JPS59502010A

JPS59502010A - マイクロ波通信システム

Info

Publication number: JPS59502010A
Application number: JP84500006A
Authority: JP
Inventors: ラフア−ル・マルク; ジヨイネス・ウイリアム・テイ; バ−トン・ラリ−・ダブリユ
Original assignee: アブネツト　インコ−ポレ−テツド
Priority date: 1982-11-10
Filing date: 1983-11-09
Publication date: 1984-11-29
Also published as: FI842482A0; EP0112039A3; CA1218113A; AU2341384A; MX160182A; AU559219B2; US4475242A; FI76652B; NO842721L; FI76652C; WO1984002044A1; US4475242B1; FI842482A; EP0112039A2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】マイクロ波通信システム技術分野本発明は、マイクロ波通信システムに関し、特に、広い範囲に亘って情報チャンネルの多重の同時送信かてぎる新規で高効率の送信器を備えたマイクロ波通信システムに関する。

背景技術マイクロ波リレー（伝達）は、間に信号ケーブルを敷設しないである点から遠距離の点まで信号を得る便利な手段を形成する。このマイクロ波リレーは、長距離の電話線の費用を減少させるためにベルシステムで最初に開発され用いられていた。最近では、マイクロ波通信網がスタジオと送信所とを結ぶためにＴＶ放送局で用いられている。これらのスタジオ−送信所通信（ＳＴＬ）は１〜２０マイル離れて配置されるスタジオから送信所までに１チヤンネルのみのビデオ信号と１チヤンネルのみのオーデオ信号とを伝送することが要求される。この同じ装置はローカル放送局から支局に通信網を提供するに用いられる。

衛星通信前のＣＡＴＶ業界の幕開けにおいては、これら同じマイクロ波連結がケーブルを越えた地方の分配のために遠距離ＴＶ同局間用いられていた。再び、これらの通信網は、単一の番組チャンネルの容量のみが要求された。このＣＡＴＶ業界が円熟してぎた現代では、ＣＡＴＶ操作者の使用状態の成長を認めた米田連邦通信協会がこれらの業種のために１３ＧＨ２近傍の周波数帯を割当てた。この有線リレーサービス（ＣＡＲ８）として知られているこの周波数板帯の割当ては種々の応用のために解放されている。

このような応用例の一つは、ＣＡ　Ｔ　Ｖシステムのサービス領域の拡大のためのマイクロ波連結の使用である。これを達成覆るために、連結が多重のＴＶチャンネルを伝送する容量が必要である。原始的な単一チャンネルＳ　Ｔ　ｔ、システ１、の構築は所望数のチャンネルを達成するために、並列に多重送信器を必須的に積み上げてこの要求に応えていた。従って、２４ヂヤンネルのシステムは、現在１５０，０００ドルも越える単一の送信パラボラアンテナに接続された２７１個の中−チャンネルの送信器が要求される。このような費用は接続される通信網か非常に広い購読者を有する地域で許される。

代表的なマイクロ波連結システムは中央の中継局と各々が近くの通信局に向いている多重皿型アンデナを有する単一送信器とを含んでいる。各通信内では送信器に照準する受信機が従来のＣＡＴＶ技術を経由して分配した信号を処理している。単一送信器は、例えば２０マイル以上の半径内で通信をサービスでき、種々の方向で連結ができる。従って、単一送信器は多数の通信を形成できる。

これらの通信をこの方法で相互接続することによって、中継装置の費用が広範囲の購買者に分配でき、一方面時に本線の費用も相当減少する。

例えば、１２．７〜１３．２Ｇｌ−１ｚで操作されるマイクロ波３リレーが記載される。この帯域では、２種π１のマイクロ波連結ずなわらシステム振幅変調（Ａ　Ｍ　）および周波数変調（Ｆ　ｔｖｌ　）が操作できる。これら両者のシスーアムにおいては、送信システムが種々の連結で分配できる。異なった方向に各々向いた皿型アンテナを送信器に適当に接続して、種々の領域が単一の送信器で供給される。

周波数変調の連結は低送信電力で低雑音指数の高伝送を形成する。その信頼性と雑音許容度から、ＦＭ連結がしばしばＳＴＬシステムに用いられる。ＦＭは要求される出力電力を減少するために携帯システムに用いられる。

しかしながら、１Ｍシステムは種々の欠点がある。第１に送信器と受信器とが高価である。第２に、マイク［１連結用のＦＭ信号の有効帯域幅はほんの少しの帯域幅のそれの４倍である。

これは、定められた帯域幅内で、全体の１ｚ４倍の放送局が伝送できることを意味している。最後に、Ｆｔｖｌシステムは伝送される各ＴＶチャンネル毎に分離した送信器と受信器とが要求される。

振幅変調の連結は多重ＴＶ放送局を連結する経済的な方法を形成する。Ａｌｖ＋送信器では、すべてのチャンネルが単一の送信器で送信され、単一の受信器で受信される。しかしながら、従来の振【変調の連結はＡＩＶ＋システムの多重チャンネル容量のすべての利点を享受しない。下記に示すように多重チャンネル送信器の成分を好ましく切昌えて、重大な費用削減が単一チャンネル送信器に比べて達成できる。

発明の目的本発明の第１の目的は、疎らに分散した領域にＣＡ　”ｒ　Ｖ勺−ビスを施す費用を低減するマイク［１波通信システ１．４提供することである。

本発明の伯の目的は、マイクロ波リレーシステムにおける単一送信器によって遠距鄭送（言できる情報ヂ４・ンネルの数を最大にすることである。

また、本発明の伯の目的は、マイクロ波リレーシステムにおける単一送信器によって送信できる所定数の情報チャンネルの送信距離を最大にすることである。

更に、別の目的は、チャンネルが埋め込まれた情報の多重がマイクロ波搬送波周波数でかなりの距離同時に連結できるマイクロ波送信器の使用を許容するマイクロ波電力増幅器を提供することである。

発明の開示本発明の目的は、複数のビデオチャンネルを含む入力信号を受理し、所定のマイクロ波周波数帯域に増幅変調され！、：増幅変調信号を作りだす信号変調手段と、このマイクロ波周波数に応答してマイクロ波送信所から速隔の地点に好適な増幅出力信号を作りだす増幅手段とを備えたマイクロ波送信器で達成される。

本発明によれば、信号変調手段および増幅手段は、搬送波／第３次ビート電力比が第１の所定量に少なくとも等しい２調３次相互変調妨害点を充分に下回る上限電力を有している。これらの量は、送信されるチャンネル数に少なくとも部分的に依存する。更に、増幅手段の利得は、信号変調手段の電力制限が有るにも拘らず、増幅された出力信号の電力が少なくとも第２の所定量に等しい程充分高い。

このような第２の所定量は少なくとも送信器および受信器間の距離に少なくとも部分的に依存する。最終的に、デシベルで測定された利得および雑音指数の合計が熱雑音および好適な搬送波／雑音比で決定される上限を有している。

図面の簡単な説明本発明のより良ぎ理解は、添附の図面を参照して後述する好ましい実施例を考慮して得られるであろう。

第１図は本発明によるマイクロ波送信器の好ましい実施例のブロック図、第２図は第１図の送信器に対になって用いられる受信器のブロック図、第３図は送信所の出力電力および送信入力電力の関数としての２倍号相互変調レベル、および２調３次相互変調妨害点の予測値を示すグラフ図である。

発明を実施するための最良の形態第１図は、本発明によるマイクロ波送信器を示している。この送信器は、入力１４上の入力信号を受理する信号変調手段１２を備えている。この入力信号は、代表的には１８ｄｂ　ｍＶの５０〜５００Ｍ）−１ｚのＶＨＦ入力であり、例えば７５以上の複数のビデオ信号を含んでいる。この信号変調手段１２はＶ　ＨＦ人力信号に対応するライン１６上の増幅変調信号を作りだし、マイクロ波周波数帯域の周波数を有している。

この信号変調手段１２は、ライン１７ａ上で例えば１２．６４６５ＧＨｚの周波数で基準信号り、　Ｏｆ！−Ｍり出ザ局部発信器１７と、ライン１４上の入力信号とライン１７ａ上の基準信号に結合して応答するミキサー（混合器）１７ｂとを備えている。

この混合器はライン１４上のＶＨＦ信号を？イクロ波帯域に逓倍変換する。この信号変調手段１２は更に例えば１２．７〜１３．２ＧＨｚの帯域を濾過するバンドパスフィルタ１７Ｃを備えている。このバンドパスフィルタ１７Ｃの出力はライン１６の変調信号である。

装置１０も、例えば皿型アンテナ２２の手段で達隔地にマイクロ波を送信するに好適なライン２０の増幅された出力信号を作り出すために、ライン１６のマイクロ波周波数信号に応答する増幅手段１８を備えている。

ライン２０の出力は、次の中継線用に支局中継所に間隔信号をもたらす目的でＣＡＴＶ操作者に割当てられたマイクロ波スペクトラムの部分であり、ＣＡＲ８帯域出力どして特徴ずけされている。

結合器２３は、ライン２０の出力をサンプルし、それを混合器２３ａに供給する。この結合器２３は、ライン１７ａから第２の入力を受理し、ライン２３ｂに、ライン２０の信号を一定に維持するために増幅器２３ｃに自動利得制御を形成するＶＨＦ出力を作りだす。ライン２３ｂの信号は、ＴＶ受信者に供給して送信信号の品質が監視される。

７゛本発明の１つの意図によれば、信号変調手段１２および増幅手段１８は、搬送波７／第３次ビート電力比が第１の所定量に少なくとも等しい２調子３次相互変調妨害点を充分に下回る上限電力を有している。

各段階における最大許容信号レベルは、システムの非直線性要素の相互変調歪みで設定される。この制Ｒ１要素は、各増幅器および混合器の第３次の非直線性である。ＣＡ　Ｔ　Ｖ仕様の増幅器すなわち多ｍＡＭ搬送波仕様のＶＨＦ増幅器は、通常所定のチャンネル数のために特定の出力レベルで搬送／混合３次ビート比を有するものとして特定されている。

この搬送／混合３次ビートはシステムの３次ビートの強さの記述である。３次ビートは３種類の周波数信号の存在による周波数混合で有り、Ｆ１＋Ｆ２−Ｆ３の周波数である。所定数のチャンネルにとっては、対応数のビートが生ずる。例えば、２４チヤンネルのシステムば最大１２０のビートが１チヤンネルごとに生ずる。別の型のビートは２Ｆ１−Ｆ２で１．僅かに存在する。このビートはＧｄｂづつ強度が減少している。２４チヤンネルのシステムでは最大１１のこのようなビートが存在する。

単−数でビートの合計数を説明するためには、混合３次ビートが２調ビートの１／４　（−６ｄｂ）の３次ビートパルスの合計数として定義される。種々のチャンネル数のチャンネル毎の等価３次ビート数が下記の表に示されている。

チャンネル数　チャンネル毎の等価３次ビート合計数１２　４０　（最悪の場合）２４　１２０３６　３５０５４　１０００多数の観察者を有する主題の検査は、混成３次ビートが認知できるレベルで確立される。このレベルは、チャンネル数によって異なり、チャンネル数が増加すると混成３次ビートが増加する。ＣＡＴＶ装置の製造名はその装置に容易に適用できる混成３次ビートを形成する。

マイクロ波増幅器は、通常ＣＡＴＶ業界で用いられなかったが、単一搬送波システムでしばしば用いられた。現在では、３次歪みが上記の応用を制限するファクタでない。それゆえ、混成３次ビート性能がマイクロ波増幅器で特定されない。

マイクロ波増幅器でしばしば形成（容易に測定）される使用は、２調３次相互変調妨害点である。第３図は、装置の代表機種、例えば増幅器あるいは混合器のような送信器あるいは送信器の部分の２調３次相互変調妨害点２４を示している。

この点は曲線３０および３２の各直線部分の延長線上の交差点である。

曲線３０は基本周波数の出力電力のグラフであり、曲線３２は各々が入力電力の関数としての３次相互変調レベル（相互変調）の出力電力のグラフである。直線部分２６は１：１の傾斜を有し、直線部分２８は３：１の傾斜を有している。点２６は基本周波数と相互変調とが同一出力電力となる仮想点である。入力電力は、基本周波数と相互変調とが各々直線部分２６および２８内にある場合には、入力電力の増加が基本周波数の増加量の３倍に相互変調を増加させ、あるいは入力電力の減少が基本周波数の減少量の３倍に相互変調を減少させる。

この妨宮占ｆ−関する有用な情報を使用するためには、２調ビートおよび混成３次ビートとの間の一致が発見されなければならない。混成３次ビートの合計レベルは所定数のビートの加算電力である。よって各ビートの電力は金側の３次ビート電力を混成ビートの数で割算した電力である。これは、単一３次ビートのレベルである。３次ビートは単一３次ビートのレベルより６ｄｂ高い。また、３次ビートは２調ビートのレベルより６ｄｂ高い。それゆえ、２調ビー１−の認知ジベルはその３次ビートレベルより６ｄｂ低い。次にチャンネル数が増加した場合には、認知レベルが次の式で示される。

５３＋１０ＬＯ（ＩＮ但し、Ｎはチャンネル毎の等ｒＩＩＩｉ３次ビート数である。

もし、増幅器が認知レベルで操作されるならば、搬送波電力は妨害点以下の適当な数ｄｂで操４されなければならない。例えば、搬送波／２調ビートレベル、例えば−３４ｄｂは言わば５４ヂヤンネルで選択される。それゆえ、上記の議論から、出力レベルは妨と点のこの量の半分、すなわち４２ｄｂ以下にしなければならない。

サンプルの１５マイル連結用の送信電力はアンテナ特性、）ニード効果等に依存してチャンネル毎に６ｄｂより大ぎくしなけ０ればならない。もし５４ヂＡ７ンネルが送（ｉＦされたならば、妨害点は出力電力の４２ｄｂ以上にしなければならない。

この妨害点は［妨害−６＋４２ｄｂｍｊで示される。

信号変調手段１２および増幅手段１８両者の搬送波、７３次ビート電力比は、前述の議論による１・限を有している。信号変調手段１２の出力であり、増幅手段１８の入力であるライン１６上に最小搬送波／３次ビート比の信号を達１女するためには、ライン１６の信号がかなり低電力でなければならない。これは増幅手段１８が最小の利得を有することが要求される。特に、増幅手段１８の利得は、ライン２０の増幅出力信号が例えば１５マイルの遠隔地に十分に送信できる所定量に少なくとも等しい前段の信号変調器１２の出力レベルが第３図の直線閉域２６および２８以内に設定されるに充分低いことを確保している。

増幅手段１８はトランジスタ式ブリ増幅器３６が前り配置される出力導波管（ＴＷＴ）３４を備えている。もし、プリ増幅器３６が＋２Ｂｃ＋ｂｍの妨害点を有するならば、電力増幅器３４に相互変調が９０ｄｂ低下した入力を確保するためには、出力が−１７ｄｂｍに制限されなければならない。最小送信出力が６ｄｂｍでなければならないので、電力増幅器３６が２３ｄｂの最小利得を有している。

デシベルで測定される送信器１０の利１フおよび雑音指数の合計は、好ましい搬送波／雑音比および熱′ｊｊｔ音で決定される上限を有している。

絶対零度では、どの装置も熱雑音が存在する。この熱雑音Ｎは、絶対温度Ｔ、帯域幅Ｂおよびボルツマン定数Ｋ（但し、Ｋ−１，３８ｘ１０−２Ｊ／Ｋ）の関数として表現される。

Ｎ＝ＫＴＢ　・・・・・・（１）実際の装置では、（１）式で予知される量より多い雑音が示される。先ず、無雑音源が入力抵抗を通して接続された利得Ｇの増幅器を考慮する。この入力抵抗は、（１）式で予知されるようにＫＴＢに等しい雑音を与えて、入力でのＳＮ比が次の式％式％（２）出力では、信号が雑音ＫＴＢと共に電力利得Ｇで増幅される。

更に、増幅器の雑音寄与は入力で発生した時にモデル化してもよい。従って、出力でのＳＮ比は次の如くである。

ＧＳｉ　／Ｇ　（ＫＴＢ−１−Ｎａ　）　−（３）また雑音指数ＮＦ（９１ｔ音フアクター）は次の式で定義される。

／　ＮＦ＝（Ｓ／Ｎ人力）／　（Ｓ／Ｎ出力）・・・・・・（４）これを単純化してＮＦ＝Ｓｉ　／ＫＴＢ÷Ｓｉ　／　（ＫＴＢ＋Ｎａ　）＝（ＫＴＢ＋Ｎａ）／ＫＴＢ＝１＋Ｎａ　／ＫＴＦ３−−−−−−　（５）さらに、ＮＦはデシベルでしばしば表現されるため、（５）式％式％（６）ここで、ＮＡは、入力抵抗の熱雑音および過剰ｌａ音を含む増幅器の入力での雑音合割数である。

従って、もし、Ｆ＝１０ＬＯ（１（ＮＦ）デシベルならば、Ｎａ　（デシベル）　−１０Ｌｏｇ（ＫＴＥ３）−＋−Ｆ−・−・−（７）であり、Ｓｉ／ＮＡは出力でのＳＮ比である。

要約すると、雑音指数Ｆｄｂの増幅器にとって、ＳＮ比出力がＳ／Ｎ出カ＝Ｓｉ　−１０ＬＯ’１（ＫＴＢ）−Ｆ　−（８）である。

変調および雑音基本帯域信号が変調されると、情報は変調搬送波近傍の側帯域内に含まれる。この場合、前述したように搬送波／雑音比を計算するために搬送波および側帯域に加えられる雑音を計算する必要がある。しかしながら、有用なシステムにとっては、情報が復調すなわち基本帯域に戻さなければならない。結果のＳＮ比は通常計算された搬送波／雑音比が異なっている。この違い量は変調の型に依存する。

本発明を実施する完全なシステムにおいては、４唖階で変調および復調を起すが、本発明は４段階の内、２段階のみに関連する。

第１段階では、各ビデオ信号の基本帯域が−「Ｖ局あるいはＣＡＴＶ中継局でＶＨＦ搬送波にほんの僅か側帯域変調される。

第２段階では、変調された搬送波を含むＶＨＦスペクトルがマイクロ波周波数（第１図）にハ側帯域（ＳＳＢ）抑制搬送波変調を用いて再び変調される。第３段階では、変調されたものが第２図に示す受信数でＶＨＦに復調される。第４段階では、■＋−Ｉ　Ｆ信号がＴＶ受信名（図示略）によって１本帯域に結局復調される。本発明は、特に、第２段階およびこの第２段階で変調された信号の復調を伴う第３段階にも［；９する。

第２図は、本質的に従来的である代表的な受信器３８の主成分を示している。仙の形態、従来的あるいはその他のものち用いることができる。皿型アンテナ７ＩＯは、送信’Ａ’！　０の皿型アンテナ２２から送信されたマイクロ波を受信し、信号をライン４２上に乗せて、２ｄｂの利１ｑを有するトランジスタ増幅器４４に供給する。この増幅器４４は、増幅された信号をライン４６を経由して、１２．７〜１３．２Ｇｌ−１ｚの６過帯域を有するバンドパスフィルタ４８に供給する。このフィルタ４８は濾過された出力をライン５０に供給する。１”２．６４６５Ｇｌ−１ｚの周波数を有する局部発信器５２は、送信器１０の局部発信器１７の周波数と同様に、ライン５４に基準信号ＬＯを供給する。

これらライン５０および５４の信号が各々混合器５６によって受理される。この混合器５６は、ライン４２のマイクロ波人力に対応して、ＶＨＦに復調される信号をライン５８に送出する。ライン５８の信号は自動利得制御装置を有するＶＨＦ増幅器６０で増幅される。この増幅器６０は局部分配のためにライン６２に出力を送出する。

ＳＳＢ受信器の雑音許容性を検査するためには、搬送波／雑音比を定義しなければならない。混合器前のＳＮ比は予知搬送波／雑音比として定義され、混合器出力の搬送波／雑音比が検知後の搬送波／雑音比として定義される。

混合器５６の損失を無視すると、すなわち理想無雑音混合器と仮定すると、混合器の出力は周波数変換スペクトラム、すなわちＬＯ十ＶＨＦで入力？イクロ波スペクトラムを占める５０〜５００〜ＩＨｚからのＶ　ＨＦ　傾号を含んでいる。

また、周波数スペクトラムＬＯ−ＶＨＦも変換され、同じ出カスペクトラムに閉じ込めるために折重ねられる、この下側帯域が信号を含んでいないので、出力電力が集中できない。しかし、この帯域のどの雑音も出力の雑音に加えられる。もし、雑音が帯域を交差して不均一であると仮定したならば、下側帯域に（よ雑音に３ｄｂが加えられる。、従って、理想混合器では、後に検知搬送波／雑音比が予知搬送波、／雑音比より３ｄｂ低い。この３ｄｂの損失は、フィルタが混合器前に挿入されて、下側帯域雑音が除かれたならば、なくすことができる。従って、検知後および検知前の搬送波／雑音比が雪しくなる。受信器での入力フィルタは、それゆえ、アンテナにおける追加の３ｄｂ利得あるいは３ｄｂ増加された送信電力に等価である。雑音許容性においては、フィルタが３ｄｂ大電力の増幅器よりがなり安いので、フィルタが使用されるべきである。

混合器は、代表的に１３ＧＨｚで約７ｄｂの変換損失および、その損失上に１ｄｂの雑音指数を有している。バンドパスフィルタは約、５ｄｂのバンドパス損失を有している。従って、合計の雑音指数は、ＮＦ＝　１．１２＋５．３／（１／１．１２）−７，０５６−８，５ｄｂ・・・・・・　（９）もし混合器の出力での目標Ｃ／Ｎ比が５０ｄｂ、ビデオ帯域幅が４ＭＨｚであると仮定すると、受信器３８での合計入力雑音は、１　０’ＬＯｇ（ＫＴＢ）＋８．５＝−１０８＋８．５＝−９９，５ｄｂｍ　−（１０）である。しかし、送信器１０はその搬送波出力以下の同比率で雑音を放送する。もし、送信器１０および受信器３８からの等しい雑音集中を割当てたならば、受（４器３８（３ｄｂ高い）での雑音電力の２倍すなわち−９６，５ｄｂである。搬送波はこの点で５０ｄｂより大きくなければならない。すなわち、５０−９６．５＝ −４６，５ｄｂ　・・・・・・（１１）これが最小雑音許容度であるので、実際の受信される信号電力は好ましいフェードマージンの量より高くなければならない。

受信電力は、送信電力、連結損失およびアンテナ利得から次のように目算できる。

ＰＲ＝ＰＴ＋ＧＡ１＋ＧＡ２　Ｌ通路−しその他°−＝−（１２）通路損失は代表的に次の式で与えられる。

Ｌｊｌ！ｌ路＝９６．６＋２０ＬｏｇＦ＋２０ＬｏｏＤ・・・・・・（１３）但し、ＦはＭＨ２単位の周波数りは距！１（マイル）である。

従って、１３ＧＨｚで、２０ＬｏｑＦ＝２２．２８では、Ｌ通路＝１１８．９＋２０ＬＯ（ＩＤで、１５マイルの連語損失は１４２．４ｄｂである。

６フイートの皿型アンテナは代表的に約４５ｄｈの利得を有し、不特定な損失が約ｌｄｂである。従って、受信電力は、Ｐ　Ｒ＝　Ｐ　丁＋　４５＋４５−１４２．４−１　＝　Ｐ丁−５３４・・・・・・（１４）である。もし、受信電力が −４６，５ｃｌｂｍであるならば、ＰＴ＝　４６．５＋５３．４＝６．９ｄｂｍ　−−（１５）である。それゆえ、送信電力は６．９ｄｂｍより大きくなければならない。前述の議論から、雑音１よこの点で５３ｄｂすなわち−４６，１ｄｂｍ以下でなければならない。送信器での出力雑音は次の式で与えられる。

Ｎ−Ｉ−＝Ｌｏｏ（ＫＴＢ）　＋〇Ｔ＋−ＦＴ・・・・・・（１６）但し、ＧＴおよびＦ、は送信器の利得および雑音指数であり、これらの仕様の上限は、ＧＴ十Ｆ　Ｔ−−４６，１−１ＯＬＯｒ＋（ＫＴＢ）　−６１，９ｄｂ・・、・・・（１７）である。

上記のことから、次の仕様は５４ヂヤンネルを有する代表的に１５マイルの中継で操作される多重チャンネル送信器のための要求に合致していることが理解される。

最小妨害点　４８ｄｂｍ最小利得　２３ｄｂ最小雑音指数　３８ｄｂ本発明は、特定の装置あるいは回路に限定しない。前述の如く、（プリ増幅器を有する）運行導波管、あるいはＦＥＴ増幅器が増幅手段１８として用いられてもよい。例えば、好適な１：ＥＴ増幅器は番号ＡＭＰＦ−６Ｂ−１２７ｉ３２−３０−５８１３のＭＩＴＥＱ増幅器である。発信器１７は番号ＰＬＭ１２６４６Ｇ −２０Ｐ−５８１１の〜ＩＩＴＥＱ発信器である。フ１フイル全１フｃ４Ｊマイクロウエーブ　フィルタ社でカスタム仕様されたフィルタでよく、すべての関連のＦＣＣ要求を満たしている。

操作の要約第１図において、送信器１０の入力は５４〜５００ｆｖｌＨｚの周波数帯域における７５以上のビデオ　チャンネル数を有する単＋１１＋　７５オームの入力である。各ビデオ搬送波は、代表的に１ＢｄｂｍＶのレベルである。この入力は、局部発信器の１２．６４６５Ｇｌ−（ｚを中心として、二重側帯域ＡＭ変調バージョンのＶｌ−（Ｆ入カスペクｌ−ラムを出力するマイクロ波二重平衡混合器１７ｂに供給される。側帯域搬送波の出力レベルは約−５８ｄｂｎ１である。この混合器１７ｂの出力は、１２．７〜１３．２ＧＨｚの帯域濾過を有する導波バンドパスフィルタ１７ｃに供給される。このバンドパスフィルタ１７ｃは、スカートが下側帯域および搬送波を除去して、ＶＨＦ入力の単一側帯域抑制搬送波バージョンを送り、従って、出力が入力Ｖ）−ＩＦスペクトラムの１２．６４６５ＧＨｚの単純変換である。このバンドパスフィルタ１７ｃは、２５ｄｂの利得を有する中電力ＴＷＴ増幅器３４の前段の、２２ｄｂの利得を有するトランジスタ増幅器３６に接続される。最終出力は、チャンネル毎に約３　ｄｂｍである。方向性結合器２３はマイクロ波出力をサンプルする。このサンプル出力は、ライン１７ａで局部発信周波数を有する混合器２３ａに再び混合されて、ライン２３ｂにＶｌ−ＩＦ比出力送り、これにより、送信信号の品質を監視し、また増幅器２３ｃのための自動利得制御を形成する。結合係数および混合バージョンの校正データは、ＶＨＦ監視出力の使用がＶＨＦスペクトラム分析器を用いて、マイクロ波出力電力を測定できる。

第２図は、チャンネル毎に一４３ｄｂ…の公称入力レベルを右する皿型アンテナ４０から受信信号が２２ｄｂの利１°７を有する１〜ランジスタ増幅器４４に供給される。その後、この信号は、１２．７〜１３．２ＧＨｚの通過帯域を有するバンドパスフィルタ４８に供給される。このフィルタ４８は、ＶＨＦ出カスペクトラム内に埋め込まれた１２．７ＧＨｚ以上の周波数スペクトラムの雑音を除去し、濾過された出力が同期＠調を形成するために局部発信器５２から１２．６４６５ＧＨｚの基準信号を有する混合器５６に混合される。この混合器５６は、出力が送信器１０にＶＨＦスペクトラムの再現入力とてして現机る逆変換スペクトラムで、ＶＨＦ増幅器６０に供給される。このＶＨＦ増幅器６０は、入力信号を公称の２４ｄｂｍＶに上昇させ、気象条件の変化による中継損失の変動を補償する自動利得制御を形成し、出力が標準のケーブル敷設システムのＶＨＦ信号に分配される。皿に、この信号の部分は、孫中継機能を形成し、従って全体の受信領域を拡大するために同じ放送塔に配置される他の送信器の入力として使用してもよい。

以上説明したように、本発明によって、新規で高度に効果的なマイクロ波送信器を有する新規で高度に効果的なマイクロ波通信システムが形成される。本発明の原理は、特に、７５チャンネル以上のビデオおよびオーイオ信号を同時に２０マイル以上列れて中継送信できるＣＡＴＶ業界で有益であるが、−［Ｖチャンネル以外の情報チＡ７ンネル（例えば、データ通信）の多重連°信の中継に用いてもよい。本発明の好ましい実施例の故多くの変形例がこの分野の技術壱で可能である。例えば、本発明は仙の周波数帯域でも適用できる１、増幅手段１８を構成するこごのアンプの故が変化できる。皿アンデブ４０で受信される信号の最小許容品質が調整できる。アンアナ２２および４０は別の寸法のアンテナで買換されてもよい。

ＦＩＧ、　７

Claims

【特許請求の範囲】１、複数の情報チャンネルを含む入力信号を受信し、マイクロ波周波数範囲の増幅変調信号を生成する信号変Ｊ“１手段と、このマイクロ波周波数信号に応答して、遠隔地にマイクロ波送信用に好適な増幅された出力信号を作りだす増幅手段と、前記信号変調手段および前記増幅手段は、＠送波／第３次ビー１〜電力比が、前記チャンネルの数に少なくとも部分的に依存する第１の所定量に少なくと６等しい２調３次相互変調妨害点を充分に下回る上限゛電力を有し、前記増幅手段の利得は、前記信号変調手段の電力制限が有るにも拘らず、増幅された出力信号の電力が少なくとも第２の所定量に等しい程充分高く、デシベルで測定された前記送信器の利得および雑音指数の合計が熱雑音および好適な搬送波／雑音比で決定される上限を有していることを特徴とする信号分配システムのどの局にも複数の情報チャンネルを連結するマイクロ波送信器。２、前記信号変調手段は、基準信号を発生する発信手段と、前記入力信号および前記基準信号に応答して、前記入力信号に対応し、前記基準信号の周波数に所定の関連で搬送された中央周波数を有す°る二重側帯域増幅変調信号を発生する混合手段と、前記二重側帯域増幅変調信号に応答して、前記マイクロ波信号を作り出すバイパスフィルタ手段とを備え、前記マイクロ波信号は、前記基準信号の周波数に所定の関連で搬送された中央周波数によって前記入力信号に対して変換された単一側帯域抑制搬送波信号であることを特徴とする請求の範囲第１項記載のマイクロ波送信器。３、前記入力信号は、５４へ・５００　ｆｖｌ　ｌ−１ｚの周波数帯域の少なくとも８チヤンネルのＴＶプログラムを搬送するＶＨＦ信号であることを特徴とする請求の範囲第１項記載のマイクロ１波送信器。４、前記増幅手段は、運行導波管増幅器であることを特徴とする請求の範囲第１項記載のマイクロ波送信器。５、前記増幅手段は、運行導波管増幅器に接続されて、この増幅器を駆動するトランジスタ増幅器を備えたことを特徴とする請求の範囲第１項記載のマイクロ波送信器。６、前記増幅手段は、ソリッド　ステート増幅器を備えたことを特徴とする請求の範囲第１項記載のマイクロ波送信器。７、前記増幅された出力信号には、該出力信号をサンプルするサンプル手段が接続され、該出力信号を所定のレベルに維持するために、このサンプル手段に応答して前記入力信号の増幅度を制御する手段を備えたことを特徴とする請求の範囲第２項記載のマイクロ波送信器。８、前記第２の所定量は、少なくとも部分的に前記送信器と前記遠隔地との間の距離に依存することを特徴とする請求の範囲第１項記載のマイクロ波送信器。９、請求の範囲第１項記載のマイクロ波送信器および受信器の２２合同において、前記受信器は、マイクロ波信号として前記増幅された出力信号を受信するようになっており、そして、前記入力信号に応答して前記ＶＨＦ周波数帯域内の９＃音周波数が除かれた濾過信号を作りだすバイパスフィルタ手段と、基準信号を発生する発信手段と、前記濾過信号および前記基準信号に応答して同期復調を形成し、前記マイクロ波信号に対応するＶＨＦ信号を作りだす混合手段と、前記ＶＨＦ信号を増幅して、ケーブル敷設システムに分配するＶＨＦ増幅手段とを備えたマイクロ波通信システム。１０、信号変調手段は複数の情報チャンネルを含む入力信号を受信して、マイクロ波周波数範囲の増幅変調信号を生成し、改良は、前記マイクロ波周波数信号に応答して、遠隔地にマイクロ波送信用に好適な増幅された出力信号を作りだす増幅手段を備え、前記増幅手段は、搬送波／第３次ビート電力比が、前記チャンネルの数に少なくとも部分的に依存する第１の所定量に少なくとも等しい２調３次相互変調妨害点を充分に下回る上限電力を有し、前記増幅手段の利得は、信号変調手段の電力制限が有るにも拘らず、増幅された出力信号の電力が少なくとも第２の所定りに等しい程充分高く、デシベルで測定された前記送信器の利得および雑音指数の合計が熱雑音および好適な搬送波／ｍ音比で決定される上限を有することを特徴とする信号分配システ１１のどの局にも複数の情報チャンネルを連結するマイクロ波送信器の使用。１１、前記増幅手段は、運行導波へ・増幅器に接続されて、・この増幅器を駆動するトランジスタ増幅器を備えたことを特徴とする請求の範囲第１０項記載のマイクロ波送信器。１２、前記増幅手段は、ソリッ１〜　ステ−１〜増幅器を備えたことを特徴とする請求の範囲第１１項記載のマイク「１波送信器。