JP3534414B2 - 適応型前置補償器においてベースバンド・デジタル誤差信号を与える装置および方法 - Google Patents
適応型前置補償器においてベースバンド・デジタル誤差信号を与える装置および方法Info
- Publication number
- JP3534414B2 JP3534414B2 JP52622796A JP52622796A JP3534414B2 JP 3534414 B2 JP3534414 B2 JP 3534414B2 JP 52622796 A JP52622796 A JP 52622796A JP 52622796 A JP52622796 A JP 52622796A JP 3534414 B2 JP3534414 B2 JP 3534414B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- digital
- analog
- error signal
- data input
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
- H03F1/3258—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits based on polynomial terms
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
- H03F1/3247—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits using feedback acting on predistortion circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/57—Separate feedback of real and complex signals being present
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2201/00—Indexing scheme relating to details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements covered by H03F1/00
- H03F2201/32—Indexing scheme relating to modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F2201/3233—Adaptive predistortion using lookup table, e.g. memory, RAM, ROM, LUT, to generate the predistortion
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Algebra (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Mathematical Analysis (AREA)
- Mathematical Optimization (AREA)
- Pure & Applied Mathematics (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
発明の分野
本発明は、一般に、増幅器の線形化に関し、さらに詳
しくは、デジタル前置補償器に関する。
しくは、デジタル前置補償器に関する。
発明の背景
増幅器は、クリッピングまたはクロスオーバ歪みのた
めシステムに非線形性を発生する。一般に、増幅器は、
入力が線形比例出力を生成する動作範囲を有する。多く
の用途では、入力が線形動作範囲よりも大きい範囲とな
ることができる場合に効率の向上が達成できる。クリッ
ピングとは、増幅器が線形動作範囲よりも高い入力によ
って駆動され、出力において比例増加を生成できないと
きに生じる非線形性である。クロスオーバ歪みとは、増
幅器が増幅器の線形動作範囲以下の入力で駆動される場
合に生じる非線形性である。これらの非線形性は、相互
変調成分を生成し、許容バンド外に出力の周波数スペク
トルと拡大する。
めシステムに非線形性を発生する。一般に、増幅器は、
入力が線形比例出力を生成する動作範囲を有する。多く
の用途では、入力が線形動作範囲よりも大きい範囲とな
ることができる場合に効率の向上が達成できる。クリッ
ピングとは、増幅器が線形動作範囲よりも高い入力によ
って駆動され、出力において比例増加を生成できないと
きに生じる非線形性である。クロスオーバ歪みとは、増
幅器が増幅器の線形動作範囲以下の入力で駆動される場
合に生じる非線形性である。これらの非線形性は、相互
変調成分を生成し、許容バンド外に出力の周波数スペク
トルと拡大する。
前置補償（predistortion）とは、以降の非線形増幅
の結果、入力に線形比例する出力が得られるように入力
をスケーリングする方法である。時間とともに変化しな
い非線形性について、固定前置補償方法が用いられてき
たが、多くの増幅器用途では、温度または動作容量のた
めに時間とともに変化する非線形性が発生する。時間と
ともに変化する非線形性について、適応型前置補償方法
を適用しなければならない。適応型前置補償では、入力
は増幅器の現在の状態に基づいて、複数の倍率（scalin
g factor）のうちの一つでスケーリングされる。増幅器
の状態が変化すると、線形動作からの増幅器出力の偏差
（deviation）を最小限に抑えることに基づいて、倍率
は再計算される。この偏差は誤差信号である。一般に、
誤差信号は、増幅器出力のほんのわずかな割合である。
誤差信号の分解能の低下は、線形器（linearizer）を利
用することの効果の低下に直接つながる。前置補償器を
適応させる好適な方法は、ベースバンドでデジタル処理
を利用することである。
の結果、入力に線形比例する出力が得られるように入力
をスケーリングする方法である。時間とともに変化しな
い非線形性について、固定前置補償方法が用いられてき
たが、多くの増幅器用途では、温度または動作容量のた
めに時間とともに変化する非線形性が発生する。時間と
ともに変化する非線形性について、適応型前置補償方法
を適用しなければならない。適応型前置補償では、入力
は増幅器の現在の状態に基づいて、複数の倍率（scalin
g factor）のうちの一つでスケーリングされる。増幅器
の状態が変化すると、線形動作からの増幅器出力の偏差
（deviation）を最小限に抑えることに基づいて、倍率
は再計算される。この偏差は誤差信号である。一般に、
誤差信号は、増幅器出力のほんのわずかな割合である。
誤差信号の分解能の低下は、線形器（linearizer）を利
用することの効果の低下に直接つながる。前置補償器を
適応させる好適な方法は、ベースバンドでデジタル処理
を利用することである。
従って、適応型前置補償器においてベースバンド・デ
ジタル誤差信号を与える方法および装置が必要とされ
る。
ジタル誤差信号を与える方法および装置が必要とされ
る。
図面の簡単な説明
第１図は、適応型前置補償器の従来のブロック図であ
る。
る。
第２図は、本発明による適応型前置補償器においてベ
ースバンド・デジタル誤差信号を与える装置の好適な実
施例のブロック図である。
ースバンド・デジタル誤差信号を与える装置の好適な実
施例のブロック図である。
第３図は、本発明による適応型前記補償器においてベ
ースバンド・デジタル誤差信号を与える装置の別の好適
な実施例のブロック図である。
ースバンド・デジタル誤差信号を与える装置の別の好適
な実施例のブロック図である。
第４図は、本発明による適応型前置補償器においてベ
ースバンド・デジタル誤差信号を与える装置を利用す
る、適応型前置補償器の一実施例のブロック図である。
ースバンド・デジタル誤差信号を与える装置を利用す
る、適応型前置補償器の一実施例のブロック図である。
第５図は、本発明による適応型前記補償器においてベ
ースバンド・デジタル誤差信号を与える方法の段階の一
実施例のフロー図である。
ースバンド・デジタル誤差信号を与える方法の段階の一
実施例のフロー図である。
好適な実施例の詳細な説明
一般に、本発明は、適応型前置補償器においてベース
バンド・デジタル誤差信号を生成する装置および方法を
提供する。送信増幅器は、特定の線形条件を満たすよう
に設計される。一般に、相互変調歪み、すなわち、テス
ト正弦波信号の累乗と、増幅器非線形性によって生じる
スペクトル成分との間の比率は、すべての許容入力パワ
ー・レベルについて25dB以上である。従って、増幅器サ
ンプルの線形部分を除去できれば、残りの非線形部分は
サンプル全体よりも25dBパワーが低い。この概念は、実
際的な線形器の構築において利用できる。
バンド・デジタル誤差信号を生成する装置および方法を
提供する。送信増幅器は、特定の線形条件を満たすよう
に設計される。一般に、相互変調歪み、すなわち、テス
ト正弦波信号の累乗と、増幅器非線形性によって生じる
スペクトル成分との間の比率は、すべての許容入力パワ
ー・レベルについて25dB以上である。従って、増幅器サ
ンプルの線形部分を除去できれば、残りの非線形部分は
サンプル全体よりも25dBパワーが低い。この概念は、実
際的な線形器の構築において利用できる。
参照番号100である第１図は、適応型前置補償器の従
来のブロック図である。適応型前置補償器は、メモリ・
ルックアップ・エンコーダ（102），ランダム・アクセ
ス・メモリ（104），デジタル／アナログ・コンバータ
（106）、直交変調器（108），無線周波数増幅器（11
0），帯域通過フィルタ（112），アンテナ（114），直
交復調器（116），アナログ／デジタル・コンバータ（1
18）および線形化プロセッサ（120）によって構成され
る。
来のブロック図である。適応型前置補償器は、メモリ・
ルックアップ・エンコーダ（102），ランダム・アクセ
ス・メモリ（104），デジタル／アナログ・コンバータ
（106）、直交変調器（108），無線周波数増幅器（11
0），帯域通過フィルタ（112），アンテナ（114），直
交復調器（116），アナログ／デジタル・コンバータ（1
18）および線形化プロセッサ（120）によって構成され
る。
データ入力（122）は、ランダム・アクセス・メモリ
（104）から倍率（124）をアクセスするため、メモリ・
ルックアップ・エンコーダ（102）によって符号化され
る。倍率（124）は、線形化プロセッサ（120）において
データ入力を乗算して、スケーリングされた入力（12
8）を生成する。このスケーリングされた入力（128）
は、デジタル／アナログ・コンバータ（106）によって
デジタル／アナログ変換され、直交変調器（108）によ
ってアップコンバートされる。アップコンバートされた
信号（130）は、無線周波数増幅器（110）によって増幅
され、増幅出力（132）となる。スケーリングと、それ
に続く増幅により、無線周波数増幅器（110）の線形性
に関係なく、データ入力（122）にほぼ線形比例する増
幅出力（132）が得られる。増幅出力（132）は、帯域通
過フィルタ（112）によって濾波され、アンテナ（114）
によって送信される。
（104）から倍率（124）をアクセスするため、メモリ・
ルックアップ・エンコーダ（102）によって符号化され
る。倍率（124）は、線形化プロセッサ（120）において
データ入力を乗算して、スケーリングされた入力（12
8）を生成する。このスケーリングされた入力（128）
は、デジタル／アナログ・コンバータ（106）によって
デジタル／アナログ変換され、直交変調器（108）によ
ってアップコンバートされる。アップコンバートされた
信号（130）は、無線周波数増幅器（110）によって増幅
され、増幅出力（132）となる。スケーリングと、それ
に続く増幅により、無線周波数増幅器（110）の線形性
に関係なく、データ入力（122）にほぼ線形比例する増
幅出力（132）が得られる。増幅出力（132）は、帯域通
過フィルタ（112）によって濾波され、アンテナ（114）
によって送信される。
増幅器の回路特性は時間とともにずれることが知られ
ているので、無線周波数増幅器（110）の線形性も時間
とともに変化することがある。そのため、ランダム・ア
クセス・メモリ（104）の更新を可能にするために、フ
ィードバック経路が必要となる。増幅出力（132）のサ
ンプル（134）は、直交復調器（116）によって復調さ
れ、アナログ／デジタル・コンバータ（118）を用いて
デジタルに変換され、デジタル・フィードバック信号
（136）となる。サンプル（134）は、減衰された増幅出
力に相当する。デジタル・フィードバック信号（136）
およびデータ入力（122）は、線形化プロセッサ（120）
によって用いられ、ランダム・アクセス・メモリ（10
4）において変更倍率（revised scaling factor）を判
定する。
ているので、無線周波数増幅器（110）の線形性も時間
とともに変化することがある。そのため、ランダム・ア
クセス・メモリ（104）の更新を可能にするために、フ
ィードバック経路が必要となる。増幅出力（132）のサ
ンプル（134）は、直交復調器（116）によって復調さ
れ、アナログ／デジタル・コンバータ（118）を用いて
デジタルに変換され、デジタル・フィードバック信号
（136）となる。サンプル（134）は、減衰された増幅出
力に相当する。デジタル・フィードバック信号（136）
およびデータ入力（122）は、線形化プロセッサ（120）
によって用いられ、ランダム・アクセス・メモリ（10
4）において変更倍率（revised scaling factor）を判
定する。
ランダム・アクセス・メモリ（104）に格納された倍
率は、データ入力（122）とデジタル・フィードバック
信号（132）との間の差に基づいて、線形化プロセッサ
において更新される。更新式は次式の通りである： rn+1＝rn−an＊（Rn−Gn） ここで、rn+1は新たな倍率で、rnは前回の倍率で、anは
ｎが増加するにつれて減少する傾向のある係数であり、
Rnはデジタル・フィードバック信号（136）の大きさで
あり、Gnはデータ入力（122）のスケーリングされたも
のである。
率は、データ入力（122）とデジタル・フィードバック
信号（132）との間の差に基づいて、線形化プロセッサ
において更新される。更新式は次式の通りである： rn+1＝rn−an＊（Rn−Gn） ここで、rn+1は新たな倍率で、rnは前回の倍率で、anは
ｎが増加するにつれて減少する傾向のある係数であり、
Rnはデジタル・フィードバック信号（136）の大きさで
あり、Gnはデータ入力（122）のスケーリングされたも
のである。
参照番号200である第２図は、本発明による適応型前
置補償器においてベースバンド・デジタル誤差信号を与
える装置の好適な実施例のブロック図である。ベースバ
ンド・デジタル誤差信号を与える装置は、搬送波キャン
セレーション回路（202），直交復調器（204）およびア
ナログ／デジタル・コンバータ（206）によって構成さ
れる。
置補償器においてベースバンド・デジタル誤差信号を与
える装置の好適な実施例のブロック図である。ベースバ
ンド・デジタル誤差信号を与える装置は、搬送波キャン
セレーション回路（202），直交復調器（204）およびア
ナログ／デジタル・コンバータ（206）によって構成さ
れる。
搬送波キャンセレーション回路（202）は、増幅出力
に基づく第１信号（208）と、データ入力に基づく第２
信号（210）とを受信する。搬送波キャンセレーション
回路（202）は、第１信号（208）と第２信号（210）と
の間の差として、高周波アナログ誤差信号（212）を導
出する。第２信号（210）は、ベースバンドから無線周
波数にアップコンバートされ、かつループを介して全遅
延に等しい時間量だけ遅延されたデータ入力である。こ
れは、メモリ・ルックアップ・エンコーダ，ランダム・
アクセス・メモリ，デジタル／アナログ・コンバータ，
直交変調器，無線周波数増幅器および出力結合器など、
第１図に図示した要素と同様な要素を含む。第１信号
（208）は、出力結合器によって減衰された増幅出力で
ある。一般に、増幅器の公称利得および減衰量は測定可
能である。減衰量が公称利得に等しい場合、第１および
第２信号は振幅整合され、その差は一方の信号を反転
し、これを無線周波数合成器を利用して他方の信号と合
成することによって与えられる。減衰量が公称利得と等
しくない場合、減衰量を加算することによって一方の信
号を他方の信号と振幅整合しなければならない。第１信
号（208）および第２信号（210）の位相が差動測定にお
ける一定のオフセットを示す場合、一方または両方の信
号を位相シフトして、位相整合を行なわなければならな
い。
に基づく第１信号（208）と、データ入力に基づく第２
信号（210）とを受信する。搬送波キャンセレーション
回路（202）は、第１信号（208）と第２信号（210）と
の間の差として、高周波アナログ誤差信号（212）を導
出する。第２信号（210）は、ベースバンドから無線周
波数にアップコンバートされ、かつループを介して全遅
延に等しい時間量だけ遅延されたデータ入力である。こ
れは、メモリ・ルックアップ・エンコーダ，ランダム・
アクセス・メモリ，デジタル／アナログ・コンバータ，
直交変調器，無線周波数増幅器および出力結合器など、
第１図に図示した要素と同様な要素を含む。第１信号
（208）は、出力結合器によって減衰された増幅出力で
ある。一般に、増幅器の公称利得および減衰量は測定可
能である。減衰量が公称利得に等しい場合、第１および
第２信号は振幅整合され、その差は一方の信号を反転
し、これを無線周波数合成器を利用して他方の信号と合
成することによって与えられる。減衰量が公称利得と等
しくない場合、減衰量を加算することによって一方の信
号を他方の信号と振幅整合しなければならない。第１信
号（208）および第２信号（210）の位相が差動測定にお
ける一定のオフセットを示す場合、一方または両方の信
号を位相シフトして、位相整合を行なわなければならな
い。
直交復調器（204）は、搬送波キャンセレーション回
路に動作可能に結合され、高周波アナログ誤差信号（21
2）を復調することによりベースバンド・アナログ誤差
信号（214）を導出する。ベースバンド・アナログ誤差
信号（214）は、同相成分と直交相成分の両方を有する
ベクトルである、直交復調器（204）は、各成分をベー
スバンドにダウンコンバートするため２つの無線周波数
ミキサを含む。
路に動作可能に結合され、高周波アナログ誤差信号（21
2）を復調することによりベースバンド・アナログ誤差
信号（214）を導出する。ベースバンド・アナログ誤差
信号（214）は、同相成分と直交相成分の両方を有する
ベクトルである、直交復調器（204）は、各成分をベー
スバンドにダウンコンバートするため２つの無線周波数
ミキサを含む。
アナログ／デジタル・コンバータ（206）は、直交復
調器（204）に動作可能に結合され、ベースバンド・デ
ジタル誤差信号（216）を導出する。ベースバンド・ア
ナログ誤差信号（214）は、同相成分と直交相成分とを
有するベクトルなので、アナログ／デジタル・コンバー
タ（206）は、一般に２つのアナログ／デジタル・コン
バータからなる。この装置では、アナログ／デジタル・
コンバータ（206）は、第１図のアナログ／デジタル・
コンバータ（118）よりも低い分解能条件を有し、それ
でも線形化プロセッサ（120）によって与えられるデジ
タル誤差信号の同じ分解能を与える。第１信号（208）
および第２信号（210）は、導出された差（212）よりも
はるかに大きい信号である。この差（212）はアナログ
領域で導出されるので、アナログ／デジタル・コンバー
タ（206）はこのはるかに大きい信号を分解する必要は
ない。一般に、はるかに大きい信号（208および210）と
差（212）のパワーの比率は25dBである。25dBは、アナ
ログ／デジタル・コンバータ（206）に必要とされる４
ビット小さい分解能に等しい。
調器（204）に動作可能に結合され、ベースバンド・デ
ジタル誤差信号（216）を導出する。ベースバンド・ア
ナログ誤差信号（214）は、同相成分と直交相成分とを
有するベクトルなので、アナログ／デジタル・コンバー
タ（206）は、一般に２つのアナログ／デジタル・コン
バータからなる。この装置では、アナログ／デジタル・
コンバータ（206）は、第１図のアナログ／デジタル・
コンバータ（118）よりも低い分解能条件を有し、それ
でも線形化プロセッサ（120）によって与えられるデジ
タル誤差信号の同じ分解能を与える。第１信号（208）
および第２信号（210）は、導出された差（212）よりも
はるかに大きい信号である。この差（212）はアナログ
領域で導出されるので、アナログ／デジタル・コンバー
タ（206）はこのはるかに大きい信号を分解する必要は
ない。一般に、はるかに大きい信号（208および210）と
差（212）のパワーの比率は25dBである。25dBは、アナ
ログ／デジタル・コンバータ（206）に必要とされる４
ビット小さい分解能に等しい。
参照番号300である第３図は、本発明による適応型前
置補償器においてベースバンド・デジタル誤差信号を与
える装置の別の好適な実施例のブロック図である。ベー
スバンド・デジタル誤差信号を与える装置は、搬送波キ
ャンセレーション回路（302），直交復調器（304），ア
ナログ／デジタル・コンバータ（306），検波器（31
8），フィルタ更新要素（320）およびフィルタ（322）
によって構成される。
置補償器においてベースバンド・デジタル誤差信号を与
える装置の別の好適な実施例のブロック図である。ベー
スバンド・デジタル誤差信号を与える装置は、搬送波キ
ャンセレーション回路（302），直交復調器（304），ア
ナログ／デジタル・コンバータ（306），検波器（31
8），フィルタ更新要素（320）およびフィルタ（322）
によって構成される。
上記のベースバンド・デジタル誤差信号装置（200）
の動作と同様に、搬送波キャンセレーション回路（30
2）は、増幅出力に基づく第１信号（308）と、データ入
力に基づく第２信号（310'）とを受信する。搬送波キャ
ンセレーション回路（302）は、第１信号（308）と第２
信号（310'）との間の差として高周波アナログ誤差信号
（312）を導出する。データ信号（310）は、フィルタ
（322）にかけられ、第２信号（310'）になる。信号（3
10）は、信号（210）と同様である。すなわち、信号（3
10）は、ベースバンドから無線周波数にアップコンバー
トされ、かつ搬送波キャンセレーション回路（302）へ
のループバックを介した全遅延から、フィルタ（322）
を介した遅延を減じた遅延に等しい時間量だけ遅換され
たデータ入力である。これは、メモリ・ルックバック・
エンコーダ，ランダム・アクセス・メモリ，デジタル／
アナログ・コンバータ，直交変調器，無線周波数増幅器
および出力結合器など、第１図に図示したものと同様な
要素を含む。第１信号（308）は、上記の第１信号（20
8）と同様である。
の動作と同様に、搬送波キャンセレーション回路（30
2）は、増幅出力に基づく第１信号（308）と、データ入
力に基づく第２信号（310'）とを受信する。搬送波キャ
ンセレーション回路（302）は、第１信号（308）と第２
信号（310'）との間の差として高周波アナログ誤差信号
（312）を導出する。データ信号（310）は、フィルタ
（322）にかけられ、第２信号（310'）になる。信号（3
10）は、信号（210）と同様である。すなわち、信号（3
10）は、ベースバンドから無線周波数にアップコンバー
トされ、かつ搬送波キャンセレーション回路（302）へ
のループバックを介した全遅延から、フィルタ（322）
を介した遅延を減じた遅延に等しい時間量だけ遅換され
たデータ入力である。これは、メモリ・ルックバック・
エンコーダ，ランダム・アクセス・メモリ，デジタル／
アナログ・コンバータ，直交変調器，無線周波数増幅器
および出力結合器など、第１図に図示したものと同様な
要素を含む。第１信号（308）は、上記の第１信号（20
8）と同様である。
本発明の好適な実施例では、フィルタ（322）は、パ
ワー増幅器の安定特性に応じて受動デバイスでも適応可
能なデバイスでもよい。第３図に示すのは一つの好適な
実施例であり、ここでフィルタ（322）は適応可能なデ
バイスである。ただし、受動フィルタ・デバイスを用い
る場合、検波器（318）およびフィルタ更新要素（320）
は必要ないことを理解されたい。
ワー増幅器の安定特性に応じて受動デバイスでも適応可
能なデバイスでもよい。第３図に示すのは一つの好適な
実施例であり、ここでフィルタ（322）は適応可能なデ
バイスである。ただし、受動フィルタ・デバイスを用い
る場合、検波器（318）およびフィルタ更新要素（320）
は必要ないことを理解されたい。
さらに第３図を参照して、フィルタ（322）は適応可
能であり、電子的に調整可能なアナログ・フィルタ，調
整可能なタップ表面弾性波フィルタ（SAW）デバイス，
プログラマブル・デジタル・デバイスまたはこれらのデ
バイスの組み合わせでもよい。フィルタ（322）は、フ
ィルタ更新要素（322）から更新信号（328）を受ける。
更新信号（328）は、フィルタ（322）の主要パラメータ
を制御するために必要なように、上記のデジタル・ワー
ド，アナログ値（電圧または電流レベル）もしくはこの
ような信号の組み合わせからなってもよい。一般的な被
制御パラメータは、全体的な利得および位相シフト，振
幅および位相変化と周波数の関係の線形成分および二次
（多項式）成分，アナログ・フィルタにおける可変回路
要素の値もしくはデジタル・フィルタにおけるタップ係
数の値を含んでもよい。ただし、多くの用途では、単純
な利得および位相シフト制御は、PA特性の変化を補償す
るのに十分であることを留意されたい。
能であり、電子的に調整可能なアナログ・フィルタ，調
整可能なタップ表面弾性波フィルタ（SAW）デバイス，
プログラマブル・デジタル・デバイスまたはこれらのデ
バイスの組み合わせでもよい。フィルタ（322）は、フ
ィルタ更新要素（322）から更新信号（328）を受ける。
更新信号（328）は、フィルタ（322）の主要パラメータ
を制御するために必要なように、上記のデジタル・ワー
ド，アナログ値（電圧または電流レベル）もしくはこの
ような信号の組み合わせからなってもよい。一般的な被
制御パラメータは、全体的な利得および位相シフト，振
幅および位相変化と周波数の関係の線形成分および二次
（多項式）成分，アナログ・フィルタにおける可変回路
要素の値もしくはデジタル・フィルタにおけるタップ係
数の値を含んでもよい。ただし、多くの用途では、単純
な利得および位相シフト制御は、PA特性の変化を補償す
るのに十分であることを留意されたい。
フィルタ更新要素（320）への入力は、検波器（318）
から受ける一対の電圧信号（326）および（327）であ
る。電圧信号（326）は、搬送波キャンセレーション回
路（302）の導出された差（312）出力の平均振幅に相当
する。電圧信号（327）は、搬送波キャンセレーション
回路（302）に入力される第２信号（310'）の平均振幅
に相当する。好適な実施例では、検波器（318）は、一
対のダイオード検出器と、それぞれに続く低域通過フィ
ルでもよい。
から受ける一対の電圧信号（326）および（327）であ
る。電圧信号（326）は、搬送波キャンセレーション回
路（302）の導出された差（312）出力の平均振幅に相当
する。電圧信号（327）は、搬送波キャンセレーション
回路（302）に入力される第２信号（310'）の平均振幅
に相当する。好適な実施例では、検波器（318）は、一
対のダイオード検出器と、それぞれに続く低域通過フィ
ルでもよい。
フィルタ更新要素（320）は、まず両方の信号（326）
および（327）をデジタル化し、次に、搬送波キャンセ
レーション回路（302）によって与えられる搬送波抑圧
の量を表す、（327）と（326）の比率を算出する。この
搬送波抑圧比率が例えば25dBなど所定の値よりも大きい
場合、完全な搬送波キャンセレーションが回路（302）
においてすでに生じていると想定されるので、更新信号
（328）に対する変更はない。また、信号（326）自体
が、検波器（318）が正確に分解できる最少信号レベル
を表す所定の値以下に低下する場合には、更新信号（32
8）に対する変更はない。他のすべての場合には、フィ
ルタ更新要素（320）は、更新信号（328）によって制御
される各フィルタ・パラメータに対して一連の小さいス
テップ変更を施し、最大搬送抑圧比率を生成する設定を
保持する。典型的なシーケンスでは、第１フィルタ・パ
ラメータの値は、搬送抑圧比率を連続的に監視しなが
ら、ある小さい係数で最初に増加され、次に低下され
る。次に、第１フィルタ・パラメータは、最大搬送抑圧
比率を生成した値に設定される。この値は、このパラメ
ータの元の値でもよいことに留意されたい。このプロセ
ス全体は、更新信号（328）によって制御される残りの
フィルタ・パラメータのそれぞれについて反復され、更
新信号（328）における最後のパラメータを更新した後
に、第１パラメータに戻る。
および（327）をデジタル化し、次に、搬送波キャンセ
レーション回路（302）によって与えられる搬送波抑圧
の量を表す、（327）と（326）の比率を算出する。この
搬送波抑圧比率が例えば25dBなど所定の値よりも大きい
場合、完全な搬送波キャンセレーションが回路（302）
においてすでに生じていると想定されるので、更新信号
（328）に対する変更はない。また、信号（326）自体
が、検波器（318）が正確に分解できる最少信号レベル
を表す所定の値以下に低下する場合には、更新信号（32
8）に対する変更はない。他のすべての場合には、フィ
ルタ更新要素（320）は、更新信号（328）によって制御
される各フィルタ・パラメータに対して一連の小さいス
テップ変更を施し、最大搬送抑圧比率を生成する設定を
保持する。典型的なシーケンスでは、第１フィルタ・パ
ラメータの値は、搬送抑圧比率を連続的に監視しなが
ら、ある小さい係数で最初に増加され、次に低下され
る。次に、第１フィルタ・パラメータは、最大搬送抑圧
比率を生成した値に設定される。この値は、このパラメ
ータの元の値でもよいことに留意されたい。このプロセ
ス全体は、更新信号（328）によって制御される残りの
フィルタ・パラメータのそれぞれについて反復され、更
新信号（328）における最後のパラメータを更新した後
に、第１パラメータに戻る。
搬送波キャンセレーションの前に入力信号を濾波する
効果は、搬送波キャンセレーション回路（302）から最
少出力を生成することである。搬送波キャンセレーショ
ン回路（302）が不完全な出力、すなわち、利得／位相
周波数応答特性の不整合に起因する線形誤差成分を含む
差信号（312）を生成すると、この差信号は、適応型前
置補償器に対して圧倒的な影響を及ぼす。フィルタ（32
2）の目的は、メモリ・ルックアップ・エンコーダ，ラ
ンダム・アクセス・メモリ，デジタル／アナログ・コン
バータ，直交変調器，無線周波数増幅器および出力結合
器を含む、第１図に示したものと同様な経路の利得／位
相応答に極めて密に整合する利得／位相応答と周波数の
関係を与えることである。従って、信号（310）を濾波
することにより、搬送キャンセレーション回路（302）
の出力から線形誤差成分が除去され、適応型前置補償器
は、その目的通りに非線形誤差項のみに対して処理でき
る。
効果は、搬送波キャンセレーション回路（302）から最
少出力を生成することである。搬送波キャンセレーショ
ン回路（302）が不完全な出力、すなわち、利得／位相
周波数応答特性の不整合に起因する線形誤差成分を含む
差信号（312）を生成すると、この差信号は、適応型前
置補償器に対して圧倒的な影響を及ぼす。フィルタ（32
2）の目的は、メモリ・ルックアップ・エンコーダ，ラ
ンダム・アクセス・メモリ，デジタル／アナログ・コン
バータ，直交変調器，無線周波数増幅器および出力結合
器を含む、第１図に示したものと同様な経路の利得／位
相応答に極めて密に整合する利得／位相応答と周波数の
関係を与えることである。従って、信号（310）を濾波
することにより、搬送キャンセレーション回路（302）
の出力から線形誤差成分が除去され、適応型前置補償器
は、その目的通りに非線形誤差項のみに対して処理でき
る。
ベースバンド・デジタル誤差信号装置（300）の残り
の部分の動作は、上記のベースバンド・デジタル誤差信
号装置（200）の動作と同様である。
の部分の動作は、上記のベースバンド・デジタル誤差信
号装置（200）の動作と同様である。
第４図は、本発明による適応型前置補償器においてベ
ースバンド・デジタル誤差信号を与える装置を利用す
る、適応型前置補償器の一実施例のブロック図である。
適応型前置補償器は、メモリ・ルックアップ・エンコー
ダ（402），遅延素子（403），ランダム・アクセス・メ
モリ（404），乗算器（405），第１デジタル／アナログ
・コンバータ（406），直交変調器（408），無線周波数
増幅器（410），帯域通過フィルタ（412），アンテナ
（414），第２デジタル／アナログ・コンバータ（41
6），直交変調器（418），遅延素子（419），ベースバ
ンド・デジタル誤差信号判定機（420）およびメモリ・
アップデータ（422）によって構成される。
ースバンド・デジタル誤差信号を与える装置を利用す
る、適応型前置補償器の一実施例のブロック図である。
適応型前置補償器は、メモリ・ルックアップ・エンコー
ダ（402），遅延素子（403），ランダム・アクセス・メ
モリ（404），乗算器（405），第１デジタル／アナログ
・コンバータ（406），直交変調器（408），無線周波数
増幅器（410），帯域通過フィルタ（412），アンテナ
（414），第２デジタル／アナログ・コンバータ（41
6），直交変調器（418），遅延素子（419），ベースバ
ンド・デジタル誤差信号判定機（420）およびメモリ・
アップデータ（422）によって構成される。
ランダム・アクセス・メモリ（404）は、複数の複素
値の倍数を格納する。メモリ・ルックアップ・エンコー
ダ（402）は、データ入力（424）を受けて、ランダム・
アクセス・メモリ（404）からどの倍数をアクセスする
のかを判定する。乗算器（405）は、エンコーダによっ
て判定された倍数（425）でデータ入力（424）を乗算し
て、スケーリングされた入力（407）を与える。この前
置補償器は、Ｉ−Ｑ位相面におけるノンゼロ大きさのデ
ータ・ポイントを複素定数で乗算することにより、位相
面の任意のポイントにおいて積が得られるという事実を
利用する。
値の倍数を格納する。メモリ・ルックアップ・エンコー
ダ（402）は、データ入力（424）を受けて、ランダム・
アクセス・メモリ（404）からどの倍数をアクセスする
のかを判定する。乗算器（405）は、エンコーダによっ
て判定された倍数（425）でデータ入力（424）を乗算し
て、スケーリングされた入力（407）を与える。この前
置補償器は、Ｉ−Ｑ位相面におけるノンゼロ大きさのデ
ータ・ポイントを複素定数で乗算することにより、位相
面の任意のポイントにおいて積が得られるという事実を
利用する。
スケーリングされた入力（407）は、第１デジタル／
アナログ・コンバータ（406）によってアナログに変換
され、直交変調器（408）によって変調され、無線周波
数増幅器（410）によって増幅されて、増幅出力（409）
となる。この出力は、RF出力の帯域幅を効果的に増加す
る相互変調成分を含む。増幅出力（409）のほぼ全て
は、帯域通過フィルタ（412）によって濾波され、アン
テナ（414）によって送信される。送信されない増幅出
力（409）のわずかな部分は、倍数を更新するために用
いられる第１信号（411）である。
アナログ・コンバータ（406）によってアナログに変換
され、直交変調器（408）によって変調され、無線周波
数増幅器（410）によって増幅されて、増幅出力（409）
となる。この出力は、RF出力の帯域幅を効果的に増加す
る相互変調成分を含む。増幅出力（409）のほぼ全て
は、帯域通過フィルタ（412）によって濾波され、アン
テナ（414）によって送信される。送信されない増幅出
力（409）のわずかな部分は、倍数を更新するために用
いられる第１信号（411）である。
データ入力（424）は、第２アナログ／デジタル・コ
ンバータ（416）を用いてアナログに変換され、直交変
調器（418）を用いてRFにアップコンバートされる。ア
ップコンバートされた信号は遅延され、第２信号（42
1）になる。データ入力（424）と第２信号（421）との
間の経路における全遅延は、メモリ・ルックアップ・エ
ンコーダ（402），ランダム・アクセス・メモリ（40
4），遅延素子（403），ミキサ（405），デジタル／ア
ナログ・コンバータ（406），直交変調器（408），無線
周波数増幅器（410）および結合器（409）による遅延に
等しい。変調の特性シンボル時間のわずかの部分の偏差
も許容できないので、これら２つの遅延を密に整合しな
ければならない。
ンバータ（416）を用いてアナログに変換され、直交変
調器（418）を用いてRFにアップコンバートされる。ア
ップコンバートされた信号は遅延され、第２信号（42
1）になる。データ入力（424）と第２信号（421）との
間の経路における全遅延は、メモリ・ルックアップ・エ
ンコーダ（402），ランダム・アクセス・メモリ（40
4），遅延素子（403），ミキサ（405），デジタル／ア
ナログ・コンバータ（406），直交変調器（408），無線
周波数増幅器（410）および結合器（409）による遅延に
等しい。変調の特性シンボル時間のわずかの部分の偏差
も許容できないので、これら２つの遅延を密に整合しな
ければならない。
ベースバンド・デジタル誤差信号判定機（420）は、
第２図または第３図でそれぞれ説明した、ベースバンド
・デジタル誤差信号（216）または（316）を与える装置
のいずれかである。第１信号（411）および第２信号（4
21）は、ベースバンド・デジタル誤差信号（426）を与
えるために用いられる。
第２図または第３図でそれぞれ説明した、ベースバンド
・デジタル誤差信号（216）または（316）を与える装置
のいずれかである。第１信号（411）および第２信号（4
21）は、ベースバンド・デジタル誤差信号（426）を与
えるために用いられる。
メモリ・アップデータ（422）は、アナログ／デジタ
ル・コンバータ（206または306）に動作可能に結合さ
れ、かつデータ入力を受けるべく動作可能に結合され、
複数の倍数を更新する。メモリ・アップデータ（422）
は、ベースバンド・デジタル誤差信号（426）を利用し
て、次式により絶対値倍数（magnitude scaling facto
r）を算出する： rn+1＝rn−an＊|En| ここで、rn+1は新たな絶対値倍数で、rnは前回の絶対値
倍数で、anはｎが増加するにつれて減少する傾向のある
係数であり、|En|はベースバンド・デジタル誤差信号
（426）の絶対値である。同様に、デジタル誤差信号か
ら位相調整係数も導出される。絶対値倍数および位相整
合係数の組み合わせは、複素倍数を与える。
ル・コンバータ（206または306）に動作可能に結合さ
れ、かつデータ入力を受けるべく動作可能に結合され、
複数の倍数を更新する。メモリ・アップデータ（422）
は、ベースバンド・デジタル誤差信号（426）を利用し
て、次式により絶対値倍数（magnitude scaling facto
r）を算出する： rn+1＝rn−an＊|En| ここで、rn+1は新たな絶対値倍数で、rnは前回の絶対値
倍数で、anはｎが増加するにつれて減少する傾向のある
係数であり、|En|はベースバンド・デジタル誤差信号
（426）の絶対値である。同様に、デジタル誤差信号か
ら位相調整係数も導出される。絶対値倍数および位相整
合係数の組み合わせは、複素倍数を与える。
参照番号500である第５図は、本発明により適応型前
置補償器においてベースバンド・デジタル誤差信号を与
える方法の段階の一実施例のフロー図である。第１段階
では、第１信号と第２信号との間の差として高周波アナ
ログ誤差信号を導出する（502）。第２段階では、高周
波アナログ誤差信号を復調することにより、ベースバン
ド・アナログ誤差信号を導出する（504）。復調ブロッ
クは、低減すべき相互変調歪み成分を通過するために、
変調帯域幅の倍数で帯域幅を復調するように設計されて
いなければならない。第３段階では、アナログ／デジタ
ル変換を利用してベースバンド・デジタル誤差信号を導
出する（506）。
置補償器においてベースバンド・デジタル誤差信号を与
える方法の段階の一実施例のフロー図である。第１段階
では、第１信号と第２信号との間の差として高周波アナ
ログ誤差信号を導出する（502）。第２段階では、高周
波アナログ誤差信号を復調することにより、ベースバン
ド・アナログ誤差信号を導出する（504）。復調ブロッ
クは、低減すべき相互変調歪み成分を通過するために、
変調帯域幅の倍数で帯域幅を復調するように設計されて
いなければならない。第３段階では、アナログ／デジタ
ル変換を利用してベースバンド・デジタル誤差信号を導
出する（506）。
この方法は、５つの追加段階によってさらに拡張でき
る。第４段階では、複数の倍数を更新する（508）。第
５段階では、複数の倍数を格納する（510）。第６段階
では、格納ユニットからどの倍数をアクセスすべきかを
判定する（512）。この判定は、線形器が処理すること
が期待される最高次増幅器相互変調歪み成分のナイキス
ト・サンプリング・レートに少なくとも等しいレートで
行わなければならない。第７段階では、エンコーダによ
って判定された倍数でデータ入力を乗算して、スケーリ
ングされた入力を与える（514）。第８段階では、この
スケーリングされた入力を増幅して、増幅出力を与える
（516）。
る。第４段階では、複数の倍数を更新する（508）。第
５段階では、複数の倍数を格納する（510）。第６段階
では、格納ユニットからどの倍数をアクセスすべきかを
判定する（512）。この判定は、線形器が処理すること
が期待される最高次増幅器相互変調歪み成分のナイキス
ト・サンプリング・レートに少なくとも等しいレートで
行わなければならない。第７段階では、エンコーダによ
って判定された倍数でデータ入力を乗算して、スケーリ
ングされた入力を与える（514）。第８段階では、この
スケーリングされた入力を増幅して、増幅出力を与える
（516）。
搬送波キャンセレーションにより、デジタル／アナロ
グ・コンバータは、分解のを低くしても、同じ分解能の
誤差信号を与えることができる。遅延された入力および
高周波アナログ無線周波数増幅器出力は、これらの間で
導出される差よりもはるかに大きい。遅延入力と高周波
アナログ無線周波数増幅器出力との間の差は、アナログ
領域で導出されるので、アナログ／デジタル・コンバー
タはこのはるかに大きな信号を分解する必要はない。検
出可能な最少パワー入力はアナログ／デジタル・コンバ
ータ特性なので、入力信号が小さければ小さいほど、同
じ精度を達成するために必要な変換処理のビット数は少
なくなる。一般に、はるかに大きな信号とこの差のパワ
ーの比率は25dBである。この25dBは、アナログ／デジタ
ル・コンバータに必要とされる４ビット小さい分解能に
等しい。
グ・コンバータは、分解のを低くしても、同じ分解能の
誤差信号を与えることができる。遅延された入力および
高周波アナログ無線周波数増幅器出力は、これらの間で
導出される差よりもはるかに大きい。遅延入力と高周波
アナログ無線周波数増幅器出力との間の差は、アナログ
領域で導出されるので、アナログ／デジタル・コンバー
タはこのはるかに大きな信号を分解する必要はない。検
出可能な最少パワー入力はアナログ／デジタル・コンバ
ータ特性なので、入力信号が小さければ小さいほど、同
じ精度を達成するために必要な変換処理のビット数は少
なくなる。一般に、はるかに大きな信号とこの差のパワ
ーの比率は25dBである。この25dBは、アナログ／デジタ
ル・コンバータに必要とされる４ビット小さい分解能に
等しい。
以上、一例としての実施例について説明してきたが、
多くの変更および修正は本発明から逸脱せずに可能なこ
とは当業者に明白である。従って、このような全ての変
更および修正は、請求の範囲に定義されるように発明の
精神および範囲に含まれるものとする。
多くの変更および修正は本発明から逸脱せずに可能なこ
とは当業者に明白である。従って、このような全ての変
更および修正は、請求の範囲に定義されるように発明の
精神および範囲に含まれるものとする。
フロントページの続き
(72)発明者 オパス，ジョージ・フランシス
アメリカ合衆イリノイ州パーク・リッ
ジ，ノース・クリフトン1118
(72)発明者 ミッツラフ，ジェームス・エドワード
アメリカ合衆国イリノイ州アーリント
ン・ハイツ，ノース・チェストナット
1727
(56)参考文献 特開 平６−21990（ＪＰ，Ａ)
特開 平３−270306（ＪＰ，Ａ)
特開 昭62−139425（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H03F 1/32
H04B 1/04
H04L 27/00
Claims (10)
- 【請求項１】適応型前置補償器のためベースバンド・デ
ジタル誤差信号を与える装置であって、前記適応型前置
補償器は、デジタルの形態でデータ入力を受信し、そし
て前記データ入力をデジタル／アナログ変換した後ベー
スバンドから無線周波数にアップコンバートし、更に増
幅して得られた出力である第１信号と、前記データ入力
をデジタル／アナログ変換したのちベースバンドから無
線周波数にアップコンバートすることによって得られた
第２信号とによって構成される、装置であって： ａ）前記第１信号および前記第２信号を受けるべく動作
可能に結合され、前記第１信号と前記第２信号を振幅整
合した後一方の信号を反転して他方の信号と合成するこ
とによって得られた差として高周波数アナログ誤差信号
を導出する搬送波キャンセレーション回路； ｂ）前記搬送波キャンセレーション回路に動作可能に結
合され、前記高周波アナログ誤差信号を復調することに
よりベースバンド・アナログ誤差信号を導出する直交復
調器；および ｃ）前記直交復調器に動作可能に結合され、ベースバン
ド・デジタル誤差信号を導出するアナログ／デジタル・
コンバータ； によって構成されることを特徴とする装置。 - 【請求項２】前記装置は： ｄ）前記アナログ／デジタル・コンバータに動作可能に
結合され、かつ、前記データ入力を受けるべく動作可能
に結合され、複数の倍率を更新するメモリ・アップデー
タ； ｅ）前記メモリ・アップデータに動作可能に結合され、
前記倍率を格納するランダム・アクセス・メモリ； ｆ）前記データ入力を受けるべく動作可能に結合され、
前記ランダム・アクセス・メモリからアクセスすべき倍
率を判定するメモリ・ルックアップ・エンコーダ； ｇ）前記格納ユニットとデータ入力とに動作可能に結合
され、前記エンコーダによって判定された前記倍率で前
記データ入力を乗算して、スケーリングされた入力を与
える乗算器；および ｈ）前記乗算器に動作可能に結合され、前記スケーリン
グされた入力を増幅して、増幅出力を与える無線周波数
増幅器； をさらに含んで構成されることを特徴とする請求項１記
載の装置。 - 【請求項３】前記搬送波キャンセレーション回路は、前
記第２信号を受けて濾波すべく動作可能に結合され、濾
波された第２信号を生成するフィルタをさらに含んで構
成されることを特徴とする請求項１記載の装置。 - 【請求項４】前記フィルタは、電子的に調整可能なアナ
ログ・フィルタ、調整可能なタップ表面弾性波（SAW）
フィルタおよびプログラマブル・デジタル・デバイスの
うち一つからなることを特徴とする請求項３記載の装
置。 - 【請求項５】少なくとも一つの電圧信号を受けるべく結
合された入力と、前記フィルタの入力に結合された出力
とを有するフィルタ制御素子をさらに含んで構成される
ことを特徴とする請求項４記載の装置。 - 【請求項６】前記少なくとも一つの電圧信号は、前記高
周波アナログ誤差信号の平均振幅からなることを特徴と
する請求項５記載の装置。 - 【請求項７】前記少なくとも一つの電圧信号は、前記濾
波された第２信号の平均振幅さからなることを特徴とす
る請求項５記載の装置。 - 【請求項８】適応型前置補償器のためベースバンド・デ
ジタル誤差信号を与える方法であって、前記適応型前置
補償器は、デジタルの形態でデータ入力を受信し、そし
て前記データ入力をデジタル／アナログ変換した後ベー
スバンドから無線周波数にアップコンバートし、更に増
幅して得られた出力である第１信号と、前記データ入力
をデジタル／アナログ変換したのちベースバンドから無
線周波数にアップコンバートすることによって得られた
第２信号とによって構成される、方法であって： ａ）前記第１信号と前記第２信号を振幅整合した後一方
の信号を反転して他方の信号と合成することによって得
られた差として高周波アナログ誤差信号を導出する段
階； ｂ）前記高周波アナログ誤差信号を復調することによ
り、ベースバンド・アナログ誤差信号を導出する段階；
および ｃ）アナログ／デジタル変換を用いて、ベースバンド・
デジタル誤差信号を導出する段階； によって構成されることを特徴とする方法。 - 【請求項９】ｄ）複数の倍数を更新する段階； ｅ）前記複数の倍数を格納する段階； ｆ）前記複数の倍数のうちアクセスすべき倍数を判定す
る段階； ｇ）前記データ入力を前記倍数で乗算して、スケーリン
グされた人力を与える段階；および ｈ）前記スケーリングされた人力を増幅して、増幅出力
を与える段階； をさらに含んで構成されることを特徴とする請求項８記
載の方法。 - 【請求項１０】前記第２信号を濾波する段階をさらに含
んで構成されることを特徴とする請求項８記載の方法。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/395,259 US5486789A (en) | 1995-02-28 | 1995-02-28 | Apparatus and method for providing a baseband digital error signal in an adaptive predistorter |
| US08/395,259 | 1995-02-28 | ||
| PCT/US1995/016868 WO1996027236A1 (en) | 1995-02-28 | 1995-12-21 | Adaptive predistorter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09512692A JPH09512692A (ja) | 1997-12-16 |
| JP3534414B2 true JP3534414B2 (ja) | 2004-06-07 |
Family
ID=23562306
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP52622796A Expired - Fee Related JP3534414B2 (ja) | 1995-02-28 | 1995-12-21 | 適応型前置補償器においてベースバンド・デジタル誤差信号を与える装置および方法 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5486789A (ja) |
| EP (1) | EP0758501B1 (ja) |
| JP (1) | JP3534414B2 (ja) |
| FI (1) | FI115576B (ja) |
| WO (1) | WO1996027236A1 (ja) |
Families Citing this family (43)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2967699B2 (ja) * | 1995-03-06 | 1999-10-25 | 日本電気株式会社 | 送信装置 |
| GB2301247A (en) * | 1995-05-22 | 1996-11-27 | Univ Bristol | A cartesian loop transmitter amplifier |
| FR2746564B1 (fr) * | 1996-03-22 | 1998-06-05 | Matra Communication | Procede pour corriger des non-linearites d'un amplificateur, et emetteur radio mettant en oeuvre un tel procede |
| DE19635330A1 (de) * | 1996-08-30 | 1998-03-12 | Siemens Ag | Verfahren und Anordnung zur modulatorindividuellen Kompensation von Gleichspannungs-Abweichungen eines Modulators |
| US5898338A (en) * | 1996-09-20 | 1999-04-27 | Spectrian | Adaptive digital predistortion linearization and feed-forward correction of RF power amplifier |
| US5917373A (en) * | 1997-06-30 | 1999-06-29 | Harris Corporation | Apparatus with reduced A/D dynamic range requirement in a compensating feedback system |
| US6081158A (en) * | 1997-06-30 | 2000-06-27 | Harris Corporation | Adaptive pre-distortion apparatus for linearizing an amplifier output within a data transmission system |
| US6075411A (en) * | 1997-12-22 | 2000-06-13 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson | Method and apparatus for wideband predistortion linearization |
| US6141541A (en) * | 1997-12-31 | 2000-10-31 | Motorola, Inc. | Method, device, phone and base station for providing envelope-following for variable envelope radio frequency signals |
| US6600792B2 (en) | 1998-06-26 | 2003-07-29 | Qualcomm Incorporated | Predistortion technique for high power amplifiers |
| JP3570898B2 (ja) * | 1998-08-24 | 2004-09-29 | 日本電気株式会社 | プレディストーション回路 |
| JP3185778B2 (ja) | 1999-02-10 | 2001-07-11 | 日本電気株式会社 | アクティブマトリクス型液晶表示装置、その製造方法及びその駆動方法 |
| US6501805B1 (en) * | 1999-05-14 | 2002-12-31 | Harris Corporation | Broadcast transmission system with single correction filter for correcting linear and non-linear distortion |
| US6798843B1 (en) | 1999-07-13 | 2004-09-28 | Pmc-Sierra, Inc. | Wideband digital predistortion linearizer for nonlinear amplifiers |
| US6587514B1 (en) | 1999-07-13 | 2003-07-01 | Pmc-Sierra, Inc. | Digital predistortion methods for wideband amplifiers |
| US6697436B1 (en) | 1999-07-13 | 2004-02-24 | Pmc-Sierra, Inc. | Transmission antenna array system with predistortion |
| DE19944558C2 (de) * | 1999-09-17 | 2002-10-10 | Bosch Gmbh Robert | Verfahren zum Senden von Funksignalen und Sender zum Versenden eines Funksignals |
| DE19962341C1 (de) * | 1999-12-23 | 2001-08-23 | Bosch Gmbh Robert | Sender zum Versenden von Signalen über Funkkanäle und Verfahren zum Senden von Signalen über Funkkanäle |
| US6674808B1 (en) | 1999-12-28 | 2004-01-06 | General Dynamics Decision Systems, Inc. | Post-amplifier filter rejection equalization |
| US6751447B1 (en) * | 1999-12-30 | 2004-06-15 | Samsung Electronics Cop., Ltd. | Adaptive digital pre-distortion circuit using output reference signal and method of operation |
| US7068984B2 (en) * | 2001-06-15 | 2006-06-27 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Systems and methods for amplification of a communication signal |
| US7085330B1 (en) | 2002-02-15 | 2006-08-01 | Marvell International Ltd. | Method and apparatus for amplifier linearization using adaptive predistortion |
| US7362821B1 (en) | 2002-05-22 | 2008-04-22 | Marvel International Ltd. | Method and apparatus for amplifier linearization using adaptive predistortion |
| US8472897B1 (en) | 2006-12-22 | 2013-06-25 | Dali Systems Co. Ltd. | Power amplifier predistortion methods and apparatus |
| US8380143B2 (en) * | 2002-05-01 | 2013-02-19 | Dali Systems Co. Ltd | Power amplifier time-delay invariant predistortion methods and apparatus |
| US8811917B2 (en) | 2002-05-01 | 2014-08-19 | Dali Systems Co. Ltd. | Digital hybrid mode power amplifier system |
| US6985704B2 (en) * | 2002-05-01 | 2006-01-10 | Dali Yang | System and method for digital memorized predistortion for wireless communication |
| US8064850B2 (en) | 2002-05-01 | 2011-11-22 | Dali Systems Co., Ltd. | High efficiency linearization power amplifier for wireless communication |
| EP1708360A1 (en) * | 2005-03-30 | 2006-10-04 | Siemens Aktiengesellschaft | Method and apparatus for generating a high frequency signal |
| US7514482B2 (en) * | 2005-07-25 | 2009-04-07 | The Walman Optical Company | Optical coating composition |
| US7680176B2 (en) * | 2005-11-21 | 2010-03-16 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Simplified generalized rake receiver method and apparatus |
| CN104202279A (zh) | 2006-12-26 | 2014-12-10 | 大力系统有限公司 | 用于多信道宽带通信系统中的基带预失真线性化的方法和系统 |
| US9026067B2 (en) * | 2007-04-23 | 2015-05-05 | Dali Systems Co. Ltd. | Remotely reconfigurable power amplifier system and method |
| EP2145385B1 (en) * | 2007-04-23 | 2018-10-17 | Dali Systems Co. Ltd | N-way doherty distributed power amplifier |
| US8274332B2 (en) | 2007-04-23 | 2012-09-25 | Dali Systems Co. Ltd. | N-way Doherty distributed power amplifier with power tracking |
| US8224266B2 (en) * | 2007-08-30 | 2012-07-17 | Dali Systems Co., Ltd. | Power amplifier predistortion methods and apparatus using envelope and phase detector |
| KR101669173B1 (ko) | 2007-12-07 | 2016-10-25 | 달리 시스템즈 씨오. 엘티디. | 베이스밴드-도출형 광대역 ｒｆ 디지털 전치 왜곡 시스템 |
| US20090268678A1 (en) * | 2008-04-24 | 2009-10-29 | Fujitsu Limited | Method and apparatus for automatic gain control in a mobile orthogonal frequency division multiple access (ofdma) network |
| US8498591B1 (en) | 2009-08-21 | 2013-07-30 | Marvell International Ltd. | Digital Predistortion for nonlinear RF power amplifiers |
| US8699620B1 (en) | 2010-04-16 | 2014-04-15 | Marvell International Ltd. | Digital Predistortion for nonlinear RF power amplifiers |
| CN105141513B (zh) | 2010-09-14 | 2018-12-14 | 大力系统有限公司 | 操作分布式天线系统的方法和在该系统中进行通信的方法 |
| ITMO20120317A1 (it) * | 2012-12-21 | 2014-06-22 | Teko Telecom S P A | Sistema e metodo per la predistorsione digitale in amplificatori di potenza, particolarmente per comunicazioni a radiofrequenza |
| US9160586B1 (en) | 2013-07-24 | 2015-10-13 | Marvell International Ltd. | Method and apparatus for estimating and compensating for in-phase and quadrature (IQ) mismatch in a receiver of a wireless communication device |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3900823A (en) * | 1973-03-28 | 1975-08-19 | Nathan O Sokal | Amplifying and processing apparatus for modulated carrier signals |
| US4291277A (en) * | 1979-05-16 | 1981-09-22 | Harris Corporation | Adaptive predistortion technique for linearizing a power amplifier for digital data systems |
| US4700151A (en) * | 1985-03-20 | 1987-10-13 | Nec Corporation | Modulation system capable of improving a transmission system |
| US5049832A (en) * | 1990-04-20 | 1991-09-17 | Simon Fraser University | Amplifier linearization by adaptive predistortion |
-
1995
- 1995-02-28 US US08/395,259 patent/US5486789A/en not_active Expired - Lifetime
- 1995-12-21 JP JP52622796A patent/JP3534414B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1995-12-21 WO PCT/US1995/016868 patent/WO1996027236A1/en active IP Right Grant
- 1995-12-21 EP EP95944655A patent/EP0758501B1/en not_active Expired - Lifetime
-
1996
- 1996-10-25 FI FI964290A patent/FI115576B/fi active IP Right Grant
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0758501A1 (en) | 1997-02-19 |
| EP0758501B1 (en) | 2002-03-27 |
| FI964290A0 (fi) | 1996-10-25 |
| WO1996027236A1 (en) | 1996-09-06 |
| FI115576B (fi) | 2005-05-31 |
| US5486789A (en) | 1996-01-23 |
| EP0758501A4 (en) | 1998-05-20 |
| JPH09512692A (ja) | 1997-12-16 |
| FI964290A (fi) | 1996-10-25 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3534414B2 (ja) | 適応型前置補償器においてベースバンド・デジタル誤差信号を与える装置および方法 | |
| JP2881187B2 (ja) | 無線周波数電力増幅器のクリッピング制御方法および無線周波数通信システム用送信機 | |
| CA2317901C (en) | Method and apparatus for reducing adjacent channel power in wireless communication systems | |
| US7145962B2 (en) | Predistortion digital linearizer and gain controlling method thereof | |
| JP3171157B2 (ja) | 非線形歪補償装置 | |
| US6674808B1 (en) | Post-amplifier filter rejection equalization | |
| US20040166813A1 (en) | Cartesian loop systems with digital processing | |
| WO2001080471A2 (en) | Transmitter linearization using fast predistortion | |
| KR20000013266A (ko) | 이동통신 시스템의 전력증폭 선형화 장치 및 방법 | |
| KR20030025620A (ko) | 디지탈 아이에프 기술을 적용한 전치 왜곡 방식의 디지털선형화기 | |
| US6654426B2 (en) | Correction of nonlinearity of I/Q modulator | |
| JPH11154880A (ja) | 信号補正方法及び装置、歪補償装置、歪補償データ作成装置及び送信機 | |
| JPH0773243B2 (ja) | 送信機 | |
| JP3732824B2 (ja) | 通信装置 | |
| JP3221326B2 (ja) | 送信装置 | |
| JPH0531326B2 (ja) | ||
| JP2001511614A (ja) | 高周波パワー増幅器の歪み測定の方法と装置、および高周波パワー増幅器の自動等化の方法と手段 | |
| KR100487209B1 (ko) | 룩업 테이블을 사용하여 전력 증폭기의 비선형 왜곡특성을 보상하는 전치보상 장치 및 방법 | |
| US6750710B2 (en) | Distortion reduction | |
| KR100251385B1 (ko) | 전력증폭기의 선형화장치 및 방법 | |
| WO2019106826A1 (ja) | カルテシアンフィードバック回路 | |
| KR100251781B1 (ko) | 디지탈통신시스템의전력증폭기선형화장치및방법 | |
| JP4597100B2 (ja) | 高周波電力増幅器用非線形補償回路 | |
| JP2003142950A (ja) | 電力増幅器 | |
| JP3436250B2 (ja) | 送信装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20031224 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20040224 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20040309 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |