JPS62139425A - 送信機 - Google Patents
送信機Info
- Publication number
- JPS62139425A JPS62139425A JP60280609A JP28060985A JPS62139425A JP S62139425 A JPS62139425 A JP S62139425A JP 60280609 A JP60280609 A JP 60280609A JP 28060985 A JP28060985 A JP 28060985A JP S62139425 A JPS62139425 A JP S62139425A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- signal
- amplifier
- circuit
- sample value
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、搬送波の振幅及び位相を情報として用いる変
調方式をとる送信機に於いて増幅器の非線形性を補償す
るために予め通信信号波形を変形させ増幅器に送出する
変調装置に関するものである。
調方式をとる送信機に於いて増幅器の非線形性を補償す
るために予め通信信号波形を変形させ増幅器に送出する
変調装置に関するものである。
（従来の技術）
近年、電波資源が足りなくなってきていることから、無
線通信では周波数の有効利用を図るためにチャンネルの
狭帯域化が進んでいる。チャンネル帯域が狭くなれば、
帯域の広がるＦＭ等の非線形な変調方式よりは、線形な
変調方式の方が好ましい。これは、ディジタル伝送、ア
ナログ伝送を問わない。線形変調方式では増幅器の非線
形性による送信スペクトルの劣化及び受信特性の劣化が
問題になる。
線通信では周波数の有効利用を図るためにチャンネルの
狭帯域化が進んでいる。チャンネル帯域が狭くなれば、
帯域の広がるＦＭ等の非線形な変調方式よりは、線形な
変調方式の方が好ましい。これは、ディジタル伝送、ア
ナログ伝送を問わない。線形変調方式では増幅器の非線
形性による送信スペクトルの劣化及び受信特性の劣化が
問題になる。
通常の増幅器の入出力非線形特性には第３図に示すよう
にＡＭ−ＡＭ変換と呼ばれる出力振幅の飽和特性と、Ａ
Ｍ−ＰＭ変換と呼ばれる出力位相の入力振幅による変化
がある。入力振幅が飽和点から十分小さい点では、振幅
特性は直線であり、位相の変化もない。しかしながら、
入力振幅が飽和点に近ずくにつれ、出力振幅は飽和し、
出力位相は回転し始める。その結果として送信スペクト
ルの劣化、及び受信特性の劣化をまねく。
にＡＭ−ＡＭ変換と呼ばれる出力振幅の飽和特性と、Ａ
Ｍ−ＰＭ変換と呼ばれる出力位相の入力振幅による変化
がある。入力振幅が飽和点から十分小さい点では、振幅
特性は直線であり、位相の変化もない。しかしながら、
入力振幅が飽和点に近ずくにつれ、出力振幅は飽和し、
出力位相は回転し始める。その結果として送信スペクト
ルの劣化、及び受信特性の劣化をまねく。
第５図（ａ）〜（ｄ）はこのような非線形増幅器の信号
に対する影響を１６値ＱＡＭを例に示している。第５図
（ａ）は本来あるべき送信信号の位相平面における信号
点分布であり、第５図（ｂ）はその時の送信スペクトル
分布である。第５図（Ｃ）は動作点を飽和レベルの近く
にした時の増幅器出力の位相平面に於ける信号点の分布
を示す。第５図（ｃ）の信号点は第５図（ａ）の信号点
に比べ歪んでいる。この時の送信スペクトルは第５図（
ｄ）に示すように３次及び５次等奇数次の相互変調成分
が出て、隣接チャンネルへの干渉の原因となる。また、
受信機は第５図（ｃ）の信号点が送られると、小さい雑
音によって誤りを起こしてしまい、受信特性が劣化する
。
に対する影響を１６値ＱＡＭを例に示している。第５図
（ａ）は本来あるべき送信信号の位相平面における信号
点分布であり、第５図（ｂ）はその時の送信スペクトル
分布である。第５図（Ｃ）は動作点を飽和レベルの近く
にした時の増幅器出力の位相平面に於ける信号点の分布
を示す。第５図（ｃ）の信号点は第５図（ａ）の信号点
に比べ歪んでいる。この時の送信スペクトルは第５図（
ｄ）に示すように３次及び５次等奇数次の相互変調成分
が出て、隣接チャンネルへの干渉の原因となる。また、
受信機は第５図（ｃ）の信号点が送られると、小さい雑
音によって誤りを起こしてしまい、受信特性が劣化する
。
送信スペクトル特性及び受信特性の劣化を防ぐために、
このような増幅器の非線形性を補償する必要がある。従
来、このような非線形性を補償し、且つ増幅器特性の時
間変化をも補償するディジタル伝送用の手段として、特
願昭５６−２０４１２０号明細書「適応型変調装置］に
あるものがある。第６図は第１の従来例の適応型変調装
置のブロック図である。入力端子６００からは送信デー
タ系列が並列に入力する。第６図中の結線上の斜線は複
数の結線を示す。送信データ系列は第１のメモリーであ
るランダム・アクセス・メモリー６１０（ＲＡＭ（Ｒａ
ｎｄｏｍ ＡｃｃｅｓｓＭｅｍｏｒｙ））及び、第２の
メモリーであるリード・オンリー・メモリー６２０（Ｒ
ＯＭ（Ｒｅａｄ ０ｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ））のアドレ
スとなる。ＲＯＭ６２０には第５図（ａ）のような本来
の信号点配置が複素数数値として記憶されており、ＲＡ
Ｍ６１０の内容は非線形増幅器出力が正しい信号点にな
るよう歪ませた値が同じく複素数数値として入れられて
いる。ＲＡＭ６１０の出力はディジタル・アナログ変換
器６３０でアナログ信号に変換された後、帯域制限フィ
ルター６３５で帯域制限され変調器６４０で発振器６５
１の出力を直交変調し端子６０１かに非線形増幅器へ出
力される。ＲＡＭ６１０の内容を適応的に変換させる為
に、非線形増幅器の出力端子６０２から入力し復調器６
６０で発振器６５１の出力を用いて復調する。復調器６
６０で復調された信号は、アナログ・ディジタル変換器
６７０で複素ディジタル信号に変換される。この復調さ
れた複素ディジタル信号をＲＯＭ６２０から読み出され
る本来あるべき信号から減算回路６８０で減算し、その
結果を修正量発生回路６９０で一定係数に倍して（ＲＡ
Ｍの値を早く収束させる為に一般にはｌより十分小さい
値にする）、ＲＡＭ６１０から読み出された出力に加算
回路６９１で加える。もしも、復調された値がＲＯＭ６
２０からの本来あるべき値よりも大きい時はＲＡＭ６１
０の内容を小さくする様に制御し、復調された値がＲＯ
Ｍ６２０からの本来あるべき値よりも小さい時はＲＡＭ
６１０の内容を大きくする様に制御する。この様にする
ことにより非線形増幅器の入出力持性がたとえ変化して
も、常に非線形増幅器の出力、すなわち端子６０２から
の入力信号が第５図（ａ）のように正しい信号点配置に
なるようにＲＡＭ６１０の内容を制御する事が出来る。
このような増幅器の非線形性を補償する必要がある。従
来、このような非線形性を補償し、且つ増幅器特性の時
間変化をも補償するディジタル伝送用の手段として、特
願昭５６−２０４１２０号明細書「適応型変調装置］に
あるものがある。第６図は第１の従来例の適応型変調装
置のブロック図である。入力端子６００からは送信デー
タ系列が並列に入力する。第６図中の結線上の斜線は複
数の結線を示す。送信データ系列は第１のメモリーであ
るランダム・アクセス・メモリー６１０（ＲＡＭ（Ｒａ
ｎｄｏｍ ＡｃｃｅｓｓＭｅｍｏｒｙ））及び、第２の
メモリーであるリード・オンリー・メモリー６２０（Ｒ
ＯＭ（Ｒｅａｄ ０ｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ））のアドレ
スとなる。ＲＯＭ６２０には第５図（ａ）のような本来
の信号点配置が複素数数値として記憶されており、ＲＡ
Ｍ６１０の内容は非線形増幅器出力が正しい信号点にな
るよう歪ませた値が同じく複素数数値として入れられて
いる。ＲＡＭ６１０の出力はディジタル・アナログ変換
器６３０でアナログ信号に変換された後、帯域制限フィ
ルター６３５で帯域制限され変調器６４０で発振器６５
１の出力を直交変調し端子６０１かに非線形増幅器へ出
力される。ＲＡＭ６１０の内容を適応的に変換させる為
に、非線形増幅器の出力端子６０２から入力し復調器６
６０で発振器６５１の出力を用いて復調する。復調器６
６０で復調された信号は、アナログ・ディジタル変換器
６７０で複素ディジタル信号に変換される。この復調さ
れた複素ディジタル信号をＲＯＭ６２０から読み出され
る本来あるべき信号から減算回路６８０で減算し、その
結果を修正量発生回路６９０で一定係数に倍して（ＲＡ
Ｍの値を早く収束させる為に一般にはｌより十分小さい
値にする）、ＲＡＭ６１０から読み出された出力に加算
回路６９１で加える。もしも、復調された値がＲＯＭ６
２０からの本来あるべき値よりも大きい時はＲＡＭ６１
０の内容を小さくする様に制御し、復調された値がＲＯ
Ｍ６２０からの本来あるべき値よりも小さい時はＲＡＭ
６１０の内容を大きくする様に制御する。この様にする
ことにより非線形増幅器の入出力持性がたとえ変化して
も、常に非線形増幅器の出力、すなわち端子６０２から
の入力信号が第５図（ａ）のように正しい信号点配置に
なるようにＲＡＭ６１０の内容を制御する事が出来る。
しかしながら、この様な第１の従来の方式では受信特性
の劣化を防ぐ事は出来ても、送信スペクト
ル の劣化は
防ぐ事が出来ない。例えば、帯域制限された４値信号が
第７図（ａ）の実線のように示されるものとすると、増
幅器により歪を受けた時第７図（ａ）の破線のようにな
る。この様な軌跡の変化がスペクトルの劣化をまねく。
の劣化を防ぐ事は出来ても、送信スペクト
ル の劣化は
防ぐ事が出来ない。例えば、帯域制限された４値信号が
第７図（ａ）の実線のように示されるものとすると、増
幅器により歪を受けた時第７図（ａ）の破線のようにな
る。この様な軌跡の変化がスペクトルの劣化をまねく。
ＲＡＭ６１０は、各シンボル点での信号点を出力するだ
けであり、フィルター６３５の出力は第７図（ｂ）の様
になる。さらにこれに歪が加わると第７図（ｅ）の実線
の様になる。ところが、本来あるべき信号軌跡である第
７図（Ｃ）の破線とは一致しないから、送信スペクトル
は十分改善されない。なぜなら、第６図の様な線形回路
は、シンボル点での線形性のみを補償し、途中の軌跡ま
では補償しないからである。更に第６図の様な構成をと
るとディジタル信号伝送にしか応用できない。
けであり、フィルター６３５の出力は第７図（ｂ）の様
になる。さらにこれに歪が加わると第７図（ｅ）の実線
の様になる。ところが、本来あるべき信号軌跡である第
７図（Ｃ）の破線とは一致しないから、送信スペクトル
は十分改善されない。なぜなら、第６図の様な線形回路
は、シンボル点での線形性のみを補償し、途中の軌跡ま
では補償しないからである。更に第６図の様な構成をと
るとディジタル信号伝送にしか応用できない。
このような欠点を克服し、増幅器の非線形性により送信
スペクトルの劣化が起こらないように増幅器の非線形を
補償できる変調装置には、特願昭６０−０５７１３８号
明細書に記載のものがある。第４図は第２の従来例であ
る特願昭６０−０５７１３８号明細書「変調装置」に示
されたブロック図である。入力端子４０１．４０２から
入力してきた複素サンプル値信号系列４１１−Ｉ、４１
１−Ｑをアドレスとして書き換え可能なメモリー（ＲＡ
Ｍ）４２０は入力信号に非線形補償用の複素表現された
歪量を加えた信号値４２１−Ｉ、４２１−Ｑを出力する
。信号４２１−Ｉ、４２１−Ｑは、ＤＡ変換器４３０で
アナログ信号となり、直交変調器４４０で変調され、出
力端子４０４から非線形増幅器（図示せず）に入力する
。非線形増幅器出力の一部は入力端子４０３から入力し
、直交復調器４４５で復調され、復調された信号はＡＤ
変換器４５０でサンプルされ、信号４５１−Ｉ、４５１
−Ｑとなって出力される。減算回路４６０では本来送信
されるべき入力信号４１１−Ｉ、４１１−ＱからＡＤ変
換器出力信号４５１−Ｉ、４５１−Ｑをそれぞれ引き算
する。この減算回路出力が検出された誤差である。ＲＡ
Ｍ４２０において信号（４１１−Ｉ、４１１−Ｑ）から
信号（４２１−Ｉ、４２１−Ｑ）への変換が増幅器の非
線形性を補償するよう正しく行なっていれば、減算回路
４６０の出力はＯとなる。この出力がＯでないとき修正
量発生回路４７０において減算回路４６０が出力がｋ（
ｋは１以下の定数）倍され加算器４８０でＲＡＭ４２０
の出力信号４２１−Ｉ、４２１−Ｑと修正量発生回路４
７０出力を加算しＲＡＭ４２０に出力してＲＡＭの値を
書き換える。
スペクトルの劣化が起こらないように増幅器の非線形を
補償できる変調装置には、特願昭６０−０５７１３８号
明細書に記載のものがある。第４図は第２の従来例であ
る特願昭６０−０５７１３８号明細書「変調装置」に示
されたブロック図である。入力端子４０１．４０２から
入力してきた複素サンプル値信号系列４１１−Ｉ、４１
１−Ｑをアドレスとして書き換え可能なメモリー（ＲＡ
Ｍ）４２０は入力信号に非線形補償用の複素表現された
歪量を加えた信号値４２１−Ｉ、４２１−Ｑを出力する
。信号４２１−Ｉ、４２１−Ｑは、ＤＡ変換器４３０で
アナログ信号となり、直交変調器４４０で変調され、出
力端子４０４から非線形増幅器（図示せず）に入力する
。非線形増幅器出力の一部は入力端子４０３から入力し
、直交復調器４４５で復調され、復調された信号はＡＤ
変換器４５０でサンプルされ、信号４５１−Ｉ、４５１
−Ｑとなって出力される。減算回路４６０では本来送信
されるべき入力信号４１１−Ｉ、４１１−ＱからＡＤ変
換器出力信号４５１−Ｉ、４５１−Ｑをそれぞれ引き算
する。この減算回路出力が検出された誤差である。ＲＡ
Ｍ４２０において信号（４１１−Ｉ、４１１−Ｑ）から
信号（４２１−Ｉ、４２１−Ｑ）への変換が増幅器の非
線形性を補償するよう正しく行なっていれば、減算回路
４６０の出力はＯとなる。この出力がＯでないとき修正
量発生回路４７０において減算回路４６０が出力がｋ（
ｋは１以下の定数）倍され加算器４８０でＲＡＭ４２０
の出力信号４２１−Ｉ、４２１−Ｑと修正量発生回路４
７０出力を加算しＲＡＭ４２０に出力してＲＡＭの値を
書き換える。
この様にする事により自動的に非線形増幅器の特性に合
わせて非線形増幅器の出力が正しい送信信号波形になる
ようにする事が出来る。
わせて非線形増幅器の出力が正しい送信信号波形になる
ようにする事が出来る。
（発明が解決しようとする問題点）
このように従来の方式では、非線形増幅器の入出力特性
の変化には追従できるが、変復調器の変換損失に変化が
起こったり、増幅器の利得が変化すると送信スペクトル
の劣化を防ぐことが出来ない場合がある。
の変化には追従できるが、変復調器の変換損失に変化が
起こったり、増幅器の利得が変化すると送信スペクトル
の劣化を防ぐことが出来ない場合がある。
通常用いる直交変復調器は複素信号を実数成分と虚数成
分をそれぞれ搬送波と掛は合わせて変復調する。変調器
でベースバンド信号をＲＦ倍信号変換する際ミキサーに
よる変換損失が生ずる。たとえば変調の際、この変換損
失が信号の実数成分と虚数成分とで異なり一方の成分が
他方の成分に比べ減少し変調器出力が非常に小さくなる
と増幅器の出力電力が非常に減少する場合がある。増幅
器出力の信号電力が小さくなると帰還される電力が小さ
くなりこの送信機の入力信号より非常に小さくなる。こ
の時、この回路では増幅器入力を増やすために入力信号
を補償する付加歪量が増加する。しかし、付加歪量の増
加により増幅器入力信号の振幅が増幅器出力が飽和に達
する振幅である最大入力振幅を超すと増幅器の出力が飽
和値を超す場合がある。また復調器でも同様の事が言え
、変換損失が実数成分と虚数成分とで異なり一方の成分
が他方に比べ減少すると減少した方の復調器出力が非常
に小さくなりこの送信機の入力信号より非常に小さくな
る。従って増幅器入力を増やすために付加歪量が増加す
る。付加歪量の増加により増幅器入力信号の振幅が増幅
器出力が飽和に達する振幅である最大入力振幅を超すと
増幅器の出力が飽和値を超す場合がある。増幅器出力が
飽和値を超えると歪等化の制御をかけても歪は増加する
一方で、その結果、安定な制御が出来なくなる。
分をそれぞれ搬送波と掛は合わせて変復調する。変調器
でベースバンド信号をＲＦ倍信号変換する際ミキサーに
よる変換損失が生ずる。たとえば変調の際、この変換損
失が信号の実数成分と虚数成分とで異なり一方の成分が
他方の成分に比べ減少し変調器出力が非常に小さくなる
と増幅器の出力電力が非常に減少する場合がある。増幅
器出力の信号電力が小さくなると帰還される電力が小さ
くなりこの送信機の入力信号より非常に小さくなる。こ
の時、この回路では増幅器入力を増やすために入力信号
を補償する付加歪量が増加する。しかし、付加歪量の増
加により増幅器入力信号の振幅が増幅器出力が飽和に達
する振幅である最大入力振幅を超すと増幅器の出力が飽
和値を超す場合がある。また復調器でも同様の事が言え
、変換損失が実数成分と虚数成分とで異なり一方の成分
が他方に比べ減少すると減少した方の復調器出力が非常
に小さくなりこの送信機の入力信号より非常に小さくな
る。従って増幅器入力を増やすために付加歪量が増加す
る。付加歪量の増加により増幅器入力信号の振幅が増幅
器出力が飽和に達する振幅である最大入力振幅を超すと
増幅器の出力が飽和値を超す場合がある。増幅器出力が
飽和値を超えると歪等化の制御をかけても歪は増加する
一方で、その結果、安定な制御が出来なくなる。
（問題点を解決する為の手段）
前述の問題点を解決するために本発明の提供する送信機
は、複素信号をサンプルしたサンプル値信号系列を入力
とし、この入力信号系列を増幅器の非線形性を補償する
ように歪ませ、この歪ませた信号を複素信号のサンプル
値系列として出力する前置歪付加回路と、この前置歪付
加回路の出力で変調された信号を生成し前記増幅器へ出
力する直交変調器と、前記前置歪付加回路の出力から振
幅を計算する振幅計算器と、前記増幅器出力を受け前記
振幅計算回路の出力により前記増幅器入力があらかじめ
定められた値を超さないように減衰量を調整し直交復調
器に出力する減衰器と、前記減衰器の出力を復調し複素
信号を得て出力する直交復調器と、この直交復調器の出
力を前記サンプル値信号系列から引き算する減算回路と
、この減算回路の出力を受けて、前記前置歪付加回路の
内容の修正に用いる修正量を計算し前置歪付加回路に出
力する修正量発生回路からなる事を特徴とする。
は、複素信号をサンプルしたサンプル値信号系列を入力
とし、この入力信号系列を増幅器の非線形性を補償する
ように歪ませ、この歪ませた信号を複素信号のサンプル
値系列として出力する前置歪付加回路と、この前置歪付
加回路の出力で変調された信号を生成し前記増幅器へ出
力する直交変調器と、前記前置歪付加回路の出力から振
幅を計算する振幅計算器と、前記増幅器出力を受け前記
振幅計算回路の出力により前記増幅器入力があらかじめ
定められた値を超さないように減衰量を調整し直交復調
器に出力する減衰器と、前記減衰器の出力を復調し複素
信号を得て出力する直交復調器と、この直交復調器の出
力を前記サンプル値信号系列から引き算する減算回路と
、この減算回路の出力を受けて、前記前置歪付加回路の
内容の修正に用いる修正量を計算し前置歪付加回路に出
力する修正量発生回路からなる事を特徴とする。
（作用）
前述したように増幅器出力から帰還される信号が、たと
えば変復調器の経年変化などで周波数の変換損失が大き
くなったことが原因で小さくなると安定制御が不可能に
なる。本発明では前置歪付加回路の出力の振幅を計算し
、この振幅が予め定められた値を超すときは減衰量を減
らすことにより帰還電力を増す。本発明では本来送信さ
れるべき送信機入力信号電力と増幅器出力からの帰還信
号電力が一致するよう制御されるので、帰還信号電力が
太き（なると増幅器の入力信号を小さくするよう付加歪
量の増加を押える。付加歪量の増加を押えることにより
増幅器の入力が最大振幅を超して増幅器出力は飽和値を
超えることを防ぐ。
えば変復調器の経年変化などで周波数の変換損失が大き
くなったことが原因で小さくなると安定制御が不可能に
なる。本発明では前置歪付加回路の出力の振幅を計算し
、この振幅が予め定められた値を超すときは減衰量を減
らすことにより帰還電力を増す。本発明では本来送信さ
れるべき送信機入力信号電力と増幅器出力からの帰還信
号電力が一致するよう制御されるので、帰還信号電力が
太き（なると増幅器の入力信号を小さくするよう付加歪
量の増加を押える。付加歪量の増加を押えることにより
増幅器の入力が最大振幅を超して増幅器出力は飽和値を
超えることを防ぐ。
（実施例）
次に本願の発明の実施例を挙げこれら発明を一層詳しく
説明する。
説明する。
本発明の１実施例について第１図を参照して説明する。
入力端子１０１および１０２から入力した信号１１１−
Ｉ及び１１１−Ｑは、複素信号をサンプル量子化した信
号系列の実数部、虚数部を表わす。信号１１１−Ｉ及び
１１１−Ｑを受けた前置歪付加回路１２０は、増幅器の
非線形性を補償する為の歪を加えた複素信号を表わす１
２１−Ｉおよび１２１−Ｑを出力する。信号１２１−Ｉ
及び１２１−Ｑはディジタル・アナログ（ＤＡ）変換器
１３０でそれぞれアナログ変換される。直交変調器１４
０ではＤＡ変換器１３０の出力を受けて発振器１４１で
出力を変調し信号１４２を出力する。変調された信号１
４２を入力とする増幅器１５０は出力端子１０４に出力
し、出力の一部は信号１５１となる。振幅計算器１３５
は前置歪付加回路１２０の出力１２０−Ｉ及び１２０−
Ｑの入力により複素信号の振幅を計算し減衰器１６０に
出力する。減衰器１６０は増幅器１５０の出力の一部１
５１と振幅計算器１３５の出力を受けて増幅器１５０の
入力があらかじめ定められた値を超さないように減衰量
を調整する。直交復調器１４５では発振器１４１で減衰
器１６０の出力を復調し複素ベースバンド信号１４９−
Ｉ及び１４９−Ｑを出力する。信号１４９−Ｉ及び１４
９−Ｑはアナログ・ディジタル変換器１７０において、
サンプル量子化される。
Ｉ及び１１１−Ｑは、複素信号をサンプル量子化した信
号系列の実数部、虚数部を表わす。信号１１１−Ｉ及び
１１１−Ｑを受けた前置歪付加回路１２０は、増幅器の
非線形性を補償する為の歪を加えた複素信号を表わす１
２１−Ｉおよび１２１−Ｑを出力する。信号１２１−Ｉ
及び１２１−Ｑはディジタル・アナログ（ＤＡ）変換器
１３０でそれぞれアナログ変換される。直交変調器１４
０ではＤＡ変換器１３０の出力を受けて発振器１４１で
出力を変調し信号１４２を出力する。変調された信号１
４２を入力とする増幅器１５０は出力端子１０４に出力
し、出力の一部は信号１５１となる。振幅計算器１３５
は前置歪付加回路１２０の出力１２０−Ｉ及び１２０−
Ｑの入力により複素信号の振幅を計算し減衰器１６０に
出力する。減衰器１６０は増幅器１５０の出力の一部１
５１と振幅計算器１３５の出力を受けて増幅器１５０の
入力があらかじめ定められた値を超さないように減衰量
を調整する。直交復調器１４５では発振器１４１で減衰
器１６０の出力を復調し複素ベースバンド信号１４９−
Ｉ及び１４９−Ｑを出力する。信号１４９−Ｉ及び１４
９−Ｑはアナログ・ディジタル変換器１７０において、
サンプル量子化される。
減算回路１８０では本未送信されるべき信号である１１
１−Ｉ及び１１１−ＱからＡＤ変換器出力１７０−Ｉ及
び１７０−Ｑをそれぞれ引き算する。つまり、振幅計算
器１３５で前置歪付加回路１２０の出力信号の振幅を計
算しその振幅が予め定められた値（一般には、この値は
増幅器の最大入力振幅値）を超す場合は減衰器１６０の
減衰量を減らす。減衰量が緩められれば増幅器からの帰
還電力が増加し、入力信号（１１１−Ｉ、１１１−Ｑ）
よりも帰還信号（１２１−Ｉ、１２１−Ｑ）が大きくな
る。入力信号よりも帰還信号が大きくなると減算回路１
８０の結果より増幅器の入力が小さくなるように前置歪
付加回路１２０の内容が書き換えられ、増幅器の最大入
力振幅を超さなくなる。また、前置歪付加回路１２０に
おいて信号（１１１−Ｉ、１１１−Ｑ）から信号（１２
１−Ｉ、１２１−Ｑ）への変換が増幅器１５０の非線形
性を補償するように正しく行なっていれば減算回路１８
０の出力は０となる。この出力がＯでないときには、修
正量発生回路１９０において減算回路１８０の出力かに
倍され（ｋは１以下の定数）、前置歪付加回路１２０に
入力し補償歪量を書き換える。
１−Ｉ及び１１１−ＱからＡＤ変換器出力１７０−Ｉ及
び１７０−Ｑをそれぞれ引き算する。つまり、振幅計算
器１３５で前置歪付加回路１２０の出力信号の振幅を計
算しその振幅が予め定められた値（一般には、この値は
増幅器の最大入力振幅値）を超す場合は減衰器１６０の
減衰量を減らす。減衰量が緩められれば増幅器からの帰
還電力が増加し、入力信号（１１１−Ｉ、１１１−Ｑ）
よりも帰還信号（１２１−Ｉ、１２１−Ｑ）が大きくな
る。入力信号よりも帰還信号が大きくなると減算回路１
８０の結果より増幅器の入力が小さくなるように前置歪
付加回路１２０の内容が書き換えられ、増幅器の最大入
力振幅を超さなくなる。また、前置歪付加回路１２０に
おいて信号（１１１−Ｉ、１１１−Ｑ）から信号（１２
１−Ｉ、１２１−Ｑ）への変換が増幅器１５０の非線形
性を補償するように正しく行なっていれば減算回路１８
０の出力は０となる。この出力がＯでないときには、修
正量発生回路１９０において減算回路１８０の出力かに
倍され（ｋは１以下の定数）、前置歪付加回路１２０に
入力し補償歪量を書き換える。
第２図（ａ）、（ｂ）は本発明に用いられる前置歪付加
回路１２０の構成例のブロック図である。第２図（ａ）
では書き換え可能なメモリー（ＲＡＭ）２１０には入力
サンプル値信号に非線形性を補償する為の歪成分を加え
た信号値が記憶され、ＲＡＭ２１０の内容を制御する方
法としてはＲＡＭ２１０出力と修正量発生回路１９０出
力を加算器２２０で加算する。加算結果をＲＡＭ２１０
に書き込むことでＲＡＭ２１０の信号値を適応的に制御
できる。第２図（ｂ）は本発明の前置歪付加回路１２０
のもう１つを構成例のブロック図である。書き換え可能
なメモリー（ＲＡＭ）３１０には非線形性を補償する為
に加える前置歪成分が記憶され第１の加算器３２０にお
いて入力サンプルチ値系列とＲＡＭ３１０出力とを加え
ることによって信号１２１−Ｉ及び１２１−Ｑに相当す
る信号が得られる。ＲＡＭ２１０の内容を制御する方法
としては、（ａ）と同じようにＲＡＭ３１０出力と修正
量発生回路１９０出力を第２の加算器２２０で加算する
。加算結果をＲＡＭ３１０に書き込むことでＲＡＭ３１
０の補償用歪量を適応的に制御できる。
回路１２０の構成例のブロック図である。第２図（ａ）
では書き換え可能なメモリー（ＲＡＭ）２１０には入力
サンプル値信号に非線形性を補償する為の歪成分を加え
た信号値が記憶され、ＲＡＭ２１０の内容を制御する方
法としてはＲＡＭ２１０出力と修正量発生回路１９０出
力を加算器２２０で加算する。加算結果をＲＡＭ２１０
に書き込むことでＲＡＭ２１０の信号値を適応的に制御
できる。第２図（ｂ）は本発明の前置歪付加回路１２０
のもう１つを構成例のブロック図である。書き換え可能
なメモリー（ＲＡＭ）３１０には非線形性を補償する為
に加える前置歪成分が記憶され第１の加算器３２０にお
いて入力サンプルチ値系列とＲＡＭ３１０出力とを加え
ることによって信号１２１−Ｉ及び１２１−Ｑに相当す
る信号が得られる。ＲＡＭ２１０の内容を制御する方法
としては、（ａ）と同じようにＲＡＭ３１０出力と修正
量発生回路１９０出力を第２の加算器２２０で加算する
。加算結果をＲＡＭ３１０に書き込むことでＲＡＭ３１
０の補償用歪量を適応的に制御できる。
（発明の効果）
以上説明したように、本発明の送信機はいかなる変調方
式に対しても自動的に非線形増幅器の特性に合わせて非
線形増幅器の出力が正しい送信信号波形になるようにす
ることができる。また本発明の送信機は減衰器の減衰量
を調製し増幅器の入力が増幅器最大入力振幅を超さない
ようにする事により増幅器出力が胞和値を超えないよう
に制御し変復調器の変換による信号振幅変化や増幅器の
利得の変化にも歪を起こすことなく非線形補償できる。
式に対しても自動的に非線形増幅器の特性に合わせて非
線形増幅器の出力が正しい送信信号波形になるようにす
ることができる。また本発明の送信機は減衰器の減衰量
を調製し増幅器の入力が増幅器最大入力振幅を超さない
ようにする事により増幅器出力が胞和値を超えないよう
に制御し変復調器の変換による信号振幅変化や増幅器の
利得の変化にも歪を起こすことなく非線形補償できる。
第１図は本願の発明の実施例を示すブロック図、第２図
（ａ）、（ｂ）は第１図実施例における前置歪付加回路
の具体例、第３図は非線形増幅器の入力出力特性を示す
図、第４図は従来の適応線形化回路付変調器を示すブロ
ック図、第５図（ａ）、（ｂ）、（ｅ）、（ｄ）は１６
値ＱＡＭの非線形増幅器による歪を示す図、第６図は第
１の従来例の適応型変調器のブロック図、第７図（ａ）
、（ｂ）、（ｅ）は第１の従来例の適応型変調器の各部
の波形を示す図である。 図において、 １０１．１０２・・・入力端子、 １０４・・・出力
端子、１２０・・・前置歪付加回路、 １３０・・・ディジタル・アナログ変換器、１３５・・
・振幅計算器、 １４０・・・直交変調器、１４１
・・・発振器、 １４５・・・直交復調器、１
５０・・・増幅器、 １６０・・・減衰器、１
７０・・・アナログ・ディジタル変換器、１８０・・・
減算回路、 １９０・・・修正量発生回路、２１
０・・・書き換え可能なメモリー（ＲＡＭ）、２２０・
・・加算器、 ３１０・・・書き換え可能なメモリー（ＲＡＭ）、３２
０・・・加算器、 ４０１，４０２，４０３・・・
入力端子、４０４・・・出力端子、 ４２０・・・書き換え可能なメモリー（ＲＡＭ）、４３
０・・・ディジタル・アナログ変換器、４４０・・・直
交変調器、 ４４１・・・発振器、４５０・・・ア
ナログ・ディジタル変換器、４６０・・・減算回路、
４７０・・・修正量発生回路、４８０・・・加算
器、 ６００，６０２・・・入力端子、６０１
−、、出力端子、 ６１０−、ＲＡＭ、 ６２０・
ＲＯＭ。 ６３０・・・ディジタル・アナログ変換器、６３５・・
・帯域制限フィルター、 ６４０・・・直交変調器、６
５１・・・発振器、 ６６０・・・復調器
、６７０・・・アナログ・ディジタル変換器６８０・・
・減算器、 ６９０・・・修正量発生回路、６
９１・・・加算器、をそれぞれ示す。 第 ２ □□□ （ａ） （ｂ） 茅３図 入力振幅 第 ４ 図 ｄ４θ ７７６Ｕ ４４ｙ−υ＄ ５
図 （ａＪ ＜Ｃ＞ 茅 乙 Ｌ４
（ａ）、（ｂ）は第１図実施例における前置歪付加回路
の具体例、第３図は非線形増幅器の入力出力特性を示す
図、第４図は従来の適応線形化回路付変調器を示すブロ
ック図、第５図（ａ）、（ｂ）、（ｅ）、（ｄ）は１６
値ＱＡＭの非線形増幅器による歪を示す図、第６図は第
１の従来例の適応型変調器のブロック図、第７図（ａ）
、（ｂ）、（ｅ）は第１の従来例の適応型変調器の各部
の波形を示す図である。 図において、 １０１．１０２・・・入力端子、 １０４・・・出力
端子、１２０・・・前置歪付加回路、 １３０・・・ディジタル・アナログ変換器、１３５・・
・振幅計算器、 １４０・・・直交変調器、１４１
・・・発振器、 １４５・・・直交復調器、１
５０・・・増幅器、 １６０・・・減衰器、１
７０・・・アナログ・ディジタル変換器、１８０・・・
減算回路、 １９０・・・修正量発生回路、２１
０・・・書き換え可能なメモリー（ＲＡＭ）、２２０・
・・加算器、 ３１０・・・書き換え可能なメモリー（ＲＡＭ）、３２
０・・・加算器、 ４０１，４０２，４０３・・・
入力端子、４０４・・・出力端子、 ４２０・・・書き換え可能なメモリー（ＲＡＭ）、４３
０・・・ディジタル・アナログ変換器、４４０・・・直
交変調器、 ４４１・・・発振器、４５０・・・ア
ナログ・ディジタル変換器、４６０・・・減算回路、
４７０・・・修正量発生回路、４８０・・・加算
器、 ６００，６０２・・・入力端子、６０１
−、、出力端子、 ６１０−、ＲＡＭ、 ６２０・
ＲＯＭ。 ６３０・・・ディジタル・アナログ変換器、６３５・・
・帯域制限フィルター、 ６４０・・・直交変調器、６
５１・・・発振器、 ６６０・・・復調器
、６７０・・・アナログ・ディジタル変換器６８０・・
・減算器、 ６９０・・・修正量発生回路、６
９１・・・加算器、をそれぞれ示す。 第 ２ □□□ （ａ） （ｂ） 茅３図 入力振幅 第 ４ 図 ｄ４θ ７７６Ｕ ４４ｙ−υ＄ ５
図 （ａＪ ＜Ｃ＞ 茅 乙 Ｌ４
Claims (3)
- （１）複素信号をサンプルしたサンプル値信号系列を入
力とし、この入力信号系列を増幅器の非線形性を補償す
るように歪ませ、この歪ませた信号を複素信号のサンプ
ル値系列として出力する前置歪付加回路と；この前置歪
付加回路の出力で変調された信号を生成し前記増幅器へ
出力する直交変調器と；前記前置歪付加回路の出力から
振幅を計算する振幅計算器と；前記増幅器出力を受け前
記振幅計算回路の出力により前記増幅器入力があらかじ
め定められた値を超さないように減衰量を調整し直交復
調器に出力する減衰器と；前記減衰器の出力を復調し複
素信号を得て出力する直交復調器と；この直交復調器の
出力を前記サンプル値信号系列から引き算する減算回路
と；この減算回路の出力を受けて、前記前置歪付加回路
の内容の修正に用いる修正量を計算し前置歪付加回路に
出力する修正量発生回路からなる事を特徴とする送信機
。 - （２）前置歪付加回路をサンプル値信号系列により読み
出しアドレスが与えられ、このサンプル値信号系列を増
幅器の非線形性を補償するように予め歪ませた複素信号
のサンプル値系列を出力する書き換え可能なメモリーと
；このメモリー出力と前記記載の修正量発生回路出力と
を加算する加算器とで構成することを特徴とする特許請
求の範囲第（１）項記載の送信機。 - （３）前置歪付加回路をサンプル値信号系列により読み
出しアドレスが与えられ、増幅器の非線形特性を補償す
る複素表現された歪を出力する書き換え可能なメモリー
と；このメモリーの出力と前記サンプル値信号系列とを
加算する第１の加算回路と；このメモリー出力と前項記
載の修正量発生回路出力とを加算する第２の加算器とで
構成することを特徴とする特許請求の範囲第（１）項記
載の送信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60280609A JPH0773243B2 (ja) | 1985-12-12 | 1985-12-12 | 送信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60280609A JPH0773243B2 (ja) | 1985-12-12 | 1985-12-12 | 送信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62139425A true JPS62139425A (ja) | 1987-06-23 |
| JPH0773243B2 JPH0773243B2 (ja) | 1995-08-02 |
Family
ID=17627419
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60280609A Expired - Lifetime JPH0773243B2 (ja) | 1985-12-12 | 1985-12-12 | 送信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0773243B2 (ja) |
Cited By (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02288535A (ja) * | 1989-04-28 | 1990-11-28 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 送信装置 |
| US5119506A (en) * | 1987-10-10 | 1992-06-02 | The Marconi Company Limited | Circuit for automatically adjusting the rate of change of amplitude of an output signal over selected input signal amplitude bands |
| WO1992022133A1 (en) * | 1991-06-03 | 1992-12-10 | Motorola, Inc. | Power amplifier saturation detection and correction method and apparatus |
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| JP2015233245A (ja) * | 2014-06-10 | 2015-12-24 | Ｎｅｃネットワーク・センサ株式会社 | 歪補正装置、歪補正方法、及び増幅装置 |
Citations (1)
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| JPS60141033A (ja) * | 1983-12-28 | 1985-07-26 | Nec Corp | 音響結合装置 |
-
1985
- 1985-12-12 JP JP60280609A patent/JPH0773243B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60141033A (ja) * | 1983-12-28 | 1985-07-26 | Nec Corp | 音響結合装置 |
Cited By (23)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| DE4291720C2 (de) * | 1991-06-03 | 2001-09-13 | Motorola Inc | Verfahren und Vorrichtung zur Detektion und Beseitigung einer Sättigung bei Leistungsverstärkern |
| JPH06310946A (ja) * | 1993-04-20 | 1994-11-04 | Mitsubishi Electric Corp | 歪補償回路 |
| JPH06311194A (ja) * | 1993-04-21 | 1994-11-04 | Nec Corp | 多値直交振幅変調波歪補償回路 |
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| US6020787A (en) * | 1995-06-07 | 2000-02-01 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for amplifying a signal |
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| WO2001008320A1 (fr) * | 1999-07-28 | 2001-02-01 | Fujitsu Limited | Procede et appareil pour compensation de distorsion de dispositif radio |
| WO2001008319A1 (fr) * | 1999-07-28 | 2001-02-01 | Fujitsu Limited | Dispositif radio avec compensation de distorsion |
| US6567478B2 (en) | 1999-07-28 | 2003-05-20 | Fujitsu Limited | Radio apparatus having distortion compensating function |
| US7020447B2 (en) | 1999-07-28 | 2006-03-28 | Fujitsu Limited | Method and apparatus for compensating for distortion in radio apparatus |
| JP2008295089A (ja) * | 2004-09-21 | 2008-12-04 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 歪補償増幅装置 |
| JP2009523506A (ja) * | 2006-01-20 | 2009-06-25 | ピーアイ デザイン アーゲー | フィルタインサート |
| JP2015233245A (ja) * | 2014-06-10 | 2015-12-24 | Ｎｅｃネットワーク・センサ株式会社 | 歪補正装置、歪補正方法、及び増幅装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0773243B2 (ja) | 1995-08-02 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |