JP2002319870A - ループゲイン制御方法及び電力増幅回路 - Google Patents
ループゲイン制御方法及び電力増幅回路Info
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- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】カーテシアンループによる電力増幅器歪み補償
方式を有するデジタル無線機において、まず帰還部のゲ
インを調整し、次に順方向部のゲインを調整する事でル
ープゲインを一定に保ち、送信特性の隣接チャネル漏洩
電力を満足しかつ、ループ特性を安定に保つ。 【解決手段】変調器、復調器、電力増幅器、ループフィ
ルタ、加算器、ローパスフィルタ、検波器、位相制御
器、ゲイン調整部、制御部を基本構成として、出力レベ
ルを調整するために、検波器を用い出力レベルを検出
し、帰還部のゲインを調整することで出力レベルを規定
レベルに調整し、順方向部のゲインを検出して、順方向
部のゲインを調整し、ループゲインを調整する。
方式を有するデジタル無線機において、まず帰還部のゲ
インを調整し、次に順方向部のゲインを調整する事でル
ープゲインを一定に保ち、送信特性の隣接チャネル漏洩
電力を満足しかつ、ループ特性を安定に保つ。 【解決手段】変調器、復調器、電力増幅器、ループフィ
ルタ、加算器、ローパスフィルタ、検波器、位相制御
器、ゲイン調整部、制御部を基本構成として、出力レベ
ルを調整するために、検波器を用い出力レベルを検出
し、帰還部のゲインを調整することで出力レベルを規定
レベルに調整し、順方向部のゲインを検出して、順方向
部のゲインを調整し、ループゲインを調整する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は，電力増幅器に関わ
り、特に負帰還回路を備えた電力増幅器の非線形歪み補
償に関するものである。
り、特に負帰還回路を備えた電力増幅器の非線形歪み補
償に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】線形デジタル変調方式，例えば１６ＱＡ
Ｍ（Quadrature Amplitude Modulation）やπ／４ＱＰ
ＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）等を利用した
無線システムにおいては、電力増幅回路の非線形歪補償
が必須であり、各種の非線形歪補償方式（リニアライ
ザ）が用いられている。その中でもカーテシアンループ
の負帰還方式のリニアライザは古くから利用されている
方式である。従来の線形帰還回路を備えた電力増幅回路
を図２によって説明する。図２は、カーテシアン方式の
負帰還リニアライザ方式を用いた無線機の送信部（負帰
還電力増幅回路）の構成を示すブロック図である。
Ｍ（Quadrature Amplitude Modulation）やπ／４ＱＰ
ＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）等を利用した
無線システムにおいては、電力増幅回路の非線形歪補償
が必須であり、各種の非線形歪補償方式（リニアライ
ザ）が用いられている。その中でもカーテシアンループ
の負帰還方式のリニアライザは古くから利用されている
方式である。従来の線形帰還回路を備えた電力増幅回路
を図２によって説明する。図２は、カーテシアン方式の
負帰還リニアライザ方式を用いた無線機の送信部（負帰
還電力増幅回路）の構成を示すブロック図である。
【０００３】ベースバンド信号発生器 1 は、ベースバ
ンド信号の同相成分（Ｉ）と直交成分（Ｑ）を発生し、
それぞれ、加算器 2-1 と 2-2 とに出力する。そして、
同相成分（Ｉ）は、加算器 2-1 で帰還信号の同相成分
（Ｉ′）と加算されて同相成分（ｉ）としてループフィ
ルタ 3-1 に出力される。同様に、直交成分（Ｑ）は、
加算器 2-2 で帰還信号の同相成分（Ｑ′）と加算され
て直交成分（ｑ）としてループフィルタ 3-2 に出力さ
れる。ループフィルタ 3-1 は、入力した同相成分信号
（ｉ）に帯域制限をかけて、直交変調器 4 に出力す
る。同様に、ループフィルタ 3-2 は、入力された直交
成分信号（ｑ）に帯域制限をかけて、直交変調器 4 に
出力する。
ンド信号の同相成分（Ｉ）と直交成分（Ｑ）を発生し、
それぞれ、加算器 2-1 と 2-2 とに出力する。そして、
同相成分（Ｉ）は、加算器 2-1 で帰還信号の同相成分
（Ｉ′）と加算されて同相成分（ｉ）としてループフィ
ルタ 3-1 に出力される。同様に、直交成分（Ｑ）は、
加算器 2-2 で帰還信号の同相成分（Ｑ′）と加算され
て直交成分（ｑ）としてループフィルタ 3-2 に出力さ
れる。ループフィルタ 3-1 は、入力した同相成分信号
（ｉ）に帯域制限をかけて、直交変調器 4 に出力す
る。同様に、ループフィルタ 3-2 は、入力された直交
成分信号（ｑ）に帯域制限をかけて、直交変調器 4 に
出力する。
【０００４】また、基準信号発生器 11 は基準周波数信
号を発生し、ＰＬＬ周波数シンセサイザ 12 に出力す
る。ＰＬＬ周波数シンセサイザ 12 は、基準周波数信号
を基に搬送波信号を発生させ、直交変調器 4 と移相器
13 とに出力する。移相器 13は、入力した搬送波信号の
位相を、位相制御器 16 から与えられる制御信号に基づ
いてシフトさせて直交復調器 15 に出力する。
号を発生し、ＰＬＬ周波数シンセサイザ 12 に出力す
る。ＰＬＬ周波数シンセサイザ 12 は、基準周波数信号
を基に搬送波信号を発生させ、直交変調器 4 と移相器
13 とに出力する。移相器 13は、入力した搬送波信号の
位相を、位相制御器 16 から与えられる制御信号に基づ
いてシフトさせて直交復調器 15 に出力する。
【０００５】直交変調器 4 は、入力したベースバンド
信号の同相成分（ｉ）と直交成分（ｑ）及び搬送波信号
とから、所望の周波数帯に変調された被変調波信号を得
て、バンドパスフィルタ 5（ BPF ）に出力する。バン
ドパスフィルタ 5 は、被変調波信号から不要成分を取
り除いて、電力増幅器（ PA ）7 に出力する。電力増幅
器 7 は、入力した信号を規定された出力レベルまで増
幅し、方向性結合器 8 に出力する。方向性結合器 8 を
通過する信号は、ローパスフィルタ（ LPF ）9 に出力
され、ローパスフィルタ 9 で高調波成分を除去された
後、アンテナ 10 を介して出力される。
信号の同相成分（ｉ）と直交成分（ｑ）及び搬送波信号
とから、所望の周波数帯に変調された被変調波信号を得
て、バンドパスフィルタ 5（ BPF ）に出力する。バン
ドパスフィルタ 5 は、被変調波信号から不要成分を取
り除いて、電力増幅器（ PA ）7 に出力する。電力増幅
器 7 は、入力した信号を規定された出力レベルまで増
幅し、方向性結合器 8 に出力する。方向性結合器 8 を
通過する信号は、ローパスフィルタ（ LPF ）9 に出力
され、ローパスフィルタ 9 で高調波成分を除去された
後、アンテナ 10 を介して出力される。
【０００６】この電力増幅回路は、カーテシアンループ
による負帰還リニアライザの構成となっている。即ち、
方向性結合器 8 は、電力増幅器 7 の出力信号の一部を
分波し、可変アッテネータ（ ATT ）6-2 に出力する。
可変アッテネータ 6-2 は、入力した信号の電力レベル
を適正な値に調整し、直交復調器 15 に出力する。直交
復調器 15 は、移相器 13 から入力した搬送波信号と、
可変アッテネータ 6-2から入力した帰還信号とによっ
て、帰還ベースバンド信号の同相成分（Ｉ′）と直交成
分（Ｑ′）とを取り出し、帰還信号の同相成分（Ｉ′）
を加算器 2-1 の−（負）入力端子に出力し、帰還信号
の直交成分（Ｑ′）を加算器 2-2 の−（負）入力端子
に出力する。これによって、この電力増幅回路に負帰還
がかけられる。
による負帰還リニアライザの構成となっている。即ち、
方向性結合器 8 は、電力増幅器 7 の出力信号の一部を
分波し、可変アッテネータ（ ATT ）6-2 に出力する。
可変アッテネータ 6-2 は、入力した信号の電力レベル
を適正な値に調整し、直交復調器 15 に出力する。直交
復調器 15 は、移相器 13 から入力した搬送波信号と、
可変アッテネータ 6-2から入力した帰還信号とによっ
て、帰還ベースバンド信号の同相成分（Ｉ′）と直交成
分（Ｑ′）とを取り出し、帰還信号の同相成分（Ｉ′）
を加算器 2-1 の−（負）入力端子に出力し、帰還信号
の直交成分（Ｑ′）を加算器 2-2 の−（負）入力端子
に出力する。これによって、この電力増幅回路に負帰還
がかけられる。
【０００７】このような負帰還電力増幅回路において
は、系を安定させるために、加算器 2-1 と 2-2 の入力
端子側で、入力信号（同相成分（Ｉ）、直交成分
（Ｑ））と帰還信号（同相成分（Ｉ′）、直交成分
（Ｑ′））の位相差が、同一成分同士でそれぞれ 180
度となる必要が有る。このため、位相制御器 16 は、移
相器 13 を制御して、入力信号と帰還信号の位相差が 1
80 度となるように制御を行う。そのために、ベースバ
ンド信号発生器 1 から出力され加算器 2-2 に入力され
る信号（入力信号）の直交成分（Ｑ）と、ループフィル
タ 3-2 から出力され直交変調器 4 に入力される信号の
直交成分（ｑ）とを、位相制御器 16 に出力する。
は、系を安定させるために、加算器 2-1 と 2-2 の入力
端子側で、入力信号（同相成分（Ｉ）、直交成分
（Ｑ））と帰還信号（同相成分（Ｉ′）、直交成分
（Ｑ′））の位相差が、同一成分同士でそれぞれ 180
度となる必要が有る。このため、位相制御器 16 は、移
相器 13 を制御して、入力信号と帰還信号の位相差が 1
80 度となるように制御を行う。そのために、ベースバ
ンド信号発生器 1 から出力され加算器 2-2 に入力され
る信号（入力信号）の直交成分（Ｑ）と、ループフィル
タ 3-2 から出力され直交変調器 4 に入力される信号の
直交成分（ｑ）とを、位相制御器 16 に出力する。
【０００８】上記の加算器 2-1 と 2-2 の機能は、入力
信号と帰還信号の位相差を 180 度に制御する場合に
は、入力信号と帰還信号とをそれぞれ加算し、また、入
力信号と帰還信号の位相差を 0 度に制御する場合に
は、入力信号から帰還信号を減算する。即ち、位相制御
器 16 は、入力信号の直交成分（Ｑ）と、加算器 2-2
の出力信号の直交成分（ｑ）との位相を比較し、位相の
ずれを検出し、検出した位相のずれ分を補正するための
制御信号を移相器 13 に出力する。移相器 13 では、入
力した制御信号に基づいて、直交復調器 15 に出力する
搬送波信号の位相をシフトさせて出力する。こうして、
加算器 2-1 と2-2とにそれぞれ入力する入力信号と帰還
信号との位相差を調整する。
信号と帰還信号の位相差を 180 度に制御する場合に
は、入力信号と帰還信号とをそれぞれ加算し、また、入
力信号と帰還信号の位相差を 0 度に制御する場合に
は、入力信号から帰還信号を減算する。即ち、位相制御
器 16 は、入力信号の直交成分（Ｑ）と、加算器 2-2
の出力信号の直交成分（ｑ）との位相を比較し、位相の
ずれを検出し、検出した位相のずれ分を補正するための
制御信号を移相器 13 に出力する。移相器 13 では、入
力した制御信号に基づいて、直交復調器 15 に出力する
搬送波信号の位相をシフトさせて出力する。こうして、
加算器 2-1 と2-2とにそれぞれ入力する入力信号と帰還
信号との位相差を調整する。
【０００９】移相器 13 では、図５に示すように、任意
の位相シフトを実現するため、直交座標（ x，y ）に相
当するＤＣ電圧（ x1，y1 ）をＰＬＬ周波数シンセサイ
ザ 12 から入力された搬送波信号に与えて直交変調し、
任意の初期位相（θ）の搬送波信号を得る。図５は、移
相器の動作説明のための図で、横軸がベースバンド信号
の同相成分、縦軸がベースバンド信号の直交成分を示す
同相成分−直交成分平面での信号の状態を示す図であ
る。移相器 13 で使用する電源を、例えば、+5 V 単一
電源とすると、搬送波信号の動作可能範囲は、0 V 〜 5
V となる。最大の信号ダイナミックレンジを得るため
には、2.5 V 中心で信号を動作させればよい。この時、
2.5 V は、基準電圧となり、この 2.5 V を基準として
信号動作を行う。また、移相器 13 に与えられるＤＣ電
圧（制御信号）は、今場合、2 V 〜 3 V の範囲で与え
られる。
の位相シフトを実現するため、直交座標（ x，y ）に相
当するＤＣ電圧（ x1，y1 ）をＰＬＬ周波数シンセサイ
ザ 12 から入力された搬送波信号に与えて直交変調し、
任意の初期位相（θ）の搬送波信号を得る。図５は、移
相器の動作説明のための図で、横軸がベースバンド信号
の同相成分、縦軸がベースバンド信号の直交成分を示す
同相成分−直交成分平面での信号の状態を示す図であ
る。移相器 13 で使用する電源を、例えば、+5 V 単一
電源とすると、搬送波信号の動作可能範囲は、0 V 〜 5
V となる。最大の信号ダイナミックレンジを得るため
には、2.5 V 中心で信号を動作させればよい。この時、
2.5 V は、基準電圧となり、この 2.5 V を基準として
信号動作を行う。また、移相器 13 に与えられるＤＣ電
圧（制御信号）は、今場合、2 V 〜 3 V の範囲で与え
られる。
【００１０】次に、送信部（電力増幅回路）の出力信号
のレベルを一定に保つためには、帰還部のゲインを調整
する必要がある。一般に負帰還電力増幅回路では、ルー
プゲインが１より非常に大きい場合、帰還部のゲイン
（減衰量）で出力レベルが決定される。従って、出力信
号レベルを一定に保つためには、帰還部の信号レベルを
一定に保つ必要がある。即ち、方向性結合器 8 によっ
て帰還された、出力信号の一部（帰還信号）を検波器 1
4 に与える。検波器 14 は、入力した信号を包絡線検波
し、その信号レベルに比例した電圧をＡ／Ｄ変換器 22
に出力する。Ａ／Ｄ変換器 22 は、検波器 14 から入力
した検波信号をデジタルデータに変換し、制御部 20 に
出力する。制御部 20 は、検出した電圧レベルが規定値
になるようなＤＣ電圧をＤ／Ａ変換器 21 に出力する。
Ｄ／Ａ変換器 21 は、ＤＣ電圧をアナログデータに変換
して可変アッテネ−タ 6-2 に出力し、可変アッテネ−
タ 6-2 の減衰量を制御する。こうして、検波器 14 の
出力電圧により、電力増幅器 7 の出力信号レベルを一
定に保つことができる。
のレベルを一定に保つためには、帰還部のゲインを調整
する必要がある。一般に負帰還電力増幅回路では、ルー
プゲインが１より非常に大きい場合、帰還部のゲイン
（減衰量）で出力レベルが決定される。従って、出力信
号レベルを一定に保つためには、帰還部の信号レベルを
一定に保つ必要がある。即ち、方向性結合器 8 によっ
て帰還された、出力信号の一部（帰還信号）を検波器 1
4 に与える。検波器 14 は、入力した信号を包絡線検波
し、その信号レベルに比例した電圧をＡ／Ｄ変換器 22
に出力する。Ａ／Ｄ変換器 22 は、検波器 14 から入力
した検波信号をデジタルデータに変換し、制御部 20 に
出力する。制御部 20 は、検出した電圧レベルが規定値
になるようなＤＣ電圧をＤ／Ａ変換器 21 に出力する。
Ｄ／Ａ変換器 21 は、ＤＣ電圧をアナログデータに変換
して可変アッテネ−タ 6-2 に出力し、可変アッテネ−
タ 6-2 の減衰量を制御する。こうして、検波器 14 の
出力電圧により、電力増幅器 7 の出力信号レベルを一
定に保つことができる。
【００１１】負帰還動作を、図４によってを簡単に説明
する。図４は、基本的な負帰還電力増幅回路の構成を示
すブロック図である。図４において、入力信号（信号レ
ベル：Ｘ）が入力端子 41 を介して加算器 42 に入力さ
れ、加算器 42 の出力信号は帰還部 43 に与えられる。
帰還部 43 は入力した信号に所定のゲイン（Ａ）を与
え、出力端子 45 を介して出力する（信号レベル：
Ｙ）。同時に、帰還部 43 は、出力信号（信号レベル：
Ｙ）を帰還部44 に出力する。帰還部 44 は入力した信
号に所定のゲイン（β）を与え、加算器 42 の−（負）
入力端子に出力する。加算器 42 は、入力端子 41 から
入力する入力信号から、帰還部 44 から入力する信号を
減算して出力する。この時，出力信号レベルＹは、 Ｙ＝ Ａ・Ｘ／（１＋Ａ・β） で示される。ここで、（Ａ・β）はループゲインであ
り、（Ａ・β）≫１とすると上式は、 Ｙ≒Ｘ／β となり、帰還部のゲイン（減衰量）βで出力レベルを決
定することができる。従って、出力信号レベルを一定に
保つためには、上述の従来技術の説明のように、可変ア
ッテネ−タ 6-2 での制御が可能となる。尚、図４で説
明した順方向部 43 は、図２では、ループフィルタ 3-1
と 3-2、直交変調器 4 、バンドパスフィルタ 5 、可
変アッテネ−タ 6-1、電力増幅器7 、方向性結合器 8
で少なくとも構成される。また、帰還部 44 は、可変ア
ッテネ−タ 6-2 、直交復調器 15 で少なくとも構成さ
れる。
する。図４は、基本的な負帰還電力増幅回路の構成を示
すブロック図である。図４において、入力信号（信号レ
ベル：Ｘ）が入力端子 41 を介して加算器 42 に入力さ
れ、加算器 42 の出力信号は帰還部 43 に与えられる。
帰還部 43 は入力した信号に所定のゲイン（Ａ）を与
え、出力端子 45 を介して出力する（信号レベル：
Ｙ）。同時に、帰還部 43 は、出力信号（信号レベル：
Ｙ）を帰還部44 に出力する。帰還部 44 は入力した信
号に所定のゲイン（β）を与え、加算器 42 の−（負）
入力端子に出力する。加算器 42 は、入力端子 41 から
入力する入力信号から、帰還部 44 から入力する信号を
減算して出力する。この時，出力信号レベルＹは、 Ｙ＝ Ａ・Ｘ／（１＋Ａ・β） で示される。ここで、（Ａ・β）はループゲインであ
り、（Ａ・β）≫１とすると上式は、 Ｙ≒Ｘ／β となり、帰還部のゲイン（減衰量）βで出力レベルを決
定することができる。従って、出力信号レベルを一定に
保つためには、上述の従来技術の説明のように、可変ア
ッテネ−タ 6-2 での制御が可能となる。尚、図４で説
明した順方向部 43 は、図２では、ループフィルタ 3-1
と 3-2、直交変調器 4 、バンドパスフィルタ 5 、可
変アッテネ−タ 6-1、電力増幅器7 、方向性結合器 8
で少なくとも構成される。また、帰還部 44 は、可変ア
ッテネ−タ 6-2 、直交復調器 15 で少なくとも構成さ
れる。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】前述の従来技術におい
ては、順方向部のゲインＡが変動した場合、ループゲイ
ン（＝Ａ・β）が変動する。このため、順方向部のゲイ
ンＡが減少した場合には、歪改善効果が減小し、隣接チ
ャネル漏洩電力の劣化につながる欠点がある。逆に、順
方向部のゲインＡが増加した場合には、ループの位相余
裕やゲイン余裕が減少し、送信周波数の切替え時や無線
機の立ち上げ時に発振する確率が高くなる欠点がある。
尚、ゲインの変動要因としては、部品のばらつき、経年
変化、温度変化等があり、これらの変動要因が送信特性
を劣化させる。本発明の目的は、上記のようなの欠点を
除去し、送信特性の劣化のない無線機を提供することに
ある。
ては、順方向部のゲインＡが変動した場合、ループゲイ
ン（＝Ａ・β）が変動する。このため、順方向部のゲイ
ンＡが減少した場合には、歪改善効果が減小し、隣接チ
ャネル漏洩電力の劣化につながる欠点がある。逆に、順
方向部のゲインＡが増加した場合には、ループの位相余
裕やゲイン余裕が減少し、送信周波数の切替え時や無線
機の立ち上げ時に発振する確率が高くなる欠点がある。
尚、ゲインの変動要因としては、部品のばらつき、経年
変化、温度変化等があり、これらの変動要因が送信特性
を劣化させる。本発明の目的は、上記のようなの欠点を
除去し、送信特性の劣化のない無線機を提供することに
ある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記の目的を
達成するために、本発明の電力増幅回路のループゲイン
制御方法は、順方向部と帰還部と加算器とによって負帰
還回路を構成した電力増幅回路であって、順方向部の出
力レベルを検出し、検出された出力レベルに応じて帰還
部の信号レベルを制御し、電力増幅回路の出力レベルを
一定に制御し、部品のばらつき、経年変化、温度変化の
少なくとも１つの要因によるループゲインの変動を抑え
ることによって、送信特性の劣化のない無線機を実現し
たものである。
達成するために、本発明の電力増幅回路のループゲイン
制御方法は、順方向部と帰還部と加算器とによって負帰
還回路を構成した電力増幅回路であって、順方向部の出
力レベルを検出し、検出された出力レベルに応じて帰還
部の信号レベルを制御し、電力増幅回路の出力レベルを
一定に制御し、部品のばらつき、経年変化、温度変化の
少なくとも１つの要因によるループゲインの変動を抑え
ることによって、送信特性の劣化のない無線機を実現し
たものである。
【００１４】即ち、本発明の電力増幅回路のループゲイ
ン制御方法は、順方向部と帰還部と加算部とによって負
帰還回路を構成した電力増幅回路であって、電力増幅回
路の出力信号レベルを検出し、検出された出力信号レベ
ルに応じて帰還部の帰還信号レベルを制御し、電力増幅
回路の出力信号レベルを一定に制御する電力増幅回路の
制御方法において、帰還部内の信号レベルを検出し、検
出した信号レベルに応じて、帰還部内の信号レベルを制
御するものである。
ン制御方法は、順方向部と帰還部と加算部とによって負
帰還回路を構成した電力増幅回路であって、電力増幅回
路の出力信号レベルを検出し、検出された出力信号レベ
ルに応じて帰還部の帰還信号レベルを制御し、電力増幅
回路の出力信号レベルを一定に制御する電力増幅回路の
制御方法において、帰還部内の信号レベルを検出し、検
出した信号レベルに応じて、帰還部内の信号レベルを制
御するものである。
【００１５】即ち、本発明の電力増幅回路のループゲイ
ン制御方法は、ベースバンド信号の同相成分（Ｉ）と直
交成分（Ｑ）とを入力し、加算部によって同相成分
（Ｉ）から帰還同相成分（Ｉ′）を加算または減算し、
直交成分（Ｑ）から帰還直交成分（Ｑ′）を加算または
減算し、加算または減算された同相成分（ｉ）と加算ま
たは減算された直交成分（ｑ）とをそれぞれ帯域制限
し、帯域制限された同相成分（ｉ）と直交成分（ｑ）と
搬送波信号とによって直交変調し、直交変調した信号を
電力増幅して出力信号として送信し、出力信号の一部を
分波し、分波した出力信号の一部（以下、帰還信号と称
する）を搬送波信号によって直交復調して、ベースバン
ド信号の帰還同相成分（Ｉ′）と帰還直交成分（Ｑ′）
とを加算部に出力する負帰還電力増幅回路において、帰
還信号を検波し、検波された帰還信号の信号レベルを検
出し、検出された信号レベルに基づいて、帰還信号の信
号レベルを制御し、帯域制限された同相成分（ｉ）と直
交成分（ｑ）のいずれか１つの信号レベルを検出し、検
出した信号レベルに基づいて、直交変調した信号の信号
レベルを制御することによって、出力信号のレベルを制
御するものである。
ン制御方法は、ベースバンド信号の同相成分（Ｉ）と直
交成分（Ｑ）とを入力し、加算部によって同相成分
（Ｉ）から帰還同相成分（Ｉ′）を加算または減算し、
直交成分（Ｑ）から帰還直交成分（Ｑ′）を加算または
減算し、加算または減算された同相成分（ｉ）と加算ま
たは減算された直交成分（ｑ）とをそれぞれ帯域制限
し、帯域制限された同相成分（ｉ）と直交成分（ｑ）と
搬送波信号とによって直交変調し、直交変調した信号を
電力増幅して出力信号として送信し、出力信号の一部を
分波し、分波した出力信号の一部（以下、帰還信号と称
する）を搬送波信号によって直交復調して、ベースバン
ド信号の帰還同相成分（Ｉ′）と帰還直交成分（Ｑ′）
とを加算部に出力する負帰還電力増幅回路において、帰
還信号を検波し、検波された帰還信号の信号レベルを検
出し、検出された信号レベルに基づいて、帰還信号の信
号レベルを制御し、帯域制限された同相成分（ｉ）と直
交成分（ｑ）のいずれか１つの信号レベルを検出し、検
出した信号レベルに基づいて、直交変調した信号の信号
レベルを制御することによって、出力信号のレベルを制
御するものである。
【００１６】また、本発明の電力増幅回路は、順方向部
と帰還部と、帰還部の出力ベースバンド信号の同相成分
（Ｉ′）と直交成分（Ｑ′）を入力ベースバンド信号の
同相成分（Ｉ）と直交成分（Ｑ）からそれぞれの成分同
士で加算または減算して順方向部に与える加算部とによ
って負帰還回路を構成した電力増幅回路であって、順方
向部の出力信号レベルを検出する第１のレベル検出器
と、帰還部の信号レベルを制御する第１のレベル制御器
と、第１のレベル検出器が検出した出力信号レベルに応
じて第１のレベル制御器の出力信号レベルを制御するた
めの制御信号を出力する制御部とを備え、帰還部の信号
レベルを制御し、電力増幅回路の出力レベルを一定に制
御する電力増幅回路において、順方向部は、加算部から
入力した入力ベースバンド信号の同相成分（Ｉ）と直交
成分（Ｑ）のそれぞれを帯域制限して同相成分（ｉ）と
直交成分（ｑ）とを出力するループフィルタと、同相成
分（ｉ）と直交成分（ｑ）と搬送波信号とによって直交
変調し被変調波信号を出力する直交変調器と、被変調波
信号の出力信号レベルを制御する第２のレベル制御器
と、第２のレベル制御器の出力する信号を増幅する電力
増幅器とで構成され、同相成分（ｉ）または直交成分
（ｑ）のいずれか１つの成分の信号レベルを検出する第
２の検出部とを備え、制御部は、更に、第２の検出部の
検出した信号レベルの値に応じて、第２のレベル制御器
を制御することによってループゲインを一定に制御する
ものである。
と帰還部と、帰還部の出力ベースバンド信号の同相成分
（Ｉ′）と直交成分（Ｑ′）を入力ベースバンド信号の
同相成分（Ｉ）と直交成分（Ｑ）からそれぞれの成分同
士で加算または減算して順方向部に与える加算部とによ
って負帰還回路を構成した電力増幅回路であって、順方
向部の出力信号レベルを検出する第１のレベル検出器
と、帰還部の信号レベルを制御する第１のレベル制御器
と、第１のレベル検出器が検出した出力信号レベルに応
じて第１のレベル制御器の出力信号レベルを制御するた
めの制御信号を出力する制御部とを備え、帰還部の信号
レベルを制御し、電力増幅回路の出力レベルを一定に制
御する電力増幅回路において、順方向部は、加算部から
入力した入力ベースバンド信号の同相成分（Ｉ）と直交
成分（Ｑ）のそれぞれを帯域制限して同相成分（ｉ）と
直交成分（ｑ）とを出力するループフィルタと、同相成
分（ｉ）と直交成分（ｑ）と搬送波信号とによって直交
変調し被変調波信号を出力する直交変調器と、被変調波
信号の出力信号レベルを制御する第２のレベル制御器
と、第２のレベル制御器の出力する信号を増幅する電力
増幅器とで構成され、同相成分（ｉ）または直交成分
（ｑ）のいずれか１つの成分の信号レベルを検出する第
２の検出部とを備え、制御部は、更に、第２の検出部の
検出した信号レベルの値に応じて、第２のレベル制御器
を制御することによってループゲインを一定に制御する
ものである。
【００１７】また、本発明の電力増幅回路は、順方向部
と帰還部と、帰還部の出力ベースバンド信号の同相成分
（Ｉ′）と直交成分（Ｑ′）を入力ベースバンド信号の
同相成分（Ｉ）と直交成分（Ｑ）からそれぞれの成分同
士で加算または減算して順方向部に与える加算部とによ
って負帰還回路を構成した電力増幅回路であって、順方
向部の出力信号レベルを検出するレベル検出器と、帰還
部の信号レベルを制御する第１のレベル制御器と、レベ
ル検出器が検出した出力信号レベルに応じて第１のレベ
ル制御器の出力信号レベルを制御するための制御信号を
出力する制御部とを備え、帰還部の信号レベルを制御
し、電力増幅回路の出力レベルを一定に制御する電力増
幅回路において、順方向部は、加算部から入力した入力
ベースバンド信号の同相成分（Ｉ）と直交成分（Ｑ）の
それぞれを帯域制限して同相成分（ｉ）と直交成分
（ｑ）とを出力するループフィルタと、同相成分（ｉ）
と直交成分（ｑ）と搬送波信号とによって直交変調し被
変調波信号を出力する直交変調器と、被変調波信号の出
力信号レベルを制御する第２のレベル制御器と、第２の
レベル制御器の出力する信号を増幅する電力増幅器とで
構成され、同相成分（ｉ）または直交成分（ｑ）のいず
れか１つの成分として規定のＤＣ電圧とし他方の成分を
ゼロとする信号を入力し、所定のＤＣ電圧を入力した成
分の信号レベルと所定のＤＣ電圧とを比較して、比較結
果を出力する比較器を備え、制御部は、更に、比較器の
比較結果に応じて、第２のレベル制御器を制御するもの
である。
と帰還部と、帰還部の出力ベースバンド信号の同相成分
（Ｉ′）と直交成分（Ｑ′）を入力ベースバンド信号の
同相成分（Ｉ）と直交成分（Ｑ）からそれぞれの成分同
士で加算または減算して順方向部に与える加算部とによ
って負帰還回路を構成した電力増幅回路であって、順方
向部の出力信号レベルを検出するレベル検出器と、帰還
部の信号レベルを制御する第１のレベル制御器と、レベ
ル検出器が検出した出力信号レベルに応じて第１のレベ
ル制御器の出力信号レベルを制御するための制御信号を
出力する制御部とを備え、帰還部の信号レベルを制御
し、電力増幅回路の出力レベルを一定に制御する電力増
幅回路において、順方向部は、加算部から入力した入力
ベースバンド信号の同相成分（Ｉ）と直交成分（Ｑ）の
それぞれを帯域制限して同相成分（ｉ）と直交成分
（ｑ）とを出力するループフィルタと、同相成分（ｉ）
と直交成分（ｑ）と搬送波信号とによって直交変調し被
変調波信号を出力する直交変調器と、被変調波信号の出
力信号レベルを制御する第２のレベル制御器と、第２の
レベル制御器の出力する信号を増幅する電力増幅器とで
構成され、同相成分（ｉ）または直交成分（ｑ）のいず
れか１つの成分として規定のＤＣ電圧とし他方の成分を
ゼロとする信号を入力し、所定のＤＣ電圧を入力した成
分の信号レベルと所定のＤＣ電圧とを比較して、比較結
果を出力する比較器を備え、制御部は、更に、比較器の
比較結果に応じて、第２のレベル制御器を制御するもの
である。
【００１８】
【発明の実施の形態】図１によって本発明の一実施例を
説明する。図１は、本発明を用いたデジタル無線機の送
信部（負帰還電力増幅回路）の構成を示すブロック図で
ある。図１の電力増幅回路は、図２の送信部の構成に対
して、Ａ／Ｄ変換器 22 をＡ／Ｄ変換器 17-1 に、Ｄ／
Ａ変換器 21 をＤ／Ａ変換器 19-2 に、及び、制御部 2
0 を制御部 18-1 に、それぞれ替えた構成としたもので
ある。更に、可変アッテネ−タ6-1 、Ａ／Ｄ変換器 17-
2 、及び、Ｄ／Ａ変換器 19-1 を追加し、ループフィル
タ 3-1 から出力され直交変調器 4 に入力される信号の
同相成分（ｉ）を取り出し、Ａ／Ｄ変換器 17-2 に与
え、Ａ／Ｄ変換器 17-2 から制御部 18-1に与えてい
る。そして、制御部 18-1 の出力信号を、Ｄ／Ａ可変ア
ッテネ−タ 6-1 に与えている。
説明する。図１は、本発明を用いたデジタル無線機の送
信部（負帰還電力増幅回路）の構成を示すブロック図で
ある。図１の電力増幅回路は、図２の送信部の構成に対
して、Ａ／Ｄ変換器 22 をＡ／Ｄ変換器 17-1 に、Ｄ／
Ａ変換器 21 をＤ／Ａ変換器 19-2 に、及び、制御部 2
0 を制御部 18-1 に、それぞれ替えた構成としたもので
ある。更に、可変アッテネ−タ6-1 、Ａ／Ｄ変換器 17-
2 、及び、Ｄ／Ａ変換器 19-1 を追加し、ループフィル
タ 3-1 から出力され直交変調器 4 に入力される信号の
同相成分（ｉ）を取り出し、Ａ／Ｄ変換器 17-2 に与
え、Ａ／Ｄ変換器 17-2 から制御部 18-1に与えてい
る。そして、制御部 18-1 の出力信号を、Ｄ／Ａ可変ア
ッテネ−タ 6-1 に与えている。
【００１９】図２と同様に、ベースバンド信号発生器 1
は、ベースバンド信号の同相成分（Ｉ）と直交成分
（Ｑ）を発生し、それぞれ、加算器 2-1 と 2-2 とに出
力する。以下、図２と同様な動作で、信号が処理され、
アンテナ 10 を介して出力される。また、方向性結合器
8 から帰還される出力信号の一部もまた、図２と同様
な動作で、加算器 2-1 と 2-2 に負帰還がかけられる。
また、図２と同様に、位相制御器 16 により移相器 13
を制御して、入力信号と帰還信号の位相差が180度とな
るように制御を行う。尚、図４における順方向部 43
は、図１では、ループフィルタ 3-1 と 3-2、直交変調
器 4 、バンドパスフィルタ 5 、可変アッテネ−タ 6-
1、電力増幅器 7、方向性結合器 8 で少なくとも構成さ
れる。また、帰還部 44 は、可変アッテネ−タ 6-2 、
直交復調器 15 で少なくとも構成される。
は、ベースバンド信号の同相成分（Ｉ）と直交成分
（Ｑ）を発生し、それぞれ、加算器 2-1 と 2-2 とに出
力する。以下、図２と同様な動作で、信号が処理され、
アンテナ 10 を介して出力される。また、方向性結合器
8 から帰還される出力信号の一部もまた、図２と同様
な動作で、加算器 2-1 と 2-2 に負帰還がかけられる。
また、図２と同様に、位相制御器 16 により移相器 13
を制御して、入力信号と帰還信号の位相差が180度とな
るように制御を行う。尚、図４における順方向部 43
は、図１では、ループフィルタ 3-1 と 3-2、直交変調
器 4 、バンドパスフィルタ 5 、可変アッテネ−タ 6-
1、電力増幅器 7、方向性結合器 8 で少なくとも構成さ
れる。また、帰還部 44 は、可変アッテネ−タ 6-2 、
直交復調器 15 で少なくとも構成される。
【００２０】次に，出力レベルの調整を行う。出力信号
の一部を方向性結合器 8 で帰還し、その一部を検波器
14 によって包絡線検波を行う。検波器 14 は、入力し
た信号を包絡線検波し、その信号レベルに比例した電圧
をＡ／Ｄ変換器 17-1 に出力する。Ａ／Ｄ変換器 17-1
は、検波器 14 から入力した検波信号をデジタルデータ
に変換し、制御部 18-1 に出力する。制御部18-1は、検
出した電圧レベルが規定値になるようなＤＣ電圧を、Ｄ
／Ａ変換器 19-1 と19-2とにそれぞれ出力する。Ｄ／Ａ
変換器 19-2 は、ＤＣ電圧をアナログデータに変換して
可変アッテネ−タ 6-2 に出力し、可変アッテネ−タ 6-
2 の減衰量を制御する。更に、Ｄ／Ａ変換器 19-1 もま
た、ＤＣ電圧をアナログデータに変換して可変アッテネ
−タ 6-1に出力し、可変アッテネ−タ 6-1 の減衰量を
制御する。こうして、検波器 14の出力電圧により、電
力増幅器 7 の出力信号レベルを一定に保つことができ
る。
の一部を方向性結合器 8 で帰還し、その一部を検波器
14 によって包絡線検波を行う。検波器 14 は、入力し
た信号を包絡線検波し、その信号レベルに比例した電圧
をＡ／Ｄ変換器 17-1 に出力する。Ａ／Ｄ変換器 17-1
は、検波器 14 から入力した検波信号をデジタルデータ
に変換し、制御部 18-1 に出力する。制御部18-1は、検
出した電圧レベルが規定値になるようなＤＣ電圧を、Ｄ
／Ａ変換器 19-1 と19-2とにそれぞれ出力する。Ｄ／Ａ
変換器 19-2 は、ＤＣ電圧をアナログデータに変換して
可変アッテネ−タ 6-2 に出力し、可変アッテネ−タ 6-
2 の減衰量を制御する。更に、Ｄ／Ａ変換器 19-1 もま
た、ＤＣ電圧をアナログデータに変換して可変アッテネ
−タ 6-1に出力し、可変アッテネ−タ 6-1 の減衰量を
制御する。こうして、検波器 14の出力電圧により、電
力増幅器 7 の出力信号レベルを一定に保つことができ
る。
【００２１】上記のような処理によって、出力信号レベ
ルが規定値で一定に保たれた条件で、次に、ループフィ
ルタ 3-1 の出力（ｉ）の一部をＡ／Ｄ変換器 17-2 か
ら制御部 18-1 に入力する。制御部 18-1 は、Ａ／Ｄ変
換器 17-2 からの信号を基に直交変調器 4 に入力され
る信号レベルの平均値を算出し、順方向部及び帰還部の
ゲインが規定ゲインである時の直交変調器 4 の入力信
号レベルとの比較を行い、Ｄ／Ａ変換器 19-1 で可変ア
ッテネ−タ 6-1 を制御しループフィルタ 3-1の出力信
号レベルが一定となるよう制御を行う。
ルが規定値で一定に保たれた条件で、次に、ループフィ
ルタ 3-1 の出力（ｉ）の一部をＡ／Ｄ変換器 17-2 か
ら制御部 18-1 に入力する。制御部 18-1 は、Ａ／Ｄ変
換器 17-2 からの信号を基に直交変調器 4 に入力され
る信号レベルの平均値を算出し、順方向部及び帰還部の
ゲインが規定ゲインである時の直交変調器 4 の入力信
号レベルとの比較を行い、Ｄ／Ａ変換器 19-1 で可変ア
ッテネ−タ 6-1 を制御しループフィルタ 3-1の出力信
号レベルが一定となるよう制御を行う。
【００２２】図６、図７、図８を用いて上記動作の一実
施例を簡単に説明する。図６〜図８は、本発明の動作の
実施例を説明するために、モデル化した送信機を構成を
示すブロック図である。図６は、規定レベルで動作時の
ゲイン配分を示したブロック図、図７は、電力増幅器の
ゲインが３ｄＢ減少した場合のゲイン配分を示したブロ
ック図、図８は、本発明によるループゲイン改善のため
の動作を行った場合のブロック図を示す。図６〜図８そ
れぞれは、加算器 27 、ループフィルタ 22-1，22-2，2
2-3、変調器 23-1 ，23-2，23-3、可変アッテネ−タ 24
-1，24-2，24-3、電力増幅器 25-1，25-2，25-3、帰還
部 26 で構成される。尚、ループフィルタ 22-n、変調
器23-n 、可変アッテネ−タ 24-n、及び、電力増幅器 2
5-n（ n = 1 〜 3 ）で順方向部を構成している。
施例を簡単に説明する。図６〜図８は、本発明の動作の
実施例を説明するために、モデル化した送信機を構成を
示すブロック図である。図６は、規定レベルで動作時の
ゲイン配分を示したブロック図、図７は、電力増幅器の
ゲインが３ｄＢ減少した場合のゲイン配分を示したブロ
ック図、図８は、本発明によるループゲイン改善のため
の動作を行った場合のブロック図を示す。図６〜図８そ
れぞれは、加算器 27 、ループフィルタ 22-1，22-2，2
2-3、変調器 23-1 ，23-2，23-3、可変アッテネ−タ 24
-1，24-2，24-3、電力増幅器 25-1，25-2，25-3、帰還
部 26 で構成される。尚、ループフィルタ 22-n、変調
器23-n 、可変アッテネ−タ 24-n、及び、電力増幅器 2
5-n（ n = 1 〜 3 ）で順方向部を構成している。
【００２３】図６は、入力信号レベルを 0 dBm 、出力
信号レベルを＋30 dBm 、ループゲインを 30 dB に設定
した。各構成要素のゲインは、帰還部 26で−30 dB 、
ループフィルタ 22-1 で 40 dB 、変調器 23-1 で 0 dB
、可変アッテネータ 24-1 で−10 dB 、電力増幅器 25
-1 で30 dB である。この時、可変アッテネ−タ 24-1の
出力信号レベルは、0 dBm 、変調器 23-1 の出力信号レ
ベルは、10 dBm 、ループフィルタ 22-1 の出力レベル
は、10 dBm である。
信号レベルを＋30 dBm 、ループゲインを 30 dB に設定
した。各構成要素のゲインは、帰還部 26で−30 dB 、
ループフィルタ 22-1 で 40 dB 、変調器 23-1 で 0 dB
、可変アッテネータ 24-1 で−10 dB 、電力増幅器 25
-1 で30 dB である。この時、可変アッテネ−タ 24-1の
出力信号レベルは、0 dBm 、変調器 23-1 の出力信号レ
ベルは、10 dBm 、ループフィルタ 22-1 の出力レベル
は、10 dBm である。
【００２４】次に、図６の電力増幅器 25-1 のゲインが
変動して、図７に示すように、電力増幅器 25-2 のゲイ
ンが 27 dB となった場合には、帰還部 26 のゲインが
変動していないので、出力信号レベルは、＋30 dBm と
なる。可変アッテネ−タ 24-2の出力信号レベルは、3 d
Bm 、変調器 23-2 の出力信号レベルは、13 dBm 、ルー
プフィルタ 22-2 の出力信号レベルは、13 dBmとなり
、ループゲインは、27dB である。図７において、ルー
プフィルタ 22-2 の出力信号レベルが、規定値の 10 dB
mから、3 dB 変動したので、図８に示すように、可変ア
ッテネ−タ 24-3 を−7 dBに可変する。その結果、ルー
プフィルタ 22-3 の出力信号レベルは、規定値の10 dBm
となり、ループゲインも 30 dB に調整される。また、
図１において，電圧可変アッテネ−タ 6-1 と 6-2 は、
ＡＧＣ（Automatic Gain Control）アンプ等のゲインを
制御するためのゲインコントロールアンプでも代用可能
である。尚、順方向部のゲイン検出に関しては、直交成
分（Ｑ）側の信号を検出しても等価である。
変動して、図７に示すように、電力増幅器 25-2 のゲイ
ンが 27 dB となった場合には、帰還部 26 のゲインが
変動していないので、出力信号レベルは、＋30 dBm と
なる。可変アッテネ−タ 24-2の出力信号レベルは、3 d
Bm 、変調器 23-2 の出力信号レベルは、13 dBm 、ルー
プフィルタ 22-2 の出力信号レベルは、13 dBmとなり
、ループゲインは、27dB である。図７において、ルー
プフィルタ 22-2 の出力信号レベルが、規定値の 10 dB
mから、3 dB 変動したので、図８に示すように、可変ア
ッテネ−タ 24-3 を−7 dBに可変する。その結果、ルー
プフィルタ 22-3 の出力信号レベルは、規定値の10 dBm
となり、ループゲインも 30 dB に調整される。また、
図１において，電圧可変アッテネ−タ 6-1 と 6-2 は、
ＡＧＣ（Automatic Gain Control）アンプ等のゲインを
制御するためのゲインコントロールアンプでも代用可能
である。尚、順方向部のゲイン検出に関しては、直交成
分（Ｑ）側の信号を検出しても等価である。
【００２５】本発明の第２の実施例を図３によって説明
する。図３は、本発明を用いたデジタル無線機の送信部
（電力増幅回路）の構成を示すブロック図である。この
図３によって、順方向部のゲイン検出に関する別の実施
例を説明する。図３は、図１の構成に対して、Ａ／Ｄ変
換器 17-2をコンパレータ 23 に、制御部 18-1 を制御
部 18-2 に、それぞれ替え、コンパレータ 23 に入力す
るループフィルタ 3-1の出力信号の同相成分（ｉ）と基
準電圧（コンパレータ 23 の他方の端子から入力するＤ
Ｃ電圧）との比較結果を制御部 18-2 に出力するもので
ある。
する。図３は、本発明を用いたデジタル無線機の送信部
（電力増幅回路）の構成を示すブロック図である。この
図３によって、順方向部のゲイン検出に関する別の実施
例を説明する。図３は、図１の構成に対して、Ａ／Ｄ変
換器 17-2をコンパレータ 23 に、制御部 18-1 を制御
部 18-2 に、それぞれ替え、コンパレータ 23 に入力す
るループフィルタ 3-1の出力信号の同相成分（ｉ）と基
準電圧（コンパレータ 23 の他方の端子から入力するＤ
Ｃ電圧）との比較結果を制御部 18-2 に出力するもので
ある。
【００２６】図３において、順方向部のゲイン検出以外
は図１と同等であるので説明を省略する。まず、ベース
バンド信号発生器 1 から、ベースバンド信号の直交成
分（Ｑ）を出力せず（Ｑ＝０）、同相成分（Ｉ）からは
送信出力が規定レベルとなるＤＣ電圧を出力する。この
ときのループフィルタ 3-1 の出力を、コンパレータ 23
に入力し、コンパレータ 23 において基準電圧と比較す
る。この基準電圧は、各ゲイン（順方向部と帰還部のそ
れぞれのゲイン）が規定された値を満足している場合
に、ループフィルタ 3-1 で出力される電圧に設定され
ている。制御部 18-2 は、Ｄ／Ａ変換器 19-2 を制御し
て、可変アッテネ−タ 6-1 を連続的に動作させる。こ
の時コンパレータ 23 の出力が“Ｈ”（ハイ）レベルか
ら“Ｌ”（ロー）レベル（またはその逆）に変化した時
の可変アッテネ−タ 6-1の設定値が、ループゲインを一
定にする値である。上記設定値によって送信動作を行
う。上記実施例では、コンパレータが比較する信号を同
相成分（ｉ）としたが、直交成分（Ｑ）側の信号を比較
しても等価である。
は図１と同等であるので説明を省略する。まず、ベース
バンド信号発生器 1 から、ベースバンド信号の直交成
分（Ｑ）を出力せず（Ｑ＝０）、同相成分（Ｉ）からは
送信出力が規定レベルとなるＤＣ電圧を出力する。この
ときのループフィルタ 3-1 の出力を、コンパレータ 23
に入力し、コンパレータ 23 において基準電圧と比較す
る。この基準電圧は、各ゲイン（順方向部と帰還部のそ
れぞれのゲイン）が規定された値を満足している場合
に、ループフィルタ 3-1 で出力される電圧に設定され
ている。制御部 18-2 は、Ｄ／Ａ変換器 19-2 を制御し
て、可変アッテネ−タ 6-1 を連続的に動作させる。こ
の時コンパレータ 23 の出力が“Ｈ”（ハイ）レベルか
ら“Ｌ”（ロー）レベル（またはその逆）に変化した時
の可変アッテネ−タ 6-1の設定値が、ループゲインを一
定にする値である。上記設定値によって送信動作を行
う。上記実施例では、コンパレータが比較する信号を同
相成分（ｉ）としたが、直交成分（Ｑ）側の信号を比較
しても等価である。
【００２７】また、上記図１と図２の実施例とは逆に、
同相成分を直交成分、直交成分を同相成分に替えた構成
にしても良い。尚、順方向部のゲインを検出し、検出さ
れたゲインが一定となる様に制御する場合に、ゲインを
検出する場所は、上記実施例では、直交変調器 4 に信
号が入力する場所であったが、例えば、直交変調器 4
の出力、電力増幅器 7 の入力側や出力側等、順方向部
を構成する場所であればどこでも良い。
同相成分を直交成分、直交成分を同相成分に替えた構成
にしても良い。尚、順方向部のゲインを検出し、検出さ
れたゲインが一定となる様に制御する場合に、ゲインを
検出する場所は、上記実施例では、直交変調器 4 に信
号が入力する場所であったが、例えば、直交変調器 4
の出力、電力増幅器 7 の入力側や出力側等、順方向部
を構成する場所であればどこでも良い。
【００２８】
【発明の効果】本発明によれば、順方向部のゲイン変動
が発生しても、帰還部のゲイン調整後に、順方向部のレ
ベルを検出することでループゲインが検出でき、順方向
部のゲインを調整することでループゲインを規定値に調
整ができ、送信特性の安定化を図ることができる。
が発生しても、帰還部のゲイン調整後に、順方向部のレ
ベルを検出することでループゲインが検出でき、順方向
部のゲインを調整することでループゲインを規定値に調
整ができ、送信特性の安定化を図ることができる。
【図１】 本発明の一実施例の送信部の構成を示すブロ
ック図。
ック図。
【図２】 従来の無線機の送信部の構成を示すブロック
図。
図。
【図３】 本発明の一実施例の送信部の構成を示すブロ
ック図。
ック図。
【図４】 基本的な負帰還回路の構成を示すブロック
図。
図。
【図５】 移相器の動作説明のための図。
【図６】 本発明の一実施例を説明する負帰還回路のブ
ロック構成図。
ロック構成図。
【図７】 本発明の一実施例を説明する負帰還回路のブ
ロック構成図。
ロック構成図。
【図８】 本発明の一実施例を説明する負帰還回路のブ
ロック構成図。
ロック構成図。
1：ベースバンド信号発生器、 2-1，2-2，27：加算
器、 3-1，3-2，22-1，22-2，22-3：ループフィルタ、
4：直交変調器、 5：バンドパスフィルタ、 6-1，6
-2，24-1，24-2，24-3：可変アッテネ−タ、 7，25-
1，25-2，25-3：電力増幅器、 8：方向性結合器、
9：ローパスフィルタ、 10：アンテナ、 11：基準信
号発生器、 12：ＰＬＬ周波数シンセサイザ、 13：移
相器、 14：検波器、 15：直交復調器、 16：位相制
御器、 17-2，17-2，22：Ａ／Ｄ変換器、18-1，18-2，
20：制御部、 19-1，19-2，19-3，21：Ｄ／Ａ変換器、
23-1，23-2，23-3：変調器、 26：帰還部、 27：コ
ンパレータ。
器、 3-1，3-2，22-1，22-2，22-3：ループフィルタ、
4：直交変調器、 5：バンドパスフィルタ、 6-1，6
-2，24-1，24-2，24-3：可変アッテネ−タ、 7，25-
1，25-2，25-3：電力増幅器、 8：方向性結合器、
9：ローパスフィルタ、 10：アンテナ、 11：基準信
号発生器、 12：ＰＬＬ周波数シンセサイザ、 13：移
相器、 14：検波器、 15：直交復調器、 16：位相制
御器、 17-2，17-2，22：Ａ／Ｄ変換器、18-1，18-2，
20：制御部、 19-1，19-2，19-3，21：Ｄ／Ａ変換器、
23-1，23-2，23-3：変調器、 26：帰還部、 27：コ
ンパレータ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０４Ｌ 27/00 Ｈ０４Ｌ 27/00 Ｚ
Claims (7)
- 【請求項１】 順方向部と帰還部と加算部とによって負
帰還回路を構成した電力増幅回路であって、前記電力増
幅回路の出力信号レベルを検出し、検出された該出力信
号レベルに応じて前記帰還部の帰還信号レベルを制御
し、電力増幅回路の出力信号レベルを一定に制御する電
力増幅回路の制御方法において、 前記帰還部内の信号レベルを検出し、該検出した信号レ
ベルに応じて、前記帰還部内の信号レベルを制御するこ
とを特徴とするループゲイン制御方法。 - 【請求項２】 ベースバンド信号の同相成分（Ｉ）と直
交成分（Ｑ）とを入力し、 加算部によって、該同相成分（Ｉ）から帰還同相成分
（Ｉ′）を減算し、前記直交成分（Ｑ）から帰還直交成
分（Ｑ′）を減算し、 該減算された同相成分（ｉ）と該減算された直交成分
（ｑ）とをそれぞれ帯域制限し、 該帯域制限された同相成分（ｉ）と直交成分（ｑ）と搬
送波信号とによって直交変調し、 該直交変調した信号を電力増幅して出力信号として送信
し、 該出力信号の一部を分波し、 該分波した出力信号の一部（以下、帰還信号と称する）
を前記搬送波信号によって直交復調して、ベースバンド
信号の帰還同相成分（Ｉ′）と帰還直交成分（Ｑ′）と
を前記加算部に出力する負帰還電力増幅回路において、 前記帰還信号を検波し、該検波された前記帰還信号の信
号レベルを検出し、 該検出された信号レベルに基づいて、前記帰還信号の信
号レベルを制御し、 前記帯域制限された同相成分（ｉ）と直交成分（ｑ）の
いずれか１つの信号レベルを検出し、 該検出した信号レベルに基づいて、前記直交変調した信
号の信号レベルを制御することによって、前記出力信号
のレベルを制御することを特徴とするループゲイン制御
方法。 - 【請求項３】 順方向部と帰還部と、該帰還部の出力ベ
ースバンド信号の同相成分（Ｉ′）と直交成分（Ｑ′）
を入力ベースバンド信号の同相成分（Ｉ）と直交成分
（Ｑ）からそれぞれの成分同士で減算して該順方向部に
与える加算部とによって負帰還回路を構成した電力増幅
回路であって、前記順方向部の出力信号レベルを検出す
る第１のレベル検出器と、前記帰還部の信号レベルを制
御する第１のレベル制御器と、前記第１のレベル検出器
が検出した前記出力信号レベルに応じて該第１のレベル
制御器の出力信号レベルを制御するための制御信号を出
力する制御部とを備え、前記帰還部の信号レベルを制御
し、電力増幅回路の出力レベルを一定に制御する電力増
幅回路において、 前記順方向部は、前記加算部から入力した入力ベースバ
ンド信号の同相成分（Ｉ）と直交成分（Ｑ）のそれぞれ
を帯域制限して同相成分（ｉ）と直交成分（ｑ）とを出
力するループフィルタと、該同相成分（ｉ）と直交成分
（ｑ）と搬送波信号とによって直交変調し被変調波信号
を出力する直交変調器と、該被変調波信号の出力信号レ
ベルを制御する第２のレベル制御器と、該第２のレベル
制御器の出力する信号を増幅する電力増幅器とで構成さ
れ、 前記同相成分（ｉ）または直交成分（ｑ）のいずれか１
つの成分の信号レベルを検出する第２の検出部とを備
え、 前記制御部は、更に、前記第２の検出部の検出した信号
レベルの値に応じて、前記第２のレベル制御器を制御す
ることによってループゲインを一定に制御することを特
徴とする電力増幅回路。 - 【請求項４】 順方向部と帰還部と、該帰還部の出力ベ
ースバンド信号の同相成分（Ｉ′）と直交成分（Ｑ′）
を入力ベースバンド信号の同相成分（Ｉ）と直交成分
（Ｑ）からそれぞれの成分同士で減算して該順方向部に
与える加算部とによって負帰還回路を構成した電力増幅
回路であって、前記順方向部の出力信号レベルを検出す
るレベル検出器と、前記帰還部の信号レベルを制御する
第１のレベル制御器と、前記レベル検出器が検出した前
記出力信号レベルに応じて該第１のレベル制御器の出力
信号レベルを制御するための制御信号を出力する制御部
とを備え、前記帰還部の信号レベルを制御し、電力増幅
回路の出力レベルを一定に制御する電力増幅回路におい
て、 前記順方向部は、前記加算部から入力した入力ベースバ
ンド信号の同相成分（Ｉ）と直交成分（Ｑ）のそれぞれ
を帯域制限して同相成分（ｉ）と直交成分（ｑ）とを出
力するループフィルタと、該同相成分（ｉ）と直交成分
（ｑ）と搬送波信号とによって直交変調し被変調波信号
を出力する直交変調器と、該被変調波信号の出力信号レ
ベルを制御する第２のレベル制御器と、該第２のレベル
制御器の出力する信号を増幅する電力増幅器とで構成さ
れ、 同相成分（ｉ）または直交成分（ｑ）のいずれか１つの
成分として規定のＤＣ電圧とし他方の成分をゼロとする
信号を入力し、前記所定のＤＣ電圧を入力した成分の信
号レベルと所定のＤＣ電圧とを比較して、比較結果を出
力する比較器を備え、 前記制御部は、更に、前記比較器の比較結果に応じて、
前記第２のレベル制御器を制御することによってループ
ゲインを一定に制御することを特徴とする電力増幅回
路。 - 【請求項５】 ベースバンド信号の同相成分（Ｉ）と直
交成分（Ｑ）とを入力し、 加算部によって、該同相成分（Ｉ）と帰還同相成分
（Ｉ′）を加算し、前記直交成分（Ｑ）から帰還直交成
分（Ｑ′）を加算し、 該加算された同相成分（ｉ）と該加算された直交成分
（ｑ）とをそれぞれ帯域制限し、 該帯域制限された同相成分（ｉ）と直交成分（ｑ）と搬
送波信号とによって直交変調し、 該直交変調した信号を電力増幅して出力信号として送信
し、 該出力信号の一部を分波し、 該分波した出力信号の一部（以下、帰還信号と称する）
を前記搬送波信号によって直交復調して、ベースバンド
信号の帰還同相成分（Ｉ′）と帰還直交成分（Ｑ′）と
を前記加算部に出力する負帰還電力増幅回路において、 前記帰還信号を検波し、該検波された前記帰還信号の信
号レベルを検出し、 該検出された信号レベルに基づいて、前記帰還信号の信
号レベルを制御し、 前記帯域制限された同相成分（ｉ）と直交成分（ｑ）の
いずれか１つの信号レベルを検出し、 該検出した信号レベルに基づいて、前記直交変調した信
号の信号レベルを制御することによって、前記出力信号
のレベルを制御することを特徴とするループゲイン制御
方法。 - 【請求項６】 順方向部と帰還部と、該帰還部の出力ベ
ースバンド信号の同相成分（Ｉ′）と直交成分（Ｑ′）
を入力ベースバンド信号の同相成分（Ｉ）と直交成分
（Ｑ）からそれぞれの成分同士で加算して該順方向部に
与える加算部とによって負帰還回路を構成した電力増幅
回路であって、前記順方向部の出力信号レベルを検出す
る第１のレベル検出器と、前記帰還部の信号レベルを制
御する第１のレベル制御器と、前記第１のレベル検出器
が検出した前記出力信号レベルに応じて該第１のレベル
制御器の出力信号レベルを制御するための制御信号を出
力する制御部とを備え、前記帰還部の信号レベルを制御
し、電力増幅回路の出力レベルを一定に制御する電力増
幅回路において、 前記順方向部は、前記加算部から入力した入力ベースバ
ンド信号の同相成分（Ｉ）と直交成分（Ｑ）のそれぞれ
を帯域制限して同相成分（ｉ）と直交成分（ｑ）とを出
力するループフィルタと、該同相成分（ｉ）と直交成分
（ｑ）と搬送波信号とによって直交変調し被変調波信号
を出力する直交変調器と、該被変調波信号の出力信号レ
ベルを制御する第２のレベル制御器と、該第２のレベル
制御器の出力する信号を増幅する電力増幅器とで構成さ
れ、 前記同相成分（ｉ）または直交成分（ｑ）のいずれか１
つの成分の信号レベルを検出する第２の検出部とを備
え、 前記制御部は、更に、前記第２の検出部の検出した信号
レベルの値に応じて、前記第２のレベル制御器を制御す
ることによってループゲインを一定に制御することを特
徴とする電力増幅回路。 - 【請求項７】 順方向部と帰還部と、該帰還部の出力ベ
ースバンド信号の同相成分（Ｉ′）と直交成分（Ｑ′）
を入力ベースバンド信号の同相成分（Ｉ）と直交成分
（Ｑ）からそれぞれの成分同士で加算して該順方向部に
与える加算部とによって負帰還回路を構成した電力増幅
回路であって、前記順方向部の出力信号レベルを検出す
るレベル検出器と、前記帰還部の信号レベルを制御する
第１のレベル制御器と、前記レベル検出器が検出した前
記出力信号レベルに応じて該第１のレベル制御器の出力
信号レベルを制御するための制御信号を出力する制御部
とを備え、前記帰還部の信号レベルを制御し、電力増幅
回路の出力レベルを一定に制御する電力増幅回路におい
て、 前記順方向部は、前記加算部から入力した入力ベースバ
ンド信号の同相成分（Ｉ）と直交成分（Ｑ）のそれぞれ
を帯域制限して同相成分（ｉ）と直交成分（ｑ）とを出
力するループフィルタと、該同相成分（ｉ）と直交成分
（ｑ）と搬送波信号とによって直交変調し被変調波信号
を出力する直交変調器と、該被変調波信号の出力信号レ
ベルを制御する第２のレベル制御器と、該第２のレベル
制御器の出力する信号を増幅する電力増幅器とで構成さ
れ、 同相成分（ｉ）または直交成分（ｑ）のいずれか１つの
成分として規定のＤＣ電圧とし他方の成分をゼロとする
信号を入力し、前記所定のＤＣ電圧を入力した成分の信
号レベルと所定のＤＣ電圧とを比較して、比較結果を出
力する比較器を備え、 前記制御部は、更に、前記比較器の比較結果に応じて、
前記第２のレベル制御器を制御することによってループ
ゲインを一定に制御することを特徴とする電力増幅回
路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001122778A JP3880329B2 (ja) | 2001-04-20 | 2001-04-20 | ループゲイン制御方法及び電力増幅回路 |
| US10/125,592 US6941118B2 (en) | 2001-04-20 | 2002-04-19 | Negative feedback amplifier and method of controlling loop gain thereof |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001122778A JP3880329B2 (ja) | 2001-04-20 | 2001-04-20 | ループゲイン制御方法及び電力増幅回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002319870A true JP2002319870A (ja) | 2002-10-31 |
| JP3880329B2 JP3880329B2 (ja) | 2007-02-14 |
Family
ID=18972437
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001122778A Expired - Fee Related JP3880329B2 (ja) | 2001-04-20 | 2001-04-20 | ループゲイン制御方法及び電力増幅回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6941118B2 (ja) |
| JP (1) | JP3880329B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013179442A (ja) * | 2012-02-28 | 2013-09-09 | Mitsubishi Electric Corp | アナログフィードバック増幅器およびアナログフィードバック制御方法 |
Families Citing this family (30)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7133649B2 (en) * | 2002-12-24 | 2006-11-07 | Hitachi Kokusai Electric, Inc. | Negative feedback amplifier for transmitter, transmitter, and method of correcting error in the negative feedback amplifier |
| JP4175503B2 (ja) * | 2003-04-18 | 2008-11-05 | ソニー・エリクソン・モバイルコミュニケーションズ株式会社 | 歪み補償回路及び送信装置 |
| GB2403613B (en) * | 2003-07-04 | 2005-07-06 | Motorola Inc | Cartesian loop transmitter and method of adjusting an output level of such transmitter |
| EP1499015A1 (de) * | 2003-07-17 | 2005-01-19 | Siemens Aktiengesellschaft | Schaltungsanordnung und Verfahren zur Linearisierung einer Kennlinie eines GSM-Leistungsverstärkers |
| JP4770440B2 (ja) * | 2005-12-13 | 2011-09-14 | ソニー株式会社 | 信号処理装置、信号処理方法 |
| DE102006016761A1 (de) * | 2006-04-10 | 2007-10-18 | Infineon Technologies Ag | Sendevorrichtung und Verfahren zum Übertragen eines Datensignals |
| US7634027B2 (en) * | 2006-12-06 | 2009-12-15 | Broadcom Corporation | Method and system for independent I and Q loop amplitude control for quadrature generators |
| US7782765B2 (en) | 2007-01-22 | 2010-08-24 | Harris Stratex Networks Operating Corporation | Distributed protection switching architecture for point-to-point microwave radio systems |
| US8095088B2 (en) * | 2007-05-17 | 2012-01-10 | Harris Stratex Networks Operating Corporation | Compact wide dynamic range transmitter for point to point radio |
| JP2009232425A (ja) * | 2008-03-25 | 2009-10-08 | Toshiba Corp | 送信機 |
| JP2009290375A (ja) * | 2008-05-27 | 2009-12-10 | Fujitsu Ltd | 歪補償装置、無線通信装置および歪補償方法 |
| JP2010187178A (ja) * | 2009-02-12 | 2010-08-26 | Toshiba Corp | 無線送信装置および無線送信方法 |
| US8238846B2 (en) * | 2009-12-18 | 2012-08-07 | Motorola Solutions, Inc. | Multi carrier leakage tuning by error power detection |
| US8964892B2 (en) | 2011-08-23 | 2015-02-24 | Motorola Solutions, Inc. | Apparatus and method for operating a transmitter |
| GB2494652A (en) * | 2011-09-14 | 2013-03-20 | Stephen Anthony Gerard Chandler | A transmitter amplifier with linearising RF feedback and automatic control of resonator Q, resonator frequency, loop phase, and loop gain |
| US8729962B2 (en) | 2011-12-15 | 2014-05-20 | Qualcomm Incorporated | Millimeter wave power amplifier |
| JP5643785B2 (ja) * | 2012-06-15 | 2014-12-17 | 株式会社東芝 | デジタル放送送信装置およびエキサイタ |
| KR20160058855A (ko) * | 2013-09-17 | 2016-05-25 | 파커비전, 인크. | 정보를 포함하는 시간의 함수를 렌더링하기 위한 방법, 장치 및 시스템 |
| EP3381126B1 (en) | 2015-11-23 | 2023-07-05 | Anlotek Limited | Variable filter |
| US9825657B2 (en) * | 2016-01-12 | 2017-11-21 | Google Inc. | Digital pre-distortion linearization for mobile communication |
| WO2018215973A1 (en) | 2017-05-24 | 2018-11-29 | Jorgen Nielsen | Apparatus and method for controlling a resonator |
| US10598778B2 (en) * | 2017-11-29 | 2020-03-24 | National Chung Shan Institute Of Science And Technology | Phase controller and phase controlling method for antenna array, and communication apparatus using the same |
| EP3700156B1 (en) * | 2017-12-01 | 2022-01-05 | Mitsubishi Electric Corporation | Cartesian feedback circuit |
| US10367535B2 (en) * | 2017-12-15 | 2019-07-30 | Motorola Solutions, Inc. | Cartesian loop circuits, transmitters, devices, and related methods |
| EP4024892A4 (en) * | 2019-08-27 | 2022-10-12 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | SIGNAL PROCESSING DEVICE AND ADJUSTMENT METHOD |
| US11277110B2 (en) | 2019-09-03 | 2022-03-15 | Anlotek Limited | Fast frequency switching in a resonant high-Q analog filter |
| US11909400B2 (en) | 2019-12-05 | 2024-02-20 | Anlotek Limited | Use of stable tunable active feedback analog filters in frequency synthesis |
| EP3926828A1 (en) | 2020-06-15 | 2021-12-22 | Anlotek Limited | Tunable bandpass filter with high stability and orthogonal tuning |
| EP4054076A1 (en) | 2021-02-27 | 2022-09-07 | Anlotek Limited | Active multi-pole filter |
| CN113848380B (zh) * | 2021-10-22 | 2023-10-20 | 深圳市兆驰数码科技股份有限公司 | 功率检测电路及方法、直流和相位的检测系统及方法 |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5041793A (en) * | 1990-10-31 | 1991-08-20 | Motorola, Inc. | Controlled slew rate amplifier |
| US5423082A (en) * | 1993-06-24 | 1995-06-06 | Motorola, Inc. | Method for a transmitter to compensate for varying loading without an isolator |
| GB9316869D0 (en) * | 1993-08-13 | 1993-09-29 | Philips Electronics Uk Ltd | Transmitter and power amplifier therefor |
| US5722056A (en) * | 1993-08-20 | 1998-02-24 | Motorola, Inc. | Radio transmitter with power amplifier linearizer |
| GB9320078D0 (en) * | 1993-09-29 | 1993-11-17 | Linear Modulation Tech | Cartesian amplifier power control and related applications |
| US5574992A (en) * | 1994-04-29 | 1996-11-12 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for reducing off-channel interference produced by a linear transmitter |
| JPH0832464A (ja) * | 1994-07-15 | 1996-02-02 | Uniden Corp | 送信機におけるキャリアリーク補正方法 |
| JP3169803B2 (ja) * | 1995-08-28 | 2001-05-28 | 株式会社日立国際電気 | 電力増幅器の非線形補償回路 |
| US6693956B1 (en) * | 1999-10-08 | 2004-02-17 | Hitachi Denshi Kabushiki Kaisha | Power amplifier having negative feedback circuit for transmitter |
| US6384677B2 (en) * | 2000-01-28 | 2002-05-07 | Hitachi Kokusai Electric Inc. | Power amplifier having negative feedback circuit for transmitter |
-
2001
- 2001-04-20 JP JP2001122778A patent/JP3880329B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2002
- 2002-04-19 US US10/125,592 patent/US6941118B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013179442A (ja) * | 2012-02-28 | 2013-09-09 | Mitsubishi Electric Corp | アナログフィードバック増幅器およびアナログフィードバック制御方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US20020171476A1 (en) | 2002-11-21 |
| JP3880329B2 (ja) | 2007-02-14 |
| US6941118B2 (en) | 2005-09-06 |
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| Date | Code | Title | Description |
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| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20040109 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20050225 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20051202 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
| A521 | Request for written amendment filed |
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|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20061107 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091117 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101117 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111117 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111117 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121117 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121117 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131117 Year of fee payment: 7 |
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