JP3576410B2 - 受信装置と送受信装置及び方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はディジタル移動体通信等に用いられる受信装置と送受信装置及び方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、受信装置と送受信装置及び方法としては、特開平９−３２６７７５号公報に記載されているものがある。
【０００３】
図１８は、従来の受信装置の構成を示すブロック図である。この図１８に示す受信装置は、アンテナ１８０１と、検波器１８０２と、ＤＣオフセット算出器１８０３，１８０４、減算器１８０５，１８０６と、Ａ／Ｄ変換器１８０７，１８０８と、復号器１８０９とを備えて構成されている。
【０００４】
検波器１８０２は、アンテナ１８０１で受信された信号を直交検波し、これによって得られるＩ及びＱｃｈ信号（Ｉ及びＱチャネル信号）を、ＤＣオフセット算出器１８０３，１８０４及び、減算器１８０５，１８０６へ出力する。
【０００５】
ＤＣオフセット算出器１８０３，１８０４は、Ｉ及びＱｃｈ信号からＤＣオフセット量を算出し、このＤＣオフセット量を減算器１８０５，１８０６へ出力する。
【０００６】
減算器１８０５，１８０６は、Ｉ及びＱｃｈ信号からＤＣオフセット量を減算し、これによってＤＣオフセット成分が除去されたＩ及びＱｃｈ信号を、Ａ／Ｄ変換器１８０７，１８０８へ出力する。
【０００７】
Ａ／Ｄ変換器１８０７，１８０８は、ＤＣオフセット成分の除去されたＩ及びＱｃｈ信号をディジタル信号に変換し、このディジタル化されたＩ及びＱｃｈデータを、復号器１８０９へ出力する。復号器１８０９は、そのＩ及びＱｃｈデータを復号することにより復号データを得る。
【０００８】
なお、上記受信装置のようにＤＣオフセットをアナログ回路によって除去する例は、文献（林他“ＴＤＭＡ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）対応ダイレクトコンバージョン受信機用ＤＣオフセット除去方式”、１９９７年電子情報通信学会通信ソサイエティ大会、Ｂ−５−１６７）等にも記載されている。
【０００９】
次に、図１９を参照して従来の送受信装置を説明する。但し、この図１９に示す送受信装置において図１８の受信装置の各部に対応する部分には同一符号を付し、その説明を省略する。
【００１０】
図１９に示す送受信装置１８００は、受信部１８０１及び送信部１８０２と、受信部１８０１及び送信部１８０２が共用する送受信用のアンテナ１８０３及び送受信の切り替えを行う共用器１８０４を備えて構成されている。
【００１１】
受信部１８０１は、受信用のＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）部１８０５と、可変利得アンプ１８０６と、振幅算出器１８０７と、ＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）処理器１８０８と、データ保持器１８０９と、図１８に示した受信装置の検波器１８０２〜復号器１８０９とを備えて構成されている。
【００１２】
送信部１８０２は、マッピング器１８１０と、Ｄ／Ａ変換器１８１１，１８１２と、変調器１８１３とを備えて構成されている。
【００１３】
このような構成において、アンテナ１８０３及び共用器１８０４を介してＲＦ部１８０５で受信されたＩＦ信号から、アナログ回路で構成された振幅算出器１８０７で振幅を算出し、ＡＧＣ処理器１８０７において、その算出された振幅を一定に保つための可変利得アンプ１８０６の可変利得制御値を算出し、この算出された可変利得制御値をデータ保持器１８０９で、ある受信区間保持することによって可変利得アンプ１８０６の制御を行う。
【００１４】
これによって、検波器１８０２を介してＡ／Ｄ変換器１８０７，１８０８に入力される信号レベルが常に一定の値となるよう制御が行われる。
【００１５】
一方、送信部１８０２では、送信すべき送信データが、マッピング器１８１０において、送信するためのＩ、Ｑ符号化信号（Ｉ及びＱｃｈデータ）にマッピングされ、Ｄ／Ａ変換器１８１１，１８１２によってアナログ信号に変換される。
【００１６】
この変換されたＩ及びＱｃｈ信号が、変調器１８１３によって直交変調されることにより送信無線信号を得る。送信無線信号は、共用器１８０４を介してアンテナ１８０３から電波送信される。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上記従来の装置においては、ＡＧＣ処理を行う回路、及び直交検波後のＩ及びＱｃｈ信号のＤＣオフセット算出、およびＤＣオフセット除去を行う回路が、アナログ回路で構成されているため、回路規模が大きくなり、また、構成部品のバラツキ、電圧変化、温度変化等による特性のバラツキが発生し、このバラツキを補正するための補正回路や、特性のバラツキを考慮した設計が必要となるという問題がある。
【００１８】
また、検波器の構成部品のバラツキ、温度変化等による特性のバラツキによって、受信Ｉ及びＱｃｈ信号に利得のアンバランスが生じるという問題がある。
【００１９】
また、部品のバラツキ、特性のバラツキを極力軽減させるため、特性変化の少ない高価な部品を使用したり、特性のバラツキを軽減させるための補正回路を追加したりする必要があり、その分、コスト高となるという問題がある。
【００２０】
本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、補正回路及び特性変化の少ない高価な部品を使用することなく、低コストで部品及び特性のバラツキと検波後のＩ及びＱｃｈ信号の利得アンバランスとを無くすことができ、回路規模を小さくすることができる受信装置と送受信装置及び方法を提供することを目的とする。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
本発明は、検波手段で受信信号を直交検波後にＡ／Ｄ変換手段でディジタル信号に変換し、平均値算出手段で求めたディジタル信号の平均値から基準値を減算手段で減算してＤＣオフセット値を求め、この値を前回受信タイミングで求められたＤＣオフセット補正値に加算手段で加算して今回受信タイミングの補正値を求め、この補正値を遅延手段で遅延した値を、減算手段で現受信タイミングのディジタル信号から減算してＤＣオフセット成分を除去した後、復号手段で復号する。
【００２２】
【発明の実施の形態】
本発明の第１の態様は、受信信号をディジタル信号に変換し、このディジタル信号の一定時間の平均値から、平均値の基準値を減算してＤＣオフセット値を求め、このＤＣオフセット値を前回受信タイミングで求められたディジタル信号のＤＣオフセット補正値に加算して今回受信タイミングのＤＣオフセット補正値を求め、このＤＣオフセット補正値を所定時間遅延した値を現受信タイミングのディジタル信号から減算してＤＣオフセット成分を除去し、このＤＣオフセット成分が除去されたディジタル信号を復号する機能、を具備する構成を採る。
【００２３】
この構成によれば、ディジタル処理によってＤＣオフセット成分の除去が行えるため、従来のアナログ回路で除去する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができる。
【００２４】
本発明の第２の態様は、受信信号を直交検波する検波手段と、前記直交検波信号を第１ディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記第１ディジタル信号から、ＤＣオフセット成分を除去するための第１ＤＣオフセット補正値を減算して第２ディジタル信号を求める第１減算手段と、前記第２ディジタル信号を一定時間加算した結果から平均値を算出する平均値算出手段と、前記平均値から、平均値の基準値を減算してＤＣオフセット値を求める第２減算手段と、前記ＤＣオフセット値を前記第１ＤＣオフセット補正値に加算して第２ＤＣオフセット補正値を求める加算手段と、前記第２ＤＣオフセット補正値を遅延して前記第１ＤＣオフセット補正値を求める遅延手段と、前記第２ディジタル信号を復号する復号手段と、を具備する構成を採る。
【００２５】
この構成によれば、ディジタル処理によってＤＣオフセット成分の除去が行えるため、従来のアナログ回路で除去する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができる。
【００２６】
本発明の第３の態様は、第２の態様において、遅延手段が、第２ＤＣオフセット補正値を１乃至は複数受信スロット分遅延して第１ＤＣオフセット補正値を求める構成を採る。
【００２７】
この構成によれば、複数の受信スロットに渡って算出されたＤＣオフセット補正値を使用することができる。
【００２８】
本発明の第４の態様は、第２の態様又は第３の態様において、平均値算出手段が、第２ディジタル信号を一定時間加算した結果から平均値を算出する機能に代え、前記第２ディジタル信号の最大値及び最小値から平均値を算出する機能を具備する構成を採る。
【００２９】
この構成によれば、ＤＣオフセット成分の除去を行う演算量の削減が可能となる。
【００３０】
本発明の第５の態様は、受信信号を直交検波する検波手段と、前記直交検波信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記ディジタル信号の最大値及び最小値から平均値を算出する平均値算出手段と、前記平均値から、平均値の基準値を減算してＤＣオフセット値を求める第１減算手段と、前記ディジタル信号から前記ＤＣオフセット値を減算してＤＣオフセット成分を除去する第２減算手段と、前記ＤＣオフセット成分が除去されたディジタル信号を復号する復号手段と、を具備する構成を採る。
【００３１】
この構成によれば、従来のアナログ回路で除去する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができると共に、さらに演算量削減、及び回路規模の縮小を実現することができる。
【００３２】
本発明の第６の態様は、第５の態様において、第１減算手段から出力されるＤＣオフセット値を、１乃至は複数受信スロットに対応する時間保持しながら第２減算手段へ出力するデータ保持手段を具備する構成を採る。
【００３３】
この構成によれば、１受信スロットで算出したＤＣオフセット値を、複数受信スロットで用いることができるので、その分、演算量を削減することができる。
【００３４】
本発明の第７の態様は、受信信号を直交検波する検波手段と、前記直交検波信号であるＩ及びＱｃｈ信号をディジタルのＩ及びＱｃｈデータに変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記Ｉ及びＱｃｈデータの振幅値を算出する振幅情報算出手段と、前記Ｉ及びＱｃｈデータの振幅値の逆数を算出する逆数算出手段と、前記Ｉ及びＱｃｈデータの逆数に同一の基準値を乗算して振幅補正値を得る第１乗算手段と、前記Ｉ及びＱｃｈデータの振幅補正値と前記Ｉ及びＱｃｈデータとを乗算して前記Ｉｃｈデータの振幅を前記Ｑｃｈデータの振幅と同一に補正する第２乗算手段と、前記同一振幅とされたＩ及びＱｃｈデータを復号する復号手段と、を具備する構成を採る。
【００３５】
この構成によれば、ディジタル処理によって受信利得の補正が行えるため、従来のアナログ回路でそれを補正する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができる。
【００３６】
本発明の第８の態様は、受信信号を直交検波する検波手段と、前記直交検波信号であるＩ及びＱｃｈ信号をディジタルのＩ及びＱｃｈデータに変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記Ｉ及びＱｃｈデータの振幅値を算出する振幅情報算出手段と、前記Ｉｃｈデータの振幅値の逆数を算出する逆数算出手段と、前記Ｉｃｈデータの逆数と前記Ｑｃｈデータの振幅値とを乗算して振幅補正値を得る第１乗算手段と、前記振幅補正値と前記Ｉｃｈデータとを乗算して前記Ｉｃｈデータの振幅を前記Ｑｃｈデータの振幅と同一に補正する第２乗算手段と、前記同一振幅とされたＩ及びＱｃｈデータを復号する復号手段と、を具備する構成を採る。
【００３７】
この構成によれば、ディジタル処理によって受信利得の補正が行えるため、従来のアナログ回路でそれを補正する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができる。また、第４の態様に比べ、Ｉ、Ｑ信号の利得比較によって、アンバランス補正が行うため、基準値との比較を行う必要がなく、より演算量削減、回路規模削減ができる。
【００３８】
本発明の第９の態様は、第７の態様又は第８の態様において、第１乗算手段から出力されるＩ及びＱｃｈデータの振幅補正値を、１乃至は複数受信スロットに対応する時間保持しながら第２乗算手段へ出力するデータ保持手段を具備する構成を採る。
【００３９】
この構成によれば、１受信スロットで算出した振幅補正値を、複数受信スロットで用いることができるので、その分、演算量を削減することができる。
【００４０】
本発明の第１０の態様は、第２の態様において、ＤＣオフセット成分の除去された第２ディジタル信号である第１Ｉ及びＱｃｈデータの振幅値を算出する振幅情報算出手段と、前記第１Ｉｃｈデータの振幅値の逆数を算出する逆数算出手段と、前記逆数と前記Ｑｃｈデータの振幅値とを乗算して振幅補正値を得る第３乗算手段と、前記振幅補正値と前記第１Ｉｃｈデータとを乗算して前記第１Ｉｃｈデータの振幅を前記第１Ｑｃｈデータの振幅と同一に補正する第４乗算手段とを具備し、復号手段が、前記同一振幅とされた第１Ｉ及びＱｃｈデータを復号する構成を採る。
【００４１】
この構成によれば、ディジタル処理によってＤＣオフセット成分の除去が行えるため、従来のアナログ回路で除去する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができると共に、ディジタル処理によって受信利得の補正が行えるため、従来のアナログ回路でそれを補正する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができる。
【００４２】
本発明の第１１の態様は、第５の態様において、ＤＣオフセット成分が除去されたディジタル信号であるＩ及びＱｃｈデータの最大値から最小値を減算して前記Ｉ及びＱｃｈデータの振幅値を算出する振幅算出手段と、前記Ｉｃｈデータの振幅値の逆数を算出する逆数算出手段と、前記逆数と前記Ｑｃｈデータの振幅値とを乗算して振幅補正値を得る第１乗算手段と、前記振幅補正値と前記ＤＣオフセット成分の除去されたＩｃｈデータとを乗算して、そのＩｃｈデータの振幅を前記ＤＣオフセット成分の除去されたＱｃｈデータの振幅と同一に補正する第２乗算手段とを具備し、復号手段が前記同一振幅とされたＩ及びＱｃｈデータを復号する構成を採る。
【００４３】
この構成によれば、ディジタル処理によってＤＣオフセット成分の除去が行えるため、従来のアナログ回路で除去する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができると共に、ディジタル処理によって受信利得の補正が行えるため、従来のアナログ回路でそれを補正する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができる。
【００４４】
本発明の第１２の態様は、第７の態様又は第８の態様において、直交検波前の受信信号を増幅する増幅手段と、振幅情報算出手段で算出されたＩ及びＱｃｈデータの振幅値の平均値を算出して受信信号のレベルに対応する受信振幅値を求める平均化処理手段と、前記受信振幅値の逆数を算出する第２逆数算出手段と、前記逆数と受信信号のレベルを収束させるための収束基準値とを乗算して前記増幅手段の利得補正値を求める第３乗算手段と、所定時間遅延された前記増幅手段の利得を増幅受信信号のレベルが一定となるように制御するための利得制御値と前記利得補正値とを乗算して現在の利得制御値を求め前記増幅手段へ出力する第４乗算手段と、を具備する構成を採る。
【００４５】
この構成によれば、ディジタル処理によって、利得アンバランスの補正、及び受信ＡＧＣ処理が行えるため、増幅手段で増幅された受信信号のレベルを一定に保持することができ、アナログ回路で実現する構成と比較して、部品バラツキ、特性バラツキを考慮する必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができる。
【００４６】
本発明の第１３の態様は、第８の態様又は第１１の態様において、直交検波前の受信信号を増幅する増幅手段と、振幅情報算出手段で算出されたＩ又はＱｃｈデータの振幅値の逆数を算出する逆数算出手段と、前記逆数と収束基準値とを乗算して利得補正値を求める第３乗算手段と、所定時間遅延された利得制御値と前記利得補正値とを乗算して現在の利得制御値を求め前記増幅手段へ出力する第４乗算手段と、を具備する構成を採る。
【００４７】
この構成によれば、ディジタル処理によって、利得アンバランスの補正、及び受信ＡＧＣ処理が行えるため、増幅手段で増幅された受信信号のレベルを一定に保持することができ、第１２の態様よりもさらに回路規模を削減することができる。
【００４８】
本発明の第１４の態様は、第７，８，１２の態様いずれかにおいて、振幅情報算出手段を、Ｉ及びＱｃｈデータの最大値及び最小値を求め、前記最大値から最小値を減算して前記Ｉ及びＱｃｈデータの振幅値を算出する機能とする構成を採る。
【００４９】
この構成によれば、Ｉ及びＱｃｈデータの振幅値を求める演算量の削減が可能となる。
【００５０】
本発明の第１５の態様は、第１２の態様乃至第１４の態様いずれかにおいて、第４乗算手段から出力される利得制御値を、１乃至は複数受信スロットに対応する時間保持しながら増幅手段へ出力する第２データ保持手段を具備する構成を採る。
【００５１】
この構成によれば、１受信スロットで算出した利得制御値を、複数受信スロットで用いることができるので、その分、演算量を削減することができる。
【００５２】
本発明の第１６の態様は、送受信装置に、第１の態様乃至第１５の態様いずれかに記載の受信装置、を具備する構成を採る。
【００５３】
この構成によれば、送受信装置が第１の態様乃至第１５の態様いずれかに記載の作用効果を得ることができる。
【００５４】
本発明の第１７の態様は、第１６の態様において、送信データを送信するための符号化データにマッピングするマッピング手段と、前記マッピングした符号化データをアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換手段と、前記アナログ信号を変調して変調信号に変換する変調手段とを備える送信装置、を具備する構成を採る。
【００５５】
この構成によれば、マッピング後のデータをアナログ信号に変換して変調する送信装置を備えた送受信装置が、第１の態様乃至第１６の態様いずれかに記載の作用効果を得ることができる。
【００５６】
本発明の第１８の態様は、基地局装置に、第１の態様乃至第１５の態様いずれかに記載の受信装置、を具備する構成を採る。
【００５７】
この構成によれば、基地局装置が第１の態様乃至第１５の態様いずれかに記載の作用効果を得ることができる。
【００５８】
本発明の第１９の態様は、移動局装置に、第１の態様乃至第１５の態様いずれかに記載の受信装置、を具備する構成を採る。
【００５９】
この構成によれば、移動局装置が第１の態様乃至第１５の態様いずれかに記載の作用効果を得ることができる。
【００６０】
本発明の第２０の態様は、第１の態様乃至第１５の態様いずれかに記載の受信装置を、移動体通信システムの基地局装置又は移動局装置に具備する構成を採る。
【００６１】
この構成によれば、移動体通信システムが第１の態様乃至第１５の態様いずれかに記載の作用効果を得ることができる。
【００６２】
本発明の第２１の態様は、基地局装置が、第１６の態様記載の送受信装置、を具備する構成を採る。
【００６３】
この構成によれば、基地局装置が第１６の態様記載の作用効果を得ることができる。
【００６４】
本発明の第２２の態様は、移動局装置が、第１６の態様記載の送受信装置、を具備する構成を採る。
【００６５】
この構成によれば、移動局装置が第１６の態様記載の作用効果を得ることができる。
【００６６】
本発明の第２３の態様は、第１６の態様記載の受信装置を、移動体通信システムの基地局装置又は移動局装置に具備する構成を採る。
【００６７】
この構成によれば、移動体通信システムが第１６の態様記載の作用効果を得ることができる。
【００６８】
本発明の第２４の態様は、受信信号をディジタル信号に変換し、このディジタル信号の一定時間の平均値から、平均値の基準値を減算してＤＣオフセット値を求め、このＤＣオフセット値を前回受信タイミングで求められたディジタル信号のＤＣオフセット補正値に加算して今回受信タイミングのＤＣオフセット補正値を求め、このＤＣオフセット補正値を所定時間遅延した値を現受信タイミングのディジタル信号から減算してＤＣオフセット成分を除去し、このＤＣオフセット成分が除去されたディジタル信号を復号するようにした。
【００６９】
この方法によれば、ディジタル処理によってＤＣオフセット成分の除去が行えるため、従来のアナログ回路で除去する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができる。
【００７０】
本発明の第２５の態様は、受信信号を第１ディジタル信号に変換し、この第１ディジタル信号から、ＤＣオフセット成分を除去するための第１ＤＣオフセット補正値を減算して第２ディジタル信号を求め、この第２ディジタル信号を一定時間加算した結果から平均値を算出し、前記平均値から、平均値の基準値を減算してＤＣオフセット値を求め、このＤＣオフセット値を前記第１ＤＣオフセット補正値に加算して第２ＤＣオフセット補正値を求め、この第２ＤＣオフセット補正値を遅延して前記第１ＤＣオフセット補正値を求め、この第１ＤＣオフセット補正値によりＤＣオフセット成分が除去された第２ディジタル信号を復号するようにした。
【００７１】
この方法によれば、ディジタル処理によってＤＣオフセット成分の除去が行えるため、従来のアナログ回路で除去する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができる。
【００７２】
本発明の第２６の態様は、第２５の態様において、第２ＤＣオフセット補正値を１乃至は複数受信スロット分遅延して第１ＤＣオフセット補正値を求めるようにした。
【００７３】
この方法によれば、複数の受信スロットに渡って算出されたＤＣオフセット補正値を使用することができる。
【００７４】
本発明の第２７の態様は、第２５の態様又は第２６の態様において、第２ディジタル信号を一定時間加算した結果から平均値を算出することに代え、前記第２ディジタル信号の最大値及び最小値から平均値を算出するようにした。
【００７５】
この方法によれば、ＤＣオフセット成分の除去を行う演算量の削減が可能となる。
【００７６】
本発明の第２８の態様は、受信信号をディジタル信号に変換し、このディジタル信号の最大値及び最小値から平均値を算出し、この平均値から、平均値の基準値を減算してＤＣオフセット値を求め、前記ディジタル信号から前記ＤＣオフセット値を減算してＤＣオフセット成分を除去し、このＤＣオフセット成分が除去されたディジタル信号を復号するようにした。
【００７７】
この方法によれば、従来のアナログ回路で除去する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができると共に、さらに演算量削減、及び回路規模の縮小を実現することができる。
【００７８】
本発明の第２９の態様は、第２８の態様において、ＤＣオフセット値を１乃至は複数受信スロットに対応する時間保持し、この保持中のＤＣオフセット値をディジタル信号から減算してＤＣオフセット成分を除去するようにした。
【００７９】
この方法によれば、１受信スロットで算出したＤＣオフセット値を、複数受信スロットで用いることができるので、その分、演算量を削減することができる。
【００８０】
本発明の第３０の態様は、受信信号をディジタルのＩ及びＱｃｈデータに変換し、このＩ及びＱｃｈデータの振幅値を算出し、このＩ及びＱｃｈデータの振幅値の逆数を算出し、このＩ及びＱｃｈデータの逆数に同一の基準値を乗算して振幅補正値を求め、このＩ及びＱｃｈデータの振幅補正値と前記Ｉ及びＱｃｈデータとを乗算して前記Ｉｃｈデータの振幅を前記Ｑｃｈデータの振幅と同一に補正し、この同一振幅とされたＩ及びＱｃｈデータを復号するようにした。
【００８１】
この方法によれば、ディジタル処理によって受信利得の補正が行えるため、従来のアナログ回路でそれを補正する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができる。
【００８２】
本発明の第３１の態様は、受信信号をディジタルのＩ及びＱｃｈデータに変換し、このＩ及びＱｃｈデータの振幅値を算出し、このＩｃｈデータの振幅値の逆数を算出し、このＩｃｈデータの逆数と前記Ｑｃｈデータの振幅値とを乗算して振幅補正値を求め、この振幅補正値と前記Ｉｃｈデータとを乗算して前記Ｉｃｈデータの振幅を前記Ｑｃｈデータの振幅と同一に補正し、この同一振幅とされたＩ及びＱｃｈデータを復号するようにした。
【００８３】
この方法によれば、ディジタル処理によって受信利得の補正が行えるため、従来のアナログ回路でそれを補正する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができる。また、第２７の態様に比べ、Ｉ、Ｑ信号の利得比較によって、アンバランス補正が行うため、基準値との比較を行う必要がなく、より演算量削減、回路規模削減ができる。
【００８４】
本発明の第３２の態様は、第３０の態様又は第３１の態様において、Ｉ及びＱｃｈデータの振幅補正値を１乃至は複数受信スロットに対応する時間保持し、この保持中の振幅補正値で前記Ｉｃｈデータの振幅を前記Ｑｃｈデータの振幅と同一に補正するようにした。
【００８５】
この方法によれば、１受信スロットで算出した振幅補正値を、複数受信スロットで用いることができるので、その分、演算量を削減することができる。
【００８６】
本発明の第３３の態様は、第２５の態様において、ＤＣオフセット成分の除去された第２ディジタル信号である第１Ｉ及びＱｃｈデータの振幅値を算出し、この第１Ｉｃｈデータの振幅値の逆数を算出し、この逆数と前記Ｑｃｈデータの振幅値とを乗算して振幅補正値を求め、この振幅補正値と前記第１Ｉｃｈデータとを乗算して前記第１Ｉｃｈデータの振幅を前記第１Ｑｃｈデータの振幅と同一に補正し、この同一振幅とされた第１Ｉ及びＱｃｈデータを復号するようにした。
【００８７】
この方法によれば、ディジタル処理によってＤＣオフセット成分の除去が行えるため、従来のアナログ回路で除去する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができると共に、ディジタル処理によって受信利得の補正が行えるため、従来のアナログ回路でそれを補正する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができる。
【００８８】
本発明の第３４の態様は、第２８の態様において、ＤＣオフセット成分が除去されたディジタル信号であるＩ及びＱｃｈデータの最大値から最小値を減算して前記Ｉ及びＱｃｈデータの振幅値を算出し、このＩｃｈデータの振幅値の逆数を算出し、この逆数と前記Ｑｃｈデータの振幅値とを乗算して振幅補正値を求め、この振幅補正値と前記ＤＣオフセット成分の除去されたＩｃｈデータとを乗算して、そのＩｃｈデータの振幅を前記ＤＣオフセット成分の除去されたＱｃｈデータの振幅と同一に補正し、この同一振幅とされたＩ及びＱｃｈデータを復号するようにした。
【００８９】
この方法によれば、ディジタル処理によってＤＣオフセット成分の除去が行えるため、従来のアナログ回路で除去する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができると共に、ディジタル処理によって受信利得の補正が行えるため、従来のアナログ回路でそれを補正する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができる。
【００９０】
本発明の第３５の態様は、第３０の態様又は第３１の態様において、直交検波前の受信信号を増幅するようにし、Ｉ及びＱｃｈデータの振幅値の平均値を算出して受信信号のレベルに対応する受信振幅値を求め、この受信振幅値の逆数と受信信号のレベルを収束させるための収束基準値とを乗算して前記増幅時の利得補正値を求め、所定時間遅延された前記増幅時の利得を増幅受信信号のレベルが一定となるように制御するための利得制御値と前記利得補正値とを乗算して現在の利得制御値を求め、この求められた利得制御値で前記増幅時の利得を制御するようにした。
【００９１】
この方法によれば、ディジタル処理によって、利得アンバランスの補正、及び受信ＡＧＣ処理が行えるため、増幅手段で増幅された受信信号のレベルを一定に保持することができ、アナログ回路で実現する構成と比較して、部品バラツキ、特性バラツキを考慮する必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができる。
【００９２】
本発明の第３６の態様は、第３１の態様又は第３４の態様において、直交検波前の受信信号を増幅するようにし、Ｉ又はＱｃｈデータの振幅値の逆数と収束基準値とを乗算して利得補正値を求め、所定時間遅延された利得制御値と前記利得補正値とを乗算して現在の利得制御値を求め、この求められた利得制御値で前記増幅時の利得を制御するようにした。
【００９３】
この方法によれば、ディジタル処理によって、利得アンバランスの補正、及び受信ＡＧＣ処理が行えるため、増幅手段で増幅された受信信号のレベルを一定に保持することができ、第１２の態様よりもさらに回路規模を削減することができる。
【００９４】
本発明の第３７の態様は、第３０，３１，３５の態様いずれかにおいて、Ｉ及びＱｃｈデータの振幅値を算出する場合に、前記Ｉ及びＱｃｈデータの最大値及び最小値を求め、前記最大値から最小値を減算して前記Ｉ及びＱｃｈデータの振幅値を算出するようにした。
【００９５】
この方法によれば、Ｉ及びＱｃｈデータの振幅値を求める演算量の削減が可能となる。
【００９６】
本発明の第３８の態様は、第３５の態様乃至第３７の態様いずれかにおいて、利得制御値を、１乃至は複数受信スロットに対応する時間保持し、この保持された利得制御値で増幅時の利得を制御するようにした。
【００９７】
この方法によれば、１受信スロットで算出した利得制御値を、複数受信スロットで用いることができるので、その分、演算量を削減することができる。
【００９８】
本発明の第３９の態様は、送受信方法に、第２４の態様乃至第３８の態様いずれかに記載の受信方法を用いるようにした。
【００９９】
この方法によれば、送受信装置が請求項２４乃至請求項３８のいずれかに記載の作用効果を得ることができる。
【０１００】
本発明の第４０の態様は、第３９の態様において、送信データを送信するための符号化データにマッピングし、このマッピングした符号化データをアナログ信号に変換し、このアナログ信号を変調して変調信号に変換するようにした。
【０１０１】
この方法によれば、マッピング後のデータをアナログ信号に変換して変調する送信装置を備えた送受信装置が、第３９の態様に記載の作用効果を得ることができる。
【０１０２】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
【０１０３】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係る送受信装置の構成を示すブロック図である。
【０１０４】
この実施の形態１の特徴は、受信信号をディジタルのＩ及びＱｃｈ信号（Ｉ及びＱｃｈデータ）に変換し、そのＩ及びＱｃｈデータの一定時間の平均値から、Ｉ及びＱｃｈデータにＤＣオフセット成分が無い状態で求められた平均値である基準値を減算してＤＣオフセット値を求め、このＤＣオフセット値を前回受信タイミングで求められたＩ及びＱｃｈデータのＤＣオフセット補正値に加算して今回受信タイミングのＤＣオフセット補正値を求め、このＤＣオフセット補正値を所定時間遅延した値で現受信タイミングのＩ及びＱｃｈデータのＤＣオフセットを補正し、この補正されたＩ及びＱｃｈデータを復号するように構成した点にある。
【０１０５】
図１に示す送受信装置１００は、受信部１０１及び送信部１０２と、受信部１０１及び送信部１０２が共用する送受信用のアンテナ１０３及び送受信の切り替えを行う共用器１０４を備えて構成されている。
【０１０６】
受信部１０１は、検波器１０５と、Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７と、減算器１０８，１０９と、平均値算出器１１１，１１２と、復号器１１０と、減算器１１３，１１４と、基準値格納器１１５，１１６と、加算器１１７，１１８と、遅延器１１９，１２０とを備えて構成されている。
【０１０７】
送信部１０２は、マッピング器１２１と、Ｄ／Ａ変換器１２２，１２３と、変調器１２４とを備えて構成されている。
【０１０８】
受信部１０１の検波器１０５は、アンテナ１０３で受信された信号を直交検波し、これにより得られたＩ及びＱｃｈ信号を、Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７へ出力するものである。Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７は、Ｉ及びＱｃｈ信号をディジタル信号に変換し、この変換されたＩ及びＱｃｈデータを減算器１０８，１０９へ出力するものである。
【０１０９】
減算器１０８，１０９は、Ｉ及びＱｃｈデータより、遅延器１１９，１２０から出力されるＤＣオフセット補正値を減算し、この結果を復号器１１０及び平均値算出器１１１，１１２へ出力するものである。
【０１１０】
平均値算出器１１１，１１２は、Ｉ及びＱｃｈデータを一定時間加算して、その平均値を算出し、この平均値を減算器１１３，１１４へ出力するものである。
【０１１１】
減算器１１３，１１４は、平均値から、基準値格納器１１５，１１６に格納されたＩ及びＱｃｈデータにＤＣオフセット成分が無い状態で求められた平均値である基準値を減算することによりＤＣオフセット値を求め、これを加算器１１７，１１８へ出力するものである。
【０１１２】
加算器１１７，１１８は、遅延器１１９，１２０から出力されるＤＣオフセット補正値に、ＤＣオフセット値を加算することにより、遅延前のＤＣオフセット補正値を求め、遅延器１１９，１２０へ出力するものである。
【０１１３】
遅延器１１９，１２０は、そのＤＣオフセット補正値を所定時間遅延することにより、ＤＣオフセット補正値を求め、このＤＣオフセット補正値を減算器１０８，１０９及び加算器１１７，１１８へ出力するものである。
【０１１４】
また、復号器１１０は、Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７から出力されるＩ及びＱｃｈデータを復号して復号データを得るものである。
【０１１５】
送信部１０２のマッピング器１２１は、送信データを送信するためのＩ及びＱｃｈ符号化データにマッピングし、これによって得られたＩ及びＱｃｈデータをＤ／Ａ変換器１２２，１２３へ出力するものである。
【０１１６】
Ｄ／Ａ変換器１２２，１２３は、Ｉ及びＱｃｈデータをアナログ信号に変換して変調器１２４へ出力するものである。変調器１２４は、アナログ化された信号を直交変調し、この変調信号を共用器１０４へ出力するものである。
【０１１７】
このような構成において、受信部１０１では、検波器１０５の部品バラツキ、温度特性や、受信Ｉ及びＱｃｈ信号とＡ／Ｄ変換器１０６，１０７の基準電圧とのずれ等により、Ｉ及びＱｃｈ信号にＤＣオフセット成分が重畳することになる。
【０１１８】
この重畳されたＤＣオフセット成分は、受信特性の劣化につながるため、除去する必要がある。重畳されたＤＣオフセットの量は、前述したように、平均値算出器１１１，１１２によってＩ及びＱｃｈデータの平均値が算出され、減算器１１３，１１４で基準値と減算されることにより、ＤＣオフセット値として算出される。
【０１１９】
ここで、平均値算出器１１１，１１２での平均値Ｓａｖｅの算出方法は、ディジタル化されたＩ及びＱｃｈデータをＳｋとすると、次式（１）で算出される。
【０１２０】
【数１】
次に、上記のＤＣオフセット値は、加算器１１７，１１８で、現在設定されているＤＣオフセット補正値と加算される。これによって、次に設定されるＤＣオフセット補正値が求められる。
【０１２１】
このＤＣオフセット補正量は、次の受信スロットで用いられるように遅延器１１９，１２０で遅延され、これによって、次の受信スロットにおいてＩ及びＱｃｈデータからＤＣオフセット成分の除去が行われる。このＤＣオフセット除去が行われたＩ及びＱｃｈデータは、復号器１１０に入力され、ここで復号データに変換される。
【０１２２】
また、上記説明における受信タイミングは、図２に示すようにＰＨＳ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｈａｎｄｙｐｈｏｎｅ Ｓｙｓｔｅｍ）等のＴＤＭＡ方式を想定している。
【０１２３】
この場合、図２に示すように、前の受信スロットＡで算出したＤＣオフセット量（ＤＣオフセット値）を次の受信スロットＢで補正する。また、ＤＣオフセット変動は、受信フレームに対して、十分長い時間で変動するため、毎スロットごとにＤＣオフセット量を算出するのではなく、複数のスロットにわたって算出したＤＣオフセット量を複数のスロット間に使用することも可能である。
【０１２４】
一方、送信部１０２では、送信すべき送信データが、マッピング器１２１において、送信するためのＩ、Ｑ符号化信号（Ｉ及びＱｃｈデータ）にマッピングされ、Ｄ／Ａ変換器１２２，１２３によってアナログ信号に変換される。
【０１２５】
その変換されたＩ及びＱｃｈ信号が、変調器１２４によって直交変調されることにより送信無線信号を得る。送信無線信号は、共用器１０４を介してアンテナ１０３から電波送信される。
【０１２６】
このように、実施の形態１の送受信装置によれば、受信装置（受信部１０１）を、受信信号をディジタル信号、即ちＩ及びＱｃｈデータに変換し、そのＩ及びＱｃｈデータの一定時間の平均値から、Ｉ及びＱｃｈデータにＤＣオフセット成分が無い状態で求められた平均値である基準値を減算してＤＣオフセット値を求め、このＤＣオフセット値を前回受信タイミングで求められたＩ及びＱｃｈデータのＤＣオフセット補正値に加算して今回受信タイミングのＤＣオフセット補正値を求め、このＤＣオフセット補正値を所定時間遅延した値で現受信タイミングのＩ及びＱｃｈデータのＤＣオフセットを補正し、この補正されたＩ及びＱｃｈデータを復号するように構成した。
【０１２７】
これによって、ディジタル処理によってＤＣオフセット成分の除去が行えるため、従来のアナログ回路で除去する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができる。
【０１２８】
（実施の形態２）
図３は、本発明の実施の形態２に係る送受信装置の構成を示すブロック図である。但し、この図３に示す実施の形態２において図１の実施の形態１の各部に対応する部分には同一符号を付し、その説明を省略する。
【０１２９】
この実施の形態２の特徴は、実施の形態１と平均値の算出機能が異なる点にある。
【０１３０】
図３に示す実施の形態２の送受信装置３００が、実施の形態１の送受信装置１００と異なる点は、図１に示した受信部１０１における平均値算出器１１１，１１２の代わりに、図３に示すように受信部３０１に、最大値／最小値算出器３０２，３０３と、平均値算出器３０４，３０５とを備えて構成したことにある。
【０１３１】
このような構成において、最大値／最小値算出器３０２，３０３は、Ｉ及びＱｃｈデータの所定区間における最大値と最小値を算出し、これを平均値算出器３０４，３０５へ出力する。平均値算出器３０４，３０５は、最大値及び最小値からその平均値を算出し、これを減算器１１３，１１４へ出力する。以降の動作は実施の形態１で説明したと同様である。
【０１３２】
このように、実施の形態２の送受信装置によれば、実施の形態１では、Ｉ及びＱｃｈデータの平均値を算出するために、累積加算を行い更に除算を行う必要があるが、実施の形態２では、Ｉ及びＱｃｈデータの最大値及び最小値を求めた後、その中間値を求めることによって平均値を算出すればよいので、平均値を求める平均値算出器３０４，３０５をビットシフト構成で実現できるため、実施の形態１と同様の効果を得ることができると共に、実施の形態１に比べ演算量の削減が可能となる。
【０１３３】
（実施の形態３）
図４は、本発明の実施の形態３に係る送受信装置の構成を示すブロック図である。但し、この図４に示す実施の形態３において図３の実施の形態２の各部に対応する部分には同一符号を付し、その説明を省略する。
【０１３４】
この実施の形態３の特徴は、Ａ／Ｄ変換後のＩ及びＱｃｈデータにおけるＤＣオフセット値に相当する平均値から基準値を減算してＤＣオフセット値を求め、このＤＣオフセット値をＩ及びＱｃｈデータから減算することによりＤＣオフセット成分を除去するように構成した点にある。
【０１３５】
図４に示す実施の形態３の送受信装置４００が、実施の形態２の送受信装置３００と異なる点は、図４に示すように受信部４０１において、Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７の出力側に、実施の形態２で説明した最大値／最小値算出器３０２，３０３、平均値算出器３０４，３０５、基準値格納器１１５，１１６及び減算器１１３，１１４を接続し、減算器１１３，１１４と、減算器１０８，１０９との間に、データ保持器４０２，４０３を接続して構成したことにある。
【０１３６】
このような構成において、最大値／最小値算出器３０２，３０３は、Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７から出力されるＩ及びＱｃｈデータの所定区間における最大値と最小値を算出し、これを平均値算出器３０４，３０５へ出力する。
【０１３７】
平均値算出器３０４，３０５は、最大値及び最小値からその平均値を算出して減算器１１３，１１４へ出力する。
【０１３８】
減算器１１３，１１４は、平均値から、基準値格納器１１５，１１６に格納されたＩ及びＱｃｈデータにＤＣオフセット成分が無い状態で求められた平均値である基準値を減算することによりＤＣオフセット値を求め、これをデータ保持器４０２，４０３へ出力するものである。
【０１３９】
データ保持器４０２，４０３は、そのＤＣオフセット値を保持して減算器１０８，１０９へ出力する。ここで、その保持時間は、１〜複数の受信スロットに対応する時間としてもよい。
【０１４０】
そして、減算器１０８，１０９で、Ｉ及びＱｃｈデータからＤＣオフセット値を減算することにより、ＤＣオフセット成分を除去することができる。
【０１４１】
このように、実施の形態３の送受信装置によれば、受信装置（受信部４０１）を、Ａ／Ｄ変換後のＩ及びＱｃｈデータにおけるＤＣオフセット値に相当する平均値を求め、この平均値から基準値を減算することによりＤＣオフセット値を求め、このＤＣオフセット値をＩ及びＱｃｈデータから減算することによりＤＣオフセット成分を除去するように構成した。
【０１４２】
これによって、ディジタル処理によってＤＣオフセット成分の除去が行えるため、従来のアナログ回路で除去する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができる。また、実施の形態２の受信装置よりもさらに演算量削減、及び回路規模の縮小を実現することができる。
【０１４３】
（実施の形態４）
図５は、本発明の実施の形態４に係る送受信装置の構成を示すブロック図である。但し、この図５に示す実施の形態４において図１の実施の形態１の各部に対応する部分には同一符号を付す。
【０１４４】
この実施の形態４の特徴は、受信信号を直交検波してディジタル信号のＩ及びＱｃｈデータに変換し、この変換されたＩ及びＱｃｈデータの振幅値を算出し、更に各振幅値の逆数を算出し、各逆数に同一の基準値を乗算して得た各振幅補正値をＩ及びＱｃｈデータと乗算することによりＩ及びＱｃｈデータの振幅補正を行うように構成した点にある。
【０１４５】
図５に示す実施の形態４の送受信装置５００において、送信部１０２は実施の形態１と同構成なので、ここではその説明を省略する。
【０１４６】
受信部５０１は、検波器１０５と、Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７と、復号器１１０と、振幅情報算出器５０２，５０３と、逆数算出器５０４，５０５と、乗算器５０６，５０７と、基準値格納器５０８と、データ保持器５０９，５１０と、乗算器５１１，５１２とを備えて構成されている。
【０１４７】
振幅情報算出器５０２，５０３は、Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７から出力されるＩ及びＱｃｈデータの各振幅値Ｋｉ及びＫｑを算出し、この振幅値Ｋｉ及びＫｑを逆数算出器５０４，５０５へ出力するものである。
【０１４８】
逆数算出器５０４は、振幅値Ｋｉの逆数１／Ｋｉを算出し、この逆数１／Ｋｉを乗算器５０６へ出力し、逆数算出器５０５は、振幅値Ｋｑの逆数１／Ｋｑを算出し、この逆数１／Ｋｑを乗算器５０７へ出力するものである。
【０１４９】
乗算器５０６は、基準値格納器５０８に格納されたＩ及びＱｃｈデータの振幅を等しくするための基準値と、振幅値の逆数１／Ｋｉとを乗算し、この乗算結果である第１振幅補正値をデータ保持器５０９へ出力し、乗算器５０７は、基準値と振幅値の逆数１／Ｋｑとを乗算し、この乗算結果である第２振幅補正値をデータ保持器５１０へ出力するものである。
【０１５０】
データ保持器５０９，５１０は、第１及び第２振幅補正値を保持して乗算器５１１，５１２へ出力するものである。
【０１５１】
乗算器５１１，５１２は、Ｉ及びＱｃｈデータと第１及び第２振幅補正値とを乗算し、この乗算値を復号器１１０へ出力するものである。
【０１５２】
このような構成において、検波器１０５においては、その部品バラツキ、温度特性等により、受信Ｉ及びＱｃｈ信号に利得のアンバランスが生じ、その結果、直交検波されたＩ及びＱｃｈ信号の振幅がアンバランスとなり、後段のＡ／Ｄ変換器１０６，１０７でディジタル化されたＩ及びＱｃｈデータも振幅アンバランスとなる。この振幅アンバランスは、受信特性の劣化につながるため、除去する必要がある。
【０１５３】
Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７から出力されたＩ及びＱｃｈデータは、乗算器５１１，５１２と、振幅情報算出器５０２，５０３とに入力され、まず、振幅情報算出器５０２，５０３において、Ｉ及びＱｃｈデータの各振幅値Ｋｉ及びＫｑが算出される。
【０１５４】
この振幅値Ｋｉ及びＫｑの算出においては、例えば、アンテナ１０３で無変調の信号が受信された場合、受信信号の振幅と実効値の関係は、正比例であるため実効値を算出する事により振幅値Ｋｉ及びＫｑが得られる。ＩｃｈデータＳｋを例にとると、実効値Ｓｒは、次式（２）で算出することができる。
【０１５５】
【数２】
このように算出された振幅値Ｋｉ＝「１０」、Ｋｑ＝「１１」とする。この振幅値Ｋｉ＝「１０」、Ｋｑ＝「１１」は、逆数算出器５０４，５０５でその逆数１／Ｋｉ＝「１／１０」及び１／Ｋｑ＝「１／１１」が算出される。
【０１５６】
次に、算出された逆数「１／１０」及び「１／１１」が、乗算器５０７，５０８によって、基準値の例えば「２」と乗算され、この結果得られる「２／１０」及び「２／１１」の第１及び第２振幅補正値を算出する。この第１及び第２振幅補正値「２／１０」及び「２／１１」は、データ保持器５０９，５１０に保持され、乗算器５１１，５１２へ出力される。
【０１５７】
乗算器５１１では、Ｉｃｈデータ「１０」と第１振幅補正値「２／１０」とが乗算されることによって補正された振幅値「２」のＩｃｈデータが復号器１１０へ出力される。
【０１５８】
乗算器５１２では、Ｑｃｈデータ「１１」と第２振幅補正値「２／１１」とが乗算されることによって補正された振幅値「２」のＱｃｈデータが復号器１１０へ出力される。
【０１５９】
つまり、同振幅値「２」とされたＩ及びＱｃｈデータが復号器１１０へ出力され、ここで、復号され、復号データが得られる。
【０１６０】
このように、実施の形態４の送受信装置によれば、受信装置（受信部５０１）を、受信信号を直交検波してディジタル信号のＩ及びＱｃｈデータに変換し、この変換されたＩ及びＱｃｈデータの振幅値を算出し、更に各振幅値の逆数を算出し、各逆数に同一の基準値を乗算して得た各振幅補正値をＩ及びＱｃｈデータと乗算することによりＩ及びＱｃｈデータの振幅補正を行うように構成した。
【０１６１】
これによって、ディジタル処理によって受信利得の補正が行えるため、従来のアナログ回路でそれを補正する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができる。
【０１６２】
（実施の形態５）
図６は、本発明の実施の形態５に係る送受信装置の構成を示すブロック図である。但し、この図６に示す実施の形態５において図５の実施の形態４の各部に対応する部分には同一符号を付す。
【０１６３】
この実施の形態５の特徴は、受信信号を直交検波してディジタル信号のＩ及びＱｃｈデータに変換し、この変換されたＩ及びＱｃｈデータの振幅値を算出し、この内、Ｉｃｈデータの振幅値の逆数を算出し、逆数にＱｃｈデータの振幅値を乗算して得た振幅補正値をＩｃｈデータと乗算することによりＩｃｈデータの振幅をＱｃｈデータと同一にする補正を行うように構成した点にある。
【０１６４】
図６に示す実施の形態５の送受信装置６００の受信部６０１は、検波器１０５と、Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７と、復号器１１０と、振幅情報算出器５０２，５０３と、逆数算出器５０４と、乗算器５０６と、データ保持器５０９と、乗算器５１１とを備えて構成されている。
【０１６５】
振幅情報算出器５０２，５０３は、Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７から出力されるＩ及びＱｃｈデータの各振幅値Ｋｉ及びＫｑを算出するものである。
【０１６６】
逆数算出器５０４は、振幅値Ｋｉの逆数１／Ｋｉを算出するものである。
【０１６７】
乗算器５０６は、Ｑｃｈデータの振幅値ＫｑとＩｃｈデータの逆数１／Ｋｉとを乗算し、この乗算結果である振幅補正値をデータ保持器５０９へ出力するものである。
【０１６８】
データ保持器５０９は、振幅補正値を保持して乗算器５１１へ出力するものである。
【０１６９】
乗算器５１１は、Ｉｃｈデータと振幅補正値とを乗算し、この乗算値を復号器１１０へ出力するものである。
【０１７０】
このような構成において、Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７から出力されたＩ及びＱｃｈデータは、振幅情報算出器５０２，５０３に入力され、ここで、Ｉ及びＱｃｈデータの各振幅値Ｋｉ及びＫｑが算出される。
【０１７１】
このように算出された振幅値Ｋｉ＝「１１」、Ｋｑ＝「１２」とする。この内、Ｉｃｈデータの振幅値Ｋｉ＝「１１」は、逆数算出器５０４でその逆数１／Ｋｉ＝「１／１１」が算出される。
【０１７２】
次に、算出された逆数「１／１１」が、乗算器５０６によって、Ｑｃｈデータの振幅値Ｋｑ＝「１２」と乗算され、この結果得られる「１２／１１」の振幅補正値が、データ保持器５０９に保持され、乗算器５１１へ出力される。
【０１７３】
乗算器５１１では、Ｉｃｈデータ「１１」と振幅補正値「１２／１１」とが乗算されることによってＩｃｈデータの振幅値が「１２」に補正される。即ち、Ｑｃｈデータの振幅値「１２」と同一となる。
【０１７４】
この同振幅値「１２」とされたＩ及びＱｃｈデータが復号器１１０へ出力され、ここで、復号され、復号データが得られる。
【０１７５】
このように、実施の形態５の送受信装置によれば、受信装置（受信部６０１）を、受信信号を直交検波してディジタル信号のＩ及びＱｃｈデータに変換し、この変換されたＩ及びＱｃｈデータの振幅値を算出し、この内、Ｉｃｈデータの振幅値の逆数を算出し、逆数にＱｃｈデータの振幅値を乗算して得た振幅補正値をＩｃｈデータと乗算することによりＩｃｈデータの振幅をＱｃｈデータと同一にする補正を行うように構成した。
【０１７６】
これによって、ディジタル処理によって受信利得の補正が行えるため、従来のアナログ回路でそれを補正する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができる。また、実施の形態４の受信装置に比べ、Ｉ、Ｑ信号の利得比較によって、アンバランス補正が行うため、基準値との比較を行う必要がなく、より演算量削減、回路規模削減ができる。
【０１７７】
（実施の形態６）
図７は、本発明の実施の形態６に係る送受信装置の構成を示すブロック図である。但し、この図７に示す実施の形態６において図６の実施の形態５の各部に対応する部分には同一符号を付し、その説明を省略する。
【０１７８】
この実施の形態６が実施の形態５と異なる点は、振幅情報算出器５０２，５０３に代え、最大値／最小値算出器７０２，７０３と、最大値／最小値減算器７０４，７０５とを備えて構成した点にある。
【０１７９】
最大値／最小値算出器７０２，７０３は、Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７から出力されたＩ及びＱｃｈデータの各々の所定区間における最大値と最小値を算出し、これを最大値／最小値減算器７０４，７０５へ出力する。
【０１８０】
最大値／最小値減算器７０４，７０５は、その最大値から最小値を減算することによって、Ｉ及びＱｃｈデータの各振幅値Ｋｉ及びＫｑを算出する。以降の動作は実施の形態５で説明したと同様なので省略する。
【０１８１】
このように、実施の形態６の送受信装置によれば、受信装置（受信部６０１）を、受信信号を直交検波してディジタル信号のＩ及びＱｃｈデータに変換し、この変換されたＩ及びＱｃｈデータの振幅値をその最大値及び最小値から算出し、この内、Ｉｃｈデータの振幅値の逆数を算出し、逆数にＱｃｈデータの振幅値を乗算して得た振幅補正値をＩｃｈデータと乗算することによりＩｃｈデータの振幅をＱｃｈデータと同一にする補正を行うように構成した。
【０１８２】
これによって、ディジタル処理によって受信利得の補正が行えるため、従来のアナログ回路でそれを補正する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができる。また、実施の形態５の振幅情報算出器よりも演算量、回路規模を削減することができる。
【０１８３】
（実施の形態７）
図８は、本発明の実施の形態７に係る送受信装置の構成を示すブロック図である。但し、この図８に示す実施の形態７において図１の実施の形態１及び図６の実施の形態５の各部に対応する部分には同一符号を付す。
【０１８４】
この実施の形態７の特徴は、受信部８０１に、実施の形態１で説明したＩ及びＱｃｈデータのＤＣオフセット成分を削除する機能と、実施の形態５で説明したＩ及びＱｃｈデータの振幅値を同一とする機能を合わせて構成した点にある。
【０１８５】
即ち、図８に示す受信部８０１は、検波器１０５と、Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７と、減算器１０８，１０９と、平均値算出器１１１，１１２と、復号器１１０と、減算器１１３，１１４と、基準値格納器１１５，１１６と、加算器１１７，１１８と、遅延器１１９，１２０とを備えると共に、振幅情報算出器５０２，５０３と、逆数算出器５０４と、乗算器５０６と、データ保持器５０９と、乗算器５１１とを備えて構成されている。
【０１８６】
このような構成において、平均値算出器１１１，１１２によって、Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７から出力されるＩ及びＱｃｈデータの平均値が算出され、減算器１１３，１１４で基準値と減算されることにより、ＤＣオフセット値として算出される。
【０１８７】
このＤＣオフセット値は、加算器１１７，１１８で、現在設定されているＤＣオフセット補正値と加算される。これによって、次に設定されるＤＣオフセット補正値が求められる。
【０１８８】
このＤＣオフセット補正量は、次の受信スロットで用いられるように遅延器１１９，１２０で遅延され、これによって、次の受信スロットにおいてＩ及びＱｃｈデータからＤＣオフセット成分の除去が行われる。
【０１８９】
このＤＣオフセット除去が行われたＩ及びＱｃｈデータは、振幅情報算出器５０２，５０３に入力され、ここで、Ｉ及びＱｃｈデータの各振幅値Ｋｉ及びＫｑが算出される。
【０１９０】
この算出された振幅値Ｋｉ＝「１１」、Ｋｑ＝「１２」とする。この内、Ｉｃｈデータの振幅値Ｋｉ＝「１１」は、逆数算出器５０４でその逆数１／Ｋｉ＝「１／１１」が算出される。
【０１９１】
次に、算出された逆数「１／１１」が、乗算器５０６によって、Ｑｃｈデータの振幅値Ｋｑ＝「１２」と乗算され、この結果得られる「１２／１１」の振幅補正値が、データ保持器５０９に保持され、乗算器５１１へ出力される。
【０１９２】
乗算器５１１では、Ｉｃｈデータ「１１」と振幅補正値「１２／１１」とが乗算されることによってＩｃｈデータの振幅値が「１２」に補正される。即ち、Ｑｃｈデータの振幅値「１２」と同一となる。
【０１９３】
この同振幅値「１２」とされたＩ及びＱｃｈデータが復号器１１０へ出力され、ここで、復号され、復号データが得られる。
【０１９４】
このように、実施の形態７の送受信装置によれば、受信装置（受信部８０１）を、実施の形態１で説明したＩ及びＱｃｈデータのＤＣオフセット成分を削除する機能と、実施の形態５で説明したＩ及びＱｃｈデータの振幅値を同一とする機能を合わせて構成した。
【０１９５】
これによって、ディジタル処理によってＤＣオフセット成分の除去が行えるため、従来のアナログ回路で除去する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができる。
【０１９６】
また、ディジタル処理によって受信利得の補正が行えるため、従来のアナログ回路でそれを補正する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができる。
【０１９７】
（実施の形態８）
図９は、本発明の実施の形態８に係る送受信装置の構成を示すブロック図である。但し、この図９に示す実施の形態８において図７の実施の形態６の各部に対応する部分には同一符号を付す。
【０１９８】
この実施の形態８が実施の形態６と異なる点は、実施の形態６のＩ及びＱｃｈデータの振幅値を同一とする機能に、平均値算出器３０４，３０５と、減算器１１３，１１４と、基準値格納器１１５，１１６と、減算器１０８，１０９とによるＩ及びＱｃｈデータのＤＣオフセット成分を削除する機能を加えて構成した点にある。
【０１９９】
このような構成において、最大値／最小値算出器７０２，７０３は、Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７から出力されたＩ及びＱｃｈデータの各々の所定区間における最大値と最小値を算出し、これを最大値／最小値減算器７０４，７０５及び平均値算出器３０４，３０５へ出力する。
【０２００】
平均値算出器３０４，３０５は、最大値及び最小値からその平均値を算出して減算器１１３，１１４へ出力する。
【０２０１】
減算器１１３，１１４は、平均値から、基準値格納器１１５，１１６に格納されたＩ及びＱｃｈデータにＤＣオフセット成分が無い状態で求められた平均値である基準値を減算することによりＤＣオフセット値を求め、これを減算器１０８，１０９へ出力する。
【０２０２】
減算器１０８，１０９は、Ｉ及びＱｃｈデータからＤＣオフセット値を減算することにより、ＤＣオフセット成分を除去する。
【０２０３】
最大値／最小値減算器７０４，７０５は、その最大値から最小値を減算することによって、Ｉ及びＱｃｈデータの各振幅値Ｋｉ及びＫｑを算出する。
【０２０４】
このように算出された振幅値Ｋｉ及びＫｑの内、Ｉｃｈデータの振幅値Ｋｉは、逆数算出器５０４でその逆数１／Ｋｉが算出される。
【０２０５】
次に、算出された逆数が、乗算器５０６によって、Ｑｃｈデータの振幅値Ｋｑと乗算され、この結果得られる振幅補正値が、データ保持器５０９に保持され、乗算器５１１へ出力される。
【０２０６】
乗算器５１１では、ＤＣオフセット成分の除去されたＩｃｈデータと振幅補正値とが乗算されることによってＩｃｈデータの振幅値が、ＤＣオフセット成分の除去されたＱｃｈデータの振幅値と同一となる。
【０２０７】
この同振幅値とされ、且つＤＣオフセット成分の除去されたＩ及びＱｃｈデータが復号器１１０へ出力され、ここで、復号され、復号データが得られる。
【０２０８】
このように、実施の形態８の送受信装置によれば、受信装置（受信部８０１）を、実施の形態６のＩ及びＱｃｈデータの振幅値を同一とする機能に、Ｉ及びＱｃｈデータのＤＣオフセット成分を削除する機能を加えて構成した。
【０２０９】
これによって、ディジタル処理によってＤＣオフセット成分の除去が行えるため、従来のアナログ回路で除去する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができ、また、ディジタル処理によって受信利得の補正が行えるため、従来のアナログ回路でそれを補正する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができる。
【０２１０】
また、ＤＣオフセット算出、および振幅算出のための最大値最小値算出手段を、共有できるため、実施の形態７に記載の受信装置よりさらに演算量削減、回路規模削減が行える。
【０２１１】
（実施の形態９）
図１０は、本発明の実施の形態９に係る送受信装置の構成を示すブロック図である。但し、この図１１に示す実施の形態９において図５の実施の形態４の各部に対応する部分には同一符号を付す。
【０２１２】
この実施の形態９の特徴は、実施の形態４の構成に、検波前の受信信号を増幅する増幅手段を加え、この増幅手段から出力される増幅信号の振幅が一定に保持されるようにするための増幅手段の利得制御を、振幅情報算出器５０２，５０３から出力されるＩ及びＱｃｈデータの各振幅値Ｋｉ及びＫｑを用いたディジタル処理によって行うことにより、検波後のＩ及びＱｃｈ信号の振幅を一定に保持するように構成した点にある。
【０２１３】
図１０に示す実施の形態９の送受信装置１０００において、送信部１０２は実施の形態１と同構成なので、ここではその説明を省略する。
【０２１４】
受信部１００１は、ＲＦ部１００２と、可変利得アンプ１００３と、平均化処理器１００４と、逆数算出器１００５と、乗算器１００６，１００７と、基準値格納器１００８と、遅延器１００９と、データ保持器１０１０と、既に実施の形態５で説明済みの検波器１０５と、Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７と、復号器１１０と、振幅情報算出器５０２，５０３と、逆数算出器５０４，５０５と、乗算器５０６，５０７と、基準値格納器５０８と、データ保持器５０９，５１０と、乗算器５１１，５１２とを備えて構成されている。
【０２１５】
ＲＦ部１００２は、アンテナ１０３及び共用器１０４を介して受信された信号をＩＦ信号又はＲＦ信号に変換して可変利得アンプ１００３へ出力するものである。
【０２１６】
可変利得アンプ１００３は、ＩＦ信号又はＲＦ信号を増幅し、この増幅信号の振幅が一定となるように、その利得が制御されるものである。
【０２１７】
平均化処理器１００４は、振幅情報算出器５０２，５０３により得られた振幅値Ｋｉ及びＫｑを平均化することにより、受信レベルに相当する受信振幅値ｍを算出して逆数算出器１００５へ出力するものである。
【０２１８】
逆数算出器１００５は、受信振幅値ｍの逆数１／ｍを算出し、この逆数１／ｍを乗算器１００６へ出力するものである。
【０２１９】
乗算器１００６は、基準値格納器１００８に格納された受信レベルを収束させるための収束基準値と、逆数１／ｍとを乗算し、この乗算結果である可変利得アンプ１００３の利得補正値を乗算器１００７へ出力するものである。
【０２２０】
乗算器１００７は、遅延器１００９で遅延された可変利得アンプ１００３の利得を制御するための利得制御値と、利得補正値とを乗算し、この乗算結果、新規に得られる可変利得アンプ１００３の利得制御値をデータ保持器１０１０へ出力するものである。
【０２２１】
データ保持器１０１０は、利得制御値をある受信区間保持し、この保持された利得制御値によって可変利得アンプ１８０６の利得制御を行うものである。
【０２２２】
このような構成において、アンテナ１０３で受信された信号は、共用器１０４を介してＲＦ部１００２に入力され、ここで、ＩＦ信号又はＲＦ信号に変換され、可変利得アンプ１００３により増幅される。
【０２２３】
検波器１０５によって、その増幅信号が直交検波されることによってＩ及びＱｃｈ信号が得られ、このＩ及びＱｃｈ信号がＡ／Ｄ変換器１０６，１０７によってディジタル化される。即ち、Ｉ及びＱｃｈデータに変換される。
【０２２４】
ここで、検波器１０５又はＡ／Ｄ変換器１０６，１０７の部品バラツキ、温度特性により、Ｉ及びＱｃｈデータの利得アンバランスが生じる場合がある。利得アンバランスは、受信特性の劣化につながるため、除去する必要がある。
【０２２５】
また、受信信号の信号レベルが非常に高い場合は、検波器１０５又はＡ／Ｄ変換器１０６，１０７が飽和することにより特性の劣化が生じ、或いは受信信号の受信レベルが非常に低い場合は、Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７のダイナミックレンジに対して、信号レベルが低いため、量子化ノイズが増加し、特性の劣化が生じる場合があるため、受信信号のレベルをＡ／Ｄ変換器１０６，１０７のダイナミックレンジ内で変動するよう、利得制御（ＡＧＣ）を行う必要がある。
【０２２６】
利得アンバランスの補正は、上記実施の形態４で説明した通りである。
【０２２７】
一方、受信ＡＧＣ制御は、まず、平均化処理器１００４によって、振幅情報算出器５０２，５０３で算出されたＩ及びＱｃｈデータの振幅値Ｋｉ及びＫｑの平均値を算出することにより、受信レベルに相当する受信振幅値ｍを得る。
【０２２８】
次に、逆数算出器１００５で、その受信振幅値ｍの逆数１／ｍを算出し、乗算器１００６で、その逆数１／ｍと基準値格納器１００８に格納された基準値との乗算を行うことにより利得補正値を得る。
【０２２９】
次に、乗算器１００７で、利得補正値と遅延器１００９で遅延された利得制御値とを乗算することによって、可変利得アンプ１００３に対して、設定すべき利得制御値を得る。
【０２３０】
この利得制御値を、データ保持器１０１０に保持して可変利得アンプ１００３に供給することで、可変利得アンプ１００３以降の受信信号が、ある一定レベルの受信信号に保持される。
【０２３１】
ここで、上記説明における受信タイミングは、図１１に示すように、ＰＨＳ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｈａｎｄｙｐｈｏｎｅ Ｓｙｓｔｅｍ）等のＴＤＭＡ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式を想定している。
【０２３２】
この場合、図１１に示すように、前の受信スロットＡで算出した振幅補正値及び利得制御値は、次の受信スロットＢで補正する。また、振幅補正値は、受信フレームに対して、十分長い時間で変動するため、毎スロット毎に振幅補正値を算出するのではなく、複数のスロットにわたって算出した振幅補正値を複数のスロット間に使用することも可能である。
【０２３３】
また、利得アンバランスを補正するための振幅補正値の算出、又は受信ＡＧＣ処理を行うための利得制御値の算出において、算出する逆数算出と乗算の一連の処理は、除算と置き換えることができる。更にこれらの算出は、算出した振幅値Ｋｉ及びＫｑを対数変換することにより、減算に置き換えることができる。
【０２３４】
このように、実施の形態９の送受信装置によれば、受信装置（受信部１００１）を、実施の形態４の構成に、検波前の受信信号を増幅する可変利得アンプ１００３を加え、Ｉ及びＱｃｈデータの振幅値Ｋｉ及びＫｑの平均値を算出して受信レベルに相当する受信振幅値ｍを求め、この受信振幅値ｍの逆数１／ｍを算出し、この逆数１／ｍと受信レベルを収束させるための収束基準値とを乗算して可変利得アンプの利得補正値を求め、この利得補正値と、所定時間遅延された可変利得アンプの利得を制御するための前回の利得制御値とを乗算して今回の利得制御値を求め、この利得制御値で、検波前の信号を増幅する可変利得アンプの利得を制御するようにしたので、ディジタル処理によって、可変利得アンプで増幅された受信信号のレベルを一定に保持することができる。
【０２３５】
また、ディジタル処理によって利得アンバランスの補正、及び受信ＡＧＣ処理が行えるため、アナログ回路で実現する構成と比較して、部品バラツキ、特性バラツキを考慮する必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができる。
【０２３６】
また、アナログ回路で実現する構成と比較して、回路規模を削減させることができ、さらに安価に受信装置を実現することができる。
【０２３７】
また、振幅情報算出器５０２，５０３を利得アンバランス補正処理及び受信ＡＧＣ処理の両方で共有して使用することができるため、さらなる回路規模の削減が実現でき、更に、逆数演算及び乗算演算を対数変換することにより、減算のみで実現することができるため、さらなる回路規模の削減が実現できる。
【０２３８】
（実施の形態１０）
図１２は、本発明の実施の形態１０に係る送受信装置の構成を示すブロック図である。但し、この図１２に示す実施の形態１０において図６の実施の形態５及び図１０の実施の形態９の各部に対応する部分には同一符号を付す。
【０２３９】
この実施の形態１０の特徴は、実施の形態５の構成に、検波前の受信信号を増幅する増幅手段を加え、この増幅手段から出力される増幅信号の振幅が一定に保持されるようにするための増幅手段の利得制御を、振幅情報算出器５０２，５０３から出力されるＩ及びＱｃｈデータの各振幅値Ｋｉ及びＫｑを用いたディジタル処理によって行うことにより、検波後のＩ及びＱｃｈ信号の振幅を一定に保持するように構成した点にある。
【０２４０】
図１２に示す実施の形態１０の送受信装置１２００において、送信部１０２は実施の形態１と同構成なので、ここではその説明を省略する。
【０２４１】
受信部１２０１は、既に実施の形態９で説明済みのＲＦ部１００２と、可変利得アンプ１００３と、平均化処理器１００４と、逆数算出器１００５と、乗算器１００６，１００７と、基準値格納器１００８と、遅延器１００９と、データ保持器１０１０と、既に実施の形態５で説明済みの検波器１０５と、Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７と、復号器１１０と、振幅情報算出器５０２，５０３と、逆数算出器５０４と、乗算器５０６と、データ保持器５０９と、乗算器５１１とを備えて構成されている。
【０２４２】
このような構成においては、実施の形態５で説明したＩｃｈデータの振幅をＱｃｈデータと同一にする補正制御と、実施の形態９で説明した受信ＡＧＣ制御とが行われる。
【０２４３】
このように、実施の形態１０の送受信装置によれば、受信装置（受信部１２０１）を、実施の形態５の構成に、検波前の受信信号を増幅する可変利得アンプ１００３を加え、Ｉ及びＱｃｈデータの振幅値Ｋｉ及びＫｑの平均値を算出して受信レベルに相当する受信振幅値ｍを求め、この受信振幅値ｍの逆数１／ｍを算出し、この逆数１／ｍと受信レベルを収束させるための収束基準値とを乗算して可変利得アンプの利得補正値を求め、この利得補正値と、所定時間遅延された可変利得アンプの利得を制御するための前回の利得制御値とを乗算して今回の利得制御値を求め、この利得制御値で、検波前の信号を増幅する可変利得アンプの利得を制御するようにしたので、ディジタル処理によって、可変利得アンプで増幅された受信信号のレベルを一定に保持することができる。
【０２４４】
これによって、ディジタル処理によって受信利得の補正が行えるため、従来のアナログ回路でそれを補正する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができる。また、実施の形態９の受信装置に比べ、Ｉ、Ｑ信号の利得比較によって、アンバランス補正が行うため、基準値との比較を行う必要がなく、より演算量削減、回路規模削減ができる。
【０２４５】
（実施の形態１１）
図１３は、本発明の実施の形態１１に係る送受信装置の構成を示すブロック図である。但し、この図１３に示す実施の形態１１において図１２の実施の形態１０の各部に対応する部分には同一符号を付す。
【０２４６】
この実施の形態１１が実施の形態１０と異なる点は、振幅情報算出器５０３から出力されるＱｃｈデータの振幅値Ｋｑの逆数１／Ｋｑを逆数算出器５０５で求め、この逆数１／Ｋｑを、乗算器１００６で基準値格納器１００８に格納された収束基準値と乗算するように構成したことにある。
【０２４７】
図１３に示す実施の形態１１の送受信装置１３００において、送信部１０２は実施の形態１と同構成なので、ここではその説明を省略する。
【０２４８】
受信部１３０１は、既に実施の形態９で説明済みのＲＦ部１００２と、可変利得アンプ１００３と、乗算器１００６，１００７と、基準値格納器１００８と、遅延器１００９と、データ保持器１０１０と、既に実施の形態４又は５で説明済みの検波器１０５と、Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７と、復号器１１０と、振幅情報算出器５０２，５０３と、逆数算出器５０４，５０５と、乗算器５０６と、データ保持器５０９と、乗算器５１１とを備えて構成されている。
【０２４９】
このような構成において、振幅値Ｋｑを逆数算出器５０５で逆数演算することにより逆数１／Ｋｑを求め、この逆数１／Ｋｑと収束基準値とを乗算器１００６で乗算することにより利得補正値を得る。
【０２５０】
ここで、Ｑｃｈ信号の振幅値Ｋｑを受信レベル相当値としているのは、上記式（１）に基づいて算出した、ある一定期間のＩ及びＱｃｈデータの振幅値Ｋｉ及びＫｑが、ほぼ同一の値となることを前提としている。
【０２５１】
また、この例では、Ｑｃｈ信号の振幅値Ｋｑを受信レベル相当値としたが、Ｉｃｈ信号の振幅値Ｋｉを受信レベル相当値としてもよい。
【０２５２】
このように、実施の形態１１の送受信装置によれば、Ｑｃｈ信号の振幅値Ｋｑを受信レベル相当値として受信ＡＧＣ制御に用いることにより、実施の形態１０よりもさらに回路規模を削減することができる。その他の効果については、実施の形態１０と同様の効果を得ることができる。
【０２５３】
（実施の形態１２）
図１４は、本発明の実施の形態１２に係る送受信装置の構成を示すブロック図である。但し、この図１４に示す実施の形態１２において図１０の実施の形態９の各部に対応する部分には同一符号を付す。
【０２５４】
この実施の形態１２が実施の形態９と異なる点は、振幅情報算出器５０２，５０３に代え、実施の形態６で説明した最大値／最小値算出器７０２，７０３と、最大値／最小値減算器７０４，７０５とを備えて構成したことにある。
【０２５５】
最大値／最小値算出器７０２，７０３は、Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７から出力されたＩ及びＱｃｈデータの各々の所定区間における最大値と最小値を算出し、これを最大値／最小値減算器７０４，７０５へ出力する。
【０２５６】
最大値／最小値減算器７０４，７０５は、その最大値から最小値を減算することによって、Ｉ及びＱｃｈデータの各振幅値Ｋｉ及びＫｑを算出する。以降の動作は実施の形態９で説明したと同様なので省略する。
【０２５７】
このように、実施の形態１２の送受信装置によれば、受信装置（受信部１４０１）を、Ｉ及びＱｃｈデータの振幅値Ｋｉ及びＫｑをその最大値及び最小値から算出するように構成したので、実施の形態９と同様の効果を得ることができ、また、実施の形態９の振幅情報算出器５０２，５０３よりも演算量、回路規模を削減することができる。
【０２５８】
（実施の形態１３）
図１５は、本発明の実施の形態１３に係る送受信装置の構成を示すブロック図である。但し、この図１５に示す実施の形態１３において図１２の実施の形態１０の各部に対応する部分には同一符号を付す。
【０２５９】
この実施の形態１３が実施の形態１０と異なる点は、振幅情報算出器５０２，５０３に代え、実施の形態６で説明した最大値／最小値算出器７０２，７０３と、最大値／最小値減算器７０４，７０５とを備えて構成したことにある。
【０２６０】
最大値／最小値算出器７０２，７０３は、Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７から出力されたＩ及びＱｃｈデータの各々の所定区間における最大値と最小値を算出し、最大値／最小値減算器７０４，７０５は、その最大値から最小値を減算することによって、Ｉ及びＱｃｈデータの各振幅値Ｋｉ及びＫｑを算出する。以降の動作は実施の形態１０で説明したと同様なので省略する。
【０２６１】
このように、実施の形態１３の送受信装置によれば、受信装置（受信部１５０１）を、Ｉ及びＱｃｈデータの振幅値Ｋｉ及びＫｑをその最大値及び最小値から算出するように構成したので、実施の形態１０と同様の効果を得ることができ、また、実施の形態１０の振幅情報算出器５０２，５０３よりも演算量、回路規模を削減することができる。
【０２６２】
（実施の形態１４）
図１６は、本発明の実施の形態１４に係る送受信装置の構成を示すブロック図である。但し、この図１６に示す実施の形態１４において図１３の実施の形態１１の各部に対応する部分には同一符号を付す。
【０２６３】
この実施の形態１４が実施の形態１１と異なる点は、振幅情報算出器５０２，５０３に代え、実施の形態６で説明した最大値／最小値算出器７０２，７０３と、最大値／最小値減算器７０４，７０５とを備えて構成したことにある。
【０２６４】
最大値／最小値算出器７０２，７０３は、Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７から出力されたＩ及びＱｃｈデータの各々の所定区間における最大値と最小値を算出し、最大値／最小値減算器７０４，７０５は、その最大値から最小値を減算することによって、Ｉ及びＱｃｈデータの各振幅値Ｋｉ及びＫｑを算出する。以降の動作は実施の形態１１で説明したと同様なので省略する。
【０２６５】
このように、実施の形態１４の送受信装置によれば、受信装置（受信部１６０１）を、Ｉ及びＱｃｈデータの振幅値Ｋｉ及びＫｑをその最大値及び最小値から算出するように構成したので、実施の形態１１と同様の効果を得ることができ、また、実施の形態１１の振幅情報算出器５０２，５０３よりも演算量、回路規模を削減することができる。
【０２６６】
（実施の形態１５）
図１７は、本発明の実施の形態１５に係る送受信装置の構成を示すブロック図である。但し、この図１７に示す実施の形態１５において図９の実施の形態８及び図１３の実施の形態１１の各部に対応する部分には同一符号を付す。
【０２６７】
この実施の形態１５の特徴は、実施の形態８の構成に、検波前の受信信号を増幅する増幅手段を加え、この増幅手段から出力される増幅信号の振幅が一定に保持されるようにするための増幅手段の利得制御を、振幅情報算出器５０２，５０３から出力されるＩ及びＱｃｈデータの各振幅値Ｋｉ及びＫｑを用いたディジタル処理によって行うことにより、検波後のＩ及びＱｃｈ信号の振幅を一定に保持するように構成した点にある。
【０２６８】
図１７に示す実施の形態１５の送受信装置１７００において、送信部１０２は実施の形態１と同構成なので、ここではその説明を省略する。
【０２６９】
受信部１７０１は、既に実施の形態１１で説明済みのＲＦ部１００２と、可変利得アンプ１００３と、逆数算出器５０５と、乗算器１００６，１００７と、基準値格納器１００８と、遅延器１００９と、データ保持器１０１０と、既に実施の形態８で説明済みの検波器１０５と、Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７と、復号器１１０と、逆数算出器５０４と、乗算器５０６と、データ保持器５０９と、乗算器５１１と、最大値／最小値算出器７０２，７０３と、最大値／最小値減算器７０４，７０５と、平均値算出器３０４，３０５と、減算器１１３，１１４と、基準値格納器１１５，１１６と、減算器１０８，１０９とを備えて構成されている。
【０２７０】
最大値／最小値算出器７０２，７０３は、Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７から出力されたＩ及びＱｃｈデータの各々の所定区間における最大値と最小値を算出し、最大値／最小値減算器７０４，７０５は、その最大値から最小値を減算することによって、Ｉ及びＱｃｈデータの各振幅値Ｋｉ及びＫｑを算出する。以降の動作は、実施の形態８及び１１で説明したと同様なので省略する。
【０２７１】
このように、実施の形態１５の送受信装置によれば、受信装置（受信部１７０１）を、実施の形態８のＩ及びＱｃｈデータの振幅値を同一とすると共に、Ｉ及びＱｃｈデータのＤＣオフセット成分を削除する機能に、実施の形態１１で説明したＱｃｈ信号の振幅値Ｋｑを受信レベル相当値として受信ＡＧＣ制御に用いる機能を備えて構成したので、実施の形態８及び１１の双方を合わせ持つ効果を得ることができる。
【０２７２】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、補正回路及び特性変化の少ない高価な部品を使用することなく、低コストで部品及び特性のバラツキと検波後のＩ及びＱｃｈ信号の利得アンバランスとを無くすことができ、回路規模を小さくすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１に係る送受信装置の構成を示すブロック図
【図２】上記実施の形態１における受信フレームのフォーマット図
【図３】本発明の実施の形態２に係る送受信装置の構成を示すブロック図
【図４】本発明の実施の形態３に係る送受信装置の構成を示すブロック図
【図５】本発明の実施の形態４に係る送受信装置の構成を示すブロック図
【図６】本発明の実施の形態５に係る送受信装置の構成を示すブロック図
【図７】本発明の実施の形態６に係る送受信装置の構成を示すブロック図
【図８】本発明の実施の形態７に係る送受信装置の構成を示すブロック図
【図９】本発明の実施の形態８に係る送受信装置の構成を示すブロック図
【図１０】本発明の実施の形態９に係る送受信装置の構成を示すブロック図
【図１１】上記実施の形態９における受信フレームのフォーマット図
【図１２】本発明の実施の形態１０に係る送受信装置の構成を示すブロック図
【図１３】本発明の実施の形態１１に係る送受信装置の構成を示すブロック図
【図１４】本発明の実施の形態１２に係る送受信装置の構成を示すブロック図
【図１５】本発明の実施の形態１３に係る送受信装置の構成を示すブロック図
【図１６】本発明の実施の形態１４に係る送受信装置の構成を示すブロック図
【図１７】本発明の実施の形態１５に係る送受信装置の構成を示すブロック図
【図１８】従来の受信装置の構成を示すブロック図
【図１９】従来の送受信装置の構成を示すブロック図
【符号の説明】
１０５ 検波器
１０６，１０７ Ａ／Ｄ変換器
１０８，１０９ 減算器
１１０ 復号器
１１１，１１２ 平均値算出器
１１３，１１４ 減算器
１１５，１１６ 基準値格納器
１１７，１１８ 加算器
１１９，１２０ 遅延器
１２１ マッピング器
１２２，１２３ Ｄ／Ａ変換器
１２４ 変調器
３０２，３０３最大値／最小値算出器
３０４，３０５ 平均値算出器
４０２，４０３ データ保持器
５０２，５０３ 振幅情報算出器
５０４，５０５ 逆数算出器
５０６，５０７ 乗算器
５０８ 基準値格納器
５０９，５１０ データ保持器
５１１，５１２ 乗算器
７０２，７０３ 最大値／最小値算出器
７０４，７０５ 最大値／最小値減算器
１００３ 可変利得アンプ
１００４ 平均化処理器
１００５ 逆数算出器
１００６，１００７ 乗算器
１００８ 基準値格納器
１００９ 遅延器
１０１０ データ保持器
【発明の属する技術分野】
本発明はディジタル移動体通信等に用いられる受信装置と送受信装置及び方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、受信装置と送受信装置及び方法としては、特開平９−３２６７７５号公報に記載されているものがある。
【０００３】
図１８は、従来の受信装置の構成を示すブロック図である。この図１８に示す受信装置は、アンテナ１８０１と、検波器１８０２と、ＤＣオフセット算出器１８０３，１８０４、減算器１８０５，１８０６と、Ａ／Ｄ変換器１８０７，１８０８と、復号器１８０９とを備えて構成されている。
【０００４】
検波器１８０２は、アンテナ１８０１で受信された信号を直交検波し、これによって得られるＩ及びＱｃｈ信号（Ｉ及びＱチャネル信号）を、ＤＣオフセット算出器１８０３，１８０４及び、減算器１８０５，１８０６へ出力する。
【０００５】
ＤＣオフセット算出器１８０３，１８０４は、Ｉ及びＱｃｈ信号からＤＣオフセット量を算出し、このＤＣオフセット量を減算器１８０５，１８０６へ出力する。
【０００６】
減算器１８０５，１８０６は、Ｉ及びＱｃｈ信号からＤＣオフセット量を減算し、これによってＤＣオフセット成分が除去されたＩ及びＱｃｈ信号を、Ａ／Ｄ変換器１８０７，１８０８へ出力する。
【０００７】
Ａ／Ｄ変換器１８０７，１８０８は、ＤＣオフセット成分の除去されたＩ及びＱｃｈ信号をディジタル信号に変換し、このディジタル化されたＩ及びＱｃｈデータを、復号器１８０９へ出力する。復号器１８０９は、そのＩ及びＱｃｈデータを復号することにより復号データを得る。
【０００８】
なお、上記受信装置のようにＤＣオフセットをアナログ回路によって除去する例は、文献（林他“ＴＤＭＡ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）対応ダイレクトコンバージョン受信機用ＤＣオフセット除去方式”、１９９７年電子情報通信学会通信ソサイエティ大会、Ｂ−５−１６７）等にも記載されている。
【０００９】
次に、図１９を参照して従来の送受信装置を説明する。但し、この図１９に示す送受信装置において図１８の受信装置の各部に対応する部分には同一符号を付し、その説明を省略する。
【００１０】
図１９に示す送受信装置１８００は、受信部１８０１及び送信部１８０２と、受信部１８０１及び送信部１８０２が共用する送受信用のアンテナ１８０３及び送受信の切り替えを行う共用器１８０４を備えて構成されている。
【００１１】
受信部１８０１は、受信用のＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）部１８０５と、可変利得アンプ１８０６と、振幅算出器１８０７と、ＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）処理器１８０８と、データ保持器１８０９と、図１８に示した受信装置の検波器１８０２〜復号器１８０９とを備えて構成されている。
【００１２】
送信部１８０２は、マッピング器１８１０と、Ｄ／Ａ変換器１８１１，１８１２と、変調器１８１３とを備えて構成されている。
【００１３】
このような構成において、アンテナ１８０３及び共用器１８０４を介してＲＦ部１８０５で受信されたＩＦ信号から、アナログ回路で構成された振幅算出器１８０７で振幅を算出し、ＡＧＣ処理器１８０７において、その算出された振幅を一定に保つための可変利得アンプ１８０６の可変利得制御値を算出し、この算出された可変利得制御値をデータ保持器１８０９で、ある受信区間保持することによって可変利得アンプ１８０６の制御を行う。
【００１４】
これによって、検波器１８０２を介してＡ／Ｄ変換器１８０７，１８０８に入力される信号レベルが常に一定の値となるよう制御が行われる。
【００１５】
一方、送信部１８０２では、送信すべき送信データが、マッピング器１８１０において、送信するためのＩ、Ｑ符号化信号（Ｉ及びＱｃｈデータ）にマッピングされ、Ｄ／Ａ変換器１８１１，１８１２によってアナログ信号に変換される。
【００１６】
この変換されたＩ及びＱｃｈ信号が、変調器１８１３によって直交変調されることにより送信無線信号を得る。送信無線信号は、共用器１８０４を介してアンテナ１８０３から電波送信される。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上記従来の装置においては、ＡＧＣ処理を行う回路、及び直交検波後のＩ及びＱｃｈ信号のＤＣオフセット算出、およびＤＣオフセット除去を行う回路が、アナログ回路で構成されているため、回路規模が大きくなり、また、構成部品のバラツキ、電圧変化、温度変化等による特性のバラツキが発生し、このバラツキを補正するための補正回路や、特性のバラツキを考慮した設計が必要となるという問題がある。
【００１８】
また、検波器の構成部品のバラツキ、温度変化等による特性のバラツキによって、受信Ｉ及びＱｃｈ信号に利得のアンバランスが生じるという問題がある。
【００１９】
また、部品のバラツキ、特性のバラツキを極力軽減させるため、特性変化の少ない高価な部品を使用したり、特性のバラツキを軽減させるための補正回路を追加したりする必要があり、その分、コスト高となるという問題がある。
【００２０】
本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、補正回路及び特性変化の少ない高価な部品を使用することなく、低コストで部品及び特性のバラツキと検波後のＩ及びＱｃｈ信号の利得アンバランスとを無くすことができ、回路規模を小さくすることができる受信装置と送受信装置及び方法を提供することを目的とする。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
本発明は、検波手段で受信信号を直交検波後にＡ／Ｄ変換手段でディジタル信号に変換し、平均値算出手段で求めたディジタル信号の平均値から基準値を減算手段で減算してＤＣオフセット値を求め、この値を前回受信タイミングで求められたＤＣオフセット補正値に加算手段で加算して今回受信タイミングの補正値を求め、この補正値を遅延手段で遅延した値を、減算手段で現受信タイミングのディジタル信号から減算してＤＣオフセット成分を除去した後、復号手段で復号する。
【００２２】
【発明の実施の形態】
本発明の第１の態様は、受信信号をディジタル信号に変換し、このディジタル信号の一定時間の平均値から、平均値の基準値を減算してＤＣオフセット値を求め、このＤＣオフセット値を前回受信タイミングで求められたディジタル信号のＤＣオフセット補正値に加算して今回受信タイミングのＤＣオフセット補正値を求め、このＤＣオフセット補正値を所定時間遅延した値を現受信タイミングのディジタル信号から減算してＤＣオフセット成分を除去し、このＤＣオフセット成分が除去されたディジタル信号を復号する機能、を具備する構成を採る。
【００２３】
この構成によれば、ディジタル処理によってＤＣオフセット成分の除去が行えるため、従来のアナログ回路で除去する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができる。
【００２４】
本発明の第２の態様は、受信信号を直交検波する検波手段と、前記直交検波信号を第１ディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記第１ディジタル信号から、ＤＣオフセット成分を除去するための第１ＤＣオフセット補正値を減算して第２ディジタル信号を求める第１減算手段と、前記第２ディジタル信号を一定時間加算した結果から平均値を算出する平均値算出手段と、前記平均値から、平均値の基準値を減算してＤＣオフセット値を求める第２減算手段と、前記ＤＣオフセット値を前記第１ＤＣオフセット補正値に加算して第２ＤＣオフセット補正値を求める加算手段と、前記第２ＤＣオフセット補正値を遅延して前記第１ＤＣオフセット補正値を求める遅延手段と、前記第２ディジタル信号を復号する復号手段と、を具備する構成を採る。
【００２５】
この構成によれば、ディジタル処理によってＤＣオフセット成分の除去が行えるため、従来のアナログ回路で除去する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができる。
【００２６】
本発明の第３の態様は、第２の態様において、遅延手段が、第２ＤＣオフセット補正値を１乃至は複数受信スロット分遅延して第１ＤＣオフセット補正値を求める構成を採る。
【００２７】
この構成によれば、複数の受信スロットに渡って算出されたＤＣオフセット補正値を使用することができる。
【００２８】
本発明の第４の態様は、第２の態様又は第３の態様において、平均値算出手段が、第２ディジタル信号を一定時間加算した結果から平均値を算出する機能に代え、前記第２ディジタル信号の最大値及び最小値から平均値を算出する機能を具備する構成を採る。
【００２９】
この構成によれば、ＤＣオフセット成分の除去を行う演算量の削減が可能となる。
【００３０】
本発明の第５の態様は、受信信号を直交検波する検波手段と、前記直交検波信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記ディジタル信号の最大値及び最小値から平均値を算出する平均値算出手段と、前記平均値から、平均値の基準値を減算してＤＣオフセット値を求める第１減算手段と、前記ディジタル信号から前記ＤＣオフセット値を減算してＤＣオフセット成分を除去する第２減算手段と、前記ＤＣオフセット成分が除去されたディジタル信号を復号する復号手段と、を具備する構成を採る。
【００３１】
この構成によれば、従来のアナログ回路で除去する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができると共に、さらに演算量削減、及び回路規模の縮小を実現することができる。
【００３２】
本発明の第６の態様は、第５の態様において、第１減算手段から出力されるＤＣオフセット値を、１乃至は複数受信スロットに対応する時間保持しながら第２減算手段へ出力するデータ保持手段を具備する構成を採る。
【００３３】
この構成によれば、１受信スロットで算出したＤＣオフセット値を、複数受信スロットで用いることができるので、その分、演算量を削減することができる。
【００３４】
本発明の第７の態様は、受信信号を直交検波する検波手段と、前記直交検波信号であるＩ及びＱｃｈ信号をディジタルのＩ及びＱｃｈデータに変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記Ｉ及びＱｃｈデータの振幅値を算出する振幅情報算出手段と、前記Ｉ及びＱｃｈデータの振幅値の逆数を算出する逆数算出手段と、前記Ｉ及びＱｃｈデータの逆数に同一の基準値を乗算して振幅補正値を得る第１乗算手段と、前記Ｉ及びＱｃｈデータの振幅補正値と前記Ｉ及びＱｃｈデータとを乗算して前記Ｉｃｈデータの振幅を前記Ｑｃｈデータの振幅と同一に補正する第２乗算手段と、前記同一振幅とされたＩ及びＱｃｈデータを復号する復号手段と、を具備する構成を採る。
【００３５】
この構成によれば、ディジタル処理によって受信利得の補正が行えるため、従来のアナログ回路でそれを補正する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができる。
【００３６】
本発明の第８の態様は、受信信号を直交検波する検波手段と、前記直交検波信号であるＩ及びＱｃｈ信号をディジタルのＩ及びＱｃｈデータに変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記Ｉ及びＱｃｈデータの振幅値を算出する振幅情報算出手段と、前記Ｉｃｈデータの振幅値の逆数を算出する逆数算出手段と、前記Ｉｃｈデータの逆数と前記Ｑｃｈデータの振幅値とを乗算して振幅補正値を得る第１乗算手段と、前記振幅補正値と前記Ｉｃｈデータとを乗算して前記Ｉｃｈデータの振幅を前記Ｑｃｈデータの振幅と同一に補正する第２乗算手段と、前記同一振幅とされたＩ及びＱｃｈデータを復号する復号手段と、を具備する構成を採る。
【００３７】
この構成によれば、ディジタル処理によって受信利得の補正が行えるため、従来のアナログ回路でそれを補正する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができる。また、第４の態様に比べ、Ｉ、Ｑ信号の利得比較によって、アンバランス補正が行うため、基準値との比較を行う必要がなく、より演算量削減、回路規模削減ができる。
【００３８】
本発明の第９の態様は、第７の態様又は第８の態様において、第１乗算手段から出力されるＩ及びＱｃｈデータの振幅補正値を、１乃至は複数受信スロットに対応する時間保持しながら第２乗算手段へ出力するデータ保持手段を具備する構成を採る。
【００３９】
この構成によれば、１受信スロットで算出した振幅補正値を、複数受信スロットで用いることができるので、その分、演算量を削減することができる。
【００４０】
本発明の第１０の態様は、第２の態様において、ＤＣオフセット成分の除去された第２ディジタル信号である第１Ｉ及びＱｃｈデータの振幅値を算出する振幅情報算出手段と、前記第１Ｉｃｈデータの振幅値の逆数を算出する逆数算出手段と、前記逆数と前記Ｑｃｈデータの振幅値とを乗算して振幅補正値を得る第３乗算手段と、前記振幅補正値と前記第１Ｉｃｈデータとを乗算して前記第１Ｉｃｈデータの振幅を前記第１Ｑｃｈデータの振幅と同一に補正する第４乗算手段とを具備し、復号手段が、前記同一振幅とされた第１Ｉ及びＱｃｈデータを復号する構成を採る。
【００４１】
この構成によれば、ディジタル処理によってＤＣオフセット成分の除去が行えるため、従来のアナログ回路で除去する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができると共に、ディジタル処理によって受信利得の補正が行えるため、従来のアナログ回路でそれを補正する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができる。
【００４２】
本発明の第１１の態様は、第５の態様において、ＤＣオフセット成分が除去されたディジタル信号であるＩ及びＱｃｈデータの最大値から最小値を減算して前記Ｉ及びＱｃｈデータの振幅値を算出する振幅算出手段と、前記Ｉｃｈデータの振幅値の逆数を算出する逆数算出手段と、前記逆数と前記Ｑｃｈデータの振幅値とを乗算して振幅補正値を得る第１乗算手段と、前記振幅補正値と前記ＤＣオフセット成分の除去されたＩｃｈデータとを乗算して、そのＩｃｈデータの振幅を前記ＤＣオフセット成分の除去されたＱｃｈデータの振幅と同一に補正する第２乗算手段とを具備し、復号手段が前記同一振幅とされたＩ及びＱｃｈデータを復号する構成を採る。
【００４３】
この構成によれば、ディジタル処理によってＤＣオフセット成分の除去が行えるため、従来のアナログ回路で除去する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができると共に、ディジタル処理によって受信利得の補正が行えるため、従来のアナログ回路でそれを補正する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができる。
【００４４】
本発明の第１２の態様は、第７の態様又は第８の態様において、直交検波前の受信信号を増幅する増幅手段と、振幅情報算出手段で算出されたＩ及びＱｃｈデータの振幅値の平均値を算出して受信信号のレベルに対応する受信振幅値を求める平均化処理手段と、前記受信振幅値の逆数を算出する第２逆数算出手段と、前記逆数と受信信号のレベルを収束させるための収束基準値とを乗算して前記増幅手段の利得補正値を求める第３乗算手段と、所定時間遅延された前記増幅手段の利得を増幅受信信号のレベルが一定となるように制御するための利得制御値と前記利得補正値とを乗算して現在の利得制御値を求め前記増幅手段へ出力する第４乗算手段と、を具備する構成を採る。
【００４５】
この構成によれば、ディジタル処理によって、利得アンバランスの補正、及び受信ＡＧＣ処理が行えるため、増幅手段で増幅された受信信号のレベルを一定に保持することができ、アナログ回路で実現する構成と比較して、部品バラツキ、特性バラツキを考慮する必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができる。
【００４６】
本発明の第１３の態様は、第８の態様又は第１１の態様において、直交検波前の受信信号を増幅する増幅手段と、振幅情報算出手段で算出されたＩ又はＱｃｈデータの振幅値の逆数を算出する逆数算出手段と、前記逆数と収束基準値とを乗算して利得補正値を求める第３乗算手段と、所定時間遅延された利得制御値と前記利得補正値とを乗算して現在の利得制御値を求め前記増幅手段へ出力する第４乗算手段と、を具備する構成を採る。
【００４７】
この構成によれば、ディジタル処理によって、利得アンバランスの補正、及び受信ＡＧＣ処理が行えるため、増幅手段で増幅された受信信号のレベルを一定に保持することができ、第１２の態様よりもさらに回路規模を削減することができる。
【００４８】
本発明の第１４の態様は、第７，８，１２の態様いずれかにおいて、振幅情報算出手段を、Ｉ及びＱｃｈデータの最大値及び最小値を求め、前記最大値から最小値を減算して前記Ｉ及びＱｃｈデータの振幅値を算出する機能とする構成を採る。
【００４９】
この構成によれば、Ｉ及びＱｃｈデータの振幅値を求める演算量の削減が可能となる。
【００５０】
本発明の第１５の態様は、第１２の態様乃至第１４の態様いずれかにおいて、第４乗算手段から出力される利得制御値を、１乃至は複数受信スロットに対応する時間保持しながら増幅手段へ出力する第２データ保持手段を具備する構成を採る。
【００５１】
この構成によれば、１受信スロットで算出した利得制御値を、複数受信スロットで用いることができるので、その分、演算量を削減することができる。
【００５２】
本発明の第１６の態様は、送受信装置に、第１の態様乃至第１５の態様いずれかに記載の受信装置、を具備する構成を採る。
【００５３】
この構成によれば、送受信装置が第１の態様乃至第１５の態様いずれかに記載の作用効果を得ることができる。
【００５４】
本発明の第１７の態様は、第１６の態様において、送信データを送信するための符号化データにマッピングするマッピング手段と、前記マッピングした符号化データをアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換手段と、前記アナログ信号を変調して変調信号に変換する変調手段とを備える送信装置、を具備する構成を採る。
【００５５】
この構成によれば、マッピング後のデータをアナログ信号に変換して変調する送信装置を備えた送受信装置が、第１の態様乃至第１６の態様いずれかに記載の作用効果を得ることができる。
【００５６】
本発明の第１８の態様は、基地局装置に、第１の態様乃至第１５の態様いずれかに記載の受信装置、を具備する構成を採る。
【００５７】
この構成によれば、基地局装置が第１の態様乃至第１５の態様いずれかに記載の作用効果を得ることができる。
【００５８】
本発明の第１９の態様は、移動局装置に、第１の態様乃至第１５の態様いずれかに記載の受信装置、を具備する構成を採る。
【００５９】
この構成によれば、移動局装置が第１の態様乃至第１５の態様いずれかに記載の作用効果を得ることができる。
【００６０】
本発明の第２０の態様は、第１の態様乃至第１５の態様いずれかに記載の受信装置を、移動体通信システムの基地局装置又は移動局装置に具備する構成を採る。
【００６１】
この構成によれば、移動体通信システムが第１の態様乃至第１５の態様いずれかに記載の作用効果を得ることができる。
【００６２】
本発明の第２１の態様は、基地局装置が、第１６の態様記載の送受信装置、を具備する構成を採る。
【００６３】
この構成によれば、基地局装置が第１６の態様記載の作用効果を得ることができる。
【００６４】
本発明の第２２の態様は、移動局装置が、第１６の態様記載の送受信装置、を具備する構成を採る。
【００６５】
この構成によれば、移動局装置が第１６の態様記載の作用効果を得ることができる。
【００６６】
本発明の第２３の態様は、第１６の態様記載の受信装置を、移動体通信システムの基地局装置又は移動局装置に具備する構成を採る。
【００６７】
この構成によれば、移動体通信システムが第１６の態様記載の作用効果を得ることができる。
【００６８】
本発明の第２４の態様は、受信信号をディジタル信号に変換し、このディジタル信号の一定時間の平均値から、平均値の基準値を減算してＤＣオフセット値を求め、このＤＣオフセット値を前回受信タイミングで求められたディジタル信号のＤＣオフセット補正値に加算して今回受信タイミングのＤＣオフセット補正値を求め、このＤＣオフセット補正値を所定時間遅延した値を現受信タイミングのディジタル信号から減算してＤＣオフセット成分を除去し、このＤＣオフセット成分が除去されたディジタル信号を復号するようにした。
【００６９】
この方法によれば、ディジタル処理によってＤＣオフセット成分の除去が行えるため、従来のアナログ回路で除去する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができる。
【００７０】
本発明の第２５の態様は、受信信号を第１ディジタル信号に変換し、この第１ディジタル信号から、ＤＣオフセット成分を除去するための第１ＤＣオフセット補正値を減算して第２ディジタル信号を求め、この第２ディジタル信号を一定時間加算した結果から平均値を算出し、前記平均値から、平均値の基準値を減算してＤＣオフセット値を求め、このＤＣオフセット値を前記第１ＤＣオフセット補正値に加算して第２ＤＣオフセット補正値を求め、この第２ＤＣオフセット補正値を遅延して前記第１ＤＣオフセット補正値を求め、この第１ＤＣオフセット補正値によりＤＣオフセット成分が除去された第２ディジタル信号を復号するようにした。
【００７１】
この方法によれば、ディジタル処理によってＤＣオフセット成分の除去が行えるため、従来のアナログ回路で除去する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができる。
【００７２】
本発明の第２６の態様は、第２５の態様において、第２ＤＣオフセット補正値を１乃至は複数受信スロット分遅延して第１ＤＣオフセット補正値を求めるようにした。
【００７３】
この方法によれば、複数の受信スロットに渡って算出されたＤＣオフセット補正値を使用することができる。
【００７４】
本発明の第２７の態様は、第２５の態様又は第２６の態様において、第２ディジタル信号を一定時間加算した結果から平均値を算出することに代え、前記第２ディジタル信号の最大値及び最小値から平均値を算出するようにした。
【００７５】
この方法によれば、ＤＣオフセット成分の除去を行う演算量の削減が可能となる。
【００７６】
本発明の第２８の態様は、受信信号をディジタル信号に変換し、このディジタル信号の最大値及び最小値から平均値を算出し、この平均値から、平均値の基準値を減算してＤＣオフセット値を求め、前記ディジタル信号から前記ＤＣオフセット値を減算してＤＣオフセット成分を除去し、このＤＣオフセット成分が除去されたディジタル信号を復号するようにした。
【００７７】
この方法によれば、従来のアナログ回路で除去する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができると共に、さらに演算量削減、及び回路規模の縮小を実現することができる。
【００７８】
本発明の第２９の態様は、第２８の態様において、ＤＣオフセット値を１乃至は複数受信スロットに対応する時間保持し、この保持中のＤＣオフセット値をディジタル信号から減算してＤＣオフセット成分を除去するようにした。
【００７９】
この方法によれば、１受信スロットで算出したＤＣオフセット値を、複数受信スロットで用いることができるので、その分、演算量を削減することができる。
【００８０】
本発明の第３０の態様は、受信信号をディジタルのＩ及びＱｃｈデータに変換し、このＩ及びＱｃｈデータの振幅値を算出し、このＩ及びＱｃｈデータの振幅値の逆数を算出し、このＩ及びＱｃｈデータの逆数に同一の基準値を乗算して振幅補正値を求め、このＩ及びＱｃｈデータの振幅補正値と前記Ｉ及びＱｃｈデータとを乗算して前記Ｉｃｈデータの振幅を前記Ｑｃｈデータの振幅と同一に補正し、この同一振幅とされたＩ及びＱｃｈデータを復号するようにした。
【００８１】
この方法によれば、ディジタル処理によって受信利得の補正が行えるため、従来のアナログ回路でそれを補正する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができる。
【００８２】
本発明の第３１の態様は、受信信号をディジタルのＩ及びＱｃｈデータに変換し、このＩ及びＱｃｈデータの振幅値を算出し、このＩｃｈデータの振幅値の逆数を算出し、このＩｃｈデータの逆数と前記Ｑｃｈデータの振幅値とを乗算して振幅補正値を求め、この振幅補正値と前記Ｉｃｈデータとを乗算して前記Ｉｃｈデータの振幅を前記Ｑｃｈデータの振幅と同一に補正し、この同一振幅とされたＩ及びＱｃｈデータを復号するようにした。
【００８３】
この方法によれば、ディジタル処理によって受信利得の補正が行えるため、従来のアナログ回路でそれを補正する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができる。また、第２７の態様に比べ、Ｉ、Ｑ信号の利得比較によって、アンバランス補正が行うため、基準値との比較を行う必要がなく、より演算量削減、回路規模削減ができる。
【００８４】
本発明の第３２の態様は、第３０の態様又は第３１の態様において、Ｉ及びＱｃｈデータの振幅補正値を１乃至は複数受信スロットに対応する時間保持し、この保持中の振幅補正値で前記Ｉｃｈデータの振幅を前記Ｑｃｈデータの振幅と同一に補正するようにした。
【００８５】
この方法によれば、１受信スロットで算出した振幅補正値を、複数受信スロットで用いることができるので、その分、演算量を削減することができる。
【００８６】
本発明の第３３の態様は、第２５の態様において、ＤＣオフセット成分の除去された第２ディジタル信号である第１Ｉ及びＱｃｈデータの振幅値を算出し、この第１Ｉｃｈデータの振幅値の逆数を算出し、この逆数と前記Ｑｃｈデータの振幅値とを乗算して振幅補正値を求め、この振幅補正値と前記第１Ｉｃｈデータとを乗算して前記第１Ｉｃｈデータの振幅を前記第１Ｑｃｈデータの振幅と同一に補正し、この同一振幅とされた第１Ｉ及びＱｃｈデータを復号するようにした。
【００８７】
この方法によれば、ディジタル処理によってＤＣオフセット成分の除去が行えるため、従来のアナログ回路で除去する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができると共に、ディジタル処理によって受信利得の補正が行えるため、従来のアナログ回路でそれを補正する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができる。
【００８８】
本発明の第３４の態様は、第２８の態様において、ＤＣオフセット成分が除去されたディジタル信号であるＩ及びＱｃｈデータの最大値から最小値を減算して前記Ｉ及びＱｃｈデータの振幅値を算出し、このＩｃｈデータの振幅値の逆数を算出し、この逆数と前記Ｑｃｈデータの振幅値とを乗算して振幅補正値を求め、この振幅補正値と前記ＤＣオフセット成分の除去されたＩｃｈデータとを乗算して、そのＩｃｈデータの振幅を前記ＤＣオフセット成分の除去されたＱｃｈデータの振幅と同一に補正し、この同一振幅とされたＩ及びＱｃｈデータを復号するようにした。
【００８９】
この方法によれば、ディジタル処理によってＤＣオフセット成分の除去が行えるため、従来のアナログ回路で除去する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができると共に、ディジタル処理によって受信利得の補正が行えるため、従来のアナログ回路でそれを補正する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができる。
【００９０】
本発明の第３５の態様は、第３０の態様又は第３１の態様において、直交検波前の受信信号を増幅するようにし、Ｉ及びＱｃｈデータの振幅値の平均値を算出して受信信号のレベルに対応する受信振幅値を求め、この受信振幅値の逆数と受信信号のレベルを収束させるための収束基準値とを乗算して前記増幅時の利得補正値を求め、所定時間遅延された前記増幅時の利得を増幅受信信号のレベルが一定となるように制御するための利得制御値と前記利得補正値とを乗算して現在の利得制御値を求め、この求められた利得制御値で前記増幅時の利得を制御するようにした。
【００９１】
この方法によれば、ディジタル処理によって、利得アンバランスの補正、及び受信ＡＧＣ処理が行えるため、増幅手段で増幅された受信信号のレベルを一定に保持することができ、アナログ回路で実現する構成と比較して、部品バラツキ、特性バラツキを考慮する必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができる。
【００９２】
本発明の第３６の態様は、第３１の態様又は第３４の態様において、直交検波前の受信信号を増幅するようにし、Ｉ又はＱｃｈデータの振幅値の逆数と収束基準値とを乗算して利得補正値を求め、所定時間遅延された利得制御値と前記利得補正値とを乗算して現在の利得制御値を求め、この求められた利得制御値で前記増幅時の利得を制御するようにした。
【００９３】
この方法によれば、ディジタル処理によって、利得アンバランスの補正、及び受信ＡＧＣ処理が行えるため、増幅手段で増幅された受信信号のレベルを一定に保持することができ、第１２の態様よりもさらに回路規模を削減することができる。
【００９４】
本発明の第３７の態様は、第３０，３１，３５の態様いずれかにおいて、Ｉ及びＱｃｈデータの振幅値を算出する場合に、前記Ｉ及びＱｃｈデータの最大値及び最小値を求め、前記最大値から最小値を減算して前記Ｉ及びＱｃｈデータの振幅値を算出するようにした。
【００９５】
この方法によれば、Ｉ及びＱｃｈデータの振幅値を求める演算量の削減が可能となる。
【００９６】
本発明の第３８の態様は、第３５の態様乃至第３７の態様いずれかにおいて、利得制御値を、１乃至は複数受信スロットに対応する時間保持し、この保持された利得制御値で増幅時の利得を制御するようにした。
【００９７】
この方法によれば、１受信スロットで算出した利得制御値を、複数受信スロットで用いることができるので、その分、演算量を削減することができる。
【００９８】
本発明の第３９の態様は、送受信方法に、第２４の態様乃至第３８の態様いずれかに記載の受信方法を用いるようにした。
【００９９】
この方法によれば、送受信装置が請求項２４乃至請求項３８のいずれかに記載の作用効果を得ることができる。
【０１００】
本発明の第４０の態様は、第３９の態様において、送信データを送信するための符号化データにマッピングし、このマッピングした符号化データをアナログ信号に変換し、このアナログ信号を変調して変調信号に変換するようにした。
【０１０１】
この方法によれば、マッピング後のデータをアナログ信号に変換して変調する送信装置を備えた送受信装置が、第３９の態様に記載の作用効果を得ることができる。
【０１０２】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
【０１０３】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係る送受信装置の構成を示すブロック図である。
【０１０４】
この実施の形態１の特徴は、受信信号をディジタルのＩ及びＱｃｈ信号（Ｉ及びＱｃｈデータ）に変換し、そのＩ及びＱｃｈデータの一定時間の平均値から、Ｉ及びＱｃｈデータにＤＣオフセット成分が無い状態で求められた平均値である基準値を減算してＤＣオフセット値を求め、このＤＣオフセット値を前回受信タイミングで求められたＩ及びＱｃｈデータのＤＣオフセット補正値に加算して今回受信タイミングのＤＣオフセット補正値を求め、このＤＣオフセット補正値を所定時間遅延した値で現受信タイミングのＩ及びＱｃｈデータのＤＣオフセットを補正し、この補正されたＩ及びＱｃｈデータを復号するように構成した点にある。
【０１０５】
図１に示す送受信装置１００は、受信部１０１及び送信部１０２と、受信部１０１及び送信部１０２が共用する送受信用のアンテナ１０３及び送受信の切り替えを行う共用器１０４を備えて構成されている。
【０１０６】
受信部１０１は、検波器１０５と、Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７と、減算器１０８，１０９と、平均値算出器１１１，１１２と、復号器１１０と、減算器１１３，１１４と、基準値格納器１１５，１１６と、加算器１１７，１１８と、遅延器１１９，１２０とを備えて構成されている。
【０１０７】
送信部１０２は、マッピング器１２１と、Ｄ／Ａ変換器１２２，１２３と、変調器１２４とを備えて構成されている。
【０１０８】
受信部１０１の検波器１０５は、アンテナ１０３で受信された信号を直交検波し、これにより得られたＩ及びＱｃｈ信号を、Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７へ出力するものである。Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７は、Ｉ及びＱｃｈ信号をディジタル信号に変換し、この変換されたＩ及びＱｃｈデータを減算器１０８，１０９へ出力するものである。
【０１０９】
減算器１０８，１０９は、Ｉ及びＱｃｈデータより、遅延器１１９，１２０から出力されるＤＣオフセット補正値を減算し、この結果を復号器１１０及び平均値算出器１１１，１１２へ出力するものである。
【０１１０】
平均値算出器１１１，１１２は、Ｉ及びＱｃｈデータを一定時間加算して、その平均値を算出し、この平均値を減算器１１３，１１４へ出力するものである。
【０１１１】
減算器１１３，１１４は、平均値から、基準値格納器１１５，１１６に格納されたＩ及びＱｃｈデータにＤＣオフセット成分が無い状態で求められた平均値である基準値を減算することによりＤＣオフセット値を求め、これを加算器１１７，１１８へ出力するものである。
【０１１２】
加算器１１７，１１８は、遅延器１１９，１２０から出力されるＤＣオフセット補正値に、ＤＣオフセット値を加算することにより、遅延前のＤＣオフセット補正値を求め、遅延器１１９，１２０へ出力するものである。
【０１１３】
遅延器１１９，１２０は、そのＤＣオフセット補正値を所定時間遅延することにより、ＤＣオフセット補正値を求め、このＤＣオフセット補正値を減算器１０８，１０９及び加算器１１７，１１８へ出力するものである。
【０１１４】
また、復号器１１０は、Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７から出力されるＩ及びＱｃｈデータを復号して復号データを得るものである。
【０１１５】
送信部１０２のマッピング器１２１は、送信データを送信するためのＩ及びＱｃｈ符号化データにマッピングし、これによって得られたＩ及びＱｃｈデータをＤ／Ａ変換器１２２，１２３へ出力するものである。
【０１１６】
Ｄ／Ａ変換器１２２，１２３は、Ｉ及びＱｃｈデータをアナログ信号に変換して変調器１２４へ出力するものである。変調器１２４は、アナログ化された信号を直交変調し、この変調信号を共用器１０４へ出力するものである。
【０１１７】
このような構成において、受信部１０１では、検波器１０５の部品バラツキ、温度特性や、受信Ｉ及びＱｃｈ信号とＡ／Ｄ変換器１０６，１０７の基準電圧とのずれ等により、Ｉ及びＱｃｈ信号にＤＣオフセット成分が重畳することになる。
【０１１８】
この重畳されたＤＣオフセット成分は、受信特性の劣化につながるため、除去する必要がある。重畳されたＤＣオフセットの量は、前述したように、平均値算出器１１１，１１２によってＩ及びＱｃｈデータの平均値が算出され、減算器１１３，１１４で基準値と減算されることにより、ＤＣオフセット値として算出される。
【０１１９】
ここで、平均値算出器１１１，１１２での平均値Ｓａｖｅの算出方法は、ディジタル化されたＩ及びＱｃｈデータをＳｋとすると、次式（１）で算出される。
【０１２０】
【数１】
【０１２１】
このＤＣオフセット補正量は、次の受信スロットで用いられるように遅延器１１９，１２０で遅延され、これによって、次の受信スロットにおいてＩ及びＱｃｈデータからＤＣオフセット成分の除去が行われる。このＤＣオフセット除去が行われたＩ及びＱｃｈデータは、復号器１１０に入力され、ここで復号データに変換される。
【０１２２】
また、上記説明における受信タイミングは、図２に示すようにＰＨＳ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｈａｎｄｙｐｈｏｎｅ Ｓｙｓｔｅｍ）等のＴＤＭＡ方式を想定している。
【０１２３】
この場合、図２に示すように、前の受信スロットＡで算出したＤＣオフセット量（ＤＣオフセット値）を次の受信スロットＢで補正する。また、ＤＣオフセット変動は、受信フレームに対して、十分長い時間で変動するため、毎スロットごとにＤＣオフセット量を算出するのではなく、複数のスロットにわたって算出したＤＣオフセット量を複数のスロット間に使用することも可能である。
【０１２４】
一方、送信部１０２では、送信すべき送信データが、マッピング器１２１において、送信するためのＩ、Ｑ符号化信号（Ｉ及びＱｃｈデータ）にマッピングされ、Ｄ／Ａ変換器１２２，１２３によってアナログ信号に変換される。
【０１２５】
その変換されたＩ及びＱｃｈ信号が、変調器１２４によって直交変調されることにより送信無線信号を得る。送信無線信号は、共用器１０４を介してアンテナ１０３から電波送信される。
【０１２６】
このように、実施の形態１の送受信装置によれば、受信装置（受信部１０１）を、受信信号をディジタル信号、即ちＩ及びＱｃｈデータに変換し、そのＩ及びＱｃｈデータの一定時間の平均値から、Ｉ及びＱｃｈデータにＤＣオフセット成分が無い状態で求められた平均値である基準値を減算してＤＣオフセット値を求め、このＤＣオフセット値を前回受信タイミングで求められたＩ及びＱｃｈデータのＤＣオフセット補正値に加算して今回受信タイミングのＤＣオフセット補正値を求め、このＤＣオフセット補正値を所定時間遅延した値で現受信タイミングのＩ及びＱｃｈデータのＤＣオフセットを補正し、この補正されたＩ及びＱｃｈデータを復号するように構成した。
【０１２７】
これによって、ディジタル処理によってＤＣオフセット成分の除去が行えるため、従来のアナログ回路で除去する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができる。
【０１２８】
（実施の形態２）
図３は、本発明の実施の形態２に係る送受信装置の構成を示すブロック図である。但し、この図３に示す実施の形態２において図１の実施の形態１の各部に対応する部分には同一符号を付し、その説明を省略する。
【０１２９】
この実施の形態２の特徴は、実施の形態１と平均値の算出機能が異なる点にある。
【０１３０】
図３に示す実施の形態２の送受信装置３００が、実施の形態１の送受信装置１００と異なる点は、図１に示した受信部１０１における平均値算出器１１１，１１２の代わりに、図３に示すように受信部３０１に、最大値／最小値算出器３０２，３０３と、平均値算出器３０４，３０５とを備えて構成したことにある。
【０１３１】
このような構成において、最大値／最小値算出器３０２，３０３は、Ｉ及びＱｃｈデータの所定区間における最大値と最小値を算出し、これを平均値算出器３０４，３０５へ出力する。平均値算出器３０４，３０５は、最大値及び最小値からその平均値を算出し、これを減算器１１３，１１４へ出力する。以降の動作は実施の形態１で説明したと同様である。
【０１３２】
このように、実施の形態２の送受信装置によれば、実施の形態１では、Ｉ及びＱｃｈデータの平均値を算出するために、累積加算を行い更に除算を行う必要があるが、実施の形態２では、Ｉ及びＱｃｈデータの最大値及び最小値を求めた後、その中間値を求めることによって平均値を算出すればよいので、平均値を求める平均値算出器３０４，３０５をビットシフト構成で実現できるため、実施の形態１と同様の効果を得ることができると共に、実施の形態１に比べ演算量の削減が可能となる。
【０１３３】
（実施の形態３）
図４は、本発明の実施の形態３に係る送受信装置の構成を示すブロック図である。但し、この図４に示す実施の形態３において図３の実施の形態２の各部に対応する部分には同一符号を付し、その説明を省略する。
【０１３４】
この実施の形態３の特徴は、Ａ／Ｄ変換後のＩ及びＱｃｈデータにおけるＤＣオフセット値に相当する平均値から基準値を減算してＤＣオフセット値を求め、このＤＣオフセット値をＩ及びＱｃｈデータから減算することによりＤＣオフセット成分を除去するように構成した点にある。
【０１３５】
図４に示す実施の形態３の送受信装置４００が、実施の形態２の送受信装置３００と異なる点は、図４に示すように受信部４０１において、Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７の出力側に、実施の形態２で説明した最大値／最小値算出器３０２，３０３、平均値算出器３０４，３０５、基準値格納器１１５，１１６及び減算器１１３，１１４を接続し、減算器１１３，１１４と、減算器１０８，１０９との間に、データ保持器４０２，４０３を接続して構成したことにある。
【０１３６】
このような構成において、最大値／最小値算出器３０２，３０３は、Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７から出力されるＩ及びＱｃｈデータの所定区間における最大値と最小値を算出し、これを平均値算出器３０４，３０５へ出力する。
【０１３７】
平均値算出器３０４，３０５は、最大値及び最小値からその平均値を算出して減算器１１３，１１４へ出力する。
【０１３８】
減算器１１３，１１４は、平均値から、基準値格納器１１５，１１６に格納されたＩ及びＱｃｈデータにＤＣオフセット成分が無い状態で求められた平均値である基準値を減算することによりＤＣオフセット値を求め、これをデータ保持器４０２，４０３へ出力するものである。
【０１３９】
データ保持器４０２，４０３は、そのＤＣオフセット値を保持して減算器１０８，１０９へ出力する。ここで、その保持時間は、１〜複数の受信スロットに対応する時間としてもよい。
【０１４０】
そして、減算器１０８，１０９で、Ｉ及びＱｃｈデータからＤＣオフセット値を減算することにより、ＤＣオフセット成分を除去することができる。
【０１４１】
このように、実施の形態３の送受信装置によれば、受信装置（受信部４０１）を、Ａ／Ｄ変換後のＩ及びＱｃｈデータにおけるＤＣオフセット値に相当する平均値を求め、この平均値から基準値を減算することによりＤＣオフセット値を求め、このＤＣオフセット値をＩ及びＱｃｈデータから減算することによりＤＣオフセット成分を除去するように構成した。
【０１４２】
これによって、ディジタル処理によってＤＣオフセット成分の除去が行えるため、従来のアナログ回路で除去する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができる。また、実施の形態２の受信装置よりもさらに演算量削減、及び回路規模の縮小を実現することができる。
【０１４３】
（実施の形態４）
図５は、本発明の実施の形態４に係る送受信装置の構成を示すブロック図である。但し、この図５に示す実施の形態４において図１の実施の形態１の各部に対応する部分には同一符号を付す。
【０１４４】
この実施の形態４の特徴は、受信信号を直交検波してディジタル信号のＩ及びＱｃｈデータに変換し、この変換されたＩ及びＱｃｈデータの振幅値を算出し、更に各振幅値の逆数を算出し、各逆数に同一の基準値を乗算して得た各振幅補正値をＩ及びＱｃｈデータと乗算することによりＩ及びＱｃｈデータの振幅補正を行うように構成した点にある。
【０１４５】
図５に示す実施の形態４の送受信装置５００において、送信部１０２は実施の形態１と同構成なので、ここではその説明を省略する。
【０１４６】
受信部５０１は、検波器１０５と、Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７と、復号器１１０と、振幅情報算出器５０２，５０３と、逆数算出器５０４，５０５と、乗算器５０６，５０７と、基準値格納器５０８と、データ保持器５０９，５１０と、乗算器５１１，５１２とを備えて構成されている。
【０１４７】
振幅情報算出器５０２，５０３は、Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７から出力されるＩ及びＱｃｈデータの各振幅値Ｋｉ及びＫｑを算出し、この振幅値Ｋｉ及びＫｑを逆数算出器５０４，５０５へ出力するものである。
【０１４８】
逆数算出器５０４は、振幅値Ｋｉの逆数１／Ｋｉを算出し、この逆数１／Ｋｉを乗算器５０６へ出力し、逆数算出器５０５は、振幅値Ｋｑの逆数１／Ｋｑを算出し、この逆数１／Ｋｑを乗算器５０７へ出力するものである。
【０１４９】
乗算器５０６は、基準値格納器５０８に格納されたＩ及びＱｃｈデータの振幅を等しくするための基準値と、振幅値の逆数１／Ｋｉとを乗算し、この乗算結果である第１振幅補正値をデータ保持器５０９へ出力し、乗算器５０７は、基準値と振幅値の逆数１／Ｋｑとを乗算し、この乗算結果である第２振幅補正値をデータ保持器５１０へ出力するものである。
【０１５０】
データ保持器５０９，５１０は、第１及び第２振幅補正値を保持して乗算器５１１，５１２へ出力するものである。
【０１５１】
乗算器５１１，５１２は、Ｉ及びＱｃｈデータと第１及び第２振幅補正値とを乗算し、この乗算値を復号器１１０へ出力するものである。
【０１５２】
このような構成において、検波器１０５においては、その部品バラツキ、温度特性等により、受信Ｉ及びＱｃｈ信号に利得のアンバランスが生じ、その結果、直交検波されたＩ及びＱｃｈ信号の振幅がアンバランスとなり、後段のＡ／Ｄ変換器１０６，１０７でディジタル化されたＩ及びＱｃｈデータも振幅アンバランスとなる。この振幅アンバランスは、受信特性の劣化につながるため、除去する必要がある。
【０１５３】
Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７から出力されたＩ及びＱｃｈデータは、乗算器５１１，５１２と、振幅情報算出器５０２，５０３とに入力され、まず、振幅情報算出器５０２，５０３において、Ｉ及びＱｃｈデータの各振幅値Ｋｉ及びＫｑが算出される。
【０１５４】
この振幅値Ｋｉ及びＫｑの算出においては、例えば、アンテナ１０３で無変調の信号が受信された場合、受信信号の振幅と実効値の関係は、正比例であるため実効値を算出する事により振幅値Ｋｉ及びＫｑが得られる。ＩｃｈデータＳｋを例にとると、実効値Ｓｒは、次式（２）で算出することができる。
【０１５５】
【数２】
【０１５６】
次に、算出された逆数「１／１０」及び「１／１１」が、乗算器５０７，５０８によって、基準値の例えば「２」と乗算され、この結果得られる「２／１０」及び「２／１１」の第１及び第２振幅補正値を算出する。この第１及び第２振幅補正値「２／１０」及び「２／１１」は、データ保持器５０９，５１０に保持され、乗算器５１１，５１２へ出力される。
【０１５７】
乗算器５１１では、Ｉｃｈデータ「１０」と第１振幅補正値「２／１０」とが乗算されることによって補正された振幅値「２」のＩｃｈデータが復号器１１０へ出力される。
【０１５８】
乗算器５１２では、Ｑｃｈデータ「１１」と第２振幅補正値「２／１１」とが乗算されることによって補正された振幅値「２」のＱｃｈデータが復号器１１０へ出力される。
【０１５９】
つまり、同振幅値「２」とされたＩ及びＱｃｈデータが復号器１１０へ出力され、ここで、復号され、復号データが得られる。
【０１６０】
このように、実施の形態４の送受信装置によれば、受信装置（受信部５０１）を、受信信号を直交検波してディジタル信号のＩ及びＱｃｈデータに変換し、この変換されたＩ及びＱｃｈデータの振幅値を算出し、更に各振幅値の逆数を算出し、各逆数に同一の基準値を乗算して得た各振幅補正値をＩ及びＱｃｈデータと乗算することによりＩ及びＱｃｈデータの振幅補正を行うように構成した。
【０１６１】
これによって、ディジタル処理によって受信利得の補正が行えるため、従来のアナログ回路でそれを補正する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができる。
【０１６２】
（実施の形態５）
図６は、本発明の実施の形態５に係る送受信装置の構成を示すブロック図である。但し、この図６に示す実施の形態５において図５の実施の形態４の各部に対応する部分には同一符号を付す。
【０１６３】
この実施の形態５の特徴は、受信信号を直交検波してディジタル信号のＩ及びＱｃｈデータに変換し、この変換されたＩ及びＱｃｈデータの振幅値を算出し、この内、Ｉｃｈデータの振幅値の逆数を算出し、逆数にＱｃｈデータの振幅値を乗算して得た振幅補正値をＩｃｈデータと乗算することによりＩｃｈデータの振幅をＱｃｈデータと同一にする補正を行うように構成した点にある。
【０１６４】
図６に示す実施の形態５の送受信装置６００の受信部６０１は、検波器１０５と、Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７と、復号器１１０と、振幅情報算出器５０２，５０３と、逆数算出器５０４と、乗算器５０６と、データ保持器５０９と、乗算器５１１とを備えて構成されている。
【０１６５】
振幅情報算出器５０２，５０３は、Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７から出力されるＩ及びＱｃｈデータの各振幅値Ｋｉ及びＫｑを算出するものである。
【０１６６】
逆数算出器５０４は、振幅値Ｋｉの逆数１／Ｋｉを算出するものである。
【０１６７】
乗算器５０６は、Ｑｃｈデータの振幅値ＫｑとＩｃｈデータの逆数１／Ｋｉとを乗算し、この乗算結果である振幅補正値をデータ保持器５０９へ出力するものである。
【０１６８】
データ保持器５０９は、振幅補正値を保持して乗算器５１１へ出力するものである。
【０１６９】
乗算器５１１は、Ｉｃｈデータと振幅補正値とを乗算し、この乗算値を復号器１１０へ出力するものである。
【０１７０】
このような構成において、Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７から出力されたＩ及びＱｃｈデータは、振幅情報算出器５０２，５０３に入力され、ここで、Ｉ及びＱｃｈデータの各振幅値Ｋｉ及びＫｑが算出される。
【０１７１】
このように算出された振幅値Ｋｉ＝「１１」、Ｋｑ＝「１２」とする。この内、Ｉｃｈデータの振幅値Ｋｉ＝「１１」は、逆数算出器５０４でその逆数１／Ｋｉ＝「１／１１」が算出される。
【０１７２】
次に、算出された逆数「１／１１」が、乗算器５０６によって、Ｑｃｈデータの振幅値Ｋｑ＝「１２」と乗算され、この結果得られる「１２／１１」の振幅補正値が、データ保持器５０９に保持され、乗算器５１１へ出力される。
【０１７３】
乗算器５１１では、Ｉｃｈデータ「１１」と振幅補正値「１２／１１」とが乗算されることによってＩｃｈデータの振幅値が「１２」に補正される。即ち、Ｑｃｈデータの振幅値「１２」と同一となる。
【０１７４】
この同振幅値「１２」とされたＩ及びＱｃｈデータが復号器１１０へ出力され、ここで、復号され、復号データが得られる。
【０１７５】
このように、実施の形態５の送受信装置によれば、受信装置（受信部６０１）を、受信信号を直交検波してディジタル信号のＩ及びＱｃｈデータに変換し、この変換されたＩ及びＱｃｈデータの振幅値を算出し、この内、Ｉｃｈデータの振幅値の逆数を算出し、逆数にＱｃｈデータの振幅値を乗算して得た振幅補正値をＩｃｈデータと乗算することによりＩｃｈデータの振幅をＱｃｈデータと同一にする補正を行うように構成した。
【０１７６】
これによって、ディジタル処理によって受信利得の補正が行えるため、従来のアナログ回路でそれを補正する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができる。また、実施の形態４の受信装置に比べ、Ｉ、Ｑ信号の利得比較によって、アンバランス補正が行うため、基準値との比較を行う必要がなく、より演算量削減、回路規模削減ができる。
【０１７７】
（実施の形態６）
図７は、本発明の実施の形態６に係る送受信装置の構成を示すブロック図である。但し、この図７に示す実施の形態６において図６の実施の形態５の各部に対応する部分には同一符号を付し、その説明を省略する。
【０１７８】
この実施の形態６が実施の形態５と異なる点は、振幅情報算出器５０２，５０３に代え、最大値／最小値算出器７０２，７０３と、最大値／最小値減算器７０４，７０５とを備えて構成した点にある。
【０１７９】
最大値／最小値算出器７０２，７０３は、Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７から出力されたＩ及びＱｃｈデータの各々の所定区間における最大値と最小値を算出し、これを最大値／最小値減算器７０４，７０５へ出力する。
【０１８０】
最大値／最小値減算器７０４，７０５は、その最大値から最小値を減算することによって、Ｉ及びＱｃｈデータの各振幅値Ｋｉ及びＫｑを算出する。以降の動作は実施の形態５で説明したと同様なので省略する。
【０１８１】
このように、実施の形態６の送受信装置によれば、受信装置（受信部６０１）を、受信信号を直交検波してディジタル信号のＩ及びＱｃｈデータに変換し、この変換されたＩ及びＱｃｈデータの振幅値をその最大値及び最小値から算出し、この内、Ｉｃｈデータの振幅値の逆数を算出し、逆数にＱｃｈデータの振幅値を乗算して得た振幅補正値をＩｃｈデータと乗算することによりＩｃｈデータの振幅をＱｃｈデータと同一にする補正を行うように構成した。
【０１８２】
これによって、ディジタル処理によって受信利得の補正が行えるため、従来のアナログ回路でそれを補正する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができる。また、実施の形態５の振幅情報算出器よりも演算量、回路規模を削減することができる。
【０１８３】
（実施の形態７）
図８は、本発明の実施の形態７に係る送受信装置の構成を示すブロック図である。但し、この図８に示す実施の形態７において図１の実施の形態１及び図６の実施の形態５の各部に対応する部分には同一符号を付す。
【０１８４】
この実施の形態７の特徴は、受信部８０１に、実施の形態１で説明したＩ及びＱｃｈデータのＤＣオフセット成分を削除する機能と、実施の形態５で説明したＩ及びＱｃｈデータの振幅値を同一とする機能を合わせて構成した点にある。
【０１８５】
即ち、図８に示す受信部８０１は、検波器１０５と、Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７と、減算器１０８，１０９と、平均値算出器１１１，１１２と、復号器１１０と、減算器１１３，１１４と、基準値格納器１１５，１１６と、加算器１１７，１１８と、遅延器１１９，１２０とを備えると共に、振幅情報算出器５０２，５０３と、逆数算出器５０４と、乗算器５０６と、データ保持器５０９と、乗算器５１１とを備えて構成されている。
【０１８６】
このような構成において、平均値算出器１１１，１１２によって、Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７から出力されるＩ及びＱｃｈデータの平均値が算出され、減算器１１３，１１４で基準値と減算されることにより、ＤＣオフセット値として算出される。
【０１８７】
このＤＣオフセット値は、加算器１１７，１１８で、現在設定されているＤＣオフセット補正値と加算される。これによって、次に設定されるＤＣオフセット補正値が求められる。
【０１８８】
このＤＣオフセット補正量は、次の受信スロットで用いられるように遅延器１１９，１２０で遅延され、これによって、次の受信スロットにおいてＩ及びＱｃｈデータからＤＣオフセット成分の除去が行われる。
【０１８９】
このＤＣオフセット除去が行われたＩ及びＱｃｈデータは、振幅情報算出器５０２，５０３に入力され、ここで、Ｉ及びＱｃｈデータの各振幅値Ｋｉ及びＫｑが算出される。
【０１９０】
この算出された振幅値Ｋｉ＝「１１」、Ｋｑ＝「１２」とする。この内、Ｉｃｈデータの振幅値Ｋｉ＝「１１」は、逆数算出器５０４でその逆数１／Ｋｉ＝「１／１１」が算出される。
【０１９１】
次に、算出された逆数「１／１１」が、乗算器５０６によって、Ｑｃｈデータの振幅値Ｋｑ＝「１２」と乗算され、この結果得られる「１２／１１」の振幅補正値が、データ保持器５０９に保持され、乗算器５１１へ出力される。
【０１９２】
乗算器５１１では、Ｉｃｈデータ「１１」と振幅補正値「１２／１１」とが乗算されることによってＩｃｈデータの振幅値が「１２」に補正される。即ち、Ｑｃｈデータの振幅値「１２」と同一となる。
【０１９３】
この同振幅値「１２」とされたＩ及びＱｃｈデータが復号器１１０へ出力され、ここで、復号され、復号データが得られる。
【０１９４】
このように、実施の形態７の送受信装置によれば、受信装置（受信部８０１）を、実施の形態１で説明したＩ及びＱｃｈデータのＤＣオフセット成分を削除する機能と、実施の形態５で説明したＩ及びＱｃｈデータの振幅値を同一とする機能を合わせて構成した。
【０１９５】
これによって、ディジタル処理によってＤＣオフセット成分の除去が行えるため、従来のアナログ回路で除去する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができる。
【０１９６】
また、ディジタル処理によって受信利得の補正が行えるため、従来のアナログ回路でそれを補正する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができる。
【０１９７】
（実施の形態８）
図９は、本発明の実施の形態８に係る送受信装置の構成を示すブロック図である。但し、この図９に示す実施の形態８において図７の実施の形態６の各部に対応する部分には同一符号を付す。
【０１９８】
この実施の形態８が実施の形態６と異なる点は、実施の形態６のＩ及びＱｃｈデータの振幅値を同一とする機能に、平均値算出器３０４，３０５と、減算器１１３，１１４と、基準値格納器１１５，１１６と、減算器１０８，１０９とによるＩ及びＱｃｈデータのＤＣオフセット成分を削除する機能を加えて構成した点にある。
【０１９９】
このような構成において、最大値／最小値算出器７０２，７０３は、Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７から出力されたＩ及びＱｃｈデータの各々の所定区間における最大値と最小値を算出し、これを最大値／最小値減算器７０４，７０５及び平均値算出器３０４，３０５へ出力する。
【０２００】
平均値算出器３０４，３０５は、最大値及び最小値からその平均値を算出して減算器１１３，１１４へ出力する。
【０２０１】
減算器１１３，１１４は、平均値から、基準値格納器１１５，１１６に格納されたＩ及びＱｃｈデータにＤＣオフセット成分が無い状態で求められた平均値である基準値を減算することによりＤＣオフセット値を求め、これを減算器１０８，１０９へ出力する。
【０２０２】
減算器１０８，１０９は、Ｉ及びＱｃｈデータからＤＣオフセット値を減算することにより、ＤＣオフセット成分を除去する。
【０２０３】
最大値／最小値減算器７０４，７０５は、その最大値から最小値を減算することによって、Ｉ及びＱｃｈデータの各振幅値Ｋｉ及びＫｑを算出する。
【０２０４】
このように算出された振幅値Ｋｉ及びＫｑの内、Ｉｃｈデータの振幅値Ｋｉは、逆数算出器５０４でその逆数１／Ｋｉが算出される。
【０２０５】
次に、算出された逆数が、乗算器５０６によって、Ｑｃｈデータの振幅値Ｋｑと乗算され、この結果得られる振幅補正値が、データ保持器５０９に保持され、乗算器５１１へ出力される。
【０２０６】
乗算器５１１では、ＤＣオフセット成分の除去されたＩｃｈデータと振幅補正値とが乗算されることによってＩｃｈデータの振幅値が、ＤＣオフセット成分の除去されたＱｃｈデータの振幅値と同一となる。
【０２０７】
この同振幅値とされ、且つＤＣオフセット成分の除去されたＩ及びＱｃｈデータが復号器１１０へ出力され、ここで、復号され、復号データが得られる。
【０２０８】
このように、実施の形態８の送受信装置によれば、受信装置（受信部８０１）を、実施の形態６のＩ及びＱｃｈデータの振幅値を同一とする機能に、Ｉ及びＱｃｈデータのＤＣオフセット成分を削除する機能を加えて構成した。
【０２０９】
これによって、ディジタル処理によってＤＣオフセット成分の除去が行えるため、従来のアナログ回路で除去する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができ、また、ディジタル処理によって受信利得の補正が行えるため、従来のアナログ回路でそれを補正する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができる。
【０２１０】
また、ＤＣオフセット算出、および振幅算出のための最大値最小値算出手段を、共有できるため、実施の形態７に記載の受信装置よりさらに演算量削減、回路規模削減が行える。
【０２１１】
（実施の形態９）
図１０は、本発明の実施の形態９に係る送受信装置の構成を示すブロック図である。但し、この図１１に示す実施の形態９において図５の実施の形態４の各部に対応する部分には同一符号を付す。
【０２１２】
この実施の形態９の特徴は、実施の形態４の構成に、検波前の受信信号を増幅する増幅手段を加え、この増幅手段から出力される増幅信号の振幅が一定に保持されるようにするための増幅手段の利得制御を、振幅情報算出器５０２，５０３から出力されるＩ及びＱｃｈデータの各振幅値Ｋｉ及びＫｑを用いたディジタル処理によって行うことにより、検波後のＩ及びＱｃｈ信号の振幅を一定に保持するように構成した点にある。
【０２１３】
図１０に示す実施の形態９の送受信装置１０００において、送信部１０２は実施の形態１と同構成なので、ここではその説明を省略する。
【０２１４】
受信部１００１は、ＲＦ部１００２と、可変利得アンプ１００３と、平均化処理器１００４と、逆数算出器１００５と、乗算器１００６，１００７と、基準値格納器１００８と、遅延器１００９と、データ保持器１０１０と、既に実施の形態５で説明済みの検波器１０５と、Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７と、復号器１１０と、振幅情報算出器５０２，５０３と、逆数算出器５０４，５０５と、乗算器５０６，５０７と、基準値格納器５０８と、データ保持器５０９，５１０と、乗算器５１１，５１２とを備えて構成されている。
【０２１５】
ＲＦ部１００２は、アンテナ１０３及び共用器１０４を介して受信された信号をＩＦ信号又はＲＦ信号に変換して可変利得アンプ１００３へ出力するものである。
【０２１６】
可変利得アンプ１００３は、ＩＦ信号又はＲＦ信号を増幅し、この増幅信号の振幅が一定となるように、その利得が制御されるものである。
【０２１７】
平均化処理器１００４は、振幅情報算出器５０２，５０３により得られた振幅値Ｋｉ及びＫｑを平均化することにより、受信レベルに相当する受信振幅値ｍを算出して逆数算出器１００５へ出力するものである。
【０２１８】
逆数算出器１００５は、受信振幅値ｍの逆数１／ｍを算出し、この逆数１／ｍを乗算器１００６へ出力するものである。
【０２１９】
乗算器１００６は、基準値格納器１００８に格納された受信レベルを収束させるための収束基準値と、逆数１／ｍとを乗算し、この乗算結果である可変利得アンプ１００３の利得補正値を乗算器１００７へ出力するものである。
【０２２０】
乗算器１００７は、遅延器１００９で遅延された可変利得アンプ１００３の利得を制御するための利得制御値と、利得補正値とを乗算し、この乗算結果、新規に得られる可変利得アンプ１００３の利得制御値をデータ保持器１０１０へ出力するものである。
【０２２１】
データ保持器１０１０は、利得制御値をある受信区間保持し、この保持された利得制御値によって可変利得アンプ１８０６の利得制御を行うものである。
【０２２２】
このような構成において、アンテナ１０３で受信された信号は、共用器１０４を介してＲＦ部１００２に入力され、ここで、ＩＦ信号又はＲＦ信号に変換され、可変利得アンプ１００３により増幅される。
【０２２３】
検波器１０５によって、その増幅信号が直交検波されることによってＩ及びＱｃｈ信号が得られ、このＩ及びＱｃｈ信号がＡ／Ｄ変換器１０６，１０７によってディジタル化される。即ち、Ｉ及びＱｃｈデータに変換される。
【０２２４】
ここで、検波器１０５又はＡ／Ｄ変換器１０６，１０７の部品バラツキ、温度特性により、Ｉ及びＱｃｈデータの利得アンバランスが生じる場合がある。利得アンバランスは、受信特性の劣化につながるため、除去する必要がある。
【０２２５】
また、受信信号の信号レベルが非常に高い場合は、検波器１０５又はＡ／Ｄ変換器１０６，１０７が飽和することにより特性の劣化が生じ、或いは受信信号の受信レベルが非常に低い場合は、Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７のダイナミックレンジに対して、信号レベルが低いため、量子化ノイズが増加し、特性の劣化が生じる場合があるため、受信信号のレベルをＡ／Ｄ変換器１０６，１０７のダイナミックレンジ内で変動するよう、利得制御（ＡＧＣ）を行う必要がある。
【０２２６】
利得アンバランスの補正は、上記実施の形態４で説明した通りである。
【０２２７】
一方、受信ＡＧＣ制御は、まず、平均化処理器１００４によって、振幅情報算出器５０２，５０３で算出されたＩ及びＱｃｈデータの振幅値Ｋｉ及びＫｑの平均値を算出することにより、受信レベルに相当する受信振幅値ｍを得る。
【０２２８】
次に、逆数算出器１００５で、その受信振幅値ｍの逆数１／ｍを算出し、乗算器１００６で、その逆数１／ｍと基準値格納器１００８に格納された基準値との乗算を行うことにより利得補正値を得る。
【０２２９】
次に、乗算器１００７で、利得補正値と遅延器１００９で遅延された利得制御値とを乗算することによって、可変利得アンプ１００３に対して、設定すべき利得制御値を得る。
【０２３０】
この利得制御値を、データ保持器１０１０に保持して可変利得アンプ１００３に供給することで、可変利得アンプ１００３以降の受信信号が、ある一定レベルの受信信号に保持される。
【０２３１】
ここで、上記説明における受信タイミングは、図１１に示すように、ＰＨＳ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｈａｎｄｙｐｈｏｎｅ Ｓｙｓｔｅｍ）等のＴＤＭＡ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式を想定している。
【０２３２】
この場合、図１１に示すように、前の受信スロットＡで算出した振幅補正値及び利得制御値は、次の受信スロットＢで補正する。また、振幅補正値は、受信フレームに対して、十分長い時間で変動するため、毎スロット毎に振幅補正値を算出するのではなく、複数のスロットにわたって算出した振幅補正値を複数のスロット間に使用することも可能である。
【０２３３】
また、利得アンバランスを補正するための振幅補正値の算出、又は受信ＡＧＣ処理を行うための利得制御値の算出において、算出する逆数算出と乗算の一連の処理は、除算と置き換えることができる。更にこれらの算出は、算出した振幅値Ｋｉ及びＫｑを対数変換することにより、減算に置き換えることができる。
【０２３４】
このように、実施の形態９の送受信装置によれば、受信装置（受信部１００１）を、実施の形態４の構成に、検波前の受信信号を増幅する可変利得アンプ１００３を加え、Ｉ及びＱｃｈデータの振幅値Ｋｉ及びＫｑの平均値を算出して受信レベルに相当する受信振幅値ｍを求め、この受信振幅値ｍの逆数１／ｍを算出し、この逆数１／ｍと受信レベルを収束させるための収束基準値とを乗算して可変利得アンプの利得補正値を求め、この利得補正値と、所定時間遅延された可変利得アンプの利得を制御するための前回の利得制御値とを乗算して今回の利得制御値を求め、この利得制御値で、検波前の信号を増幅する可変利得アンプの利得を制御するようにしたので、ディジタル処理によって、可変利得アンプで増幅された受信信号のレベルを一定に保持することができる。
【０２３５】
また、ディジタル処理によって利得アンバランスの補正、及び受信ＡＧＣ処理が行えるため、アナログ回路で実現する構成と比較して、部品バラツキ、特性バラツキを考慮する必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができる。
【０２３６】
また、アナログ回路で実現する構成と比較して、回路規模を削減させることができ、さらに安価に受信装置を実現することができる。
【０２３７】
また、振幅情報算出器５０２，５０３を利得アンバランス補正処理及び受信ＡＧＣ処理の両方で共有して使用することができるため、さらなる回路規模の削減が実現でき、更に、逆数演算及び乗算演算を対数変換することにより、減算のみで実現することができるため、さらなる回路規模の削減が実現できる。
【０２３８】
（実施の形態１０）
図１２は、本発明の実施の形態１０に係る送受信装置の構成を示すブロック図である。但し、この図１２に示す実施の形態１０において図６の実施の形態５及び図１０の実施の形態９の各部に対応する部分には同一符号を付す。
【０２３９】
この実施の形態１０の特徴は、実施の形態５の構成に、検波前の受信信号を増幅する増幅手段を加え、この増幅手段から出力される増幅信号の振幅が一定に保持されるようにするための増幅手段の利得制御を、振幅情報算出器５０２，５０３から出力されるＩ及びＱｃｈデータの各振幅値Ｋｉ及びＫｑを用いたディジタル処理によって行うことにより、検波後のＩ及びＱｃｈ信号の振幅を一定に保持するように構成した点にある。
【０２４０】
図１２に示す実施の形態１０の送受信装置１２００において、送信部１０２は実施の形態１と同構成なので、ここではその説明を省略する。
【０２４１】
受信部１２０１は、既に実施の形態９で説明済みのＲＦ部１００２と、可変利得アンプ１００３と、平均化処理器１００４と、逆数算出器１００５と、乗算器１００６，１００７と、基準値格納器１００８と、遅延器１００９と、データ保持器１０１０と、既に実施の形態５で説明済みの検波器１０５と、Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７と、復号器１１０と、振幅情報算出器５０２，５０３と、逆数算出器５０４と、乗算器５０６と、データ保持器５０９と、乗算器５１１とを備えて構成されている。
【０２４２】
このような構成においては、実施の形態５で説明したＩｃｈデータの振幅をＱｃｈデータと同一にする補正制御と、実施の形態９で説明した受信ＡＧＣ制御とが行われる。
【０２４３】
このように、実施の形態１０の送受信装置によれば、受信装置（受信部１２０１）を、実施の形態５の構成に、検波前の受信信号を増幅する可変利得アンプ１００３を加え、Ｉ及びＱｃｈデータの振幅値Ｋｉ及びＫｑの平均値を算出して受信レベルに相当する受信振幅値ｍを求め、この受信振幅値ｍの逆数１／ｍを算出し、この逆数１／ｍと受信レベルを収束させるための収束基準値とを乗算して可変利得アンプの利得補正値を求め、この利得補正値と、所定時間遅延された可変利得アンプの利得を制御するための前回の利得制御値とを乗算して今回の利得制御値を求め、この利得制御値で、検波前の信号を増幅する可変利得アンプの利得を制御するようにしたので、ディジタル処理によって、可変利得アンプで増幅された受信信号のレベルを一定に保持することができる。
【０２４４】
これによって、ディジタル処理によって受信利得の補正が行えるため、従来のアナログ回路でそれを補正する方法と比較して、部品バラツキ、特性バラツキによる補正の必要がなく、無調整でしかも安価に受信装置を実現することができる。また、実施の形態９の受信装置に比べ、Ｉ、Ｑ信号の利得比較によって、アンバランス補正が行うため、基準値との比較を行う必要がなく、より演算量削減、回路規模削減ができる。
【０２４５】
（実施の形態１１）
図１３は、本発明の実施の形態１１に係る送受信装置の構成を示すブロック図である。但し、この図１３に示す実施の形態１１において図１２の実施の形態１０の各部に対応する部分には同一符号を付す。
【０２４６】
この実施の形態１１が実施の形態１０と異なる点は、振幅情報算出器５０３から出力されるＱｃｈデータの振幅値Ｋｑの逆数１／Ｋｑを逆数算出器５０５で求め、この逆数１／Ｋｑを、乗算器１００６で基準値格納器１００８に格納された収束基準値と乗算するように構成したことにある。
【０２４７】
図１３に示す実施の形態１１の送受信装置１３００において、送信部１０２は実施の形態１と同構成なので、ここではその説明を省略する。
【０２４８】
受信部１３０１は、既に実施の形態９で説明済みのＲＦ部１００２と、可変利得アンプ１００３と、乗算器１００６，１００７と、基準値格納器１００８と、遅延器１００９と、データ保持器１０１０と、既に実施の形態４又は５で説明済みの検波器１０５と、Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７と、復号器１１０と、振幅情報算出器５０２，５０３と、逆数算出器５０４，５０５と、乗算器５０６と、データ保持器５０９と、乗算器５１１とを備えて構成されている。
【０２４９】
このような構成において、振幅値Ｋｑを逆数算出器５０５で逆数演算することにより逆数１／Ｋｑを求め、この逆数１／Ｋｑと収束基準値とを乗算器１００６で乗算することにより利得補正値を得る。
【０２５０】
ここで、Ｑｃｈ信号の振幅値Ｋｑを受信レベル相当値としているのは、上記式（１）に基づいて算出した、ある一定期間のＩ及びＱｃｈデータの振幅値Ｋｉ及びＫｑが、ほぼ同一の値となることを前提としている。
【０２５１】
また、この例では、Ｑｃｈ信号の振幅値Ｋｑを受信レベル相当値としたが、Ｉｃｈ信号の振幅値Ｋｉを受信レベル相当値としてもよい。
【０２５２】
このように、実施の形態１１の送受信装置によれば、Ｑｃｈ信号の振幅値Ｋｑを受信レベル相当値として受信ＡＧＣ制御に用いることにより、実施の形態１０よりもさらに回路規模を削減することができる。その他の効果については、実施の形態１０と同様の効果を得ることができる。
【０２５３】
（実施の形態１２）
図１４は、本発明の実施の形態１２に係る送受信装置の構成を示すブロック図である。但し、この図１４に示す実施の形態１２において図１０の実施の形態９の各部に対応する部分には同一符号を付す。
【０２５４】
この実施の形態１２が実施の形態９と異なる点は、振幅情報算出器５０２，５０３に代え、実施の形態６で説明した最大値／最小値算出器７０２，７０３と、最大値／最小値減算器７０４，７０５とを備えて構成したことにある。
【０２５５】
最大値／最小値算出器７０２，７０３は、Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７から出力されたＩ及びＱｃｈデータの各々の所定区間における最大値と最小値を算出し、これを最大値／最小値減算器７０４，７０５へ出力する。
【０２５６】
最大値／最小値減算器７０４，７０５は、その最大値から最小値を減算することによって、Ｉ及びＱｃｈデータの各振幅値Ｋｉ及びＫｑを算出する。以降の動作は実施の形態９で説明したと同様なので省略する。
【０２５７】
このように、実施の形態１２の送受信装置によれば、受信装置（受信部１４０１）を、Ｉ及びＱｃｈデータの振幅値Ｋｉ及びＫｑをその最大値及び最小値から算出するように構成したので、実施の形態９と同様の効果を得ることができ、また、実施の形態９の振幅情報算出器５０２，５０３よりも演算量、回路規模を削減することができる。
【０２５８】
（実施の形態１３）
図１５は、本発明の実施の形態１３に係る送受信装置の構成を示すブロック図である。但し、この図１５に示す実施の形態１３において図１２の実施の形態１０の各部に対応する部分には同一符号を付す。
【０２５９】
この実施の形態１３が実施の形態１０と異なる点は、振幅情報算出器５０２，５０３に代え、実施の形態６で説明した最大値／最小値算出器７０２，７０３と、最大値／最小値減算器７０４，７０５とを備えて構成したことにある。
【０２６０】
最大値／最小値算出器７０２，７０３は、Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７から出力されたＩ及びＱｃｈデータの各々の所定区間における最大値と最小値を算出し、最大値／最小値減算器７０４，７０５は、その最大値から最小値を減算することによって、Ｉ及びＱｃｈデータの各振幅値Ｋｉ及びＫｑを算出する。以降の動作は実施の形態１０で説明したと同様なので省略する。
【０２６１】
このように、実施の形態１３の送受信装置によれば、受信装置（受信部１５０１）を、Ｉ及びＱｃｈデータの振幅値Ｋｉ及びＫｑをその最大値及び最小値から算出するように構成したので、実施の形態１０と同様の効果を得ることができ、また、実施の形態１０の振幅情報算出器５０２，５０３よりも演算量、回路規模を削減することができる。
【０２６２】
（実施の形態１４）
図１６は、本発明の実施の形態１４に係る送受信装置の構成を示すブロック図である。但し、この図１６に示す実施の形態１４において図１３の実施の形態１１の各部に対応する部分には同一符号を付す。
【０２６３】
この実施の形態１４が実施の形態１１と異なる点は、振幅情報算出器５０２，５０３に代え、実施の形態６で説明した最大値／最小値算出器７０２，７０３と、最大値／最小値減算器７０４，７０５とを備えて構成したことにある。
【０２６４】
最大値／最小値算出器７０２，７０３は、Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７から出力されたＩ及びＱｃｈデータの各々の所定区間における最大値と最小値を算出し、最大値／最小値減算器７０４，７０５は、その最大値から最小値を減算することによって、Ｉ及びＱｃｈデータの各振幅値Ｋｉ及びＫｑを算出する。以降の動作は実施の形態１１で説明したと同様なので省略する。
【０２６５】
このように、実施の形態１４の送受信装置によれば、受信装置（受信部１６０１）を、Ｉ及びＱｃｈデータの振幅値Ｋｉ及びＫｑをその最大値及び最小値から算出するように構成したので、実施の形態１１と同様の効果を得ることができ、また、実施の形態１１の振幅情報算出器５０２，５０３よりも演算量、回路規模を削減することができる。
【０２６６】
（実施の形態１５）
図１７は、本発明の実施の形態１５に係る送受信装置の構成を示すブロック図である。但し、この図１７に示す実施の形態１５において図９の実施の形態８及び図１３の実施の形態１１の各部に対応する部分には同一符号を付す。
【０２６７】
この実施の形態１５の特徴は、実施の形態８の構成に、検波前の受信信号を増幅する増幅手段を加え、この増幅手段から出力される増幅信号の振幅が一定に保持されるようにするための増幅手段の利得制御を、振幅情報算出器５０２，５０３から出力されるＩ及びＱｃｈデータの各振幅値Ｋｉ及びＫｑを用いたディジタル処理によって行うことにより、検波後のＩ及びＱｃｈ信号の振幅を一定に保持するように構成した点にある。
【０２６８】
図１７に示す実施の形態１５の送受信装置１７００において、送信部１０２は実施の形態１と同構成なので、ここではその説明を省略する。
【０２６９】
受信部１７０１は、既に実施の形態１１で説明済みのＲＦ部１００２と、可変利得アンプ１００３と、逆数算出器５０５と、乗算器１００６，１００７と、基準値格納器１００８と、遅延器１００９と、データ保持器１０１０と、既に実施の形態８で説明済みの検波器１０５と、Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７と、復号器１１０と、逆数算出器５０４と、乗算器５０６と、データ保持器５０９と、乗算器５１１と、最大値／最小値算出器７０２，７０３と、最大値／最小値減算器７０４，７０５と、平均値算出器３０４，３０５と、減算器１１３，１１４と、基準値格納器１１５，１１６と、減算器１０８，１０９とを備えて構成されている。
【０２７０】
最大値／最小値算出器７０２，７０３は、Ａ／Ｄ変換器１０６，１０７から出力されたＩ及びＱｃｈデータの各々の所定区間における最大値と最小値を算出し、最大値／最小値減算器７０４，７０５は、その最大値から最小値を減算することによって、Ｉ及びＱｃｈデータの各振幅値Ｋｉ及びＫｑを算出する。以降の動作は、実施の形態８及び１１で説明したと同様なので省略する。
【０２７１】
このように、実施の形態１５の送受信装置によれば、受信装置（受信部１７０１）を、実施の形態８のＩ及びＱｃｈデータの振幅値を同一とすると共に、Ｉ及びＱｃｈデータのＤＣオフセット成分を削除する機能に、実施の形態１１で説明したＱｃｈ信号の振幅値Ｋｑを受信レベル相当値として受信ＡＧＣ制御に用いる機能を備えて構成したので、実施の形態８及び１１の双方を合わせ持つ効果を得ることができる。
【０２７２】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、補正回路及び特性変化の少ない高価な部品を使用することなく、低コストで部品及び特性のバラツキと検波後のＩ及びＱｃｈ信号の利得アンバランスとを無くすことができ、回路規模を小さくすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１に係る送受信装置の構成を示すブロック図
【図２】上記実施の形態１における受信フレームのフォーマット図
【図３】本発明の実施の形態２に係る送受信装置の構成を示すブロック図
【図４】本発明の実施の形態３に係る送受信装置の構成を示すブロック図
【図５】本発明の実施の形態４に係る送受信装置の構成を示すブロック図
【図６】本発明の実施の形態５に係る送受信装置の構成を示すブロック図
【図７】本発明の実施の形態６に係る送受信装置の構成を示すブロック図
【図８】本発明の実施の形態７に係る送受信装置の構成を示すブロック図
【図９】本発明の実施の形態８に係る送受信装置の構成を示すブロック図
【図１０】本発明の実施の形態９に係る送受信装置の構成を示すブロック図
【図１１】上記実施の形態９における受信フレームのフォーマット図
【図１２】本発明の実施の形態１０に係る送受信装置の構成を示すブロック図
【図１３】本発明の実施の形態１１に係る送受信装置の構成を示すブロック図
【図１４】本発明の実施の形態１２に係る送受信装置の構成を示すブロック図
【図１５】本発明の実施の形態１３に係る送受信装置の構成を示すブロック図
【図１６】本発明の実施の形態１４に係る送受信装置の構成を示すブロック図
【図１７】本発明の実施の形態１５に係る送受信装置の構成を示すブロック図
【図１８】従来の受信装置の構成を示すブロック図
【図１９】従来の送受信装置の構成を示すブロック図
【符号の説明】
１０５ 検波器
１０６，１０７ Ａ／Ｄ変換器
１０８，１０９ 減算器
１１０ 復号器
１１１，１１２ 平均値算出器
１１３，１１４ 減算器
１１５，１１６ 基準値格納器
１１７，１１８ 加算器
１１９，１２０ 遅延器
１２１ マッピング器
１２２，１２３ Ｄ／Ａ変換器
１２４ 変調器
３０２，３０３最大値／最小値算出器
３０４，３０５ 平均値算出器
４０２，４０３ データ保持器
５０２，５０３ 振幅情報算出器
５０４，５０５ 逆数算出器
５０６，５０７ 乗算器
５０８ 基準値格納器
５０９，５１０ データ保持器
５１１，５１２ 乗算器
７０２，７０３ 最大値／最小値算出器
７０４，７０５ 最大値／最小値減算器
１００３ 可変利得アンプ
１００４ 平均化処理器
１００５ 逆数算出器
１００６，１００７ 乗算器
１００８ 基準値格納器
１００９ 遅延器
１０１０ データ保持器
Claims (10)
- 受信信号をディジタル信号に変換し、このディジタル信号の一定時間の平均値から、平均値の基準値を減算してＤＣオフセット値を求め、このＤＣオフセット値を前回の受信タイミングで求められたディジタル信号のＤＣオフセット補正値に加算して今回の受信タイミングのＤＣオフセット補正値を求め、このＤＣオフセット補正値を所定時間遅延した値を現受信タイミングのディジタル信号から減算してＤＣオフセット成分を除去し、このＤＣオフセット成分が除去されたディジタル信号を復号する機能、を具備することを特徴とする受信装置。
- 受信信号を直交検波する検波手段と、前記直交検波信号を第１ディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記第１ディジタル信号から、ＤＣオフセット成分を除去するための第１ＤＣオフセット補正値を減算して第２ディジタル信号を求める第１減算手段と、前記第２ディジタル信号を一定時間加算した結果から平均値を算出する平均値算出手段と、前記平均値から、平均値の基準値を減算してＤＣオフセット値を求める第２減算手段と、前記ＤＣオフセット値を前記第１ＤＣオフセット補正値に加算して第２ＤＣオフセット補正値を求める加算手段と、前記第２ＤＣオフセット補正値を遅延して前記第１ＤＣオフセット補正値を求める遅延手段と、前記第２ディジタル信号を復号する復号手段と、を具備することを特徴とする受信装置。
- 遅延手段が、第２ＤＣオフセット補正値を１乃至は複数受信スロット分遅延して第１ＤＣオフセット補正値を求めることを特徴とする請求項２記載の受信装置。
- 平均値算出手段が、第２ディジタル信号を一定時間加算した結果から平均値を算出する機能に代え、前記第２ディジタル信号の最大値及び最小値から平均値を算出する機能を具備することを特徴とする請求項２又は請求項３記載の受信装置。
- ＤＣオフセット成分の除去された第２ディジタル信号のＩｃｈ及びＱｃｈデータの振幅値を算出する振幅情報算出手段と、前記Ｉｃｈデータの振幅値の逆数を算出する逆数算出手段と、前記逆数と前記Ｑｃｈデータの振幅値とを乗算して振幅補正値を得る第３乗算手段と、前記振幅補正値と前記Ｉｃｈデータとを乗算して前記Ｉｃｈデータの振幅を前記Ｑｃｈデータの振幅と同一に補正する第４乗算手段とを具備し、復号手段が、前記同一振幅とされたＩｃｈ及びＱｃｈデータを復号することを特徴とする請求項２記載の受信装置。
- 受信信号をディジタル信号に変換し、このディジタル信号の一定時間の平均値から、平均値の基準値を減算してＤＣオフセット値を求め、このＤＣオフセット値を前回の受信タイミングで求められたディジタル信号のＤＣオフセット補正値に加算して今回の受信タイミングのＤＣオフセット補正値を求め、このＤＣオフセット補正値を所定時間遅延した値を現受信タイミングのディジタル信号から減算してＤＣオフセット成分を除去し、このＤＣオフセット成分が除去されたディジタル信号を復号することを特徴とする受信方法。
- 受信信号を第１ディジタル信号に変換し、この第１ディジタル信号から、ＤＣオフセット成分を除去するための第１ＤＣオフセット補正値を減算して第２ディジタル信号を求め、この第２ディジタル信号を一定時間加算した結果から平均値を算出し、前記平均値から、平均値の基準値を減算してＤＣオフセット値を求め、このＤＣオフセット値を前記第１ＤＣオフセット補正値に加算して第２ＤＣオフセット補正値を求め、この第２ＤＣオフセット補正値を遅延して前記第１ＤＣオフセット補正値を求め、この第１ＤＣオフセット補正値によりＤＣオフセット成分が除去された第２ディジタル信号を復号することを特徴とする受信方法。
- 第２ＤＣオフセット補正値を１乃至は複数受信スロット分遅延して第１ＤＣオフセット補正値を求めることを特徴とする請求項７記載の受信方法。
- 第２ディジタル信号を一定時間加算した結果から平均値を算出することに代え、前記第２ディジタル信号の最大値及び最小値から平均値を算出することを特徴とする請求項７又は請求項８記載の受信方法。
- ＤＣオフセット成分の除去された第２ディジタル信号のＩｃｈ及びＱｃｈデータの振幅値を算出し、このＩｃｈデータの振幅値の逆数を算出し、この逆数と前記Ｑｃｈデータの振幅値とを乗算して振幅補正値を求め、この振幅補正値と前記Ｉｃｈデータとを乗算して前記Ｉｃｈデータの振幅を前記Ｑｃｈデータの振幅と同一に補正し、この同一振幅とされたＩｃｈ及びＱｃｈデータを復号することを特徴とする請求項７記載の受信方法。
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