JP3084196B2 - 無線通信機 - Google Patents
無線通信機Info
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- JP3084196B2 JP3084196B2 JP06324661A JP32466194A JP3084196B2 JP 3084196 B2 JP3084196 B2 JP 3084196B2 JP 06324661 A JP06324661 A JP 06324661A JP 32466194 A JP32466194 A JP 32466194A JP 3084196 B2 JP3084196 B2 JP 3084196B2
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/26—Circuits for superheterodyne receivers
- H04B1/28—Circuits for superheterodyne receivers the receiver comprising at least one semiconductor device having three or more electrodes
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は無線通信機に関し、特
に、ピッチコントロール機能を備え、受信信号をディジ
タル信号処理により復調するＣＷ無線通信機に関する。
に、ピッチコントロール機能を備え、受信信号をディジ
タル信号処理により復調するＣＷ無線通信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、ＣＷ（Continuous Wave）無線通
信機は、ＢＦＯ（Beat-Frequency Oscillator）の発振
周波数を可変とすることで、復調音をオペレータの好み
のピッチ（音高）に調整できるように構成されている。
また、混信や雑音を低減するため、ＣＷ受信時にオーデ
ィオピークフィルタ（ＡＰＦ）等の挟帯域フィルタを用
いて、目的周波数以外の信号を減衰させる手法を用いた
ＣＷ無線通信機も知られている。
信機は、ＢＦＯ（Beat-Frequency Oscillator）の発振
周波数を可変とすることで、復調音をオペレータの好み
のピッチ（音高）に調整できるように構成されている。
また、混信や雑音を低減するため、ＣＷ受信時にオーデ
ィオピークフィルタ（ＡＰＦ）等の挟帯域フィルタを用
いて、目的周波数以外の信号を減衰させる手法を用いた
ＣＷ無線通信機も知られている。
【０００３】挟帯域フィルタを用いたＣＷ無線通信機に
は、例えば、実公平３−２６６９３や特公昭６３−５０
８９３に開示されたものがある。
は、例えば、実公平３−２６６９３や特公昭６３−５０
８９３に開示されたものがある。
【０００４】実公平３−２６６９３に開示されたＣＷ無
線通信機は、中間周波増幅器（ＩＦ−ＡＭＰ）及び中間
周波ミクサ（ＩＦ−ＭＩＸ）の後段に、挟帯域フィルタ
を備えている。そして、挟帯域フィルタの中心周波数と
目的とする中間周波信号を一致させるために、中間周波
ミクサに入力する局部信号の発振周波数を加減し、或い
は、挟帯域フィルタの中心周波数を移動させる機能を備
えている。
線通信機は、中間周波増幅器（ＩＦ−ＡＭＰ）及び中間
周波ミクサ（ＩＦ−ＭＩＸ）の後段に、挟帯域フィルタ
を備えている。そして、挟帯域フィルタの中心周波数と
目的とする中間周波信号を一致させるために、中間周波
ミクサに入力する局部信号の発振周波数を加減し、或い
は、挟帯域フィルタの中心周波数を移動させる機能を備
えている。
【０００５】特公昭６３−５０８９３に開示された無線
通信機では、ビート検波器の出力段に挟帯域フィルタを
設け、ビ−ト発振器の発振周波数と挟帯域フィルタの中
心周波数とを等方向に等量変化させることにより、復調
信号の周波数と挟帯域フィルタの中心周波数を一致させ
ている。
通信機では、ビート検波器の出力段に挟帯域フィルタを
設け、ビ−ト発振器の発振周波数と挟帯域フィルタの中
心周波数とを等方向に等量変化させることにより、復調
信号の周波数と挟帯域フィルタの中心周波数を一致させ
ている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】実公平３−２６６９３
に開示された無線通信機では、中間周波ミクサに供給す
る局部信号の周波数を変化させると、復調周波数と挟帯
域フィルタの中心周波数とが一致しなくなり、復調音が
出力されなくなる。そのため、再度挟帯域フィルタの中
心周波数を調整しなければならないという問題点があ
る。また、可変素子を用いて、挟帯域フィルタの中心周
波数及び中間周波信号の周波数を調整しているため、通
過帯域が狭い挟帯域フィルタの中心周波数と中間周波信
号の周波数とを連動して一致させることが困難であっ
た。
に開示された無線通信機では、中間周波ミクサに供給す
る局部信号の周波数を変化させると、復調周波数と挟帯
域フィルタの中心周波数とが一致しなくなり、復調音が
出力されなくなる。そのため、再度挟帯域フィルタの中
心周波数を調整しなければならないという問題点があ
る。また、可変素子を用いて、挟帯域フィルタの中心周
波数及び中間周波信号の周波数を調整しているため、通
過帯域が狭い挟帯域フィルタの中心周波数と中間周波信
号の周波数とを連動して一致させることが困難であっ
た。
【０００７】特公昭６３−５０８９３に開示された無線
通信機では、挟帯域フィルタの中心周波数とＢＦＯの発
振周波数とを等方向に等量変化させる。従って、ＢＦＯ
発振周波数を変化させても、挟帯域フィルタの中心周波
数の再調整は不要である。しかし、全てアナログ処理で
あるため、精度良く挟帯域フィルタの中心周波数に同調
させることができなかった。また、いずれの方法におい
ても、挟帯域フィルタの中心周波数を変化させると、帯
域幅も変動してしまうという問題がある。さらに、連動
させる精度の点で、あまり挟帯域に設定することは困難
であり、選択度を向上させることが困難であった。
通信機では、挟帯域フィルタの中心周波数とＢＦＯの発
振周波数とを等方向に等量変化させる。従って、ＢＦＯ
発振周波数を変化させても、挟帯域フィルタの中心周波
数の再調整は不要である。しかし、全てアナログ処理で
あるため、精度良く挟帯域フィルタの中心周波数に同調
させることができなかった。また、いずれの方法におい
ても、挟帯域フィルタの中心周波数を変化させると、帯
域幅も変動してしまうという問題がある。さらに、連動
させる精度の点で、あまり挟帯域に設定することは困難
であり、選択度を向上させることが困難であった。
【０００８】この発明は上記実状に鑑みてなされたもの
で、ピッチ調整を行った際に、使用する帯域フィルタの
中心周波数の再調整が不要で、且つ、ディジタル信号処
理技術を用いて選択度及びＳＮ比を向上させたＣＷ無線
通信機を提供することを目的とする。
で、ピッチ調整を行った際に、使用する帯域フィルタの
中心周波数の再調整が不要で、且つ、ディジタル信号処
理技術を用いて選択度及びＳＮ比を向上させたＣＷ無線
通信機を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、この発明の第１の観点にかかる無線通信機は、無線
信号を受信し、受信信号を出力する受信手段と、周波数
可変型局部発振器と、前記受信手段から供給される受信
信号と前記周波数可変型局部発振器の出力する局部信号
を混合するミクサ回路と、前記ミクサ回路の出力信号を
ディジタル信号に変換するアナログ−ディジタル変換器
と、前記アナログ−ディジタル変換器の出力信号をフィ
ルタリングする中心周波数可変型帯域通過ディジタルフ
ィルタと、前記帯域通過ディジタルフィルタの出力信号
を復調するディジタル復調器と、外部から供給される制
御信号に従って、前記局部発振器の発振周波数をΔｆ変
化させ、且つ、前記中心周波数可変型ディジタルフィル
タの通過帯域の中心周波数を、通過帯域幅を維持したま
まΔｆ変化させて、前記ミクサ回路の出力信号の周波数
と前記帯域通過ディジタルフィルタの通過帯域の中心周
波数を一致させる制御手段と、を備えることを特徴とす
る。
め、この発明の第１の観点にかかる無線通信機は、無線
信号を受信し、受信信号を出力する受信手段と、周波数
可変型局部発振器と、前記受信手段から供給される受信
信号と前記周波数可変型局部発振器の出力する局部信号
を混合するミクサ回路と、前記ミクサ回路の出力信号を
ディジタル信号に変換するアナログ−ディジタル変換器
と、前記アナログ−ディジタル変換器の出力信号をフィ
ルタリングする中心周波数可変型帯域通過ディジタルフ
ィルタと、前記帯域通過ディジタルフィルタの出力信号
を復調するディジタル復調器と、外部から供給される制
御信号に従って、前記局部発振器の発振周波数をΔｆ変
化させ、且つ、前記中心周波数可変型ディジタルフィル
タの通過帯域の中心周波数を、通過帯域幅を維持したま
まΔｆ変化させて、前記ミクサ回路の出力信号の周波数
と前記帯域通過ディジタルフィルタの通過帯域の中心周
波数を一致させる制御手段と、を備えることを特徴とす
る。
【００１０】前記ディジタル復調器の出力ディジタル信
号をアナログ信号に変換するディジタル−アナログ変換
器と、前記ディジタル−アナログ変換器の出力信号を増
幅する手段と、前記増幅手段の出力信号を可聴音に変換
して放音する手段と、前記制御信号を前記制御手段に供
給する手段と、を備えるようにしてもよい。前記アナロ
グ−ディジタル変換器のサンプリング周波数は、前記ミ
クサ回路の出力信号の搬送波周波数が前記サンプリング
周波数の４分の１になるような周波数であってもよい。
号をアナログ信号に変換するディジタル−アナログ変換
器と、前記ディジタル−アナログ変換器の出力信号を増
幅する手段と、前記増幅手段の出力信号を可聴音に変換
して放音する手段と、前記制御信号を前記制御手段に供
給する手段と、を備えるようにしてもよい。前記アナロ
グ−ディジタル変換器のサンプリング周波数は、前記ミ
クサ回路の出力信号の搬送波周波数が前記サンプリング
周波数の４分の１になるような周波数であってもよい。
【００１１】また、この発明の第２の観点にかかる無線
通信機はＣＷ無線信号を受信し、受信信号を出力する受
信手段と、周波数可変型局部発振器と、前記受信手段か
ら供給される受信信号と前記周波数可変型局部発振器の
出力する局部信号を混合するミクサ回路と、前記ミクサ
回路の出力信号をディジタル信号に変換するアナログ−
ディジタル変換器と、前記アナログ−ディジタル変換器
の出力信号をフィルタリングする中心周波数可変型帯域
通過ディジタルフィルタと、前記帯域通過ディジタルフ
ィルタの出力信号を復調するディジタル復調器と、ピッ
チコントロール信号を入力する手段と、前記ピッチコン
トロール信号に従って、前記局部発振器の発振周波数を
変化させると共に前記中心周波数可変型ディジタルフィ
ルタの通過帯域の中心周波数を通過帯域幅を維持したま
ま変化させる制御手段と、を備えることを特徴とする。
通信機はＣＷ無線信号を受信し、受信信号を出力する受
信手段と、周波数可変型局部発振器と、前記受信手段か
ら供給される受信信号と前記周波数可変型局部発振器の
出力する局部信号を混合するミクサ回路と、前記ミクサ
回路の出力信号をディジタル信号に変換するアナログ−
ディジタル変換器と、前記アナログ−ディジタル変換器
の出力信号をフィルタリングする中心周波数可変型帯域
通過ディジタルフィルタと、前記帯域通過ディジタルフ
ィルタの出力信号を復調するディジタル復調器と、ピッ
チコントロール信号を入力する手段と、前記ピッチコン
トロール信号に従って、前記局部発振器の発振周波数を
変化させると共に前記中心周波数可変型ディジタルフィ
ルタの通過帯域の中心周波数を通過帯域幅を維持したま
ま変化させる制御手段と、を備えることを特徴とする。
【００１２】前記ディジタル復調器の出力ディジタル信
号をアナログ信号に変換するディジタル−アナログ変換
器と、前記ディジタル−アナログ変換器の出力信号を増
幅する増幅手段と、前記増幅手段の出力信号を可聴音に
変換して放音する放音手段と、を備えるようにしてもよ
い。前記アナログ−ディジタル変換器のサンプリング周
波数は、前記ミクサ回路の出力信号の搬送波周波数が前
記サンプリング周波数の４分の１になるような周波数で
あってもよい。
号をアナログ信号に変換するディジタル−アナログ変換
器と、前記ディジタル−アナログ変換器の出力信号を増
幅する増幅手段と、前記増幅手段の出力信号を可聴音に
変換して放音する放音手段と、を備えるようにしてもよ
い。前記アナログ−ディジタル変換器のサンプリング周
波数は、前記ミクサ回路の出力信号の搬送波周波数が前
記サンプリング周波数の４分の１になるような周波数で
あってもよい。
【００１３】
【作用】上記構成の無線通信機によれば、目的受信周波
数近傍に位置する妨害波を減衰させ、目的とする信号を
感度良く受信することができる。また、復調周波数を変
更するために、周波数可変型局部発振器の発振周波数を
変化させるのに伴って、ディジタルフィルタの通過帯域
の中心周波数も変化させる。従って、受信信号の周波数
とディジタルフィルタの通過帯域の中心周波数を常に一
致させることができる。従って、復調周波数を変更して
も、目的とする受信信号が減衰されることはなく、チュ
ーニングを取り直す操作を不要にすることができる。さ
らに、ディジタル復調器の前段に中心周波数可変型帯域
通過ディジタルフィルタが配置されているので、特に、
キャリア周波数をｆs／４（ｆsはサンプリング周波数）
とした場合、中心周波数を変化させても通過帯域幅が変
化せず、フィルタシェープもほとんど変化しない。ま
た、予めディジタルフィルタの係数を近似式で決めてお
けば、フィルタ係数の訂正量も少なくて良い。
数近傍に位置する妨害波を減衰させ、目的とする信号を
感度良く受信することができる。また、復調周波数を変
更するために、周波数可変型局部発振器の発振周波数を
変化させるのに伴って、ディジタルフィルタの通過帯域
の中心周波数も変化させる。従って、受信信号の周波数
とディジタルフィルタの通過帯域の中心周波数を常に一
致させることができる。従って、復調周波数を変更して
も、目的とする受信信号が減衰されることはなく、チュ
ーニングを取り直す操作を不要にすることができる。さ
らに、ディジタル復調器の前段に中心周波数可変型帯域
通過ディジタルフィルタが配置されているので、特に、
キャリア周波数をｆs／４（ｆsはサンプリング周波数）
とした場合、中心周波数を変化させても通過帯域幅が変
化せず、フィルタシェープもほとんど変化しない。ま
た、予めディジタルフィルタの係数を近似式で決めてお
けば、フィルタ係数の訂正量も少なくて良い。
【００１４】
【実施例】以下、この発明の一実施例にかかるＣＷ無線
通信機を図面を参照して説明する。図１はこの実施例の
ＣＷ無線通信機の構成を示す回路ブロック図である。図
示するように、このＣＷ無線通信機は、アンテナ１１
と、第１局部発振器１２と、高周波ミクサ（ＲＦ−ＭＩ
Ｘ）１３と、アナログ帯域フィルタＦＬ１と、中間周波
ミクサ（ＩＦ−ＭＩＸ）１４と、第２局部発振器１５
と、アナログ帯域フィルタＦＬ２と、アナログ−ディジ
タル変換器（ＡＤＣ）１６と、ディジタル帯域フィルタ
１７と、ディジタル復調器１８と、ディジタル−アナロ
グ変換器（ＤＡＣ）１９と、オーディオアンプ２０と、
スピーカ２１と、マイクロプロセッサユニット（ＭＰ
Ｕ）２２と、センサー２３とから構成されている。
通信機を図面を参照して説明する。図１はこの実施例の
ＣＷ無線通信機の構成を示す回路ブロック図である。図
示するように、このＣＷ無線通信機は、アンテナ１１
と、第１局部発振器１２と、高周波ミクサ（ＲＦ−ＭＩ
Ｘ）１３と、アナログ帯域フィルタＦＬ１と、中間周波
ミクサ（ＩＦ−ＭＩＸ）１４と、第２局部発振器１５
と、アナログ帯域フィルタＦＬ２と、アナログ−ディジ
タル変換器（ＡＤＣ）１６と、ディジタル帯域フィルタ
１７と、ディジタル復調器１８と、ディジタル−アナロ
グ変換器（ＤＡＣ）１９と、オーディオアンプ２０と、
スピーカ２１と、マイクロプロセッサユニット（ＭＰ
Ｕ）２２と、センサー２３とから構成されている。
【００１５】 第１局部発振器１２はＰＬＬ（Phase Lock
ed Loop）回路等の可変周波数発振器から構成され、使
用者の操作に応じて、７０．１〜１００ＭＨｚの周波数
ｆ1の局部信号を出力する。ＲＦ−ＭＩＸ１３は、アン
テナ１１から供給される周波数ｆ０、例えば、０．１〜
３０ＭＨｚのＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）
信号 と第１局部発振器１２からの周波数ｆ1の局部信号
を混合し、周波数ｆ1−ｆ0の第１中間周波信号（第１Ｉ
Ｆ信号）を出力する。
ed Loop）回路等の可変周波数発振器から構成され、使
用者の操作に応じて、７０．１〜１００ＭＨｚの周波数
ｆ1の局部信号を出力する。ＲＦ−ＭＩＸ１３は、アン
テナ１１から供給される周波数ｆ０、例えば、０．１〜
３０ＭＨｚのＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）
信号 と第１局部発振器１２からの周波数ｆ1の局部信号
を混合し、周波数ｆ1−ｆ0の第１中間周波信号（第１Ｉ
Ｆ信号）を出力する。
【００１６】ＲＦ−ＭＩＸ１３から出力された第１ＩＦ
信号は、通過帯域の中心周波数が７０ＭＨｚで通過帯域
幅が１５ｋＨｚ程度のアナログ帯域フィルタＦＬ１によ
り、その不要信号成分が減衰される。第２局部発振器１
５はＰＬＬ回路等の可変周波数発振器から構成され、Ｍ
ＰＵ２２により指示された周波数ｆ2、例えば、６９．
９７５ＭＨｚで発振し、局部信号をＩＦ−ＭＩＸ１４に
供給する。
信号は、通過帯域の中心周波数が７０ＭＨｚで通過帯域
幅が１５ｋＨｚ程度のアナログ帯域フィルタＦＬ１によ
り、その不要信号成分が減衰される。第２局部発振器１
５はＰＬＬ回路等の可変周波数発振器から構成され、Ｍ
ＰＵ２２により指示された周波数ｆ2、例えば、６９．
９７５ＭＨｚで発振し、局部信号をＩＦ−ＭＩＸ１４に
供給する。
【００１７】ＩＦ−ＭＩＸ１４はアナログ帯域フィルタ
ＦＬ１を介して供給された第１ＩＦ信号と第２局部発振
器１５からの局部信号を混合し、周波数ｆ3、例えば、
０．０２５ＭＨｚ（２５ｋＨｚ）の第２中間周波信号
（第２ＩＦ信号）に変換する。この第２ＩＦ信号は、例
えば、中心帯域が０．０２５ＭＨｚ±３ｋＨｚのアナロ
グ帯域フィルタにより、不要信号が減衰されて、ＡＤＣ
１６に供給される。
ＦＬ１を介して供給された第１ＩＦ信号と第２局部発振
器１５からの局部信号を混合し、周波数ｆ3、例えば、
０．０２５ＭＨｚ（２５ｋＨｚ）の第２中間周波信号
（第２ＩＦ信号）に変換する。この第２ＩＦ信号は、例
えば、中心帯域が０．０２５ＭＨｚ±３ｋＨｚのアナロ
グ帯域フィルタにより、不要信号が減衰されて、ＡＤＣ
１６に供給される。
【００１８】ＡＤＣ１６は、アナログ帯域フィルタＦＬ
２を通過した第２ＩＦ信号を、外部より供給される周波
数ｆs（例えば１００ｋＨｚ）のサンプリング信号に従
ってサンプリングし、ディジタル信号に変換する。
２を通過した第２ＩＦ信号を、外部より供給される周波
数ｆs（例えば１００ｋＨｚ）のサンプリング信号に従
ってサンプリングし、ディジタル信号に変換する。
【００１９】ディジタル帯域フィルタ１７は、通過帯域
の中心周波数が、例えば、２５ｋＨｚ−８００Ｈｚ（Ｉ
Ｆ−ＭＩＸ１４の出力する第２ＩＦ信号をＬＳＢ側で復
調する場合）又は２５ｋＨｚ＋８００Ｈｚ（ＩＦ−ＭＩ
Ｘ１４の出力する第２ＩＦ信号をＵＳＢ側で復調する場
合）であり、通過帯域幅が数十Ｈｚ〜数百Ｈｚ程度と比
較的狭く、中心周波数可変型のものである。ディジタル
帯域フィルタ１７は、ＡＤＣ１６から供給された信号を
フィルタリングし、不要信号を減衰させる。
の中心周波数が、例えば、２５ｋＨｚ−８００Ｈｚ（Ｉ
Ｆ−ＭＩＸ１４の出力する第２ＩＦ信号をＬＳＢ側で復
調する場合）又は２５ｋＨｚ＋８００Ｈｚ（ＩＦ−ＭＩ
Ｘ１４の出力する第２ＩＦ信号をＵＳＢ側で復調する場
合）であり、通過帯域幅が数十Ｈｚ〜数百Ｈｚ程度と比
較的狭く、中心周波数可変型のものである。ディジタル
帯域フィルタ１７は、ＡＤＣ１６から供給された信号を
フィルタリングし、不要信号を減衰させる。
【００２０】ディジタル復調器１８はディジタル帯域フ
ィルタ１７から供給されたディジタル信号を、０〜３ｋ
Ｈｚ程度の可聴周波数のディジタル音声信号に復調す
る。復調されたディジタル音声信号はＤＡＣ１９によ
り、該当周波数のアナログ信号に変換され、オーディオ
アンプ２０により、増幅されてスピーカ２１により放音
される。
ィルタ１７から供給されたディジタル信号を、０〜３ｋ
Ｈｚ程度の可聴周波数のディジタル音声信号に復調す
る。復調されたディジタル音声信号はＤＡＣ１９によ
り、該当周波数のアナログ信号に変換され、オーディオ
アンプ２０により、増幅されてスピーカ２１により放音
される。
【００２１】センサー２３は、使用者により操作され、
ピッチコントロール信号をＭＰＵ２２に供給する。ＩＦ
−ＭＩＸ１４の出力する第２ＩＦ信号をＬＳＢ側で受信
する場合において、受信ピッチをΔｆだけ高く（又は低
く）することを指示するピッチコントール信号がセンサ
ー２３から供給されとき、ＭＰＵ２２は第２局部発振器
１５に供給する制御データ、例えば、分周比を示すデー
タを制御して、第２局部発振器１５の発振周波数ｆ2を
Δｆだけ高く（低く）する。このため、ＩＦ−ＭＩＸ１
４の出力する第２ＩＦ信号の周波数はΔｆだけ低く（高
く）なる。ＭＰＵ２２は、同時に、ディジタル帯域フィ
ルタ１７にその中心周波数をΔｆだけ低く（高く）する
ように指示する。
ピッチコントロール信号をＭＰＵ２２に供給する。ＩＦ
−ＭＩＸ１４の出力する第２ＩＦ信号をＬＳＢ側で受信
する場合において、受信ピッチをΔｆだけ高く（又は低
く）することを指示するピッチコントール信号がセンサ
ー２３から供給されとき、ＭＰＵ２２は第２局部発振器
１５に供給する制御データ、例えば、分周比を示すデー
タを制御して、第２局部発振器１５の発振周波数ｆ2を
Δｆだけ高く（低く）する。このため、ＩＦ−ＭＩＸ１
４の出力する第２ＩＦ信号の周波数はΔｆだけ低く（高
く）なる。ＭＰＵ２２は、同時に、ディジタル帯域フィ
ルタ１７にその中心周波数をΔｆだけ低く（高く）する
ように指示する。
【００２２】ＩＦ−ＭＩＸ１４の出力する第２ＩＦ信号
をＵＳＢ側で受信する場合において、受信ピッチをΔｆ
だけ高く（低く）することを指示するピッチコントール
信号がセンサー２３から供給されたとき、ＭＰＵ２２
は、第２局部発振器１５に供給する制御データを制御し
て、第２局部発振器１５の発振周波数ｆ2をΔｆだけ低
く（高く）させる。このため、ＩＦ−ＭＩＸ１４の出力
する第２ＩＦ信号の周波数はΔｆだけ高く（低く）な
る。ＭＰＵ２２は、同時に、ディジタル帯域フィルタ１
７にその中心周波数をΔｆだけ高く（低く）するように
指示する。
をＵＳＢ側で受信する場合において、受信ピッチをΔｆ
だけ高く（低く）することを指示するピッチコントール
信号がセンサー２３から供給されたとき、ＭＰＵ２２
は、第２局部発振器１５に供給する制御データを制御し
て、第２局部発振器１５の発振周波数ｆ2をΔｆだけ低
く（高く）させる。このため、ＩＦ−ＭＩＸ１４の出力
する第２ＩＦ信号の周波数はΔｆだけ高く（低く）な
る。ＭＰＵ２２は、同時に、ディジタル帯域フィルタ１
７にその中心周波数をΔｆだけ高く（低く）するように
指示する。
【００２３】即ち、上記構成によれば、受信ピッチを高
低すると、ディジタル帯域フィルタ１７の通過帯域の中
心周波数も同量だけ高低され、受信信号の周波数とディ
ジタル帯域フィルタ１７の中心周波数は常に一致し、チ
ューニングが合っていることになる。
低すると、ディジタル帯域フィルタ１７の通過帯域の中
心周波数も同量だけ高低され、受信信号の周波数とディ
ジタル帯域フィルタ１７の中心周波数は常に一致し、チ
ューニングが合っていることになる。
【００２４】このような構成のＣＷ無線通信機におい
て、キャリア周波数が１０ＭＨｚのＣＷ無線信号を８０
０Ｈｚで復調する場合を例に、その受信動作を説明す
る。この場合、第１局部発振器１２の発振周波数ｆ1を
８０ＭＨｚに設定する。ＲＦ−ＭＩＸ１３は周波数ｆ1
の目的信号を周波数ｆ1−ｆ0の第１ＩＦ信号に変換す
る。即ち、周波数１０ＭＨｚの目的信号を７０ＭＨｚ
（＝８０ＭＨｚ−１０ＭＨｚ）の第１ＩＦ信号に変換す
る。７０ＭＨｚに変換された第１ＩＦ信号がアナログ帯
域フィルタＦＬ１によって帯域制限され、通過する。
て、キャリア周波数が１０ＭＨｚのＣＷ無線信号を８０
０Ｈｚで復調する場合を例に、その受信動作を説明す
る。この場合、第１局部発振器１２の発振周波数ｆ1を
８０ＭＨｚに設定する。ＲＦ−ＭＩＸ１３は周波数ｆ1
の目的信号を周波数ｆ1−ｆ0の第１ＩＦ信号に変換す
る。即ち、周波数１０ＭＨｚの目的信号を７０ＭＨｚ
（＝８０ＭＨｚ−１０ＭＨｚ）の第１ＩＦ信号に変換す
る。７０ＭＨｚに変換された第１ＩＦ信号がアナログ帯
域フィルタＦＬ１によって帯域制限され、通過する。
【００２５】第２局部信号の周波数ｆ2を６９．９７５
ＭＨｚとすると、ＩＦ−ＭＩＸ１４は周波数７０ＭＨｚ
（＝ｆ1−ｆ0）の第１ＩＦ信号を周波数ｆ1−ｆ0−ｆ2
の第２ＩＦ信号に変換する。即ち、周波数７０ＭＨｚの
目的信号を２５ｋＨｚ（＝７０ＭＨｚ−６９．９７５Ｍ
Ｈｚ）の第２ＩＦ信号に変換して出力する。２５ｋＨｚ
に変換された第２ＩＦ信号がアナログ帯域フィルタＦＬ
２によって帯域制限され、通過する。
ＭＨｚとすると、ＩＦ−ＭＩＸ１４は周波数７０ＭＨｚ
（＝ｆ1−ｆ0）の第１ＩＦ信号を周波数ｆ1−ｆ0−ｆ2
の第２ＩＦ信号に変換する。即ち、周波数７０ＭＨｚの
目的信号を２５ｋＨｚ（＝７０ＭＨｚ−６９．９７５Ｍ
Ｈｚ）の第２ＩＦ信号に変換して出力する。２５ｋＨｚ
に変換された第２ＩＦ信号がアナログ帯域フィルタＦＬ
２によって帯域制限され、通過する。
【００２６】アナログ帯域フィルタＦＬ２を通過した信
号は、ＡＤＣ１６によりディジタル化され、ディジタル
帯域フィルタ１７に供給される。ＩＦ−ＭＩＸ１４の出
力する第２ＩＦ信号をＬＳＢ側で復調する場合には、第
２局部信号の周波数ｆ2を６９．９７５８ＭＨｚに設定
し、ディジタル帯域フィルタ１７は、復調信号のピッチ
周波数分低い位置にシフトしたキャリア信号の周波数、
即ち、２５ｋＨｚ−８００Ｈｚに通過帯域の中心周波数
を有し、ＬＳＢ側の所定帯域内の信号を通過させる。
号は、ＡＤＣ１６によりディジタル化され、ディジタル
帯域フィルタ１７に供給される。ＩＦ−ＭＩＸ１４の出
力する第２ＩＦ信号をＬＳＢ側で復調する場合には、第
２局部信号の周波数ｆ2を６９．９７５８ＭＨｚに設定
し、ディジタル帯域フィルタ１７は、復調信号のピッチ
周波数分低い位置にシフトしたキャリア信号の周波数、
即ち、２５ｋＨｚ−８００Ｈｚに通過帯域の中心周波数
を有し、ＬＳＢ側の所定帯域内の信号を通過させる。
【００２７】ディジタル復調器１８はディジタル帯域フ
ィルタ１７を通過した第２ＩＦ信号をＡＦ（オーディオ
周波数）信号に変換し、例えば、２４．２ｋＨｚの第２
ＩＦ信号を８００Ｈｚのディジタルオーディオ信号に復
調する。ディジタル音声信号はＤＡＣ１９によりアナロ
グオーディオ信号に変換され、オーディオアンプ２０に
より増幅されてスピーカ２１から放音される。
ィルタ１７を通過した第２ＩＦ信号をＡＦ（オーディオ
周波数）信号に変換し、例えば、２４．２ｋＨｚの第２
ＩＦ信号を８００Ｈｚのディジタルオーディオ信号に復
調する。ディジタル音声信号はＤＡＣ１９によりアナロ
グオーディオ信号に変換され、オーディオアンプ２０に
より増幅されてスピーカ２１から放音される。
【００２８】ここで、例えば、使用者が受信ピッチを１
００Ｈｚ低くするように、つまり、７００Ｈｚのピッチ
で復調するようにセンサー２３を操作すると、ＩＦ−Ｍ
ＩＸ１４の出力する第２ＩＦ信号をＬＳＢ側で復調する
場合、ＭＰＵ２２は第２局部発振器１５の発振周波数ｆ
2を１００Ｈｚ低くする。これにより、ＩＦ−ＭＩＸ１
４の出力する第２ＩＦ信号は１００Ｈｚ高く、即ち、２
５ｋＨｚ−７００Ｈｚになる。一方、ＭＰＵ２２は、デ
ィジタル帯域フィルタ１７の通過帯域の中心周波数を１
００Ｈｚ高くし、２５ｋＨｚ−８００Ｈｚ＋１００Ｈｚ
にし、入力する第２ＩＦ信号の周波数に一致させる。
００Ｈｚ低くするように、つまり、７００Ｈｚのピッチ
で復調するようにセンサー２３を操作すると、ＩＦ−Ｍ
ＩＸ１４の出力する第２ＩＦ信号をＬＳＢ側で復調する
場合、ＭＰＵ２２は第２局部発振器１５の発振周波数ｆ
2を１００Ｈｚ低くする。これにより、ＩＦ−ＭＩＸ１
４の出力する第２ＩＦ信号は１００Ｈｚ高く、即ち、２
５ｋＨｚ−７００Ｈｚになる。一方、ＭＰＵ２２は、デ
ィジタル帯域フィルタ１７の通過帯域の中心周波数を１
００Ｈｚ高くし、２５ｋＨｚ−８００Ｈｚ＋１００Ｈｚ
にし、入力する第２ＩＦ信号の周波数に一致させる。
【００２９】また、ＩＦ−ＭＩＸ１４の出力する第２Ｉ
Ｆ信号をＵＳＢ側で復調する場合、ＭＰＵ２２は第２局
部発振器１５の発振周波数ｆ2を６９．９７４３ＭＨｚ
に設定する。これにより、ＩＦ−ＭＩＸ１４の出力する
第２ＩＦ信号は２５．８ｋＨｚよりも１００Ｈｚ低く、
即ち、２５ｋＨｚ＋７００Ｈｚになる。一方、ＭＰＵ２
２は、ディジタル帯域フィルタ１７の通過帯域の中心周
波数を１００Ｈｚ低くし、２５ｋＨｚ＋８００Ｈｚ−１
００Ｈｚにし、入力する第２ＩＦ信号の周波数に一致さ
せる。
Ｆ信号をＵＳＢ側で復調する場合、ＭＰＵ２２は第２局
部発振器１５の発振周波数ｆ2を６９．９７４３ＭＨｚ
に設定する。これにより、ＩＦ−ＭＩＸ１４の出力する
第２ＩＦ信号は２５．８ｋＨｚよりも１００Ｈｚ低く、
即ち、２５ｋＨｚ＋７００Ｈｚになる。一方、ＭＰＵ２
２は、ディジタル帯域フィルタ１７の通過帯域の中心周
波数を１００Ｈｚ低くし、２５ｋＨｚ＋８００Ｈｚ−１
００Ｈｚにし、入力する第２ＩＦ信号の周波数に一致さ
せる。
【００３０】このように、この実施例のＣＷ無線通信機
によれば、ＩＦ−ＭＩＸ１４の出力する第２ＩＦ信号の
周波数とディジタル帯域フィルタ１７の通過帯域の中心
周波数は一致することになる。このため、ＣＷピッチ制
御を行った場合でも、目的とするＣＷ信号が減衰される
ことはなく、目的とするＣＷ信号を最良の受信状態で常
に受信することができる。また、復調器（検波器）の前
の中間周波（ＩＦ）段、特に、ｆs／４の周波数域に帯
域通過フィルタを配置することができ、ディジタルフィ
ルタにより、その選択度を高めて、混信やノイズを除去
した再生信号を得ることができる。さらに、帯域通過フ
ィルタの中心周波数を変更しても、フィルタシェープの
変化はほとんどない。また、予めフィルタ係数を近似式
で求めておけば、少ない演算量で目的の帯域通過ディジ
タルフィルタを得ることができる。
によれば、ＩＦ−ＭＩＸ１４の出力する第２ＩＦ信号の
周波数とディジタル帯域フィルタ１７の通過帯域の中心
周波数は一致することになる。このため、ＣＷピッチ制
御を行った場合でも、目的とするＣＷ信号が減衰される
ことはなく、目的とするＣＷ信号を最良の受信状態で常
に受信することができる。また、復調器（検波器）の前
の中間周波（ＩＦ）段、特に、ｆs／４の周波数域に帯
域通過フィルタを配置することができ、ディジタルフィ
ルタにより、その選択度を高めて、混信やノイズを除去
した再生信号を得ることができる。さらに、帯域通過フ
ィルタの中心周波数を変更しても、フィルタシェープの
変化はほとんどない。また、予めフィルタ係数を近似式
で求めておけば、少ない演算量で目的の帯域通過ディジ
タルフィルタを得ることができる。
【００３１】次に、図１に示すディジタル帯域通過フィ
ルタ１７の構成例を図２及び図３を参照して説明する。
ディジタル帯域通過フィルタ１７は、図２に示すよう
に、第１のメモリ４３、第２のメモリ４５、乗算器４
７、加算器４９からなる係数演算部４１と、Ｎ次のＩＩ
Ｒ型帯域通過楕円ディジタルフィルタ５１とから構成さ
れる。
ルタ１７の構成例を図２及び図３を参照して説明する。
ディジタル帯域通過フィルタ１７は、図２に示すよう
に、第１のメモリ４３、第２のメモリ４５、乗算器４
７、加算器４９からなる係数演算部４１と、Ｎ次のＩＩ
Ｒ型帯域通過楕円ディジタルフィルタ５１とから構成さ
れる。
【００３２】Ｎ次のＩＩＲ型帯域通過楕円ディジタルフ
ィルタ５１は、例えば、図３に示すように、２次のＩＩ
ＲフィルタセクションをＮ／２段縦続接続して構成され
る。図３に示す構成の帯域通過楕円ディジタルフィルタ
の場合、フィルタ係数ｂ2iはほぼ１である。また、フィ
ルタ係数ａ1i，ａ2i，ｂ1iは、通過帯域幅が一定であれ
ば、近似的に正規化中心周波数（サンプリング周波数を
１とした場合の中心周波数）の直線関数となる。このた
め、図３に示す帯域通過楕円ディジタルフィルタの伝達
関数は数１で表される。
ィルタ５１は、例えば、図３に示すように、２次のＩＩ
ＲフィルタセクションをＮ／２段縦続接続して構成され
る。図３に示す構成の帯域通過楕円ディジタルフィルタ
の場合、フィルタ係数ｂ2iはほぼ１である。また、フィ
ルタ係数ａ1i，ａ2i，ｂ1iは、通過帯域幅が一定であれ
ば、近似的に正規化中心周波数（サンプリング周波数を
１とした場合の中心周波数）の直線関数となる。このた
め、図３に示す帯域通過楕円ディジタルフィルタの伝達
関数は数１で表される。
【００３３】
【数１】
【００３４】ここで、ｆcは通過帯域の正規化中心周波
数（０＜ｆc＜０．５）であり、ａ1i(ｆc)，ａ
2i(ｆc)，ｂ1i(ｆc)はフィルタ係数ａ1i，ａ2i，ｂ1iが
中心周波数ｆcの直線関数であることを示している。
数（０＜ｆc＜０．５）であり、ａ1i(ｆc)，ａ
2i(ｆc)，ｂ1i(ｆc)はフィルタ係数ａ1i，ａ2i，ｂ1iが
中心周波数ｆcの直線関数であることを示している。
【００３５】なお、この帯域通過ディジタルフィルタの
通過帯域幅をΔｆB、中心周波数ｆcがｆLからｆUまで変
化するとすれば、０＜ｆL＜ｆU＜０．５、 ０＜ｆL−
ΔｆB／２、ｆU＋ΔｆB／２＜０．５ が成立する。
通過帯域幅をΔｆB、中心周波数ｆcがｆLからｆUまで変
化するとすれば、０＜ｆL＜ｆU＜０．５、 ０＜ｆL−
ΔｆB／２、ｆU＋ΔｆB／２＜０．５ が成立する。
【００３６】フィルタ係数ａ1i(ｆc)，ａ2i(ｆc)，ｂ1i
(ｆc)は中心周波数ｆcに対し直線関数の関係にある。従
って、中心周波数ｆcの単位変化量Δｆに対する各フィ
ルタ係数の変化量（＝各フィルタ係数の直線関数の傾
き）を求めておき、各傾きに中心周波数ｆcの基準値か
らの変化量（ずれ量）を乗算すれば、中心周波数ｆcを
基準値から変化させるための各フィルタ係数の変化量を
求めることができる。そして、求めた変化量を基準値ｆ
rが得られる時のフィルタ係数に加算すれば、任意の中
心周波数ｆを得るために必要なフィルタ係数を得ること
ができる。
(ｆc)は中心周波数ｆcに対し直線関数の関係にある。従
って、中心周波数ｆcの単位変化量Δｆに対する各フィ
ルタ係数の変化量（＝各フィルタ係数の直線関数の傾
き）を求めておき、各傾きに中心周波数ｆcの基準値か
らの変化量（ずれ量）を乗算すれば、中心周波数ｆcを
基準値から変化させるための各フィルタ係数の変化量を
求めることができる。そして、求めた変化量を基準値ｆ
rが得られる時のフィルタ係数に加算すれば、任意の中
心周波数ｆを得るために必要なフィルタ係数を得ること
ができる。
【００３７】そこで、図２の構成では、中心周波数が基
準値ｆrである既知のＮ次のＩＩＲ型帯域通過ディジタ
ルフィルタのフィルタ係数を予め第１のメモリ４３に格
納しておく。次に、任意の２つの既知のＮ次のＩＩＲ型
帯域通過ディジタルフィルタのフィルタ係数を用いて、
各フィルタ係数の直線方程式の傾斜を求め、これを第２
のメモリ４５に予め格納しておく。例えば、中心周波数
がｆaとｆb（＝ｆa＋ｎΔｆ）の２つのフィルタの係数
が｛ａ1i(ｆa)，ａ2i(ｆa)，ｂ1i(ｆa)｝と｛ａ
1i(ｆb)，ａ2i(ｆb)，ｂ1i(ｆb)｝とすると、直線方程
式の傾斜を数２のように求め、これを第２のメモリ４５
に予め格納しておく。
準値ｆrである既知のＮ次のＩＩＲ型帯域通過ディジタ
ルフィルタのフィルタ係数を予め第１のメモリ４３に格
納しておく。次に、任意の２つの既知のＮ次のＩＩＲ型
帯域通過ディジタルフィルタのフィルタ係数を用いて、
各フィルタ係数の直線方程式の傾斜を求め、これを第２
のメモリ４５に予め格納しておく。例えば、中心周波数
がｆaとｆb（＝ｆa＋ｎΔｆ）の２つのフィルタの係数
が｛ａ1i(ｆa)，ａ2i(ｆa)，ｂ1i(ｆa)｝と｛ａ
1i(ｆb)，ａ2i(ｆb)，ｂ1i(ｆb)｝とすると、直線方程
式の傾斜を数２のように求め、これを第２のメモリ４５
に予め格納しておく。
【００３８】
【数２】 ｋa1i＝［ａ1i(ｆb)−ａ1i(ｆa)］／［２(ｆb−ｆa)］ ｋa2i＝［ａ2i(ｆb)−ａ2i(ｆa)］／［２(ｆb−ｆa)］ ｋb1i＝［ｂ1i(ｆb)−ｂ1i(ｆa)］／［２(ｆb−ｆa)］ ｉ＝１，２，・・・，Ｎ／２
【００３９】なお、帯域通過ディジタルフィルタの場
合、中心周波数の変化量(ｆb−ｆa)と通過帯域の上端周
波数（Δｆup）の変化量及び下端周波数の変化量（Δｆ
low）の関係は数３に示すようになる。
合、中心周波数の変化量(ｆb−ｆa)と通過帯域の上端周
波数（Δｆup）の変化量及び下端周波数の変化量（Δｆ
low）の関係は数３に示すようになる。
【００４０】
【数３】ａｂｓ（Δｆup）＋ａｂｓ（Δｆlow）＝２ａ
ｂｓ(ｆb−ｆa) 従って、通過帯域幅を固定するためには、中心周波数を
２倍変化させなければならない。このため、数２では、
分母に係数「２」を配置している。
ｂｓ(ｆb−ｆa) 従って、通過帯域幅を固定するためには、中心周波数を
２倍変化させなければならない。このため、数２では、
分母に係数「２」を配置している。
【００４１】センサ２３から中心周波数の変更を指示す
る信号が供給されると、ＭＰＵ２２は、中心周波数の基
準値ｆrと変更後の中心周波数ｆの差（ｆ−ｆr）を求
め、乗算器４７に供給する。さらに、第２のメモリ４５
に格納されていた傾きを順次読み出して乗算器４７に供
給してする。乗算器４７は、差（ｆ−ｆr）と傾きの
積、即ち、各フィルタ係数の変化量ｋa1i(ｆ−ｆr)、ｋ
a2i(ｆ−ｆr)、ｋb1i(ｆ−ｆr)を求める。
る信号が供給されると、ＭＰＵ２２は、中心周波数の基
準値ｆrと変更後の中心周波数ｆの差（ｆ−ｆr）を求
め、乗算器４７に供給する。さらに、第２のメモリ４５
に格納されていた傾きを順次読み出して乗算器４７に供
給してする。乗算器４７は、差（ｆ−ｆr）と傾きの
積、即ち、各フィルタ係数の変化量ｋa1i(ｆ−ｆr)、ｋ
a2i(ｆ−ｆr)、ｋb1i(ｆ−ｆr)を求める。
【００４２】求められた変化量は、加算器４９に供給さ
れる。ＭＰＵ２２は、第１のメモリ４３に記憶されたフ
ィルタ係数値と乗算器４７により求められた変化量の対
応するもの同士を加算し、数４に示すように、新たなフ
ィルタ係数を求める。
れる。ＭＰＵ２２は、第１のメモリ４３に記憶されたフ
ィルタ係数値と乗算器４７により求められた変化量の対
応するもの同士を加算し、数４に示すように、新たなフ
ィルタ係数を求める。
【００４３】
【数４】ａ1i(ｆ)＝ｋa1i(ｆ−ｆr)＋ａ1i(ｆr) ａ2i(ｆ)＝ｋa2i(ｆ−ｆr)＋ａ2i(ｆr) ｂ1i(ｆ)＝ｋb1i(ｆ−ｆr)＋ｂ1i(ｆr)
【００４４】ＭＰＵ２２は、求められたフィルタ係数ａ
1i(ｆ)、ａ2i(ｆ)、ｂ1i(ｆ)を新たなフィルタ係数とし
てＮ次のＩＩＲ型帯域通過楕円ディジタルフィルタに設
定する。これにより、中心周波数ｆを有する帯域通過デ
ィジタルフィルタが得られる。なお、基準中心周波数ｆ
rを、前述のｆa或いはｆbとしてもよい。
1i(ｆ)、ａ2i(ｆ)、ｂ1i(ｆ)を新たなフィルタ係数とし
てＮ次のＩＩＲ型帯域通過楕円ディジタルフィルタに設
定する。これにより、中心周波数ｆを有する帯域通過デ
ィジタルフィルタが得られる。なお、基準中心周波数ｆ
rを、前述のｆa或いはｆbとしてもよい。
【００４５】このような構成のディジタル帯域フィルタ
１７によれば、例えば、８次のＩＩＲ型帯域通過楕円デ
ィジタルフィルタシステムの場合、乗算器４７による１
２回の乗算と、加算器４９による１２回の加算で、新た
なフィルタ係数を求めることができる。このため、少な
い計算量で中心周波数を変更できる。また、演算回数が
少ないため、演算誤差が少ない。また、第１及び第２の
メモリ４３、４５は２４個のデータを記憶するだけなの
で、その容量が少なくてすむ。
１７によれば、例えば、８次のＩＩＲ型帯域通過楕円デ
ィジタルフィルタシステムの場合、乗算器４７による１
２回の乗算と、加算器４９による１２回の加算で、新た
なフィルタ係数を求めることができる。このため、少な
い計算量で中心周波数を変更できる。また、演算回数が
少ないため、演算誤差が少ない。また、第１及び第２の
メモリ４３、４５は２４個のデータを記憶するだけなの
で、その容量が少なくてすむ。
【００４６】なお、入力信号を上述の手順でＤＳＰ（デ
ィジタル信号処理装置）でソフトウエアによって処理す
ることにより、ディジタル帯域フィルタ１７を構成して
もよい。
ィジタル信号処理装置）でソフトウエアによって処理す
ることにより、ディジタル帯域フィルタ１７を構成して
もよい。
【００４７】次に、ディジタル復調器１８の構成の一例
を図４を参照して説明する。図４において、ディジタル
復調器１８は、Ａ／Ｄ変換された信号ｘ(ti)をクロック
発生器６４のクロックのタイミング（サンプリング時
刻）に応じてＬ個の系統に順にｋ回循環して出力して分
配するデマルチプレクサ（以下、ＤＭＵＸ）６１と、Ｄ
ＭＵＸ６１から信号を受け、全域通過フィルタ（以下、
ＦＩＬ）６３（１）Ａから６３（Ｌ／２）Ｂに連続して
入力する２つの信号に９０°の位相差を与える移相器６
３と、クロック発生器６４のクロックのタイミングでサ
ンプリング周波数ｆs（１００ｋＨｚ）の半分の周波数
で交互に時系列信号を発する時系列信号発生器６５Ａ、
６５Ｂと、ＦＩＬ６３Ａ、６３Ｂと時系列信号を発生す
る時系列信号発生器６５Ａ、６５Ｂの２つの信号をクロ
ック発生器６４のクロックのタイミングでそれぞれ乗算
する乗算器６６Ａ、６６Ｂと、乗算器６６Ａから６６Ｂ
からの信号を、クロック発生器６４のクロックのタイミ
ングで乗算器６６（１）Ａから乗算器６６（Ｌ／２）Ｂ
までの信号を順次選択して出力するマルチプレクサ（以
下、ＭＵＸ）６２と、から構成される。
を図４を参照して説明する。図４において、ディジタル
復調器１８は、Ａ／Ｄ変換された信号ｘ(ti)をクロック
発生器６４のクロックのタイミング（サンプリング時
刻）に応じてＬ個の系統に順にｋ回循環して出力して分
配するデマルチプレクサ（以下、ＤＭＵＸ）６１と、Ｄ
ＭＵＸ６１から信号を受け、全域通過フィルタ（以下、
ＦＩＬ）６３（１）Ａから６３（Ｌ／２）Ｂに連続して
入力する２つの信号に９０°の位相差を与える移相器６
３と、クロック発生器６４のクロックのタイミングでサ
ンプリング周波数ｆs（１００ｋＨｚ）の半分の周波数
で交互に時系列信号を発する時系列信号発生器６５Ａ、
６５Ｂと、ＦＩＬ６３Ａ、６３Ｂと時系列信号を発生す
る時系列信号発生器６５Ａ、６５Ｂの２つの信号をクロ
ック発生器６４のクロックのタイミングでそれぞれ乗算
する乗算器６６Ａ、６６Ｂと、乗算器６６Ａから６６Ｂ
からの信号を、クロック発生器６４のクロックのタイミ
ングで乗算器６６（１）Ａから乗算器６６（Ｌ／２）Ｂ
までの信号を順次選択して出力するマルチプレクサ（以
下、ＭＵＸ）６２と、から構成される。
【００４８】なお、ＦＩＬ６３Ａ、６３Ｂは、全域通過
フィルタであって、その振幅特性は平坦で、互いの位相
差が９０°であるディジタルフィルタである。
フィルタであって、その振幅特性は平坦で、互いの位相
差が９０°であるディジタルフィルタである。
【００４９】ディジタル帯域フィルタ１７を通過してＤ
ＭＵＸ６１に供給される信号ｘ(ti)は、数５で示され
る。
ＭＵＸ６１に供給される信号ｘ(ti)は、数５で示され
る。
【００５０】
【数５】ｘ(ti)＝｛ｘ(t1)、ｘ(t2)、ｘ(t3)、ｘ(t4)、
ｘ(t5)、・・・・・・｝ ｉはサンプリング順で、t1が最初のサンプリング時刻で
ある。
ｘ(t5)、・・・・・・｝ ｉはサンプリング順で、t1が最初のサンプリング時刻で
ある。
【００５１】ＤＭＵＸ６１はサンプリング時刻tiに応じ
て、信号ｘ(ti)をＬ個のＦＩＬ６３Ａ、６３Ｂにｋ回巡
回して分配出力する。ＤＭＵＸ６１からＦＩＬ６３Ａ、
６３Ｂに入力された連続する２つの信号ｘ(ti)とｘ(ti+
1)は９０°の位相差が与えられる。ＦＩＬ６３Ａ、６３
Ｂで９０°の位相差が与えられた２つの出力信号が乗算
器でそれぞれ時系列信号と乗算される。この時、第ｎ段
のＦＩＬ６３Ａ、６３Ｂの出力信号を受ける乗算器６６
には、時系列信号発生器６５Ａ、６５Ｂから、Ａ×（−
１）kL/2+n 又はＡ×（−１）(k-1)L/2+nという時系列
信号が与えられる。ここで、Ａは任意の数、Ｌは偶数、
ｋはＤＭＵＸ６１の出力信号が何巡目かを表す数であ
る。乗算器により乗算された信号は、ＭＵＸ６２によ
り、順次選択出力される。クロック発生器６４としてＡ
ＤＣ１６のサンプリング信号を出力する回路を用いるこ
とができる。
て、信号ｘ(ti)をＬ個のＦＩＬ６３Ａ、６３Ｂにｋ回巡
回して分配出力する。ＤＭＵＸ６１からＦＩＬ６３Ａ、
６３Ｂに入力された連続する２つの信号ｘ(ti)とｘ(ti+
1)は９０°の位相差が与えられる。ＦＩＬ６３Ａ、６３
Ｂで９０°の位相差が与えられた２つの出力信号が乗算
器でそれぞれ時系列信号と乗算される。この時、第ｎ段
のＦＩＬ６３Ａ、６３Ｂの出力信号を受ける乗算器６６
には、時系列信号発生器６５Ａ、６５Ｂから、Ａ×（−
１）kL/2+n 又はＡ×（−１）(k-1)L/2+nという時系列
信号が与えられる。ここで、Ａは任意の数、Ｌは偶数、
ｋはＤＭＵＸ６１の出力信号が何巡目かを表す数であ
る。乗算器により乗算された信号は、ＭＵＸ６２によ
り、順次選択出力される。クロック発生器６４としてＡ
ＤＣ１６のサンプリング信号を出力する回路を用いるこ
とができる。
【００５２】次に、図４の構成において、構成が最も簡
単なＬ＝２の場合を例に復調動作を具体的に説明する。
この場合の復調器の構成を図５に示す。
単なＬ＝２の場合を例に復調動作を具体的に説明する。
この場合の復調器の構成を図５に示す。
【００５３】図５の構成においては、ＤＭＵＸ６１によ
り、ＦＩＬ６３Ａ、６３Ｂに分配されるサンプリングデ
ータｘ１、ｘ２は、それぞれ数６のようになる。
り、ＦＩＬ６３Ａ、６３Ｂに分配されるサンプリングデ
ータｘ１、ｘ２は、それぞれ数６のようになる。
【００５４】
【数６】ｘ１＝｛ｘ(t1)、ｘ(t3)、ｘ(t5)、・・・・・・｝ ｘ２＝｛ｘ(t2)、ｘ(t4)、ｘ(t6)、・・・・・・｝
【００５５】このとき、２つのＦＩＬ６３Ａ、６３Ｂへ
の入力信号は、元のディジタル信号が１つおきに間引か
れた状態で、そのサンプリング周波数はＤＭＵＸ６１に
入力されたサンプリング周波数ｆsの１／２の周波数と
なっている。
の入力信号は、元のディジタル信号が１つおきに間引か
れた状態で、そのサンプリング周波数はＤＭＵＸ６１に
入力されたサンプリング周波数ｆsの１／２の周波数と
なっている。
【００５６】１巡目の分配出力（ｋ＝１）で、信号ｘ(t
1)がＦＩＬ６３Ａに分配出力され、信号ｘ(t2)がＦＩＬ
６３Ｂに分配出力される。そして、移相器６３で９０°
の位相差が与えられて、信号ｘ(t1)は信号ｘ1(t1)に、
信号ｘ(t2)は信号ｘ2(t2)に変換される。信号ｘ1(t1)と
信号ｘ2(t2)は、その後、時系列信号発生器６５Ａ、６
５Ｂからの時系列信号と、乗算器６６Ａ、６６Ｂでそれ
ぞれ乗算（変調）され、変調信号ｙ1(t1)・ｙ2(t2)とな
る。これを２巡目の分配出力（ｋ＝２）でｘ(t3)、ｘ(t
4)、３巡目の分配出力（ｋ＝３）でｘ(t5)、ｘ(t6)、・・
・・・・というように２つのＦＩＬ６３Ａ、６３Ｂに交互に
入力していくと、乗算器６６Ａと乗算器６６Ｂから、交
互に信号が出力される。
1)がＦＩＬ６３Ａに分配出力され、信号ｘ(t2)がＦＩＬ
６３Ｂに分配出力される。そして、移相器６３で９０°
の位相差が与えられて、信号ｘ(t1)は信号ｘ1(t1)に、
信号ｘ(t2)は信号ｘ2(t2)に変換される。信号ｘ1(t1)と
信号ｘ2(t2)は、その後、時系列信号発生器６５Ａ、６
５Ｂからの時系列信号と、乗算器６６Ａ、６６Ｂでそれ
ぞれ乗算（変調）され、変調信号ｙ1(t1)・ｙ2(t2)とな
る。これを２巡目の分配出力（ｋ＝２）でｘ(t3)、ｘ(t
4)、３巡目の分配出力（ｋ＝３）でｘ(t5)、ｘ(t6)、・・
・・・・というように２つのＦＩＬ６３Ａ、６３Ｂに交互に
入力していくと、乗算器６６Ａと乗算器６６Ｂから、交
互に信号が出力される。
【００５７】ＵＳＢを復調する場合、ディジタル入力信
号ｘは、数７で表される。
号ｘは、数７で表される。
【００５８】
【数７】 ｘ＝｛ｓｉｎ（ωｔ1＋θ），ｃｏｓ（ωｔ2＋θ），−ｓｉｎ（ωｔ3＋θ） ，−ｃｏｓ（ωｔ4＋θ），・・・・・・｝
【００５９】ＤＭＵＸ６１から２つのＦＩＬ６３Ａ、６
３Ｂに出力される信号ｘ１、ｘ２は、数８で表される。
３Ｂに出力される信号ｘ１、ｘ２は、数８で表される。
【００６０】
【数８】 ｘ１＝｛ｓｉｎ（ωｔ1＋θ），−ｓｉｎ（ωｔ3＋θ），・・・・・・｝ ｘ２＝｛ｃｏｓ（ωｔ2＋θ），−ｃｏｓ（ωｔ4＋θ），・・・・・・｝
【００６１】この信号がＦＩＬ６３Ａ、６３Ｂで移相さ
れて、数９に示す信号ｘ１，ｘ２が出力される。
れて、数９に示す信号ｘ１，ｘ２が出力される。
【００６２】
【数９】ｘ１＝｛ｓｉｎ（ωｔ1＋２θ），−ｓｉｎ
（ωｔ3＋２θ），・・・・・・｝ ｘ２＝｛ｃｏｓ（ωｔ2＋２θ＋π／２），−ｃｏｓ
（ωｔ4＋２θ＋π／２），・・・・・・｝＝｛ｓｉｎ（ωｔ2
＋２θ），ｓｉｎ（ωｔ4＋２θ），・・・・・・｝となる。
（ωｔ3＋２θ），・・・・・・｝ ｘ２＝｛ｃｏｓ（ωｔ2＋２θ＋π／２），−ｃｏｓ
（ωｔ4＋２θ＋π／２），・・・・・・｝＝｛ｓｉｎ（ωｔ2
＋２θ），ｓｉｎ（ωｔ4＋２θ），・・・・・・｝となる。
【００６３】定数Ａを１、移相器は１段であるのでＬ＝
２とすると、ｎは常に１であるので、時系列信号発生器
６５Ａ、６５Ｂは、（−１）k+1 又は（−１）k という
時系列信号を出力する。ＬＳＢを復調する場合は、時系
列信号発生器６５Ａから｛１、−１｝の繰り返し信号が
信号ｘ１のタイミング（サンプリングタイミング）に合
わせて発生し、時系列信号発生器６５Ｂから｛１、−
１｝の繰り返し信号が信号ｘ２のタイミングに合わせて
発生する。（ＵＳＢを復調する場合は、時系列信号発生
器６５Ａからは｛１、−１｝の繰り返し信号が、時系列
信号発生器６５Ｂからは｛−１、１｝の繰り返し信号が
それぞれのタイミングで発生する。）
２とすると、ｎは常に１であるので、時系列信号発生器
６５Ａ、６５Ｂは、（−１）k+1 又は（−１）k という
時系列信号を出力する。ＬＳＢを復調する場合は、時系
列信号発生器６５Ａから｛１、−１｝の繰り返し信号が
信号ｘ１のタイミング（サンプリングタイミング）に合
わせて発生し、時系列信号発生器６５Ｂから｛１、−
１｝の繰り返し信号が信号ｘ２のタイミングに合わせて
発生する。（ＵＳＢを復調する場合は、時系列信号発生
器６５Ａからは｛１、−１｝の繰り返し信号が、時系列
信号発生器６５Ｂからは｛−１、１｝の繰り返し信号が
それぞれのタイミングで発生する。）
【００６４】２つの信号ｘ１、ｘ２は乗算器６６Ａ、６
６Ｂで、時系列信号発生器６５Ａ、６５Ｂの信号と乗算
されて、それぞれ信号ｙ１、ｙ２となり、それがＭＵＸ
６３で順次選択され、信号ｙとして出力される。その信
号ｙはｙ＝｛ｓｉｎ（ωｔ1＋２θ），ｓｉｎ（ωｔ2＋
２θ），−ｓｉｎ（ωｔ3＋２θ），ｓｉｎ（ωｔ4＋２
θ），・・・・・・｝となり、元の信号が復調される。
６Ｂで、時系列信号発生器６５Ａ、６５Ｂの信号と乗算
されて、それぞれ信号ｙ１、ｙ２となり、それがＭＵＸ
６３で順次選択され、信号ｙとして出力される。その信
号ｙはｙ＝｛ｓｉｎ（ωｔ1＋２θ），ｓｉｎ（ωｔ2＋
２θ），−ｓｉｎ（ωｔ3＋２θ），ｓｉｎ（ωｔ4＋２
θ），・・・・・・｝となり、元の信号が復調される。
【００６５】このように、図４及び図５に示す構成の復
調器は、処理効率が良く、且つ、信号処理の特性の劣化
が少ない。従って、効率が良く、且つ、劣化の少ないＣ
Ｗ無線通信機を得ることができる。なお、ディジタル帯
域通過フィルタ１７、ディジタル復調器１８の構成は上
記実施例のものに限定されず、種々の変形及び応用が可
能である。
調器は、処理効率が良く、且つ、信号処理の特性の劣化
が少ない。従って、効率が良く、且つ、劣化の少ないＣ
Ｗ無線通信機を得ることができる。なお、ディジタル帯
域通過フィルタ１７、ディジタル復調器１８の構成は上
記実施例のものに限定されず、種々の変形及び応用が可
能である。
【００６６】
【発明の効果】以上説明したように、この発明によれ
ば、目的受信周波数近傍に位置する妨害波を減衰させ、
目的とする信号を感度良く受信することができる。ま
た、復調周波数を変更するために、第１の発振器の発振
周波数を変化させるのに伴って、ディジタルフィルタの
通過帯域の中心周波数も変化させる。従って、中間周波
信号の周波数とディジタルフィルタの通過帯域の中心周
波数を常に一致させることができる。従って、復調周波
数を変更しても、目的とする受信信号が減衰されること
はなく、チューニングを取り直す操作を不要にすること
ができる。さらに、ディジタル復調器の前段の中間周波
段に中心周波数可変型帯域通過ディジタルフィルタが配
置されているので、特に、キャリア周波数をｆs／４
（ｆsはサンプリング周波数）とした場合、中心周波数
を変化させても通過帯域幅が変化せず、フィルタシェー
プもほとんど変化しない。また、予めディジタルフィル
タの係数を近似式で決めておけば、フィルタ係数の訂正
量も少なくて良い。
ば、目的受信周波数近傍に位置する妨害波を減衰させ、
目的とする信号を感度良く受信することができる。ま
た、復調周波数を変更するために、第１の発振器の発振
周波数を変化させるのに伴って、ディジタルフィルタの
通過帯域の中心周波数も変化させる。従って、中間周波
信号の周波数とディジタルフィルタの通過帯域の中心周
波数を常に一致させることができる。従って、復調周波
数を変更しても、目的とする受信信号が減衰されること
はなく、チューニングを取り直す操作を不要にすること
ができる。さらに、ディジタル復調器の前段の中間周波
段に中心周波数可変型帯域通過ディジタルフィルタが配
置されているので、特に、キャリア周波数をｆs／４
（ｆsはサンプリング周波数）とした場合、中心周波数
を変化させても通過帯域幅が変化せず、フィルタシェー
プもほとんど変化しない。また、予めディジタルフィル
タの係数を近似式で決めておけば、フィルタ係数の訂正
量も少なくて良い。
【図１】この発明の一実施例にかかるＣＷ無線通信機の
構成を示すブロック図である。
構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示すディジタルフィルタの構成例を示す
図である。
図である。
【図３】図２に示すＮ次のＩＩＲ型帯域通過楕円ディジ
タルフィルタの構成例を示す図である。
タルフィルタの構成例を示す図である。
【図４】図１に示すディジタル復調器の構成例を示す図
である。
である。
【図５】図４に示すディジタル復調器の構成例を示す図
である。
である。
１１・・・アンテナ、１２・・・第１局部発振器、１３・・・高
周波ミクサ（ＲＦ−ＭＩＸ）、１４・・・中間周波ミクサ
（ＩＦ−ＭＩＸ）、１５・・・第２局部発振器、１６・・・ア
ナログ−ディジタル変換器（ＡＤＣ）、１７・・・ディジ
タル帯域フィルタ、１８・・・ディジタル復調器、１９・・・
ディジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）、２０・・・オー
ディオアンプ、２１・・・スピーカ、２２・・・ＭＰＵ（マイ
クロプロセッサユニット）、２３・・・センサー、４１・・・
係数演算部、４３・・・第１のメモリ、４５・・・第２のメモ
リ、４７・・・乗算器、４９・・・加算器、５１・・・Ｎ次のＩ
ＩＲ型帯域通過楕円ディジタルフィルタ、６１・・・デマ
ルチプレクサ（ＤＭＵＸ）、６２・・・マルチプレクサ
（ＭＵＸ）、６３・・・移相器、６３Ａ、６３Ｂ・・・全域通
過フィルタ（ＦＩＬ）、６４・・・クロック発生器、６５・
・・時系列信号発生器、６６・・・乗算器、ＦＬ１、ＦＬ２・
・・アナログフィルタ
周波ミクサ（ＲＦ−ＭＩＸ）、１４・・・中間周波ミクサ
（ＩＦ−ＭＩＸ）、１５・・・第２局部発振器、１６・・・ア
ナログ−ディジタル変換器（ＡＤＣ）、１７・・・ディジ
タル帯域フィルタ、１８・・・ディジタル復調器、１９・・・
ディジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）、２０・・・オー
ディオアンプ、２１・・・スピーカ、２２・・・ＭＰＵ（マイ
クロプロセッサユニット）、２３・・・センサー、４１・・・
係数演算部、４３・・・第１のメモリ、４５・・・第２のメモ
リ、４７・・・乗算器、４９・・・加算器、５１・・・Ｎ次のＩ
ＩＲ型帯域通過楕円ディジタルフィルタ、６１・・・デマ
ルチプレクサ（ＤＭＵＸ）、６２・・・マルチプレクサ
（ＭＵＸ）、６３・・・移相器、６３Ａ、６３Ｂ・・・全域通
過フィルタ（ＦＩＬ）、６４・・・クロック発生器、６５・
・・時系列信号発生器、６６・・・乗算器、ＦＬ１、ＦＬ２・
・・アナログフィルタ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭60−198911（ＪＰ，Ａ) 特開 昭64−54944（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−98326（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−11812（ＪＰ，Ａ) 特公 昭63−50893（ＪＰ，Ｂ２) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04B 1/26 H04B 1/06 H04B 1/16 H03H 17/00
Claims (5)
- 【請求項１】無線信号を受信し、受信信号を出力する受
信手段と、 周波数可変型局部発振器と、 前記受信手段から供給される受信信号と前記周波数可変
型局部発振器の出力する局部信号を混合するミクサ回路
と、 前記ミクサ回路の出力信号をディジタル信号に変換する
アナログ−ディジタル変換器と、 前記アナログ−ディジタル変換器の出力信号をフィルタ
リングする中心周波数可変型帯域通過ディジタルフィル
タと、 前記帯域通過ディジタルフィルタの出力信号を復調する
ディジタル復調器と、 外部から供給される制御信号に従って、前記局部発振器
の発振周波数をΔｆ変化させ、且つ、前記中心周波数可
変型ディジタルフィルタの通過帯域の中心周波数を、通
過帯域幅を維持したままΔｆ変化させて、前記ミクサ回
路の出力信号の周波数と前記帯域通過ディジタルフィル
タの通過帯域の中心周波数を一致させる制御手段と、 を備えることを特徴とする無線通信機。 - 【請求項２】前記ディジタル復調器の出力ディジタル信
号をアナログ信号に変換するディジタル−アナログ変換
器と、 前記ディジタル−アナログ変換器の出力信号を増幅する
増幅手段と、 前記増幅手段の出力信号を可聴音に変換して放音する放
音手段と、 前記制御信号を前記制御手段に供給する手段と、 を備えることを特徴とする請求項１に記載の無線通信
機。 - 【請求項３】ＣＷ無線信号を受信し、受信信号を出力す
る受信手段と、 周波数可変型局部発振器と、 前記受信手段から供給される受信信号と前記周波数可変
型局部発振器の出力する局部信号を混合するミクサ回路
と、 前記ミクサ回路の出力信号をディジタル信号に変換する
アナログ−ディジタル変換器と、 前記アナログ−ディジタル変換器の出力信号をフィルタ
リングする中心周波数可変型帯域通過ディジタルフィル
タと、 前記帯域通過ディジタルフィルタの出力信号を復調する
ディジタル復調器と、ピッチコントロール信号を入力す
る手段と、 前記ピッチコントロール信号に従って、前記局部発振器
の発振周波数を変化させると共に前記中心周波数可変型
ディジタルフィルタの通過帯域の中心周波数を通過帯域
幅を維持したまま変化させる制御手段と、 を備えることを特徴とする無線通信機。 - 【請求項４】前記ディジタル復調器の出力ディジタル信
号をアナログ信号に変換するディジタル−アナログ変換
器と、 前記ディジタル−アナログ変換器の出力信号を増幅する
増幅手段と、 前記増幅手段の出力信号を可聴音に変換して放音する放
音手段と、 を備えることを特徴とする請求項３に記載の無線通信
機。 - 【請求項５】 前記アナログ−ディジタル変換器のサンプ
リング周波数は、前記ミクサ回路の出力信号の搬送波周
波数が前記サンプリング周波数の４分の１になるような
周波数である、 ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載
の無線通信機。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06324661A JP3084196B2 (ja) | 1994-12-27 | 1994-12-27 | 無線通信機 |
| US08/406,661 US5555453A (en) | 1994-12-27 | 1995-03-20 | Radio communication system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06324661A JP3084196B2 (ja) | 1994-12-27 | 1994-12-27 | 無線通信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08181629A JPH08181629A (ja) | 1996-07-12 |
| JP3084196B2 true JP3084196B2 (ja) | 2000-09-04 |
Family
ID=18168321
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP06324661A Expired - Lifetime JP3084196B2 (ja) | 1994-12-27 | 1994-12-27 | 無線通信機 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5555453A (ja) |
| JP (1) | JP3084196B2 (ja) |
Families Citing this family (34)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3164008B2 (ja) * | 1997-03-04 | 2001-05-08 | 日本電気株式会社 | 無線受信機 |
| US6167246A (en) | 1997-05-09 | 2000-12-26 | Micrel Incorporated | Fully integrated all-CMOS AM receiver |
| US6061551A (en) | 1998-10-21 | 2000-05-09 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting electromagnetic signals |
| US7515896B1 (en) | 1998-10-21 | 2009-04-07 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting an electromagnetic signal, and transforms for same, and aperture relationships |
| US6091940A (en) | 1998-10-21 | 2000-07-18 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion |
| US6694128B1 (en) | 1998-08-18 | 2004-02-17 | Parkervision, Inc. | Frequency synthesizer using universal frequency translation technology |
| US6061555A (en) | 1998-10-21 | 2000-05-09 | Parkervision, Inc. | Method and system for ensuring reception of a communications signal |
| US6560301B1 (en) | 1998-10-21 | 2003-05-06 | Parkervision, Inc. | Integrated frequency translation and selectivity with a variety of filter embodiments |
| US7039372B1 (en) | 1998-10-21 | 2006-05-02 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion with modulation embodiments |
| US6370371B1 (en) | 1998-10-21 | 2002-04-09 | Parkervision, Inc. | Applications of universal frequency translation |
| US6813485B2 (en) | 1998-10-21 | 2004-11-02 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting and up-converting an electromagnetic signal, and transforms for same |
| US6542722B1 (en) | 1998-10-21 | 2003-04-01 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion with variety of transmitter configurations |
| US7236754B2 (en) | 1999-08-23 | 2007-06-26 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion |
| US6049706A (en) | 1998-10-21 | 2000-04-11 | Parkervision, Inc. | Integrated frequency translation and selectivity |
| EP1142144B1 (de) | 1998-12-30 | 2003-11-12 | Infineon Technologies AG | Schaltungsanordnung für ein mehrstandard-kommunikationsendgerät |
| US6704549B1 (en) | 1999-03-03 | 2004-03-09 | Parkvision, Inc. | Multi-mode, multi-band communication system |
| US6704558B1 (en) | 1999-01-22 | 2004-03-09 | Parkervision, Inc. | Image-reject down-converter and embodiments thereof, such as the family radio service |
| US6853690B1 (en) | 1999-04-16 | 2005-02-08 | Parkervision, Inc. | Method, system and apparatus for balanced frequency up-conversion of a baseband signal and 4-phase receiver and transceiver embodiments |
| US6879817B1 (en) | 1999-04-16 | 2005-04-12 | Parkervision, Inc. | DC offset, re-radiation, and I/Q solutions using universal frequency translation technology |
| US7693230B2 (en) | 1999-04-16 | 2010-04-06 | Parkervision, Inc. | Apparatus and method of differential IQ frequency up-conversion |
| US7110444B1 (en) | 1999-08-04 | 2006-09-19 | Parkervision, Inc. | Wireless local area network (WLAN) using universal frequency translation technology including multi-phase embodiments and circuit implementations |
| US7065162B1 (en) | 1999-04-16 | 2006-06-20 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting an electromagnetic signal, and transforms for same |
| US8295406B1 (en) | 1999-08-04 | 2012-10-23 | Parkervision, Inc. | Universal platform module for a plurality of communication protocols |
| US7010286B2 (en) | 2000-04-14 | 2006-03-07 | Parkervision, Inc. | Apparatus, system, and method for down-converting and up-converting electromagnetic signals |
| JP4652546B2 (ja) * | 2000-09-21 | 2011-03-16 | 三星電子株式会社 | 受信機 |
| US7454453B2 (en) | 2000-11-14 | 2008-11-18 | Parkervision, Inc. | Methods, systems, and computer program products for parallel correlation and applications thereof |
| JP2002290153A (ja) * | 2001-03-22 | 2002-10-04 | Nippon Dempa Kogyo Co Ltd | 二周波切替型高周波発振器 |
| US7072427B2 (en) | 2001-11-09 | 2006-07-04 | Parkervision, Inc. | Method and apparatus for reducing DC offsets in a communication system |
| US7379883B2 (en) | 2002-07-18 | 2008-05-27 | Parkervision, Inc. | Networking methods and systems |
| US7460584B2 (en) | 2002-07-18 | 2008-12-02 | Parkervision, Inc. | Networking methods and systems |
| US7272375B2 (en) | 2004-06-30 | 2007-09-18 | Silicon Laboratories Inc. | Integrated low-IF terrestrial audio broadcast receiver and associated method |
| ITBO20040487A1 (it) * | 2004-07-30 | 2004-10-30 | Teko Telecom S P A | Dispositivo a filtro digitale |
| JP6003467B2 (ja) * | 2012-09-25 | 2016-10-05 | 株式会社Ｊｖｃケンウッド | 無線通信装置、無線通信方法、及び無線通信プログラム |
| CA2929224A1 (en) * | 2013-03-02 | 2014-09-12 | Westell, Inc. | A distributed antenna system having high near-far performance |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4475242A (en) * | 1982-11-10 | 1984-10-02 | Marc Rafal | Microwave communications system |
| JPS6350893A (ja) * | 1986-08-21 | 1988-03-03 | 沖電気工業株式会社 | 表示制御回路 |
| JPH0693594B2 (ja) * | 1989-02-16 | 1994-11-16 | 株式会社東芝 | アナログフィルタの自動調整回路 |
| JPH0326693A (ja) * | 1989-06-22 | 1991-02-05 | Mitsubishi Electric Corp | エスカレータの安全装置 |
| EP0451277B1 (en) * | 1989-07-15 | 1995-06-28 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Automatic gain control circuit |
| CA2072582C (en) * | 1990-12-20 | 1996-04-09 | Thomas J. Walczak | Power control circuitry for a tdma radio frequency transmitter |
| US5303404A (en) * | 1991-10-17 | 1994-04-12 | Nokia Mobile Phones Ltd. | Adjustable bandwidth in a radiotelephone |
-
1994
- 1994-12-27 JP JP06324661A patent/JP3084196B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1995
- 1995-03-20 US US08/406,661 patent/US5555453A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH08181629A (ja) | 1996-07-12 |
| US5555453A (en) | 1996-09-10 |
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