JP3169803B2 - 電力増幅器の非線形補償回路 - Google Patents
電力増幅器の非線形補償回路Info
- Publication number
- JP3169803B2 JP3169803B2 JP21864295A JP21864295A JP3169803B2 JP 3169803 B2 JP3169803 B2 JP 3169803B2 JP 21864295 A JP21864295 A JP 21864295A JP 21864295 A JP21864295 A JP 21864295A JP 3169803 B2 JP3169803 B2 JP 3169803B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- signal
- feedback
- quadrature
- power amplifier
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/366—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator
- H04L27/367—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator using predistortion
- H04L27/368—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator using predistortion adaptive predistortion
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C3/00—Angle modulation
- H03C3/02—Details
- H03C3/08—Modifications of modulator to linearise modulation, e.g. by feedback, and clearly applicable to more than one type of modulator
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C3/00—Angle modulation
- H03C3/38—Angle modulation by converting amplitude modulation to angle modulation
- H03C3/40—Angle modulation by converting amplitude modulation to angle modulation using two signal paths the outputs of which have a predetermined phase difference and at least one output being amplitude-modulated
- H03C3/406—Angle modulation by converting amplitude modulation to angle modulation using two signal paths the outputs of which have a predetermined phase difference and at least one output being amplitude-modulated using a feedback loop containing mixers or demodulators
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/16—Multiple-frequency-changing
- H03D7/165—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature
- H03D7/166—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature using two or more quadrature frequency translation stages
- H03D7/168—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature using two or more quadrature frequency translation stages using a feedback loop containing mixers or demodulators
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
- H03F1/3247—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits using feedback acting on predistortion circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
- H03F1/3282—Acting on the phase and the amplitude of the input signal
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/34—Negative-feedback-circuit arrangements with or without positive feedback
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/34—Negative-feedback-circuit arrangements with or without positive feedback
- H03F1/345—Negative-feedback-circuit arrangements with or without positive feedback using hybrid or directional couplers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/24—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/57—Separate feedback of real and complex signals being present
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/02—Transmitters
- H04B1/04—Circuits
- H04B2001/0408—Circuits with power amplifiers
- H04B2001/0433—Circuits with power amplifiers with linearisation using feedback
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、負帰還法により電
力増幅器の非線形歪を補償する非線形補償回路に関し、
特に、無線機における電力増幅器の非線形補償回路の改
良に関するものである。
力増幅器の非線形歪を補償する非線形補償回路に関し、
特に、無線機における電力増幅器の非線形補償回路の改
良に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】一般に、ＱＰＳＫや多値ＱＡＭのような
線形変調方式を使用するディジタル化無線機、特に移動
通信用においてはその目的からくる条件ゆえに、電力増
幅器の非線形歪により、隣接チャネルへの妨害が発生す
るため、電力増幅器の出力が線形化するように補償をす
る必要がある。従来の電力増幅器の非線形補償回路を使
用した直交変調による無線機の送信部の回路ブロック図
を図３に示し、従来技術の説明をする。図３は、同相信
号と直交信号とにより増幅器に帰還を行なうカーテシア
ン型負帰還増幅器を使用している一例である。図３にお
いて、１、２は信号入力端子、３、４は加算器、５、６
は増幅器、７、８は変調器、９はπ／２移相器、１０
は、変調器７、８からの変調信号を加算する加算器、２
１は、変調器７、８とπ／２移相器９と加算器１０とか
らなる直交変調器、１１は不要成分を除去するフィル
タ、１２は電力増幅器、１３はアンテナ、１４は、電力
増幅器１２の出力から帰還信号を取り出すための方向性
結合器、１５、１６は復調器、１７はπ／２移相器、２
２は、復調器１５、１６とπ／２移相器１７とからなる
直交復調器、１８は搬送波発振器（局部発振器）、２０
は入力信号と帰還信号との位相差を検出する位相差検出
器、１９は、搬送波発振器１８から出力された搬送波の
位相を移相差検出器２０の検出出力で移相する可変位相
器を示す。
線形変調方式を使用するディジタル化無線機、特に移動
通信用においてはその目的からくる条件ゆえに、電力増
幅器の非線形歪により、隣接チャネルへの妨害が発生す
るため、電力増幅器の出力が線形化するように補償をす
る必要がある。従来の電力増幅器の非線形補償回路を使
用した直交変調による無線機の送信部の回路ブロック図
を図３に示し、従来技術の説明をする。図３は、同相信
号と直交信号とにより増幅器に帰還を行なうカーテシア
ン型負帰還増幅器を使用している一例である。図３にお
いて、１、２は信号入力端子、３、４は加算器、５、６
は増幅器、７、８は変調器、９はπ／２移相器、１０
は、変調器７、８からの変調信号を加算する加算器、２
１は、変調器７、８とπ／２移相器９と加算器１０とか
らなる直交変調器、１１は不要成分を除去するフィル
タ、１２は電力増幅器、１３はアンテナ、１４は、電力
増幅器１２の出力から帰還信号を取り出すための方向性
結合器、１５、１６は復調器、１７はπ／２移相器、２
２は、復調器１５、１６とπ／２移相器１７とからなる
直交復調器、１８は搬送波発振器（局部発振器）、２０
は入力信号と帰還信号との位相差を検出する位相差検出
器、１９は、搬送波発振器１８から出力された搬送波の
位相を移相差検出器２０の検出出力で移相する可変位相
器を示す。
【０００３】信号入力端子１より印加された直交成分信
号（Ｑ）は、加算器３と位相差検出器２０に入力され、
信号入力端子２より印加された同相成分信号（Ｉ）は、
加算器４と位相差検出器２０に入力される。加算器３に
入力された直交成分信号は、加算器３に別途入力される
帰還直交成分信号（Ｑｒ）を加算され、帰還信号により
歪を補正された直交成分信号となり、増幅器５へ出力さ
れ、増幅器５で所要のレベルまで増幅されてから直交変
調器２１の変調器７へ出力される。加算器４に入力され
た同相成分信号は、加算器４に別途入力される帰還同相
成分信号（Ｉｒ）を加算され、帰還信号により歪を補正
された同相成分信号となり、増幅器６へ出力され、増幅
器６で所要のレベルまで増幅されてから直交変調器２１
の変調器８へ出力される。
号（Ｑ）は、加算器３と位相差検出器２０に入力され、
信号入力端子２より印加された同相成分信号（Ｉ）は、
加算器４と位相差検出器２０に入力される。加算器３に
入力された直交成分信号は、加算器３に別途入力される
帰還直交成分信号（Ｑｒ）を加算され、帰還信号により
歪を補正された直交成分信号となり、増幅器５へ出力さ
れ、増幅器５で所要のレベルまで増幅されてから直交変
調器２１の変調器７へ出力される。加算器４に入力され
た同相成分信号は、加算器４に別途入力される帰還同相
成分信号（Ｉｒ）を加算され、帰還信号により歪を補正
された同相成分信号となり、増幅器６へ出力され、増幅
器６で所要のレベルまで増幅されてから直交変調器２１
の変調器８へ出力される。
【０００４】一方、搬送波発振器１８では、所要周波数
の搬送波が発振されており、直交変調器２１の変調器
８、π／２移相器９および可変位相器１９へ出力されて
いる。π／２移相器９に入力した搬送波は、位相がπ／
２だけ移相され、直交変調器２１の変調器７へ出力され
る。また、可変位相器１９に入力した搬送波は、直交復
調器２２の復調器１６、π／２移相器１７へ出力され、
さらにπ／２移相器１７に入力した搬送波は、位相がπ
／２だけ移相され、直交復調器２２の復調器１５へ出力
される。
の搬送波が発振されており、直交変調器２１の変調器
８、π／２移相器９および可変位相器１９へ出力されて
いる。π／２移相器９に入力した搬送波は、位相がπ／
２だけ移相され、直交変調器２１の変調器７へ出力され
る。また、可変位相器１９に入力した搬送波は、直交復
調器２２の復調器１６、π／２移相器１７へ出力され、
さらにπ／２移相器１７に入力した搬送波は、位相がπ
／２だけ移相され、直交復調器２２の復調器１５へ出力
される。
【０００５】前記変調器７に入力した所要レベルの歪補
正された直交成分信号は、変調器７に別途入力される前
記π／２移相器９でπ／２移相された所要周波数の搬送
波を変調する。そして変調器７は、直交成分信号による
変調信号を加算器１０へ出力する。前記変調器８に入力
した所要レベルの歪補正された同相成分信号は、変調器
８に別途入力される前記所要周波数の搬送波を変調す
る。そして変調器８は、同相成分信号による変調信号を
加算器１０へ出力する。直交成分信号による変調信号と
同相成分信号による変調信号とは、加算器１０で加算さ
れ、歪補正された直交変調信号としてフィルタ１１へ出
力される。フィルタ１１に入力した歪補正された直交変
調信号は、不要成分を除去された後、電力増幅器１２へ
出力される。電力増幅器１２に入力した歪補正された直
交変調信号は、所要電力まで増幅され、電力増幅器１２
の非直線歪と相殺補償され、歪のない直交変調信号がア
ンテナ１３より送信される。
正された直交成分信号は、変調器７に別途入力される前
記π／２移相器９でπ／２移相された所要周波数の搬送
波を変調する。そして変調器７は、直交成分信号による
変調信号を加算器１０へ出力する。前記変調器８に入力
した所要レベルの歪補正された同相成分信号は、変調器
８に別途入力される前記所要周波数の搬送波を変調す
る。そして変調器８は、同相成分信号による変調信号を
加算器１０へ出力する。直交成分信号による変調信号と
同相成分信号による変調信号とは、加算器１０で加算さ
れ、歪補正された直交変調信号としてフィルタ１１へ出
力される。フィルタ１１に入力した歪補正された直交変
調信号は、不要成分を除去された後、電力増幅器１２へ
出力される。電力増幅器１２に入力した歪補正された直
交変調信号は、所要電力まで増幅され、電力増幅器１２
の非直線歪と相殺補償され、歪のない直交変調信号がア
ンテナ１３より送信される。
【０００６】電力増幅器１２で所要電力まで増幅された
送信出力の一部は、方向性結合器１４で取り出され、直
交復調器２２の復調器１５、１６に帰還入力される。復
調器１５に帰還入力した帰還直交変調信号は、復調器１
５に別途入力される前記π／２移相器１７でπ／２移相
された所要周波数の搬送波により帰還直交成分信号（Ｑ
ｒ）を復調する。そして復調器１５は、復調した帰還直
交成分信号を加算器３および位相差検出器２０へ出力す
る。復調器１６に帰還入力した帰還直交変調信号は、復
調器１６に別途入力される前記所要周波数の搬送波によ
り帰還同相成分信号（Ｉｒ）を復調する。そして復調器
１６は、復調した帰還同相成分信号を加算器４および位
相差検出器２０へ出力する。
送信出力の一部は、方向性結合器１４で取り出され、直
交復調器２２の復調器１５、１６に帰還入力される。復
調器１５に帰還入力した帰還直交変調信号は、復調器１
５に別途入力される前記π／２移相器１７でπ／２移相
された所要周波数の搬送波により帰還直交成分信号（Ｑ
ｒ）を復調する。そして復調器１５は、復調した帰還直
交成分信号を加算器３および位相差検出器２０へ出力す
る。復調器１６に帰還入力した帰還直交変調信号は、復
調器１６に別途入力される前記所要周波数の搬送波によ
り帰還同相成分信号（Ｉｒ）を復調する。そして復調器
１６は、復調した帰還同相成分信号を加算器４および位
相差検出器２０へ出力する。
【０００７】この直交復調器２２で復調のために使用さ
れる搬送波は、可変位相器１９から出力され直交復調器
２２に入力されているが、直交変調信号と帰還直交変調
信号との間に発生している位相差Θを位相補正するよう
な位相の搬送波を出力するように、可変位相器１９を制
御する。この可変位相器１９の制御は位相差検出器２０
からの出力信号により行なわれるが、位相差検出器２０
は、入力した前記直交成分信号（Ｑ）および同相成分信
号（Ｉ）と、前記帰還直交成分信号（Ｑｒ）および帰還
同相成分信号（Ｉｒ）とにより、直交変調器２１から直
交復調器２２までのフィルタ１１、電力増幅器１２、方
向性結合器１４等による遅延時間等による位相差Θを検
出し、直交復調器２２から加算器３、４へ正しい帰還が
行なわれるように補正をしている。
れる搬送波は、可変位相器１９から出力され直交復調器
２２に入力されているが、直交変調信号と帰還直交変調
信号との間に発生している位相差Θを位相補正するよう
な位相の搬送波を出力するように、可変位相器１９を制
御する。この可変位相器１９の制御は位相差検出器２０
からの出力信号により行なわれるが、位相差検出器２０
は、入力した前記直交成分信号（Ｑ）および同相成分信
号（Ｉ）と、前記帰還直交成分信号（Ｑｒ）および帰還
同相成分信号（Ｉｒ）とにより、直交変調器２１から直
交復調器２２までのフィルタ１１、電力増幅器１２、方
向性結合器１４等による遅延時間等による位相差Θを検
出し、直交復調器２２から加算器３、４へ正しい帰還が
行なわれるように補正をしている。
【０００８】図４、図５に、従来より使用されている可
変位相器の例を示し説明をする。図４に示す可変位相器
は、移相器６０が複数段接続された構成であり、移相器
６０は、コンデンサ５２と直列に接続された可変容量ダ
イオード５４、インダクタンス５１、コンデンサ５３で
π型の移相器を構成しており、コンデンサ５２と可変容
量ダイオード５４との接続点に、可変容量ダイオード５
４の容量を変えるための電圧を供給するＤ／Ａ変換器５
５の出力が接続されている。この可変位相器は、複数の
移相器６０の各Ｄ／Ａ変換器５５に入力する補正位相情
報を変えることにより、各Ｄ／Ａ変換器５５から出力す
る電圧を変化させ、可変容量ダイオード５４の端子電圧
を変化させて容量を変え、移相量を変化させている。
変位相器の例を示し説明をする。図４に示す可変位相器
は、移相器６０が複数段接続された構成であり、移相器
６０は、コンデンサ５２と直列に接続された可変容量ダ
イオード５４、インダクタンス５１、コンデンサ５３で
π型の移相器を構成しており、コンデンサ５２と可変容
量ダイオード５４との接続点に、可変容量ダイオード５
４の容量を変えるための電圧を供給するＤ／Ａ変換器５
５の出力が接続されている。この可変位相器は、複数の
移相器６０の各Ｄ／Ａ変換器５５に入力する補正位相情
報を変えることにより、各Ｄ／Ａ変換器５５から出力す
る電圧を変化させ、可変容量ダイオード５４の端子電圧
を変化させて容量を変え、移相量を変化させている。
【０００９】図５に示す可変位相器は、直交変調器を使
用した移相器であり、サイン・コサインＲＯＭ７１、二
つのＤ／Ａ変換器７２、７３、直交変調器７４で構成さ
れている。この可変位相器は、サイン・コサインＲＯＭ
７１に入力する補正位相情報を変えることにより、サイ
ン・コサインＲＯＭ７１から出力されるＳＩＮΘ、ＣＯ
ＳΘデータを変化させ、Ｄ／Ａ変換器７２、７３により
アナログ信号に変換して、直交変調器７４に入力し、直
交変調器７４に別途入力する搬送波発振器出力信号に位
相変調をかけ、位相Θ分の移相を行なっている。
用した移相器であり、サイン・コサインＲＯＭ７１、二
つのＤ／Ａ変換器７２、７３、直交変調器７４で構成さ
れている。この可変位相器は、サイン・コサインＲＯＭ
７１に入力する補正位相情報を変えることにより、サイ
ン・コサインＲＯＭ７１から出力されるＳＩＮΘ、ＣＯ
ＳΘデータを変化させ、Ｄ／Ａ変換器７２、７３により
アナログ信号に変換して、直交変調器７４に入力し、直
交変調器７４に別途入力する搬送波発振器出力信号に位
相変調をかけ、位相Θ分の移相を行なっている。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】従来技術による電力増
幅器の非線形補償回路においては、直交変調信号から不
要成分を除去するためのフィルタ、所要電力まで電力増
幅する電力増幅器等の遅延時間のばらつき、温度による
特性の変化等に対応するために、可変位相器は広範囲な
位相可変範囲が必要である。特に無線機は搬送波発振器
の発振周波数が高く、遅延時間等の変動に比べ１周期の
時間が短いため、位相補正を行なうためには、１周期分
である２πの位相可変範囲が必要となり、このため広範
囲に位相を変化させることが可能な移相器が必要とな
る。
幅器の非線形補償回路においては、直交変調信号から不
要成分を除去するためのフィルタ、所要電力まで電力増
幅する電力増幅器等の遅延時間のばらつき、温度による
特性の変化等に対応するために、可変位相器は広範囲な
位相可変範囲が必要である。特に無線機は搬送波発振器
の発振周波数が高く、遅延時間等の変動に比べ１周期の
時間が短いため、位相補正を行なうためには、１周期分
である２πの位相可変範囲が必要となり、このため広範
囲に位相を変化させることが可能な移相器が必要とな
る。
【００１１】しかしながら、図４に示す構成の可変位相
器を使用した場合、１つの移相器の電圧に対して直線的
に変化する位相可変範囲が小さいため、制御が難しく、
かつ、位相の可変範囲が小さいため多段接続する必要が
あり、回路規模が大きくなるという欠点がある。また、
図５に示す直交変調器を使用した可変位相器は、２πの
位相可変範囲を直線的に変化させることが可能である
が、そのためのデータ量が多くなり、ＲＯＭ容量が増加
するという欠点がある。本発明は、前記欠点を解決する
ために、補正位相Θを大きな角度ｎ・π／２分と残りの
小さな角度Φ分とに分け、ｎ・π／２分の位相補正を信
号の入替えと反転操作により行ない、残りのπ／２より
小さな位相補正を可変位相器で行なう方法を使用するよ
うにし、帰還側の位相を調整するための可変位相器の回
路規模を小さくするようにした電力増幅器の非線形補償
回路を提供することを目的とする。
器を使用した場合、１つの移相器の電圧に対して直線的
に変化する位相可変範囲が小さいため、制御が難しく、
かつ、位相の可変範囲が小さいため多段接続する必要が
あり、回路規模が大きくなるという欠点がある。また、
図５に示す直交変調器を使用した可変位相器は、２πの
位相可変範囲を直線的に変化させることが可能である
が、そのためのデータ量が多くなり、ＲＯＭ容量が増加
するという欠点がある。本発明は、前記欠点を解決する
ために、補正位相Θを大きな角度ｎ・π／２分と残りの
小さな角度Φ分とに分け、ｎ・π／２分の位相補正を信
号の入替えと反転操作により行ない、残りのπ／２より
小さな位相補正を可変位相器で行なう方法を使用するよ
うにし、帰還側の位相を調整するための可変位相器の回
路規模を小さくするようにした電力増幅器の非線形補償
回路を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に、本発明による電力増幅器の非線形補償回路は、所定
周波数の搬送波を発生する搬送波発振器と、入力信号に
より前記搬送波を変調し変調信号を出力する変調器と、
前記変調信号を所要電力まで増幅する電力増幅器と、前
記電力増幅器の出力信号の一部を帰還変調信号として取
り出す帰還路と、前記搬送波発振器からの搬送波の位相
を補正する移相器と、前記帰還路からの帰還復調信号を
前記移相器で位相補正した搬送波により復調し帰還復調
信号を出力する復調器とを有し、前記帰還復調信号によ
り前記入力信号を補正し、前記電力増幅器の非線形歪を
補償するようにした電力増幅器の非線形補償回路におい
て、前記搬送波の位相補正量を第１の位相量と第２の位
相量Φとに分け、前記第１の位相量の移相手段と、前記
第２の位相量Φの移送手段とにより、それぞれ位相補正
するようにしたものである。また更に、第１の位相量の
移相手段が所定の位相角度ごとに移相する移送手段であ
って、第２の位相量Φの移送手段が所定の位相角度より
小さい第２の位相量Φを補正するか、または第２の位相
量Φの移送手段が搬送波の位相量から第１の位相量を除
いた残りの補正位相角を移相するようにしたものであ
る。更に詳しくは、第１の位相量をｎ・π／２（ｎ＝
０，１，２，３）としたものであり、また、第１の位相
量ｎ・π／２（ｎ＝０，１，２，３）の移相手段を、帰
還復調信号および反転した前記帰還復調信号の組合わせ
と選択により行うものである。また、第２の位相量Φを
０≦Φ≦π／２としたものである。復調帰還信号により
入力信号を補正し、補正した入力信号で搬送波を変調し
て電力増幅器の非線形歪を補償するようにした無線機で
あって、復調器で帰還変調信号を復調する搬送波の位相
補正の移相量を、第１の位相量と第２の位相量Φとに分
け、位相補正の移相手段を、第１の位相量ｎ・π／２
（ｎ＝０，１，２，３）ごとに移相する移相手段と、第
２の移相量Φ（０≦Φ≦π／２）を移相する移相手段と
し、それぞれ位相補正するようにしている。第１の位相
量ｎ・π／２（ｎ＝０，１，２，３）の移相手段は、帰
還復調信号および反転した前記帰還復調信号の組合せと
選択で簡単なものであり、第２の移相量Φ（０≦Φ≦π
／２）の移相手段は、従来の１／４以下のもである。
に、本発明による電力増幅器の非線形補償回路は、所定
周波数の搬送波を発生する搬送波発振器と、入力信号に
より前記搬送波を変調し変調信号を出力する変調器と、
前記変調信号を所要電力まで増幅する電力増幅器と、前
記電力増幅器の出力信号の一部を帰還変調信号として取
り出す帰還路と、前記搬送波発振器からの搬送波の位相
を補正する移相器と、前記帰還路からの帰還復調信号を
前記移相器で位相補正した搬送波により復調し帰還復調
信号を出力する復調器とを有し、前記帰還復調信号によ
り前記入力信号を補正し、前記電力増幅器の非線形歪を
補償するようにした電力増幅器の非線形補償回路におい
て、前記搬送波の位相補正量を第１の位相量と第２の位
相量Φとに分け、前記第１の位相量の移相手段と、前記
第２の位相量Φの移送手段とにより、それぞれ位相補正
するようにしたものである。また更に、第１の位相量の
移相手段が所定の位相角度ごとに移相する移送手段であ
って、第２の位相量Φの移送手段が所定の位相角度より
小さい第２の位相量Φを補正するか、または第２の位相
量Φの移送手段が搬送波の位相量から第１の位相量を除
いた残りの補正位相角を移相するようにしたものであ
る。更に詳しくは、第１の位相量をｎ・π／２（ｎ＝
０，１，２，３）としたものであり、また、第１の位相
量ｎ・π／２（ｎ＝０，１，２，３）の移相手段を、帰
還復調信号および反転した前記帰還復調信号の組合わせ
と選択により行うものである。また、第２の位相量Φを
０≦Φ≦π／２としたものである。復調帰還信号により
入力信号を補正し、補正した入力信号で搬送波を変調し
て電力増幅器の非線形歪を補償するようにした無線機で
あって、復調器で帰還変調信号を復調する搬送波の位相
補正の移相量を、第１の位相量と第２の位相量Φとに分
け、位相補正の移相手段を、第１の位相量ｎ・π／２
（ｎ＝０，１，２，３）ごとに移相する移相手段と、第
２の移相量Φ（０≦Φ≦π／２）を移相する移相手段と
し、それぞれ位相補正するようにしている。第１の位相
量ｎ・π／２（ｎ＝０，１，２，３）の移相手段は、帰
還復調信号および反転した前記帰還復調信号の組合せと
選択で簡単なものであり、第２の移相量Φ（０≦Φ≦π
／２）の移相手段は、従来の１／４以下のもである。
【００１３】
【発明の実施の形態】まず、本発明における位相補正に
ついて基本原理を説明する。直交復調信号の補正すべき
位相角をΘとして、位相角Θを、ｎ・π／２（ｎ＝０，
１，２，３）という区切りが良く扱い易い大きな角度
と、残りの小さな角度Φ（０≦Φ＜π／２）とに分ける
と、補正すべき位相角は、 Θ＝ｎ・π／２＋Φ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１） となる。ここで、直交復調信号を複素信号として扱い、
ＲDEM ＝ＩDEM ＋ｊ・ＱDEM（Ｒは複素信号、ｊは複素
数を表す。）とすると、位相の補正は、 ＲDEM ・ｅｘｐ（ｊΘ）・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（２） で表される。ただし、 ｅｘｐ（ｊΘ）＝ｅｘｐ（ｊ・ｎ・π／２＋ｊ・Φ） ＝ｅｘｐ（ｊ・ｎ・π／２）・ｅｘｐ（ｊ・Φ）・・（３） ここで、ｅｘｐ（ｊ・ｎ・π／２）をＡ項、ｅｘｐ（ｊ
・Φ）をＢ項とする。
ついて基本原理を説明する。直交復調信号の補正すべき
位相角をΘとして、位相角Θを、ｎ・π／２（ｎ＝０，
１，２，３）という区切りが良く扱い易い大きな角度
と、残りの小さな角度Φ（０≦Φ＜π／２）とに分ける
と、補正すべき位相角は、 Θ＝ｎ・π／２＋Φ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１） となる。ここで、直交復調信号を複素信号として扱い、
ＲDEM ＝ＩDEM ＋ｊ・ＱDEM（Ｒは複素信号、ｊは複素
数を表す。）とすると、位相の補正は、 ＲDEM ・ｅｘｐ（ｊΘ）・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（２） で表される。ただし、 ｅｘｐ（ｊΘ）＝ｅｘｐ（ｊ・ｎ・π／２＋ｊ・Φ） ＝ｅｘｐ（ｊ・ｎ・π／２）・ｅｘｐ（ｊ・Φ）・・（３） ここで、ｅｘｐ（ｊ・ｎ・π／２）をＡ項、ｅｘｐ（ｊ
・Φ）をＢ項とする。
【００１４】いま、可変位相器で小さな角度であるＢ項
の位相補正を行なわせるものとすると、残りの補正分
は、区切りが良く扱い易い大きな角度のＡ項となる。Ａ
項においては、ｎ＝０，１，２，３なので、Ａ項はｎに
応じそれぞれ１、ｊ、−１、−ｊとなり、位相補正後の
出力Ｉｒ、Ｑｒは、表１に示す値となる。
の位相補正を行なわせるものとすると、残りの補正分
は、区切りが良く扱い易い大きな角度のＡ項となる。Ａ
項においては、ｎ＝０，１，２，３なので、Ａ項はｎに
応じそれぞれ１、ｊ、−１、−ｊとなり、位相補正後の
出力Ｉｒ、Ｑｒは、表１に示す値となる。
【表１】 表１から、信号の反転、同相成分、直交成分の入れ替え
だけで、ｎ・π／２（ｎ＝０，１，２，３）の位相補正
を行なうことが可能なことが分かる。
だけで、ｎ・π／２（ｎ＝０，１，２，３）の位相補正
を行なうことが可能なことが分かる。
【００１５】つぎに、本発明による実施の形態を、図
１、図２を使用して説明する。図１は、本発明による非
線形補償回路を使用した直交変調による無線機の送信部
を示す回路ブロック図である。図１において、１は直交
成分信号入力端子、２は同相成分信号入力端子、３は入
力直交成分信号と帰還直交成分信号とを加算する加算
器、４は入力同相成分信号と帰還同相成分信号とを加算
する加算器、５は加算補正された直交成分信号を増幅す
る増幅器、６は加算補正された同相成分信号を増幅する
増幅器、７は直交成分信号で搬送波を変調する変調器、
８は同相成分信号で搬送波を変調する変調器、９は搬送
波の位相をπ／２移相するπ／２移相器、１０は、変調
器７、８からの変調信号を加算する加算器、２１は、変
調器７、８とπ／２移相器９と加算器１０とからなる直
交変調器、１１は直交変調信号の不要成分を除去するフ
ィルタ、１２は直交変調信号を所要電力まで増幅する電
力増幅器、１３はアンテナ、１４は、電力増幅器１２の
出力から帰還信号を取り出すための方向性結合器、１５
は帰還直交変調信号から直交成分信号を復調する復調
器、１６は帰還直交変調信号から同相成分信号を復調す
る復調器、１７は搬送波の位相をπ／２移相するπ／２
移相器、２２は、復調器１５、１６とπ／２移相器１７
とからなる直交復調器、１８は搬送波発振器（局部発振
器）、２３は、入力信号と帰還信号との位相差を検出し
補正データおよび信号選択信号を出力する位相差検出／
補正器、１９は、搬送波発振器１８から出力された搬送
波の位相を位相差検出／補正器２３の補正データで小さ
な角度０≦Φ＜π／２だけ移相する可変位相器、２４
は、直交復調器２２から出力された復調直交成分信号お
よび復調同相成分信号の位相を位相差検出／補正器２３
の信号選択信号で選択移相するｎ・π／２移相器を示
す。
１、図２を使用して説明する。図１は、本発明による非
線形補償回路を使用した直交変調による無線機の送信部
を示す回路ブロック図である。図１において、１は直交
成分信号入力端子、２は同相成分信号入力端子、３は入
力直交成分信号と帰還直交成分信号とを加算する加算
器、４は入力同相成分信号と帰還同相成分信号とを加算
する加算器、５は加算補正された直交成分信号を増幅す
る増幅器、６は加算補正された同相成分信号を増幅する
増幅器、７は直交成分信号で搬送波を変調する変調器、
８は同相成分信号で搬送波を変調する変調器、９は搬送
波の位相をπ／２移相するπ／２移相器、１０は、変調
器７、８からの変調信号を加算する加算器、２１は、変
調器７、８とπ／２移相器９と加算器１０とからなる直
交変調器、１１は直交変調信号の不要成分を除去するフ
ィルタ、１２は直交変調信号を所要電力まで増幅する電
力増幅器、１３はアンテナ、１４は、電力増幅器１２の
出力から帰還信号を取り出すための方向性結合器、１５
は帰還直交変調信号から直交成分信号を復調する復調
器、１６は帰還直交変調信号から同相成分信号を復調す
る復調器、１７は搬送波の位相をπ／２移相するπ／２
移相器、２２は、復調器１５、１６とπ／２移相器１７
とからなる直交復調器、１８は搬送波発振器（局部発振
器）、２３は、入力信号と帰還信号との位相差を検出し
補正データおよび信号選択信号を出力する位相差検出／
補正器、１９は、搬送波発振器１８から出力された搬送
波の位相を位相差検出／補正器２３の補正データで小さ
な角度０≦Φ＜π／２だけ移相する可変位相器、２４
は、直交復調器２２から出力された復調直交成分信号お
よび復調同相成分信号の位相を位相差検出／補正器２３
の信号選択信号で選択移相するｎ・π／２移相器を示
す。
【００１６】直交成分信号入力端子１より印加された直
交成分信号（Ｑ）は、加算器３と位相差検出／補正器２
３に入力され、同相成分信号入力端子２より印加された
同相成分信号（Ｉ）は、加算器４と位相差検出／補正器
２３に入力される。加算器３に入力された直交成分信号
は、加算器３に別途入力される帰還直交成分信号（Ｑ
ｒ）を加算され、帰還信号により電力増幅器の歪分を補
正された補正直交成分信号となり、増幅器５へ出力さ
れ、増幅器５で所要のレベルまで増幅されてから直交変
調器２１の変調器７へ出力される。加算器４に入力され
た同相成分信号は、加算器４に別途入力される帰還同相
成分信号（Ｉｒ）を加算され、帰還信号により電力増幅
器の歪分を補正された補正同相成分信号となり、増幅器
６へ出力され、増幅器６で所要のレベルまで増幅されて
から直交変調器２１の変調器８へ出力される。
交成分信号（Ｑ）は、加算器３と位相差検出／補正器２
３に入力され、同相成分信号入力端子２より印加された
同相成分信号（Ｉ）は、加算器４と位相差検出／補正器
２３に入力される。加算器３に入力された直交成分信号
は、加算器３に別途入力される帰還直交成分信号（Ｑ
ｒ）を加算され、帰還信号により電力増幅器の歪分を補
正された補正直交成分信号となり、増幅器５へ出力さ
れ、増幅器５で所要のレベルまで増幅されてから直交変
調器２１の変調器７へ出力される。加算器４に入力され
た同相成分信号は、加算器４に別途入力される帰還同相
成分信号（Ｉｒ）を加算され、帰還信号により電力増幅
器の歪分を補正された補正同相成分信号となり、増幅器
６へ出力され、増幅器６で所要のレベルまで増幅されて
から直交変調器２１の変調器８へ出力される。
【００１７】一方、搬送波発振器１８では、所要周波数
の搬送波が発振されており、直交変調器２１の変調器
８、π／２移相器９および可変位相器１９へ出力されて
いる。π／２移相器９に入力した搬送波は、位相がπ／
２だけ移相され、直交変調器２１の変調器７へ出力され
る。また、可変位相器１９に入力した搬送波は、直交復
調器２２の復調器１６、π／２移相器１７へ出力され、
さらにπ／２移相器１７に入力した搬送波は、位相がπ
／２だけ移相され、直交復調器２２の復調器１５へ出力
される。
の搬送波が発振されており、直交変調器２１の変調器
８、π／２移相器９および可変位相器１９へ出力されて
いる。π／２移相器９に入力した搬送波は、位相がπ／
２だけ移相され、直交変調器２１の変調器７へ出力され
る。また、可変位相器１９に入力した搬送波は、直交復
調器２２の復調器１６、π／２移相器１７へ出力され、
さらにπ／２移相器１７に入力した搬送波は、位相がπ
／２だけ移相され、直交復調器２２の復調器１５へ出力
される。
【００１８】前記変調器７に入力した所要レベルの歪補
正された補正直交成分信号は、変調器７に別途入力され
る前記π／２移相器９でπ／２移相された所要周波数の
搬送波を変調する。そして、変調器７は、補正直交成分
信号による変調信号を、加算器１０へ出力する。前記変
調器８に入力した所要レベルの歪補正された補正同相成
分信号は、変調器８に別途入力される前記所要周波数の
搬送波を変調する。そして、変調器８は、補正同相成分
信号による変調信号を、加算器１０へ出力する。
正された補正直交成分信号は、変調器７に別途入力され
る前記π／２移相器９でπ／２移相された所要周波数の
搬送波を変調する。そして、変調器７は、補正直交成分
信号による変調信号を、加算器１０へ出力する。前記変
調器８に入力した所要レベルの歪補正された補正同相成
分信号は、変調器８に別途入力される前記所要周波数の
搬送波を変調する。そして、変調器８は、補正同相成分
信号による変調信号を、加算器１０へ出力する。
【００１９】補正直交成分信号による変調信号と補正同
相成分信号による変調信号とは、加算器１０で加算さ
れ、歪補正された直交変調信号としてフィルタ１１へ出
力される。フィルタ１１に入力した歪補正された直交変
調信号は、不要成分を除去された後、電力増幅器１２へ
出力される。電力増幅器１２に入力した歪補正された直
交変調信号は、所要電力まで増幅され、電力増幅器１２
の非直線歪と相殺補償され、歪のない直交変調信号がア
ンテナ１３より送信される。
相成分信号による変調信号とは、加算器１０で加算さ
れ、歪補正された直交変調信号としてフィルタ１１へ出
力される。フィルタ１１に入力した歪補正された直交変
調信号は、不要成分を除去された後、電力増幅器１２へ
出力される。電力増幅器１２に入力した歪補正された直
交変調信号は、所要電力まで増幅され、電力増幅器１２
の非直線歪と相殺補償され、歪のない直交変調信号がア
ンテナ１３より送信される。
【００２０】電力増幅器１２で所要電力まで増幅された
送信出力の一部は、方向性結合器１４で取り出され、帰
還直交変調信号として直交復調器２２の復調器１５、１
６に入力される。復調器１５に入力した帰還直交変調信
号は、復調器１５に別途入力される、前記可変位相器１
９での移相に加えπ／２移相器１７でπ／２移相された
所要周波数の搬送波により帰還直交成分信号（ＱDEM ）
を復調する。そして復調器１５は、復調した帰還直交成
分信号（ＱDEM ）をｎ・π／２移相器２４へ出力する。
送信出力の一部は、方向性結合器１４で取り出され、帰
還直交変調信号として直交復調器２２の復調器１５、１
６に入力される。復調器１５に入力した帰還直交変調信
号は、復調器１５に別途入力される、前記可変位相器１
９での移相に加えπ／２移相器１７でπ／２移相された
所要周波数の搬送波により帰還直交成分信号（ＱDEM ）
を復調する。そして復調器１５は、復調した帰還直交成
分信号（ＱDEM ）をｎ・π／２移相器２４へ出力する。
【００２１】復調器１６に入力した帰還直交変調信号
は、復調器１６に別途入力される前記可変位相器１９で
の移相を加えた所要周波数の搬送波により帰還同相成分
信号（ＩDEM ）を復調する。そして復調器１６は、復調
した帰還同相成分信号（ＩDEM ）をｎ・π／２移相器２
４へ出力する。前記帰還直交成分信号（ＱDEM ）および
帰還同相成分信号（ＩDEM ）は、可変位相器１９での位
相補正が、小さな角度Φの位相補正であるため、まだ完
全な位相補正がされていない。ｎ・π／２移相器２４に
入力した帰還直交成分信号（ＱDEM ）および帰還同相成
分信号（ＩDEM ）は、別途入力される信号選択信号によ
り大きな角度ｎ・π／２を選択され、完全に位相補正を
された、帰還直交成分信号（Ｑｒ）を加算器３および位
相差検出／補正器２３へ出力し、帰還同相成分信号（Ｉ
ｒ）を加算器４および位相差検出／補正器２３へ出力す
る。
は、復調器１６に別途入力される前記可変位相器１９で
の移相を加えた所要周波数の搬送波により帰還同相成分
信号（ＩDEM ）を復調する。そして復調器１６は、復調
した帰還同相成分信号（ＩDEM ）をｎ・π／２移相器２
４へ出力する。前記帰還直交成分信号（ＱDEM ）および
帰還同相成分信号（ＩDEM ）は、可変位相器１９での位
相補正が、小さな角度Φの位相補正であるため、まだ完
全な位相補正がされていない。ｎ・π／２移相器２４に
入力した帰還直交成分信号（ＱDEM ）および帰還同相成
分信号（ＩDEM ）は、別途入力される信号選択信号によ
り大きな角度ｎ・π／２を選択され、完全に位相補正を
された、帰還直交成分信号（Ｑｒ）を加算器３および位
相差検出／補正器２３へ出力し、帰還同相成分信号（Ｉ
ｒ）を加算器４および位相差検出／補正器２３へ出力す
る。
【００２２】直交復調器２２で復調のために使用される
搬送波は、可変位相器１９から入力されているが、直交
変調信号と帰還直交変調信号との間に発生している位相
差Θの内の小さな位相差Φを位相補正するように、可変
位相器１９を制御する。この可変位相器１９の制御は位
相差検出／補正器２３から出力される補正データにより
行なわれるが、位相差検出／補正器２３は、前記入力直
交成分信号（Ｑ）および入力同相成分信号（Ｉ）と、前
記帰還直交成分信号（Ｑｒ）および帰還同相成分信号
（Ｉｒ）とにより、直交変調器２１から直交復調器２２
までのフィルタ１１、電力増幅器１２、方向性結合器１
４等の遅延時間等による位相差Θを検出し、直交復調器
２２から加算器３、４へ正しい位相の信号帰還が行なわ
れるように補正をしている。位相差検出／補正器２３で
は、補正すべき位相角Θを検出し、ｎ・π／２を除いた
補正位相角Φの補正位相データ、およびｎ・π／２移相
器２４の信号選択信号を生成し、位相角Φの補正データ
は可変位相器１９へ、信号選択信号はｎ・π／２移相器
２４へ出力する。
搬送波は、可変位相器１９から入力されているが、直交
変調信号と帰還直交変調信号との間に発生している位相
差Θの内の小さな位相差Φを位相補正するように、可変
位相器１９を制御する。この可変位相器１９の制御は位
相差検出／補正器２３から出力される補正データにより
行なわれるが、位相差検出／補正器２３は、前記入力直
交成分信号（Ｑ）および入力同相成分信号（Ｉ）と、前
記帰還直交成分信号（Ｑｒ）および帰還同相成分信号
（Ｉｒ）とにより、直交変調器２１から直交復調器２２
までのフィルタ１１、電力増幅器１２、方向性結合器１
４等の遅延時間等による位相差Θを検出し、直交復調器
２２から加算器３、４へ正しい位相の信号帰還が行なわ
れるように補正をしている。位相差検出／補正器２３で
は、補正すべき位相角Θを検出し、ｎ・π／２を除いた
補正位相角Φの補正位相データ、およびｎ・π／２移相
器２４の信号選択信号を生成し、位相角Φの補正データ
は可変位相器１９へ、信号選択信号はｎ・π／２移相器
２４へ出力する。
【００２３】図２は、ｎ・π／２移相器２４の一実施例
を示す具体的な回路図である。復調器１５からの帰還直
交成分信号（ＱDEM ）は、スイッチ１０７のＳＷ１−ａ
端子、および抵抗１０１、１０２、演算増幅器１０５よ
り構成される反転増幅器に入力され、反転増幅器の出力
である反転帰還直交成分信号（−ＱDEM ）を、スイッチ
１０７のＳＷ１−ｂ端子へ出力している。同様に、復調
器１６からの帰還同相成分信号（ＩDEM ）は、スイッチ
１０８のＳＷ２−ｃ端子、および抵抗１０３、１０４、
演算増幅器１０６より構成されるに入力され、反転増幅
器の出力である反転帰還同相成分信号（−ＩDEM ）を、
スイッチ１０８のＳＷ２−ｄ端子へ出力している。スイ
ッチ１０７の選択出力は、スイッチ１０９のＳＷ３−ｅ
端子、ＳＷ４−ｇ端子へ出力され、スイッチ１０８の選
択出力は、スイッチ１１０のＳＷ３−ｆ端子、ＳＷ４−
ｈ端子へ出力されている。
を示す具体的な回路図である。復調器１５からの帰還直
交成分信号（ＱDEM ）は、スイッチ１０７のＳＷ１−ａ
端子、および抵抗１０１、１０２、演算増幅器１０５よ
り構成される反転増幅器に入力され、反転増幅器の出力
である反転帰還直交成分信号（−ＱDEM ）を、スイッチ
１０７のＳＷ１−ｂ端子へ出力している。同様に、復調
器１６からの帰還同相成分信号（ＩDEM ）は、スイッチ
１０８のＳＷ２−ｃ端子、および抵抗１０３、１０４、
演算増幅器１０６より構成されるに入力され、反転増幅
器の出力である反転帰還同相成分信号（−ＩDEM ）を、
スイッチ１０８のＳＷ２−ｄ端子へ出力している。スイ
ッチ１０７の選択出力は、スイッチ１０９のＳＷ３−ｅ
端子、ＳＷ４−ｇ端子へ出力され、スイッチ１０８の選
択出力は、スイッチ１１０のＳＷ３−ｆ端子、ＳＷ４−
ｈ端子へ出力されている。
【００２４】位相差検出／補正器２３から出力される信
号選択信号により、ｎ・π／２移相器２４の各スイッチ
を表２に示すスイッチ位置に選択することにより、大き
な角度ｎ・π／２分の位相補正を行なう。
号選択信号により、ｎ・π／２移相器２４の各スイッチ
を表２に示すスイッチ位置に選択することにより、大き
な角度ｎ・π／２分の位相補正を行なう。
【表２】 なお、上述の説明は、反転出力信号を求めた後、信号の
入替え／選択を行なう方法であるが、信号の入替えを行
なった後、反転／選択を行なっても効果としてなんら変
わりは無い。
入替え／選択を行なう方法であるが、信号の入替えを行
なった後、反転／選択を行なっても効果としてなんら変
わりは無い。
【００２５】
【発明の効果】本発明によれば、補正位相Θを大きな角
度ｎ・π／２分と残りの小さな角度Φ分とに分け、ｎ・
π／２分の位相補正を信号の入替えと反転操作により行
ない、残りのπ／２より小さな位相補正を可変位相器で
行なう方法を使用するようにし、帰還側の位相を調整す
るための可変位相器の回路規模を小さくするようにした
電力増幅器の非線形補償回路を提供することができる。
度ｎ・π／２分と残りの小さな角度Φ分とに分け、ｎ・
π／２分の位相補正を信号の入替えと反転操作により行
ない、残りのπ／２より小さな位相補正を可変位相器で
行なう方法を使用するようにし、帰還側の位相を調整す
るための可変位相器の回路規模を小さくするようにした
電力増幅器の非線形補償回路を提供することができる。
【図１】本発明による電力増幅器の非線形補償回路を使
用した無線機の送信部を示す回路ブロック図。
用した無線機の送信部を示す回路ブロック図。
【図２】本発明による電力増幅器の非線形補償回路を使
用した無線機の送信部に使用するｎ・π／２移相器を示
す回路図。
用した無線機の送信部に使用するｎ・π／２移相器を示
す回路図。
【図３】従来の電力増幅器の非線形補償回路を使用した
無線機の送信部を示す回路ブロック図。
無線機の送信部を示す回路ブロック図。
【図４】従来の電力増幅器の非線形補償回路を使用した
無線機の送信部に使用する可変位相器回路図。
無線機の送信部に使用する可変位相器回路図。
【図５】従来の電力増幅器の非線形補償回路を使用した
無線機の送信部に使用する可変位相器回路図。
無線機の送信部に使用する可変位相器回路図。
１、２…信号入力端子、３、４…加算器、５、６…増幅
器、７、８…変調器、９、１７…π／２移相器、１０…
加算器、１１…フィルタ、１２…電力増幅器、１３…ア
ンテナ、１４…方向性結合器、１５、１６…復調器、１
８…搬送波発振器、１９…可変位相器、２０…位相差検
出器、２１、７４…直交変調器、２２…直交復調器、２
３…位相差検出／補正器、２４…ｎ・π／２移相器、５
１…インダクタンス、５２、５３…コンデンサ、５４…
可変容量ダイオード、５５、７２、７３…Ｄ／Ａ変換
器、６０…移相器、７１…サイン・コサインＲＯＭ、１
０１〜１０４…抵抗、１０５、１０６…演算増幅器、１
０７〜１１０…スイッチ。
器、７、８…変調器、９、１７…π／２移相器、１０…
加算器、１１…フィルタ、１２…電力増幅器、１３…ア
ンテナ、１４…方向性結合器、１５、１６…復調器、１
８…搬送波発振器、１９…可変位相器、２０…位相差検
出器、２１、７４…直交変調器、２２…直交復調器、２
３…位相差検出／補正器、２４…ｎ・π／２移相器、５
１…インダクタンス、５２、５３…コンデンサ、５４…
可変容量ダイオード、５５、７２、７３…Ｄ／Ａ変換
器、６０…移相器、７１…サイン・コサインＲＯＭ、１
０１〜１０４…抵抗、１０５、１０６…演算増幅器、１
０７〜１１０…スイッチ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04L 27/36 H03F 1/32 H04B 1/04 H04L 27/20
Claims (1)
- 【請求項１】所定周波数の搬送波を発生する搬送波発振
器と、 入力信号により前記搬送波を変調し変調信号を発生する
変調器と、 前記変調信号を所要電力まで増幅する電力増幅器と、 前記電力増幅器の出力信号の一部を帰還変調信号として
取り出す帰還路と、 前記搬送波発振器からの搬送波の位相を補正する移相器
と、 前記帰還路からの帰還変調信号を前記移相器で位相補正
した搬送波により復調し帰還復調信号を出力する復調器
とを有し、 前記帰還変調信号により前記入力信号を補正し、前記電
力増幅器の非線形歪を補償するようにした電力増幅器の
非線形補償回路において、 前記搬送波の位相補正量を、前記帰還変調信号および反
転した前記帰還変調信号の組み合わせと選択によりｎ・
π／２（ｎ＝０，１，２，３）ごとに移相する第１の位
相量とにより０≦Φ＜π／２である第２の位相量Φとに
わけ、 前記第１の位相量の移相手段と、前記第２の位相量Φの
移相手段とにより、それぞれ位相補正するように構成し
たことを特徴とする電力増幅器の非線形補償回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21864295A JP3169803B2 (ja) | 1995-08-28 | 1995-08-28 | 電力増幅器の非線形補償回路 |
| US08/703,124 US5802451A (en) | 1995-08-28 | 1996-08-26 | Non-linear compensation circuit for a power amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21864295A JP3169803B2 (ja) | 1995-08-28 | 1995-08-28 | 電力増幅器の非線形補償回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0964932A JPH0964932A (ja) | 1997-03-07 |
| JP3169803B2 true JP3169803B2 (ja) | 2001-05-28 |
Family
ID=16723154
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21864295A Expired - Fee Related JP3169803B2 (ja) | 1995-08-28 | 1995-08-28 | 電力増幅器の非線形補償回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5802451A (ja) |
| JP (1) | JP3169803B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7024608B2 (en) | 2002-03-22 | 2006-04-04 | Nec Corporation | Transmitting method and transmitting apparatus |
Families Citing this family (32)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1998000908A1 (en) * | 1996-06-28 | 1998-01-08 | Philips Electronics N.V. | Circuit arrangement comprising a cartesian amplifier |
| US5933767A (en) * | 1997-09-15 | 1999-08-03 | Motorola, Inc. | Apparatus and method for tuning the gain of a transmitter utilizing cartesian feedback |
| SE511323C2 (sv) * | 1997-12-23 | 1999-09-13 | Ericsson Telefon Ab L M | Metod och anordning för fasreglering |
| US5939916A (en) * | 1997-12-23 | 1999-08-17 | Northern Telecom Limited | Phase shifter suitable for clock recovery systems |
| US6717981B1 (en) * | 1999-12-14 | 2004-04-06 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Transmitter image suppression in TDD transceivers |
| US6259320B1 (en) | 1999-12-27 | 2001-07-10 | Nortel Networks Limited | Error correction within power amplifiers |
| US6940916B1 (en) * | 2000-01-27 | 2005-09-06 | Pmc-Sierra, Inc. | Wideband analog quadrature modulator/demodulator with pre-compensation/post-compensation correction |
| JP4538157B2 (ja) * | 2000-01-28 | 2010-09-08 | 株式会社日立国際電気 | 負帰還回路を備えた電力増幅回路及び位相制御方法 |
| US6384677B2 (en) * | 2000-01-28 | 2002-05-07 | Hitachi Kokusai Electric Inc. | Power amplifier having negative feedback circuit for transmitter |
| KR20010113423A (ko) * | 2000-06-16 | 2001-12-28 | 최승국 | 오에프디엠 시스템에서 고출력 증폭기에 의한 비선형 왜곡보상 방법 |
| JP4660936B2 (ja) * | 2001-02-05 | 2011-03-30 | ソニー株式会社 | 非線形位相歪補償装置 |
| US6940557B2 (en) * | 2001-02-08 | 2005-09-06 | Micronas Semiconductors, Inc. | Adaptive interlace-to-progressive scan conversion algorithm |
| KR100446500B1 (ko) * | 2001-03-19 | 2004-09-04 | 삼성전자주식회사 | 비선형 왜곡 보상 방법 및 비선형 왜곡 보상 회로 |
| JP3880329B2 (ja) * | 2001-04-20 | 2007-02-14 | 株式会社日立国際電気 | ループゲイン制御方法及び電力増幅回路 |
| DE60238508D1 (de) * | 2002-05-31 | 2011-01-13 | Fujitsu Ltd | Verzerrungskompensationsvorrichtung |
| US7133649B2 (en) * | 2002-12-24 | 2006-11-07 | Hitachi Kokusai Electric, Inc. | Negative feedback amplifier for transmitter, transmitter, and method of correcting error in the negative feedback amplifier |
| WO2004082135A2 (en) * | 2003-03-12 | 2004-09-23 | Analog Devices, Inc. | Closed loop power control of non-constant envelope waveforms using sample/hold |
| US7400690B2 (en) * | 2003-10-14 | 2008-07-15 | Agere Systems Inc. | Adaptive phase controller, method of controlling a phase and transmitter employing the same |
| US20050101349A1 (en) * | 2003-11-10 | 2005-05-12 | Nokia Corporation | Open modem - RFU interface |
| JP4621245B2 (ja) * | 2004-03-25 | 2011-01-26 | オプティクロン・インコーポレーテッド | デジタル線形化システム |
| US20060205375A1 (en) * | 2005-03-11 | 2006-09-14 | Nokia Corporation | Measurement circuit and method for measuring the level of an RF signal, and a transmitter including a measurement circuit |
| US20070135064A1 (en) * | 2005-12-09 | 2007-06-14 | Ruelke Charles R | Method and apparatus for reducing phase imbalance in radio frequency signals |
| ATE407480T1 (de) * | 2006-07-25 | 2008-09-15 | Alcatel Lucent | Steuerungsverfahren eines abstimmbaren filters und eine basissstation |
| JP5218173B2 (ja) * | 2009-03-12 | 2013-06-26 | 富士通株式会社 | 無線送信機の位相補正装置、無線送信機の歪補償装置 |
| JP5251748B2 (ja) | 2009-06-17 | 2013-07-31 | 富士通株式会社 | 位相補正装置、位相補正方法 |
| JP5251749B2 (ja) * | 2009-06-17 | 2013-07-31 | 富士通株式会社 | 位相補正装置、位相補正方法 |
| WO2011030465A1 (ja) * | 2009-09-14 | 2011-03-17 | 株式会社 東芝 | 送信器 |
| US8953663B2 (en) * | 2009-09-25 | 2015-02-10 | Intel Corporation | Calibration of quadrature imbalance via loopback phase shifts |
| US8644420B2 (en) * | 2011-04-01 | 2014-02-04 | Opnext Subsystems, Inc. | Alignment of in-phase and quadrature data in quadrature phase shift keying optical transmitters |
| US9008252B2 (en) * | 2012-10-12 | 2015-04-14 | Intel Mobile Communications GmbH | Circuit, method and mobile communication device |
| US10099519B2 (en) | 2015-04-01 | 2018-10-16 | Infineon Technologies Ag | Systems and methods using a reference marker |
| CN113572452B (zh) * | 2021-09-23 | 2022-01-21 | 广州慧智微电子有限公司 | 一种多相位移相器和多相位移相方法 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| SE470455B (sv) * | 1992-08-24 | 1994-04-11 | Ericsson Telefon Ab L M | Anordning för kompensering av fasvridningen i återkopplingsslingan vid en kartesiskt återkopplad effektförstärkare |
| US5574992A (en) * | 1994-04-29 | 1996-11-12 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for reducing off-channel interference produced by a linear transmitter |
| US5564087A (en) * | 1994-11-03 | 1996-10-08 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for a linear transmitter |
| JP2967699B2 (ja) * | 1995-03-06 | 1999-10-25 | 日本電気株式会社 | 送信装置 |
| US5675286A (en) * | 1996-02-12 | 1997-10-07 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for an improved linear transmitter |
-
1995
- 1995-08-28 JP JP21864295A patent/JP3169803B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1996
- 1996-08-26 US US08/703,124 patent/US5802451A/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7024608B2 (en) | 2002-03-22 | 2006-04-04 | Nec Corporation | Transmitting method and transmitting apparatus |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5802451A (en) | 1998-09-01 |
| JPH0964932A (ja) | 1997-03-07 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3169803B2 (ja) | 電力増幅器の非線形補償回路 | |
| KR100325051B1 (ko) | 프리디스토터 | |
| US6993091B2 (en) | Correction of DC-offset of I/Q modulator | |
| US6980604B2 (en) | Transmission device and transmission method | |
| US6798844B2 (en) | Correction of phase and amplitude imbalance of I/Q modulator | |
| EP1282224B1 (en) | Distortion compensation apparatus | |
| US7310387B2 (en) | Apparatus for compensating DC offsets, gain and phase imbalances between I-channel and Q-channel in quadrature transceiving system | |
| JP2000286915A (ja) | 信号変調回路及び信号変調方法 | |
| WO2000072438A1 (en) | Linearisation and modulation device | |
| WO2000059175A1 (en) | Correction of nonlinearity of i/q modulator | |
| JP2500744B2 (ja) | 負帰還増幅器 | |
| JPH05175743A (ja) | 電力増幅器 | |
| JP2746133B2 (ja) | 負帰還増幅器 | |
| JP3420613B2 (ja) | 直交変調器 | |
| JP4382950B2 (ja) | 非線形歪み補償回路および非線形歪み補償方法 | |
| JP4068999B2 (ja) | カーテシアン型送信機 | |
| JPH04291829A (ja) | 歪み補償回路 | |
| KR100251781B1 (ko) | 디지탈통신시스템의전력증폭기선형화장치및방법 | |
| JPH11196140A (ja) | 電力増幅器 | |
| JP3869976B2 (ja) | 高周波電力増幅装置 | |
| JPS6310613B2 (ja) | ||
| JP2009159520A (ja) | 無線送信機 | |
| JP2000270031A (ja) | 高周波電力増幅装置 | |
| JPH09181787A (ja) | 無線機 | |
| JP2004128947A (ja) | 非直線歪補償の負帰還ループを有するディジタル無線機 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080316 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090316 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100316 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100316 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110316 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120316 Year of fee payment: 11 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |