JPH11331291A - 自動利得制御方法および自動利得制御を備えた復調装置 - Google Patents
自動利得制御方法および自動利得制御を備えた復調装置Info
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- JPH11331291A JPH11331291A JP10138921A JP13892198A JPH11331291A JP H11331291 A JPH11331291 A JP H11331291A JP 10138921 A JP10138921 A JP 10138921A JP 13892198 A JP13892198 A JP 13892198A JP H11331291 A JPH11331291 A JP H11331291A
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- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
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- H04L27/3809—Amplitude regulation arrangements
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- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
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- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
- H04L2027/0053—Closed loops
- H04L2027/0057—Closed loops quadrature phase
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
- H04L2027/0063—Elements of loops
- H04L2027/0067—Phase error detectors
Abstract
(57)【要約】
【課題】 高精度な自動利得制御によるＩ信号、Ｑ信号
の振幅誤差を抑圧を行って、２次元信号間距離の短い多
値の変調方式を用いた場合にも、より誤り率特性が悪化
しないようにする。 【解決手段】 自動利得制御および複素乗算を通過した
Ｉ信号、Ｑ信号に対する正規の信号点位置からの正負の
誤差信号および位相誤差信号を生成する。次に、位相誤
差信号をｓｉｎ，ｃｏｓ回転角信号に変換し、このｓｉ
ｎ，ｃｏｓ回転角信号に基づいて、複素乗算におけるＩ
信号、Ｑ信号における搬送波の周波数成分を除去する。
さらに正負の誤差信号およびｓｉｎ，ｃｏｓ回転角信号
に基づいた閉ループ自動利得制御によってＩ信号、Ｑ信
号の振幅誤差を抑圧して出力する。
の振幅誤差を抑圧を行って、２次元信号間距離の短い多
値の変調方式を用いた場合にも、より誤り率特性が悪化
しないようにする。 【解決手段】 自動利得制御および複素乗算を通過した
Ｉ信号、Ｑ信号に対する正規の信号点位置からの正負の
誤差信号および位相誤差信号を生成する。次に、位相誤
差信号をｓｉｎ，ｃｏｓ回転角信号に変換し、このｓｉ
ｎ，ｃｏｓ回転角信号に基づいて、複素乗算におけるＩ
信号、Ｑ信号における搬送波の周波数成分を除去する。
さらに正負の誤差信号およびｓｉｎ，ｃｏｓ回転角信号
に基づいた閉ループ自動利得制御によってＩ信号、Ｑ信
号の振幅誤差を抑圧して出力する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、デジタル無線通
信システムにおける復調部などに設けられて自動利得制
御（ＡＧＣ）を行う自動利得制御復調方法および自動利
得制御復調装置に関し、詳しくは、周波数オフセット制
御用の角度信号および誤差信号を用いて自動利得制御を
行う自動利得制御方法および自動利得制御を備えた復調
装置に関する。
信システムにおける復調部などに設けられて自動利得制
御（ＡＧＣ）を行う自動利得制御復調方法および自動利
得制御復調装置に関し、詳しくは、周波数オフセット制
御用の角度信号および誤差信号を用いて自動利得制御を
行う自動利得制御方法および自動利得制御を備えた復調
装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、デジタル無線通信システムの復調
部には、自動利得制御回路が設けられている。
部には、自動利得制御回路が設けられている。
【０００３】図１１は従来のＡＧＣ回路を備える復調部
の構成を示したブロック図である。
の構成を示したブロック図である。
【０００４】この復調部は、乗算器１，２と、Ａ／Ｄ変
換器３，４と、発振器５と、複素乗算器６と、位相検出
器７と、ローパスフィルタＬＰＦ８と、数値制御発振器
９と、開ループ制御による自動利得制御を行うＡＧＣ回
路１１，１２と、π／２移相器１３とを有している。
換器３，４と、発振器５と、複素乗算器６と、位相検出
器７と、ローパスフィルタＬＰＦ８と、数値制御発振器
９と、開ループ制御による自動利得制御を行うＡＧＣ回
路１１，１２と、π／２移相器１３とを有している。
【０００５】ここでの直交復調（検波）方式を準同期検
波とし、入力される変調信号はデジタル位相変調（ＰＳ
Ｋ）方式や直交振幅変調（ＱＡＭ）方式等の直交変調信
号であり、それぞれの直交成分が、Ｉチャンネル（ｃ
ｈ）信号、Ｑチャンネル（ｃｈ）信号（適宜、Ｉ信号、
Ｑ信号と略称する）である。
波とし、入力される変調信号はデジタル位相変調（ＰＳ
Ｋ）方式や直交振幅変調（ＱＡＭ）方式等の直交変調信
号であり、それぞれの直交成分が、Ｉチャンネル（ｃ
ｈ）信号、Ｑチャンネル（ｃｈ）信号（適宜、Ｉ信号、
Ｑ信号と略称する）である。
【０００６】ＡＧＣ回路１１は、乗算器１，２が受信部
（図示せず）からの中間周波数（ＩＦ）信号を、発振器
５からの搬送波信号およびπ／２移相器１３からのπ／
２移相した搬送波信号で乗算する。乗算器１，２の出力
のベースバンド信号（準同期検波による搬送波の周波数
を含んだベースバンド信号）を、Ａ／Ｄ変換器３，４で
デジタル信号化した複素乗算器６の前の情報でＡＧＣ回
路１１が振幅制御を行う。
（図示せず）からの中間周波数（ＩＦ）信号を、発振器
５からの搬送波信号およびπ／２移相器１３からのπ／
２移相した搬送波信号で乗算する。乗算器１，２の出力
のベースバンド信号（準同期検波による搬送波の周波数
を含んだベースバンド信号）を、Ａ／Ｄ変換器３，４で
デジタル信号化した複素乗算器６の前の情報でＡＧＣ回
路１１が振幅制御を行う。
【０００７】ＡＧＣ回路１２は位相検出器７が出力する
位相誤差信号である複素乗算器６の前の情報で振幅制御
を行う。ＡＧＣ回路１１は、乗算器１，２の出力のベー
スバンド信号であるＩ信号、Ｑ信号の振幅差を抑圧する
ためのものであり、ＡＧＣ回路１２はＩ信号、Ｑ信号の
それぞれに対して、正規の信号点位置との振幅差を補正
するものである。
位相誤差信号である複素乗算器６の前の情報で振幅制御
を行う。ＡＧＣ回路１１は、乗算器１，２の出力のベー
スバンド信号であるＩ信号、Ｑ信号の振幅差を抑圧する
ためのものであり、ＡＧＣ回路１２はＩ信号、Ｑ信号の
それぞれに対して、正規の信号点位置との振幅差を補正
するものである。
【０００８】図１２は複素乗算器による周波数、位相オ
フセット補正前での振幅誤差の影響を説明するための図
である。
フセット補正前での振幅誤差の影響を説明するための図
である。
【０００９】図１２はＰＳＫ方式などのように、同心円
上にのみ信号点を有する場合の複素乗算器６による周波
数、位相オフセット補正前の段階で、Ｉ信号とＱ信号と
の振幅が相違する場合を示している。即ち、２次元信号
点配置（コンステレーション）では、図中の点線で示す
Ｉ信号に対してＱ信号の振幅が大きい場合を示してお
り、周波数および位相オフセットの補正前であるため楕
円形状となる。Ｉ信号、Ｑ信号の振幅差を補正すると実
線で示す円形状になる。点線の楕円上を信号が回る場合
はＱ信号のみの振幅が大きくなる。
上にのみ信号点を有する場合の複素乗算器６による周波
数、位相オフセット補正前の段階で、Ｉ信号とＱ信号と
の振幅が相違する場合を示している。即ち、２次元信号
点配置（コンステレーション）では、図中の点線で示す
Ｉ信号に対してＱ信号の振幅が大きい場合を示してお
り、周波数および位相オフセットの補正前であるため楕
円形状となる。Ｉ信号、Ｑ信号の振幅差を補正すると実
線で示す円形状になる。点線の楕円上を信号が回る場合
はＱ信号のみの振幅が大きくなる。
【００１０】図１３は４位相ＰＳＫ（ＱＰＳＫ）方式の
場合のＩ信号、Ｑ信号の説明図である。
場合のＩ信号、Ｑ信号の説明図である。
【００１１】ＱＰＳＫ方式では、一つの点で２ビットの
データを伝送し、その２次元信号点配置（コンステレー
ション）を図１３に示している。ここでは、振幅差を有
したままで複素乗算器６を通った信号は、正しい信号点
位置を中心に、振幅差分を半径とした円を描いてしま
う。
データを伝送し、その２次元信号点配置（コンステレー
ション）を図１３に示している。ここでは、振幅差を有
したままで複素乗算器６を通った信号は、正しい信号点
位置を中心に、振幅差分を半径とした円を描いてしま
う。
【００１２】図１４は図１２中のＡＧＣ回路１１の構成
例を示すブロック図である。
例を示すブロック図である。
【００１３】このＡＧＣ回路１１は、乗算器１１１と、
絶対値計算器１１２，１１３と、加算器１１４と、ＬＰ
Ｆ１１５とで構成されている。
絶対値計算器１１２，１１３と、加算器１１４と、ＬＰ
Ｆ１１５とで構成されている。
【００１４】ここでの自動利得制御（ＡＧＣ）は、Ｉ信
号、Ｑ信号に振幅差を有する場合のＩ信号、Ｑ信号の振
幅の分布が異なることを利用している。即ち、各信号の
絶対値を比較して自動利得制御を行い、この制御信号と
して極性のみで自動利得制御を行う。即ち、以後の説明
に用いる図７または図８の例による自動利得制御を行
う。
号、Ｑ信号に振幅差を有する場合のＩ信号、Ｑ信号の振
幅の分布が異なることを利用している。即ち、各信号の
絶対値を比較して自動利得制御を行い、この制御信号と
して極性のみで自動利得制御を行う。即ち、以後の説明
に用いる図７または図８の例による自動利得制御を行
う。
【００１５】極性判定器１３１への入力信号（Ｐｄ１）
が正の値であれば加算器１３３およびフリップフロップ
Ｆ／Ｆ回路１３２で減算し、または、カウントダウン
し、負の値であれば加算し、または、カウントアップを
行うことによって、正負の確率が同一になるように制御
が行われる。即ち、Ｉ信号、Ｑ信号の振幅差を抑圧する
自動利得制御が行われる。
が正の値であれば加算器１３３およびフリップフロップ
Ｆ／Ｆ回路１３２で減算し、または、カウントダウン
し、負の値であれば加算し、または、カウントアップを
行うことによって、正負の確率が同一になるように制御
が行われる。即ち、Ｉ信号、Ｑ信号の振幅差を抑圧する
自動利得制御が行われる。
【００１６】このように、従来の構成においてもＩ信
号、Ｑ信号の振幅差の抑圧が可能であるが、制御情報と
して極性のみを用いているため、高精度な自動利得制御
ができない。
号、Ｑ信号の振幅差の抑圧が可能であるが、制御情報と
して極性のみを用いているため、高精度な自動利得制御
ができない。
【００１７】図１５は図１１中のＡＧＣ回路１２の構成
例を示したブロック図である。
例を示したブロック図である。
【００１８】図１５に示すＡＧＣ回路１２は、乗算器１
２１，１２２，１２３と、ＬＰＦ１２４と、極性判定器
１２５とで構成されている。
２１，１２２，１２３と、ＬＰＦ１２４と、極性判定器
１２５とで構成されている。
【００１９】このＡＧＣ回路１２では、誤差信号および
極性信号を乗算器１２１，１２２，１２３で乗算して振
幅誤差信号を作成し、この振幅誤差信号をＬＰＦ１２４
を通過させて制御信号としている。但し、Ｉ信号、Ｑ信
号の振幅差は、ＡＧＣ回路１１で補正されているので、
誤差信号はＩ信号またはＱ信号の一方のみを用いて、同
一の制御信号を入力信号に乗算して制御を行っている。
極性信号を乗算器１２１，１２２，１２３で乗算して振
幅誤差信号を作成し、この振幅誤差信号をＬＰＦ１２４
を通過させて制御信号としている。但し、Ｉ信号、Ｑ信
号の振幅差は、ＡＧＣ回路１１で補正されているので、
誤差信号はＩ信号またはＱ信号の一方のみを用いて、同
一の制御信号を入力信号に乗算して制御を行っている。
【００２０】Ｉ信号、Ｑ信号の振幅差が、ＡＧＣ回路１
１で補正できなかった場合は、上述したように、再生信
号が正しい信号点位置を中心として、振幅差分を半径と
した円を描いてしまう。このため、Ｉ信号、Ｑ信号に対
して別個に制御を行っても、円の中心が正規の信号点位
置になるように制御が行われることになり、ＡＧＣ回路
１２でＩ信号、Ｑ信号に対する振幅差を補正することは
できない。
１で補正できなかった場合は、上述したように、再生信
号が正しい信号点位置を中心として、振幅差分を半径と
した円を描いてしまう。このため、Ｉ信号、Ｑ信号に対
して別個に制御を行っても、円の中心が正規の信号点位
置になるように制御が行われることになり、ＡＧＣ回路
１２でＩ信号、Ｑ信号に対する振幅差を補正することは
できない。
【００２１】図１３は４位相ＰＳＫ（ＱＰＳＫ）方式の
場合の信号を示しているが、他の変調方式であっても同
様に、正しい信号点位置を中心として円を描く。この場
合は、２次元信号点位置における信号点間の距離が短く
なるため、雑音に弱くなり、誤り率特性が悪化する。特
に、回線の大容量化のために多値化を進めると、元の信
号点間距離が短いのに加えて、振幅差の影響でさらに信
号点間距離が短くなり、誤り率特性の悪化が顕著にな
る。
場合の信号を示しているが、他の変調方式であっても同
様に、正しい信号点位置を中心として円を描く。この場
合は、２次元信号点位置における信号点間の距離が短く
なるため、雑音に弱くなり、誤り率特性が悪化する。特
に、回線の大容量化のために多値化を進めると、元の信
号点間距離が短いのに加えて、振幅差の影響でさらに信
号点間距離が短くなり、誤り率特性の悪化が顕著にな
る。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上記した従
来の情報処理装置においては、特に、回線の大容量化の
ために多値化を進めると、元の２次元信号点間の距離が
短くなるとともに、振幅差の影響でさらに２次元信号点
間距離が短くなり、誤り率特性の劣化が著しくなるとい
う欠点がある。
来の情報処理装置においては、特に、回線の大容量化の
ために多値化を進めると、元の２次元信号点間の距離が
短くなるとともに、振幅差の影響でさらに２次元信号点
間距離が短くなり、誤り率特性の劣化が著しくなるとい
う欠点がある。
【００２３】この発明は、上述の事情に鑑みてなされた
もので、高精度な自動利得制御によるＩ信号、Ｑ信号の
振幅誤差を抑圧を行って、２次元信号間距離の短い多値
の変調方式を用いた場合にも、より誤り率特性が悪化し
ない自動利得制御方法および自動利得制御を備えた復調
装置を提供することを目的としている。
もので、高精度な自動利得制御によるＩ信号、Ｑ信号の
振幅誤差を抑圧を行って、２次元信号間距離の短い多値
の変調方式を用いた場合にも、より誤り率特性が悪化し
ない自動利得制御方法および自動利得制御を備えた復調
装置を提供することを目的としている。
【００２４】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、この発明の自動利得制御方法は、自動利得制御およ
び複素乗算を通過したＩ信号、Ｑ信号に対する正規の信
号点位置からの正負の誤差信号および位相誤差信号を生
成し、次に、この位相誤差信号をｓｉｎ，ｃｏｓ回転角
信号に変換し、このｓｉｎ，ｃｏｓ回転角信号に基づい
て、複素乗算におけるＩ信号、Ｑ信号における搬送波の
周波数成分を除去し、さらに前記正負の誤差信号および
ｓｉｎ，ｃｏｓ回転角信号に基づいた閉ループ自動利得
制御によってＩ信号、Ｑ信号の振幅誤差を抑圧して出力
することを特徴とする。
に、この発明の自動利得制御方法は、自動利得制御およ
び複素乗算を通過したＩ信号、Ｑ信号に対する正規の信
号点位置からの正負の誤差信号および位相誤差信号を生
成し、次に、この位相誤差信号をｓｉｎ，ｃｏｓ回転角
信号に変換し、このｓｉｎ，ｃｏｓ回転角信号に基づい
て、複素乗算におけるＩ信号、Ｑ信号における搬送波の
周波数成分を除去し、さらに前記正負の誤差信号および
ｓｉｎ，ｃｏｓ回転角信号に基づいた閉ループ自動利得
制御によってＩ信号、Ｑ信号の振幅誤差を抑圧して出力
することを特徴とする。
【００２５】また前記位相誤差信号を平滑化した後に、
ｓｉｎ，ｃｏｓ回転角信号に変換することを特徴とす
る。
ｓｉｎ，ｃｏｓ回転角信号に変換することを特徴とす
る。
【００２６】さらに、この発明自動利得制御復調装置
は、入力信号を直交変換したＩ信号、Ｑ信号を出力する
直交復調手段と、前記直交復調手段が出力するＩ信号、
Ｑ信号をデジタル信号に変換するデジタル変換手段と、
前記デジタル変換手段が出力するＩ信号、Ｑ信号が自動
利得制御と複素乗算を通過したＩ信号、Ｑ信号とに対す
る正規の信号点位置からの誤差を検出した正負の誤差信
号および位相誤差信号を生成して出力する位相検出手段
と、前記位相検出手段が出力する位相誤差信号をｓｉ
ｎ，ｃｏｓ回転角信号に変換して出力する数値制御発振
手段と、前記数値制御発振手段が出力するｓｉｎ，ｃｏ
ｓ回転角信号で複素乗算における直交変換したＩ信号、
Ｑ信号で搬送波の周波数成分を除去して出力する複素乗
算手段と、前記位相検出手段が出力する正負の誤差信号
およびｓｉｎ，ｃｏｓ回転角信号で振幅誤差を抑圧した
Ｉ信号、Ｑ信号を閉ループによる自動利得制御を行って
出力する自動利得制御手段とを備えることを特徴とす
る。
は、入力信号を直交変換したＩ信号、Ｑ信号を出力する
直交復調手段と、前記直交復調手段が出力するＩ信号、
Ｑ信号をデジタル信号に変換するデジタル変換手段と、
前記デジタル変換手段が出力するＩ信号、Ｑ信号が自動
利得制御と複素乗算を通過したＩ信号、Ｑ信号とに対す
る正規の信号点位置からの誤差を検出した正負の誤差信
号および位相誤差信号を生成して出力する位相検出手段
と、前記位相検出手段が出力する位相誤差信号をｓｉ
ｎ，ｃｏｓ回転角信号に変換して出力する数値制御発振
手段と、前記数値制御発振手段が出力するｓｉｎ，ｃｏ
ｓ回転角信号で複素乗算における直交変換したＩ信号、
Ｑ信号で搬送波の周波数成分を除去して出力する複素乗
算手段と、前記位相検出手段が出力する正負の誤差信号
およびｓｉｎ，ｃｏｓ回転角信号で振幅誤差を抑圧した
Ｉ信号、Ｑ信号を閉ループによる自動利得制御を行って
出力する自動利得制御手段とを備えることを特徴とす
る。
【００２７】また本発明は前記位相検出手段と数値制御
発振手段との間で位相誤差信号を平滑化して出力するロ
ーパスフィルタを備えることを特徴とする。さらに前記
直交復調手段として、入力信号と同一周波数で発振する
発振器と、前記発振器が出力する発振出力信号をπ／２
移相して出力するπ／２移相器と、前記入力信号に前記
発振器が出力する発振信号および前記π／２移相器が出
力するπ／２移相の発振信号をそれぞれに乗算したＩ信
号、Ｑ信号を出力する二つの乗算器とを備えることを特
徴とする。
発振手段との間で位相誤差信号を平滑化して出力するロ
ーパスフィルタを備えることを特徴とする。さらに前記
直交復調手段として、入力信号と同一周波数で発振する
発振器と、前記発振器が出力する発振出力信号をπ／２
移相して出力するπ／２移相器と、前記入力信号に前記
発振器が出力する発振信号および前記π／２移相器が出
力するπ／２移相の発振信号をそれぞれに乗算したＩ信
号、Ｑ信号を出力する二つの乗算器とを備えることを特
徴とする。
【００２８】さらに本発明は、前記デジタル変換手段と
して、直交復調手段からのＩ信号、Ｑ信号をデジタル信
号に変換して出力する二つのＡ／Ｄ変換器を備えること
を特徴とする。また前記ローパスフィルタとして、位相
検出手段が出力する位相誤差信号が入力される一方およ
び他方の乗算器と、前記一方の乗算器の出力信号が入力
されるフリップフロップ回路と、前記フリップフロップ
回路の出力信号を入力側で前記一方の乗算器の出力信号
と加算して出力する一方の加算器と、前記フリップフロ
ップ回路の出力信号と前記他方の乗算器の出力信号とを
加算して、前記位相誤差信号を平滑化して数値制御発振
手段に出力するための他方の加算器とを備えることを特
徴とする。
して、直交復調手段からのＩ信号、Ｑ信号をデジタル信
号に変換して出力する二つのＡ／Ｄ変換器を備えること
を特徴とする。また前記ローパスフィルタとして、位相
検出手段が出力する位相誤差信号が入力される一方およ
び他方の乗算器と、前記一方の乗算器の出力信号が入力
されるフリップフロップ回路と、前記フリップフロップ
回路の出力信号を入力側で前記一方の乗算器の出力信号
と加算して出力する一方の加算器と、前記フリップフロ
ップ回路の出力信号と前記他方の乗算器の出力信号とを
加算して、前記位相誤差信号を平滑化して数値制御発振
手段に出力するための他方の加算器とを備えることを特
徴とする。
【００２９】また本発明は前記位相検出手段として、複
素乗算器が出力するＩ信号、Ｑ信号のそれぞれの正規の
信号点位置より正の方向にずれたときの負の値の誤差信
号を出力し、かつ、負の方向にずれたときの正の値の誤
差信号を出力する二つの誤差検出器と、誤差信号および
Ｉ信号、Ｑ信号の極性によって、位相誤差信号を出力す
る乗算器および加算器とを備えることを特徴とする。さ
らに前記数値制御発振手段として、ローパスフィルタで
平滑化した位相誤差信号を積分した周波数誤差信号を生
成する積分器と、前記積分器が出力する周波数誤差信号
をｓｉｎ，ｃｏｓ回転角信号に変換して出力するｃｏｓ
変換器およびｓｉｎ変換器とを備えることを特徴とす
る。
素乗算器が出力するＩ信号、Ｑ信号のそれぞれの正規の
信号点位置より正の方向にずれたときの負の値の誤差信
号を出力し、かつ、負の方向にずれたときの正の値の誤
差信号を出力する二つの誤差検出器と、誤差信号および
Ｉ信号、Ｑ信号の極性によって、位相誤差信号を出力す
る乗算器および加算器とを備えることを特徴とする。さ
らに前記数値制御発振手段として、ローパスフィルタで
平滑化した位相誤差信号を積分した周波数誤差信号を生
成する積分器と、前記積分器が出力する周波数誤差信号
をｓｉｎ，ｃｏｓ回転角信号に変換して出力するｃｏｓ
変換器およびｓｉｎ変換器とを備えることを特徴とす
る。
【００３０】さらに本発明は、前記複素乗算手段とし
て、自動利得制御手段からのＩ信号、Ｑ信号がそれぞれ
入力される二つずつの乗算器と、前記乗算器からのそれ
ぞれの出力信号を加算してＩ信号、Ｑ信号に含まれる搬
送波の周波数および位相オフセット成分を除去して出力
する二つの加算器とを備えることを特徴とする。
て、自動利得制御手段からのＩ信号、Ｑ信号がそれぞれ
入力される二つずつの乗算器と、前記乗算器からのそれ
ぞれの出力信号を加算してＩ信号、Ｑ信号に含まれる搬
送波の周波数および位相オフセット成分を除去して出力
する二つの加算器とを備えることを特徴とする。
【００３１】また本発明は、前記自動利得制御手段とし
て、加算器および第１乗算器とで構成され、位相検出器
が出力する誤差信号を角度信号で逆回転して複素乗算器
での回転前の信号に復元する演算回路と、この自動利得
制御手段の出力側のＩ信号、Ｑ信号の極性を判定する極
性判定器と、前記極性判定器が出力する出力信号を遅延
する遅延器と、前記演算回路からの逆回転信号と前記遅
延器からのＩ信号、Ｑ信号を乗算する二つの第２乗算器
と、前記二つの第２乗算器からのそれぞれの信号を平滑
化する二つのローパスフィルタと、前記二つのローパス
フィルタの出力信号を入力側のＩ信号、Ｑ信号に乗算し
て振幅誤差を抑圧したＩ信号、Ｑ信号を出力するための
二つの第３乗算器とを備えることを特徴とする。
て、加算器および第１乗算器とで構成され、位相検出器
が出力する誤差信号を角度信号で逆回転して複素乗算器
での回転前の信号に復元する演算回路と、この自動利得
制御手段の出力側のＩ信号、Ｑ信号の極性を判定する極
性判定器と、前記極性判定器が出力する出力信号を遅延
する遅延器と、前記演算回路からの逆回転信号と前記遅
延器からのＩ信号、Ｑ信号を乗算する二つの第２乗算器
と、前記二つの第２乗算器からのそれぞれの信号を平滑
化する二つのローパスフィルタと、前記二つのローパス
フィルタの出力信号を入力側のＩ信号、Ｑ信号に乗算し
て振幅誤差を抑圧したＩ信号、Ｑ信号を出力するための
二つの第３乗算器とを備えることを特徴とする。
【００３２】さらに本発明は、前記自動利得制御手段に
おけるローパスフィルタとして、入力信号の極性を判定
する極性判定器と、前記極性判定器の出力信号が入力さ
れるフリップフロップ回路と、前記フリップフロップ回
路の出力信号を、このフリップフロップ回路の入力側で
前記極性判定器の出力信号と加算して出力する加算器と
を備えることを特徴とする。また前記位相検出手段と数
値制御発振手段との間で位相誤差信号を平滑化して出力
するローパスフィルタとして、入力信号の極性を判定す
る極性判定器と、前記極性判定器の出力信号の極性が正
のときにカウントダウンし、かつ、負のときにカウント
アップするアップダウンカウンタとを備えることを特徴
とする。
おけるローパスフィルタとして、入力信号の極性を判定
する極性判定器と、前記極性判定器の出力信号が入力さ
れるフリップフロップ回路と、前記フリップフロップ回
路の出力信号を、このフリップフロップ回路の入力側で
前記極性判定器の出力信号と加算して出力する加算器と
を備えることを特徴とする。また前記位相検出手段と数
値制御発振手段との間で位相誤差信号を平滑化して出力
するローパスフィルタとして、入力信号の極性を判定す
る極性判定器と、前記極性判定器の出力信号の極性が正
のときにカウントダウンし、かつ、負のときにカウント
アップするアップダウンカウンタとを備えることを特徴
とする。
【００３３】また本発明は、前記自動利得制御手段とし
て、この自動利得制御手段の出力側のＩ信号、Ｑ信号の
極性を判定する極性判定器と、前記極性判定器が出力す
る出力信号を遅延する遅延器と、入力される逆回転信号
と前記遅延器からのＩ信号、Ｑ信号をそれぞれ乗算する
二つの第１乗算器と、前記二つの第１乗算器からの信号
をそれぞれ平滑化する二つのローパスフィルタと、前記
二つのローパスフィルタの出力信号を入力側のＩ信号、
Ｑ信号に乗算して振幅誤差を抑圧したＩ信号、Ｑ信号を
出力するための二つの第２乗算器と、ｓｉｎ回転角信号
の極性を反転して、回転方向を反転させる極性反転器
と、位相検出手段が出力する誤差信号と、数値制御発振
手段の出力信号であるｓｉｎ，ｃｏｓ回転角信号が入力
されて複素演算した前記逆回転信号を前記二つの第１乗
算器に出力する複素乗算器とを備えることを特徴とす
る。
て、この自動利得制御手段の出力側のＩ信号、Ｑ信号の
極性を判定する極性判定器と、前記極性判定器が出力す
る出力信号を遅延する遅延器と、入力される逆回転信号
と前記遅延器からのＩ信号、Ｑ信号をそれぞれ乗算する
二つの第１乗算器と、前記二つの第１乗算器からの信号
をそれぞれ平滑化する二つのローパスフィルタと、前記
二つのローパスフィルタの出力信号を入力側のＩ信号、
Ｑ信号に乗算して振幅誤差を抑圧したＩ信号、Ｑ信号を
出力するための二つの第２乗算器と、ｓｉｎ回転角信号
の極性を反転して、回転方向を反転させる極性反転器
と、位相検出手段が出力する誤差信号と、数値制御発振
手段の出力信号であるｓｉｎ，ｃｏｓ回転角信号が入力
されて複素演算した前記逆回転信号を前記二つの第１乗
算器に出力する複素乗算器とを備えることを特徴とす
る。
【００３４】さらに本発明は、前記入力信号の変調方式
が、位相変調または直交振幅変調方式であり、直交復調
方式が、周波数および位相オフセット補正後の誤差信号
および補正時の回転角度信号が得られる変調方式である
ことを特徴とする。また前記入力信号が、デジタル無線
通信システムの受信信号処理系における中間周波数信号
であることを特徴とする。
が、位相変調または直交振幅変調方式であり、直交復調
方式が、周波数および位相オフセット補正後の誤差信号
および補正時の回転角度信号が得られる変調方式である
ことを特徴とする。また前記入力信号が、デジタル無線
通信システムの受信信号処理系における中間周波数信号
であることを特徴とする。
【００３５】この発明の自動利得制御復調方法および自
動利得制御復調装置は、Ｉ信号、Ｑ信号に対する正規の
信号点位置からの誤差を検出した正負の誤差信号および
位相誤差信号を生成する。この位相誤差信号をｓｉｎ，
ｃｏｓ回転角信号に変換して、複素乗算における直交変
換したＩ信号、Ｑ信号で搬送波の周波数成分を除去す
る。そして、正負の誤差信号およびｓｉｎ，ｃｏｓ回転
角信号で振幅誤差を抑圧した閉ループによる自動利得制
御によってＩ信号、Ｑ信号を出力している。
動利得制御復調装置は、Ｉ信号、Ｑ信号に対する正規の
信号点位置からの誤差を検出した正負の誤差信号および
位相誤差信号を生成する。この位相誤差信号をｓｉｎ，
ｃｏｓ回転角信号に変換して、複素乗算における直交変
換したＩ信号、Ｑ信号で搬送波の周波数成分を除去す
る。そして、正負の誤差信号およびｓｉｎ，ｃｏｓ回転
角信号で振幅誤差を抑圧した閉ループによる自動利得制
御によってＩ信号、Ｑ信号を出力している。
【００３６】この結果、高精度な自動利得制御によるＩ
信号、Ｑ信号の振幅誤差の抑圧が行われる。即ち、２次
元信号間距離の短い多値の変調方式を用いた場合にも、
より誤り率特性が悪化しない自動利得制御が行われる。
信号、Ｑ信号の振幅誤差の抑圧が行われる。即ち、２次
元信号間距離の短い多値の変調方式を用いた場合にも、
より誤り率特性が悪化しない自動利得制御が行われる。
【００３７】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して、この発明
の実施の形態について説明する。
の実施の形態について説明する。
【００３８】上記の図１１と同一の構成に対しては以
下、同一の符号を付した。
下、同一の符号を付した。
【００３９】図１は、この発明の自動利得制御復調方法
および自動利得制御復調装置の第一実施の形態にかかる
構成を示すブロック図である。
および自動利得制御復調装置の第一実施の形態にかかる
構成を示すブロック図である。
【００４０】この自動利得制御復調装置は、デジタル無
線通信システムの復調部などに設けられるものである。
この復調部は搬送波とほぼ同一周波数で発振する発振器
５と、この発振器５の出力信号と入力信号（Ｉ信号１，
Ｑ信号１）とを乗算する乗算器１，２と、この乗算器
１，２の出力信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換
器３，４と、複素乗算器６と、位相検出器７と、ＬＰＦ
８と、数値制御発振器９と、位相検出器７が出力する誤
差信号Ｅｉ，Ｅｑと数値制御発振器（ＮＣＯ）９の出力
信号である回転角信号ｓｉｎ，ｃｏｓとが入力されて自
動利得制御を行うＡＧＣ回路１０とを有している。
線通信システムの復調部などに設けられるものである。
この復調部は搬送波とほぼ同一周波数で発振する発振器
５と、この発振器５の出力信号と入力信号（Ｉ信号１，
Ｑ信号１）とを乗算する乗算器１，２と、この乗算器
１，２の出力信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換
器３，４と、複素乗算器６と、位相検出器７と、ＬＰＦ
８と、数値制御発振器９と、位相検出器７が出力する誤
差信号Ｅｉ，Ｅｑと数値制御発振器（ＮＣＯ）９の出力
信号である回転角信号ｓｉｎ，ｃｏｓとが入力されて自
動利得制御を行うＡＧＣ回路１０とを有している。
【００４１】発振器５は、受信信号を周波数変換して出
力する入力中間周波数（ＩＦ）信号とほぼ同一周波数の
ローカル発振を行い、この発振出力信号および発振出力
信号をπ／２移相器１３でπ／２移相した発振信号を、
それぞれ中間周波数（ＩＦ）信号に、乗算して直交復調
（検波）することによって、Ｉ信号、Ｑ信号が得られ
る。これらはＡ／Ｄ変換器３，４でデジタル信号に変換
されてＩ信号１，Ｑ信号１として出力される。
力する入力中間周波数（ＩＦ）信号とほぼ同一周波数の
ローカル発振を行い、この発振出力信号および発振出力
信号をπ／２移相器１３でπ／２移相した発振信号を、
それぞれ中間周波数（ＩＦ）信号に、乗算して直交復調
（検波）することによって、Ｉ信号、Ｑ信号が得られ
る。これらはＡ／Ｄ変換器３，４でデジタル信号に変換
されてＩ信号１，Ｑ信号１として出力される。
【００４２】ここでは準同期検波を行うため、Ｉ信号
１，Ｑ信号１は完全なベースバンド信号ではなく、搬送
波の周波数が含まれている。
１，Ｑ信号１は完全なベースバンド信号ではなく、搬送
波の周波数が含まれている。
【００４３】ＡＧＣ回路１０は、Ｉ信号１，Ｑ信号１が
入力され、位相検出器７から入力される誤差信号Ｅｉ，
ＥｑおよびＮＣＯ９から入力される回転角信号ｓｉｎ，
ｃｏｓを用いて振幅誤差を抑圧する自動利得制御（ＡＧ
Ｃ）を行ったＩ信号２，Ｑ信号２を出力する。
入力され、位相検出器７から入力される誤差信号Ｅｉ，
ＥｑおよびＮＣＯ９から入力される回転角信号ｓｉｎ，
ｃｏｓを用いて振幅誤差を抑圧する自動利得制御（ＡＧ
Ｃ）を行ったＩ信号２，Ｑ信号２を出力する。
【００４４】複素乗算器６は、Ｉ信号２，Ｑ信号２を入
力として、ＮＣＯ９から入力される回転角信号ｓｉｎ，
ｃｏｓを用いて、Ｉ信号１，Ｑ信号１に含まれる搬送波
の周波数成分を除去したＩ信号２，Ｑ信号２を出力す
る。
力として、ＮＣＯ９から入力される回転角信号ｓｉｎ，
ｃｏｓを用いて、Ｉ信号１，Ｑ信号１に含まれる搬送波
の周波数成分を除去したＩ信号２，Ｑ信号２を出力す
る。
【００４５】位相検出器７は、複素乗算器６から入力さ
れるＩ信号２，Ｑ信号２を用いて、位相誤差信号Ｐｄ１
および誤差信号Ｅｉ，Ｅｑを出力する。位相誤差信号Ｐ
ｄ１はＬＰＦ８で平滑化されてＮＣＯ９へ入力される。
れるＩ信号２，Ｑ信号２を用いて、位相誤差信号Ｐｄ１
および誤差信号Ｅｉ，Ｅｑを出力する。位相誤差信号Ｐ
ｄ１はＬＰＦ８で平滑化されてＮＣＯ９へ入力される。
【００４６】ＮＣＯ９は、ＬＰＦ８から入力される位相
誤差信号Ｐｄ２を回転角信号ｓｉｎ，ｃｏｓに変換して
出力する。
誤差信号Ｐｄ２を回転角信号ｓｉｎ，ｃｏｓに変換して
出力する。
【００４７】図２は図１中の位相検出器７の構成例を示
したブロック図である。
したブロック図である。
【００４８】図２において位相検出器７は、誤差検出器
７１，７２と、乗算器７３，７４と、加算器７５とで構
成されている。
７１，７２と、乗算器７３，７４と、加算器７５とで構
成されている。
【００４９】この誤差検出器７は、Ｉ信号３，Ｑ信号３
の正規の信号点位置からの誤差を検出した誤差信号Ｅ
ｉ，Ｅｑを出力する。ここでは入力信号Ｉ信号３，Ｑ信
号３が正規の信号点位置より正の方向にずれたときに、
負の値の誤差信号Ｅｉ，Ｅｑが出力され、また逆に負の
方向にずれたときには正の値の誤差信号Ｅｉ，Ｅｑが出
力されるものとする。これら誤差信号Ｅｉ，Ｅｑおよび
Ｉ信号３，Ｑ信号３の極性信号Ｄｉ，Ｄｑ（Ｉ信号３、
Ｑ信号３のＭＳＢ（Ｍｏｓｔ Ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ
Ｂｉｔ）を用いて、位相誤差信号Ｐｄ１が得られる。
の正規の信号点位置からの誤差を検出した誤差信号Ｅ
ｉ，Ｅｑを出力する。ここでは入力信号Ｉ信号３，Ｑ信
号３が正規の信号点位置より正の方向にずれたときに、
負の値の誤差信号Ｅｉ，Ｅｑが出力され、また逆に負の
方向にずれたときには正の値の誤差信号Ｅｉ，Ｅｑが出
力されるものとする。これら誤差信号Ｅｉ，Ｅｑおよび
Ｉ信号３，Ｑ信号３の極性信号Ｄｉ，Ｄｑ（Ｉ信号３、
Ｑ信号３のＭＳＢ（Ｍｏｓｔ Ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ
Ｂｉｔ）を用いて、位相誤差信号Ｐｄ１が得られる。
【００５０】図３は図１中のＬＰＦ８の構成例を示した
ブロック図である。
ブロック図である。
【００５１】このＬＰＦ８は、フリップフロップＦ／Ｆ
回路８１と、乗算器８２，８３と、加算器８４，８５と
で構成されている。
回路８１と、乗算器８２，８３と、加算器８４，８５と
で構成されている。
【００５２】このＬＰＦ８は、一般的な２次のラグ・リ
ードフィルタである。通常、複素乗算器６、位相検出器
７，ＬＰＦ８およびＮＣＯ９で構成される搬送波再生ル
ープでは、周波数オフセットを打ち消す必要があるた
め、２次以上の構成にする必要がある。
ードフィルタである。通常、複素乗算器６、位相検出器
７，ＬＰＦ８およびＮＣＯ９で構成される搬送波再生ル
ープでは、周波数オフセットを打ち消す必要があるた
め、２次以上の構成にする必要がある。
【００５３】図４は図１中のＮＣＯ９の構成例を示した
ブロック図である。
ブロック図である。
【００５４】このＮＣＯ９は、積分器９３と、ｃｏｓ変
換器９１と、ｓｉｎ変換器９２とで構成されている。
換器９１と、ｓｉｎ変換器９２とで構成されている。
【００５５】ＮＣＯ９では、平滑化した位相誤差信号Ｐ
ｄ２を積分した周波数誤差信号ｆｒｑを出力する。この
周波数誤差信号ｆｒｑを入力として、ｃｏｓ変換器９
１、ｓｉｎ変換器９２が、それぞれｃｏｓ（θ) 、ｓｉ
ｎ（θ) の値を角度信号ｓｉｎ，ｃｏｓとして出力す
る。図５は図１中の複素乗算器６の構成例を示したブロ
ック図である。
ｄ２を積分した周波数誤差信号ｆｒｑを出力する。この
周波数誤差信号ｆｒｑを入力として、ｃｏｓ変換器９
１、ｓｉｎ変換器９２が、それぞれｃｏｓ（θ) 、ｓｉ
ｎ（θ) の値を角度信号ｓｉｎ，ｃｏｓとして出力す
る。図５は図１中の複素乗算器６の構成例を示したブロ
ック図である。
【００５６】この複素乗算器６は、乗算器６１，６２，
６３，６４と、加算器６５，６６とで構成されている。
この複素乗算器６では、Ｉ信号１，Ｑ信号１に含まれる
搬送波の周波数および位相オフセット成分を除去する。
６３，６４と、加算器６５，６６とで構成されている。
この複素乗算器６では、Ｉ信号１，Ｑ信号１に含まれる
搬送波の周波数および位相オフセット成分を除去する。
【００５７】図６は図１中のＡＧＣ回路１０の構成例を
示したブロック図である。
示したブロック図である。
【００５８】このＡＧＣ回路１０は、乗算器１０１，１
０２，１０７，１０８，１０１１，１０１２，１０１
３，１０１４と、加算器１０９，１０１０と，ＬＰＦ１
０３，１０４と、極性判定器１０５と、遅延器１０６と
で構成されている。
０２，１０７，１０８，１０１１，１０１２，１０１
３，１０１４と、加算器１０９，１０１０と，ＬＰＦ１
０３，１０４と、極性判定器１０５と、遅延器１０６と
で構成されている。
【００５９】図６のＡＧＣ回路１０において、加算器１
０９，１０１０と乗算器１０１１，１０１２，１０１
３，１０１４とで構成される演算回路は、図５に示した
複素乗算器６の構成とほぼ同一であるが、回転方向が反
対である。位相検出器７が出力する誤差信号Ｅｉ，Ｅｑ
は、角度信号ｓｉｎ，ｃｏｓで逆回転されて、複素乗算
器６で回転前の信号に復元される。この逆回転信号と遅
延器１０６からのＩ信号２，Ｑ信号２を乗算した後に、
ＬＰＦ１０３，１０４で平滑化し、この信号をＩ信号
１，Ｑ信号１に乗算して振幅誤差を抑圧する自動利得制
御を行う。
０９，１０１０と乗算器１０１１，１０１２，１０１
３，１０１４とで構成される演算回路は、図５に示した
複素乗算器６の構成とほぼ同一であるが、回転方向が反
対である。位相検出器７が出力する誤差信号Ｅｉ，Ｅｑ
は、角度信号ｓｉｎ，ｃｏｓで逆回転されて、複素乗算
器６で回転前の信号に復元される。この逆回転信号と遅
延器１０６からのＩ信号２，Ｑ信号２を乗算した後に、
ＬＰＦ１０３，１０４で平滑化し、この信号をＩ信号
１，Ｑ信号１に乗算して振幅誤差を抑圧する自動利得制
御を行う。
【００６０】図７は図６中のＬＰＦ１０３，１０４の構
成例を示したブロック図である。
成例を示したブロック図である。
【００６１】このＬＰＦ１０３，１０４は、極性判定器
１３１と、フリップフロップＦ／Ｆ回路１２２と、加算
器１３３とで構成されている。次に、この第一実施の形
態の動作について説明する。
１３１と、フリップフロップＦ／Ｆ回路１２２と、加算
器１３３とで構成されている。次に、この第一実施の形
態の動作について説明する。
【００６２】ＡＧＣ回路１０は、位相検出器７が出力す
る誤差信号Ｅｉ，ＥｑとＮＣＯ９の出力であるｓｉｎ，
ｃｏｓとを複素乗算することによって、複素乗算器６に
よる位相回転後の誤差信号Ｅｉ，Ｅｑから、位相回転前
の誤差信号を推定している。
る誤差信号Ｅｉ，ＥｑとＮＣＯ９の出力であるｓｉｎ，
ｃｏｓとを複素乗算することによって、複素乗算器６に
よる位相回転後の誤差信号Ｅｉ，Ｅｑから、位相回転前
の誤差信号を推定している。
【００６３】この自動利得制御（ＡＧＣ）では、誤差信
号Ｅｉ，Ｅｑが位相回転前の位置にある。この推定した
誤差信号で振幅制御を行う。誤差信号Ｅｉ，Ｅｑには正
確な振幅誤差が含まれているので、複素乗算前の情報で
制御を行う上述した従来例の復調部よりも正確な振幅制
御、即ち、Ｉ信号、Ｑ信号の振幅誤差を抑圧して出力す
る自動利得制御が行われる。
号Ｅｉ，Ｅｑが位相回転前の位置にある。この推定した
誤差信号で振幅制御を行う。誤差信号Ｅｉ，Ｅｑには正
確な振幅誤差が含まれているので、複素乗算前の情報で
制御を行う上述した従来例の復調部よりも正確な振幅制
御、即ち、Ｉ信号、Ｑ信号の振幅誤差を抑圧して出力す
る自動利得制御が行われる。
【００６４】以下、ＡＧＣ回路１０による処理を詳細に
説明する。
説明する。
【００６５】図１において、ＡＧＣ回路１０による処理
は、複素乗算器６で位相回転前に行われるのに対して、
自動利得制御に用いる誤差信号Ｅｉ，Ｅｑを位相回転後
の信号から得ている。このため、得られた誤差信号から
位相回転前の誤差信号を推定する必要がある。
は、複素乗算器６で位相回転前に行われるのに対して、
自動利得制御に用いる誤差信号Ｅｉ，Ｅｑを位相回転後
の信号から得ている。このため、得られた誤差信号から
位相回転前の誤差信号を推定する必要がある。
【００６６】誤差信号および位相誤差信号は、図２に示
す位相検出器７によって得られる。誤差信号Ｅｉ，Ｅｑ
は、入力信号Ｉ信号３，Ｑ信号３の本来の信号点位置か
らの誤差を検出することによって得られる。これら誤差
信号Ｅｉ，ＥｑおよびＩ信号３，Ｑ信号３の極性信号Ｄ
ｉ，Ｄｑ（Ｉ信号３，Ｑ信号３のＭＳＢ) を用いた、位
相誤差信号Ｐｄ１は、一般的に数１で求められる。
す位相検出器７によって得られる。誤差信号Ｅｉ，Ｅｑ
は、入力信号Ｉ信号３，Ｑ信号３の本来の信号点位置か
らの誤差を検出することによって得られる。これら誤差
信号Ｅｉ，ＥｑおよびＩ信号３，Ｑ信号３の極性信号Ｄ
ｉ，Ｄｑ（Ｉ信号３，Ｑ信号３のＭＳＢ) を用いた、位
相誤差信号Ｐｄ１は、一般的に数１で求められる。
【００６７】
【数１】Ｐｄ１＝Ｅｉ・Ｄｑ−Ｅｑ・Ｄｉ 位相誤差から周波数誤差への変換は、図４に示すＮＣＯ
９によって行われる。周波数誤差は位相差を積分したも
のであり、位相誤差信号Ｐｄ１をＬＰＦ８で平滑化した
後に積分することによって周波数誤差信号θが得られ
る。さらに回転角度信号ｓｉｎ（θ) ，ｃｏｓ（θ) に
変換してＮＣＯ９から出力される。
９によって行われる。周波数誤差は位相差を積分したも
のであり、位相誤差信号Ｐｄ１をＬＰＦ８で平滑化した
後に積分することによって周波数誤差信号θが得られ
る。さらに回転角度信号ｓｉｎ（θ) ，ｃｏｓ（θ) に
変換してＮＣＯ９から出力される。
【００６８】図５に示す複素乗算器６では、Ｉ信号２，
Ｑ信号２を誤差信号から得られた角度信号θだけ回転す
る演算が、位相検出器７，ＬＰＦ８，ＮＣＯ９を含むル
ープの中で繰り返されることによって、Ｉ信号１，Ｑ信
号１に含まれる、搬送波の周波数および位相オフセット
成分が制御される。
Ｑ信号２を誤差信号から得られた角度信号θだけ回転す
る演算が、位相検出器７，ＬＰＦ８，ＮＣＯ９を含むル
ープの中で繰り返されることによって、Ｉ信号１，Ｑ信
号１に含まれる、搬送波の周波数および位相オフセット
成分が制御される。
【００６９】これに対して、図６に示すＡＧＣ内の乗算
器１０１１〜１０１４、および、加算器１０９，１０１
０で行われる演算は、複素乗算器６による回転と全く逆
の回転を誤差信号Ｅｉ，Ｅｑに与える演算である。
器１０１１〜１０１４、および、加算器１０９，１０１
０で行われる演算は、複素乗算器６による回転と全く逆
の回転を誤差信号Ｅｉ，Ｅｑに与える演算である。
【００７０】図８は誤差信号Ｅ，Ｅａの関係をＩ−Ｑの
位相平面上に示した図である。
位相平面上に示した図である。
【００７１】正しい信号点位置から複素乗算器６の出力
信号へ向かうベクトルが、位相検出器７によって得られ
る誤差信号である。複素乗算器６でθの位相回転が行わ
れると、複素乗算器の入力信号、即ち、位相回転前の信
号は、複素乗算器６の出力信号を−θだけ回転すること
によって得られる。即ち、位相回転前の誤差信号Ｅａも
誤差信号Ｅを−θだけ回転して得られる。
信号へ向かうベクトルが、位相検出器７によって得られ
る誤差信号である。複素乗算器６でθの位相回転が行わ
れると、複素乗算器の入力信号、即ち、位相回転前の信
号は、複素乗算器６の出力信号を−θだけ回転すること
によって得られる。即ち、位相回転前の誤差信号Ｅａも
誤差信号Ｅを−θだけ回転して得られる。
【００７２】上記で得られた誤差信号は、再生信号が正
規の信号点位置に対して正の方向にずれているか、負の
方向にずれているかを表している。一方、振幅誤差信号
は、原点からの距離が正規の信号点位置より遠いか、ま
たは、近いかを表す必要がある。そのため、対象となる
信号点が、Ｉ信号、Ｑ信号のそれぞれ正の値である場合
は、誤差信号が、そのまま振幅誤差信号となるが、負の
値の場合には誤差信号の極性を反転したものが振幅誤差
信号となる。即ち、極性判定器１０５によってＩ信号
２、Ｑ信号２の極性信号（±１) を取り出し、誤差信号
と乗算することによって振幅誤差信号が得られる。
規の信号点位置に対して正の方向にずれているか、負の
方向にずれているかを表している。一方、振幅誤差信号
は、原点からの距離が正規の信号点位置より遠いか、ま
たは、近いかを表す必要がある。そのため、対象となる
信号点が、Ｉ信号、Ｑ信号のそれぞれ正の値である場合
は、誤差信号が、そのまま振幅誤差信号となるが、負の
値の場合には誤差信号の極性を反転したものが振幅誤差
信号となる。即ち、極性判定器１０５によってＩ信号
２、Ｑ信号２の極性信号（±１) を取り出し、誤差信号
と乗算することによって振幅誤差信号が得られる。
【００７３】極性信号と誤差信号は同一の信号から得ら
れた信号の必要があるが、誤差信号は、複素乗算器６、
位相検出器７を通る際に遅延が生じる。この遅延を補正
するために遅延器１０６が必要となる。このようにして
得られた振幅誤差信号をＬＰＦ１０３，１０４で平滑化
したものを、Ｉ信号１，Ｑ信号１に乗算すると誤差信号
が零に収束するように制御が行われるため、振幅誤差を
抑圧することができる。
れた信号の必要があるが、誤差信号は、複素乗算器６、
位相検出器７を通る際に遅延が生じる。この遅延を補正
するために遅延器１０６が必要となる。このようにして
得られた振幅誤差信号をＬＰＦ１０３，１０４で平滑化
したものを、Ｉ信号１，Ｑ信号１に乗算すると誤差信号
が零に収束するように制御が行われるため、振幅誤差を
抑圧することができる。
【００７４】このように、この実施形態では、正規の信
号位置からの誤差信号を利用して、その誤差信号が零に
なるように制御を行うので、より高精度な自動利得制御
が可能になる。そのため、より信号間距離の短い多値の
変調方式を用いている場合にも、より一層、誤り率特性
が向上する。
号位置からの誤差信号を利用して、その誤差信号が零に
なるように制御を行うので、より高精度な自動利得制御
が可能になる。そのため、より信号間距離の短い多値の
変調方式を用いている場合にも、より一層、誤り率特性
が向上する。
【００７５】次に、第二実施の形態について図を用いて
説明する。
説明する。
【００７６】図９は第二実施の形態でのＡＧＣ回路１０
内のＬＰＦ８Ａの構成例を示したブロック図である。
内のＬＰＦ８Ａの構成例を示したブロック図である。
【００７７】このＬＰＦ８Ａは極性判定器１３４とアッ
プダウンカウンタＵ／Ｄ１３５とで構成されている。
プダウンカウンタＵ／Ｄ１３５とで構成されている。
【００７８】図９において、極性判定器１２４は図７に
おける極性判定器１２１と異なり、正か負かの２値を表
すだけであるので、出力は１ビットのみである。アップ
ダウンカウンタ（Ｕ／Ｄ）１３５は、極性判定器１３４
の入力信号が正であればカウントダウンし、負であれば
カウントアップするように制御される。この構成は図７
の構成よりもさらに簡単であり、回路規模を小さくでき
る。
おける極性判定器１２１と異なり、正か負かの２値を表
すだけであるので、出力は１ビットのみである。アップ
ダウンカウンタ（Ｕ／Ｄ）１３５は、極性判定器１３４
の入力信号が正であればカウントダウンし、負であれば
カウントアップするように制御される。この構成は図７
の構成よりもさらに簡単であり、回路規模を小さくでき
る。
【００７９】またこのＬＰＦ８Ａは、図３に示したＬＰ
Ｆ８を採用しても良い。回路規模が若干大きくなるが、
何らかの要因で振幅が変動する場合の追従性や初期の引
き込み時間特性を改善できる。
Ｆ８を採用しても良い。回路規模が若干大きくなるが、
何らかの要因で振幅が変動する場合の追従性や初期の引
き込み時間特性を改善できる。
【００８０】次に、第三実施の形態について図を用いて
説明する。
説明する。
【００８１】図１０は第三実施の形態におけるＡＧＣ回
路１０Ａを示したブロック図である。
路１０Ａを示したブロック図である。
【００８２】このＡＧＣ回路１０Ａは、第一実施の形態
における複素乗算器６を図１と同一とし、極性反転器１
０１６を追加することによって、回転角信号ｓｉｎの極
性を反転して、結果的に回転方向を反転させるものであ
る。取り扱う信号が２の補数で表されている場合、正確
に符号反転させるためには、１全ビット反転した後に１
を加算する必要があるが、一つのＬＳＢ（Ｌｅａｓｔ
Ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ Ｂｉｔ）分の誤差を許容すれ
ば、全ビット反転するだけで良いため、複素乗算器を図
１の複素乗算器６の入出力にセレクタを追加して、時分
割で共用させれば、回路規模を小さくできる。
における複素乗算器６を図１と同一とし、極性反転器１
０１６を追加することによって、回転角信号ｓｉｎの極
性を反転して、結果的に回転方向を反転させるものであ
る。取り扱う信号が２の補数で表されている場合、正確
に符号反転させるためには、１全ビット反転した後に１
を加算する必要があるが、一つのＬＳＢ（Ｌｅａｓｔ
Ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ Ｂｉｔ）分の誤差を許容すれ
ば、全ビット反転するだけで良いため、複素乗算器を図
１の複素乗算器６の入出力にセレクタを追加して、時分
割で共用させれば、回路規模を小さくできる。
【００８３】なお、上記実施の形態では、復調器の検波
方式は準同期検波、入力される変調信号はＱＰＳＫ，Ｑ
ＡＭ等の直交変調としているが、周波数および位相オフ
セット補正後の誤差信号および、周波数および位相オフ
セット補正時の回転角度情報が得られる構成で有れば、
準同期検波でなくても良い。また変調方式はＱＰＳＫ，
ＱＡＭ以外の、たとえば、２位相ＰＳＫ（ＢＰＳＫ）ま
たは振幅位相変調（ＡＰＳＫ）でも良い。
方式は準同期検波、入力される変調信号はＱＰＳＫ，Ｑ
ＡＭ等の直交変調としているが、周波数および位相オフ
セット補正後の誤差信号および、周波数および位相オフ
セット補正時の回転角度情報が得られる構成で有れば、
準同期検波でなくても良い。また変調方式はＱＰＳＫ，
ＱＡＭ以外の、たとえば、２位相ＰＳＫ（ＢＰＳＫ）ま
たは振幅位相変調（ＡＰＳＫ）でも良い。
【００８４】
【発明の効果】以上説明したように、この発明によれ
ば、Ｉ信号、Ｑ信号に対する正規の信号点位置からの誤
差を検出した正負の誤差信号および位相誤差信号をｓｉ
ｎ，ｃｏｓ回転角信号に変換して、複素乗算における直
交変換したＩ信号、Ｑ信号で搬送波の周波数成分を除去
する。そして、正負の誤差信号およびｓｉｎ，ｃｏｓ回
転角信号で振幅誤差を抑圧した閉ループによる自動利得
制御によってＩ信号、Ｑ信号を出力している。
ば、Ｉ信号、Ｑ信号に対する正規の信号点位置からの誤
差を検出した正負の誤差信号および位相誤差信号をｓｉ
ｎ，ｃｏｓ回転角信号に変換して、複素乗算における直
交変換したＩ信号、Ｑ信号で搬送波の周波数成分を除去
する。そして、正負の誤差信号およびｓｉｎ，ｃｏｓ回
転角信号で振幅誤差を抑圧した閉ループによる自動利得
制御によってＩ信号、Ｑ信号を出力している。
【００８５】この結果、高精度な自動利得制御によるＩ
信号、Ｑ信号の振幅誤差の抑圧が行われる。即ち、２次
元信号間距離の短い多値の変調方式を用いた場合にも、
より誤り率特性が悪化しない自動利得制御が行われる。
信号、Ｑ信号の振幅誤差の抑圧が行われる。即ち、２次
元信号間距離の短い多値の変調方式を用いた場合にも、
より誤り率特性が悪化しない自動利得制御が行われる。
【図１】この発明の自動利得制御復調方法および自動利
得制御復調装置の第一実施の形態にかかる構成を示すブ
ロック図である。
得制御復調装置の第一実施の形態にかかる構成を示すブ
ロック図である。
【図２】図１中の位相検出器の構成例を示したブロック
図である。
図である。
【図３】図１中のＬＰＦの構成例を示したブロック図で
ある。
ある。
【図４】図１中のＮＣＯの構成例を示したブロック図で
ある。
ある。
【図５】図１中の複素乗算器の構成例を示したブロック
図である。
図である。
【図６】図１中のＡＧＣ回路の構成例を示したブロック
図である。
図である。
【図７】図６中のＬＰＦの構成例を示したブロック図で
ある。
ある。
【図８】誤差信号の関係をＩ−Ｑの位相平面上に示した
図である。
図である。
【図９】第二実施の形態でのＡＧＣ回路のＬＰＦの構成
例を示したブロック図である。
例を示したブロック図である。
【図１０】第三実施の形態を示したブロック図である。
【図１１】従来のＡＧＣ回路を備えた復調器の構成を示
したブロック図である。
したブロック図である。
【図１２】従来例での複素乗算器による周波数、位相オ
フセット補正前での振幅誤差の影響の説明図である。
フセット補正前での振幅誤差の影響の説明図である。
【図１３】従来例でのＱＰＳＫ方式の場合のＩ信号およ
びＱ信号の説明図である。
びＱ信号の説明図である。
【図１４】図１２中のＡＧＣ回路の構成例を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図１５】図１１中のＡＧＣ回路の構成例を示したブロ
ック図である。
ック図である。
１，２ 乗算器 ３，４ Ａ／Ｄ変換器 ５ 発振器 ６ 複素乗算器 ７ 位相検出器 ８ ＬＰＦ ９ 数値制御発振器 １０ ＡＧＣ回路 １３ π／２移相器 Ｅｉ，Ｅｑ 誤差信号 ｓｉｎ，ｃｏｓ 回転角信号 Ｐｄ１，Ｐｄ２ 位相誤差信号
Claims (15)
- 【請求項１】 自動利得制御および複素乗算を通過した
Ｉ信号、Ｑ信号に対する正規の信号点位置からの正負の
誤差信号および位相誤差信号を生成し、 次に、この位相誤差信号をｓｉｎ，ｃｏｓ回転角信号に
変換し、 このｓｉｎ，ｃｏｓ回転角信号に基づいて、複素乗算に
おけるＩ信号、Ｑ信号における搬送波の周波数成分を除
去し、 さらに前記正負の誤差信号およびｓｉｎ，ｃｏｓ回転角
信号に基づいた閉ループ自動利得制御によってＩ信号、
Ｑ信号の振幅誤差を抑圧して出力することを特徴とする
自動利得制御方法。 - 【請求項２】 前記位相誤差信号を平滑化した後に、ｓ
ｉｎ，ｃｏｓ回転角信号に変換することを特徴とする請
求項１記載の自動利得制御方法。 - 【請求項３】 入力信号を直交変換したＩ信号、Ｑ信号
を出力する直交復調手段と、 前記直交復調手段が出力するＩ信号、Ｑ信号をデジタル
信号に変換するデジタル変換手段と、 前記デジタル変換手段が出力するＩ信号、Ｑ信号が自動
利得制御と複素乗算を通過したＩ信号、Ｑ信号とに対す
る正規の信号点位置からの誤差を検出した正負の誤差信
号および位相誤差信号を生成して出力する位相検出手段
と、 前記位相検出手段が出力する位相誤差信号をｓｉｎ，ｃ
ｏｓ回転角信号に変換して出力する数値制御発振手段
と、 前記数値制御発振手段が出力するｓｉｎ，ｃｏｓ回転角
信号で複素乗算における直交変換したＩ信号、Ｑ信号で
搬送波の周波数成分を除去して出力する複素乗算手段
と、 前記位相検出手段が出力する正負の誤差信号およびｓｉ
ｎ，ｃｏｓ回転角信号で振幅誤差を抑圧したＩ信号、Ｑ
信号を閉ループによる自動利得制御を行って出力する自
動利得制御手段と、 を備えることを特徴とする自動利得制御を備えた復調装
置。 - 【請求項４】 前記位相検出手段と数値制御発振手段と
の間で位相誤差信号を平滑化して出力するローパスフィ
ルタを備えることを特徴とする請求項３記載の自動利得
制御を備えた復調装置。 - 【請求項５】 前記直交復調手段として、 入力信号と同一周波数で発振する発振器と、 前記発振器が出力する発振出力信号をπ／２移相して出
力するπ／２移相器と、 前記入力信号に前記発振器が
出力する発振信号および前記π／２移相器が出力するπ
／２移相の発振信号をそれぞれに乗算したＩ信号、Ｑ信
号を出力する二つの乗算器と、 を備えることを特徴とする請求項３記載の自動利得制御
を備えた復調装置。 - 【請求項６】 前記デジタル変換手段として、 直交復調手段からのＩ信号、Ｑ信号をデジタル信号に変
換して出力する二つのＡ／Ｄ変換器を備えることを特徴
とする請求項３記載の自動利得制御を備えた復調装置。 - 【請求項７】 前記ローパスフィルタとして、 位相検出手段が出力する位相誤差信号が入力される一方
および他方の乗算器と、 前記一方の乗算器の出力信号が入力されるフリップフロ
ップ回路と、 前記フリップフロップ回路の出力信号を入力側で前記一
方の乗算器の出力信号と加算して出力する一方の加算器
と、 前記フリップフロップ回路の出力信号と前記他方の乗算
器の出力信号とを加算し、前記位相誤差信号を平滑化し
て数値制御発振手段に出力するための他方の加算器と、 を備えることを特徴とする請求項４記載の自動利得制御
を備えた復調装置。 - 【請求項８】 前記位相検出手段として、 複素乗算器が出力するＩ信号、Ｑ信号のそれぞれの正規
の信号点位置より正の方向にずれたときの負の値の誤差
信号を出力し、かつ、負の方向にずれたときの正の値の
誤差信号を出力する二つの誤差検出器と、 誤差信号およびＩ信号、Ｑ信号の極性によって位相誤差
信号を出力する乗算器および加算器と、 を備えることを特徴とする請求項３記載の自動利得制御
を備えた復調装置。 - 【請求項９】 前記数値制御発振手段として、 ローパスフィルタで平滑化した位相誤差信号を積分した
周波数誤差信号を生成する積分器と、 前記積分器が出力する周波数誤差信号をｓｉｎ，ｃｏｓ
回転角信号に変換して出力するｃｏｓ変換器およびｓｉ
ｎ変換器と、 を備えることを特徴とする請求項３記載の自動利得制御
を備えた復調装置。 - 【請求項１０】 前記複素乗算手段として、 自動利得制御手段からのＩ信号、Ｑ信号がそれぞれ入力
される二つずつの乗算器と、 前記乗算器からのそれぞれの出力信号を加算してＩ信
号、Ｑ信号に含まれる搬送波の周波数および位相オフセ
ット成分を除去して出力する二つの加算器と、 を備えることを特徴とする請求項３記載の自動利得制御
を備えた復調装置。 - 【請求項１１】 前記自動利得制御手段として、 加算器および第１乗算器とで構成され、位相検出器が出
力する誤差信号を角度信号で逆回転して複素乗算器での
回転前の信号に復元する演算回路と、 この自動利得制御手段の出力側のＩ信号、Ｑ信号の極性
を判定する極性判定器と、 前記極性判定器が出力する出力信号を遅延する遅延器
と、 前記演算回路からの逆回転信号と前記遅延器からのＩ信
号、Ｑ信号を乗算する二つの第２乗算器と、 前記二つの第２乗算器からのそれぞれの信号を平滑化す
る二つのローパスフィルタと、 前記二つのローパスフィルタの出力信号を入力側のＩ信
号、Ｑ信号に乗算して振幅誤差を抑圧したＩ信号、Ｑ信
号を出力するための二つの第３乗算器と、 を備えることを特徴とする請求項３記載の自動利得制御
を備えた復調装置。 - 【請求項１２】 前記自動利得制御手段におけるローパ
スフィルタとして、 入力信号の極性を判定する極性判定器と、 前記極性判定器の出力信号が入力されるフリップフロッ
プ回路と、 前記フリップフロップ回路の出力信号を、このフリップ
フロップ回路の入力側で前記極性判定器の出力信号と加
算して出力する加算器と、 を備えることを特徴とする請求項１１記載の自動利得制
御を備えた復調装置。 - 【請求項１３】 前記位相検出手段と数値制御発振手段
との間で位相誤差信号を平滑化して出力するローパスフ
ィルタとして、 入力信号の極性を判定する極性判定器と、 前記極性判定器の出力信号の極性が正のときにカウント
ダウンし、且つ、負のときにカウントアップするアップ
ダウンカウンタと、 を備えることを特徴とする請求項４記載の自動利得制御
を備えた復調装置。 - 【請求項１４】 前記自動利得制御手段として、 この自動利得制御手段の出力側のＩ信号、Ｑ信号の極性
を判定する極性判定器と、 前記極性判定器が出力する出力信号を遅延する遅延器
と、 入力される逆回転信号と前記遅延器からのＩ信号、Ｑ信
号をそれぞれ乗算する二つの第１乗算器と、 前記二つの第１乗算器からの信号をそれぞれ平滑化する
二つのローパスフィルタと、 前記二つのローパスフィルタの出力信号を入力側のＩ信
号、Ｑ信号に乗算して振幅誤差を抑圧したＩ信号、Ｑ信
号を出力するための二つの第２乗算器と、 ｓｉｎ回転角信号の極性を反転して、回転方向を反転さ
せる極性反転器と、 位相検出手段が出力する誤差信号と、数値制御発振手段
の出力信号であるｓｉｎ，ｃｏｓ回転角信号が入力され
て複素演算した前記逆回転信号を前記二つの第１乗算器
に出力する複素乗算器と、 を備えることを特徴とする請求項３記載の自動利得制御
を備えた復調装置。 - 【請求項１５】 前記入力信号の変調方式が、位相変調
または直交振幅変調方式であり、直交復調方式が、周波
数および位相オフセット補正後の誤差信号および補正時
の回転角度信号が得られる変調方式であることを特徴と
する請求項１，３のいずれかに記載の自動利得制御を備
えた復調装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10138921A JPH11331291A (ja) | 1998-05-20 | 1998-05-20 | 自動利得制御方法および自動利得制御を備えた復調装置 |
| US09/314,906 US6483883B1 (en) | 1998-05-20 | 1999-05-20 | Automatic gain control type demodulation apparatus having single automatic gain control circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10138921A JPH11331291A (ja) | 1998-05-20 | 1998-05-20 | 自動利得制御方法および自動利得制御を備えた復調装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11331291A true JPH11331291A (ja) | 1999-11-30 |
Family
ID=15233256
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10138921A Pending JPH11331291A (ja) | 1998-05-20 | 1998-05-20 | 自動利得制御方法および自動利得制御を備えた復調装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6483883B1 (ja) |
| JP (1) | JPH11331291A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6570441B1 (en) | 1999-11-05 | 2003-05-27 | Nec Corporation | Incoherent demodulator and method of incoherently demodulating an IF signal |
| EP1376969A2 (en) * | 2002-03-06 | 2004-01-02 | Nec Corporation | Correction of imbalance in I and Q gains |
| JP2013527686A (ja) * | 2010-04-21 | 2013-06-27 | アルカテル−ルーセント | コヒーレント光受信機における同相成分および直交成分の電力調整 |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002290254A (ja) * | 2001-03-26 | 2002-10-04 | Nec Corp | ダイレクトコンバージョン受信機 |
| US20060183451A1 (en) * | 2003-06-06 | 2006-08-17 | Interdigital Technology Corporation | Method and system for continuously compensating for phase variations introduced into a communication signal by automatic gain control adjustments |
| US7206560B2 (en) * | 2003-12-30 | 2007-04-17 | Silicon Laboratories | Chopped intermediate frequency wireless receiver |
| GB2513882A (en) * | 2013-05-08 | 2014-11-12 | Nordic Semiconductor Asa | Digital Radios |
| US10581406B2 (en) * | 2017-06-09 | 2020-03-03 | Texas Instruments Incorporated | Digital filtering for analog gain/phase errors |
| EP3672070A1 (en) * | 2018-12-19 | 2020-06-24 | Nxp B.V. | Communications device and method for operating a communications device |
Family Cites Families (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5276685A (en) * | 1988-11-30 | 1994-01-04 | Motorola, Inc. | Digital automatic gain control |
| JPH0397605A (ja) | 1989-09-11 | 1991-04-23 | Teijin Ltd | 酸素濃縮装置 |
| JP2794964B2 (ja) * | 1991-02-27 | 1998-09-10 | 日本電気株式会社 | 制御信号発生回路 |
| JP3451398B2 (ja) | 1992-11-11 | 2003-09-29 | 富士通株式会社 | 準同期検波復調回路 |
| WO1995005038A1 (fr) * | 1993-08-11 | 1995-02-16 | Ntt Mobile Communications Network Inc. | Appareil de commande automatique de gain, appareil de communications et procede de commande automatique de gain |
| JPH08181730A (ja) | 1994-12-22 | 1996-07-12 | Nec Corp | ディジタル自動利得制御回路 |
| JPH098766A (ja) | 1995-06-19 | 1997-01-10 | Fujitsu Ten Ltd | 直交周波数分割多重受信装置 |
| JP3504800B2 (ja) | 1996-03-01 | 2004-03-08 | 富士通株式会社 | 直交復調装置 |
| JP3582929B2 (ja) | 1996-03-07 | 2004-10-27 | 松下電器産業株式会社 | Ｔｄｍａデータ受信装置 |
| US5805241A (en) * | 1996-05-21 | 1998-09-08 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Noise-immune automatic gain control for QAM radio receivers |
| KR100189370B1 (ko) * | 1996-08-23 | 1999-06-01 | 전주범 | 직각 위상 편이 복조기의 자동 이득 제어장치 |
| US6160838A (en) * | 1996-12-13 | 2000-12-12 | Uniden Corporation | Spread spectrum transmitter, spread spectrum receiver and spread spectrum communication method and automatic gain control circuit for spread spectrum receiver |
| JP3097605B2 (ja) | 1997-06-06 | 2000-10-10 | 日本電気株式会社 | Ａｇｃ回路 |
-
1998
- 1998-05-20 JP JP10138921A patent/JPH11331291A/ja active Pending
-
1999
- 1999-05-20 US US09/314,906 patent/US6483883B1/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6570441B1 (en) | 1999-11-05 | 2003-05-27 | Nec Corporation | Incoherent demodulator and method of incoherently demodulating an IF signal |
| EP1376969A2 (en) * | 2002-03-06 | 2004-01-02 | Nec Corporation | Correction of imbalance in I and Q gains |
| EP1376969A3 (en) * | 2002-03-06 | 2006-11-02 | Nec Corporation | Correction of imbalance in I and Q gains |
| JP2013527686A (ja) * | 2010-04-21 | 2013-06-27 | アルカテル−ルーセント | コヒーレント光受信機における同相成分および直交成分の電力調整 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6483883B1 (en) | 2002-11-19 |
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|---|---|---|---|
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