JP3498600B2 - キャリア位相推定装置とキャリア位相推定装置を用いた復調器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル無線通信シ
ステムなどにおけるキャリア位相推定装置とキャリア位
相推定装置を用いた復調器に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来のキャリア位相推定装置とキャリア
位相推定装置を用いた復号器としては、例えば、特開平
６−２７６２４５号公報「フィルタ及びこのフィルタを
用いたキャリア位相推定装置」に示されたキャリア位相
推定装置およびそのキャリア位相推定装置を用いた復調
器がある。

【０００３】以下、従来のキャリア位相推定装置とキャ
リア位相推定装置を用いた復号器を図について説明す
る。図１２は、従来のキャリア位相推定装置を用いた復
調器の構成を示す構成図である。

【０００４】図１２において、１は受信ＩＦ信号を入力
して準同期検波し、アナログベースバンド信号をディジ
タル複素ベースバンドデータに変換して出力する準同期
検波手段、２は準同期検波手段１が出力したディジタル
複素ベースバンドデータを入力してキャリア位相を算出
し、算出したキャリア位相をキャリア位相推定値として
出力するキャリア位相推定手段、３は準同期検波手段１
が出力したディジタル複素ベースバンドデータを入力
し、入力したディジタル複素ベースバンドデータを遅延
させてベースバンド遅延データを作成して出力するデー
タ遅延手段、４はキャリア位相推定手段２が出力したキ
ャリア位相推定値から判定軸を生成し、生成した判定軸
に基づいてデータ遅延手段３が出力したベースバンド遅
延データを判定し、判定したデータを復調データとして
出力するデータ判定手段である。

【０００５】また、図１２のキャリア位相推定手段２に
おいて、２０は準同期検波手段１が出力したディジタル
複素ベースバンドデータに対して変調成分を除去する非
線形処理手段、２５は非線形処理手段２０が出力した変
調成分を除去したデータ系列を入力し、入力したデータ
系列をフィルタリングして後述する移動平均値を求める
移動平均手段、２４は移動平均手段２５が出力したデー
タを座標変換してキャリア位相推定値を算出して出力す
るキャリア位相算出手段である。

【０００６】更に、図１２の移動平均手段２５におい
て、２１ａ、２１ｂは非線形処理手段２０が変調成分を
除去して出力したデータ系列を入力し、入力したデータ
系列をｍ（ｍは奇数）段に亙って順次シフトするｍ段シ
フトレジスタ、２２ａ、２２ｂはそれぞれｍ段シフトレ
ジスタ２１ａ、２１ｂ内のデータに対して重み付け値を
乗算する重み付け手段，２３ａ、２３ｂはそれぞれ重み
付け手段２２ａ、２２ｂが出力した全てのデータを加算
し、加算して得られた加算値を移動平均値として出力す
る加算手段である。なお、ここでは、説明を簡単にする
ために、加算値をそのまま移動平均値として用いている
が、加算値を加算したデータ数で除算した値を移動平均
値として用いることもある。

【０００７】また、図１３は、準同期検波手段１の構成
を示す構成図である。図１３において、１２はローカル
信号を出力する発振器、１３は発振器１２が出力したロ
ーカル信号をπ／２だけ移相するπ／２移相器、１１ａ
は上記受信ＩＦ信号と発振器１２が出力したローカル信
号とを乗算する乗算器、１１ｂは上記受信ＩＦ信号とπ
／２移相器１３が出力した信号とを乗算する乗算器、１
４ａ、１４ｂはそれぞれ乗算器１１ａ、１１ｂが出力し
た信号をフィルタリングしてアナログベースバンド信号
を出力するローパスフィルタ（以降、ＬＰＦと略記す
る）、１５ａ、１５ｂはそれぞれＬＰＦ１４ａ、１４ｂ
が出力したアナログベースバンド信号をアナログ・ディ
ジタル変換してディジタル複素ベースバンドデータを出
力するアナログ・ディジタル変換器（以降、Ａ／Ｄ変換
器と略記する）である。

【０００８】図１４は、図１２に示したデータ判定手段
４の動作を説明するための動作説明図である。次に、図
１２、図１３、図１４を用いて、従来のキャリア位相推
定装置を用いた復調器の動作について説明する。ここで
は、ＰＳＫ変調信号として、復調器が受信する受信ＩＦ
信号が、例えば、ＱＰＳＫ変調信号である場合の動作に
ついて説明する。

【０００９】まず、図１２に示すように、ＱＰＳＫ変調
された受信ＩＦ信号Ｓ_IFが、準同期検波手段１に入力さ
れる。準同期検波手段１において、図１３に示した発振
器１２は、ローカル信号ｃｏｓ（２πｆ_cｔ）を出力す
る。乗算器１１ａは、準同期検波手段１に入力された受
信ＩＦ信号Ｓ_IFと発振器１２が出力したローカル信号ｃ
ｏｓ（２πｆ_cｔ）を乗算する。また、図１３に示した
乗算器１１ｂは、上記ローカル信号をπ／２移相器１３
がπ／２だけ移相した信号ｃｏｓ（２πｆ_c（ｔ＋π／
２））＝ｓｉｎ（２πｆ_cｔ）と上記受信ＩＦ信号Ｓ_IF
とを乗算する。次に、図１３に示したＬＰＦ１４ａ、１
４ｂは、各乗算器１１ａ、１１ｂの出力をフィルタリン
グし、アナログベースバンド信号を出力する。次に、１
２に示したＡ／Ｄ変換器１５ａ、１５ｂは、各ナイキス
ト点時刻におけるアナログベースバンド信号をディジタ
ル複素ベースバンドデータ（Ｉ_n，Ｑ_n）｛ｎ＝０，１，
２，３，……｝に変換して出力する。ここで、Ｉ_nはデ
ィジタル複素ベースバンドデータの同相成分、Ｑ_nはデ
ィジタル複素ベースバンドデータの直交成分である。以
上のようにして、図１２、図１３に示した準同期検波手
段１は受信ＩＦ信号を準同期検波する。

【００１０】次に、図１２を用いて従来のキャリア位相
推定装置を用いた復調器の動作について説明する。ま
ず、非線形処理手段２０は、準同期検波手段１から入力
したディジタル複素ベースバンドデータ（Ｉ_n，Ｑ_n）に
対して、例えば、４逓倍して変調成分を除去する。４逓
倍処理は、例えば、Δθ_n＝（４×ｔａｎ^-1（Ｑ_n／
Ｉ_n））ｍｏｄ２πとＡ＝（Ｉ_n ²＋Ｑ_n ²）^1/2（ｎ＝０，
１，２，３，……）とからＣ_n＝Ａ×ｃｏｓ（Δθ_n）と
Ｓ_n＝Ａ×ｓｉｎ（Δθ_n）とを求めて出力する。変調成
分を除去したデータ系列（Ｃ_n，Ｓ_n）は、図１２に示し
た移動平均手段２５に入力される。

【００１１】次に、図１２に示した移動平均手段２５に
おいて、ｍ段シフトレジスタ２１ａは、データ系列Ｃ_n
｛ｎ＝０，１，２，３，……｝を入力する。また、移動
平均手段２５において、ｍ段シフトレジスタ２１ｂは、
データ系列Ｓ_n｛ｎ＝０，１，２，……｝を入力する。
次に、重み付け手段２２ａ、２２ｂは、ｋ（１≦ｋ≦
ｍ）段目のシフトレジスタ内のデータ系列（Ｃ_k，Ｓ_k）
に対して、重み付け値Ｗ _kを乗算し、乗算して得られた
結果（Ｗ_k×Ｃ_k，Ｗ_k×Ｓ_k）を加算手段２３ａ、２３ｂ
へ出力する。

【００１２】重み付け値は、Ｗ₁からＷ_(m+1)/2にかけて
増加し、Ｗ_(m+1)/2からＷ_mにかけて減少するような値、
例えば、Ｗ_k＝α^-L（Ｌ＝｜ｋ−（ｍ＋１）／２｜）と
する。従って、α＝０．７、ｍ＝５の場合は、各重み付
け係数の値は、Ｗ₁＝０．７^{| 1-(5+1)/2|}＝０．７^|-2|＝
０．４９、Ｗ₂＝０．７^|2-(5+1)/2|＝０．７^|-1|＝０．
７０、Ｗ₃＝０．７^|3-(5+1)/2|＝０．７^|0|＝１．０
０、Ｗ₄＝^|1|＝０．７０、Ｗ₅＝^|-2|＝０．４９とな
る。また、同様にして、α＝０．９の場合は、Ｗ₁＝
０．８１、Ｗ₂＝０．９０、Ｗ₃＝１．００、Ｗ₄＝０．
９０、Ｗ₅＝０．８１となる。

【００１３】この従来のキャリア位相推定装置とキャリ
ア位相推定装置を用いた復調器においては、α（α≦
１）がキャリア再生用フィルタの帯域を決定するパラメ
ータとなる。αを大きくすると、重み付け値が大きくな
るため、キャリア再生用のフィルタの帯域を狭めること
になる。一方、αを小さくすると、重み付け値が小さく
なるため、キャリア再生用フィルタの帯域を広くするこ
とになる。

【００１４】次に、図１２に示した加算手段２３ａは、
重み付け手段２２ａから出力されるＷ₁×Ｃ₁からＷ_m×
Ｃ_mまでの全てのデータを加算し、加算して得られたデ
ータＷＣ_n＝Σ_n=1 ^m（Ｗ_n×Ｃ_n）をキャリア位相算出手
段２４へ出力する。また、加算手段２３ｂは、重み付け
手段２２ｂから出力されるＷ₁×Ｓ₁からＷ_m×Ｓ_mまでの
全てのデータを加算し、加算して得られたＷＳ_n＝Σ_n=1
^m（Ｗ_n×Ｓ_n）をキャリア位相算出手段へ出力する。以
上の処理によって、データ（ＷＣ_n，ＷＳ_n）が移動平均
手段２５からキャリア位相算出手段２４へ出力される。

【００１５】次に、図１２に示したキャリア位相算出手
段２４は、データ（ＷＣ_n，ＷＳ_n）を入力し、その逆正
接値を値「４」で除算した値、即ち、θＣ_n＝（１／４
×ｔａｎ^-1（ＷＳ_n／ＷＣ_n）＋π／４）ｍｏｄ２πをキ
ャリア位相推定値として出力する。

【００１６】このようにして、キャリア位相推定手段２
が出力したキャリア位相推定値θＣ _nは、ｎ−（（ｍ＋
１）／２）シンボル分だけ前の時刻におけるキャリアの
位相であるため、図１１に示したデータ遅延手段３は、
ディジタル複素ベースバンドデータ（Ｉ_n，Ｑ_n）｛ｎ＝
０，１，２，３，……｝を（ｍ＋１）／２シンボル分だ
け遅延させ、ディジタル複素ベースバンドの遅延データ
（Ｉ_j，Ｑ_j）（ｊ＝ｎ−（ｍ＋１）／２）を作成して出
力する。

【００１７】次に、図１２に示したデータ判定手段４
は、キャリア位相推定値θＣ_nから（θＣ_n＋ｋπ／２）
ｍｏｄ２π（ｋ∈｛０，１，２，３｝）の４本の判定軸
を生成し、生成した各判定軸に基づいて複素ベースバン
ドの遅延データ（Ｉ_j，Ｑ_j）を判定し、判定したデータ
を復調データとして出力する。

【００１８】例えば、差動符号化されたデータ系列を、
図１４（ａ）に示した送信側マッピングによってＱＰＳ
Ｋ変調する復調器においては、図１４（ｂ）に示した受
信側キャリア位相推定値θＣ_nとデータ系列（Ｉ_j，
Ｑ_j）とが得られた場合（図１４（ｂ）において太線で
示した部分に相当する）、θＣ_nが示す軸と図１４
（ｂ）において点線３つが示す軸の合計４つの判定軸に
よって、差動復号前のデータは（０，１）と判定され
る。図１２に示したデータ判定手段４は、差動符号化さ
れたデータ系列に対しては、判定後のデータを差動復号
して復調データを求める。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】上記のように、従来の
キャリア位相推定装置およびそのキャリア位相推定装置
を用いた復調器においては、キャリア再生用のフィルタ
帯域は、αの値によって決定され、αの値でキャリア位
相の安定性、追随性が異なる。即ち、αを大きくすると
キャリア位相の安定性が向上し、ガウス雑音伝送路にお
けるＢＥＲ特性が向上するが、キャリア位相の追随性は
低下するため、信号電力の落込みや急激なキャリア位相
変動が生じ得るようなフェージング伝送路においては、
ＢＥＲ特性は低下する。一方、αを小さくするとキャリ
ア位相の追随性が向上し、このようなフェージング伝送
路におけるＢＥＲ特性が向上するが、キャリア位相の安
定性は低下するため、ガウス雑音伝送路におけるＢＥＲ
特性は劣化する。

【００２０】即ち、従来のキャリア位相推定装置とキャ
リア位相推定装置を用いた復調器では、ガウス雑音伝送
路とフェージング伝送路との両方において、良好なＢＥ
Ｒ特性を実現するためには、フィルタ帯域を決定する重
み付け係数の値を何らかの方法で切替えない限り不可能
であった。

【００２１】また、従来のキャリア位相推定装置とキャ
リア位相推定装置を用いた復調器では、重み付け手段２
２ａ、２２ｂにおける重み付け処理や、統計処理による
伝送路推定などのために、多くの回路規模を必要とし
た。

【００２２】本発明は、上記のような問題点を解決する
ためになされたもので、シフトレジスタなど簡単なディ
ジタル回路で構成が可能なキャリア再生用のフィルタの
出力値に基いて、非線形処理によって無変調成分に変換
された受信データ系列からフェージングによる信号電力
の落ち込みや急激な位相変動を短時間で高精度に検出
し、検出した信号を用いてキャリア再生用のフィルタの
帯域を、検出時には広く、それ以外の時は狭く制御する
ことによって、小さな回路規模でガウス雑音伝送路とフ
ェージング伝送路の両方において、良好なＢＥＲ特性を
実現する復調器を提供することを目的とする。また、演
算処理をマイクロプロセッサなどで実現する場合には、
演算処理方法を工夫することによって、処理の高速化を
図ることを目的とする。

【００２３】

【課題を解決するための手段】２^N（Ｎ＝１，２，３，
……）値位相変調された受信ベースバンドデータを非線
形変換して変調成分を除去したｍ（ｍ＝１，２，３，…
…）シンボル分の無変調複素データを出力する非線形処
理手段と、上記無変調複素データの移動平均値を求め、
求めた移動平均値を第１の移動平均値として出力する第
１の移動平均手段と、上記無変調複素データの内で過去
のｒ（１≦ｒ≦ｍ）シンボル分のデータを用いて上記第
１の移動平均手段の帯域を制御するフィルタ帯域算出手
段と、上記第１の移動平均値が示すベクトル角を求め、
求めたベクトル角を２^Nで除算することによりキャリア
位相値を求め、求めたキャリア位相値をキャリア位相推
定値として出力するキャリア位相算出手段とを備えたこ
とを特徴とする。

【００２４】本発明に係る第２のキャリア位相推定装置
は、上記フィルタ帯域算出手段には、上記過去のｒシン
ボル分の無変調複素データの加算値または平均値を求
め、求めた加算値または平均値を第２の移動平均値とし
て出力する第２の移動平均手段と、上記第２の移動平均
値が示すベクトルの長さを求め、求めたベクトルの長さ
をベクトル長として出力するベクトル長算出手段と、上
記ベクトル長が短い場合には、上記第１の移動平均手段
の帯域を広げ、上記ベクトル長が長い場合には、上記第
１の移動平均手段の帯域を狭めた帯域制御信号を出力す
るフィルタ帯域決定手段とを備えたことを特徴とする。

【００２５】本発明に係る第３のキャリア位相推定装置
は、上記フィルタ帯域算出手段には、上記過去のｒシン
ボル分の無変調複素データの加算値または平均値を求
め、求めた加算値または平均値を第２の移動平均値とし
て出力する第２の移動平均手段と、上記第２の移動平均
値が示すベクトル角の位相変化量を求め、求めた位相変
化量をベクトル位相変化量として出力するベクトル位相
変化量算出手段と、上記ベクトル位相変化量が大きい場
合には、上記第１の移動平均手段の帯域を広げ、上記ベ
クトル位相変化量が小さい場合には、上記第１の移動平
均手段の帯域を狭めた帯域制御信号を出力するフィルタ
帯域決定手段とを備えたことを特徴とする。

【００２６】本発明に係る第４のキャリア位相推定装置
は、上記フィルタ帯域算出手段には、上記過去のｒシン
ボル分の無変調複素データの加算値または平均値を求
め、求めた加算値または平均値を第２の移動平均値とし
て出力する第２の移動平均手段と、上記第２の移動平均
値が示すベクトルの長さを算出し、算出したベクトルの
長さをベクトル長として出力するベクトル長算出手段
と、上記第２の移動平均値が示すベクトル角の位相変化
量を求め、求めた位相変化量をベクトル位相変化量とし
て出力するベクトル位相変化量算出手段と、上記ベクト
ル長が小さいかまたは上記ベクトル位相変化量が大きい
場合には、上記第１の移動平均手段の帯域を広げ、上記
ベクトル長が大きくかつ上記ベクトル長が小さい場合に
は、上記第１の移動平均手段の帯域を狭めた帯域制御信
号を出力するフィルタ帯域決定手段とを備えたことを特
徴とする。

【００２７】本発明に係る第５のキャリア位相推定装置
は、上記第１の移動平均手段には、上記無変調複素デー
タを過去の上記ｍシンボル分だけ蓄積するｍ段シフトレ
ジスタと、上記フィルタ帯域算出手段から出力され、上
記第１の移動手段の帯域を制御する帯域制御信号に基づ
いて、蓄積された上記ｍシンボル分の無変調複素データ
の内で過去のｍ／２シンボル目の上記無変調複素データ
を中心としたｆ（１≦ｆ≦ｍ）シンボル分のデータをキ
ャリア位相推定用データとして出力するデータ出力制御
手段と、上記キャリア位相推定用データの加算値または
平均値を求め、求めた加算値または平均値を上記第１の
移動平均値として出力する加算手段とを備えたことを特
徴とする。

【００２８】本発明に係る第６のキャリア位相推定装置
は、上記ベクトル位相変化量算出手段が、上記第２の移
動平均値が示すベクトル角の所定のｙ（ｙ＝１，２，
３，……）シンボル分の差分値を求め、求めたｙシンボ
ル分の差分値をベクトル位相変化量として出力すること
を特徴とする。

【００２９】本発明に係る第７のキャリア位相推定装置
は、上記ベクトル位相変化量算出手段が、上記第２の移
動平均値が示すベクトル角の１シンボル差分値から、所
定のｙシンボル差分値の計ｙ個の差分情報の内でｚ（１
≦ｚ≦ｙ）個分の平均値をベクトル位相変化量として出
力することを特徴とする。

【００３０】本発明に係る第８のキャリア位相推定装置
は、上記ベクトル位相変化量算出手段が、上記第２の移
動平均値の同相成分をｙシンボル分差分した後に絶対値
変換したデータと、上記第２の移動平均値の直交成分を
ｙシンボル分差分した後に絶対値変換したデータとを加
算し、加算して得られた結果をベクトル位相変化量とし
て出力することを特徴とする。

【００３１】本発明に係る第９のキャリア位相推定装置
は、上記非線形処理手段が、上記２^N値位相変調された
受信ベースバンド信号の位相情報だけを用い、上記位相
情報を非線形変換して変調成分を除去した無変調複素デ
ータを出力することを特徴とする。

【００３２】本発明に係る第１のキャリア位相推定装置
を用いた復調器は、２^N（Ｎ＝１，２，３，…）値位相
変調がなされた受信ＩＦ信号を準同期検波して受信ベー
スバンド信号に変換する準同期検波手段と、上記２^N値
位相変調された受信ベースバンド信号を非線形変換して
変調成分を除去した無変調複素データを出力する非線形
処理手段と、上記無変調複素データの移動平均値を求
め、求めた移動平均値を第１の移動平均値として出力す
る第１の移動平均手段と、上記第１の移動平均値が示す
ベクトル角を求め、求めたベクトル角を２^Nで除算する
ことによりキャリア位相値を求め、求めたキャリア位相
値をキャリア位相推定値として出力するキャリア位相算
出手段と、上記無変調複素データの内で過去のｒシンボ
ル分のデータを用いて上記第１の移動平均手段の帯域を
制御するフィルタ帯域算出手段と、上記準同期検波手段
から出力される受信ベースバンド信号を遅延させるデー
タ遅延手段と、上記キャリア位相推定手段が出力した上
記キャリア位相推定値を用いて上記遅延された受信ベー
スバンド信号を判定し、判定されたデータを差動復号し
て復調データを得るデータ判定手段とを備えたことを特
徴とする。

【００３３】本発明に係る第２のキャリア位相推定装置
を用いた復調器は、上記準同期検波手段には、上記２^N
値位相変調がなされた受信ＩＦ信号を一定振幅に増幅す
るリミタと、上記リミタによって一定振幅にされた受信
ＩＦ信号の位相を検出し、検出した受信ＩＦ信号の位相
を受信ベースバンド位相信号として出力する位相検出手
段とを備え、上記非線形処理手段は、上記２^N値位相変
調された受信ベースバンド信号の位相情報を非線形変換
して変調成分を除去した無変調複素データを出力し、上
記データ遅延手段は、上記位相検出手段から出力される
受信ベースバンド信号の位相データを遅延させ、上記デ
ータ判定手段は、上記遅延された受信ベースバンド信号
の位相データを上記キャリア位相推定手段の出力である
上記キャリア位相推定値を用いて判定し、判定されたデ
ータを差動復号して復調データを得ることを備えたこと
を特徴とする。

【００３４】本発明に係る第３のキャリア位相推定装置
を用いた復調器は、上記準同期検波手段が、上記２^N値
位相変調がなされた受信ＩＦ信号を準同期検波して受信
ベースバンドデータに変換し、上記データ判定手段が、
上記遅延された受信ベースバンドデータを上記キャリア
位相推定手段の出力である上記キャリア位相推定値を用
いて判定し、判定されたデータを判定データとして出力
し、上記判定データに対して、位相不確定性によって生
じ得る２^N通りのユニークワードパターンで相関を求
め、ユニークワード検出時において、２^N個のユニーク
ワードパターンの内、どのユニークワードパターンによ
って検出したかを示す位相不確定性除去信号を出力する
ユニークワード検出手段と、上記位相不確定性除去信号
を用いて上記判定データを補正して位相不確定性を除去
し、位相不確定性が除去されたデータを復調データとし
て出力するデータ補正手段とを備えたことを特徴とす
る。

【００３５】

【実施の形態】実施の形態１．本発明に係る実施の形態
１によるキャリア位相推定装置とキャリア位相推定装置
を用いた復調器では、復調器は差動符号化ＱＰＳＫ（Ｄ
ＱＰＳＫ）変調されたバースト信号の振幅情報を用いて
キャリア位相を推定し、同期検波と差動復号によってデ
ータを復調する。以下、図を用いて本発明に係る実施の
形態１によるキャリア位相推定装置を用いた復調器を説
明する。

【００３６】図１は、本発明に係る実施の形態１による
キャリア位相推定装置を用いた復調器の構成を示す構成
図である。図１において、２ａは準同期検波手段１が出
力したディジタル複素ベースバンドデータを入力してキ
ャリア位相を算出し、算出したキャリア位相をキャリア
位相推定値として出力するキャリア位相推定手段、５は
ｍ段シフトレジスタ２１ａ、２１ｂに入力されたデータ
系列からフェージング、シャドウイングなどによる受信
信号電力の落込みや急激なキャリア位相変動の有無を検
出し、その検出結果情報に基づいてキャリア位相推定用
のフィルタ帯域を決定するフィルタ帯域値（ＦＷ）を出
力するフィルタ帯域算出手段、２２ｃ、２２ｄはフィル
タ帯域算出手段５が出力したキャリア位相推定用のフィ
ルタ帯域を決定するフィルタ帯域値（ＦＷ）に応じてシ
フトレジスタ２１ａ、２１ｂから加算手段２３ａ、２３
ｂに出力するデータを選択するデータ出力制御手段、２
５ａはｍ段シフトレジスタ２１ａ、２１ｂ、データ出力
制御手段２２ｃ、２２ｄ、加算手段２３ａ、２３ｂから
構成され、非線形処理手段２０が出力した変調成分を除
去したデータ系列がシフトレジスタ２１ａ、２１ｂへ入
力されると、データ出力を制御するデータ出力制御手段
２２ｃ、２２ｄは、フィルタ帯域算出手段５が出力した
フィルタ帯域値に基いて、シフトレジスタ２１ａ、２１
ｂに入力されたデータの中からデータを選択して加算手
段２３ａ、２３ｂに出力し、加算手段２３ａ、２３ｂは
データ出力制御手段が出力したデータを加算し、加算し
た加算値を移動平均値として出力する第１の移動平均手
段、２４ａは加算手段２３ａ、２３ｂが出力したデータ
を座標変換してキャリア位相推定値を算出して出力する
キャリア位相算出手段である。なお、上記説明では、上
記加算値をそのまま上記移動平均値として用いたが、上
記加算値を加算したデータの数で除算した値を上記移動
平均値として用いても良い。

【００３７】また、図２は、本発明に係る実施の形態１
によるキャリア位相推定装置を用いた復調器におけるフ
ィルタ帯域算出手段５の構成を示す構成図である。図２
において、５０ａはｍ段シフトレジスタ２１ａから出力
されるＣ₁からＣ_rまでの全てのデータを加算し、加算値
ΣＣ_n＝Σ_n=1 ^rＣ_nを出力するＣ_n移動平均手段、５０ｂ
はｍ段シフトレジスタ２１ｂから出力されるＳ₁からＳ_r
までの全てのデータを加算し、加算値ΣＳ_n＝Σ_n=1 ^rＳ_n
を出力するＳ_n移動平均手段、５１ａは（ｍ−ｒ）段の
レジスタで構成され、上記加算値ΣＣ_nを入力するシフ
トレジスタ、５１ｂは（ｍ−ｒ）段のレジスタで構成さ
れ、上記加算値ΣＳ_nを入力するシフトレジスタ、５２
はシフトレジスタ５１ａ、５１ｂ内のデータの一部また
は全てを入力し、ベクトル位置変化量ＶＤを求めるベク
トル位相変化量算出手段、５３は各シフトレジスタ５１
ａ、５１ｂの段数が奇数の場合は（ｍ−ｒ）／２段目に
入力されているデータから、各シフトレジスタ５１ａ、
５１ｂの段数が偶数の場合は（ｍ−ｒ＋１）／２段目に
入力されているデータから、それぞれ、ベクトル長ＶＬ
を求めて出力するベクトル長算出手段、５４は上記ベク
トル長ＶＬと上記ベクトル位相変化量ＶＤからキャリア
位相推定手段２ａのフィルタ帯域値を決定するフィルタ
帯域決定手段である。なお、Ｃ_n移動平均手段５０ａ、
Ｓ_n移動平均手段５０ｂは、第２の移動平均手段の１実
施の形態であり、Ｃ_n移動平均手段５０ａとＳ_n移動平均
手段５０ｂをあわせたものが第２の移動平均手段に対応
する。

【００３８】なお、図１、図２において、図１１に示し
た従来のキャリア位相推定装置を用いた復調器と同じ構
成要素には同一符号を付して説明を省略する。

【００３９】次に、本発明に係る実施の形態１によるキ
ャリア位相推定装置を用いた復調器の動作について説明
する。上記従来のキャリア位相推定装置を用いた復調器
と同様に、準同期検波手段１によって同期検波された複
素ベースバンド信号は、キャリア位相推定手段２ａとデ
ータ遅延手段３に入力される。キャリア位相推定手段２
ａにおける非線形処理手段２０は、上記従来のキャリア
位相推定装置を用いた復調器と同様に、４逓倍または逆
変調によって変調成分が除去される。変調成分除去後の
データ系列（Ｃ _n，Ｓ_n）（ｎ＝０，１，２，３，……）
は、第１の移動平均手段２５ａにおけるｍ段シフトレジ
スタ２１ａ，２１ｂにそれぞれ入力される。

【００４０】フィルタ帯域算出手段５は、ｍ段シフトレ
ジスタ２１ａ、２１ｂに入力されている１段目からｍ段
目までのデータ（Ｃ₁〜Ｃ_m，Ｓ₁〜Ｓ_m）の内、それぞ
れ、１段目からｒ段目までのデータ（Ｃ₁〜Ｃ_r，Ｓ₁〜
Ｓ_r）（１≦ｒ≦ｍ）を入力とする。フィルタ帯域算出
手段５は、これらのデータからフェージング、シャドウ
イングなどによる受信信号電力の落込みや、急激なキャ
リア位相変動の有無を検出し、その検出結果情報に基づ
いて、キャリア位相推定用のフィルタ帯域を決定する値
であるフィルタ帯域値ＦＷを出力する。フィルタ帯域値
ＦＷ（１≦ＦＷ≦ｍ）は、ｍ段シフトレジスタ２１ａ、
２１ｂに入力されているデータの内、何個のデータをキ
ャリア位相推定に用いるかを示す値である。

【００４１】従って、データ出力制御手段２２ｄは、フ
ィルタ帯域値ＦＷの値に応じてＣ₁〜Ｃ_mのデータの内、
以下のデータだけを加算手段２３ａに入力する。 ＦＷ＝１の場合、Ｃ_m/2。 ＦＷ＝２の場合、Ｃ_m/2とＣ_m/2+1。 ＦＷ＝３の場合、Ｃ_m/2-1〜Ｃ_m/2+1。 ＦＷ＝４の場合、Ｃ_m/2-1〜Ｃ_m/2+2。 ＦＷ＝５の場合、Ｃ_m/2-2〜Ｃ_m/2+2。 ： ： ＦＷ＝ｍ−１の場合、Ｃ₂〜Ｃ_m。 ＦＷ＝ｍの場合、Ｃ₁〜Ｃ_m。 同様に、データ出力制御手段２２ｃは、フィルタ帯域値
ＦＷの値に応じてＳ₁〜Ｓ_mのデータの内、以下のデータ
だけを加算手段２３ｂに入力する。 ＦＷ＝１の場合、Ｓ_m/2。 ＦＷ＝２の場合、Ｓ_m/2とＳ_m/2+1。 ＦＷ＝３の場合、Ｓ_m/2-1〜Ｓ_m/2+1。 ＦＷ＝４の場合、Ｓ_m/2-1〜Ｓ_m/2+2。 ＦＷ＝５の場合、Ｓ_m/2-2〜Ｓ_m/2+2。 ： ： ＦＷ＝ｍ−１の場合、Ｓ₂〜Ｓ_m。 ＦＷ＝ｍの場合、Ｓ₁〜Ｓ_m。 なお、各データ出力制御手段２２ｃ、２２ｄは、エクス
クルーシブ・オア（以降、ＸＯＲと略記する）素子で構
成することができる。

【００４２】 次に、加算手段２３ａは、データ出力制御
手段２２ｄから出力されるデータを全て加算し、加算後
のデータをＡＣ_nとして出力する。同様にして、加算手
段２３ｂは、データ出力制御手段２２ｃから出力される
データを全て加算し、加算後のデータをＡＳ_nとして出
力する。次に、キャリア位相算出手段２４ａでは、第１
の移動平均手段２５ａから出力されたデータ（ＡＣ_n，
ＡＳ_n）を入力し、キャリア位相推定値θＣ_n＝（１／４
×ｔａｎ^-1（ＡＳ_n／ＡＣ_n）＋π／４）ｍｏｄ２πを求
めて出力する。

【００４３】以降の処理は、上記従来のキャリア位相推
定装置を用いた復調器と同様である。データ判定手段４
は、データ遅延手段３で（ｍ＋１）／２シンボル分だけ
遅延された複素ベースバンドデータを、キャリア位相推
定値θＣ_nを用いて判定し、復調データを出力する。

【００４４】次に、図２を用いて、本発明に係る実施の
形態１によるキャリア位相推定装置を用いた復調器のフ
ィルタ帯域算出手段５の動作について説明する。フィル
タ帯域算出手段５では、フェージング伝送路における信
号電力の落込みや、キャリア位相の急激な変動を加算値
（ΣＣ_n，ΣＳ_n）が示すベクトル長とベクトル角の変動
量を用いて検出し、検出時にだけキャリア位相推定手段
２ａにおけるキャリア再生用フィルタ帯域を広げ、キャ
リア位相追随特性をあげる。

【００４５】フィルタ帯域算出手段５において、Ｃｎ移
動平均手段５０ａは、Ｃ₁からＣ_rまでの全てのデータを
加算して、加算値ΣＣ_nとして出力する。また、Ｓｎ移
動平均手段５０ｂは、Ｓ₁からＳ_rまでのデータ全てを加
算して、加算値ΣＳ_nとして出力する。加算値ΣＣ_nは、
Ｃ₁からＣ_rまでの全てのデータを加算し、ｒで除算した
平均値を移動平均値として出力してもよい。また、加算
値ΣＳ_nは、Ｓ₁からＳ_rまでのデータ全てを加算し、ｒ
で除算した平均値を移動平均値として出力してもよい。

【００４６】これらの加算値（ΣＣ_n，ΣＳ_n）が示すベ
クトルの振舞いを静止時などのガウス雑音伝送路や移動
時などのフェージング伝送路においてモニタしてみる。
ガウス雑音伝送路では、受信信号電力の落込みや、急激
なキャリア位相変動がないため、加算値（ΣＣ_n，Σ
Ｓ_n）が示すベクトルは、例えば、図３に示すように、
ある一点を中心に、ほぼ図中点線で示した円内で揺ら
ぐ。この円は、信号電力対雑音電力比（以降、Ｓ／Ｎと
略記する）が小さくなるに従って大きくなる。また、Ｓ
／Ｎが小さくなるに従って加算値（ΣＣ_n，ΣＳ_n）が示
すベクトル長は平均的に短くなっていく。加算値（ΣＣ
_n，ΣＳ_n）が示すベクトル角において、Ｓ／Ｎが低くな
るに従って分散は拡大するが、その平均値は一定であ
る。

【００４７】一方、フェージング伝送路では、受信電力
とキャリア位相は常に変動しており、受信信号電力の落
込み時には、キャリア位相変動は急激に生じ（以降、こ
の状態を「状態Ａ」と略記する）、受信信号電力が高い
ときには、キャリア位相変動は緩慢となる（以降、この
状態を「状態Ｂ」と略記する）。図４は、例えば、フェ
ージング伝送路における加算値（ΣＣ_n，ΣＳ_n）が示す
ベクトルの様子を「状態Ａ」と「状態Ｂ」を含めて示し
た動作説明図である。各点はデータ系列（ΣＣ_n，Σ
Ｓ_n）を示しており、図４中の番号は、ｎ＝１，２，
３，……ｎに相当する。

【００４８】図４に示すように、加算値（ΣＣ_n，Σ
Ｓ_n）が示すベクトルの変動は、受信信号の変動と連動
して様々な状態をとる。上記状態Ａでは、ベクトルの長
さは非常に小さくなり、かつ、ベクトル角の変動量は大
きくなる。一方、上記状態Ｂでは、ベクトルの長さは大
きくなり、かつ、ベクトル角の変動量は小さくなる。

【００４９】加算値（ΣＣ_n，ΣＳ_n）が示すベクトル長
と、ベクトル角の変動量を求めるため、まず、ΣＣ_nを
（ｍ−ｒ）段のレジスタで構成されるシフトレジスタ５
１ａに、ΣＳ_nを（ｍ−ｒ）段のレジスタで構成される
シフトレジスタ５１ｂに、それぞれ入力する。

【００５０】各シフトレジスタ５１ａ，５１ｂの段数が
偶数の場合は、Ｘ＝（ｍ−ｒ）／２段目に入力されてい
るデータ（ΣＣ_(m-r)/2，ΣＳ_(m-r)/2）を（ＣＶ，Ｓ
Ｖ）として、ベクトル長算出手段５３に入力する。ま
た、各シフトレジスタ５１ａ、５１ｂの段数が奇数の場
合は、Ｘ＝（ｍ−ｒ＋１）／２段目に入力されているデ
ータ（ΣＣ_(m-r+1)/2，ΣＳ_(m-r+1)/2）を（ＣＶ，Ｓ
Ｖ）として、ベクトル長算出手段５３に入力する。

【００５１】ベクトル長算出手段５３は、データ（Ｃ
Ｖ，ＳＶ）からベクトル長 ＶＬ＝（ＣＶ²＋ＳＶ²）^1/2 （１） を求めて出力する。また、ベクトル位相変化量算出手段
５２は、シフトレジスタ５１ａ、５１ｂ内のデータの一
部または全てを入力し、ベクトルの位相変化量ＶＤを以
下のようにして求める。

【００５２】各シフトレジスタ５１ａ、５１ｂの段数が
偶数の場合は、ベクトル位相変化量ＶＤは、Ｘ＝（ｍ−
ｒ）／２段目に入力されているデータ（ΣＣ_(m-r)/2，
ΣＳ_{( m-r)/2}）の前後の差分量で求める。例えば、ＶＤ
は、（２ａ）式に示す７シンボル分の差分によって求め
ることができる。また、各シフトレジスタ５１ａ、５１
ｂの段数が奇数の場合は、（ｍ−ｒ＋１）／２段目に入
力されているデータ（ΣＣ_(m-r+1)/2，ΣＳ_(m-r+1)/2）
を中心としたベクトル位相変化量ＶＤは、例えば、（２
ｂ）式で求めることができる。但し、θ_X＝ｔａｎ
^-1（ΣＳ_X／ΣＣ_X）である。 ＶＤ＝ｍｉｎ｛｜θ_(m-r)/2+3−θ_(m-r)/2-3｜，２π−｜θ_(m-r)/2+3−θ_{( m-r)/2-3} ｜｝／７ （２ａ） ＶＤ＝ｍｉｎ｛｜θ_(m-r+1)/2+3−θ_(m-r+1)/2-3｜，２π−｜θ_{(m-r+1)/2+ 3} −θ_(m-r+1)/2-3｝／７ （２ｂ）

【００５３】上記ベクトル位相変化量ＶＤは、７シンボ
ル分の差分に限る必要はなく、ｙ（＝１，２，３，…
…）シンボル分の差分でも良い。ｙシンボル分を差分し
た場合のＶＤをＶＤ_yとすると、ＶＤ_yは、 （ａ）各シフトレジスタ５１ａ、５１ｂの段数が偶数で、ｙが奇数の場合は、 ＶＤ_y＝ｍｉｎ｛｜θ_{(m-r)/2+(y-1)/2}−θ_{(m-r)/2-(y-1)/2}｜，２π−｜θ_{( m-r)/2+(y-1)/2} −θ_{(m-r)/2-(y-1)/2}｜｝／ｙ （３ａ） （ｂ）各シフトレジスタ５１ａ、５１ｂの段数が奇数で、ｙが奇数の場合は、 ＶＤ_y＝ｍｉｎ｛｜θ_{(m-r+1)/2+(y-1)/2}−θ_{(m-r+1)/2-(y-1)/2}｜，２π− ｜θ_{(m-r+1)/2+(y-1)/2}−θ_{(m-r+1)/2-(y-1)/2}｜｝／ｙ （３ｂ） （ｃ）各シフトレジスタ５１ａ、５１ｂの段数が偶数で、ｙが偶数の場合は、 ＶＤ_y＝ｍｉｎ｛｜θ_(m-r)/2+y/2−θ_{(m-r)/2-y/2-1}｜，２π−｜θ_{(m-r)/2 +y/2} −θ_{(m-r)/2-y/2-1}｜｝／ｙ （３ｃ） （ｄ）各シフトレジスタ５１ａ、５１ｂの段数が奇数で、ｙが偶数の場合は、 ＶＤ_y＝ｍｉｎ｛｜θ_{(m-r+1)/2+y/2}−θ_{(m-r+1)/2-y/2-1}｜，２π−｜θ_{(m- r+1)/2+y/2} −θ_{(m-r+1)/2-y/2-1}｜｝／ｙ （３ｄ） によってそれぞれ求めることができる。また、ベクトル
位相の変化量を正確に求めるため、幾つかのＶＤ_y（ｙ
＝１，２，３，……）の平均値をベクトル位相変化量Ｖ
Ｄとしてもよい。例えば、 ＶＤ＝（ＶＤ₃＋ＶＤ₅＋ＶＤ₇＋ＶＤ₉）／４ （４） としてもよい。

【００５４】フィルタ帯域決定手段５４は、ベクトル長
ＶＬとベクトル位相変化量ＶＤから、キャリア位相推定
手段２ａのフィルタ帯域値を以下に示すような基準で決
定する。本発明に係る本実施の形態１によるキャリア位
相推定装置を用いた復調器においては、キャリア再生に
用いるシフトレジスタ２１ａ，２１ｂ内のデータ数であ
るフィルタ帯域値ＦＷを出力する。フィルタ帯域決定手
段５４は、ＶＬが小さい場合やＶＤが大きい場合には、
フェージングによる受信信号電力の落込みやキャリア位
相の急激な変化が生じていると判定し、再生キャリアの
位相追随性を高めるために、キャリア位置推定用のフィ
ルタ帯域を決定するフィルタ帯域値ＦＷを小さな値に制
御する。一方、ＶＬが大きい場合やＶＤが小さい場合に
は、フィルタ帯域決定手段５４は受信信号電力が高くて
キャリア位相も安定していると判断し、再生キャリアの
位相を高安定化するために、フィルタ帯域値ＦＷを大き
な値に制御する。フィルタ帯域決定手段５４は、ＶＬま
たはＶＤの情報の内、一方だけを用いてフィルタ帯域値
ＦＷを決定してもよい。ＶＬの情報だけを用いる場合、
フィルタ帯域決定手段５４はＶＬが大きい場合はフィル
タ帯域値ＦＷを大きな値に制御し、ＶＬが小さい場合は
フィルタ帯域値ＦＷを小さな値に制御する。また、ＶＤ
の情報だけを用いる場合、フィルタ帯域決定手段５４は
ＶＤが小さい場合はフィルタ帯域値ＦＷを大きな値に制
御し、ＶＤが大きい場合はフィルタ帯域値ＦＷを小さな
値に制御する。但し、ＶＬ、ＶＤの情報の内、一方だけ
を用いてフィルタ帯域値ＦＷを決定する場合は、フェー
ジングによる受信電力の落込みや急激なキャリア位相変
動を検出する精度が多少劣化する。

【００５５】上記のように、本実施の形態１によるキャ
リア移相推定方法を用いた復調器は、受信信号の状態
（信号電力の落込みやキャリア位相の急激な変化の有
無）を非線形処理によって無変調信号に変換された過去
ｒ個分のデータの加算値または平均値（移動平均値）を
用いて検出し、その検出信号に応じてキャリア位相推定
に用いるデータ数であるフィルタ帯域値ＦＷを決定する
ために、以下の効果を奏する。また、回路規模は大きく
なるが、データ出力制御手段２２ｃ、２２ｄの替りに、
上記従来の技術で示した従来のキャリア位相推定装置を
用いた復調器における重み付け手段２２ａ、２２ｂを用
い、データ数であるフィルタ帯域値ＦＷの大きさに比例
してαを制御しても同様に下記の効果（ア）〜（オ）を
得ることができる。 （ア）受信信号電力の落込み時や急激なキャリア位相変
動時だけにキャリア再生用フィルタの帯域を広げるた
め、ガウス雑音伝送路における良好なＢＥＲ特性と、フ
ェージング伝送路における良好なＢＥＲ特性の両立を実
現することができる。 （イ）無変調信号に変換されたｒ個の受信データ系列の
加算値または平均値（移動平均値）を用いて、受信信号
の状態（受信信号電力の落込みや急激なキャリア位相変
動）を検出するため、小さな回路規模で受信信号の状態
を短時間で高精度に把握することができる。 （ウ）受信信号電力の落込み時や急激なキャリア位相変
動時においては、自動的にキャリア位相推定用のフィル
タ帯域を広げ（本実施の形態１においては、フィルタ帯
域値ＦＷを小さくして）、受信信号の入力が安定してい
るときは自動的にキャリア位相推定用のフィルタの帯域
を狭めて（本実施の形態１においては、フィルタ帯域値
ＦＷを大きくして）キャリア位相推定を行なうので、シ
ャドウイング復帰時（ビルの影等によって信号が遮断さ
れ、キャリア位相同期が外れた状態から再び信号を受信
する状態）における迅速なキャリア位相の再引込みと再
引込み後のキャリア位相の高安定化とを図ることができ
る。同様にして、バースト的に到来する信号（バースト
信号）の到来時刻を特定できない状態で受信する（バー
スト信号捕捉）場合には、本発明に係る本実施の形態１
によるキャリア位相推定装置を用いた復調器を連続動作
させることにより、バースト信号に対する迅速なキャリ
ア位相引込みと引込み後のキャリア位相の高安定化とを
図ることができる。図５に、本実施の形態１によるシャ
ドウイング復帰時のキャリア位相推定動作の動作例を示
す。また、図６に、本実施の形態１によるバースト信号
捕捉時のキャリア位相推定動作の動作例を示す。 （エ）従来のキャリア位相推定装置を用いた復調器の重
み付け手段２２ａ、２２ｂにおける乗算処理の替りに簡
単なＸＯＲ素子で構成可能なデータ出力制御手段２２
ｃ、２２ｄを用いてフィルタ帯域を変えるため、データ
出力制御手段２２ｃ、２２ｄの回路規模を小さくするこ
とができる。 （オ）ＡＦＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｆｒｅｑｕｅｎｃ
ｙ Ｃｏｎｔｒｏｌ）によるキャリア周波数偏差除去が
不十分である場合でも、ＶＤは大きく、ＶＬは小さくな
り、フィルタ帯域値ＦＷは小さな値に制御されるので、
遅延検波時のＢＥＲ特性を満たすことができる。尚、上
記従来の技術において示した従来のキャリア位相推定装
置を用いれば、キャリア周波数偏差によってＢＥＲ特性
は大きく劣化する。

【００５６】本発明に係る本実施の形態１によるキャリ
ア位相推定装置を用いた復調器においては、ＤＱＰＳＫ
変調方式を用いる場合を示したが、差動符号化とＢＰＳ
Ｋ（ＤＢＰＳＫ）変調（２値位相変調）方式とを併用し
て用いるなど、差動符号化された２^N（Ｎ＝１，２，
３，……）値位相変調方式を用いるならばどのような方
式を用いて良い。この場合の変更点は、以下の通りであ
る。 （Ａ）非線形変換手段２０における逓倍処理を４逓倍か
ら２^N逓倍とする。 （Ｂ）キャリア位相算出手段２４ａにおけるキャリア位
相の算出をθＣ_n＝（１／４×ｔａｎ^-1 （ΣＳ_n／Σ
Ｃ_n）＋４／）ｍｏｄ２からθＣ_n＝１／２^N×ｔａｎ^-1
（ΣＳ_n／ΣＣ_n）＋π／２^N）ｍｏｄ２πにする。 （Ｃ）データ判定手段４におけるデータ判定を（θＣ_n
＋ｋπ／２）ｍｏｄ２π（ｋ∈｛０，１，２，３｝）の
計４本の判定軸を用いた判定から（θＣ_n＋ｋ×２π／
２^N）ｍｏｄ２π（ｋ∈｛０，１，２，…，２^N−１｝）
の計２^N本の判定軸を用いた判定とする。

【００５７】実施の形態２．本発明に係る実施の形態２
によるキャリア位相推定装置とキャリア位相推定装置を
用いた復調器は、上記実施の形態１によるキャリア移相
推定方法とキャリア位相推定装置を用いた復調器と同様
の効果を更に復調器の回路規模や消費電力を低減しなが
ら実現するものである。また、演算処理をマイクロプロ
セッサなどで実現する場合には、処理の高速化を図るも
のである。本発明に係る本実施の形態２によるキャリア
位相推定装置を用いた復調器は、ＰＤＣやＰＨＳなどで
広く普及しているπ／４シフトＱＰＳＫ変調がなされた
受信信号の位相情報のみを用いてキャリア位相を推定
し、同期検波と差動復号とによってデータを復調する。

【００５８】次に、本発明に係る実施の形態２によるキ
ャリア位相推定装置とキャリア位相推定装置を用いた復
調器を図について説明する。図７は、本発明の実施の形
態２によるキャリア位相推定装置を用いた復調器の構成
を示す構成図である。図７において、６は受信ＩＦ信号
を一定幅に増幅するリミタ、７はリミタ６で一定幅に増
幅された受信ＩＦ信号を受信ＩＦ信号と同一周波数のロ
ーカル信号の位相と比較し、この比較結果をベースバン
ド位相データとして出力する位相検出手段、８は位相検
出手段７が出力したベースバンド位相データに対して１
シンボル毎に−π／４だけ位相を回転し、１シンボル毎
に位相シフトされる位相データ系列を出力する−π／４
位相回転手段、９はキャリア位相算出手段２４ａが出力
したキャリア位相推定値に対して１シンボル毎にπ／４
だけ位相を回転するπ／４位相回転手段、２０ａは−π
／４位相回転手段８が出力した１シンボル毎に位相シフ
トされた位相データ系列に対して変調成分を除去する非
線形処理手段、２ｂは位相検出手段７が出力したベース
バンド位相データを入力してキャリア位相を算出し、算
出したキャリア位相をキャリア位相推定値として出力す
るキャリア位相推定手段、３ａはベースバンド位相デー
タを遅延させ、ベースバンド位相遅延データとして出力
する位相データ遅延手段、４ａはπ／４位相回転手段９
でπ／４の位相回転が施されたキャリア位相推定値から
判定軸を生成し、生成した判定軸に基づいてベースバン
ド位相データを判定して復調データを出力するデータ判
定手段、５ａはｍ段シフトレジスタ２１ａ、２１ｂに入
力されたデータの内でｒ段目までのデータからキャリア
位相推定用フィルタの帯域を決定する値を求めて出力す
るフィルタ帯域算出手段、２４ａは第１の移動平均手段
２５ａが出力したデータを座標変換し、キャリア位相推
定値を算出して出力するキャリア位相算出手段である。
また、図８は、本発明の実施の形態２によるキャリア位
相推定装置を用いた復調器のフィルタ帯域算出手段５ａ
の構成を示す。図８中、５２ａは加減算によってベクト
ル位相の変位量を求めるベクトル位相変化量算出手段で
ある。なお、図７、図８において、上記従来の技術およ
び上記実施の形態１に示したキャリア位相推定装置を用
いた復調器と同じ構成要素には同一符号を付して説明を
省略する。

【００５９】次に、本発明の実施の形態２によるキャリ
ア位相推定装置とキャリア位相推定装置を用いた復調器
の動作について説明する。受信信号の振幅情報を用いる
上記従来の技術および上記実施の形態１に示したキャリ
ア位相推定装置を用いた復調器は、信号振幅がフェージ
ングなどによって大きく変動することによって、Ａ／Ｄ
変換器の有効ビット数の範囲を超えてしまうことを防ぐ
ため、復調器前段にＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａ
ｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）線形増幅器を必要とする。この
ＡＧＣ線形増幅器やＡ／Ｄ変換器は、回路規模や消費電
力が共に大きいため、本発明に係る本実施の形態２によ
るキャリア位相推定装置を用いた復調器では、リミタ６
を復調器前段に有する構成とし、ＡＧＣ線形増幅器やＡ
／Ｄ変換器を不要とする。リミタ６へ入力される受信Ｉ
Ｆ信号の振幅は、全て一定値に増幅された矩形信号にな
るため、振幅情報が失われる。そこで、本発明に係る実
施の形態２によるキャリア位相推定装置を用いた復調器
では、受信信号の位相情報だけを用いてデータを復調す
る。

【００６０】一定振幅に増幅された受信ＩＦ信号は、位
相検出手段７で受信ＩＦ信号と同一周波数のローカル信
号と位相が比較される。位相検出手段７は、この比較結
果をベースバンド位相データθ_n（ｎ＝０，１，２，
３，……）として出力する。位相検出方法としては、例
えば、文献「ディジタル周波数変換を行なう差動ＰＳＫ
ディジタル遅延検波方式」（１９９３年電子情報通信学
会春季大会、Ｂ−３０９、佐野、小島、三宅、藤野）に
記載されている位相検出方法を用いればよい。位相検出
手段７から出力されるベースバンド位相データθ_nは、
キャリア位相推定手段２ｂと位相データ遅延手段３ａに
入力される。

【００６１】本実施の形態２において、π／４シフトＱ
ＰＳＫ変調信号を受信した場合を想定しているため、キ
ャリア位相推定手段２ｂ内の−π／４位相回転手段８に
おいて、ベースバンド位相データθ_nに対して１シンボ
ル毎に（−π／４）［ｒａｄ］の位相回転を与える
（（５）式）。 Ｐ_n＝（θ_n−π×ｎ／４）ｍｏｄ２π（ｎ＝０，１，２，３，……） （ ５） 上記により、１シンボル毎に｛±π／４，±３π／４｝
位相シフトされるθ_nが１シンボル毎に｛０，±π／
２，π｝位相シフトされる位相データ系列Ｐ_nに変換さ
れる。

【００６２】非線形処理手段２０ａでは、Ｐ_nに対して
変調成分を除去する。変調成分を除去する方法は、例え
ば、以下に示す位相の４逓倍を行い、変調成分を除去す
る。 Ｐ４_n＝（４×Ｐ_n）ｍｏｄ２π （６） そして、非線形処理手段２０ａは、４逓倍された位相デ
ータＰ４_nから、（Ｃ_n，Ｓ_n）＝（ｃｏｓ（Ｐ４_n），ｓ
ｉｎ（Ｐ４_n））を出力する。

【００６３】変調成分除去後のデータ（Ｃ_n，Ｓ_n）は、
実施の形態１と同様に、第１の移動平均手段２５ａ内の
ｍ段シフトレジスタ２１ａ、２１ｂにそれぞれ入力され
る。これ以降のキャリア位相推定手段２ｂにおける動作
は、上記実施の形態１と同じであり、キャリア位相推定
手段２ｂにおけるデータ出力制御手段２２ｃ、２２ｄ、
加算手段２３ａ、２３ｂ、キャリア位相算出手段２４ａ
によって、キャリア位相推定値θＣ_nを出力する。フィ
ルタ帯域算出手段５ａは、実施の形態１と同様に、ｍ段
シフトレジスタ２１ａ、２１ｂに入力されているデータ
（Ｃ₁〜Ｃ_m，Ｓ₁〜Ｓ_m）の内、それぞれ１〜ｒ段目まで
のデータ（Ｃ₁〜Ｃ_r，Ｓ₁〜Ｓ_r）から、キャリア位相推
定用のフィルタ帯域を決定するフィルタ帯域値ＦＷを求
め、出力する。フィルタ帯域算出手段５ａの動作におい
て上記実施の形態１とは異なる点は、ベクトル位相変化
量算出手段５２ａにおける動作だけである。

【００６４】ベクトル位相変化量算出手段５２ａは、実
施の形態１のベクトル位相変化量算出手段５２において
用いたｔａｎ^-1処理は演算量（手数）が多い。そこで、
演算量（手数）が少なくて済む演算処理演算方法によっ
て（ΣＣ_n，ΣＳ_n）が示すベクトル位相の変動量ＶＤを
求めるものである。図９は、上記実施の形態２における
ベクトル位相変動量ＶＤの算出例を示したものである。
図９に示す２つのベクトル、（ΣＣ₃，ΣＳ₃）と（ΣＣ
₇，ΣＳ₇）の位相変化量を求める場合、実施の形態１で
は図９に示すΔθをＶＤとしていた。本実施の形態２で
は、ベクトル位相変動量ＶＤを、例えば、点（ΣＣ₃，
ΣＳ₃）と点（ΣＣ₇，ΣＳ₇）との距離とする。図９に
示した例では、 ＶＤ＝（Ａ²＋Ｂ²）^1/2 （７ａ） となる。または、更に演算量を削減するために、 ＶＤ＝Ａ＋Ｂ （７ｂ） としても良い。この場合は、１回の加算だけでベクトル
位相変動量ＶＤを求めることができる。以降、（７ｂ）
式に基づくＶＤの算出方法の詳細について説明する。

【００６５】ベクトル位相変化量算出手段５２ａは、ｙ
（ｙ＝１，２，３，……）シンボル分差分をした場合の
ＶＤをＶＤ_yとすると、ＶＤ_yは、 （ａ）各シフトレジスタ５１ａ、５１ｂの段数が偶数で、ｙが奇数の場合は、 ＶＤ_y＝｜ΣＣ_{(m-r)/2+(y-1)/2}−ΣＣ_{(m-r)/2-(y-1)/2}｜＋｜ΣＳ_{(m-r) /2+ (y-1) /2} −ΣＳ_{(m-r) /2-(y-1) /2}｜ （８ａ） （ｂ）各シフトレジスタ５１ａ、５１ｂの段数が奇数で、ｙが奇数の場合は、 ＶＤ_y＝｜ΣＣ_{(m-r+1)/2+(y-1)/2}−ΣＣ_{(m-r+1)/2-(y-1)/2}｜＋｜ΣＳ_{(m-r+ 1)/2+(y-1)/2} −ΣＳ_{(m-r+1)/2-(y-1)/2}｜ （８ｂ） （ｃ）各シフトレジスタ５１ａ、５１ｂの段数が偶数で、ｙが偶数の場合は、 ＶＤ_y＝｜ΣＣ_(m-r)/2+y/2−ΣＣ_{(m-r)/2-y/2-1}｜＋｜ΣＳ_(m-r)/2+y/2−Σ Ｓ_{(m-r)/2-y/2-1}｜ （８ｃ） （ｄ）各シフトレジスタ５１ａ、５１ｂの段数が奇数で、ｙが偶数の場合は、 ＶＤ_y＝｜ΣＣ_{(m-r+1)/2+y/2}−ΣＣ_{(m-r+1)/2-y/2-1}｜＋｜ΣＳ_{(m-r+1)/2+y /2} −ΣＳ_{(m-r+1)/2-y/2-1}｜ （８ｄ） によって、それぞれ求めることができる。また、実施の
形態１と同様、ベクトル位相の変化量を正確に求めるた
めに、幾つかのＶＤ_y（ｙ＝１，２，３，……）の平均
値をベクトル位相変化量ＶＤとしてもよい。例えば、 ＶＤ＝（ＶＤ₃＋ＶＤ₅＋ＶＤ₇＋ＶＤ₉）／４ （９） としても良い。この場合は、３回の加算と２ビットのシ
フト演算だけでベクトル位相変化量ＶＤを求めることが
できる。

【００６６】上記のようにして、算出されたＶＤとベク
トル長算出手段５３から出力されるＶＬとを用いて、フ
ィルタ帯域算出手段５ａはフィルタ帯域値ＦＷを実施の
形態１と同様に出力する。π／４位相回転手段９は、キ
ャリア位相算出手段２４ａから出力されるキャリア位相
推定値θＣ_nに、１シンボル毎にπ／４シフトの位相回
転を与える（（１０）式）。 θＳ_n＝（θＣ_n＋ｎπ／４）ｍｏｄ２π（ｎ＝０，１，２，……） （１ ０） 位相データ遅延手段３ａでは、ベースバンド位相データ
θ_n｛ｎ＝０，１，２，３，……｝を（ｍ＋１）／２シ
ンボル分遅延させ、ベースバンド位相遅延データθ
_j（ｊ＝ｎ−（ｍ＋１）／２）として出力する。

【００６７】データ判定手段４ａは、π／４シフト位相
回転が施されたキャリア位相推定値θＳ_nから（θＳ_n＋
ｋπ／２）ｍｏｄ２π（ｋ∈｛０，１，２，３｝）の計
４本の判定軸を生成し、生成した判定軸を基にベースバ
ンド位相データθ_jを判定し、復調データを出力する。
図１０は、本発明に係る実施の形態２によるキャリア位
相推定装置を用いた復調器の動作を説明するための動作
説明図である。例えば、図１０（ａ）に示すように、送
信データが（０，０）ならばπ／４だけ，送信データが
（０，１）ならば３π／４だけ，送信データが（１，
１）ならば−３π／４だけ，送信データが（１，０）な
らば−π／４だけ、それぞれ位相をシフトするπ／４シ
フトＱＰＳＫ変調するシステムにおいて、図１０（ｂ）
に示すθＳ_nとθ_jが得られた場合、θＳ_nが示す軸と点
線３つとが示す軸の計４つの判定軸により、差動復号前
のデータは（０，１）と判定される。更に、データ判定
手段４ａは、これら判定後のデータを差動復号して復調
データを求める。

【００６８】このように、本発明に係る本実施の形態２
によるキャリア位相推定装置を用いた復調器は、上記実
施の形態１に記載の（ア）乃至（オ）の効果に加え、以
下の効果を奏する。 （カ）本発明に係る本実施の形態２によるキャリア位相
推定手段を用いた復調器は、位相情報だけを用いて実現
することができるので、回路規模と消費電力とが共に大
きいＡＧＣ増幅器やＡ／Ｄ変換器が不要であって、リミ
タ（増幅器）を復調器の前段に備えた簡易な構成として
小型化および低消費電力化を図ることができる。 （キ）ベクトル位相変化量ＶＤの演算量（手数）低減す
ることができるので、本発明に係る実施の形態１による
キャリア位相推定装置を用いた復調器と比較してベクト
ル位相変化量算出手段５２ａの回路規模を更に低減する
ことができる。また、上記演算処理をマイクロプロセッ
サなどで実現する場合には、処理の高速化を図ることが
できる。

【００６９】本発明の本実施の形態２によるキャリア位
相推定装置を用いた増幅器においては、ＶＬとＶＤの両
方を用いてフィルタ帯域値ＦＷを求めているが、ＶＬか
ＶＤの何れか一方からフィルタ帯域値ＦＷを求めても良
い。また、π／４シフトＱＰＳＫ変調方式を用いる場合
を示したが、−π／４位相回転手段８とπ／４位相回転
手段９を除去してＰ_n＝θ_n、θＳ_n＝θＣ_nとするだけ
で、容易に差動符号化とＱＰＳＫ（ＤＱＰＳＫ）変調方
式とを併用した方式にも対応することができる。更に、
差動符号化とＢＰＳＫ（ＤＢＰＳＫ）（２値位相変調）
方式を併用した方式など差動符号化された２^N（Ｎ＝
１，２，３，……）値位相変調方式ならばどのような方
式にも対応することが可能である。この場合の変更点
は、−π／４位相回転手段８とπ／４位相回転手段９と
を除去してＰ_n＝θ_n、θＳ_n＝θＣ_nとすることと上記実
施の形態１に記載した変更点の（Ａ）乃至（Ｃ）とであ
る。

【００７０】実施の形態３．本発明に係る実施の形態３
によるキャリア位相推定装置とキャリア位相推定装置を
用いた復号器は、上記実施の形態１に示したキャリア位
相推定装置とキャリア位相推定装置を用いた復号器と同
様の効果を、差動符号化を行ない絶対同期検波によって
実現する。ＱＰＳＫ変調信号を復調する場合を例に、本
発明の実施の形態３によるキャリア位相推定装置を用い
た復調器の動作について説明する。図１１は、本発明に
係る実施の形態３によるキャリア位相推定手段を用いた
復調器の構成を示す構成図である。図１１中、１０は上
記キャリア位相推定値を用いてデータを判定した場合に
取り得るユニークワード（以降、ＵＷと略記する）パタ
ーンを予め用意し、データ判定手段４ａからの判定デー
タと各ＵＷパターンとの相関を求め、ＵＷパターン受信
時に最も大きい相関を示すＵＷパターンを検出してその
情報を出力するＵＷ検出手段、１１はＵＷ検出手段１０
から出力される情報を用いてデータ判定手段４から出力
されるデータを補正し、補正後のデータを復調データと
して出力するデータ補正手段である。なお、図１１にお
いて、上記従来の技術および上記実施の形態１、２と同
じ構成要素には同一符号を付して説明を省略する。

【００７１】次に、本発明に係る実施の形態３による位
相推定方法を用いた復調器の動作について説明する。実
施の形態３の動作が実施の形態１の動作と異なる点は、
データ判定手段４から出力されるデータを更にＵＷ検出
手段１０、データ補正手段１１によって位相不確定性を
除去する点である。キャリア位相推定手段２ａの出力で
あるキャリア位相推定値θＣ_nは、（θＣ_n＋ｋπ／２）
ｍｏｄ２π（ｋ＝０，１，２，３）の計４つの値を取り
得る、位相不確定性を有するが、実施の形態１で示した
差動符号化とＱＰＳＫ変調方式や、上記実施の形態２で
示したπ／４シフトＱＰＳＫ変調方式では、差動復号処
理によってこの位相不確定性を除去してきた。本実施の
形態３では、差動符号化を行なわないＱＰＳＫ変調方式
を用いるシステムを想定し、ＵＷ検出情報を基にキャリ
ア位相の不確定性を除去するものである。次に、本発明
に係る実施の形態３によるキャリア位相推定装置を用い
た復調器の動作について説明する。本発明に係る本実施
の形態３によるキャリア位相推定装置を用いた復調器
は、データにユニークワードなど既知シンボルが挿入さ
れているようなシステムに有効なものである。

【００７２】ＵＷ検出手段１０では、（θＣ_n＋ｋπ／
２）ｍｏｄ２π（ｋ＝０，１，２，３）のキャリア位相
推定値でそれぞれデータを判定した場合にとり得る４つ
のＵＷパターン（ＵＷ₀〜ＵＷ₃）をあらかじめ用意し、
データ判定手段４ａからの判定データと各ＵＷパターン
との相関値を求めていく。そして、ＵＷパターン受信時
において最も大きい相関値を示すＵＷ_k（ｋ＝０，１，
２，３）を検出し、その番号ｋ（ｋ＝｛０，１，２，
３｝）を示す情報を出力する。データ補正手段１１で
は、ＵＷ検出手段１０から出力されるｋの情報を用い
て、データ判定手段４から出力されるデータを補正し、
補正後のデータを復調データとして出力する。

【００７３】上記のように、本発明に係る本実施の形態
３によるキャリア位相推定装置を用いた復調器は、上記
実施の形態１において示した（ア）乃至（オ）の効果に
加えて更に以下の効果を奏する。 （ク）本発明に係る本実施の形態３によるキャリア位相
推定装置を用いた復調器は、ＵＷ検出情報を用いてキャ
リア位相の不確定性を除去するので、差動符号化を行な
わないＱＰＳＫ変調方式に適用することができる。

【００７４】本発明に係る本実施の形態３によるキャリ
ア位相推定装置を用いた復調器は、ＶＬとＶＤの両方を
用いてフィルタ帯域値ＦＷを求めているが、ＶＬかＶＤ
の何れか一方からフィルタ帯域値ＦＷを求めても良い。
また、変調方式として、ＱＰＳＫ変調方式を用いる場合
を示したが、ＢＰＳＫ（２値位相変調）方式など２
^N（Ｎ＝１，２，３，…）値位相変調方式ならばどのよ
うな方式を用いても良い。その場合の変更点は、実施の
形態１において示した（Ａ）乃至（Ｃ）の変更内容と同
様である。

【００７５】

【発明の効果】本発明に係る第１のキャリア位相推定装
置によれば、無変調信号に変換されたｒ個の受信データ
系列の加算値または平均値（移動平均値）を用いて受信
信号電力の落込みや急激なキャリア位相変動などの受信
信号の状態を検出するので、小さな回路規模によって短
時間で高精度に信号の状態を把握することができる。

【００７６】また、本発明に係る第２乃至第４のキャリ
ア位相推定装置によれば、上記第１のキャリア位相推定
装置の効果に加えて、更に、次の効果がある。即ち、受
信信号電力の落込み時や急激なキャリア位相変動時だけ
にキャリア再生用フィルタの帯域を広げるので、ガウス
雑音伝送路とフェージング伝送路とにおいて良好なＢＥ
Ｒ特性を両立させることができる。

【００７７】また、本発明に係る第５のキャリア位相推
定装置によれば、上記第１のキャリア位相推定装置の効
果に加えて、更に、次の効果がある。即ち、簡単なＸＯ
Ｒ素子で構成可能なデータ出力制御手段を用いてフィル
タ帯域を替えるため、回路規模を小さくできる。

【００７８】また、本発明に係る第６、第７のキャリア
位相推定装置によれば、上記第３、第４のキャリア位相
推定装置の効果に加えて、更に、次の効果がある。即
ち、ｙシンボル差分値またはｙシンボル差分値の内のｚ
個分をベクトル位相変化量として用いるので、位相変化
量を精度良く求めることができる。

【００７９】また、本発明に係る第８のキャリア位相推
定装置によれば、上記第３、第４のキャリア位相推定装
置の効果に加えて、更に、以下の効果がある。即ち、本
発明に係る第８のキャリア位相推定装置は、ベクトル位
相変化量の演算を演算量（手数）を低減した処理方法で
実現するので、上記第１のキャリア位相推定装置を用い
た復調器と比較して更に回路規模を低減することができ
る。また、上記演算処理をマイクロプロセッサなどで実
現する場合には、処理の高速化を図ることができる。

【００８０】また、本発明に係る第９のキャリア位相推
定装置によれば、上記第１のキャリア位相推定装置の効
果に加えて、更に、以下の効果がある。即ち、本発明に
係る第９のキャリア位相推定装置は、位相情報だけを用
いるので、ＡＧＣ増幅器やＡ／Ｄ変換器を不要とし、回
路規模を低減することができる。

【００８１】また、本発明に係る第１のキャリア位相推
定装置を用いた復調器によれば、受信信号電力の落込み
時や急激なキャリア位相変動時だけにキャリア再生用フ
ィルタの帯域を広げるので、ガウス雑音伝送路とフェー
ジング伝送路とにおいて良好なＢＥＲ特性を両立させる
ことができる。

【００８２】また、本発明に係る第２のキャリア位相推
定装置を用いた復調器によれば、上記第１のキャリア位
相推定装置を用いた復調器の効果に加えて、更に、以下
の効果がある。即ち、本発明に係る第２のキャリア位相
推定装置を用いた復調器は、位相情報だけを用いるの
で、回路規模と消費電力とが共に大きいＡＧＣ増幅器や
Ａ／Ｄ変換器が不要となり、リミタ（増幅器）を復調器
前段に備えた簡易な構成として小型化および低消費電力
化を図ることができる。

【００８３】また、本発明に係る第３のキャリア位相推
定装置を用いた復調器によれば、上記第１のキャリア位
相推定装置を用いた復調器の効果に加えて、更に、以下
の効果がある。即ち、本発明に係る第３のキャリア位相
推定装置を用いた復調器は、ＵＷ検出情報を用いてキャ
リア位相の不確定性を除去するため、差動符号化を行わ
ないＱＰＳＫ変調方式に適用することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明に係る実施の形態１によるキャリア位
相推定装置を用いた復調器の構成を示す構成図である。

【図２】 本発明に係る実施の形態１によるキャリア位
相推定装置を用いた復調器のフィルタ帯域算出手段の構
成を示す構成図である。

【図３】 本発明に係る実施の形態１によるキャリア位
相推定装置を用いた復調器の動作を説明するための動作
説明図である。

【図４】 本発明に係る実施の形態１によるキャリア位
相推定装置を用いた復調器の動作を説明するための動作
説明図である。

【図５】 本発明に係る実施の形態１によるキャリア位
相推定装置を用いた復調器の動作を説明するための動作
説明図である。

【図６】 本発明に係る実施の形態１によるキャリア位
相推定装置を用いた復調器の動作を説明するための動作
説明図である。

【図７】 本発明に係る実施の形態２によるキャリア位
相推定装置を用いた復調器の構成を示す構成図である。

【図８】 本発明に係る実施の形態２によるキャリア位
相推定装置を用いた復調器のフィルタ帯域算出手段の構
成を示す構成図である。

【図９】 本発明に係る実施の形態２によるキャリア位
相推定装置を用いた復調器の動作を説明するための動作
説明図である。

【図１０】 本発明に係る実施の形態２によるキャリア
位相推定装置を用いた復調器の動作を説明するための動
作説明図である。

【図１１】 本発明に係る実施の形態３によるキャリア
位相推定装置を用いた復調器の構成を示す構成図であ
る。

【図１２】 従来のキャリア位相推定装置を用いた復調
器の構成を示す構成図である。

【図１３】 従来のキャリア位相推定装置を用いた復調
器の準同期検波手段の構成を示す構成図である。

【図１４】 従来のキャリア位相推定装置を用いた復調
器の動作を説明するための動作説明図である。

【符号の説明】

１ 準同期検波手段 ２ａ、２ｂ キャリア位相推定手段 ３ データ遅延手段 ４、４ａ データ判定手段 ５、５ａ フィルタ帯域判定手段 ６ リミタ ７ 位相検出手段 ８ −π／４位相回転手段 ９ π／４位相回転手段 １０ ＵＷ検出手段 １１ データ補正手段 ２０、２０ａ 非線形処理手段 ２１ａ、２１ｂ ｍ段シフトレジスタ ２２ｃ、２２ｄ データ出力制御手段 ２３ａ、２３ｂ 加算手段 ２４、２４ａ キャリア位相算出手段 ２５ａ 移動平均手段 ５０ａ Ｃ_n移動平均手段 ５０ｂ Ｓ_n移動平均手段 ５１ａ、５１ｂ シフトレジスタ ５２、５２ａ ベクトル位相変化量算出手段 ５３ ベクトル長算出手段 ５４ フィルタ帯域決定手段

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04L 27/227

Claims (12)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】２^N（Ｎ＝１，２，３，……）値位相変調
   された受信ベースバンドデータを非線形変換して変調成
   分を除去したｍ（ｍ＝１，２，３，……）シンボル分の
   無変調複素データを出力する非線形処理手段と、 上記無変調複素データの加算値または平均値を求め、求
   めた加算値または平均値を第１の移動平均値として出力
   する第１の移動平均手段と、 上記無変調複素データの内で過去のｒ（１≦ｒ≦ｍ）シ
   ンボル分のデータを用いて上記第１の移動平均手段の帯
   域を制御するフィルタ帯域算出手段と、 上記第１の移動平均値が示すベクトル角を求め、求めた
   ベクトル角を２^Nで除算することによりキャリア位相値
   を求め、求めたキャリア位相値をキャリア位相推定値と
   して出力するキャリア位相算出手段とを備えたことを特
   徴とするキャリア位相推定装置。
2. 【請求項２】上記フィルタ帯域算出手段は、 上記過去のｒシンボル分の無変調複素データの加算値ま
   たは平均値を求め、求めた加算値または平均値を第２の
   移動平均値として出力する第２の移動平均手段と、 上記第２の移動平均値が示すベクトルの長さを求め、求
   めたベクトルの長さをベクトル長として出力するベクト
   ル長算出手段と、 上記ベクトル長が短い場合には、上記第１の移動平均手
   段の帯域を広げ、上記ベクトル長が長い場合には、上記
   第１の移動平均手段の帯域を狭めた帯域制御信号を出力
   するフィルタ帯域決定手段とを備えたことを特徴とする
   請求項１に記載のキャリア位相推定装置。
3. 【請求項３】上記フィルタ帯域算出手段は、 上記過去のｒシンボル分の無変調複素データの加算値ま
   たは平均値を求め、求めた加算値または平均値を第２の
   移動平均値として出力する第２の移動平均手段と、 上記第２の移動平均値が示すベクトル角の位相変化量を
   求め、求めた位相変化量をベクトル位相変化量として出
   力するベクトル位相変化量算出手段と、 上記ベクトル位相変化量が大きい場合には、上記第１の
   移動平均手段の帯域を広げ、上記ベクトル位相変化量が
   小さい場合には、上記第１の移動平均手段の帯域を狭め
   た帯域制御信号を出力するフィルタ帯域決定手段とを備
   えたことを特徴とする請求項１に記載のキャリア位相推
   定装置。
4. 【請求項４】上記フィルタ帯域算出手段は、 上記過去のｒシンボル分の無変調複素データの加算値ま
   たは平均値を求め、求めた加算値または平均値を第２の
   移動平均値として出力する第２の移動平均手段と、 上記第２の移動平均値が示すベクトルの長さを算出し、
   算出したベクトルの長さをベクトル長として出力するベ
   クトル長算出手段と、 上記第２の移動平均値が示すベクトル角の位相変化量を
   求め、求めた位相変化量をベクトル位相変化量として出
   力するベクトル位相変化量算出手段と、 上記ベクトル長が小さいかまたは上記ベクトル位相変化
   量が大きい場合には、上記第１の移動平均手段の帯域を
   広げ、上記ベクトル長が大きくかつ上記ベクトル長が小
   さい場合には、上記第１の移動平均手段の帯域を狭めた
   帯域制御信号を出力するフィルタ帯域決定手段とを備え
   たことを特徴とする請求項１に記載のキャリア位相推定
   装置。
5. 【請求項５】上記第１の移動平均手段は、 上記無変調複素データを過去の上記ｍシンボル分だけ蓄
   積するｍ段シフトレジスタと、 上記フィルタ帯域算出手段から出力され、上記第１の移
   動平均手段の帯域を制御する帯域制御信号に基づいて、
   蓄積された上記ｍシンボル分の無変調複素データの内で
   過去のｍ／２シンボル目の上記無変調複素データを中心
   としたｆ（１≦ｆ≦ｍ）シンボル分のデータをキャリア
   位相推定用データとして出力するデータ出力制御手段
   と、 上記キャリア位相推定用データの加算値または平均値を
   求め、求めた加算値または平均値を上記第１の移動平均
   値として出力する加算手段とを備えたことを特徴とする
   請求項１に記載のキャリア位相推定装置。
6. 【請求項６】上記ベクトル位相変化量算出手段は、 上記第２の移動平均値が示すベクトル角の所定のｙ（ｙ
   ＝１，２，３，……）シンボル分の差分値を求め、求め
   たｙシンボル分の差分値をベクトル位相変化量として出
   力することを特徴とする請求項３または請求項４に記載
   のキャリア位相推定装置。
7. 【請求項７】上記ベクトル位相変化量算出手段は、 上記第２の移動平均値が示すベクトル角の１シンボル差
   分値から、所定のｙシンボル差分値の計ｙ個の差分情報
   の内でｚ（１≦ｚ≦ｙ）個分の平均値をベクトル位相変
   化量として出力することを特徴とする請求項３または請
   求項４記載のキャリア位相推定装置。
8. 【請求項８】上記ベクトル位相変化量算出手段は、 上記第２の移動平均値の同相成分をｙシンボル分差分し
   た後に絶対値変換したデータと、上記第２の移動平均値
   の直交成分をｙシンボル分差分した後に絶対値変換した
   データとを加算し、加算して得られた結果をベクトル位
   相変化量として出力することを特徴とする請求項３また
   は請求項４記載のキャリア位相推定装置。
9. 【請求項９】上記非線形処理手段は、上記２^N値位相変
   調された受信ベースバンド信号の位相情報だけを用い、
   上記位相情報を非線形変換して変調成分を除去した無変
   調複素データを出力することを特徴とする請求項１記載
   のキャリア位相推定装置。
10. 【請求項１０】２^N（Ｎ＝１，２，３，…）値位相変調
    がなされた受信ＩＦ信号を準同期検波して受信ベースバ
    ンド信号に変換する準同期検波手段と、 上記２^N値位相変調された受信ベースバンド信号を非線
    形変換して変調成分を除去した無変調複素データを出力
    する非線形処理手段と、 上記無変調複素データの加算値または平均値を求め、求
    めた加算値または平均値を第１の移動平均値として出力
    する第１の移動平均手段と、 上記第１の移動平均値が示すベクトル角を求め、求めた
    ベクトル角を２^Nで除算することによりキャリア位相値
    を求め、求めたキャリア位相値をキャリア位相推定値と
    して出力するキャリア位相算出手段と、 上記無変調複素データの内で過去のｒシンボル分のデー
    タを用いて上記第１の移動平均手段の帯域を制御するフ
    ィルタ帯域算出手段と、 上記準同期検波手段から出力される受信ベースバンド信
    号を遅延させるデータ遅延手段と、 上記キャリア位相推定手段が出力した上記キャリア位相
    推定値を用いて上記遅延された受信ベースバンド信号を
    判定し、判定されたデータを差動復号して復調データを
    得るデータ判定手段とを備えたことを特徴とするキャリ
    ア位相推定装置を用いた復調器。
11. 【請求項１１】上記準同期検波手段は、 上記２^N値位相変調がなされた受信ＩＦ信号を一定振幅
    に増幅するリミタと、 上記リミタによって一定振幅にされた受信ＩＦ信号の位
    相を検出し、検出した受信ＩＦ信号の位相を受信ベース
    バンド位相信号として出力する位相検出手段とを備え、 上記非線形処理手段は、上記２^N値位相変調された受信
    ベースバンド信号の位相情報を非線形変換して変調成分
    を除去した無変調複素データを出力し、 上記データ遅延手段は、上記位相検出手段から出力され
    る受信ベースバンド信号の位相データを遅延させ、 上記データ判定手段は、上記遅延された受信ベースバン
    ド信号の位相データを上記キャリア位相推定手段の出力
    である上記キャリア位相推定値を用いて判定し、判定さ
    れたデータを差動復号して復調データを得ることを特徴
    とする請求項１０に記載のキャリア位相推定装置を用い
    た復調器。
12. 【請求項１２】上記準同期検波手段は、上記２^N値位相
    変調がなされた受信ＩＦ信号を準同期検波して受信ベー
    スバンドデータに変換し、 上記データ判定手段は、上記遅延された受信ベースバン
    ドデータを上記キャリア位相推定手段の出力である上記
    キャリア位相推定値を用いて判定し、判定されたデータ
    を判定データとして出力し、 上記判定データに対して、位相不確定性によって生じ得
    る２^N通りのユニークワードパターンで相関を求め、ユ
    ニークワード検出時において、２^N個のユニークワード
    パターンの内、どのユニークワードパターンによって検
    出したかを示す位相不確定性除去信号を出力するユニー
    クワード検出手段と、 上記位相不確定性除去信号を用いて上記判定データを補
    正して位相不確定性を除去し、位相不確定性が除去され
    たデータを復調データとして出力するデータ補正手段と
    を備えたことを特徴とする請求項１０に記載のキャリア
    位相推定装置を用いた復調器。