JPH098766A - 直交周波数分割多重受信装置 - Google Patents

直交周波数分割多重受信装置

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JPH098766A
JPH098766A JP7151338A JP15133895A JPH098766A JP H098766 A JPH098766 A JP H098766A JP 7151338 A JP7151338 A JP 7151338A JP 15133895 A JP15133895 A JP 15133895A JP H098766 A JPH098766 A JP H098766A
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Japan
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power
received signal
instantaneous power
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reference power
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JP7151338A
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Takeshi Miyano
健 宮野
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Denso Ten Ltd
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Denso Ten Ltd
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Publication date
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  • Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【目的】 相互変調歪みを抑制し、広いダイナミックレ
ンジを有し、受信品質劣化を防止する。 【構成】 直交周波数分割多重受信装置に、受信信号の
瞬時電力を演算する瞬時電力演算部20とが設けられ
る。利得制御部21は受信信号の瞬時電力と基準電力と
の差の平均値をとり、この差の平均値の大きさに応じて
利得制御増幅器3の利得を制御する。A/D制御部22
は、受信信号の瞬時電力と第1の基準電力との差の平均
値、受信信号の瞬時電力と第2の基準電力との差の平均
値をとり、これらの平均値より、受信信号の瞬時電力が
第1の基準電圧よりもよりも大きい場合にはA/D変換
器22の参照電圧を大きくし、受信信号の瞬時電力が第
1の基準電力よりも小さい場合にはA/D変換器22の
参照電圧を小さくする。

Description

【発明の詳細な説明】
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は直交周波数分割多重受信
装置に関し、相互変調歪みを抑制し、広いダイナミック
レンジを有し、受信品質劣化を防止できる直交周波数分
割多重受信装置に関する。
【0002】
【従来の技術】近年、情報のディジタル化のニーズが高
まるにつれて、無線、有線などでのディジタル伝送が必
要となってきている。無線伝送では、マルチパスフェー
ジングにより伝送品質が劣化することを回避するため
に、情報を多数のサブキャリアに分散しつまり周波数軸
の広い帯域に分散し、1情報当たりの伝送速度を遅くす
るマルチサブキャリア伝送方式はマルチパスフェージン
グに対して有利であり、ディジタル伝送方式として注目
を集めている。
【0003】このような背景を基に、受信装置も、マル
チサブキャリア方式で受信できるものであることが必要
である。マルチサブキャリア変調信号は、多数のサブキ
ャリアの和と見なすことができ、そのスペクトラムは白
色化し、時間波形は雑音に近くなる。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】このような信号が平均
電力と瞬時電力に大きな差があるため、非線形増幅する
場合には、相互変調歪みの影響を受けやすいことから受
信装置は線形領域で動作させることが必要である。ま
た、移動受信では、上述したマルチパスフェージングの
影響を受け、その包絡線レベルは、大きく変動する。よ
って、受信信号のレベルを制御するため、自動利得制御
により増幅器の増幅度を変える必要がある。これには利
得制御増幅器を用いることができるが、線形で広いダイ
ナミックレンジを持つ利得制御増幅器は高価になるとの
問題がある。
【0005】また、受信信号をディジタル信号処理する
場合、A/D変換器を使用するが、上述のマルチパスフ
ェージングの影響を受けた場合、ダイナミックレンジの
狭い利得制御増幅器では、包絡線レベルを一定に制御で
きなくなるため、A/D変換器でディジタル値に変換で
きるアナログ値の最大レベルを越えてしまう場合が生
じ、受信品質が劣化するなど種々の問題がある。
【0006】したがって、本発明は、上記問題点に鑑
み、線形領域で動作し、低廉で広いダイナミックレンジ
を持ち、受信品質の劣化を防止できる直交周波数分割多
重受信装置を提供することを目的とする。
【0007】
【課題を解決するための手段】本発明は、前記問題点を
解決するために、次の構成を有する直交周波数分割多重
受信装置を提供する。すなわち、受信したマルチサブキ
ャリアのディジタル復調を行う直交周波数分割多重受信
装置に、受信信号のレベルを制御するため利得を可変に
する利得制御増幅器と、ディジタル復調を行うために受
信信号をアナログからディジタルに変換可能にする参照
電圧が可変にされるA/D変換器と、受信信号の瞬時電
力を演算する瞬時電力演算部とが設けられる。利得制御
部は、基準電力を有し、受信信号の瞬時電力と基準電力
との差の平均値をとり、この差の平均値の大きさに応じ
て前記利得制御増幅器の利得を制御する。A/D制御部
は、第1の基準電力とこれより小さな第2の基準電力と
有し、前記受信信号の瞬時電力と第1の基準電力との差
の平均値、前記受信信号の瞬時電力と第2の基準電力と
の差の平均値をとり、これらの平均値より、受信信号の
瞬時電力が第1の基準電圧よりもよりも大きい場合には
前記A/D変換器の参照電圧を大きくし、受信信号の瞬
時電力が第1の基準電力よりも小さい場合には前記A/
D変換器の参照電圧を小さくする。
【0008】前記利得制御部の基準電力Pref は、受信
信号の振幅の確率密度分布の標準偏差α、A/D変換器
の参照電圧VAVとすると、VAV=mαの関係とし、 Pref =2(VAD/m)2 であり、前記A/D制御部の第1の基準電力P1 、P2
は、 P1 =2(VAD/m1 )2 P2 =2(VAD/m2 )2 (m2 >m1 ) が用いられる。
【0009】前記利得制御部、前記A/D制御部はそれ
ぞれ酔歩フィルタを設け、該酔歩フィルタにより前記平
均値を求める。前記酔歩フィルタのしきい値を有するメ
モリのそれぞれは、前記基準電力の1%分電力とマルチ
サブキャリア信号の1シンボル分の全サンプリング数の
τ%を乗算した値をしきい値とし、τを可変とする。
【0010】
【作用】本発明の直交周波数分割多重受信装置によれ
ば、利得制御部は、基準電力を有し、受信信号の瞬時電
力と基準電力との差の平均値をとり、この差の平均値の
大きさに応じて前記利得制御増幅器の利得を制御し、A
/D制御部は、第1の基準電力とこれより小さな第2の
基準電力と有し、前記受信信号の瞬時電力と第1の基準
電力との差の平均値、前記受信信号の瞬時電力と第2の
基準電力との差の平均値をとり、これらの平均値より、
受信信号の瞬時電力が第1の基準電圧よりもよりも大き
い場合には前記A/D変換器の参照電圧を大きくし、受
信信号の瞬時電力が第1の基準電力よりも小さい場合に
は前記A/D変換器の参照電圧を小さくすることによ
り、受信信号の入力電力が利得制御増幅器が出力電力を
一定に保つことができる範囲外にあっても、A/D変換
器への入力レベルは、その参照電圧に対して常に一定と
なることが可能になる。このため、簡単なループフィル
タにより希望する電力値に正確に受信電力を合わすこと
ができ、ダイナミックレンジの狭い利得制御増幅器でも
受信品質を劣化することなく良好に受信可能になる。
【0011】前記利得制御部の基準電力Pref 、前記A
/D制御部の第1の基準電力P1 、P2 は、ガウス過定
の性質から求められる。前記利得制御部、前記A/D制
御部はそれぞれ酔歩フィルタを設け、該酔歩フィルタに
より前記平均値を求めることにより、シーケンシャルル
ープフィルタで制御を行うので信頼性を向上できる。
【0012】前記酔歩フィルタのしきい値を有するメモ
リのそれぞれは、前記基準電力の1%分電力とマルチサ
ブキャリア信号の1シンボル分の全サンプリング数のτ
%を乗算した値をしきい値とし、τを可変とすることに
より、τは用途に応じて自由に設定でき、大きければ応
答は遅く緩やかで、小さければ早く急激に変化する。
【0013】
【実施例】以下本発明の実施例について図面を参照して
説明する。図1は本発明の実施例に係る直交周波数分割
多重受信装置を示す図である。本図に示すように、直交
周波数分割多重受信装置は、アンテナを介して直交周波
数分割多重変調信号を同期検波する高周波部1と、これ
に接続され周波数帯域を制限する帯域フィルタ2と、こ
れに接続され受信信号のレベルを制御する利得制御増幅
器3と、これに接続され同相成分と直交成分の低域信号
I (t) 、xQ (t)に変換する乗算器4、5と、これら
に接続されアナログからディジタルに変換するA/D変
換器6、7(Analog to Digital Converter)と、これら
に接続されFFT(Fast Fourier Transformation) によ
り復調を行う復調器8と、乗算器5に接続される90°
移相器9と、乗算器4及び移相器9に接続される発振器
10と、高周波部1に接続される発振器11と、A/D
変換器6、7に接続され低域信号の平均電力を求めこれ
を基に利得制御増幅器3、A/D変換器6、7を制御す
る電力制御部12と、A/D変換器6、7に接続され受
信信号の同期を取りこれを復調器8に与える同期処理部
13と、発振器11、電力制御部12、同期処理部1
3、復調器8を制御するためCPU(Central Processin
g Unit) からなる制御部14と、制御部14に指示を与
えるユーザインタフェース15を具備する。さらに、電
力制御部12は、受信信号の瞬時電力を演算する瞬時電
力演算部20と、この瞬時電力と基準電力との差の平均
値を基に利得制御増幅器3の利得を制御する利得制御部
21と、前記瞬時電力と基準値との差の平均値を基にA
/D変換器6、7の参照電圧を制御するA/D制御部2
2とからなる。
【0014】このような受信装置によれば、ユーザがユ
ーザインタフェース15に対し希望する受信チャンネル
を選択する指示を与えると、制御部14がそのチャンネ
ルの周波数で発振器11を発振するように制御し、受信
波が選択される。選択受信波信号は帯域フィルタ2、利
得制御増幅器3を通り、発振器10で低域に変換され
る。
【0015】図2は図1のA/D変換器6、7の参照電
圧VADとしたときこれと入力信号との関係を説明する図
である。その同期直交チャンネルの低域信号のxI (t)
、x Q (t) の確率密度分布PDF は、ガウス分布をなす
とし、このときの標準偏差をαとすると、本図に示すよ
うに、 PDF =exp(−x2 /2α2 )/(2πα2 1/2 …(1) となる。
【0016】そして、 VAD=mα …(2) とおく。mは参照電圧への乗数であり、その値は4が最
適だが、3≦m≦16の範囲では、A/D変換器の精度
が8ビット級以上であれば、受信品質は劣化しない。こ
こでは、 m=8 …(3) とする。
【0017】低域信号の平均電力はPavは、 Pav=<xI (t)2+xQ (t)2> …(4) で算出さて、ガウス分布の仮定から、 Pav=2α2 …(5) となる。よって基準電力Pref を式(2)、(3)か
ら、 Pref =2(VAD/m)2 (m=8) …(6) とし、受信信号の平均電力をPref となるように制御す
ればよい。
【0018】この手段は、瞬時電力と基準電力とを減算
したものをフィルタリングすればよい。このフィルタリ
ング処理に関し、電力誤差出力を+1、−1に2値量子
化し、シーケンシャルループフィルタで制御の信頼度を
向上するという方式が知られている。シーケンシャルフ
ィルタには酔歩フィルタが用いられる。図3は瞬時電力
P(t) の確率密度PDF 及び累積分布CDF を説明する図で
ある。本図に示すように、 PDF =exp(−z/2α2 )/2α2 …(7) CDF =1−exp(−z/2α2 ) …(8) と表される。上記の比較特性化での酔歩フィルタは+
1、−1の出現確率が等しく、つまり、累積分布CDF が
1/2の点で定常となる。そのときの平均電力は、 ln2 (2α2 )=ln2 Pav …(9) となり、平均電力のln2 倍の値となり、式(6)の基準
電力で定常とならない。ここでlnは自然対数である。そ
こで、本発明では、電力誤差出力を2値化せず、そのま
まの出力を加算していくという比較特性とし、それを酔
歩フィルタで制御することにする。
【0019】酔歩フィルタで平滑化された信号は包絡線
レベルの変動を表す制御信号となり、これを利得制御増
幅器3にフィードバックすることで、常に平均電力が式
(6)の値となるように制御される。図4は図1の利得
制御増幅器3の入出力電力を説明する図である。利得制
御増幅器3の増幅特性は制御信号Va 〜Vb において本
図(a)に示すようになる。このとき出力信号の電力を
一定に保てる入力信号の電力範囲が定まる。だが、本図
(b)に示すように、ダイナミックレンジの範囲が狭い
と上記の入力信号の電力範囲も狭くなり、これ以外の電
力の入力信号に対しては出力電力を希望する値に一定に
保つことができない。
【0020】この場合、式(5)が式(6)より大きく
なったり、又は小さくなるので、等価的にm=8となる
ように制御できず、m<3、m>16となり、受信品質
に劣化が生じる。図5はA/D変換器6、7の参照電圧
VADの制御を説明する図である。本発明では、 P1 =2(Vr /m1 )2 (m1 =3、Vr =VAD) …(10) P2 =2(Vr /m2 )2 (m2 =16、Vr =VAD) …(11) なる新たな基準電力を用意し、平均電力が式(10)よ
り大きくなれば、本図(a)に示すように、式(6)の
VADをm/m1 倍し、小さくなれば、本図(b)に示す
ように、VADをm/m2 倍する。このようにすれば、入
力信号・標準偏差αは常にVADに対し、VAD/α=m=
8となるように制御される。
【0021】以上のような制御は電力制御部12によっ
て行われ常に受信電力が一定となるように保つ。図6は
図1の電力制御部12の詳細を説明する図である。本図
に示すように、瞬時電力演算部20において、A/D変
換器6、7からxI (t) 、xQ (t) を入力する乗算器3
0、31、加算器32は、これらの入力信号を基に、瞬
時電力P(t) を以下のように計算する。
【0022】 P(t) =xI (t)2+xQ (t)2 …(12) 利得制御部21及びA/D制御部22を制御する制御器
33が設けられる。制御部33は、利得制御部21より
得られた参照電圧VAD、参照電圧への乗数mを基に、式
(6)、(10)、(11)を用いて各基準電力Pref
、P1 、P2 を計算する。
【0023】次に利得制御部21において、そのメモリ
34は制御器33から基準電力Pref が送られ記憶す
る。乗算器30、31、加算器32により計算された瞬
時電力P(t) を入力する引き算器37は、この瞬時電力
とメモリ34に記憶される基準値Pref と比較して電力
誤差出力を得る。
【0024】引き算器37に加算器41が接続され、加
算器41の出力にメモリ40が設けられ、引き算器37
とメモリ40の出力とが加算器41により加算される。
これにより電力誤差出力の累積値がメモリ40に新たに
記憶される。加算器41から累積電力誤差出力と後述す
るしきい値RT を入力する酔歩フィルタ42は累積電力
誤差出力がしきい値RT より大きい場合には「+1」、
しきい値−RT より小さい場合には「−1」、しきい値
RT 、−RT の間にある場合には「0」を出力し、±1
を出力した場合にはメモリ40の内容をクリアする。
【0025】酔歩フィルタ42のしきい値RT を有する
メモリ43は、しきい値RT が制御器33により設定さ
れる。そのしきい値RT は以下の通りである。 RT =cint(τT/ΔT ×Pref /100 ) …(13) ここで、T はマルチサブキャリア信号の1シンボル時間
ΔT はサンプリング間隔である。cint(・)は、・
を越える最小整数を表す。τはアナログフィルタで言う
時定数に当たるもので、 0<τ<∞ の定数値である。τは用途に応じて自由に設定でき、大
きければ応答が遅く緩やかで、小さければ早く急激に変
化する。なお、これらの定数は制御部14から与えられ
る。
【0026】酔歩フィルタ42に接続されるインクリメ
ントデクリメントカウンタ44は、酔歩フィルタ42の
出力からカウンタ値idt を増減させる。インクリメント
デクリメントカウンタ44のカウンタ値idt はそのイン
クリメントデクリメントしきい値IDT に対し、 -IDT≦idt ≦IDT の値をとる。
【0027】インクリメントデクリメントカウンタ44
に接続されるD/A変換器45はカウンタ値idt をディ
ジタルからアナログに変換して利得制御増幅器3にフィ
ードバックする。次にA/D制御部22において、その
メモリ35、36は制御器33から基準電力P1 、P2
が送られ記憶する。
【0028】乗算器30、31、加算器32により計算
された瞬時電力P(t) を入力する引き算器38、39
は、この瞬時電力とメモリ35、36に記憶される基準
値P1、P2 と比較して電力誤差出力を得る。引き算器
38、39に加算器47、52が接続され、加算器4
7、52の出力にメモリ46、51が設けられ、引き算
器38、39とメモリ46、52の出力とが加算器4
7、52により加算される。これにより電力誤差出力の
累積値がメモリ46、52に新たに記憶される。
【0029】加算器47から累積電力誤差出力と後述す
るしきい値RT2を入力する酔歩フィルタ48は累積電力
誤差出力がしきい値RT2より大きい場合には「+1」、
しきい値−RT2より小さい場合には「−1」、しきい値
R2 、−R2 の間にある場合には「0」を出力し、±1
を出力した場合にはメモリ46の内容をクリアする。加
算器52から累積電力誤差出力と後述するしきい値RT1
を入力する酔歩フィルタ53は累積電力誤差出力がしき
い値RT1より大きい場合には「+1」、しきい値−RT1
より小さい場合には「−1」、しきい値R1 、−R1 の
間にある場合には「0」を出力し、±1を出力した場合
にはメモリ51の内容をクリアする。
【0030】メモリ35、36に記憶される基準電力
は、式(10)、(11)のP1 、P2 で与えられ、メ
モリ54、49のしきい値はそれぞれ、 RT1=cint(τT/ΔT ×P1 /100 ) …(14) RT2=cint(τT/ΔT ×P2 /100 ) …(15) で与えられる。
【0031】酔歩フィルタ53、48に接続されるイン
クリメントデクリメントカウンタ55、50はそれぞれ
のカウント値idt1、idt2、インクリメントデクリメント
しきい値IDT1、IDT2に対し、 0 ≦idt1≦IDT1 -IDT2 ≦idt2≦0 の値をとるものとし、初め idt1=0 、 idt2=0 にセットされる。
【0032】インクリメントデクリメントカウンタ5
5、50に接続される乗数設定器56はidt1=0 、idt2
=0 なら「1」を、idt1≠0 、idt2=0 なら参照電圧へ
の乗数(m/m1 )idt1を、idt1=0 、idt2≠0 なら参
照電圧への乗数(m/m1 )id t2を出力する。乗数設定
器56に接続されるD/A変換器57は乗数設定器56
の出力をディジタルからアナログに変換し、乗算器59
で基準電圧発生器58の出力VADと乗算され、A/D変
換器6、7の参照電圧として出力される。
【0033】制御器33は乗数設定器56からの参照電
圧への乗数、基準電圧発生器58の参照電圧VADの変化
量を、A/D変換器60を介して受け取り、新たに式
(6)、(13)を計算し、メモリ34、43にフィー
ドバックし、また式(10)、(11)、(14)、
(15)を計算し、メモリ35、54、36、49にフ
ィードバックする。
【0034】したがって、本実施例よれば、簡単ループ
フィルタにより、希望する電力値に正確に受信電力を合
わすことができる。またダイナミックレンジの狭い利得
制御増幅器でも受信品質を劣化することなく良好に受信
できる。
【0035】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、利
得制御部は、基準電力を有し、受信信号の瞬時電力と基
準電力との差の平均値をとり、この差の平均値の大きさ
に応じて利得制御増幅器の利得を制御し、A/D制御部
は、第1の基準電力とこれより小さいな第2の基準電力
と有し、受信信号の瞬時電力と第1の基準電力との差の
平均値、受信信号の瞬時電力と第2の基準電力との差の
平均値をとり、これらの平均値より、受信信号の瞬時電
力が第1の基準電圧よりもよりも大きい場合にはA/D
変換器の参照電圧を大きくし、受信信号の瞬時電力が第
1の基準電力よりも小さい場合にはA/D変換器の参照
電圧を小さくするので、受信信号の入力電力が利得制御
増幅器が出力電力を一定に保つことができる範囲外にあ
っても、A/D変換器への入力レベルは、その参照電圧
に対して常に一定となることが可能になる。このため、
簡単なループフィルタにより希望する電力値に正確に受
信電力を合わすことができ、ダイナミックレンジの狭い
利得制御増幅器でも受信品質を劣化することなく良好に
受信可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施例に係る直交周波数分割多重受信
装置を示す図である。
【図2】図1のA/D変換器6、7の参照電圧VADとし
たときこれと入力信号との関係を説明する図である。
【図3】瞬時電力P(t) の確立密度PDF 及び累積分布CD
F を説明する図である。
【図4】図1の利得制御増幅器3の入出力電力を説明す
る図である。
【図5】A/D変換器6、7の参照電圧VADの制御を説
明する図である。
【図6】図1の電力制御部12の詳細を説明する図であ
る。
【符号の説明】
3…利得制御増幅器 6、7…A/D変換器 20…瞬時電力演算部 22…A/D制御部 42、48、53…酔歩フィルタ 43、49、54…メモリ

Claims (4)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】 受信したマルチサブキャリアのディジタ
    ル復調を行う直交周波数分割多重受信装置において、 受信信号のレベルを制御するため利得を可変にする利得
    制御増幅器(3)と、 ディジタル復調を行うために受信信号をアナログからデ
    ィジタルに変換可能にする参照電圧が可変にされるA/
    D変換器(6、7)と、 受信信号の瞬時電力を演算する瞬時電力演算部(20)
    と、 基準電力を有し、受信信号の瞬時電力と基準電力との差
    の平均値をとり、この差の平均値の大きさに応じて前記
    利得制御増幅器(3)の利得を制御する利得制御部(2
    1)と、 第1の基準電力とこれより小さな第2の基準電力とを有
    し、前記受信信号の瞬時電力と第1の基準電力との差の
    平均値、前記受信信号の瞬時電力と第2の基準電力との
    差の平均値をとり、これらの平均値より、受信信号の瞬
    時電力が第1の基準電圧よりもよりも大きい場合には前
    記A/D変換器(6、7)の参照電圧を大きくし、受信
    信号の瞬時電力が第1の基準電力よりも小さい場合には
    前記A/D変換器(6、7)の参照電圧を小さくするA
    /D制御部(22)とを備えることを特徴とする直交周
    波数分割多重受信装置。
  2. 【請求項2】 前記利得制御部(21)の基準電力Pre
    f は、受信信号の振幅の確率密度分布の標準偏差α、A
    /D変換器(6、7)の参照電圧VAVとすると、VAV=
    mαの関係とし、 Pref =2(VAD/m)2 であり、前記A/D制御部(22)の第1の基準電力P
    1 、P2 は、 P1 =2(VAD/m1 )2 P2 =2(VAD/m2 )2 (m2 >m>m1 ) であることを特徴とする、請求項1に記載の直交周波数
    分割多重受信装置。
  3. 【請求項3】 前記利得制御部(21)、前記A/D制
    御部(22)はそれぞれ酔歩フィルタ(42、48、5
    3)を設け、該酔歩フィルタ(42、48、53)によ
    り前記平均値を求めることを特徴とする、請求項1に記
    載の直交周波数分割多重受信装置。
  4. 【請求項4】 前記酔歩フィルタ(42、48、53)
    のしきい値を有するメモリ(43、49、54)のそれ
    ぞれは、前記基準電力の1%分電力とマルチサブキャリ
    ア信号の1シンボル分の全サンプリング数のτ%を乗算
    した値をしきい値とし、τを可変とすることを特徴とす
    る、請求項3に記載の直交周波数分割多重受信装置。
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Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6483883B1 (en) 1998-05-20 2002-11-19 Nec Corporation Automatic gain control type demodulation apparatus having single automatic gain control circuit
WO2004105236A1 (ja) * 2003-05-23 2004-12-02 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. 検波回路及び検波回路の調整方法
WO2007000923A1 (ja) * 2005-06-27 2007-01-04 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. マルチキャリア送信装置およびマルチキャリア送信方法
JP2016127557A (ja) * 2015-01-08 2016-07-11 日本無線株式会社 電力制御装置

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6483883B1 (en) 1998-05-20 2002-11-19 Nec Corporation Automatic gain control type demodulation apparatus having single automatic gain control circuit
WO2004105236A1 (ja) * 2003-05-23 2004-12-02 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. 検波回路及び検波回路の調整方法
WO2007000923A1 (ja) * 2005-06-27 2007-01-04 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. マルチキャリア送信装置およびマルチキャリア送信方法
US7995663B2 (en) 2005-06-27 2011-08-09 Panasonic Corporation Multicarrier transmitting apparatus and multicarrier transmitting method
JP4958775B2 (ja) * 2005-06-27 2012-06-20 パナソニック株式会社 マルチキャリア送信装置およびマルチキャリア送信方法
JP2016127557A (ja) * 2015-01-08 2016-07-11 日本無線株式会社 電力制御装置

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