JPH0531326B2 - - Google Patents

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【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、搬送波の振幅及び位相を情報として
用いる変調方式をとる送信機に於いて増幅器の非
線形性を補償するために予め通信信号波形を変形
させ増幅器に送出する変調装置に関するものであ
り、特に変復調器における変換損失の均衡を保つ
ことにより安定制御を行なうものに関する。

（従来の技術） 近年、電波資源が足りなくなつてきていること
から、無線通信では周波数の有効利用を図るため
にチヤンネルの狭帯域化が進んでいる。チヤンネ
ル帯域が狭くなれば、帯域の広がるFM等の非線
形な変調方式よりは、線形な変調方式の方が好ま
しい。これは、デイジタル伝送、アナログ伝送を
問わない。線形変調方式では増幅器の非線形性に
よる送信スペクトルの劣化及び受信特性の劣化が
問題になる。

通常の増幅器の入出力非線形特性には第９図に
示すようにAM−AM変換と呼ばれる出力振幅の
飽和特性と、AM−PM変換と呼ばれる出力位相
の入力振幅による変化がある。入力振幅が飽和点
から十分小さい点では、振幅特性は直線であり位
相の変化もない。しかしながら、入力振幅が飽和
点に近づくにつれ、出力振幅は飽和し、出力位相
は回転し始める。その結果として送信スペクトル
の劣化、及び受信特性の劣化をまねく。第７図ａ
〜ｄはこのような非線形増幅器の信号に対する影
響を16値QAMを例に示している。第７図ａは本
来あるべき送信信号の位相平面における信号点分
布であり、第７図ｂはその時の送信スペクトル分
布である。第７図ｃは動作点を飽和レベルの近く
にした時の増幅器出力の位相平面に於ける信号点
の分布を示す。第７図ｃの信号点は第７図ａの信
号点に比べ歪んでいる。この時の送信スペクトル
は第７図ｄに示すように３次及び５次等奇数次の
相互変調成分が出て、隣接チヤンネルへの干渉の
原因となる。また、受信機は第７図ａの信号点が
送られると、小さい雑音によつて誤りを起こして
しまい、受信特性が劣化する。

送信スペクトル特性及び受信特性の劣化を防ぐ
ために、このような増幅器の非線形性を補償する
必要がある。従来、このような非線形性を補償
し、且つ増幅器特性の時間変化をも補償するデイ
ジタル伝送用の手段として、特願昭56−204120明
細書「適応型変調装置」にあるものがある。第６
図は第１の従来例の適応型変調装置のブロツク図
である。入力端子６００からは送信データ系列が
並列に入力する。第６図中の結線上の斜線は複数
の結線を示す。送信データ系列は第１のメモリー
であるランダム・アクセス・メモリー６１０
｛RAM（Random Access Memory）｝及び、第
２のメモリーであるリード・オンリー・メモリー
６２０｛ROM（Read Only Memory）｝のアド
レスとなる。ROM６２０には第７図ａのような
本来の信号点配置が複素数数値として記憶されて
おり、RAM６１０の内容は非線形増幅器出力が
正しい信号点になるよう歪ませた値が同じく複素
数数値として入れられている。RAM６１０の出
力はデイジタル・アナログ変換器６３０でアナロ
グ信号に変換された後帯域制限フイルター６３５
で帯域制限され変調器６４０で発振器６５１の出
力を直交変調し端子６０１から非線形増幅器へ出
力される。RAM６１０の内容を適応的に変換さ
せる為に、非線形増幅器の出力端子６０２から入
力し復調器６６０で発振器６５１の出力を用いて
復調する。復調器６６０で復調された信号は、ア
ナログ・デイジタル変換器６７０で複素デイジタ
ル信号に変換される。この復調された複素デイジ
タル信号をROM６２０から読み出される本来あ
るべき信号から減算回路６８０で減算し、その結
果を修正量発生回路６９０で一定係数ｋ倍して
（RAMの値を早く収束させる為に一般には１よ
り十分小さい値にする）、RAM６１０から読み
出された出力に加算回路６９１で加える。もし
も、復調された値がROM６２０からの本来ある
べき値よりも大きい時はRAM６１０の内容を小
さくする様に制御し、復調された値がROM６２
０からの本来あるべき値よりも小さい時はRAM
６１０の内容を大きくする様に制御する。この様
にする事により非線形増幅器の入出力特性がたと
え変化しても、常に非線形増幅器の出力、すなわ
ち端子６０２からの入力信号が第７図ａのように
正しい信号点配置になるようにRAM６１０の内
容を制御する事が出来る。

しかしながら、この様な第１の従来の方式では
受信特性の劣化を防ぐ事は出来ても、送信スペク
トルの劣化は防ぐ事が出来ない。例えば、帯域制
限された４値信号が第８図ａの実線のように示さ
れるものとすると、増幅器により歪を受けた時第
８図ａの破線のようになる。この様な軌跡の変化
がスペクトルの劣化をまねく。RAM６１０は、
各シンボル点での信号点を出力するだけであり、
フイルター６３５の出力は第８図ｂの様になる。
さらにこれに歪が加わると第８図ｃの実線の様に
なる。ところが、本来あるべき信号軌跡である第
８図ｅの破線とは一致しないから、送信スペクト
ルは十分改善されない。なぜなら、第６図の様な
線形回路は、シンボル点での線形性のみを補償
し、途中の軌跡までは補償しないからである。更
に第６図の様な構成をとるデイジタル信号伝送に
しか応用できない。

このような欠点を克服し、増幅器の非線形性に
より送信スペクトルの劣化が起こらないように増
幅器の非線形を補償できる変調装置には、特願昭
60−057138がある。第３図は特願昭60−057138明
細書「変調装置」に示された第２の従来例のブロ
ツク図である。振幅計算回路３１０において、入
力してきた複素サンプル値信号系列３１１−Ｉ，
３１１−Ｑの振幅を計算し、計算された量子化振
幅値をアドレスとして書き換え可能なメモリー
（RAM）３２０から非線形補償用の複素表現さ
れた歪３２１，３２２を出力する。信号３２１，
３２２及び３１１−Ｉ，３１１−Ｑを受けて、信
号生成回路３２５では非線形歪を補償した信号３
２１−Ｉ，３２１−Ｑが生成される。信号３２１
−Ｉ，３２１−Ｑは、DA変換器３３０でアナロ
グ信号となり、直交変調器３４０で変調され、出
力端子３０４から非線形増幅器（図示せず）に入
力する。非線形増幅器の一部は、直交復調器３４
５で復調され、復調された信号はAD変換器３５
０でサンプルされる。AD変換器３５０出力３５
１−Ｉ，３５１−Ｑは、入力信号３１１−Ｉ，３
１１−Ｑと共に誤差検出回路３６０に入力され
る。誤差検出回路３６０出力は、RAM３２０出
力である３２１，３２２と共に修正用信号生成回
路３７０に入力される。修正用信号生成回路３５
０出力によつてRAM３２０の内容が適応的に制
御される。第４図に、信号生成回路３３０の具体
例をブロツク図で示す。RAM３２０の出力３２
１，３２２が極座標表現されている場合の例を示
す。入力信号３１１−Ｉ，３１１−Ｑを、座標変
換回路４２０で出力信号の振幅を表わす４２１−
ｒと、位相を表わす信号４２１−θとに変換され
る。ここで信号３２１が歪成分の振幅、信号３２
２が歪成分の位相を表現しているとすると、加算
回路４３０において信号３２１と信号４２１−ｒ
を加算することで、非線形を補償した信号振幅成
分が求まる。また、信号３２２と信号４２１−θ
を加算回路４３５で加算することにより非線形を
補償した信号の位相成分が求まる。従つて座標変
換回路４２５において、加算回路４３０及び４３
５出力を直交座標表示された信号に変換すること
によつて信号３２１−Ｉ，３２１−Ｑが得られ
る。

第５図ａには、第３図における誤差検出回路３
４０の具体例を、ｂには修正用信号生成回路３５
０の具体例を示す。第５図ａには、RAM３２０
に補償用の歪が極座標表現で記憶されている場合
の例を示す。入力信号３１１−Ｉ，３１１−Ｑは
座標変換器５２０で極座標表現された信号５２０
−ｒ，５２１−θに変換される。また、AD変換
器出力３５１−Ｉ，３５１−Ｑもまた座標変換器
出力５４０で極座標表現された信号５４１−ｒ，
５４１−θに変換される。減算回路５３０で５２
１−ｒから５４１−ｒを引き算し、減算回路５３
５で５２１−θから５４１−θを引き算する。こ
の引き算結果が検出すべき誤差となる。この場合
の修正用信号生成回路３７０の構成は第５図ｃで
構成される。減算回路５３０，５３５の出力が入
力端子５０３，５０４から入力し訂正信号生成回
路５６０でｐ（ｐは１以下の定数）倍される。
RAM３２０出力３２１，３２２から訂正信号生
成回路５６０出力を減算回路５７０で引き算す
る。この減算結果をRAM３２０に書き込むこと
で適応制御が可能になる。

この様にする事により自動的に非線形増幅器の
特性に合わせて非線形増幅器の出力が正しい送信
信号波形になるようにする事が出来る。

（発明が解決しようとする問題点） このような従来の方式では非線形増幅器の入力
特性の変化には追従できるが、変復調器における
周波数変換時の変換損失の不均衡より信号電力が
変化すると送信スペクトルの劣化を防ぐことは出
来ない場合がある。

通常用いる直交変復調器は複素信号を実数成分
と虚数成分をそれぞれ互いに90°位相のずれた搬
送波と掛け合わせて変復調する。変調器ではベー
スバンド信号をRF信号に変換する際ミキサーに
よる変換損失が生ずる。この変換損失が実数成分
と虚数成分とで異なると同一振幅の変調器入力に
対し変調器出力信号の増幅器での歪量が異なる。
図２を用いて説明すると、原点Ｏを中心とする円
を考える。直交変調器入力信号が、円周上の点で
表わされる時、円周上にのる信号点の振幅はすべ
てｒである。しかし、変調の際、実数成分及び虚
数成分の変換損失が異なり、例えば、実数成分が
本来あるべき信号波形より小さくなるとその変調
器出力信号は破線の様に楕円形になる。これは、
変調器入力では点Ａ及び点Ｂの信号振幅は等しく
ｒであるにもかかわらず変調器出力では、２つの
信号振幅は異なる。２つの信号振幅が異なると、
増幅器での非線形歪量も異なり同一振幅の入力信
号に対し、複数レベルの歪が存在する事になるの
で振幅を制御しての正確な非線形補償は出来な
い。また復調器でも同様の事が言え、変換損失が
実数成分と虚数成分とで異なると同一振幅の復調
器入力に対し復調後の信号振幅が異なる。この信
号を入力サンプル値信号系列と減算しても同一振
幅に対する付加歪量が定まらず安定制御は出来な
い。

そこで本発明の目的は、このような変復調時の
欠点を克服し、増幅器の非線形性や変復調器の周
波数変換損失の不均衡による送信スペクトルの劣
化が起こらないように制御する送信機を提供する
事にある。

（問題点を解決するための手段） 前述の問題点を解決するために本発明が提供す
る送信機は、複素信号を１組の極座標表現したサ
ンプル値信号系列を第１のサンプル値信号系列と
して入力し、この入力信号系列を増幅器の非線形
性を補償するように予め歪ませ、この歪ませた信
号を１組の極座標表現された第２のサンプル値信
号系列として出力する前置歪付加回路と；この前
置歪付加回路の出力を１組の極座標表現された信
号から１組の直交座標表現された信号に変換する
第１の座標変換器と；前記座標変換器出力の第１
の出力信号を入力とする第１の増幅器と；前記第
１の増幅器出力信号を変調する第１の変調器と；
前記座標変換器出力の第２の出力信号を前記第１
の変調器の搬送波と直交する搬送波で変調する第
２の変調器と；前記第１及び第２の変調器出力信
号の実効値を計算し前記第１及び第２の変調器出
力信号の平均電力を等しくするように前記第１の
増幅器の利得を調整する制御信号を前記第１の増
幅器に出力する第１の実効値計算回路と；前記第
１及び第２の変調器出力信号を加算する加算器
と；前記加算器出力信号を入力する第２の増幅器
と；前記第２の増幅器出力信号の一部を入力信号
とする第３の増幅器と；前記第３の増幅器出力信
号を復調する第１の復調器と；前記第２の増幅器
出力信号を前記第１の変調器の搬送波と直交する
搬送波で復調する第２の復調器と；前記第１及び
第２の復調器出力信号の実効値を計算し前記第１
及び第２の復調器出力信号の平均電力を等しくす
るように前記第３の増幅器の利得を調整する制御
信号を前記第３の増幅器に出力する第２の実効値
計算回路と；前記第１及び第２の復調器出力信号
を１組の直交座標表現された信号からの１組の極
座標表現された信号へ変換する第２の座標変換器
と；前記第１のサンプル値信号系列から前記第２
の座標変換器出力を引き算する減算回路と；この
減算回路の出力を受けて、前記前置歪付加回路の
内容の修正に用いる修正量を計算し前置歪付加回
路に出力する修正量発生回路とで構成することを
特徴とする。

（作用） 本発明では、変調器では一組の極座標表現され
た前置歪付加回路出力信号を座標変換器で直交座
標変換したあとの一組の変調信号からその実効値
を計算し、２つの変調信号の平均電力が等しくな
るように１つの変調信号電力を制御することによ
り変調器出力の周波数の変換損失の均衡を保つも
のである。また同様に、復調側においても復調信
号の周波数の変換損失の均衡を保つものである。
こうすることにより安定制御が行なえ増幅器や変
復調器の変化にも適応でき回路の不安定性は極め
て少なくなる。

（実施例） 次に本願の発明の実施例を挙げこの発明を一層
詳しく説明する。

本発明の１実施例について第１図を参照して説
明する。入力端子５１および５２から入力した信
号１００−ｒ及び１００−θは、複素信号を極座
標表現しサンプル量子化した信号系列の振幅成分
及び位相成分を表わす。信号１００−ｒ及び１０
０−θを受けた前置歪付加回路１１０は、増幅器
の非線形性を補償する為の歪を加えて複素信号を
極座標表現した信号１１１−ｒ及び１１１−θを
出力する。座標変換器１２０では入力１１１−ｒ
及び１１１−θを直交座標表現した信号１２１−
Ｉ及び１２１−Ｑを出力する。信号１２１−Ｉ及
び１２１−Ｑはデイジタル・アナログ（DA）変
換器１３０でそれぞれアナログ変換され、１３１
−Ｉ及び１３１−Ｑとなつて出力される。１３１
−Ｉを入力とする増幅器１４５は制御信号１５１
を受けて信号１４１−Ｉと信号１４１−Ｑの平均
電力が等しくなるように増幅器１４５の利得を制
御し信号１４６を出力する。実効値計算器１５０
の具体例を第１０図にブロツク図で示す。この実
効値計算器１５０ではダイオードを用いた２つの
二乗検波器１０１０−Ｉ，１０１０−Ｑと２つの
平滑回路（例えば積分器）１０２０−Ｉ，１０２
０−Ｑにより変調器出力の実効値を計算し、減算
器１０３０で両信号の長い時間での平均電力の差
をとり、その差に比例した制御信号１５１が得ら
れる。この制御信号１５１を受けて増幅器１４５
の利得を制御する。この増幅器１４５の利得制御
には、トランジスタ増幅器のベース電流を制御す
る方法がある。加算器１６０では信号１４１−Ｉ
と１４１−Ｑを加算し複素信号に直して増幅器１
７０に出力する。増幅器１７０の出力は出力端子
５３に出力されその１部は信号１７１となる。信
号１７１を入力とする増幅器２４５は制御信号２
５１を受けて増幅器２４５の利得を制御し信号２
４６を出力する。信号２４６及び１７１はそれぞ
れ復調器であるミキサー２４０−Ｉ，２４０−Ｑ
で発振器１８０の出力信号により復調されベース
バンド信号２４１−Ｉ及び２４１−Ｑとなる。実
効値計算器２５０はベースバンド信号２４１−Ｉ
及び２４１−Ｑを入力とし２つの平滑回路（例え
ば積分器）により両信号の実効値を計算し、両信
号の平均電力の差に比例した制御信号２５１を出
力する。変調器と同様に、この制御信号２５１を
受けて増幅器２４５の利得を制御する。ベースバ
ンド信号２４１−Ｉ及び２４１−Ｑはアナログ・
デイジタル（AD）変換器２３０においてサンプ
ル量子化され、信号２３１−Ｉ及び２３１−Ｑと
なる。座標変換器２２０では直交座標表現された
入力信号２３１−Ｉ及び２３１−Ｑを極座標表現
した信号２２１−ｒ及び２２１−θに変換し出力
する。減算回路２００では本来送信されるべき信
号である１００−ｒ及び１００−θから座標変換
器出力２２１−γ及び２２１−θをそれぞれ引き
算する。前置歪付加回路１１０において信号１０
０−ｒ，１００−θから信号１１１−Ｉ，１１１
−Ｑへの変換が増幅器１７０の非線形性を補償す
るように正しく行なつていれば減算回路２００の
出力は０となる。この出力が０でないときには、
修正量発生回路２１０において減算回路２００出
力がｐ倍され（ｐは１以下の定数）、前置歪付加
回路１１０に入力し補償歪量を書き換える。ま
た、変復調の際の変換損失を均衡に保つように増
幅器１４５及び増幅器２４５の利得を調整し増幅
器入力が増幅器の最大入力振幅を越さなければ減
算器２００の出力は０となる。また、本実施例で
は増幅器１４５及び２４５の出力をミキサー１４
０−Ｉ，２４０−Ｉの入力としたが、増幅器とミ
キサーを入れ替えミキサー１４０−Ｉ，２４０−
Ｉの出力を増幅器１４５及び２４５出力の入力と
しても本発明の目的は達せられる。

（発明の効果） 以上に詳しく説明したように、本発明の送信機
はいかなる変調方式に対しても自動的に非線形増
幅器の特性に合わせて非線形増幅器の出力が正し
い送信信号波形になるようにすることができる。
本発明の送信機における変復調での利得制御は変
復調による周波数の変換損失の不均衡による信号
波形の変化に対するもので、変復調器の変換によ
る信号振幅変化や増幅器の利得の変化にも歪を起
こすことなく非線形補償できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本願の発明の一実施例を示すブロツク
図、第２図は第１図実施例における変復調器での
周波数変換損失による信号軌跡、第３図は従来の
適応線形化回路付変調器を示すブロツク図、第４
図は第３図の信号生成回路を示すブロツク図、第
５図ａは第３図の誤差検出回路の具体例を示すブ
ロツク図、第５図ｂは第３図の修正用信号生成回
路の具体例を示すブロツク図、第６図は第１の従
来例の適応型変調装置を示すブロツク図、第７図
ａ，ｂ，ｃ，ｄは16値QAMの非線形増幅器によ
る歪を示す図、第８図ａ，ｂ，ｃは第１の従来例
の適応線形化回路付変調器の各部の波形を示す
図、第９図は非線形増幅器の入力出力特性を示す
図、第１０図は第１図の実効値計算器１５０の一
具体例を示すブロツク図である。 ５１，５２……入力端子、５３……出力端子、
１１０……前置歪付加回路、１２０，２２０……
座標変換器、１３０……デイジタル・アナログ変
換器、１４０−Ｉ，１４０−Ｑ……変調器である
ミキサー、１４５，１７０，２４５……増幅器、
１５０，２５０……実効値計算器、１６０……加
算器、１８０……発振器、２００……減算回路、
２１０……修正量発生回路、２３０……アナロ
グ・デイジタル変換器、２４０−Ｉ，２４０−Ｑ
……復調器であるミキサー、３０１，３０２，３
０３……入力端子、３０４……出力端子、３１０
……振幅計算回路、３２０……書き換え可能なメ
モリー（RAM）、３２５……信号生成回路、３
３０……デイジタル・アナログ変換器、３４０…
…直交変調器、３４１……発振器、３４５……直
交復調器、３５０……アナログ・デイジタル変換
器、３６０……誤差検出回路、３７０……修正用
信号生成回路、４０１，４０２，４０３，４０４
……入力端子、４２０，４２５……座標変換器、
４３０，４３５……加算器、５０３，５０４……
入力端子、５０５，５０６……出力端子、５２
０，５４０……座標変換器、５３０，５３５，５
７０……減算回路、５６０……訂正信号生成回
路、６００，６０２……入力端子、６０１……出
力端子、６１０……RAM、６２０……ROM、
６３０……デイジタル・アナログ変換器、６３５
……帯域制限フイルター、６４０……直交変調
器、６５１……発振器、６６０……復調器、６７
０……アナログ・デイジタル変換器、６８０……
減算器、６９０……修正量発生回路、６９１……
加算器、１０１０−Ｉ，１０１０−Ｑ……二乗検
波器、１０２０−Ｉ，１０２０−Ｑ……平滑回
路、１０３０……減算器。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 複素信号を１組の極座標表現したサンプル値
   信号系列を第１のサンプル値信号系列として入力
   し、この入力信号系列を増幅器の非線形性を補償
   するように予め歪ませ、この歪ませた信号を１組
   の極座標表現された第２のサンプル値信号系列と
   して出力する前置歪付加回路と；この前置歪付加
   回路の出力を１組の極座標表現された信号から１
   組の直交座標表現された信号に変換する第１の座
   標変換器と；前記座標変換器出力の第１の出力信
   号を入力とする第１の増幅器、；前記第１の増幅
   器出力信号を変調する第１の変調器と；前記座標
   変換器出力の第２の出力信号を前記第１の変調器
   の搬送波と直交する搬送波で変調する第２の変調
   器と；前記第１及び第２の変調器出力信号の実効
   値を計算し前記第１及び第２の変調器出力信号の
   平均電力を等しくするように前記第１の増幅器の
   利得を調整する制御信号を前記第１の増幅器に出
   力する第１の実効値計算回路と；前記第１及び第
   ２の変調器出力信号を加算する加算器と；前記加
   算器出力信号を入力する第２の増幅器と；前記第
   ２の増幅器出力信号の一部を入力信号とする第３
   の増幅器と；前記第３の増幅器出力信号を復調す
   る第１の復調器と；前記第２の増幅器出力信号を
   前記第１の変調器の搬送波と直交する搬送波で復
   調する第２の復調器と；前記第１及び第２の復調
   器出力信号の実効値を計算し前記第１及び第２の
   復調器出力信号の平均電力を等しくするように前
   記第３の増幅器の利得を調整する制御信号を前記
   第３の増幅器に出力する第２の実効値計算回路
   と；前記第１及び第２の復調器出力信号を１組の
   直交座標表現された信号から１組の極座標表現さ
   れた信号へ変換する第２の座標変換器と；前記第
   １のサンプル値信号系列から前記第２の座標変換
   器出力を引き算する減算回路と；この減算回路の
   出力を受けて、前記前置歪付加回路の内容の修正
   に用いる修正量を計算し前置歪付加回路に出力す
   る修正量発生回路とで構成することを特徴とする
   送信機。