JP2881187B2 - 無線周波数電力増幅器のクリッピング制御方法および無線周波数通信システム用送信機 - Google Patents
無線周波数電力増幅器のクリッピング制御方法および無線周波数通信システム用送信機Info
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- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
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- H04B2001/0425—Circuits with power amplifiers with linearisation using predistortion
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Description
【発明の詳細な説明】 技術分野及び工業的適応性 本発明は、マイクロ波無線通信システムの送信機に使
用されるRF（無線周波数）の電力増幅器におけるクリッ
ピング制御方法及びそのようなシステムのための送信機
に関する。
用されるRF（無線周波数）の電力増幅器におけるクリッ
ピング制御方法及びそのようなシステムのための送信機
に関する。
背景技術 例えば、QAM（直角位相振幅変調）を使用するマイク
ロ波無線通信システムにおいて、マイクロ波キャリヤ周
波数においてIF（中間周波数）信号とLO（局部発振器）
信号とを混合し、RF信号を発生させ、そのRF信号は、電
力増幅器において増幅され、そして送信されることはよ
く知られている。また、電力増幅器は、一般に、伝達特
性を有し、その伝達特性は大電力レベルでは非常に非線
形であり、最終的にクリッピングレベルに達し、そこで
は入力振幅が増加しても出力振幅はもはや増加しないこ
ともよく知られている。すなわちこの出力はクリップさ
れる。また、電力増幅器への入力を前もって歪ませるこ
とによってその非線形性を補償し、さらに入力信号振幅
を制限もしくはバックオフすることによって電力増幅器
のクリップレベルに届かないようにすることも知られて
いる。。
ロ波無線通信システムにおいて、マイクロ波キャリヤ周
波数においてIF（中間周波数）信号とLO（局部発振器）
信号とを混合し、RF信号を発生させ、そのRF信号は、電
力増幅器において増幅され、そして送信されることはよ
く知られている。また、電力増幅器は、一般に、伝達特
性を有し、その伝達特性は大電力レベルでは非常に非線
形であり、最終的にクリッピングレベルに達し、そこで
は入力振幅が増加しても出力振幅はもはや増加しないこ
ともよく知られている。すなわちこの出力はクリップさ
れる。また、電力増幅器への入力を前もって歪ませるこ
とによってその非線形性を補償し、さらに入力信号振幅
を制限もしくはバックオフすることによって電力増幅器
のクリップレベルに届かないようにすることも知られて
いる。。
後者の技術の問題は、必要なバックオフの量を決定す
るのが難しく、その上、正確に実現するのが難しい。無
線通信チャネルの制限されたバンド幅のために、その信
号の確率分布関数による信号オーバーシュートがあり、
その信号オーバーシュートは電力増幅器と適合しなけれ
ばならない。言い換えると、この信号のピーク電力は、
バックオフとして一定量減らされ、電力増幅器のクリッ
プレベル以下にしなければならない。必要なバックオフ
はまた、例えば、温度及び出力トランジスタ特性などの
電力増幅器の特殊特性によって影響を受ける。さらに、
パワー・モニタの許容誤差及び増幅器出力との結合のた
めにこの増幅器の実際の出力電力のモニタは不正確であ
る。
るのが難しく、その上、正確に実現するのが難しい。無
線通信チャネルの制限されたバンド幅のために、その信
号の確率分布関数による信号オーバーシュートがあり、
その信号オーバーシュートは電力増幅器と適合しなけれ
ばならない。言い換えると、この信号のピーク電力は、
バックオフとして一定量減らされ、電力増幅器のクリッ
プレベル以下にしなければならない。必要なバックオフ
はまた、例えば、温度及び出力トランジスタ特性などの
電力増幅器の特殊特性によって影響を受ける。さらに、
パワー・モニタの許容誤差及び増幅器出力との結合のた
めにこの増幅器の実際の出力電力のモニタは不正確であ
る。
以上の理由、及び不十分なバックオフに起因するクリ
ッピングが伝送誤差を生じさせるという事実によって、
既知のマイクロ波無線通信システムはバックオフを使用
する傾向があるが、そのバックオフは小さすぎる側より
もむしろ大きすぎる側で誤差を生じる。例えば、クリッ
ピングによって2dBのシンボル誤りを生じ、10ワット飽
和電力増幅器を有する64QAMシステムは、典型的には10d
Bのバックオフで動作し、わずか１ワットの最大出力電
力を供給する。
ッピングが伝送誤差を生じさせるという事実によって、
既知のマイクロ波無線通信システムはバックオフを使用
する傾向があるが、そのバックオフは小さすぎる側より
もむしろ大きすぎる側で誤差を生じる。例えば、クリッ
ピングによって2dBのシンボル誤りを生じ、10ワット飽
和電力増幅器を有する64QAMシステムは、典型的には10d
Bのバックオフで動作し、わずか１ワットの最大出力電
力を供給する。
マイクロ波無線通信システムはさらに多くのQAM状態
を使用し、かつ大きなダイナミックレンジを必要とする
ので、SN比を改良する必要性、すなわち、電力増幅器の
出力電力を最大にする必要性が高まっている。従って、
バックオフを最少限の可能な量に減らすことが望まし
い。しかしながら、そのようなより多くのQAM状態を使
用するので、クリッピングによって誤りが発生じ、状態
は悪化する。例えば、40MHzチャネルにおいて36MHzシン
ボルレートを使用する512QAMシステムにおいては、信号
オーバーシュートはわずか0.5dBでシンボル誤りを発生
する。
を使用し、かつ大きなダイナミックレンジを必要とする
ので、SN比を改良する必要性、すなわち、電力増幅器の
出力電力を最大にする必要性が高まっている。従って、
バックオフを最少限の可能な量に減らすことが望まし
い。しかしながら、そのようなより多くのQAM状態を使
用するので、クリッピングによって誤りが発生じ、状態
は悪化する。例えば、40MHzチャネルにおいて36MHzシン
ボルレートを使用する512QAMシステムにおいては、信号
オーバーシュートはわずか0.5dBでシンボル誤りを発生
する。
マイクロ波無線通信システムの送信機は、固定出力電
力あるいは可変出力電力のいずれかで動作させることが
できる。固定出力電力では、その送信機は、送信エラー
レートをそのシステムの正常動作に対し望ましい残留エ
ラーレートと同等又はそれ以上とするに十分なバックオ
フを用いた全出力電力で連続的に動作する。可変出力電
力では、逆方向シグナリング制御チャネルは受信機から
送信機に逆方向に供給され、送信機の出力電力を制御す
る。この場合、全送信機出力電力は、フェージング或い
は伝送路損失が発生する状態において必要な場合のみ使
用される。そのとき、全出力における送信エラーレート
は減衰した受信エラーレートよりも良いエラーレートで
あることが必要である。その送信エラーレートは上述の
減衰された残留シンボルエラーレートよりも数オーダ大
きい振幅を有する。したがって、可変の出力電力動作
は、送信機の全出力動作においてより少ないバックオフ
が必要となる。
力あるいは可変出力電力のいずれかで動作させることが
できる。固定出力電力では、その送信機は、送信エラー
レートをそのシステムの正常動作に対し望ましい残留エ
ラーレートと同等又はそれ以上とするに十分なバックオ
フを用いた全出力電力で連続的に動作する。可変出力電
力では、逆方向シグナリング制御チャネルは受信機から
送信機に逆方向に供給され、送信機の出力電力を制御す
る。この場合、全送信機出力電力は、フェージング或い
は伝送路損失が発生する状態において必要な場合のみ使
用される。そのとき、全出力における送信エラーレート
は減衰した受信エラーレートよりも良いエラーレートで
あることが必要である。その送信エラーレートは上述の
減衰された残留シンボルエラーレートよりも数オーダ大
きい振幅を有する。したがって、可変の出力電力動作
は、送信機の全出力動作においてより少ないバックオフ
が必要となる。
しかし、可変の出力電力動作の場合でも、エラーを最
小にするには十分であるが、好ましくはそれよりも大き
くないバックオフを供給することが必要である。
小にするには十分であるが、好ましくはそれよりも大き
くないバックオフを供給することが必要である。
それ故に、本発明の目的は、望ましい低エラーレート
を供給するために十分なバックオフによってマイクロ波
電力増幅器におけるクリッピングを制御する方法を提供
することにある。
を供給するために十分なバックオフによってマイクロ波
電力増幅器におけるクリッピングを制御する方法を提供
することにある。
発明の開示 本発明においては、RF（無線周波数）通信システムの
電力増幅器のクリッピングを制御する方法が提供され
る。そこでは、IF（中間周波数）入力信号を第１のIF増
幅器および電力増幅器の非直線性を補償する前置歪回路
を介して第１のミキサに供給し、IF入力信号が増幅され
た信号と局部発振器信号とを第１のミキサで混合してRF
信号を生成し、電力増幅器はゲイン制御ループから構成
され、RF信号を増幅し、増幅されたRF信号の一部と局部
発振器信号とを第２のミキサで混合してIF出力信号を生
成し、IF出力信号とIF入力信号とを比較し、信号圧縮の
程度を決定し、その決定された信号圧縮の程度によって
第１のIF増幅器のゲインを制御し、それによって、電力
増幅器のクリッピングを制御する。
電力増幅器のクリッピングを制御する方法が提供され
る。そこでは、IF（中間周波数）入力信号を第１のIF増
幅器および電力増幅器の非直線性を補償する前置歪回路
を介して第１のミキサに供給し、IF入力信号が増幅され
た信号と局部発振器信号とを第１のミキサで混合してRF
信号を生成し、電力増幅器はゲイン制御ループから構成
され、RF信号を増幅し、増幅されたRF信号の一部と局部
発振器信号とを第２のミキサで混合してIF出力信号を生
成し、IF出力信号とIF入力信号とを比較し、信号圧縮の
程度を決定し、その決定された信号圧縮の程度によって
第１のIF増幅器のゲインを制御し、それによって、電力
増幅器のクリッピングを制御する。
好ましくは、IF入力信号は、前置歪回路および第２の
IF増幅器を介して第１のミキサに供給され、第２のIF増
幅器のゲインはゲイン制御ループによって制御される。
IF増幅器を介して第１のミキサに供給され、第２のIF増
幅器のゲインはゲイン制御ループによって制御される。
また、本発明は、RF（無線周波数）通信システム用送
信機を提供する。この送信機は、ゲイン制御ループを構
成するRF増幅器と、IF入力信号を増幅する第１のIF（中
間周波数）増幅器と、IF入力信号に前置歪みを与え電力
増幅器の非直線性を補償する前置歪回路と、増幅され前
置歪が与えられたIF入力信号と局部発振器信号と混合し
てRF電力増幅器で増幅されるべきRF信号を生成する第１
のミキサと、増幅されたRF信号の一部と局部発振器信号
とを混合してIF出力信号を生成する第２のミキサと、IF
出力信号とIF入力信号とを比較し、信号圧縮の程度を決
定する手段と、決定された信号圧縮の程度に従って第１
のIF増幅器のゲインを制御し、それによって電力増幅器
のクリッピングを制御する手段とを含む。
信機を提供する。この送信機は、ゲイン制御ループを構
成するRF増幅器と、IF入力信号を増幅する第１のIF（中
間周波数）増幅器と、IF入力信号に前置歪みを与え電力
増幅器の非直線性を補償する前置歪回路と、増幅され前
置歪が与えられたIF入力信号と局部発振器信号と混合し
てRF電力増幅器で増幅されるべきRF信号を生成する第１
のミキサと、増幅されたRF信号の一部と局部発振器信号
とを混合してIF出力信号を生成する第２のミキサと、IF
出力信号とIF入力信号とを比較し、信号圧縮の程度を決
定する手段と、決定された信号圧縮の程度に従って第１
のIF増幅器のゲインを制御し、それによって電力増幅器
のクリッピングを制御する手段とを含む。
好ましくは、この送信機においては、増幅され前置歪
が与えられたIF入力信号を増幅して第１のミキサに供給
する第２のIF増幅器を有し、第２のIF増幅器のゲインは
ゲイン制御ループによって制御される。
が与えられたIF入力信号を増幅して第１のミキサに供給
する第２のIF増幅器を有し、第２のIF増幅器のゲインは
ゲイン制御ループによって制御される。
図面の簡単な説明 本発明は、添付図面からさらに詳しく理解される。異
なる図面における同一の番号は同一の構成要素を示す。
なる図面における同一の番号は同一の構成要素を示す。
図１は、本発明のマイクロ波無線通信システムの送信
機の部分ブロック図である。
機の部分ブロック図である。
図２は、信号確率分布関数を図示するグラフであり、
図１の送信機のピーク・クリッピング検出器の作用が説
明される。
図１の送信機のピーク・クリッピング検出器の作用が説
明される。
図３は、図１の送信機の部分をより詳細に示すブロッ
ク図である。
ク図である。
図４は、図１の送信機のピーク・クリッピング検出器
をより詳細に示す図である。
をより詳細に示す図である。
実施例 図１は、512QAMマイクロ波無線通信システムの送信機
の一部を示す。位相直角信号成分を含むIF（中間周波
数、例えば140MHz）入力信号（IFIN）はライン10を介し
て第１のIF/AGC増幅器12（自動利得制御）に供給され
る。増幅器12の出力は、前置歪回路14を介して第２のIF
・AGC増幅器16に結合される。局部発振器18はマイクロ
波周波数発振器を含み、それはマイクロ波周波数で、例
えば、4GHzのキャリヤ信号を発生し、そのキャリヤ信号
で増幅器16の出力が飽和イメージ阻止ミキサ20で混合さ
れる。S.G.Harmanによって1991年７月16日に発行された
米国特許番号5,033,110又はPCT出願番号No.PCT/CA91/00
151の「無線周波数通信システムのための周波数コンバ
ータ」という名称の特許出願に記述され請求されている
方法によって、ミキサ20は動作及び制御が可能である。
の一部を示す。位相直角信号成分を含むIF（中間周波
数、例えば140MHz）入力信号（IFIN）はライン10を介し
て第１のIF/AGC増幅器12（自動利得制御）に供給され
る。増幅器12の出力は、前置歪回路14を介して第２のIF
・AGC増幅器16に結合される。局部発振器18はマイクロ
波周波数発振器を含み、それはマイクロ波周波数で、例
えば、4GHzのキャリヤ信号を発生し、そのキャリヤ信号
で増幅器16の出力が飽和イメージ阻止ミキサ20で混合さ
れる。S.G.Harmanによって1991年７月16日に発行された
米国特許番号5,033,110又はPCT出願番号No.PCT/CA91/00
151の「無線周波数通信システムのための周波数コンバ
ータ」という名称の特許出願に記述され請求されている
方法によって、ミキサ20は動作及び制御が可能である。
ミキサ20の出力は、単側波帯信号であり、それは半導
体マイクロ波無線周波数電力増幅器22において増幅さ
れ、ライン24を介して、RF出力信号（RF OUT）として送
信される。RF信号の一部はカプラ26によって分岐され
る。ミキサ及びLPF（ローパスフィルタ）30はこのRF信
号の分岐信号を発振器18からライン31を介して供給され
たキャリヤ信号成分と混合し、コーヒレントなIF信号を
発生し、これをローパス濾波し、ライン32上に出力す
る。ライン32上のIF信号は、RF出力信号を表わし、それ
故、IF出力信号と呼ばれる。このIF出力信号は、一定利
得制御回路34にフィードバックされ、その回路34は第２
のIF・AGC増幅器16の利得を制御し、前置歪回路14の出
力からの一定信号利得をRF出力ライン24に供給する。こ
の一定信号利得は前置歪回路14の設計及び組み込みを容
易にする。実際には、電力増幅器22は、異なるマイクロ
波フェージング状態に対して種々のレベルの利得を切り
換えにより供給し、一定利得制御回路34及び前置歪回路
14もそれに応じて切り換えられる。しかし、そのような
切替は、本発明にとって必須のものではないので、ここ
では、詳しくは記述しない。
体マイクロ波無線周波数電力増幅器22において増幅さ
れ、ライン24を介して、RF出力信号（RF OUT）として送
信される。RF信号の一部はカプラ26によって分岐され
る。ミキサ及びLPF（ローパスフィルタ）30はこのRF信
号の分岐信号を発振器18からライン31を介して供給され
たキャリヤ信号成分と混合し、コーヒレントなIF信号を
発生し、これをローパス濾波し、ライン32上に出力す
る。ライン32上のIF信号は、RF出力信号を表わし、それ
故、IF出力信号と呼ばれる。このIF出力信号は、一定利
得制御回路34にフィードバックされ、その回路34は第２
のIF・AGC増幅器16の利得を制御し、前置歪回路14の出
力からの一定信号利得をRF出力ライン24に供給する。こ
の一定信号利得は前置歪回路14の設計及び組み込みを容
易にする。実際には、電力増幅器22は、異なるマイクロ
波フェージング状態に対して種々のレベルの利得を切り
換えにより供給し、一定利得制御回路34及び前置歪回路
14もそれに応じて切り換えられる。しかし、そのような
切替は、本発明にとって必須のものではないので、ここ
では、詳しくは記述しない。
ピーク・クリッピング検出器38からのオーバライド制
御信号がない時、以下に記述されるように、レベル制御
回路36は、ライン40を介して供給される送信レベル制御
信号（Txレベル）に応じて、第１のIF・AGC増幅器12の
利得を制御する。この送信レベル制御信号は既知の方法
で逆方向チャネルを介して遠隔受信機からライン24上の
RF出力信号が送信されるところへ供給される。通常動作
においては、受信機によって受信された信号レベルが低
下すると、逆方向チャネルとライン40上の送信レベル制
御信号を介してレベル制御回路36が制御され、第１のIF
・AGC増幅器12の利得を増加させ、それによって、前置
歪回路14に供給されるIF信号の振幅を増加させる。上記
の第２のIF・AGC増幅器16に供給された一定利得制御、
及びミキサ20が飽和AGC増幅器であるという事実（すな
わちミキサに供給された局部発振器信号がIF信号よりも
大きい振幅を有している）を考慮すると、RF信号は低い
受信信号レベルを補償するために増加される。
御信号がない時、以下に記述されるように、レベル制御
回路36は、ライン40を介して供給される送信レベル制御
信号（Txレベル）に応じて、第１のIF・AGC増幅器12の
利得を制御する。この送信レベル制御信号は既知の方法
で逆方向チャネルを介して遠隔受信機からライン24上の
RF出力信号が送信されるところへ供給される。通常動作
においては、受信機によって受信された信号レベルが低
下すると、逆方向チャネルとライン40上の送信レベル制
御信号を介してレベル制御回路36が制御され、第１のIF
・AGC増幅器12の利得を増加させ、それによって、前置
歪回路14に供給されるIF信号の振幅を増加させる。上記
の第２のIF・AGC増幅器16に供給された一定利得制御、
及びミキサ20が飽和AGC増幅器であるという事実（すな
わちミキサに供給された局部発振器信号がIF信号よりも
大きい振幅を有している）を考慮すると、RF信号は低い
受信信号レベルを補償するために増加される。
ライン10及び32上のIF信号はAGC増幅器40及び42によ
ってそれぞれ同等のレベルまで増幅される。図１に示さ
れるように、選択的な位相解析回路44によって位相解析
される増幅器42の出力及び増幅器40の出力は、チョップ
及びミキサ46の入力に供給され、これらの信号はそこで
チョップされ、矩形及びLPF（ローパスフィルタ）回路4
8に交互に供給され、矩形及びLPF回路48の出力はピーク
クリッピング検出器38に供給される。上述したレベル制
御回路のための制御信号を発生する。矩形及びLPF回路4
8のチョップされた交互の出力は、また、増幅器40の利
得を制御するピークAGC検出器50にも供給される。さら
にその出力は幅器42の利得を制御するRMS・AGC制御回路
52にも供給される。
ってそれぞれ同等のレベルまで増幅される。図１に示さ
れるように、選択的な位相解析回路44によって位相解析
される増幅器42の出力及び増幅器40の出力は、チョップ
及びミキサ46の入力に供給され、これらの信号はそこで
チョップされ、矩形及びLPF（ローパスフィルタ）回路4
8に交互に供給され、矩形及びLPF回路48の出力はピーク
クリッピング検出器38に供給される。上述したレベル制
御回路のための制御信号を発生する。矩形及びLPF回路4
8のチョップされた交互の出力は、また、増幅器40の利
得を制御するピークAGC検出器50にも供給される。さら
にその出力は幅器42の利得を制御するRMS・AGC制御回路
52にも供給される。
図１の構成の動作は、図２を参照して下記にさらに詳
しく記述される。図２は512−QAMシステムのRF包絡線に
対する信号確率分布関数を示すグラフである。図２にお
ける水平軸は、0dB電力レベルで表されるRMS信号電力と
関連するデシベル（dB）でピーク信号電力を表わす。図
２における垂直軸は、使用される特別の変調方式（512
−QAM）における、0dB又はそれより大きなピーク電力レ
ベルで発生する信号の発生確率を表わす。曲線62はライ
ン10上の歪のないIF入力信号に対する確率密度関数を表
わす。曲線63は、ライン32上のIF出力信号に対する確率
密度関数を表わす。これらの曲線間の差は信号圧縮、或
いはピーククリッピング振幅歪を表わし、これは前置歪
回路14によって補償が行われた後の電力増幅器22の非線
形利得及びピーククリッピング特性によるものである。
しく記述される。図２は512−QAMシステムのRF包絡線に
対する信号確率分布関数を示すグラフである。図２にお
ける水平軸は、0dB電力レベルで表されるRMS信号電力と
関連するデシベル（dB）でピーク信号電力を表わす。図
２における垂直軸は、使用される特別の変調方式（512
−QAM）における、0dB又はそれより大きなピーク電力レ
ベルで発生する信号の発生確率を表わす。曲線62はライ
ン10上の歪のないIF入力信号に対する確率密度関数を表
わす。曲線63は、ライン32上のIF出力信号に対する確率
密度関数を表わす。これらの曲線間の差は信号圧縮、或
いはピーククリッピング振幅歪を表わし、これは前置歪
回路14によって補償が行われた後の電力増幅器22の非線
形利得及びピーククリッピング特性によるものである。
それ故、いかなる信号確率密度においても、例えば、
図２の破線64で示される10-6においては、曲線63及び62
の間の差Ｘは、振幅歪すなわち、その信号圧縮は電力増
幅器22のピーククリッピングによって生成された信号圧
縮を表わす。ピーク・クリッピング検出器38は所定の信
号確率密度における差Ｘをモニタする役目をする。その
密度は最適の検出器応答を供給するように選ばれる。こ
の差Ｘがシンボルエラーが起こるピーク・クリッピング
の最大許容範囲に対応する閾値を超える場合には、ライ
ン40を介して回路36に供給されるレベル制御はオーバラ
イドされ、第１のIF・AGC増幅器12すなわちRF出力信号
の利得は、ピーク・クリッピング検出器38の出力によっ
て制限される。
図２の破線64で示される10-6においては、曲線63及び62
の間の差Ｘは、振幅歪すなわち、その信号圧縮は電力増
幅器22のピーククリッピングによって生成された信号圧
縮を表わす。ピーク・クリッピング検出器38は所定の信
号確率密度における差Ｘをモニタする役目をする。その
密度は最適の検出器応答を供給するように選ばれる。こ
の差Ｘがシンボルエラーが起こるピーク・クリッピング
の最大許容範囲に対応する閾値を超える場合には、ライ
ン40を介して回路36に供給されるレベル制御はオーバラ
イドされ、第１のIF・AGC増幅器12すなわちRF出力信号
の利得は、ピーク・クリッピング検出器38の出力によっ
て制限される。
したがって、深いフェージング状況においては、第１
のIF・AGC増幅器12の利得すなわちRF出力信号の振幅
は、ライン40を介して逆方向チャネル制御により、検出
器38がこれをオーバライドするまで増加し、その結果、
増幅器22によるピーク・クリッピングを制限し、これに
より増幅器22中のピーク・クリッピングによるシンボル
エラーを避ける。電力増幅器22は制御ループ内にあるの
で、その電力増幅器22は、過度のピーク・クリッピング
が起こる前に、その最大電力出力レベルで動作する。さ
らに、制御ループは、電力増幅器22の特性を変化させる
ように何度も調節される。これらの結果、電力増幅器22
に対するバックオフの設計レベルは、先行技術において
よりも、もっと低いレベルに減らすことができる。そし
てどの電力増幅器22も、その特定の最大電力出力レベル
で動作することができる。
のIF・AGC増幅器12の利得すなわちRF出力信号の振幅
は、ライン40を介して逆方向チャネル制御により、検出
器38がこれをオーバライドするまで増加し、その結果、
増幅器22によるピーク・クリッピングを制限し、これに
より増幅器22中のピーク・クリッピングによるシンボル
エラーを避ける。電力増幅器22は制御ループ内にあるの
で、その電力増幅器22は、過度のピーク・クリッピング
が起こる前に、その最大電力出力レベルで動作する。さ
らに、制御ループは、電力増幅器22の特性を変化させる
ように何度も調節される。これらの結果、電力増幅器22
に対するバックオフの設計レベルは、先行技術において
よりも、もっと低いレベルに減らすことができる。そし
てどの電力増幅器22も、その特定の最大電力出力レベル
で動作することができる。
図２においてピーク・クリッピング検出器38による差
Ｘに適当な評価をするために、ライン10及び32上のIF入
力・出力信号のRMSレベルは、図１上の構成要素46、4
8、52及び42を介して達成されるチョッパ安定化比較に
よって等しくされる。このことは、比較の目的のために
絶対RMSレベルを行う高価なタスク（特にIF入力信号の
大きなピーク対RMS比を考慮した場合）を避ける。ま
た、ピーク検出器38は、例えば、図２における破線64に
よって示される10-6の共通の確率密度で、IF入力と出力
信号ピーク値を比較するためにチョッパ安定化される。
チョッパ安定化を考慮し、その確率密度は、ピーク・ク
リッピング検出器中の抵抗コンデンサの時定数によって
設定できる。
Ｘに適当な評価をするために、ライン10及び32上のIF入
力・出力信号のRMSレベルは、図１上の構成要素46、4
8、52及び42を介して達成されるチョッパ安定化比較に
よって等しくされる。このことは、比較の目的のために
絶対RMSレベルを行う高価なタスク（特にIF入力信号の
大きなピーク対RMS比を考慮した場合）を避ける。ま
た、ピーク検出器38は、例えば、図２における破線64に
よって示される10-6の共通の確率密度で、IF入力と出力
信号ピーク値を比較するためにチョッパ安定化される。
チョッパ安定化を考慮し、その確率密度は、ピーク・ク
リッピング検出器中の抵抗コンデンサの時定数によって
設定できる。
図３は図１の構成要素40から52をより詳しく示す図で
ある。すでに、上に述べたように、位相解析回路44はオ
プションであるが図３中に示される。なぜなら、それ
は、他の目的（本発明の一部ではない）のために供給で
きるからである。位相解析回路44は省略できるので、そ
の場合は増幅器42の出力はチョップ及びミキサ46に直接
接続される。
ある。すでに、上に述べたように、位相解析回路44はオ
プションであるが図３中に示される。なぜなら、それ
は、他の目的（本発明の一部ではない）のために供給で
きるからである。位相解析回路44は省略できるので、そ
の場合は増幅器42の出力はチョップ及びミキサ46に直接
接続される。
図３に示されるように、位相解析回路44は、位相制御
回路442、補償遅延線444、サイン／コサイン発生源44
6、直行位相出力を有する信号カプラ448を含む位相回転
子、乗算器450、452、及び加算器454を含む。位相制御
回路442はRMS（二乗平均平方根）位相検出器及び54MHz
のカットオフ周波数をもつローパスフィルタを有する。
増幅器40からの利得調整IF入力信号は、遅延線444を介
して位相制御回路442の１つの入力に供給される。そし
て位相制御回路442の他の入力は利得調整及び位相解析I
F出力信号が供給される。位相制御回路442の出力はサイ
ン／コサイン発生源446を駆動し、その出力はカプラ448
によって増幅器42の出力から生成されるIF出力信号の直
交位相成分によって多重化される。多重化出力は加算器
454によって加算され、位相解析回路44の出力を生じ
る。説明を簡単にするために図３に示さないが、位相解
析回路44は既知の方法、例えば、後述する5kHz矩形波チ
ョッパ制御信号CCを使用してチョッパ安定化される。
回路442、補償遅延線444、サイン／コサイン発生源44
6、直行位相出力を有する信号カプラ448を含む位相回転
子、乗算器450、452、及び加算器454を含む。位相制御
回路442はRMS（二乗平均平方根）位相検出器及び54MHz
のカットオフ周波数をもつローパスフィルタを有する。
増幅器40からの利得調整IF入力信号は、遅延線444を介
して位相制御回路442の１つの入力に供給される。そし
て位相制御回路442の他の入力は利得調整及び位相解析I
F出力信号が供給される。位相制御回路442の出力はサイ
ン／コサイン発生源446を駆動し、その出力はカプラ448
によって増幅器42の出力から生成されるIF出力信号の直
交位相成分によって多重化される。多重化出力は加算器
454によって加算され、位相解析回路44の出力を生じ
る。説明を簡単にするために図３に示さないが、位相解
析回路44は既知の方法、例えば、後述する5kHz矩形波チ
ョッパ制御信号CCを使用してチョッパ安定化される。
増幅器40からの利得調整IF入力信号及び位相解析回路
44からの利得調整及び位相解析IF出力信号は、同じくチ
ョップ及びミキサ46に供給される。それは図３に示され
るチョッパ制御信号CCによって制御される選択スイッチ
によって表わされる。それ故、チョップ及びミキサ46の
出力においては、２つのIF信号は5kHzのチョッパレート
のチョッピング及び交互切り換え方法によって発生され
る。そのチョッピングされた交流信号は、コサイン二乗
特性を有する回路482において矩形にされ、ベースバン
ド振幅情報を再生し、その結果生ずる信号は、54MHzのL
PF484においてローパス濾波される。これらの回路482と
484は共に矩形及びLPF回路48を構成する。cos2特性を有
する回路482はIF信号を単純に復調し、干渉性の位相及
びIF信号の変調側波帯を有する振幅を供給する。これ
は、キャリヤ再生タイプの復調器を供給するよりも、よ
り費用が安価で済み、さらに信号ピークを非線形拡張
し、検出を一層容易にする。LPF484の出力は、図３にお
いて示されるように、ピーククリッピング検出器38と同
様に、ピークAGC検出器50及びRMS・AGC制御回路52にも
供給される。
44からの利得調整及び位相解析IF出力信号は、同じくチ
ョップ及びミキサ46に供給される。それは図３に示され
るチョッパ制御信号CCによって制御される選択スイッチ
によって表わされる。それ故、チョップ及びミキサ46の
出力においては、２つのIF信号は5kHzのチョッパレート
のチョッピング及び交互切り換え方法によって発生され
る。そのチョッピングされた交流信号は、コサイン二乗
特性を有する回路482において矩形にされ、ベースバン
ド振幅情報を再生し、その結果生ずる信号は、54MHzのL
PF484においてローパス濾波される。これらの回路482と
484は共に矩形及びLPF回路48を構成する。cos2特性を有
する回路482はIF信号を単純に復調し、干渉性の位相及
びIF信号の変調側波帯を有する振幅を供給する。これ
は、キャリヤ再生タイプの復調器を供給するよりも、よ
り費用が安価で済み、さらに信号ピークを非線形拡張
し、検出を一層容易にする。LPF484の出力は、図３にお
いて示されるように、ピーククリッピング検出器38と同
様に、ピークAGC検出器50及びRMS・AGC制御回路52にも
供給される。
ピークAGC検出器50はピークレベル・コンパレータ502
及び積分器504から成る。ピークレベル・コンパレータ5
02はチョッパ制御信号CCによって制御され、回路46が増
幅器40の出力に切り換えられるチョッパ時間において、
LPF484の出力を閾値と比較し、IF入力信号のピーク・レ
ベルによる出力を供給する。この出力は、積分器504に
よって積分され、増幅器40に対してAGC制御信号を提供
する。RMS・AGC制御回路52はサンプルホールド回路522
と積分器524から構成される。サンプルホールド回路522
はチョッパ制御信号CCによって制御され、回路46が２つ
の入力に交互にスイッチされるチョッパ時間にLPF484の
出力をサンプルする。回路46に供給されるIF入出力信号
のRMSレベルの差を表わす出力は、積分器524によって積
分され、増幅器42の利得を制御するために使われ、その
結果RMSレベルの差がなくなる。
及び積分器504から成る。ピークレベル・コンパレータ5
02はチョッパ制御信号CCによって制御され、回路46が増
幅器40の出力に切り換えられるチョッパ時間において、
LPF484の出力を閾値と比較し、IF入力信号のピーク・レ
ベルによる出力を供給する。この出力は、積分器504に
よって積分され、増幅器40に対してAGC制御信号を提供
する。RMS・AGC制御回路52はサンプルホールド回路522
と積分器524から構成される。サンプルホールド回路522
はチョッパ制御信号CCによって制御され、回路46が２つ
の入力に交互にスイッチされるチョッパ時間にLPF484の
出力をサンプルする。回路46に供給されるIF入出力信号
のRMSレベルの差を表わす出力は、積分器524によって積
分され、増幅器42の利得を制御するために使われ、その
結果RMSレベルの差がなくなる。
図４において、ピーク・クリッピング検出器38は差動
増幅器381を含み、その増幅器は非反転（＋）入力を有
し、その入力にLPF484の出力が供給される。また、この
増幅器は１つの出力を有し、それはスイッチ382を介し
て交互に２つの積分回路383及び384の入力に結合され
る。積分回路の出力はスイッチ385及びフイードバック
抵抗386を介して、増幅器381の反転入力（−）に交互に
結合され、及び抵抗387及び388を介して差動増幅器389
の差入力回路に結合される。サンプルホールド回路390
は増幅器389の出力をサンプルし、そしてピーク・クリ
ッピング検出器の出力信号を発生し、それはレベル制御
回路36に供給される。すでに述べたように、この出力信
号がピーク・クリッピングの最大許容範囲に対応する閾
値レベルを超えるとき、それは第１のIF・AGC増幅器12
の利得制御をライン40上の反転チャネル信号によってオ
ーバライドし、増幅器12の利得を直接減らし、その結
果、ピーク・クリッピングをシンボルエラーが起きない
低レベルに維持する。
増幅器381を含み、その増幅器は非反転（＋）入力を有
し、その入力にLPF484の出力が供給される。また、この
増幅器は１つの出力を有し、それはスイッチ382を介し
て交互に２つの積分回路383及び384の入力に結合され
る。積分回路の出力はスイッチ385及びフイードバック
抵抗386を介して、増幅器381の反転入力（−）に交互に
結合され、及び抵抗387及び388を介して差動増幅器389
の差入力回路に結合される。サンプルホールド回路390
は増幅器389の出力をサンプルし、そしてピーク・クリ
ッピング検出器の出力信号を発生し、それはレベル制御
回路36に供給される。すでに述べたように、この出力信
号がピーク・クリッピングの最大許容範囲に対応する閾
値レベルを超えるとき、それは第１のIF・AGC増幅器12
の利得制御をライン40上の反転チャネル信号によってオ
ーバライドし、増幅器12の利得を直接減らし、その結
果、ピーク・クリッピングをシンボルエラーが起きない
低レベルに維持する。
破線391によって示されるように、スイッチ382及び38
5はチョッパ制御信号CCにより、同時に制御される。従
って、積分回路383及び384は信号CCの二分の一サイクル
の間、増幅器381に交互に接続されて動作する。LPF484
の出力は、チョッパ周波数において、チョップ及びミキ
サ46の動作によってIF入出力から交互に得られた信号成
分を含むので、積分回路383は、その出力とIF出力信号
によって生成された信号成分間で増幅器381によって生
成された差を積分するように動作する。積分回路384
は、その出力とIF入力信号によって生成された信号成分
間で増幅器381によって生成された差を積分するように
動作する。この結果、積分回路383及び384の出力は、そ
れぞれIF出力信号とIF入力信号の平均電力を追跡する。
5はチョッパ制御信号CCにより、同時に制御される。従
って、積分回路383及び384は信号CCの二分の一サイクル
の間、増幅器381に交互に接続されて動作する。LPF484
の出力は、チョッパ周波数において、チョップ及びミキ
サ46の動作によってIF入出力から交互に得られた信号成
分を含むので、積分回路383は、その出力とIF出力信号
によって生成された信号成分間で増幅器381によって生
成された差を積分するように動作する。積分回路384
は、その出力とIF入力信号によって生成された信号成分
間で増幅器381によって生成された差を積分するように
動作する。この結果、積分回路383及び384の出力は、そ
れぞれIF出力信号とIF入力信号の平均電力を追跡する。
ピーク・クリッピング検出器38のパラメータ、例えば
抵抗値の大きさ及び積分時定数は、積分回路が所定の信
号確率密度は、例えば図２における破線64で示される10
-6で動作するように選択され、抵抗386を介して増幅器3
81へのレベルの適応的フォードバックによって決定され
る。この増幅器381はLPF484からの入力とスイッチ382及
び385の各状態に対する適応レベルの間の差を増幅す
る。このように、積分回路383及び384の出力は、図２の
曲線63及び62の破線64における差に対応する。増幅器38
9は、これらの積分回路の出力の間の差を形成し、さら
にピーク・クリッピング検出器出力を発生するためにサ
ンプルされかつホールドされるので、この出力は、図２
において示されるＸの信号圧縮量を表わす。この信号圧
縮量はIF入力ライン10とRF出力ライン24の間で発生す
る。
抵抗値の大きさ及び積分時定数は、積分回路が所定の信
号確率密度は、例えば図２における破線64で示される10
-6で動作するように選択され、抵抗386を介して増幅器3
81へのレベルの適応的フォードバックによって決定され
る。この増幅器381はLPF484からの入力とスイッチ382及
び385の各状態に対する適応レベルの間の差を増幅す
る。このように、積分回路383及び384の出力は、図２の
曲線63及び62の破線64における差に対応する。増幅器38
9は、これらの積分回路の出力の間の差を形成し、さら
にピーク・クリッピング検出器出力を発生するためにサ
ンプルされかつホールドされるので、この出力は、図２
において示されるＸの信号圧縮量を表わす。この信号圧
縮量はIF入力ライン10とRF出力ライン24の間で発生す
る。
容易にわかるように、この信号圧縮は、電力増幅器22
によって信号のクリッピングが発生し又は増加するにつ
れて増加する。したがって、検出器出力は、電力増幅器
22内で入力信号振幅が増幅器内のクリッピングレベルに
どれくらい近いかを明確に指示する。もしクリッピング
が発生すれば、圧縮Ｘ即ち圧縮検出器50の出力は大きく
なる。一方、圧縮Ｘのクリッピングがない場合は、圧縮
検出器50の出力は小さい。
によって信号のクリッピングが発生し又は増加するにつ
れて増加する。したがって、検出器出力は、電力増幅器
22内で入力信号振幅が増幅器内のクリッピングレベルに
どれくらい近いかを明確に指示する。もしクリッピング
が発生すれば、圧縮Ｘ即ち圧縮検出器50の出力は大きく
なる。一方、圧縮Ｘのクリッピングがない場合は、圧縮
検出器50の出力は小さい。
すでに記述されるように、ピーク・クリッピング検出
器38の出力が、レベル制御回路36にセットされた閾値レ
ベルを超える場合は、その出力はライン40を介して利得
制御をオーバドライブするのに使われ、第１のIF・AGC
増幅器12の利得を直接減らすのに使われる。それによっ
て、第１のIF・AGC増幅器12の出力においてIF信号の振
幅を減少させる。ミキサ20は飽和ミキサであるために、
この振幅は、また電力増幅器22に供給されるRF信号の振
幅を決定する。電力増幅器の入力信号レベルは、ピーク
・クリッピング又は信号圧縮を減らすために同じく減ら
される。
器38の出力が、レベル制御回路36にセットされた閾値レ
ベルを超える場合は、その出力はライン40を介して利得
制御をオーバドライブするのに使われ、第１のIF・AGC
増幅器12の利得を直接減らすのに使われる。それによっ
て、第１のIF・AGC増幅器12の出力においてIF信号の振
幅を減少させる。ミキサ20は飽和ミキサであるために、
この振幅は、また電力増幅器22に供給されるRF信号の振
幅を決定する。電力増幅器の入力信号レベルは、ピーク
・クリッピング又は信号圧縮を減らすために同じく減ら
される。
したがって、閉鎖ループが形成され、増幅器によって
所定の低レベルに生成された最大信号圧縮を維持する。
この様に、電力増幅器22は、エラーを発生させる過大な
信号歪を発生させることなく、高信号レベル、ここでは
ノイズ対信号比で動作可能である。
所定の低レベルに生成された最大信号圧縮を維持する。
この様に、電力増幅器22は、エラーを発生させる過大な
信号歪を発生させることなく、高信号レベル、ここでは
ノイズ対信号比で動作可能である。
さらに、この配列によれば、例えば、電力増幅器の機
能がオーバタイム又は温度変化で品質が低下する場合
は、電力増幅器への入力信号振幅を減らすことにより、
信号歪を増加させないで一定に維持できる。一方、既知
のマイクロ波無線通信システムにおいては、電力増幅器
が劣化すると電力増幅器に供給される信号レベルが増加
し、一定の出力電力レベルを維持しようとするので、信
号歪が増加しそのためエラーレートが増加する。
能がオーバタイム又は温度変化で品質が低下する場合
は、電力増幅器への入力信号振幅を減らすことにより、
信号歪を増加させないで一定に維持できる。一方、既知
のマイクロ波無線通信システムにおいては、電力増幅器
が劣化すると電力増幅器に供給される信号レベルが増加
し、一定の出力電力レベルを維持しようとするので、信
号歪が増加しそのためエラーレートが増加する。
ピーククリッピング検出器の望ましい一実施例が上述
されたが、検出器の他のタイプも提供される。例えば、
IF入出力信号は位相調整され、かつ規格化され、この信
号の圧縮又はクリッピングされた部分を表わす差は、IF
信号中の振幅ピークの発生と相関し、圧縮又はクリッピ
ング量を示す信号を発生する。その信号は上述と同じ方
法で使用でき、第１のIF・AGC増幅器の利得を適応的な
方法で制御する。
されたが、検出器の他のタイプも提供される。例えば、
IF入出力信号は位相調整され、かつ規格化され、この信
号の圧縮又はクリッピングされた部分を表わす差は、IF
信号中の振幅ピークの発生と相関し、圧縮又はクリッピ
ング量を示す信号を発生する。その信号は上述と同じ方
法で使用でき、第１のIF・AGC増幅器の利得を適応的な
方法で制御する。
すでに述べたように、第１のIF・AGC増幅器12の利得
は制御され、飽和ミキサ20が使われ、その結果、IF信号
レベルは電力増幅器22に供給されるRF信号レベルを直接
決定する。一方、第２のIF・AGC増幅器の利得、電力増
幅器22の利得、又は信号パス（例えば電力増幅器22への
入力）における信号アテネータの減衰度は制御され、同
様の結果が得られる。しかし、これら後者の配列は好ま
しくはない。なぜなら、それらは前置歪回路14の制御を
複雑にするからである。また、RF電力増幅器22の利得を
制御するよりも第１のIF・AGC増幅器の利得を制御する
方がより容易だからである。
は制御され、飽和ミキサ20が使われ、その結果、IF信号
レベルは電力増幅器22に供給されるRF信号レベルを直接
決定する。一方、第２のIF・AGC増幅器の利得、電力増
幅器22の利得、又は信号パス（例えば電力増幅器22への
入力）における信号アテネータの減衰度は制御され、同
様の結果が得られる。しかし、これら後者の配列は好ま
しくはない。なぜなら、それらは前置歪回路14の制御を
複雑にするからである。また、RF電力増幅器22の利得を
制御するよりも第１のIF・AGC増幅器の利得を制御する
方がより容易だからである。
さらに、上に述べた配列では、同期した逓降変換がミ
キサ及びLPF32において使用され、IF出力信号を発生す
るが、これは本発明の本質ではない。なぜならピーク・
クリッピング検出器38は信号の振幅にのみ応答するから
である。したがって、上述の配列において、特にセルラ
無線通信で使用される多重キャリヤ通信システムにおい
ては、RF出力信号のタップオフの部分の非同期逓降変換
が、その代わりに使用され、IF出力信号を発生する。こ
の場合、位相解析回路44が上述のように省略される。な
ぜなら、非同期配列中で動作するにはそのバンド幅はあ
まりに狭いからである。
キサ及びLPF32において使用され、IF出力信号を発生す
るが、これは本発明の本質ではない。なぜならピーク・
クリッピング検出器38は信号の振幅にのみ応答するから
である。したがって、上述の配列において、特にセルラ
無線通信で使用される多重キャリヤ通信システムにおい
ては、RF出力信号のタップオフの部分の非同期逓降変換
が、その代わりに使用され、IF出力信号を発生する。こ
の場合、位相解析回路44が上述のように省略される。な
ぜなら、非同期配列中で動作するにはそのバンド幅はあ
まりに狭いからである。
フロントページの続き (72)発明者 ハーマン・ステファン・ジョージ カナダ国，ケイ２エイチ ８ビー３，オ ンタリオ，ネピーン，グランドビュー ロード 48 (56)参考文献 特開 昭55−21682（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−58729（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−22830（ＪＰ，Ａ) 実開 昭49−52416（ＪＰ，Ｕ) 特表 昭59−502010（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H03G 3/20 H04B 1/04
Claims (4)
- 【請求項１】RF（無線周波数）通信システムの電力増幅
器のクリッピングを制御する方法において： IF（中間周波数）入力信号を第１のIF増幅器および前記
電力増幅器の非直線性を補償する前置歪回路を介して第
１のミキサに供給し、 前記IF入力信号が増幅された信号と局部発振器信号とを
前記第１のミキサで混合してRF信号を生成し、 前記電力増幅器は第１のミキサからのRF信号を増幅し、 前記の増幅されたRF信号の一部と局部発振器信号とを第
２のミキサで混合してIF出力信号を生成し、 前記IF出力信号と前記IF入力信号とを比較し、前記電力
増幅器のピーククリッピングを検出し、 前記第１のIF増幅器のゲインを制御することによって、
電力増幅器から出力されるRF信号のレベルを制御し、 前記第１のIF増幅器のゲインは前記検出された電力増幅
器のピーククリッピングによって制限されることを特徴
とする無線周波数電力増幅器のクリッピング制御方法。 - 【請求項２】請求項１の方法において： IF入力信号は、前置歪回路および第２のIF増幅器を介し
て前記第１のミキサに供給され、前記第２のIF増幅器は
第２のミキサからのIF出力信号によって制御されること
を特徴とする無線周波数電力増幅器のクリッピング制御
方法。 - 【請求項３】RF（無線周波数）通信システム用送信機に
おいて： RF信号を増幅する電力増幅器と、 IF入力信号を増幅する第１のIF（中間周波数）増幅器
と、 前記の増幅されたIF入力信号に前置歪みを与え電力増幅
器の非直線性を補償する前置歪回路と、 増幅され前置歪が与えられたIF入力信号と局部発振器信
号と混合して前記電力増幅器に供給されるRF信号を生成
する第１のミキサと、 前記の増幅されたRF信号の一部と局部発振器信号とを混
合してIF出力信号を生成する第２のミキサと、 前記IF出力信号と前記IF入力信号とを比較し、前記電力
増幅器のピーククリッピングを検出する手段と、 前記第１のIF増幅器のゲインを制御することによって、
電力増幅器から出力されるRF信号のレベルを制御する手
段と、 前記第１のIF増幅器のゲインを前記検出された電力増幅
器のピーククリッピングによって制限する手段と、 を備えたことを特徴とする無線周波数通信システム用送
信機。 - 【請求項４】請求項３の無線周波数通信システム用送信
機において： 増幅され前置歪が与えられたIF入力信号を増幅して第１
のミキサに供給する第２のIF増幅器を有し、前記第２の
IF増幅器は第２のミキサからのIF出力信号によって制御
されることを特徴とする無線周波数通信システム用送信
機。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/607,385 US5170495A (en) | 1990-10-31 | 1990-10-31 | Controlling clipping in a microwave power amplifier |
| US607,385 | 1990-10-31 | ||
| PCT/CA1991/000360 WO1992008282A1 (en) | 1990-10-31 | 1991-10-11 | Controlling clipping in a microwave power amplifier |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05507834A JPH05507834A (ja) | 1993-11-04 |
| JP2881187B2 true JP2881187B2 (ja) | 1999-04-12 |
Family
ID=24432043
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3516198A Expired - Fee Related JP2881187B2 (ja) | 1990-10-31 | 1991-10-11 | 無線周波数電力増幅器のクリッピング制御方法および無線周波数通信システム用送信機 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5170495A (ja) |
| EP (1) | EP0555239B1 (ja) |
| JP (1) | JP2881187B2 (ja) |
| CA (1) | CA2085606C (ja) |
| DE (1) | DE69111615T2 (ja) |
| WO (1) | WO1992008282A1 (ja) |
Families Citing this family (41)
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