1)＋n-1)π/2 − sinπΣ(j=0,i-1)S(j)sin(M(i-1)＋n-1)π/2) ＋ cosπΣ(j=0,i)S(j)cos(M(i-1)＋n-1)π/2 − sinπΣ(j=0,i)S(j)sin(M(i-1)＋n-1)π/2) × cosπΣ(j=0,i-1)S(j)cos(M(i-1)＋n)π/2 − sinπΣ(j=0,i-1)S(j)sin(M(i-1)＋n)π/2)｝ ＝A2｛(cosπΣ(j=0,i)S(j)cosπΣ(j=0,i-1)S(j)cos(M(i-1)＋n)π/2 cos(M(i-1)＋n-1)π/2 ＋ cosπΣ(j=0,i)S(j)sinπΣ(j=0,i-1)S(j)cos(M(i-1)＋n)π/2 sin(M(i-1)＋n-1)π/2 ＋ sinπΣ(j=0,i)S(j)cosπΣ(j=0,i-1)S(j)sin(M(i-1)＋n)π/2 cos(M(i-1)＋n-1)π/2 − sinπΣ(j=0,i)S(j)sinπΣ(j=0,i-1)S(j)sin(M(i-1)＋n)π/2 sin(M(i-1)＋n-1)π/2 ＋ cosπΣ(j=0,i)S(j)cosπΣ(j=0,i-1)S(j)cos(M(i-1)＋n-1)π/2 cos(M(i-1)＋n)π/2 − cosπΣ(j=0,i)S(j)sinπΣ(j=0,i-1)S(j)cos(M(i-1)＋n-1)π/2 sin(M(i-1)＋n)π/2 − sinπΣ(j=0,i)S(j)cosπΣ(j=0,i-1)S(j)sin(M(i-1)＋n-1)π/2 cos(M(i-1)＋n)π/2 ＋ sinπΣ(j=0,i)S(j)sinπΣ(j=0,i-1)S(j)sin(M(i-1)＋n-1)π/2 sin(M(i-1)＋n)π/2｝ ＝A2｛−cosπΣ(j=0,i)S(j)cosπΣ(j=0,i-1)S(j)(cos(M(i-1)＋n)π/2 ×cos(M(i-1)＋n-1)π/2−cos(M(i-1)＋n-1)π/2cos(M(i-1)＋n)π/2) ＋ cosπΣ(j=0,i)S(j)sinπΣ(j=0,i-1)S(j)(cos(M(i-1)＋n)π/2 ×sin(M(i-1)＋n-1)π/2−cos(M(i-1)＋n-1)π/2sin(M(i-1)＋n)π/2) ＋ sinπΣ(j=0,i)S(j)cosπΣ(j=0,i-1)S(j)(sin(M(i-1)＋n)π/2 ×cos(M(i-1)＋n-1)π/2−sin(M(i-1)＋n)π/2cos(M(i-1)＋n)π/2) − sinπΣ(j=0,i)S(j)sinπΣ(j=0,i-1)S(j)(sin(M(i-1)＋n)π/2 ×sin(M(i-1)＋n-1)π/2−sin(M(i-1)＋n-1)π/2sin(M(i-1)＋n)π/2)｝ ＝A2｛cos πΣ(j=0,i)S(j)sinπΣ(j=0,i-1)S(j)(cos(M(i-1)＋n)π/2 ×sin(M(i-1)＋n-1)π/2−cos(M(i-1)＋n-1)π/2sin(M(i-1)＋n)π/2) ＋ sinπΣ(j=0,i)S(j)cosπΣ(j=0,i-1)S(j)(sin(M(I-1)＋n)π/2 ×cos(M(i-1)＋n-1)π/2− sin(M(i-1)＋n-1)π/2cos(M(i-1)＋n)π/2)｝ ここで、 cos(M(i-1)＋n-1)π/2＝cos((M(i-1)＋n)π/2−π/2) ＝ sin(M(i-1)＋n)π/2、 sin(M(i-1)＋n-1)π/2＝sin((M(i-1)＋n)π/2−π/2) ＝−cos(M(i-1)＋n)π/2、 より Q(i,n) ＝A2｛ cosπΣ(j=0,i)S(j)sinπΣ(j=0,i-1)S(j)(−cos(M(i-1)＋n)π/2 ×cos(M(i-1)＋n)π/2−sin(M(i-1)＋n)π/2sin(M(i-1)＋n)π/2) ＋ sinπΣ(j=0,i)S(j)cosπΣ(j=0,i-1)S(j)sin(M(i-1)＋n)π/2 ×sin(M(i-1)＋n)π/2＋sin(M(i-1)＋n)π/2cos(M(i-1)＋n)π/2)｝ ＝A2｛−cosπΣ(j=0,i)S(j)sinπΣ(j=0,i-1)S(j) ＋ sinπΣ(j=0,i)S(j)cosπΣ(j=0,i-1)S(j)｝ ＝A2 sin（πΣ(j=0,i)S(j)−πΣ(j=0,i-1)S(j))） ＝A2 sinπS(i) …………… (５) 以上により、変調デジタル信号が再生されるのである。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】上述した通信装置で
は、位相検波手段によりベースバンド信号を検波する際
に、搬送波等に生じる周波数変動により１タイムスロッ
トに位相差が生じる結果、誤り特性が劣化するという欠
点を回避するため、前記演算回路に、位相差の移動平均
等を用いて周波数変動を補償する位相補償回路を設けて
いた。しかし、上述した従来のベースバンド遅延検波方
式を用いた受信装置によれば、位相のずれを演算する位
相補償回路の構成が複雑であるばかりか、１タイムスロ
ットあたりの位相誤差が変調位相単位（ＢＰＳＫでは
π、ＱＰＳＫではπ／２）の１／２以上になると正確に
補償できないという欠点があった。本発明の目的は上記
欠点を解消する点にある。
は、位相検波手段によりベースバンド信号を検波する際
に、搬送波等に生じる周波数変動により１タイムスロッ
トに位相差が生じる結果、誤り特性が劣化するという欠
点を回避するため、前記演算回路に、位相差の移動平均
等を用いて周波数変動を補償する位相補償回路を設けて
いた。しかし、上述した従来のベースバンド遅延検波方
式を用いた受信装置によれば、位相のずれを演算する位
相補償回路の構成が複雑であるばかりか、１タイムスロ
ットあたりの位相誤差が変調位相単位（ＢＰＳＫでは
π、ＱＰＳＫではπ／２）の１／２以上になると正確に
補償できないという欠点があった。本発明の目的は上記
欠点を解消する点にある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
本発明による二重差動符号化通信装置の特徴構成は、位
相変調された受信高周波信号からベースバンド信号を検
波する位相検波手段と、その位相検波手段により検波さ
れたベースバンド信号に基づいて変調デジタル信号を演
算導出する遅延検波手段とで構成し、前記位相検波手段
を、搬送波の周波数Ｆ C 、変調デジタル信号のシンボル
レートＦ B に対して、 ｜Ｆ C −Ｆ L ｜≧（１／２）・Ｆ B なる関係を有する周波数Ｆ L の参照信号で前記ベースバ
ンド信号を検波する位相検波部と、前記位相検波部で抽
出され周波数Ｆ C −Ｆ L で位相回転する前記ベースバンド
信号に対してπ／２間隔でＡ／Ｄ変換して直交成分デー
タを導出する直交成分導出部とで構成し、 前記遅延検波
手段を、変調デジタル信号を導出する第一遅延検波部
と、その第一遅延検波部により導出された変調デジタル
信号から周波数誤差を除去する第二遅延検波部とで構成
してある 点にある。
本発明による二重差動符号化通信装置の特徴構成は、位
相変調された受信高周波信号からベースバンド信号を検
波する位相検波手段と、その位相検波手段により検波さ
れたベースバンド信号に基づいて変調デジタル信号を演
算導出する遅延検波手段とで構成し、前記位相検波手段
を、搬送波の周波数Ｆ C 、変調デジタル信号のシンボル
レートＦ B に対して、 ｜Ｆ C −Ｆ L ｜≧（１／２）・Ｆ B なる関係を有する周波数Ｆ L の参照信号で前記ベースバ
ンド信号を検波する位相検波部と、前記位相検波部で抽
出され周波数Ｆ C −Ｆ L で位相回転する前記ベースバンド
信号に対してπ／２間隔でＡ／Ｄ変換して直交成分デー
タを導出する直交成分導出部とで構成し、 前記遅延検波
手段を、変調デジタル信号を導出する第一遅延検波部
と、その第一遅延検波部により導出された変調デジタル
信号から周波数誤差を除去する第二遅延検波部とで構成
してある 点にある。
【０００８】さらに、前記遅延検波手段を、前記直交成
分導出部によりπ／２位相を異ならせてＡ／Ｄ変換され
た二つの直交成分データからいずれかの直交成分データ
に対応する角度成分データに変換して、その角度成分デ
ータに基づいて変調デジタル信号を演算導出するように
構成してあることが好ましい。
分導出部によりπ／２位相を異ならせてＡ／Ｄ変換され
た二つの直交成分データからいずれかの直交成分データ
に対応する角度成分データに変換して、その角度成分デ
ータに基づいて変調デジタル信号を演算導出するように
構成してあることが好ましい。
【０００９】
【作用】Δφを位相角初期値、Δωを周波数誤差による
１タイムスロットあたりの位相誤差、Ｓ１，Ｓ２を一次
差動位相差として、位相検波手段により検波された２タ
イムスロット前の直交検波出力を （ｃｏｓ（Δφ），ｓｉｎ（Δφ））、 １タイムスロット前の直交検波出力を （ｃｏｓ（Δφ＋Δω＋Ｓ２），ｓｉｎ（Δφ＋Δω＋Ｓ２））、 現在の直交検波出力を （ｃｏｓ（Δφ＋２Δω＋Ｓ１＋Ｓ２），ｓｉｎ（Δφ＋２Δω＋Ｓ１＋Ｓ２） ） とすると、 ２タイムスロット前の遅延検波演算は、 Ｉ２’＝ｃｏｓ（Δφ）・ｃｏｓ（Δφ＋Δω＋Ｓ２） ＋ｓｉｎ（Δφ）・ｓｉｎ（Δφ＋Δω＋Ｓ２） ＝ｃｏｓ（Δω＋Ｓ２） Ｑ２’＝ｃｏｓ（Δφ）・ｓｉｎ（Δφ＋Δω＋Ｓ２） −ｓｉｎ（Δφ）・ｃｏｓ（Δφ＋Δω＋Ｓ２） ＝ｓｉｎ（Δω＋Ｓ２） 同様に、１タイムスロット前の遅延検波演算は、 Ｉ１’＝ｃｏｓ（Δφ＋Δω＋Ｓ２）・ｃｏｓ（Δφ＋２Δω＋Ｓ１＋Ｓ２） ＋ｓｉｎ（Δφ＋Δω＋Ｓ２）・ｓｉｎ（Δφ＋２Δω＋Ｓ１＋Ｓ２） ＝ｃｏｓ（Δω＋Ｓ１） Ｑ１’＝ｃｏｓ（Δφ＋Δω＋Ｓ２）・ｓｉｎ（Δφ＋２Δω＋Ｓ１＋Ｓ２） −ｓｉｎ（Δφ＋Δω＋Ｓ２）・ｃｏｓ（Δφ＋２Δω＋Ｓ１＋Ｓ２） ＝ｓｉｎ（Δω＋Ｓ１） となり一次遅延検波でΔφの項が消去される。 これらをさらに遅延検波すると、 Ｉ１＝ｃｏｓ（Δω＋Ｓ２）・ｃｏｓ（Δω＋Ｓ１） ＋ｓｉｎ（Δω＋Ｓ２）・ｓｉｎ（Δω＋Ｓ１） ＝ｃｏｓ（Ｓ１−Ｓ２） Ｑ１＝ｃｏｓ（Δω＋Ｓ２）・ｓｉｎ（Δω＋Ｓ１） −ｓｉｎ（Δω＋Ｓ２）・ｃｏｓ（Δω＋Ｓ１） ＝ｓｉｎ（Ｓ１−Ｓ２） となり、二次遅延検波ではΔωの項が消去される。即
ち、周波数誤差による位相誤差が除去できる。
１タイムスロットあたりの位相誤差、Ｓ１，Ｓ２を一次
差動位相差として、位相検波手段により検波された２タ
イムスロット前の直交検波出力を （ｃｏｓ（Δφ），ｓｉｎ（Δφ））、 １タイムスロット前の直交検波出力を （ｃｏｓ（Δφ＋Δω＋Ｓ２），ｓｉｎ（Δφ＋Δω＋Ｓ２））、 現在の直交検波出力を （ｃｏｓ（Δφ＋２Δω＋Ｓ１＋Ｓ２），ｓｉｎ（Δφ＋２Δω＋Ｓ１＋Ｓ２） ） とすると、 ２タイムスロット前の遅延検波演算は、 Ｉ２’＝ｃｏｓ（Δφ）・ｃｏｓ（Δφ＋Δω＋Ｓ２） ＋ｓｉｎ（Δφ）・ｓｉｎ（Δφ＋Δω＋Ｓ２） ＝ｃｏｓ（Δω＋Ｓ２） Ｑ２’＝ｃｏｓ（Δφ）・ｓｉｎ（Δφ＋Δω＋Ｓ２） −ｓｉｎ（Δφ）・ｃｏｓ（Δφ＋Δω＋Ｓ２） ＝ｓｉｎ（Δω＋Ｓ２） 同様に、１タイムスロット前の遅延検波演算は、 Ｉ１’＝ｃｏｓ（Δφ＋Δω＋Ｓ２）・ｃｏｓ（Δφ＋２Δω＋Ｓ１＋Ｓ２） ＋ｓｉｎ（Δφ＋Δω＋Ｓ２）・ｓｉｎ（Δφ＋２Δω＋Ｓ１＋Ｓ２） ＝ｃｏｓ（Δω＋Ｓ１） Ｑ１’＝ｃｏｓ（Δφ＋Δω＋Ｓ２）・ｓｉｎ（Δφ＋２Δω＋Ｓ１＋Ｓ２） −ｓｉｎ（Δφ＋Δω＋Ｓ２）・ｃｏｓ（Δφ＋２Δω＋Ｓ１＋Ｓ２） ＝ｓｉｎ（Δω＋Ｓ１） となり一次遅延検波でΔφの項が消去される。 これらをさらに遅延検波すると、 Ｉ１＝ｃｏｓ（Δω＋Ｓ２）・ｃｏｓ（Δω＋Ｓ１） ＋ｓｉｎ（Δω＋Ｓ２）・ｓｉｎ（Δω＋Ｓ１） ＝ｃｏｓ（Ｓ１−Ｓ２） Ｑ１＝ｃｏｓ（Δω＋Ｓ２）・ｓｉｎ（Δω＋Ｓ１） −ｓｉｎ（Δω＋Ｓ２）・ｃｏｓ（Δω＋Ｓ１） ＝ｓｉｎ（Ｓ１−Ｓ２） となり、二次遅延検波ではΔωの項が消去される。即
ち、周波数誤差による位相誤差が除去できる。
【００１０】しかも、上述の二重差動符号化通信装置に
おいて、前記位相検波手段を、搬送波の周波数ＦC、変
調デジタル信号のシンボルレートＦ B に対して、 ｜Ｆ C −Ｆ L ｜≧（１／２）・Ｆ B なる関係を有する周波数ＦLの参照信号で前記ベースバ
ンド信号を検波する位相検波部と、周波数ＦC−ＦLで位
相回転する前記ベースバンド信号に対してπ／２間隔で
Ａ／Ｄ変換して直交成分データを導出する直交成分導出
部とで構成すると、位相検波部を単一のミキサ回路で構
成しながらも直交成分データを得ることができる。さら
に、前記遅延検波手段を、前記直交成分データを角度成
分データに変換して、その角度成分データと１タイムス
ロット前の角度成分データとから変調デジタル信号を演
算導出するように構成すれば、角度成分データを遅延す
るのに２つの遅延回路を継続接続することで容易に構成
できる。
おいて、前記位相検波手段を、搬送波の周波数ＦC、変
調デジタル信号のシンボルレートＦ B に対して、 ｜Ｆ C −Ｆ L ｜≧（１／２）・Ｆ B なる関係を有する周波数ＦLの参照信号で前記ベースバ
ンド信号を検波する位相検波部と、周波数ＦC−ＦLで位
相回転する前記ベースバンド信号に対してπ／２間隔で
Ａ／Ｄ変換して直交成分データを導出する直交成分導出
部とで構成すると、位相検波部を単一のミキサ回路で構
成しながらも直交成分データを得ることができる。さら
に、前記遅延検波手段を、前記直交成分データを角度成
分データに変換して、その角度成分データと１タイムス
ロット前の角度成分データとから変調デジタル信号を演
算導出するように構成すれば、角度成分データを遅延す
るのに２つの遅延回路を継続接続することで容易に構成
できる。
【００１１】
【発明の効果】本発明による二重差動符号化通信装置に
よれば、位相検波手段を極めて簡単に構成しながらも、
外乱による位相変化に対しても、又、１タイムスロット
あたりの位相誤差が変調位相単位（ＢＰＳＫではπ、Ｑ
ＰＳＫではπ／２）の１／２以上になる場合であっても
極めて簡単な回路構成で確実に位相誤差を補償できる通
信装置を提供できるようになった。
よれば、位相検波手段を極めて簡単に構成しながらも、
外乱による位相変化に対しても、又、１タイムスロット
あたりの位相誤差が変調位相単位（ＢＰＳＫではπ、Ｑ
ＰＳＫではπ／２）の１／２以上になる場合であっても
極めて簡単な回路構成で確実に位相誤差を補償できる通
信装置を提供できるようになった。
【００１２】
【実施例】以下に実施例を説明する。データ伝送速度
（シンボルレートＦB）１Ｍｂｐｓの変調デジタル信号
で２相位相変調〔ＢＰＳＫ〕された周波数１５０ＭＨｚ
の高周波信号を受信する二重差動符号化通信装置は、送
信装置と受信装置とで構成される。
（シンボルレートＦB）１Ｍｂｐｓの変調デジタル信号
で２相位相変調〔ＢＰＳＫ〕された周波数１５０ＭＨｚ
の高周波信号を受信する二重差動符号化通信装置は、送
信装置と受信装置とで構成される。
【００１３】図１に示すように、送信装置は、伝送すべ
きデジタル信号を１タイムスロット遅延させて加算する
第一差動手段１と、その第一差動手段１により生成され
た第一変調信号を再度１タイムスロット遅延させて加算
する第二差動手段２と、その第二差動手段２により生成
された第二変調信号により搬送波の位相を変調するリン
グ変調器等でなる位相変調手段３と、その位相変調手段
３により生成された信号を送信する送信手段４とから構
成してある。前記第一差動手段１及び第二差動手段２
は、伝送すべきデジタル信号を１タイムスロット遅延す
るシフトレジスタ等のデジタル遅延素子と、現信号と遅
延信号とをｍｏｄ．２で加算する加算器で構成してあ
る。
きデジタル信号を１タイムスロット遅延させて加算する
第一差動手段１と、その第一差動手段１により生成され
た第一変調信号を再度１タイムスロット遅延させて加算
する第二差動手段２と、その第二差動手段２により生成
された第二変調信号により搬送波の位相を変調するリン
グ変調器等でなる位相変調手段３と、その位相変調手段
３により生成された信号を送信する送信手段４とから構
成してある。前記第一差動手段１及び第二差動手段２
は、伝送すべきデジタル信号を１タイムスロット遅延す
るシフトレジスタ等のデジタル遅延素子と、現信号と遅
延信号とをｍｏｄ．２で加算する加算器で構成してあ
る。
【００１４】図２に示すように、受信装置は、受信高周
波信号を増幅する増幅手段５と、増幅された高周波信号
から直交するベースバンド信号を検波する位相検波手段
６と、その位相検波手段６により検波されたベースバン
ド信号に基づいて変調デジタル信号を演算導出する遅延
検波手段７とで構成してあり、前記遅延検波手段７を、
変調デジタル信号を導出する第一遅延検波部８と、その
第一遅延検波部８により導出された変調デジタル信号か
ら周波数誤差を除去する第二遅延検波部９とで構成して
ある。
波信号を増幅する増幅手段５と、増幅された高周波信号
から直交するベースバンド信号を検波する位相検波手段
６と、その位相検波手段６により検波されたベースバン
ド信号に基づいて変調デジタル信号を演算導出する遅延
検波手段７とで構成してあり、前記遅延検波手段７を、
変調デジタル信号を導出する第一遅延検波部８と、その
第一遅延検波部８により導出された変調デジタル信号か
ら周波数誤差を除去する第二遅延検波部９とで構成して
ある。
【００１５】詳述すると、図３に示すように、前記位相
検波手段２は、前記増幅手段１の出力信号から、搬送波
の周波数ＦC、変調デジタル信号のシンボルレートＦ B に
対して、 ｜Ｆ C −Ｆ L ｜≧（１／２）・Ｆ B なる関係を有する周波数ＦLの参照信号を生成する発振
器６１と、その参照信号でベースバンド信号を検波する
ミキサ回路６２と、増幅器６３等でなる位相検波部６Ａ
と、その出力から直交成分を導出する直交成分導出部６
Ｂとで構成してあり、本実施例ではＦC＝１５０ＭＨ
ｚ、ＦL＝１４８ＭＨｚ、ＦB＝１ＭＨｚで構成してあ
る。前記直交成分導出部６Ｂは、周波数８ＭＨｚのクロ
ック発振器６４と、そのクロック発振器６４からのクロ
ック信号に同期して前記ベースバンド信号をデジタル信
号に変換するＡ／Ｄ変換器６５とで構成してあり、周波
数ＦC−ＦL（＝２ＭＨｚ）でビートするベースバンド信
号をπ／２間隔でＡ／Ｄ変換することになる。
検波手段２は、前記増幅手段１の出力信号から、搬送波
の周波数ＦC、変調デジタル信号のシンボルレートＦ B に
対して、 ｜Ｆ C −Ｆ L ｜≧（１／２）・Ｆ B なる関係を有する周波数ＦLの参照信号を生成する発振
器６１と、その参照信号でベースバンド信号を検波する
ミキサ回路６２と、増幅器６３等でなる位相検波部６Ａ
と、その出力から直交成分を導出する直交成分導出部６
Ｂとで構成してあり、本実施例ではＦC＝１５０ＭＨ
ｚ、ＦL＝１４８ＭＨｚ、ＦB＝１ＭＨｚで構成してあ
る。前記直交成分導出部６Ｂは、周波数８ＭＨｚのクロ
ック発振器６４と、そのクロック発振器６４からのクロ
ック信号に同期して前記ベースバンド信号をデジタル信
号に変換するＡ／Ｄ変換器６５とで構成してあり、周波
数ＦC−ＦL（＝２ＭＨｚ）でビートするベースバンド信
号をπ／２間隔でＡ／Ｄ変換することになる。
【００１６】前記遅延検波手段７は、前記直交成分導出
部６Ｂによりπ／２位相を異ならせてＡ／Ｄ変換された
二つの直交成分データからいずれかの直交成分データに
対応する角度成分データを変換出力する角度変換器７１
と、角度変換器７１による角度成分データと１タイムス
ロット前の角度成分データとから変調デジタル信号を演
算導出する遅延検波回路８，９とで構成してある。詳述
すると、前記角度変換器７１は、位相角０°から３６０
°に対応して００Ｈから０ＦＦＨのＨＥＸデータが格納
されたＲＯＭ７３と、位相がπ／２異なる前回にＡ／Ｄ
変換器６５で変換されたデジタル信号を確保するシフト
レジスタ７２と、前記Ａ／Ｄ変換器６５で最新に変換さ
れたデジタルデータと前記シフトレジスタ７２のデータ
とから前記ベースバンド信号の角度成分データを前記Ｒ
ＯＭ７３から読み出すアクセス回路（図示せず）とで構
成してある。前記遅延検波回路８，９は、それぞれ前記
角度成分データを１タイムスロット遅延させるシフトレ
ジスタＳＲ０からＳＲ７と、シフトレジスタＳＲ７の値
と最新の角度成分データを減算する演算器８１，９１で
構成してある。即ち、前記演算器８１が変調デジタル信
号を導出する第一遅延検波部となり、前記演算器９１が
その第一遅延検波部により導出された変調デジタル信号
から周波数誤差を除去する第二遅延検波部を構成する。
つまり、演算器８１，９１の出力が００Ｈ、即ち、１タ
イムスロット前と今回の角度成分データが等しければ前
回と今回のデータが等しく、演算器８１，９１の出力が
８０Ｈ、即ち、１タイムスロット前と今回の角度成分デ
ータが位相反転していれば前回と今回のデータは異なる
と判別される。ここに、演算器８１，９１は、０°であ
れば００Ｈ、１８０°であれば８０Ｈを示す８ビット減
算器である。
部６Ｂによりπ／２位相を異ならせてＡ／Ｄ変換された
二つの直交成分データからいずれかの直交成分データに
対応する角度成分データを変換出力する角度変換器７１
と、角度変換器７１による角度成分データと１タイムス
ロット前の角度成分データとから変調デジタル信号を演
算導出する遅延検波回路８，９とで構成してある。詳述
すると、前記角度変換器７１は、位相角０°から３６０
°に対応して００Ｈから０ＦＦＨのＨＥＸデータが格納
されたＲＯＭ７３と、位相がπ／２異なる前回にＡ／Ｄ
変換器６５で変換されたデジタル信号を確保するシフト
レジスタ７２と、前記Ａ／Ｄ変換器６５で最新に変換さ
れたデジタルデータと前記シフトレジスタ７２のデータ
とから前記ベースバンド信号の角度成分データを前記Ｒ
ＯＭ７３から読み出すアクセス回路（図示せず）とで構
成してある。前記遅延検波回路８，９は、それぞれ前記
角度成分データを１タイムスロット遅延させるシフトレ
ジスタＳＲ０からＳＲ７と、シフトレジスタＳＲ７の値
と最新の角度成分データを減算する演算器８１，９１で
構成してある。即ち、前記演算器８１が変調デジタル信
号を導出する第一遅延検波部となり、前記演算器９１が
その第一遅延検波部により導出された変調デジタル信号
から周波数誤差を除去する第二遅延検波部を構成する。
つまり、演算器８１，９１の出力が００Ｈ、即ち、１タ
イムスロット前と今回の角度成分データが等しければ前
回と今回のデータが等しく、演算器８１，９１の出力が
８０Ｈ、即ち、１タイムスロット前と今回の角度成分デ
ータが位相反転していれば前回と今回のデータは異なる
と判別される。ここに、演算器８１，９１は、０°であ
れば００Ｈ、１８０°であれば８０Ｈを示す８ビット減
算器である。
【００１７】以下に別実施例を説明する。先の実施例で
は、データ伝送速度（シンボルレートＦB）１Ｍｂｐｓ
の変調デジタル信号で２相位相変調〔ＢＰＳＫ〕された
周波数１５０ＭＨｚの高周波信号を周波数１４８ＭＨｚ
の参照信号で位相検波するシングルミキサー方式の直交
検波回路について説明したが、データ伝送速度、搬送波
周波数はこれらの値に限定するものではなく任意であ
り、参照波周波数は、｜Ｆ C −Ｆ L ｜≧（１／２）・Ｆ B
を満たす周波数ＦLであれば任意である。先の実施例で
は、２相位相変調〔ＢＰＳＫ〕について説明したが、こ
れに限定するものではなく任意の位相変調に適用でき、
例えば４相位相変調〔ＱＰＳＫ〕であってもよい。この
場合は、演算器８１，９１の出力は、０，π／２，π，
３π／２に対応して００Ｂ，１０Ｂ，１１Ｂ，０１Ｂの
バイナリーデータが得られる。
は、データ伝送速度（シンボルレートＦB）１Ｍｂｐｓ
の変調デジタル信号で２相位相変調〔ＢＰＳＫ〕された
周波数１５０ＭＨｚの高周波信号を周波数１４８ＭＨｚ
の参照信号で位相検波するシングルミキサー方式の直交
検波回路について説明したが、データ伝送速度、搬送波
周波数はこれらの値に限定するものではなく任意であ
り、参照波周波数は、｜Ｆ C −Ｆ L ｜≧（１／２）・Ｆ B
を満たす周波数ＦLであれば任意である。先の実施例で
は、２相位相変調〔ＢＰＳＫ〕について説明したが、こ
れに限定するものではなく任意の位相変調に適用でき、
例えば４相位相変調〔ＱＰＳＫ〕であってもよい。この
場合は、演算器８１，９１の出力は、０，π／２，π，
３π／２に対応して００Ｂ，１０Ｂ，１１Ｂ，０１Ｂの
バイナリーデータが得られる。
【００１８】先の実施例では、遅延検波手段７を、直交
成分データを角度成分データに変換して、その角度成分
データと１タイムスロット前の角度成分データとから変
調デジタル信号を演算導出するように構成してあるもの
を説明したが、遅延検波手段７としては、図４に示すよ
うに、直交成分導出部６Ｂにて導出された直交成分デー
タを１タイムスロット遅延させるシフトレジスタＳＲ
０’，・・・，ＳＲ８’と、以下の演算を行う演算部８
１’とで第一遅延検波部８’を構成して、第一遅延検波
部により導出された一対の直交成分データをそれぞれ１
タイムスロット遅延させる遅延回路ＳＲ９’，ＳＲ１
０’と演算部９１’とで第二遅延検波部９’を構成して
もよい。 Ｉ（ｎ）＝Ｓi （ｎ）・Ｓi-1 （ｎ）＋Ｓi （ｎ−１）・Ｓi-1 （ｎ−１） Ｑ（ｎ）＝−Ｓi （ｎ）・Ｓi-1 （ｎ−１）＋Ｓi （ｎ−１）・Ｓi-1 （ｎ）
成分データを角度成分データに変換して、その角度成分
データと１タイムスロット前の角度成分データとから変
調デジタル信号を演算導出するように構成してあるもの
を説明したが、遅延検波手段７としては、図４に示すよ
うに、直交成分導出部６Ｂにて導出された直交成分デー
タを１タイムスロット遅延させるシフトレジスタＳＲ
０’，・・・，ＳＲ８’と、以下の演算を行う演算部８
１’とで第一遅延検波部８’を構成して、第一遅延検波
部により導出された一対の直交成分データをそれぞれ１
タイムスロット遅延させる遅延回路ＳＲ９’，ＳＲ１
０’と演算部９１’とで第二遅延検波部９’を構成して
もよい。 Ｉ（ｎ）＝Ｓi （ｎ）・Ｓi-1 （ｎ）＋Ｓi （ｎ−１）・Ｓi-1 （ｎ−１） Ｑ（ｎ）＝−Ｓi （ｎ）・Ｓi-1 （ｎ−１）＋Ｓi （ｎ−１）・Ｓi-1 （ｎ）
【００１９】尚、特許請求の範囲の項に図面との対照を
便利にするために符号を記すが、該記入により本発明は
添付図面の構成に限定されるものではない。
便利にするために符号を記すが、該記入により本発明は
添付図面の構成に限定されるものではない。
【図１】送信側の二重差動符号化通信装置の回路ブロッ
ク構成図
ク構成図
【図２】受信側の二重差動符号化通信装置の回路ブロッ
ク構成図
ク構成図
【図３】別実施例を示す受信側の二重差動符号化通信装
置の回路ブロック構成図
置の回路ブロック構成図
【図４】別実施例を示す受信側の二重差動符号化通信装
置の回路ブロック構成図
置の回路ブロック構成図
６ 位相検波手段 ７ 遅延検波手段 ６ 第一遅延検波部 ７ 第二遅延検波部
Claims (2)
- 【請求項１】 位相変調された受信高周波信号からベー
スバンド信号を検波する位相検波手段（６）と、その位
相検波手段（６）により検波されたベースバンド信号に
基づいて変調デジタル信号を演算導出する遅延検波手段
（７）とで構成し、前記位相検波手段（６）を、搬送波の周波数Ｆ C 、変調
デジタル信号のシンボルレートＦ B に対して、 ｜Ｆ C −Ｆ L ｜≧（１／２）・Ｆ B なる関係を有する周波数Ｆ L の参照信号で前記ベースバ
ンド信号を検波する位相検波部（６Ａ）と、前記位相検
波部で抽出され周波数Ｆ C −Ｆ L で位相回転する前記ベー
スバンド信号に対してπ／２間隔でＡ／Ｄ変換して直交
成分データを導出する直交成分導出部（６Ｂ）とで構成
し、 前記遅延検波手段（７）を、変調デジタル信号を導出す
る第一遅延検波部（８）と、その第一遅延検波部（８）
により導出された変調デジタル信号から周波数誤差を除
去する第二遅延検波部（９）とで構成してある二重差動
符号化通信装置。 - 【請求項２】 前記遅延検波手段（７）を、前記直交成
分導出部（６Ｂ）によりπ／２位相を異ならせてＡ／Ｄ
変換された二つの直交成分データからいずれかの直交成
分データに対応する角度成分データに変換して、その角
度成分データに基づいて変調デジタル信号を演算導出す
るように構成してある請求項２記載の二重差動符号化通
信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4010694A JP2744541B2 (ja) | 1992-01-24 | 1992-01-24 | 二重差動符号化通信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4010694A JP2744541B2 (ja) | 1992-01-24 | 1992-01-24 | 二重差動符号化通信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05207086A JPH05207086A (ja) | 1993-08-13 |
| JP2744541B2 true JP2744541B2 (ja) | 1998-04-28 |
Family
ID=11757394
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4010694A Expired - Lifetime JP2744541B2 (ja) | 1992-01-24 | 1992-01-24 | 二重差動符号化通信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2744541B2 (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4871514A (ja) * | 1971-12-25 | 1973-09-27 | ||
| JPS58701B2 (ja) * | 1975-04-09 | 1983-01-07 | 日本電気株式会社 | サドウイソウフクチヨウソウチ |
-
1992
- 1992-01-24 JP JP4010694A patent/JP2744541B2/ja not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| １９９０年電子情報通信学会秋季全国大会、［分冊２］、Ｂ−３００、Ｐ．２−３００ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05207086A (ja) | 1993-08-13 |
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