JPH098766A - 直交周波数分割多重受信装置 - Google Patents
直交周波数分割多重受信装置Info
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- JPH098766A JPH098766A JP7151338A JP15133895A JPH098766A JP H098766 A JPH098766 A JP H098766A JP 7151338 A JP7151338 A JP 7151338A JP 15133895 A JP15133895 A JP 15133895A JP H098766 A JPH098766 A JP H098766A
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- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 相互変調歪みを抑制し、広いダイナミックレ
ンジを有し、受信品質劣化を防止する。 【構成】 直交周波数分割多重受信装置に、受信信号の
瞬時電力を演算する瞬時電力演算部２０とが設けられ
る。利得制御部２１は受信信号の瞬時電力と基準電力と
の差の平均値をとり、この差の平均値の大きさに応じて
利得制御増幅器３の利得を制御する。Ａ／Ｄ制御部２２
は、受信信号の瞬時電力と第１の基準電力との差の平均
値、受信信号の瞬時電力と第２の基準電力との差の平均
値をとり、これらの平均値より、受信信号の瞬時電力が
第１の基準電圧よりもよりも大きい場合にはＡ／Ｄ変換
器２２の参照電圧を大きくし、受信信号の瞬時電力が第
１の基準電力よりも小さい場合にはＡ／Ｄ変換器２２の
参照電圧を小さくする。
ンジを有し、受信品質劣化を防止する。 【構成】 直交周波数分割多重受信装置に、受信信号の
瞬時電力を演算する瞬時電力演算部２０とが設けられ
る。利得制御部２１は受信信号の瞬時電力と基準電力と
の差の平均値をとり、この差の平均値の大きさに応じて
利得制御増幅器３の利得を制御する。Ａ／Ｄ制御部２２
は、受信信号の瞬時電力と第１の基準電力との差の平均
値、受信信号の瞬時電力と第２の基準電力との差の平均
値をとり、これらの平均値より、受信信号の瞬時電力が
第１の基準電圧よりもよりも大きい場合にはＡ／Ｄ変換
器２２の参照電圧を大きくし、受信信号の瞬時電力が第
１の基準電力よりも小さい場合にはＡ／Ｄ変換器２２の
参照電圧を小さくする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は直交周波数分割多重受信
装置に関し、相互変調歪みを抑制し、広いダイナミック
レンジを有し、受信品質劣化を防止できる直交周波数分
割多重受信装置に関する。
装置に関し、相互変調歪みを抑制し、広いダイナミック
レンジを有し、受信品質劣化を防止できる直交周波数分
割多重受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、情報のディジタル化のニーズが高
まるにつれて、無線、有線などでのディジタル伝送が必
要となってきている。無線伝送では、マルチパスフェー
ジングにより伝送品質が劣化することを回避するため
に、情報を多数のサブキャリアに分散しつまり周波数軸
の広い帯域に分散し、１情報当たりの伝送速度を遅くす
るマルチサブキャリア伝送方式はマルチパスフェージン
グに対して有利であり、ディジタル伝送方式として注目
を集めている。
まるにつれて、無線、有線などでのディジタル伝送が必
要となってきている。無線伝送では、マルチパスフェー
ジングにより伝送品質が劣化することを回避するため
に、情報を多数のサブキャリアに分散しつまり周波数軸
の広い帯域に分散し、１情報当たりの伝送速度を遅くす
るマルチサブキャリア伝送方式はマルチパスフェージン
グに対して有利であり、ディジタル伝送方式として注目
を集めている。
【０００３】このような背景を基に、受信装置も、マル
チサブキャリア方式で受信できるものであることが必要
である。マルチサブキャリア変調信号は、多数のサブキ
ャリアの和と見なすことができ、そのスペクトラムは白
色化し、時間波形は雑音に近くなる。
チサブキャリア方式で受信できるものであることが必要
である。マルチサブキャリア変調信号は、多数のサブキ
ャリアの和と見なすことができ、そのスペクトラムは白
色化し、時間波形は雑音に近くなる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】このような信号が平均
電力と瞬時電力に大きな差があるため、非線形増幅する
場合には、相互変調歪みの影響を受けやすいことから受
信装置は線形領域で動作させることが必要である。ま
た、移動受信では、上述したマルチパスフェージングの
影響を受け、その包絡線レベルは、大きく変動する。よ
って、受信信号のレベルを制御するため、自動利得制御
により増幅器の増幅度を変える必要がある。これには利
得制御増幅器を用いることができるが、線形で広いダイ
ナミックレンジを持つ利得制御増幅器は高価になるとの
問題がある。
電力と瞬時電力に大きな差があるため、非線形増幅する
場合には、相互変調歪みの影響を受けやすいことから受
信装置は線形領域で動作させることが必要である。ま
た、移動受信では、上述したマルチパスフェージングの
影響を受け、その包絡線レベルは、大きく変動する。よ
って、受信信号のレベルを制御するため、自動利得制御
により増幅器の増幅度を変える必要がある。これには利
得制御増幅器を用いることができるが、線形で広いダイ
ナミックレンジを持つ利得制御増幅器は高価になるとの
問題がある。
【０００５】また、受信信号をディジタル信号処理する
場合、Ａ／Ｄ変換器を使用するが、上述のマルチパスフ
ェージングの影響を受けた場合、ダイナミックレンジの
狭い利得制御増幅器では、包絡線レベルを一定に制御で
きなくなるため、Ａ／Ｄ変換器でディジタル値に変換で
きるアナログ値の最大レベルを越えてしまう場合が生
じ、受信品質が劣化するなど種々の問題がある。
場合、Ａ／Ｄ変換器を使用するが、上述のマルチパスフ
ェージングの影響を受けた場合、ダイナミックレンジの
狭い利得制御増幅器では、包絡線レベルを一定に制御で
きなくなるため、Ａ／Ｄ変換器でディジタル値に変換で
きるアナログ値の最大レベルを越えてしまう場合が生
じ、受信品質が劣化するなど種々の問題がある。
【０００６】したがって、本発明は、上記問題点に鑑
み、線形領域で動作し、低廉で広いダイナミックレンジ
を持ち、受信品質の劣化を防止できる直交周波数分割多
重受信装置を提供することを目的とする。
み、線形領域で動作し、低廉で広いダイナミックレンジ
を持ち、受信品質の劣化を防止できる直交周波数分割多
重受信装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明は、前記問題点を
解決するために、次の構成を有する直交周波数分割多重
受信装置を提供する。すなわち、受信したマルチサブキ
ャリアのディジタル復調を行う直交周波数分割多重受信
装置に、受信信号のレベルを制御するため利得を可変に
する利得制御増幅器と、ディジタル復調を行うために受
信信号をアナログからディジタルに変換可能にする参照
電圧が可変にされるＡ／Ｄ変換器と、受信信号の瞬時電
力を演算する瞬時電力演算部とが設けられる。利得制御
部は、基準電力を有し、受信信号の瞬時電力と基準電力
との差の平均値をとり、この差の平均値の大きさに応じ
て前記利得制御増幅器の利得を制御する。Ａ／Ｄ制御部
は、第１の基準電力とこれより小さな第２の基準電力と
有し、前記受信信号の瞬時電力と第１の基準電力との差
の平均値、前記受信信号の瞬時電力と第２の基準電力と
の差の平均値をとり、これらの平均値より、受信信号の
瞬時電力が第１の基準電圧よりもよりも大きい場合には
前記Ａ／Ｄ変換器の参照電圧を大きくし、受信信号の瞬
時電力が第１の基準電力よりも小さい場合には前記Ａ／
Ｄ変換器の参照電圧を小さくする。
解決するために、次の構成を有する直交周波数分割多重
受信装置を提供する。すなわち、受信したマルチサブキ
ャリアのディジタル復調を行う直交周波数分割多重受信
装置に、受信信号のレベルを制御するため利得を可変に
する利得制御増幅器と、ディジタル復調を行うために受
信信号をアナログからディジタルに変換可能にする参照
電圧が可変にされるＡ／Ｄ変換器と、受信信号の瞬時電
力を演算する瞬時電力演算部とが設けられる。利得制御
部は、基準電力を有し、受信信号の瞬時電力と基準電力
との差の平均値をとり、この差の平均値の大きさに応じ
て前記利得制御増幅器の利得を制御する。Ａ／Ｄ制御部
は、第１の基準電力とこれより小さな第２の基準電力と
有し、前記受信信号の瞬時電力と第１の基準電力との差
の平均値、前記受信信号の瞬時電力と第２の基準電力と
の差の平均値をとり、これらの平均値より、受信信号の
瞬時電力が第１の基準電圧よりもよりも大きい場合には
前記Ａ／Ｄ変換器の参照電圧を大きくし、受信信号の瞬
時電力が第１の基準電力よりも小さい場合には前記Ａ／
Ｄ変換器の参照電圧を小さくする。
【０００８】前記利得制御部の基準電力Ｐref は、受信
信号の振幅の確率密度分布の標準偏差α、Ａ／Ｄ変換器
の参照電圧ＶAVとすると、ＶAV＝ｍαの関係とし、 Ｐref ＝２（ＶAD／ｍ）2 であり、前記Ａ／Ｄ制御部の第１の基準電力Ｐ1 、Ｐ2
は、 Ｐ1 ＝２（ＶAD／ｍ1 ）2 Ｐ2 ＝２（ＶAD／ｍ2 ）2 （ｍ2 ＞ｍ1 ） が用いられる。
信号の振幅の確率密度分布の標準偏差α、Ａ／Ｄ変換器
の参照電圧ＶAVとすると、ＶAV＝ｍαの関係とし、 Ｐref ＝２（ＶAD／ｍ）2 であり、前記Ａ／Ｄ制御部の第１の基準電力Ｐ1 、Ｐ2
は、 Ｐ1 ＝２（ＶAD／ｍ1 ）2 Ｐ2 ＝２（ＶAD／ｍ2 ）2 （ｍ2 ＞ｍ1 ） が用いられる。
【０００９】前記利得制御部、前記Ａ／Ｄ制御部はそれ
ぞれ酔歩フィルタを設け、該酔歩フィルタにより前記平
均値を求める。前記酔歩フィルタのしきい値を有するメ
モリのそれぞれは、前記基準電力の１％分電力とマルチ
サブキャリア信号の１シンボル分の全サンプリング数の
τ％を乗算した値をしきい値とし、τを可変とする。
ぞれ酔歩フィルタを設け、該酔歩フィルタにより前記平
均値を求める。前記酔歩フィルタのしきい値を有するメ
モリのそれぞれは、前記基準電力の１％分電力とマルチ
サブキャリア信号の１シンボル分の全サンプリング数の
τ％を乗算した値をしきい値とし、τを可変とする。
【００１０】
【作用】本発明の直交周波数分割多重受信装置によれ
ば、利得制御部は、基準電力を有し、受信信号の瞬時電
力と基準電力との差の平均値をとり、この差の平均値の
大きさに応じて前記利得制御増幅器の利得を制御し、Ａ
／Ｄ制御部は、第１の基準電力とこれより小さな第２の
基準電力と有し、前記受信信号の瞬時電力と第１の基準
電力との差の平均値、前記受信信号の瞬時電力と第２の
基準電力との差の平均値をとり、これらの平均値より、
受信信号の瞬時電力が第１の基準電圧よりもよりも大き
い場合には前記Ａ／Ｄ変換器の参照電圧を大きくし、受
信信号の瞬時電力が第１の基準電力よりも小さい場合に
は前記Ａ／Ｄ変換器の参照電圧を小さくすることによ
り、受信信号の入力電力が利得制御増幅器が出力電力を
一定に保つことができる範囲外にあっても、Ａ／Ｄ変換
器への入力レベルは、その参照電圧に対して常に一定と
なることが可能になる。このため、簡単なループフィル
タにより希望する電力値に正確に受信電力を合わすこと
ができ、ダイナミックレンジの狭い利得制御増幅器でも
受信品質を劣化することなく良好に受信可能になる。
ば、利得制御部は、基準電力を有し、受信信号の瞬時電
力と基準電力との差の平均値をとり、この差の平均値の
大きさに応じて前記利得制御増幅器の利得を制御し、Ａ
／Ｄ制御部は、第１の基準電力とこれより小さな第２の
基準電力と有し、前記受信信号の瞬時電力と第１の基準
電力との差の平均値、前記受信信号の瞬時電力と第２の
基準電力との差の平均値をとり、これらの平均値より、
受信信号の瞬時電力が第１の基準電圧よりもよりも大き
い場合には前記Ａ／Ｄ変換器の参照電圧を大きくし、受
信信号の瞬時電力が第１の基準電力よりも小さい場合に
は前記Ａ／Ｄ変換器の参照電圧を小さくすることによ
り、受信信号の入力電力が利得制御増幅器が出力電力を
一定に保つことができる範囲外にあっても、Ａ／Ｄ変換
器への入力レベルは、その参照電圧に対して常に一定と
なることが可能になる。このため、簡単なループフィル
タにより希望する電力値に正確に受信電力を合わすこと
ができ、ダイナミックレンジの狭い利得制御増幅器でも
受信品質を劣化することなく良好に受信可能になる。
【００１１】前記利得制御部の基準電力Ｐref 、前記Ａ
／Ｄ制御部の第１の基準電力Ｐ1 、Ｐ2 は、ガウス過定
の性質から求められる。前記利得制御部、前記Ａ／Ｄ制
御部はそれぞれ酔歩フィルタを設け、該酔歩フィルタに
より前記平均値を求めることにより、シーケンシャルル
ープフィルタで制御を行うので信頼性を向上できる。
／Ｄ制御部の第１の基準電力Ｐ1 、Ｐ2 は、ガウス過定
の性質から求められる。前記利得制御部、前記Ａ／Ｄ制
御部はそれぞれ酔歩フィルタを設け、該酔歩フィルタに
より前記平均値を求めることにより、シーケンシャルル
ープフィルタで制御を行うので信頼性を向上できる。
【００１２】前記酔歩フィルタのしきい値を有するメモ
リのそれぞれは、前記基準電力の１％分電力とマルチサ
ブキャリア信号の１シンボル分の全サンプリング数のτ
％を乗算した値をしきい値とし、τを可変とすることに
より、τは用途に応じて自由に設定でき、大きければ応
答は遅く緩やかで、小さければ早く急激に変化する。
リのそれぞれは、前記基準電力の１％分電力とマルチサ
ブキャリア信号の１シンボル分の全サンプリング数のτ
％を乗算した値をしきい値とし、τを可変とすることに
より、τは用途に応じて自由に設定でき、大きければ応
答は遅く緩やかで、小さければ早く急激に変化する。
【００１３】
【実施例】以下本発明の実施例について図面を参照して
説明する。図１は本発明の実施例に係る直交周波数分割
多重受信装置を示す図である。本図に示すように、直交
周波数分割多重受信装置は、アンテナを介して直交周波
数分割多重変調信号を同期検波する高周波部１と、これ
に接続され周波数帯域を制限する帯域フィルタ２と、こ
れに接続され受信信号のレベルを制御する利得制御増幅
器３と、これに接続され同相成分と直交成分の低域信号
ｘI (t) 、ｘQ (t)に変換する乗算器４、５と、これら
に接続されアナログからディジタルに変換するＡ／Ｄ変
換器６、７（Analog to Digital Converter)と、これら
に接続されＦＦＴ(Fast Fourier Transformation) によ
り復調を行う復調器８と、乗算器５に接続される９０°
移相器９と、乗算器４及び移相器９に接続される発振器
１０と、高周波部１に接続される発振器１１と、Ａ／Ｄ
変換器６、７に接続され低域信号の平均電力を求めこれ
を基に利得制御増幅器３、Ａ／Ｄ変換器６、７を制御す
る電力制御部１２と、Ａ／Ｄ変換器６、７に接続され受
信信号の同期を取りこれを復調器８に与える同期処理部
１３と、発振器１１、電力制御部１２、同期処理部１
３、復調器８を制御するためＣＰＵ(Central Processin
g Unit) からなる制御部１４と、制御部１４に指示を与
えるユーザインタフェース１５を具備する。さらに、電
力制御部１２は、受信信号の瞬時電力を演算する瞬時電
力演算部２０と、この瞬時電力と基準電力との差の平均
値を基に利得制御増幅器３の利得を制御する利得制御部
２１と、前記瞬時電力と基準値との差の平均値を基にＡ
／Ｄ変換器６、７の参照電圧を制御するＡ／Ｄ制御部２
２とからなる。
説明する。図１は本発明の実施例に係る直交周波数分割
多重受信装置を示す図である。本図に示すように、直交
周波数分割多重受信装置は、アンテナを介して直交周波
数分割多重変調信号を同期検波する高周波部１と、これ
に接続され周波数帯域を制限する帯域フィルタ２と、こ
れに接続され受信信号のレベルを制御する利得制御増幅
器３と、これに接続され同相成分と直交成分の低域信号
ｘI (t) 、ｘQ (t)に変換する乗算器４、５と、これら
に接続されアナログからディジタルに変換するＡ／Ｄ変
換器６、７（Analog to Digital Converter)と、これら
に接続されＦＦＴ(Fast Fourier Transformation) によ
り復調を行う復調器８と、乗算器５に接続される９０°
移相器９と、乗算器４及び移相器９に接続される発振器
１０と、高周波部１に接続される発振器１１と、Ａ／Ｄ
変換器６、７に接続され低域信号の平均電力を求めこれ
を基に利得制御増幅器３、Ａ／Ｄ変換器６、７を制御す
る電力制御部１２と、Ａ／Ｄ変換器６、７に接続され受
信信号の同期を取りこれを復調器８に与える同期処理部
１３と、発振器１１、電力制御部１２、同期処理部１
３、復調器８を制御するためＣＰＵ(Central Processin
g Unit) からなる制御部１４と、制御部１４に指示を与
えるユーザインタフェース１５を具備する。さらに、電
力制御部１２は、受信信号の瞬時電力を演算する瞬時電
力演算部２０と、この瞬時電力と基準電力との差の平均
値を基に利得制御増幅器３の利得を制御する利得制御部
２１と、前記瞬時電力と基準値との差の平均値を基にＡ
／Ｄ変換器６、７の参照電圧を制御するＡ／Ｄ制御部２
２とからなる。
【００１４】このような受信装置によれば、ユーザがユ
ーザインタフェース１５に対し希望する受信チャンネル
を選択する指示を与えると、制御部１４がそのチャンネ
ルの周波数で発振器１１を発振するように制御し、受信
波が選択される。選択受信波信号は帯域フィルタ２、利
得制御増幅器３を通り、発振器１０で低域に変換され
る。
ーザインタフェース１５に対し希望する受信チャンネル
を選択する指示を与えると、制御部１４がそのチャンネ
ルの周波数で発振器１１を発振するように制御し、受信
波が選択される。選択受信波信号は帯域フィルタ２、利
得制御増幅器３を通り、発振器１０で低域に変換され
る。
【００１５】図２は図１のＡ／Ｄ変換器６、７の参照電
圧ＶADとしたときこれと入力信号との関係を説明する図
である。その同期直交チャンネルの低域信号のｘI (t)
、ｘ Q (t) の確率密度分布PDF は、ガウス分布をなす
とし、このときの標準偏差をαとすると、本図に示すよ
うに、 PDF ＝ｅｘｐ（−ｘ2 ／２α2 ）／（２πα2 ）1/2 …（１） となる。
圧ＶADとしたときこれと入力信号との関係を説明する図
である。その同期直交チャンネルの低域信号のｘI (t)
、ｘ Q (t) の確率密度分布PDF は、ガウス分布をなす
とし、このときの標準偏差をαとすると、本図に示すよ
うに、 PDF ＝ｅｘｐ（−ｘ2 ／２α2 ）／（２πα2 ）1/2 …（１） となる。
【００１６】そして、 ＶAD＝ｍα …（２） とおく。ｍは参照電圧への乗数であり、その値は４が最
適だが、３≦ｍ≦１６の範囲では、Ａ／Ｄ変換器の精度
が８ビット級以上であれば、受信品質は劣化しない。こ
こでは、 ｍ＝８ …（３） とする。
適だが、３≦ｍ≦１６の範囲では、Ａ／Ｄ変換器の精度
が８ビット級以上であれば、受信品質は劣化しない。こ
こでは、 ｍ＝８ …（３） とする。
【００１７】低域信号の平均電力はＰavは、 Ｐav＝＜ｘI (t)2＋ｘQ (t)2＞ …（４） で算出さて、ガウス分布の仮定から、 Ｐav＝２α2 …（５） となる。よって基準電力Ｐref を式（２）、（３）か
ら、 Ｐref ＝２（ＶAD／ｍ）2 （ｍ＝８） …（６） とし、受信信号の平均電力をＰref となるように制御す
ればよい。
ら、 Ｐref ＝２（ＶAD／ｍ）2 （ｍ＝８） …（６） とし、受信信号の平均電力をＰref となるように制御す
ればよい。
【００１８】この手段は、瞬時電力と基準電力とを減算
したものをフィルタリングすればよい。このフィルタリ
ング処理に関し、電力誤差出力を＋１、−１に２値量子
化し、シーケンシャルループフィルタで制御の信頼度を
向上するという方式が知られている。シーケンシャルフ
ィルタには酔歩フィルタが用いられる。図３は瞬時電力
Ｐ(t) の確率密度PDF 及び累積分布CDF を説明する図で
ある。本図に示すように、 PDF ＝ｅｘｐ（−ｚ／２α2 ）／２α2 …（７） CDF ＝１−ｅｘｐ（−ｚ／２α2 ） …（８） と表される。上記の比較特性化での酔歩フィルタは＋
１、−１の出現確率が等しく、つまり、累積分布CDF が
１／２の点で定常となる。そのときの平均電力は、 ln2 （２α2 ）＝ln2 Ｐav …（９） となり、平均電力のln2 倍の値となり、式（６）の基準
電力で定常とならない。ここでlnは自然対数である。そ
こで、本発明では、電力誤差出力を２値化せず、そのま
まの出力を加算していくという比較特性とし、それを酔
歩フィルタで制御することにする。
したものをフィルタリングすればよい。このフィルタリ
ング処理に関し、電力誤差出力を＋１、−１に２値量子
化し、シーケンシャルループフィルタで制御の信頼度を
向上するという方式が知られている。シーケンシャルフ
ィルタには酔歩フィルタが用いられる。図３は瞬時電力
Ｐ(t) の確率密度PDF 及び累積分布CDF を説明する図で
ある。本図に示すように、 PDF ＝ｅｘｐ（−ｚ／２α2 ）／２α2 …（７） CDF ＝１−ｅｘｐ（−ｚ／２α2 ） …（８） と表される。上記の比較特性化での酔歩フィルタは＋
１、−１の出現確率が等しく、つまり、累積分布CDF が
１／２の点で定常となる。そのときの平均電力は、 ln2 （２α2 ）＝ln2 Ｐav …（９） となり、平均電力のln2 倍の値となり、式（６）の基準
電力で定常とならない。ここでlnは自然対数である。そ
こで、本発明では、電力誤差出力を２値化せず、そのま
まの出力を加算していくという比較特性とし、それを酔
歩フィルタで制御することにする。
【００１９】酔歩フィルタで平滑化された信号は包絡線
レベルの変動を表す制御信号となり、これを利得制御増
幅器３にフィードバックすることで、常に平均電力が式
（６）の値となるように制御される。図４は図１の利得
制御増幅器３の入出力電力を説明する図である。利得制
御増幅器３の増幅特性は制御信号Ｖa 〜Ｖb において本
図（ａ）に示すようになる。このとき出力信号の電力を
一定に保てる入力信号の電力範囲が定まる。だが、本図
（ｂ）に示すように、ダイナミックレンジの範囲が狭い
と上記の入力信号の電力範囲も狭くなり、これ以外の電
力の入力信号に対しては出力電力を希望する値に一定に
保つことができない。
レベルの変動を表す制御信号となり、これを利得制御増
幅器３にフィードバックすることで、常に平均電力が式
（６）の値となるように制御される。図４は図１の利得
制御増幅器３の入出力電力を説明する図である。利得制
御増幅器３の増幅特性は制御信号Ｖa 〜Ｖb において本
図（ａ）に示すようになる。このとき出力信号の電力を
一定に保てる入力信号の電力範囲が定まる。だが、本図
（ｂ）に示すように、ダイナミックレンジの範囲が狭い
と上記の入力信号の電力範囲も狭くなり、これ以外の電
力の入力信号に対しては出力電力を希望する値に一定に
保つことができない。
【００２０】この場合、式（５）が式（６）より大きく
なったり、又は小さくなるので、等価的にｍ＝８となる
ように制御できず、ｍ＜３、ｍ＞１６となり、受信品質
に劣化が生じる。図５はＡ／Ｄ変換器６、７の参照電圧
ＶADの制御を説明する図である。本発明では、 Ｐ1 ＝２（Ｖr ／ｍ1 ）2 （ｍ1 ＝３、Ｖr ＝ＶAD） …（１０） Ｐ2 ＝２（Ｖr ／ｍ2 ）2 （ｍ2 ＝１６、Ｖr ＝ＶAD） …（１１） なる新たな基準電力を用意し、平均電力が式（１０）よ
り大きくなれば、本図（ａ）に示すように、式（６）の
ＶADをｍ／ｍ1 倍し、小さくなれば、本図（ｂ）に示す
ように、ＶADをｍ／ｍ2 倍する。このようにすれば、入
力信号・標準偏差αは常にＶADに対し、ＶAD／α＝ｍ＝
８となるように制御される。
なったり、又は小さくなるので、等価的にｍ＝８となる
ように制御できず、ｍ＜３、ｍ＞１６となり、受信品質
に劣化が生じる。図５はＡ／Ｄ変換器６、７の参照電圧
ＶADの制御を説明する図である。本発明では、 Ｐ1 ＝２（Ｖr ／ｍ1 ）2 （ｍ1 ＝３、Ｖr ＝ＶAD） …（１０） Ｐ2 ＝２（Ｖr ／ｍ2 ）2 （ｍ2 ＝１６、Ｖr ＝ＶAD） …（１１） なる新たな基準電力を用意し、平均電力が式（１０）よ
り大きくなれば、本図（ａ）に示すように、式（６）の
ＶADをｍ／ｍ1 倍し、小さくなれば、本図（ｂ）に示す
ように、ＶADをｍ／ｍ2 倍する。このようにすれば、入
力信号・標準偏差αは常にＶADに対し、ＶAD／α＝ｍ＝
８となるように制御される。
【００２１】以上のような制御は電力制御部１２によっ
て行われ常に受信電力が一定となるように保つ。図６は
図１の電力制御部１２の詳細を説明する図である。本図
に示すように、瞬時電力演算部２０において、Ａ／Ｄ変
換器６、７からｘI (t) 、ｘQ (t) を入力する乗算器３
０、３１、加算器３２は、これらの入力信号を基に、瞬
時電力Ｐ(t) を以下のように計算する。
て行われ常に受信電力が一定となるように保つ。図６は
図１の電力制御部１２の詳細を説明する図である。本図
に示すように、瞬時電力演算部２０において、Ａ／Ｄ変
換器６、７からｘI (t) 、ｘQ (t) を入力する乗算器３
０、３１、加算器３２は、これらの入力信号を基に、瞬
時電力Ｐ(t) を以下のように計算する。
【００２２】 Ｐ(t) ＝ｘI (t)2＋ｘQ (t)2 …（１２） 利得制御部２１及びＡ／Ｄ制御部２２を制御する制御器
３３が設けられる。制御部３３は、利得制御部２１より
得られた参照電圧ＶAD、参照電圧への乗数ｍを基に、式
（６）、（１０）、（１１）を用いて各基準電力Ｐref
、Ｐ1 、Ｐ2 を計算する。
３３が設けられる。制御部３３は、利得制御部２１より
得られた参照電圧ＶAD、参照電圧への乗数ｍを基に、式
（６）、（１０）、（１１）を用いて各基準電力Ｐref
、Ｐ1 、Ｐ2 を計算する。
【００２３】次に利得制御部２１において、そのメモリ
３４は制御器３３から基準電力Ｐref が送られ記憶す
る。乗算器３０、３１、加算器３２により計算された瞬
時電力Ｐ(t) を入力する引き算器３７は、この瞬時電力
とメモリ３４に記憶される基準値Ｐref と比較して電力
誤差出力を得る。
３４は制御器３３から基準電力Ｐref が送られ記憶す
る。乗算器３０、３１、加算器３２により計算された瞬
時電力Ｐ(t) を入力する引き算器３７は、この瞬時電力
とメモリ３４に記憶される基準値Ｐref と比較して電力
誤差出力を得る。
【００２４】引き算器３７に加算器４１が接続され、加
算器４１の出力にメモリ４０が設けられ、引き算器３７
とメモリ４０の出力とが加算器４１により加算される。
これにより電力誤差出力の累積値がメモリ４０に新たに
記憶される。加算器４１から累積電力誤差出力と後述す
るしきい値ＲT を入力する酔歩フィルタ４２は累積電力
誤差出力がしきい値ＲT より大きい場合には「＋１」、
しきい値−ＲT より小さい場合には「−１」、しきい値
ＲT 、−ＲT の間にある場合には「０」を出力し、±１
を出力した場合にはメモリ４０の内容をクリアする。
算器４１の出力にメモリ４０が設けられ、引き算器３７
とメモリ４０の出力とが加算器４１により加算される。
これにより電力誤差出力の累積値がメモリ４０に新たに
記憶される。加算器４１から累積電力誤差出力と後述す
るしきい値ＲT を入力する酔歩フィルタ４２は累積電力
誤差出力がしきい値ＲT より大きい場合には「＋１」、
しきい値−ＲT より小さい場合には「−１」、しきい値
ＲT 、−ＲT の間にある場合には「０」を出力し、±１
を出力した場合にはメモリ４０の内容をクリアする。
【００２５】酔歩フィルタ４２のしきい値ＲT を有する
メモリ４３は、しきい値ＲT が制御器３３により設定さ
れる。そのしきい値ＲT は以下の通りである。 ＲT ＝ｃｉｎｔ（τT/ΔT ×Ｐref ／100 ） …（１３） ここで、T はマルチサブキャリア信号の１シンボル時間
ΔT はサンプリング間隔である。ｃｉｎｔ（・）は、・
を越える最小整数を表す。τはアナログフィルタで言う
時定数に当たるもので、 ０＜τ＜∞ の定数値である。τは用途に応じて自由に設定でき、大
きければ応答が遅く緩やかで、小さければ早く急激に変
化する。なお、これらの定数は制御部１４から与えられ
る。
メモリ４３は、しきい値ＲT が制御器３３により設定さ
れる。そのしきい値ＲT は以下の通りである。 ＲT ＝ｃｉｎｔ（τT/ΔT ×Ｐref ／100 ） …（１３） ここで、T はマルチサブキャリア信号の１シンボル時間
ΔT はサンプリング間隔である。ｃｉｎｔ（・）は、・
を越える最小整数を表す。τはアナログフィルタで言う
時定数に当たるもので、 ０＜τ＜∞ の定数値である。τは用途に応じて自由に設定でき、大
きければ応答が遅く緩やかで、小さければ早く急激に変
化する。なお、これらの定数は制御部１４から与えられ
る。
【００２６】酔歩フィルタ４２に接続されるインクリメ
ントデクリメントカウンタ４４は、酔歩フィルタ４２の
出力からカウンタ値idt を増減させる。インクリメント
デクリメントカウンタ４４のカウンタ値idt はそのイン
クリメントデクリメントしきい値IDT に対し、 -IDT≦idt ≦IDT の値をとる。
ントデクリメントカウンタ４４は、酔歩フィルタ４２の
出力からカウンタ値idt を増減させる。インクリメント
デクリメントカウンタ４４のカウンタ値idt はそのイン
クリメントデクリメントしきい値IDT に対し、 -IDT≦idt ≦IDT の値をとる。
【００２７】インクリメントデクリメントカウンタ４４
に接続されるＤ／Ａ変換器４５はカウンタ値idt をディ
ジタルからアナログに変換して利得制御増幅器３にフィ
ードバックする。次にＡ／Ｄ制御部２２において、その
メモリ３５、３６は制御器３３から基準電力Ｐ1 、Ｐ2
が送られ記憶する。
に接続されるＤ／Ａ変換器４５はカウンタ値idt をディ
ジタルからアナログに変換して利得制御増幅器３にフィ
ードバックする。次にＡ／Ｄ制御部２２において、その
メモリ３５、３６は制御器３３から基準電力Ｐ1 、Ｐ2
が送られ記憶する。
【００２８】乗算器３０、３１、加算器３２により計算
された瞬時電力Ｐ(t) を入力する引き算器３８、３９
は、この瞬時電力とメモリ３５、３６に記憶される基準
値Ｐ1、Ｐ2 と比較して電力誤差出力を得る。引き算器
３８、３９に加算器４７、５２が接続され、加算器４
７、５２の出力にメモリ４６、５１が設けられ、引き算
器３８、３９とメモリ４６、５２の出力とが加算器４
７、５２により加算される。これにより電力誤差出力の
累積値がメモリ４６、５２に新たに記憶される。
された瞬時電力Ｐ(t) を入力する引き算器３８、３９
は、この瞬時電力とメモリ３５、３６に記憶される基準
値Ｐ1、Ｐ2 と比較して電力誤差出力を得る。引き算器
３８、３９に加算器４７、５２が接続され、加算器４
７、５２の出力にメモリ４６、５１が設けられ、引き算
器３８、３９とメモリ４６、５２の出力とが加算器４
７、５２により加算される。これにより電力誤差出力の
累積値がメモリ４６、５２に新たに記憶される。
【００２９】加算器４７から累積電力誤差出力と後述す
るしきい値ＲT2を入力する酔歩フィルタ４８は累積電力
誤差出力がしきい値ＲT2より大きい場合には「＋１」、
しきい値−ＲT2より小さい場合には「−１」、しきい値
Ｒ2 、−Ｒ2 の間にある場合には「０」を出力し、±１
を出力した場合にはメモリ４６の内容をクリアする。加
算器５２から累積電力誤差出力と後述するしきい値ＲT1
を入力する酔歩フィルタ５３は累積電力誤差出力がしき
い値ＲT1より大きい場合には「＋１」、しきい値−ＲT1
より小さい場合には「−１」、しきい値Ｒ1 、−Ｒ1 の
間にある場合には「０」を出力し、±１を出力した場合
にはメモリ５１の内容をクリアする。
るしきい値ＲT2を入力する酔歩フィルタ４８は累積電力
誤差出力がしきい値ＲT2より大きい場合には「＋１」、
しきい値−ＲT2より小さい場合には「−１」、しきい値
Ｒ2 、−Ｒ2 の間にある場合には「０」を出力し、±１
を出力した場合にはメモリ４６の内容をクリアする。加
算器５２から累積電力誤差出力と後述するしきい値ＲT1
を入力する酔歩フィルタ５３は累積電力誤差出力がしき
い値ＲT1より大きい場合には「＋１」、しきい値−ＲT1
より小さい場合には「−１」、しきい値Ｒ1 、−Ｒ1 の
間にある場合には「０」を出力し、±１を出力した場合
にはメモリ５１の内容をクリアする。
【００３０】メモリ３５、３６に記憶される基準電力
は、式（１０）、（１１）のＰ1 、Ｐ2 で与えられ、メ
モリ５４、４９のしきい値はそれぞれ、 ＲT1＝ｃｉｎｔ（τT/ΔT ×Ｐ1 ／100 ） …（１４） ＲT2＝ｃｉｎｔ（τT/ΔT ×Ｐ2 ／100 ） …（１５） で与えられる。
は、式（１０）、（１１）のＰ1 、Ｐ2 で与えられ、メ
モリ５４、４９のしきい値はそれぞれ、 ＲT1＝ｃｉｎｔ（τT/ΔT ×Ｐ1 ／100 ） …（１４） ＲT2＝ｃｉｎｔ（τT/ΔT ×Ｐ2 ／100 ） …（１５） で与えられる。
【００３１】酔歩フィルタ５３、４８に接続されるイン
クリメントデクリメントカウンタ５５、５０はそれぞれ
のカウント値idt1、idt2、インクリメントデクリメント
しきい値IDT1、IDT2に対し、 0 ≦idt1≦IDT1 -IDT2 ≦idt2≦0 の値をとるものとし、初め idt1＝0 、 idt2＝0 にセットされる。
クリメントデクリメントカウンタ５５、５０はそれぞれ
のカウント値idt1、idt2、インクリメントデクリメント
しきい値IDT1、IDT2に対し、 0 ≦idt1≦IDT1 -IDT2 ≦idt2≦0 の値をとるものとし、初め idt1＝0 、 idt2＝0 にセットされる。
【００３２】インクリメントデクリメントカウンタ５
５、５０に接続される乗数設定器５６はidt1＝0 、idt2
＝0 なら「１」を、idt1≠0 、idt2＝0 なら参照電圧へ
の乗数（ｍ／ｍ1 ）idt1を、idt1＝0 、idt2≠0 なら参
照電圧への乗数（ｍ／ｍ1 ）id t2を出力する。乗数設定
器５６に接続されるＤ／Ａ変換器５７は乗数設定器５６
の出力をディジタルからアナログに変換し、乗算器５９
で基準電圧発生器５８の出力ＶADと乗算され、Ａ／Ｄ変
換器６、７の参照電圧として出力される。
５、５０に接続される乗数設定器５６はidt1＝0 、idt2
＝0 なら「１」を、idt1≠0 、idt2＝0 なら参照電圧へ
の乗数（ｍ／ｍ1 ）idt1を、idt1＝0 、idt2≠0 なら参
照電圧への乗数（ｍ／ｍ1 ）id t2を出力する。乗数設定
器５６に接続されるＤ／Ａ変換器５７は乗数設定器５６
の出力をディジタルからアナログに変換し、乗算器５９
で基準電圧発生器５８の出力ＶADと乗算され、Ａ／Ｄ変
換器６、７の参照電圧として出力される。
【００３３】制御器３３は乗数設定器５６からの参照電
圧への乗数、基準電圧発生器５８の参照電圧ＶADの変化
量を、Ａ／Ｄ変換器６０を介して受け取り、新たに式
（６）、（１３）を計算し、メモリ３４、４３にフィー
ドバックし、また式（１０）、（１１）、（１４）、
（１５）を計算し、メモリ３５、５４、３６、４９にフ
ィードバックする。
圧への乗数、基準電圧発生器５８の参照電圧ＶADの変化
量を、Ａ／Ｄ変換器６０を介して受け取り、新たに式
（６）、（１３）を計算し、メモリ３４、４３にフィー
ドバックし、また式（１０）、（１１）、（１４）、
（１５）を計算し、メモリ３５、５４、３６、４９にフ
ィードバックする。
【００３４】したがって、本実施例よれば、簡単ループ
フィルタにより、希望する電力値に正確に受信電力を合
わすことができる。またダイナミックレンジの狭い利得
制御増幅器でも受信品質を劣化することなく良好に受信
できる。
フィルタにより、希望する電力値に正確に受信電力を合
わすことができる。またダイナミックレンジの狭い利得
制御増幅器でも受信品質を劣化することなく良好に受信
できる。
【００３５】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、利
得制御部は、基準電力を有し、受信信号の瞬時電力と基
準電力との差の平均値をとり、この差の平均値の大きさ
に応じて利得制御増幅器の利得を制御し、Ａ／Ｄ制御部
は、第１の基準電力とこれより小さいな第２の基準電力
と有し、受信信号の瞬時電力と第１の基準電力との差の
平均値、受信信号の瞬時電力と第２の基準電力との差の
平均値をとり、これらの平均値より、受信信号の瞬時電
力が第１の基準電圧よりもよりも大きい場合にはＡ／Ｄ
変換器の参照電圧を大きくし、受信信号の瞬時電力が第
１の基準電力よりも小さい場合にはＡ／Ｄ変換器の参照
電圧を小さくするので、受信信号の入力電力が利得制御
増幅器が出力電力を一定に保つことができる範囲外にあ
っても、Ａ／Ｄ変換器への入力レベルは、その参照電圧
に対して常に一定となることが可能になる。このため、
簡単なループフィルタにより希望する電力値に正確に受
信電力を合わすことができ、ダイナミックレンジの狭い
利得制御増幅器でも受信品質を劣化することなく良好に
受信可能になる。
得制御部は、基準電力を有し、受信信号の瞬時電力と基
準電力との差の平均値をとり、この差の平均値の大きさ
に応じて利得制御増幅器の利得を制御し、Ａ／Ｄ制御部
は、第１の基準電力とこれより小さいな第２の基準電力
と有し、受信信号の瞬時電力と第１の基準電力との差の
平均値、受信信号の瞬時電力と第２の基準電力との差の
平均値をとり、これらの平均値より、受信信号の瞬時電
力が第１の基準電圧よりもよりも大きい場合にはＡ／Ｄ
変換器の参照電圧を大きくし、受信信号の瞬時電力が第
１の基準電力よりも小さい場合にはＡ／Ｄ変換器の参照
電圧を小さくするので、受信信号の入力電力が利得制御
増幅器が出力電力を一定に保つことができる範囲外にあ
っても、Ａ／Ｄ変換器への入力レベルは、その参照電圧
に対して常に一定となることが可能になる。このため、
簡単なループフィルタにより希望する電力値に正確に受
信電力を合わすことができ、ダイナミックレンジの狭い
利得制御増幅器でも受信品質を劣化することなく良好に
受信可能になる。
【図１】本発明の実施例に係る直交周波数分割多重受信
装置を示す図である。
装置を示す図である。
【図２】図１のＡ／Ｄ変換器６、７の参照電圧ＶADとし
たときこれと入力信号との関係を説明する図である。
たときこれと入力信号との関係を説明する図である。
【図３】瞬時電力Ｐ(t) の確立密度PDF 及び累積分布CD
F を説明する図である。
F を説明する図である。
【図４】図１の利得制御増幅器３の入出力電力を説明す
る図である。
る図である。
【図５】Ａ／Ｄ変換器６、７の参照電圧ＶADの制御を説
明する図である。
明する図である。
【図６】図１の電力制御部１２の詳細を説明する図であ
る。
る。
３…利得制御増幅器 ６、７…Ａ／Ｄ変換器 ２０…瞬時電力演算部 ２２…Ａ／Ｄ制御部 ４２、４８、５３…酔歩フィルタ ４３、４９、５４…メモリ
Claims (4)
- 【請求項１】 受信したマルチサブキャリアのディジタ
ル復調を行う直交周波数分割多重受信装置において、 受信信号のレベルを制御するため利得を可変にする利得
制御増幅器（３）と、 ディジタル復調を行うために受信信号をアナログからデ
ィジタルに変換可能にする参照電圧が可変にされるＡ／
Ｄ変換器（６、７）と、 受信信号の瞬時電力を演算する瞬時電力演算部（２０）
と、 基準電力を有し、受信信号の瞬時電力と基準電力との差
の平均値をとり、この差の平均値の大きさに応じて前記
利得制御増幅器（３）の利得を制御する利得制御部（２
１）と、 第１の基準電力とこれより小さな第２の基準電力とを有
し、前記受信信号の瞬時電力と第１の基準電力との差の
平均値、前記受信信号の瞬時電力と第２の基準電力との
差の平均値をとり、これらの平均値より、受信信号の瞬
時電力が第１の基準電圧よりもよりも大きい場合には前
記Ａ／Ｄ変換器（６、７）の参照電圧を大きくし、受信
信号の瞬時電力が第１の基準電力よりも小さい場合には
前記Ａ／Ｄ変換器（６、７）の参照電圧を小さくするＡ
／Ｄ制御部（２２）とを備えることを特徴とする直交周
波数分割多重受信装置。 - 【請求項２】 前記利得制御部（２１）の基準電力Ｐre
f は、受信信号の振幅の確率密度分布の標準偏差α、Ａ
／Ｄ変換器（６、７）の参照電圧ＶAVとすると、ＶAV＝
ｍαの関係とし、 Ｐref ＝２（ＶAD／ｍ）2 であり、前記Ａ／Ｄ制御部（２２）の第１の基準電力Ｐ
1 、Ｐ2 は、 Ｐ1 ＝２（ＶAD／ｍ1 ）2 Ｐ2 ＝２（ＶAD／ｍ2 ）2 （ｍ2 ＞ｍ＞ｍ1 ） であることを特徴とする、請求項１に記載の直交周波数
分割多重受信装置。 - 【請求項３】 前記利得制御部（２１）、前記Ａ／Ｄ制
御部（２２）はそれぞれ酔歩フィルタ（４２、４８、５
３）を設け、該酔歩フィルタ（４２、４８、５３）によ
り前記平均値を求めることを特徴とする、請求項１に記
載の直交周波数分割多重受信装置。 - 【請求項４】 前記酔歩フィルタ（４２、４８、５３）
のしきい値を有するメモリ（４３、４９、５４）のそれ
ぞれは、前記基準電力の１％分電力とマルチサブキャリ
ア信号の１シンボル分の全サンプリング数のτ％を乗算
した値をしきい値とし、τを可変とすることを特徴とす
る、請求項３に記載の直交周波数分割多重受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7151338A JPH098766A (ja) | 1995-06-19 | 1995-06-19 | 直交周波数分割多重受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7151338A JPH098766A (ja) | 1995-06-19 | 1995-06-19 | 直交周波数分割多重受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH098766A true JPH098766A (ja) | 1997-01-10 |
Family
ID=15516398
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7151338A Withdrawn JPH098766A (ja) | 1995-06-19 | 1995-06-19 | 直交周波数分割多重受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH098766A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6483883B1 (en) | 1998-05-20 | 2002-11-19 | Nec Corporation | Automatic gain control type demodulation apparatus having single automatic gain control circuit |
| WO2004105236A1 (ja) * | 2003-05-23 | 2004-12-02 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | 検波回路及び検波回路の調整方法 |
| WO2007000923A1 (ja) * | 2005-06-27 | 2007-01-04 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | マルチキャリア送信装置およびマルチキャリア送信方法 |
| JP2016127557A (ja) * | 2015-01-08 | 2016-07-11 | 日本無線株式会社 | 電力制御装置 |
-
1995
- 1995-06-19 JP JP7151338A patent/JPH098766A/ja not_active Withdrawn
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6483883B1 (en) | 1998-05-20 | 2002-11-19 | Nec Corporation | Automatic gain control type demodulation apparatus having single automatic gain control circuit |
| WO2004105236A1 (ja) * | 2003-05-23 | 2004-12-02 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | 検波回路及び検波回路の調整方法 |
| WO2007000923A1 (ja) * | 2005-06-27 | 2007-01-04 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | マルチキャリア送信装置およびマルチキャリア送信方法 |
| US7995663B2 (en) | 2005-06-27 | 2011-08-09 | Panasonic Corporation | Multicarrier transmitting apparatus and multicarrier transmitting method |
| JP4958775B2 (ja) * | 2005-06-27 | 2012-06-20 | パナソニック株式会社 | マルチキャリア送信装置およびマルチキャリア送信方法 |
| JP2016127557A (ja) * | 2015-01-08 | 2016-07-11 | 日本無線株式会社 | 電力制御装置 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20020903 |